KR20110034898A - 직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터 시스템 - Google Patents

직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR20110034898A
KR20110034898A KR1020090092384A KR20090092384A KR20110034898A KR 20110034898 A KR20110034898 A KR 20110034898A KR 1020090092384 A KR1020090092384 A KR 1020090092384A KR 20090092384 A KR20090092384 A KR 20090092384A KR 20110034898 A KR20110034898 A KR 20110034898A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
converter
transformer
auxiliary circuit
power
voltage
Prior art date
Application number
KR1020090092384A
Other languages
English (en)
Inventor
한병문
이지헌
이혜연
Original Assignee
명지대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 명지대학교 산학협력단 filed Critical 명지대학교 산학협력단
Priority to KR1020090092384A priority Critical patent/KR20110034898A/ko
Publication of KR20110034898A publication Critical patent/KR20110034898A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/04—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks for connecting networks of the same frequency but supplied from different sources
    • H02J3/06—Controlling transfer of power between connected networks; Controlling sharing of load between connected networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

본 발명은, 직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터에 관한 것으로서, 소정 크기의 교류전력을 승압 또는 강압시키는 개방 Y-Y 변압기; 3-레벨 반-브리지와 단상 변압기를 포함하는 보조회로; 직류 전압 분할용 커패시터; 및 상기 개방 Y-Y 변압기와는 병렬로 연결되고, 상기 보조회로와는 직렬로 연결된 제1 및 제2 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템이며, 이와 같은 본 발명에 의하면 출력전압의 스텝수가 적어 연계용 변압기의 구조가 간단해지고 그 수가 적어져 이로 인하여 시스템의 설치면적이 적고 설치비용을 절감시킬 수 있게 된다.
Figure P1020090092384
직류송전, 컨버터, 18-스텝, 백-투-백,

Description

직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터 시스템{18-step Back-to-Back Voltage Source Converter System for HVDC Application}
본 발명은 직류송전을 위한 전압원 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 송전단과 수전단에 각각 2대의 18-스텝 컨버터를 교류측은 직렬로 결합하고 직류측은 병렬로 결합하여 상이한 점호각으로 동작하여 연계된 교류계통의 유,무효 전력을 독립적으로 제어할 수 있는 back-to-back 컨버터에 대한 것이다.
최근 에너지고갈과 환경보호 문제로 선진 각국에서는 신재생에너지원에 의한 전력생산과 이용에 대해 많은 연구를 수행하고 있다. 신재생에너지원에서 생산되는 전력은 그 양이 증가하면서 통상 대용량 전압원 컨버터를 통해 직류송전방식으로 기존전력망과 연계된다.
전압원 컨버터에는 PWM 컨버터와 다중스텝 컨버터가 있는데, PWM 컨버터는 시스템구성은 간단하나 각 스위칭 소자를 교류 한주기당 여러 번 스위칭 하므로 스위칭 손실이 큰 단점을 갖는다. 반면 다중스텝 컨버터는 교류 한주기당 한 번 스위 칭을 하기 때문에 스위칭 손실은 적으나 출력전압의 크기를 조절할 수 없고 고조파 레벨을 낮추기 위하여 다수의 모듈을 두고 각각의 출력을 중첩하여 교류 한주기당 스텝수를 증가하여야 한다.
시스템의 외형을 줄이면서 스텝수를 증가하기 위해 주변압기와 컨버터브리지 사이에 보조변압기를 설치하는 방법이 사용되어 왔으나 이 방법은 보조변압기의 결선구조가 복잡하여 제작이 어렵고, 비용절감도 크지 않은 단점을 갖는다.
이러한 단점을 해결하는 방법으로 컨버터의 직류단에 탭-변압기와 별도의 H-브리지를 삽입하여 직류커패시터에 걸리는 일정전압에 주입전압을 중첩하여 출력전압을 형성하는 방법이 제안되었다. 그런데 전압중첩을 위해 사용하는 탭-변압기는 제작 상 권수비의 균형을 정확히 일치시키기 어려워 주입전압의 비대칭에 따른 고조파 발생을 야기하고 계통연계를 위한 컨버터의 Back-to-Back 결합이 용이하지 않다.
상기와 같은 단점을 개선하고자 본 발명자는 H-브리지 대신 3-레벨 반-브리지를 사용하고, 탭-변압기 대신에 보통변압기를 사용하는 36-스텝 컨버터를 제안하였으며, 또한 이같은 컨버터 4대로 구성된 Back-to-Back 컨버터를 제안한 바 있다. 도 1은 종래기술(등록번호 10-0795752)에 따른 36-스텝 Back-to-Back 컨버터를 나타낸다.
3-레벨 반-브리지(15)와 단상변압기(13)로 구성된 보조회로와 6-스텝 브리지 2대(11, 12)를 사용한 36-스텝 컨버터의 구성을 보여준다. 각 6-스텝 브리지(11, 12)에는 직류커패시터(14, 14')의 전압과 3-레벨 반-브리지(15)와 변압기(13)로 형 성되는 전압이 합쳐져 공급된다. 따라서 각 6-스텝 브리지(11, 12)에서 형성된 출력전압은 3상 변압기(16, 17)에 의해 합쳐져 36-스텝의 출력파형을 형성한다. 이 컨버터의 경우 각 6-스텝 브리지(11, 12)는 60Hz로 동작하는 반면, 보조회로에 있는 3-레벨 반-브리지(15)는 360Hz로 동작한다.
그러나 제안된 36-스텝 Back-to-Back 컨버터는 송전단과 수전단에 각각 4대의 주변압기와 2대의 주입변압기를 필요로 하여 외형이 커지는 단점을 갖는다.
이 컨버터를 Back-to-Back 직류송전에 적용하기 위해서는 도 2와 같이 송전단과 수전단에 각각 4대를 주변압기를 통해 직렬로 결합해야 하고, 또한 양단에 각각 2대의 주입변압기가 있어야 한다. 따라서 시스템의 대형화가 불가피하고 또한 비용문제를 야기한다.
본 발명은 중간탭 변압기 대신에 보통 변압기를 사용하고 풀 브리지 대신에 3-레벨 반브리지를 사용하는 보조회로를 가지는 back-to-back 컨버터 시스템을 적용하여 시스템에 연계된 교류계통의 유,무효 전력을 독립적으로 제어할 수 있는 컨버터 시스템을 제공하고자 한다.
나아가서 종래의 Back-to-Back 직류송전에 적용하기 위해서는 송전단과 수전단에 각각 4대를 주변압기를 통해 직렬로 결합해야 하고, 또한 양단에 각각 2대의 주입변압기가 필요하여, 시스템의 대형화가 불가피하고 또한 비용문제를 야기하는 문제점을 해결하고자 송전단과 수전단에 각각 2대의 18-스텝 컨버터를 사용하는 Back-to-Back 컨버터를 제공하고자 한다.
상기 기술적 과제를 달성하고자 본 발명은, 소정 크기의 교류전력을 승압 또는 강압시키는 개방 Y-Y 변압기; 3-레벨 반-브리지와 단상 변압기를 포함하는 보조회로; 직류 전압 분할용 커패시터; 및 상기 개방 Y-Y 변압기와는 병렬로 연결되고, 상기 보조회로와는 직렬로 연결된 제1 및 제2 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템이다.
바람직하게는 상기 제1 및 제2 컨버터는, 6대의 스위칭 소자가 두 개씩 한 쌍을 이루어 구성되며, 상기 제1 컨버터의 각 쌍의 중단점과 상기 제2 컨버터의 각 쌍의 중단점은 서로 대응되어 각각 직렬로 연결된 2개의 클램핑 다이오드로 연결될 수 있다.
여기서 상기 직류 전압 분할용 커패시터는, 상기 보조회로의 단상 변압기의 1차측 권선의 타단 및 2차측 권선의 타단과 상기 제1 컨버터의 출력단 사이에 연결된 제1 직류 커패시터; 및 상기 보조회로의 단상 변압기의 1차측 권선의 타단 및 2차측 권선의 타단과 상기 제2 컨버터의 접지단 사이에 연결된 제2 직류 커패시터를 포함할 수 있다.
보다 바람직하게는 상기 보조회로는, 상기 제1 및 제2 직류 커패시터와 병렬로 연결된 제1 내지 제4 스위칭 소자; 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점에 일 단이 연결된 제1 클램핑 다이오드; 및 상기 제3 및 제4 스위칭 소자의 접속점에 타단이 연결된 제2 클램핑 다이오드로 구성된 3-레벨 반-브리지를 포함할 수 있다.
그리고 상기 보조회로는, 상기 단상 변압기의 1차측 권선의 일단이 상기 제1 및 제2 컨버터에서 선택된 2개의 클래핑 다이오드의 중단점에 연결되고, 상기 단상 변압기의 2차측 권선의 일단이 상기 제2 및 제3 스위칭 소자의 접속점에 연결될 수 있다.
이와 같은 본 발명에 따르면, 출력전압의 스텝수가 적어 연계용 변압기의 구조가 간단해지고 그 수가 적어져 이로 인하여 시스템의 설치면적이 적고 설치비용을 절감시킬 수 있게 된다.
송전단과 수전단에 각각 2대의 18-스텝 컨버터를 교류측은 직렬로 직류측은 병렬로 결합하여 상이한 점호각으로 동작시켜 출력전압의 크기와 위상을 조절하여 연계된 교류계통의 유,무효 전력의 독립적인 제어가 가능해진다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 설명하기 위하여 이하에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하고 이를 참조하여 살펴본다.
본 발명은 송전단과 수전단에 각각 2대의 18-스텝 컨버터를 교류 측은 직렬로 결합하고 직류 측은 병렬로 결합하여 상이한 점호각으로 동작하여 연계된 교류계통의 유·무효전력을 독립적으로 제어하는 구조의 Back-to-Back 컨버터이다.
도 3은 본 발명에 따른 Back-to-back 컨버터의 기본모듈인 18-step 컨버터의 기본구성을 나타낸다.
본 발명에 따른 컨버터 시스템은 소정 크기의 교류전력을 승압 또는 강압시키는 개방 Y-Y 변압기(160), 3-레벨 반브리지(151)와 단상 변압기(155)를 포함하는 보조회로(150), 직류 전압 분할용 커패시터(140a, 140b) 및 개방 Y-Y 변압기(160)와는 병렬로 연결되고 보조회로(150)와는 직렬로 연결된 제1 컨버터(110) 및 제2 컨버터(120)를 포함하여 구성된다.
여기서 제1 컨버터(110)와 제2 컨버터(120)는 6대의 스위칭 소자가 두 개씩 한쌍을 이루어 구성되며, 제1 컨버터(110)의 스위칭 소자 각 쌍의 중단점과 제2 컨버터(120)의 스위칭 소자 각 쌍의 중단점은 서로 대응되어 각각 직렬로 연결된 2개의 클램핑 다이오드로 연결된다.
또한 직류 전압 분할용 커패시터(140a, 140b)는, 보조회로(150)의 단상 변압기(155)의 1차측 권선의 타단 및 2차측 권선의 타단과 제1 컨버터(110)의 출력단 사이에 연결된 제1 직류 커패시터(140a) 및 보조회로(150)의 단상 변압기(155)의 1차측 권선의 타단 및 2차측 권선의 타단과 제2 컨버터(120)의 접지단 사이에 연결된 제2 직류 커패시터(140b)로 구성된다.
그리고 보조회로(150)의 제1 및 제2 직류 커패시터(140a, 140b)와 병렬로 연 결된 제1 내지 제4 스위칭 소자로 구성되며, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점에 일단이 연결된 제1 클램핑 다이오드 및 상기 제3 및 제4 스위칭 소자의 접속점에 타단이 연결된 제2 클램핑 다이오드로 구성된 3-레벨 반-브리지(150)를 포함하는데, 여기서 단상 변압기(155)의 1차측 권선의 일단이 제1 및 제2 컨버터(110, 120)에서 선택된 2개의 클래핑 다이오드의 중단점에 연결되고, 단상 변압기(155)의 2차측 권선의 일단이 상기 제2 및 제3 스위칭 소자의 접속점에 연결된다.
본 발명에 있어서 컨버터는 3-레벨 반-브리지(151)와 단상변압기(155)로 구성된 보조회로(150)를 직류 단에 포함하고 1기의 주변압기(160)를 통하여 계통과 연계되어있다.
도 3에 도시된 바와 같이 컨버터의 직류 상단전압과 하단전압은 DC 커패시터의 전압
Figure 112009059875614-PAT00001
와 보조브리지가 주입변압기를 통해 공급하는 전압
Figure 112009059875614-PAT00002
를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009059875614-PAT00003
[식 1]
Figure 112009059875614-PAT00004
[식 2]
상기 [식 1] 및 [식 2]에 의해 컨버터의 출력 AC 전압은 주입전압
Figure 112009059875614-PAT00005
에 의해서 조절이 가능함을 알 수 있다. 한편 주입전압
Figure 112009059875614-PAT00006
는 보조브리지회로의 스위칭 패턴과 주입변압기의 권수비에 의해 결정된다. 따라서 주입전압
Figure 112009059875614-PAT00007
는 0,
Figure 112009059875614-PAT00008
k,
Figure 112009059875614-PAT00009
인 3-레벨 값으로 정해지고, 보조브리지회로는 120˚마다 동작하기 때문에 기본주파수의 3배에 해당하는 펄스를 형성하게 된다. 보조회로에 사용되는 변압기의 권선비 k는 출력 전압파형의 고조파수준을 최소화하도록 결정하여야 한다.
도 4는 본 발명에서 제안하는 18-step 컨버터의 각 부분의 파형을 나타낸 것이다. 도 4의 (a)는 보조브리지회로의 출력파형을 보인 것으로 교류 한주기당 3개의 펄스가 존재하여 120˚마다 동작함을 알 수 있다. 도 4의 (b)와 도 4의 (c)는 상단과 하단 컨버터 부분에 인가되는 전압파형을 나타낸 것으로, 직류전압
Figure 112009059875614-PAT00010
에
Figure 112009059875614-PAT00011
를 가하거나 감한 파형을 나타낸다. 도 4의 (d)와 도 4의 (e)는 출력 선간전압과 상전압을 나타낸 것이다.
한편 보조브리지가 주입하는 전압의 크기는 출력전압의 고조파에 영향을 주므로 주입변압기의 권수비는 최적 값을 택하여야 한다.
도 4의 (e)에 보인 출력전압을 푸리에 급수로 전개하면 하기 [식 3]과 같다.
Figure 112009059875614-PAT00012
[식 3]
여기서 기본파를 포함한 각 고조파성분의 크기는 하기 [식 4]로 표현 가능하다.
Figure 112009059875614-PAT00013
[식 4]
인버터의 출력파형에 가장 큰 영향을 주는 성분은 5차 고조파이므로 이를 소거하기 위해서는 위의 수식에 n=5를 대입하고
Figure 112009059875614-PAT00014
0와
Figure 112009059875614-PAT00015
을 각각 20˚로 할 때 크기가 0이 되어야 한다. 이때 k 값을 구하면 k=0.574 이다.
도 5는 back-to-back HVDC 시스템의 개념도를 도시하는데, 도 5에 도신된 바와 같이 Back-to-Back 컨버터는 주파수가 다른 2개의 교류계통을 연계하거나 직류송전 또는 대규모 풍력발전단지를 전력계통에 연계하는데 사용된다. 따라서 Back-to-Back 컨버터는 연계되는 2개 교류계통의 유·무효전력을 독립적으로 제어가능하고 양방향 전력조류를 제어 가능해야한다.
만약 컨버터가 PWM 방식으로 동작할 경우 교류출력전압의 크기와 위상을 조절 가능하여 유·무효전력의 독립적 제어가 가능하다. 그러나 다중스텝으로 동작할 경우 교류출력전압의 크기는 고정되어 있어 유·무효전력의 독립적인 제어가 불가능하다.
본 발명에서는 상기의 18-스텝 컨버터 2대를 교류측은 직렬로 직류측은 병렬로 연결한 후 컨버터_1의 점호각
Figure 112009059875614-PAT00016
과 컨버터_2의 점호각
Figure 112009059875614-PAT00017
를 상이하게 동작시켜 연계된 교류계통의 유·무효전력을 독립적으로 제어하는 방식을 제안한다.
그림 6의 (a)는 본 발명에 따른 Back-to-Back 컨버터(200)의 송·수전단 중 한쪽 단의 단상등가회로를 나타낸다. 그리고 컨버터(200)의 상·하단 점호각을 달리 할 때 전원전압, 컨버터 각각의 전압, 그리고 컨버터 합성전압의 벡터도를 그림 6의 (b)에 나타낸다. 도 6에서 알 수 있는 바와 같이 상단점호각
Figure 112009059875614-PAT00018
과 하단점호각
Figure 112009059875614-PAT00019
의 값을 적절히 조절하면 컨버터(200)의 출력전압벡터
Figure 112009059875614-PAT00020
는 전원전압
Figure 112009059875614-PAT00021
와 임의의 전력각
Figure 112009059875614-PAT00022
를 이루고 그 크기를 조절하는 것이 가능하다. 따라서 상·하단 점호각
Figure 112009059875614-PAT00023
과
Figure 112009059875614-PAT00024
를 조절하여 연계된 교류계통의 유·무효전력을 독립적으로 제어하는 것이 가능하다.
도 6의 (a)의 등가회로에서 유·무효 전력은 다음 식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112009059875614-PAT00025
[식 5]
Figure 112009059875614-PAT00026
[식 6]
상기 [식 5]와 [식 6]을 결합하고, 2차 방정식의 근의 공식을 사용하여,
Figure 112009059875614-PAT00027
와
Figure 112009059875614-PAT00028
를 얻기 위한 두 방정식을 도출할 수 있다.
Figure 112009059875614-PAT00029
[식 7]
Figure 112009059875614-PAT00030
[식 8]
한편 출력전압
Figure 112009059875614-PAT00031
와 전력각
Figure 112009059875614-PAT00032
에 대해 상·하단 컨버터(210, 220)의 점호각
Figure 112009059875614-PAT00033
과
Figure 112009059875614-PAT00034
의 관계를 도출하기 위한 수식은 도 6의 (b)의 벡터도를 사용하여 전 개할 수 있다.
Figure 112009059875614-PAT00035
와
Figure 112009059875614-PAT00036
또는
Figure 112009059875614-PAT00037
와
Figure 112009059875614-PAT00038
사이의 각을
Figure 112009059875614-PAT00039
라고 하면, 다음 두 관계식을 얻을 수 있다.
Figure 112009059875614-PAT00040
[식 9]
Figure 112009059875614-PAT00041
[식 10]
Figure 112009059875614-PAT00042
과
Figure 112009059875614-PAT00043
에 관한
Figure 112009059875614-PAT00044
의 관계, 그리고
Figure 112009059875614-PAT00045
과
Figure 112009059875614-PAT00046
에 관한
Figure 112009059875614-PAT00047
의 관계는 하기 [식 11]과 [식 12]로 표현된다.
Figure 112009059875614-PAT00048
의 최대값은
Figure 112009059875614-PAT00049
의 1.15배로 가정한다.
Figure 112009059875614-PAT00050
[식 11]
Figure 112009059875614-PAT00051
[식 12]
상기 [식 11]과 [식 12]를 결합하여, 상·하단 컨버터(210, 220)의 점호각
Figure 112009059875614-PAT00052
과
Figure 112009059875614-PAT00053
는 하기 [식 13]과 [식 14]로 표현될 수 있다.
Figure 112009059875614-PAT00054
[식 13]
Figure 112009059875614-PAT00055
[식 14]
따라서, 주어진 P와 Q에 대한
Figure 112009059875614-PAT00056
과
Figure 112009059875614-PAT00057
의 값을 일률적으로 결정할 수 있다.
Figure 112009059875614-PAT00058
[표 1]
상기 [표 1]은 선간전압이 220V이고 커플링 인덕턴스가 10KVA 기준용량의 10%라고 가정했을 때, P와 Q에 관한
Figure 112009059875614-PAT00059
와
Figure 112009059875614-PAT00060
의 값을 보여준다.
도 7은 P에 관한
Figure 112009059875614-PAT00061
과
Figure 112009059875614-PAT00062
의 변화를 Q에 따라서 보여준다. 무효전력 Q가 유도성에서 용량성으로 이동함에 따라,
Figure 112009059875614-PAT00063
과
Figure 112009059875614-PAT00064
의 값이 0ㅀ축에 가까워진다.
이와 같은 본 발명에 따른 back-to-back 컨버터를 전압형 HVDC 시스템에 적용하기 위해 PSCAD/EMTDC를 이용하여 시스템 동작특성 및 제어기의 성능해석을 실시하였다. 전력회로는 회로소자, 스위치, 변압기를 사용하여 구성하였고, 제어기는 내장된 제어모듈을 사용하여 구성하였다.
도 8은 본 발명에 따른 10-스텝 back-to-back 컨버터를 HVDC에 적용한 시스템의 개략적인 구성도를 나타낸다.
도 8의 시스템에 대한 시뮬레이션에 사용된 회로정수는 하기 [표 2]에 나타냈다.
Figure 112009059875614-PAT00065
[표 2]
전압원 HVDC 시스템은 점호각을 제어하여 컨버터 양단에 걸리는 단자 전압의 크기를 조절하고 전력의 방향을 바꾸어 동작한다. 전력의 전송방향에 따라 각 컨버터의 제어 대상이 변하게 된다. 즉, 시스템 A에서 B로 전력이 전송될 경우 컨버터 A(200)는 일정직류전압제어와 무효전력제어를 수행하게 되고 컨버터 B(300)는 유효전력과 무효전력의 제어를 수행하게 된다. 그리고 시스템 B에서 A로 전력이 전송될 경우는 반대의 제어를 수행한다. 따라서 각 컨버터의 제어기는 도 9와 같은 동일한 구성을 갖는다.
컨버터 A(200)에서 컨버터 B(300)로 전력이 전송될 때, 직류 전압
Figure 112009059875614-PAT00066
의 실측값은 기준값
Figure 112009059875614-PAT00067
를 따른다. 유효전류의 기준값
Figure 112009059875614-PAT00068
는 컨버터 B의 유효전류 실측값
Figure 112009059875614-PAT00069
로부터 얻어진다. 무효전류
Figure 112009059875614-PAT00070
와 유효전류
Figure 112009059875614-PAT00071
의 실측값은 제어 알고리즘을 통해 기준값
Figure 112009059875614-PAT00072
와
Figure 112009059875614-PAT00073
를 따른다. 교류 전류 제어기는 컨버터에 일반적으로 사용되는 제어기와 동일한 구성을 갖는다. d-q 변환된 교류 시스템 전압의 기준값
Figure 112009059875614-PAT00074
와
Figure 112009059875614-PAT00075
는
Figure 112009059875614-PAT00076
와
Figure 112009059875614-PAT00077
의 값을 결정하기 위해 사용된다.
Figure 112009059875614-PAT00078
과
Figure 112009059875614-PAT00079
의 값은 식 (13) 과 (14)에 의해서
Figure 112009059875614-PAT00080
와
Figure 112009059875614-PAT00081
로부터 얻어진다.
Figure 112009059875614-PAT00082
[표 3]
상기 [표 3]은 제안된 back-to-back 컨버터의 동작분석에 사용된 시뮬레이션 시나리오를 보여준다. 제어기는 시뮬레이션을 시작하고 0.5초 후에 동작을 시작한다. 0.5초부터 3.0초까지는 시스템 A에서 B로 전력을 전송하다가, 3.0초에 시스템 B에서 A로 전력을 전송하도록 설정하였다. 또한 시스템의 유효전력과 무효전력제어 성능을 분석하기 위해서 각 모드별(M1 ~ M5)로 유효전력과 무효전력의 기준값을 변경하였다.
전체 시스템 동작을 검증하기 위한 시뮬레이션 결과를 도 10 내지 도 12에 나타내었다. 시스템 A와 B의 제어기는 동일한 구조로 되어 있고, 모든 제어값은 같으며 부호는 반대이다. 도 10의 (a)와 (b)는 출력전압의 전력각
Figure 112009059875614-PAT00083
, 상단 점호각
Figure 112009059875614-PAT00084
, 그리고 하단 점호각
Figure 112009059875614-PAT00085
의 변화를 나타낸 것이다.
도 11의 (a)와 (b)는 각 컨버터 출력전압과 합성 출력전압을 보여주고 있다. 도 12의 (a)는 직류링크전압의 제어 성능을 보여준다. 시스템이 0.5초에 동작을 시작할 수 있도록 직류링크전압을 초기에 350V로 충전하였다. 실측된 직류링크전압이 큰 과도현상없이 기준값인 350V를 잘 추종하고 있다. 도 12의 (b)는 교류시스템 A에서 컨버터 A로 전송되는 유효전력과 무효전력을 나타내고 있다. 시스템 A의 유효전력과 무효전력이 각각 독립적으로 제어되고 있음을 확인하였다. 도 12의 (c)는 컨버터 B에서 교류시스템 B로 전송되는 유효전력과 무효전력을 나타내고 있다. 유효전력은 도 12의 (b)의 값과 거의 동일한 크기를 나타내고 있지만 무효전력은 각 컨버터가 독립적인 제어를 수행하고 있으므로 다르게 나타나고 있다. 이 결과에서 알 수 있듯이 제안하는 시스템은 유효전력과 무효전력의 독립제어가 가능하다.
나아가서 본 발명에 따른 18-스텝 Back-to-Back 컨버터의 하드웨어 구현을 통한 동작검증을 위해 도 13에 보인 것처럼 하드웨어를 제작하고 실험을 실시하였다. 실험 세트는 전원 시뮬레이터와 본 발명에 따른 18-스텝 Back-to-Back 컨버터로 양 측에 3상 전원을 연결하도록 구성하였다. 하기 [표 4]는 축소 모형에 사용된 실험 회로정수이다.
제어보드는 메인보드와 확장보드로 나누어 구성하였으며, 메인 프로세서는 TI(Texas Instrument)사에서 개발된 실수형 프로세서인 DSP(TMS320vc33)를 사용하였다. 메인보드는 Altera사에서 개발한 50,000 게이트인 EPLD (EP1K50QC208)를 사용하였으며, 확장보드는 PWM 로직을 위해 EPLD(EP1K50QC208)를 사용하였다.
Figure 112009059875614-PAT00086
[표 4]
본 발명에 따른 Back-to-Back 컨버터 시스템이 실제 하드웨어에서 유·무효전력 제어를 수행하는지 확인하기 위하여 하기 [표 5]의 시나리오에 따라 실험을 실시하였다.
시나리오에 따라 유·무효전류 기준값을 변경하고 양 측의 유·무효전력을 측정한 파형이 도 14의 (a)에 나타나 있다. A측과 B측 모두 원하는 기준값을 원활히 추종하고 있고 유·무효전력이 독립적으로 제어되고 있음을 확인할 수 있다. 도 14의 (b)는 Back-to-Back 컨버터의 양 측 DC-링크 전압 파형이다. DC-링크 전압제어는 유효전력의 전송방향에 따라 A측 또는 B측 컨버터가 하고 있는데 제어를 시작하였을 때 큰 과도현상 없이 기준값을 잘 추종함을 알 수 있다. 도 14의 (c)는 동작원리 벡터도에 나타낸 전력각에 대한 파형으로,
Figure 112009059875614-PAT00087
의 관계를 가지고 있다. 도 14의 (d)는 상ㆍ하단 컨버터의 출력전압과 각 컨버터의 합성전압, 보조변압기에 의한 주입전압을 나타낸다. 상ㆍ하단 컨버터의 출력전압이 합해져 컨버터의 합성전압이 됨을 확인할 수 있고, 보조변압기에 의해 기본주파수의 3배에 해당하는 3-레벨 전압이 주입되고 있음을 확인할 수 있다.
Figure 112009059875614-PAT00088
[표 5]
본 발명에서는 송전단과 수전단에 각각 2대의 18-스텝 컨버터를 교류측은 직렬로 직류측은 병렬로 결합하여 상이한 점호각으로 동작시켜 출력전압의 크기와 위상을 조절하여 연계된 교류계통의 유·무효전력의 독립적인 제어가 가능한 새로운 구조의 Back-to-Back 컨버터를 제안하였다.
이와 같은 본 발명에 따른 Back-to-Back 컨버터는 종래의 시스템에 비해 출력전압의 스텝수가 적어 고조파 레벨은 다소 높지만 연계용 변압기의 구조가 간단하고 그 수가 적어 설치면적이 적고 설치비용이 저렴하다. 또한 18-스텝에 따른 고조파레벨은 필터에 의해 저감이 가능하다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으 로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서 본 발명에 기재된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상이 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의해서 해석되어야하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
도 1은 종래기술(등록번호 10-0795752)에 따른 36-스텝 Back-to-Back 컨버터를 나타내며,
도 2는 종래기술에 따른 컨버터를 적용한 직류송전 시스템을 도시하며,
도 3은 본 발명에 따른 Back-to-back 컨버터의 기본모듈인 18-step 컨버터의 기본구성을 나타내며,
도 4는 본 발명에 따른 18-step 컨버터의 각 부분의 파형을 나타내며,
도 5는 back-to-back HVDC 시스템의 개념도를 도시하며,
도 6은 본 발명에 따른 back-to-back 컨버터의 동작원리를 도시하며,
도 7은 본 발명에서의 각 컨버터의 점호각의 변화를 도시하며,
도 8은 본 발명에 따른 10-스텝 back-to-back 컨버터를 HVDC에 적용한 시스템의 개략적인 구성도를 나타내며,
도 9는 도 8의 시스템 A의 컨버터 제어기의 구성을 나타내며,
도 10은 도 8의 시스템에서 출력전압의 전력각과 각 컨버터의 점호각의 변화를 나타내며,
도 11은 각 컨버터 출력전압과 합성 출력전압을 나타내며,
도 12는 직류링크전압과 각 컨버터의 전송 유효, 무효전력을 나타내며,
도 13은 본 발명에 따른 18-스텝 Back-to-Back 컨버터의 하드웨어 구현을 위한 실시예를 나타내며,
도 14는 도 13의 실시예에 대한 실험결과를 나타낸다.
<도면의 주요부호에 대한 설명>
110 : 제1 컨버터, 120 : 제2 컨버터,
140a, 140b : 직류 전압 분할용 커패시터,
150 : 보조회로, 160 : 개방 Y-Y 변압기,
200 : 컨버터 A 시스템, 300 : 컨버터 B 시스템.

Claims (5)

  1. 소정 크기의 교류전력을 승압 또는 강압시키는 개방 Y-Y 변압기;
    3-레벨 반-브리지와 단상 변압기를 포함하는 보조회로;
    직류 전압 분할용 커패시터; 및
    상기 개방 Y-Y 변압기와는 병렬로 연결되고, 상기 보조회로와는 직렬로 연결된 제1 및 제2 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 컨버터는,
    6대의 스위칭 소자가 두 개씩 한 쌍을 이루어 구성되며,
    상기 제1 컨버터의 각 쌍의 중단점과 상기 제2 컨버터의 각 쌍의 중단점은 서로 대응되어 각각 직렬로 연결된 2개의 클램핑 다이오드로 연결되는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 직류 전압 분할용 커패시터는,
    상기 보조회로의 단상 변압기의 1차측 권선의 타단 및 2차측 권선의 타단과 상기 제1 컨버터의 출력단 사이에 연결된 제1 직류 커패시터; 및
    상기 보조회로의 단상 변압기의 1차측 권선의 타단 및 2차측 권선의 타단과 상기 제2 컨버터의 접지단 사이에 연결된 제2 직류 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 보조회로는,
    상기 제1 및 제2 직류 커패시터와 병렬로 연결된 제1 내지 제4 스위칭 소자;
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점에 일단이 연결된 제1 클램핑 다이오드; 및
    상기 제3 및 제4 스위칭 소자의 접속점에 타단이 연결된 제2 클램핑 다이오드로 구성된 3-레벨 반-브리지를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 보조회로는,
    상기 단상 변압기의 1차측 권선의 일단이 상기 제1 및 제2 컨버터에서 선택된 2개의 클래핑 다이오드의 중단점에 연결되고,
    상기 단상 변압기의 2차측 권선의 일단이 상기 제2 및 제3 스위칭 소자의 접속점에 연결된 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
KR1020090092384A 2009-09-29 2009-09-29 직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터 시스템 KR20110034898A (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090092384A KR20110034898A (ko) 2009-09-29 2009-09-29 직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터 시스템

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090092384A KR20110034898A (ko) 2009-09-29 2009-09-29 직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터 시스템

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20110034898A true KR20110034898A (ko) 2011-04-06

Family

ID=44043323

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020090092384A KR20110034898A (ko) 2009-09-29 2009-09-29 직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터 시스템

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR20110034898A (ko)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102739100A (zh) * 2012-06-11 2012-10-17 合肥工业大学 三电平三相四桥臂变流器
KR101690742B1 (ko) * 2015-08-20 2016-12-28 인천대학교 산학협력단 Btb 컨버터 기반 다수 마이크로그리드의 멀티 주파수 제어 시스템 및 방법
US10069430B2 (en) 2013-11-07 2018-09-04 Regents Of The University Of Minnesota Modular converter with multilevel submodules
KR20230085470A (ko) * 2021-12-07 2023-06-14 한국전력공사 직류 송전망 통합 제어장치 및 그 방법

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102739100A (zh) * 2012-06-11 2012-10-17 合肥工业大学 三电平三相四桥臂变流器
CN102739100B (zh) * 2012-06-11 2014-09-10 合肥工业大学 三电平三相四桥臂变流器
US10069430B2 (en) 2013-11-07 2018-09-04 Regents Of The University Of Minnesota Modular converter with multilevel submodules
KR101690742B1 (ko) * 2015-08-20 2016-12-28 인천대학교 산학협력단 Btb 컨버터 기반 다수 마이크로그리드의 멀티 주파수 제어 시스템 및 방법
WO2017030228A1 (ko) * 2015-08-20 2017-02-23 인천대학교 산학협력단 Btb 컨버터 기반 다수 마이크로그리드의 멀티 주파수 제어 시스템 및 방법
KR20230085470A (ko) * 2021-12-07 2023-06-14 한국전력공사 직류 송전망 통합 제어장치 및 그 방법

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7499291B2 (en) DC power transmission system of voltage source converter using pulse-interleaving auxiliary circuit
Engel et al. Dynamic and balanced control of three-phase high-power dual-active bridge DC–DC converters in DC-grid applications
Segaran et al. Comparative analysis of single-and three-phase dual active bridge bidirectional dc-dc converters
Nayanasiri et al. Half-wave cycloconverter-based photovoltaic microinverter topology with phase-shift power modulation
Soltau et al. Comprehensive modeling and control strategies for a three-phase dual-active bridge
CN103427425B (zh) 一种mmc型统一电能质量调节器的协调控制装置及方法
US20140198534A1 (en) Converter
CN103441512A (zh) 基于模块化多电平变流器的无功补偿（mmc-statcom）方法
Zhao et al. Modular hybrid-full-bridge DC transformer with full-process matching switching strategy for MVDC power distribution application
KR20110034898A (ko) 직류송전을 위한 18-스텝 백-투-백 전압원 컨버터 시스템
Zhou Co-ordination of converter controls and an analysis of converter operating limits in VSC-HVdc grids
Saha et al. Improved 48-pulse static synchronous compensator for high-voltage applications
Zhang et al. Study on the Topology and Control Method of a Power Supply for Temperature Field Test of High-frequency Transformer
Pan et al. Novel configuration of 60-pulse voltage source converter for StatCom application
Han et al. Back-to-back HVDC system using a 36-step voltage source converter
YANG A design approach for DC voltage controller of CHB-based STATCOM
Abbasi et al. Dynamic performance and small-signal analysis of a DC-DC step-up converter with high-gain output rectifier for offshore wind turbines
Ansari et al. High power dc-dc converter based on parallel hybrid converter
Cao et al. Research on a novel DC/DC transformer and its control strategy for DC grid-connected renewable energy
Balam et al. Dynamic Performance of 48-pulse STATCOM, SSSC and UPFC controller
di Benedetto et al. High-Performance 3-Phase 5-Level E-Type Multilevel–Multicell Converters for Microgrids. Energies 2021, 14, 843
Facchinello et al. AC-AC dual active bridge converter for smart grid applications
KR100616237B1 (ko) 펄스 다중화 보조회로를 이용한 다중펄스 전압원 컨버터
Jeong et al. 18-step back-to-back voltage source converter with pulse interleaving circuit for HVDC application
Satyamsetti et al. Wide Power Range Modular Multi-Level Converter for HVDC Applications

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application