KR20110003212A - 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 관한 것으로서, 제어신호를 인가받아 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원을 인가하는 게이트 구동회로와, 상기 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 게이트 구동회로에 제공하는 제어회로를 포함하여 구성되는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 종래의 복잡한 회로 구성을 대신하여 좀더 간단한 구성으로 반도체 스위치를 구동시킬 수 있고, 구성의 단순화에 따른 비용 절감, 동작 신뢰도 향상 등의 여러 장점을 가지는 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로를 제공하고자 한 것이다.
Figure P1020090060871
펄스전원장치, 반도체 스위치, IGBT, 게이트 구동회로, 제어회로, 캐패시터

Description

펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로{DRIVE CIRCUIT FOR SEMICONDUCTOR SWITCH OF PULSE POWER GENERATOR}
본 발명은 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 제어신호를 인가받아 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원을 인가하는 게이트 구동회로와, 상기 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 게이트 구동회로에 제공하는 제어회로를 포함하여 구성되는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 관한 것이다.
일반적으로 고전압 펄스발생회로는 각종 시험장비와 플라즈마 발생장치(PSII 등)를 부하로 사용하고 있는데, 종래의 고전압 펄스발생회로는 장치의 수명 문제, 펄스폭 가변, 동작 주파수의 증대, 펄스 전압의 조절, 직류 고전압 전원의 필요성 등의 측면에 있어서 많은 문제점이 발견되고 있다.
예컨대, 종래의 펄스발생회로는 스파크 갭(spark gap)을 이용한 막스 펄스발생기를 이용하는 방식과 진공관 스위치를 이용하는 방식, 그리고 단순히 펄스변압 기를 이용하여 저압 펄스를 고압으로 승압하는 방식 등이 있는데, 상기한 스파크 갭을 이용하거나 진공관 스위치를 이용하는 종래의 방식은 장치의 수명이 짧으며, 펄스폭의 조절이 불가능하고, 또한 펄스반복율을 높이는데 한계가 있다.
펄스변압기를 이용하는 방식은 변압기의 인덕턴스로 인해 펄스의 빠른 상승시간을 얻는 데에 여려움이 있고, 변압기의 자기포화로 인해 리셋 회로 등이 추가되어야 하므로 회로가 복잡해지며, 소음이 발생한다는 것과 펄스폭을 늘리기 어렵다는 등의 단점이 있다.
미국특허 제4900947호에 개시되어 있는 스파크 갭을 이용한 막스 펄스발생기(Marx generator)는 대전력 분야에 주로 사용되고 있으며, 가장 일반적으로 사용되고 있는 형태이다.
주지된 바와 같이, 펄스발생회로에서는 고전압 펄스 발생 및 출력을 위하여 직류 전원을 입력받아 이를 병렬로 충전하고 특정 시점에서 커패시터 전압을 직렬로 연결하여 방전시켜 최종 출력단에 인가하는 것이 필요하다.
이에 막스 펄스발생기에서는 복수개의 커패시터와 복수개의 스파크 갭 스위치를 사용하여 입력단으로 직류 전원이 입력되면 이를 커패시터를 이용해 충전한 뒤 특정 시점에서 스파크 갭 스위치를 동작시켜 충전된 전압을 직렬로 연결하여 방전시키도록 구성된다.
즉, 고전압 직류 전원에 대하여 복수개의 커패시터들을 저항을 통해 병렬로 연결하여 뱅크를 형성하고, 각 커패시터의 (+)단과 다음 커패시터의 (-)단 사이에는 스파크 캡 스위치를 설치하여, 입력단으로 고전압 직류 전원이 인가되면, 인가 된 전원이 저항을 통해 연결되어 있는 각 커패시터에 병렬 충전된다.
그리고, 원하는 특정 시점에서 스파크 갭 스위치를 온(on) 시켜 스파크 갭 스위치가 방전과 동시에 통전되면, 각 커패시터에 충전된 직류 전원이 순간적으로 동시 방전되면서 직렬로 더해진 최종의 고전압 직류 전원이 최종 출력단을 통해 인가되게 된다.
그러나, 막스 펄스발생기에서는 펄스반복율(주파수)을 높일 수 없고, 펄스폭을 원하는 대로 조절하는 것이 불가능하며, 스파크 갭 스위치가 기계적인 방전 스위치이므로 스파크가 발생할 때마다 마모가 발생하여 수명이 매우 제한적이라는 단점을 가진다.
또한 부하에 단락이 일어날 경우 발생하는 단락 전류를 제한하지 못한다는 단점을 가진다. 또한 연결하는 단의 수가 적을수록 각 단에서 감당해야 하는 전압이 올라가게 되면서 스위치의 내전압도 올라가며, 반대로 각 단의 내전압을 낮게 하면 필요한 전압을 얻기 위해서는 많은 단을 연결해야 하는 단점이 있다.
한편, 막스 펄스발생기에서 스파크 갭 스위치 대신 반도체 스위치인 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor; 이하 IGBT로 약칭함)를 사용하고자 하는 노력이 있어 왔다.
IGBT는 수명이 영구적이고, 이를 사용할 경우 펄스반복율 및 펄스폭 제어가 가능해지는 등 종래 막스 펄스발생기에서 사용된 기계적인 스위치의 단점이 극복될 수 있다.
그러나, 동시에 스위치를 구동하는 문제, 균등 전압 분배 등의 동작에 대한 제약조건이 까다로워 제품의 신뢰성에 문제를 일으킬 수 있는 소지를 안고 있다. 그리고, 고압으로 올라갈수록 단 수가 많아지게 되므로 시스템이 커지는 단점도 있다.
반도체 스위치로서 IGBT를 이용한 펄스발생기에서 가장 핵심 기술은 반도체 스위치의 전압, 전류 정격을 극복하는 것이다. IGBT는 기존의 가스 방전 스위치와 달리 작은 전압, 전류 정격을 갖고 있다. 이에 하나의 스파크 갭 스위치 대신 하나의 IGBT를 사용하는 것이 아니라 전압 정격에 견딜 수 있도록 원하는 만큼의 복수개 IGBT들을 직렬로 연결하여 이들을 동시에 턴 온/오프하는 방법이 사용될 수 있으나, 이 경우 IGBT들이 온(on)이나 오프(off)될 때 구동 타이밍 차이로 전압 불균형이 발생하기 쉬우며, 이때 전압 불균형으로 인해 전압 정격을 넘으면 IGBT가 파손될 수 있다.
또한 상기 IGBT가 직렬로 구동될 때 각 스위치는 독립 구동 전원이 필요한데, 이때 직렬 스위치 구성의 윗부분으로 갈수록 독립 구동 전원의 절연의 강도가 더욱 커져야 한다.
따라서, 고압 구동에 있어서 가장 어려운 기술 중의 하나가 구동 전원의 절연기술로 알려져 있다.
그리고, 당 기술분야에서 IGBT를 이용하는 기술로서, 미국특허 제5905646호에 개시되어 있는 전원발생장치는 IGBT와 변압기(이하, TR이라 약칭함)를 함께 사용하는 것으로, 여기서는 변압기 1차측의 전압을 변압기를 통해 증폭하는 방식을 사용한다.
전술한 막스 펄스발생기와 IGBT 및 TR을 이용하는 전원발생장치 모두 SCR 제어 방식이 적용되는 고압충전기가 사용되고 있는데, 지금까지 사용되고 있는 고압충전기는 그 전체 크기가 매우 크다는 문제점을 가지고 있는 바, 고압충전기의 개선 또한 요구되고 있는 것이 현실이다.
이와 함께 게이트 전원을 위하여 게이트 전원 발생장치에 고압절연(이중절연) 방식이 적용되고, 게이트 신호로는 광 구동 게이트 회로를 이용한 광신호가 사용되고 있기도 하는데, 지금까지 개발된 게이트 전원 발생장치의 경우에 고압의 절연을 위하여 다단의 변압 과정을 거치게 되는 등 고압절연을 달성하기 위한 구조가 매우 복잡하다.
또한 게이트 전원과 게이트 신호를 각각 별도 구성에 의해 발생시키므로 전체적인 구성이 복잡해지는 문제가 있으며, 이에 게이트 전원 및 게이트 신호 발생과 관련한 개선이 요구되고 있다.
그 밖에, 상기한 막스 펄스발생기와 전원발생장치에 대해 지금까지 알려져 있는 문제점을 추가로 지적하면, 두 방식 모두 펄스폭에 제약(<10㎲)이 있으며, 특히 TR을 사용한 방식에서는 누설 전류로 인한 펄스 상승/하강시간에 큰 제약이 있다.
그리고, 장치 전체 크기가 크고 효율이 낮은 문제가 있는 바, 이에 대한 개선이 필요하다. 또한 IGBT 및 TR을 이용한 방식에서는 아크 발생 보호는 가능하나 복잡한 회로가 문제로 지적되고 있다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여, 본원출원인에 의해 출원된 등록특허 제 820171호에서는 스파크 갭 스위치 대신 수명이 영구적인 반도체 스위치(IGBT)를 직렬로 연결하여 사용하되, 반도체 스위치의 직렬 구동에 따른 어려움, 즉 구동 전원의 절연, 동기화 등의 문제를 해결하여 소자 및 장치 전체의 수명을 향상시킨 펄스전원장치가 개시되어 있다.
상기한 펄스전원장치는 게이트 구동회로의 개선으로 고전압 펄스의 다양한 제어가 가능하고, 아크 및 단락 발생시 대응이 가능한 회로가 구비되어 소자 보호 성능 및 안정성이 향상되는 장점을 가진다.
상기 펄스전원장치에서는 반도체 스위치의 구동을 위한 구성요소가 필요한데, 반도체 스위치의 구동을 위한 펄스전원장치의 구성요소로서, 컨트롤 변압기를 통해 제어신호를 인가받아 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원(구동 전원)을 인가하는 게이트 구동회로(파워 스위치 드라이버)와, 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 컨트롤 변압기를 통해 상기 게이트 구동회로에 제공하는 제어회로(컨트롤 인버터)가 구비된다.
상기 게이트 구동회로는 컨트롤 변압기를 통해 인가되는 제어회로의 턴 온 펄스(turn on pulse) 신호와 턴 오프 펄스(turn off pulse) 신호에 의해 충전되어 충전된 전원을 상기 반도체 스위치의 콜렉터에 구동 전원으로 제공하게 되는 커패시터와, 반도체 스위치의 게이트에 연결되어 컨트롤 변압기를 통해 인가되는 제어회로의 턴 온 펄스 신호에 의해 온(on) 되어서 상기 반도체 스위치를 온 시키기 위한 게이트 신호를 인가하게 되는 스위칭 소자 등을 포함한다.
이러한 게이트 구동회로는 제어회로(컨트롤 인버터)가 컨트롤 변압기를 통해 제공하는 제어신호, 즉 양의 극성을 갖는 턴 온 펄스 신호와 음의 극성을 갖는 턴 오프 펄스 신호에 의해 동작하는데, 이러한 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호는 인가와 동시에 구동 전원을 공급하기 위한 커패시터를 충전하고, 이에 커패시터가 절연된 전원의 역할을 수행하게 된다. 이와 같이 게이트 구동회로에서는 컨트롤 변압기를 통해 인가되는 제어신호에 의해 구동 전원이 커패시터에 충전되도록 구성된다.
동작 상태를 좀더 상세히 설명하면, 커패시터를 미리 충전시키기 위해 인가되는 턴 오프 펄스 신호와 함께 동작주기가 시작되며, 이후 턴 온 펄스 신호가 인가되면 반도체 스위치에 연결된 스위칭 소자가 온 되어서 반도체 스위치의 게이트에 양의 전압이 인가됨과 동시에 커패시터에 충전된 구동 전원이 반도체 스위치의 콜렉터로 인가되면서 반도체 스위치가 온 된다.
이와 같이 반도체 스위치가 온 된 후에는 턴 온 펄스 신호가 소멸되더라도 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때까지 스위칭 소자가 계속해서 온 상태로 유지되며, 이후 턴 오프 펄스 신호가 인가되면 게이트 구동회로의 동작이 비활성화되고, 이때 반도체 스위치 또한 오프된다.
결국, 턴 온 펄스 신호가 인가될 때 반도체 스위치가 온 되고 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때 반도체 스위치가 오프되므로, 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호의 제어에 의해 반도체 스위치의 온/오프 시점을 자유로이 제어할 수 있고, 이에 펄스반복율(펄스주파수)을 자유로이 조절할 수 있음은 물론 반도체 스위치의 온 시간을 제어하여 펄스폭(턴 온 펄스 신호가 인가되어서 턴 오프 펄스 신호가 인가 될 때까지 펄스폭 유지)을 자유로이 조절할 수 있게 된다.
한편, 반도체 스위치가 온 상태를 유지하기 위해서는 연속적으로 전원이 인가되어야 하는데, 이를 위해 커패시터에 전압을 충전시킨 뒤 이 전압으로 스위치를 온 시키기 때문에 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호 사이의 구간이 길어질 경우 커패시터가 방전되어 충분한 전원을 인가할 수 없게 된다.
이에 큰 용량의 커패시터에 전원을 충전시켜서 인가하는 방식이 적용되어야 하는데, 펄스폭이 큰 경우라면 스위치의 턴 온 유지 시간이 길어지므로 게이트 구동회로가 복잡해질 수밖에 없다.
따라서, 펄스폭이 작은 펄스를 요구하는 경우에서 불필요하게 복잡해진 게이트 구동회로를 좀더 간단하게 할 필요가 있으며, 이에 본 발명의 필요성이 있는 것이다.
본 발명은 상기와 같은 점을 고려하여 발명한 것으로서, 종래의 복잡한 회로 구성을 대신하여 좀더 간단한 구성으로 반도체 스위치를 구동시킬 수 있고, 구성의 단순화에 따른 비용 절감, 동작 신뢰도 향상 등의 여러 장점을 가지는 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로를 제공하는데 그 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명은,
컨트롤 변압기를 통해 제어신호를 인가받아 해당 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원을 인가하는 게이트 구동회로와, 상기 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호로서 턴 온/턴 오프 펄스 신호를 컨트롤 변압기를 통해 상기 게이트 구동회로에 제공하는 제어회로를 포함하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 있어서,
상기 게이트 구동회로는, 상기 컨트롤 변압기의 2차측 권선에 다이오드 D1과 다이오드 D2가 차례로 연결되고, 상기 다이오드 D2가 반도체 스위치의 게이트에 연결된 상태에서 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 저항 R1과 커패시터 C1이 연결되며, 상기 다이오드 D1의 양단에 스위치 S1이 연결된 상태에서 상기 스위치 S1의 게이트에 저항 R3와 저항 R2가 연결되어 구성된 것으로서,
상기 컨트롤 변압기의 2차측 권선으로 인가된 제어회로의 턴 온 펄스 신호가 상기 다이오드 D1 및 저항 R1을 통해 커패시터 C1을 충전하는 동시에 D2를 통해 반도체 스위치의 게이트-소스로 인가되어 반도체 스위치를 턴 온 시키고,
상기 제어회로의 턴 온 펄스 신호가 소멸된 상태에서 상기 커패시터 C1의 충전 전압이 상기 다이오드 D2를 통해 반도체 스위치의 게이트-소스로 인가되어 반도체 스위치를 온 상태로 유지하며,
상기 컨트롤 변압기의 2차측 권선으로 인가된 제어회로의 턴 오프 펄스 신호가 상기 저항 R2 및 저항 R3를 통해 인가되어 상기 스위치 S1이 온 되면 커패시터 C1의 충전 전압이 상기 저항 R1 및 스위치 S1을 통해 방전되면서 반도체 스위치를 턴 오프시키는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에서, 상기 게이트 구동회로에서 커패시터 C1의 과충전시 방전을 위해 상기 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 커패시터 C1과는 병렬로 연결되는 다이오드 D3와 제너 다이오드 ZD1가 구비되는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 게이트 구동회로가 반도체 스위치의 온 상태에서 과도 전류가 인가될 때 반도체 스위치를 턴 오프시키는 보호회로를 포함하되,
상기 보호회로는,
반도체 스위치의 게이트에 스위치 S2가 연결된 상태에서 상기 스위치 S2의 전단에 저항 R3가, 후단에 저항 R6, R5가 연결되고, 게이트에 저항 R5와 R6가 연결된 스위치 S3과 상기 스위치 S3에 연결된 저항 R7이 상기 커패시터 C1과는 병렬로 반도체 스위치에 연결되어 구성된 것으로서,
과도 전류로 인해 상기 반도체 스위치의 콜렉터 전위가 상승하면 저항 R4의 양단 전압에 의해 스위치 S2가 턴 온되고,
상기 스위치 S2가 턴 온 된 상태에서 저항 R6 및 저항 R5의 방전 경로가 형성되면서 저항 R5의 양단 전압에 의해 스위치 S3가 턴 온 되며,
상기 스위치 S3가 턴 온 된 상태에서 커패시터 C1 전압과 게이트 전압이 방전되면서 반도체 스위치를 턴 오프시키는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 제어회로는,
제어판넬에서 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치와 펄스주파수 지령치 신호를 기초로 하여 펄스폭 및 펄스주파수가 조절된 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키도록 구성되는 것으로서,
상기 제어판넬으로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치를 입력받아 베이스 전류가 결정되도록 연결되는 스위칭 소자 Q13과;
상기 스위칭 소자 Q13의 에미터에 연결되어 상기 베이스 전류 크기에 따른 스위칭 소자 Q13의 콜렉터와 에미터 사이 저항값에 의해 전압 충전속도가 결정되는 커패시터 C20과;
상기 커패시터 C20의 방전 경로에 연결되어 구비되며, 상기 제어판넬로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스주파수 지령치를 입력받아 상기 지령치 전압에 비례하는 주파수 출력을 발생시키되, 지령치 전압에 비례하는 주파수의 한 주기마다 로우 전압을 출력하여 커패시터 C20에 충전된 전압을 주기적으로 방전시켜 리셋시키는 V/F 컨버터와;
상기 커패시터 C20의 충전 전압을 기준 전압과 비교하여 기준 전압보다 작으 면 하이 신호를, 기준 전압 이상이면 로우 신호를 출력하는 비교기와;
상기 비교기의 출력 전압을 증폭시킨 전압 신호와 비교기의 출력 전압을 반전 증폭시킨 전압 신호를 출력하는 전류증폭기 U13과;
상기 전류증폭기 U13에서 출력되는 각각의 전압 신호로부터 (+) 출력 펄스와 (-) 출력 펄스를 발생시키는 미분기와;
상기 미분기에서 출력되는 펄스 신호 중 각각 양의 신호를 증폭하여 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키는 전류증폭기 U19와;
상기 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 증폭하여 컨트롤 변압기를 통해 게이트 구동회로로 인가되는 최종의 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키는 인버터;
를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 미분기는 전류증폭기 U13에서 출력되는 각각의 전압 신호가 off→on이 되는 시점에서 (-) 출력 펄스를, on→off이 되는 시점에서 (-) 출력 펄스를 발생시키도록 구비되는 것을 특징으로 한다.
이에 따라, 본 발명에 따른 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 의하면, 복잡한 회로 구성을 가지는 종래의 구동회로를 개선하여 좀더 간단한 구성으로 반도체 스위치를 구동시킬 수 있는 회로를 구성함으로써, 단순화에 따른 비용 절감, 동작 신뢰도 향상 등의 여러 장점이 있게 된다.
이하, 본 발명의 특징 및 이점들은 첨부 도면에 의거한 다음의 상세한 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다. 본 명세서 및 특허청구범위에 사용된 용어나 단어는 발명자가 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야 한다.
첨부한 도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로의 전체 구성을 도시한 회로도이고, 도 2a ~ 도 2d는 게이트 구동회로의 동작모드를 설명하기 위한 도면이다.
우선, 본 발명에 따른 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로는, 펄스전원장치에 사용된 각 반도체 스위치(예, IGBT)(101)에 대해 각각 별도로 구비되는 것으로서 컨트롤 변압기(290)를 통해 제어신호를 인가받아 해당 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원(구동 전원)을 인가하는 게이트 구동회로(파워 스위치 드라이버)(100)와, 반도체 스위치(101)의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 컨트롤 변압기(290)를 통해 각각의 게이트 구동회로(100)에 제공하는 제어회로(컨트롤 인버터)(200)를 기본 구성으로 한다.
이러한 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 회로에서는 상기 제어회로(200)가 컨트롤 변압기(290)를 통해 제어신호를 인가하면 게이트 구동회로(100)가 해당 반도체 스위치(101)에 대해 그 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원(구동 전원) 을 인가하게 된다.
상기 게이트 구동회로(100)는 반도체 스위치(101)의 게이트, 콜렉터, 에미터에 연결되어, 상기 제어회로(200)가 제공하는 제어신호를 컨트롤 루프(291)와 2차측 권선(292)이 구성하는 컨트롤 변압기(290)를 통해 인가받아 그로부터 해당 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 게이트 신호와 구동 전원을 동시에 출력하도록 구성된다.
즉, 각 게이트 구동회로(100)는 각각의 2차측 권선(292)을 통해 컨트롤 변압기(290)의 1차측 권선, 즉 단일 턴 컨트롤 루프(291)로부터 제어신호(이는 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 절연 전원을 위해서도 제공되는 것임)를 인가받아 펄스전원장치 내 해당 반도체 스위치(101)에 대해 게이트 신호와 게이트 전원(구동 전원)을 동시에 공급하게 된다.
특히, 제어회로(200)와 컨트롤 변압기(단일 턴의 컨트롤 루프를 포함)(290)를 통해 연결된 전체 게이트 구동회로(100)는 펄스전원장치에 사용된 전체 반도체 스위치(101)들을 동시에 온/오프시킬 수 있도록 되어 있으면서 컨트롤 변압기(290)를 통해 인가되는 제어신호, 즉 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호에 따라 펄스폭이 조절될 수 있게 되어 있다.
각 반도체 스위치(101)에 대해 구비되는 게이트 구동회로(100)의 회로 구성 및 동작모드에 대해서는 도 2a ~ 도 2d에 도시하였으며, 도시된 바와 같이 게이트 구동회로(100)는 1차측이 단일 턴으로 구성된 컨트롤 변압기(290)를 통해 제어회로(200)가 출력한 제어신호(절연된 게이트 전원)를 인가받으며, 이러한 제어신호를 인가받으면 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 게이트 신호와 게이트 전원을 동시에 출력하게 된다.
도 2a ~ 도 2d를 참조하여 본 발명에 따른 게이트 구동회로의 구성에 대해 설명하면, 제어회로(도 1에서 도면부호 200임)의 턴 온 펄스 신호 및 턴 오프 펄스 신호가 인가되는 2차측 권선(도 2a에서 도면부호 292임)에 다이오드 D1, D2가 차례로 연결되어 구비되고, 상기 다이오드 D2가 반도체 스위치(101)의 게이트에 연결된다.
또한 상기 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 저항 R1과 커패시터 C1이 연결되고, 스위치 S1이 상기 다이오드 D1의 양단에 연결되어 구비되며, 상기 스위치 S1의 게이트에 저항 R3, R2가 연결된다.
또한 다이오드 D3와 항복 전압(예, 15V) 이상에서 역방향 전류를 도통시키는 제너 다이오드 ZD1가 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 커패시터 C1과는 병렬로 연결된다.
이러한 구성에서 제너 다이오드 ZD1은 전압이 일정 이상으로 상승하면 전류를 도통시키기 때문에, 상기 커패시터 C1이 과충전되면 제너 다이오드 ZD1이 도통되면서 방전될 수 있게 되어 있다.
그리고, 보호회로를 구성하는 것으로서, 반도체 스위치(101)의 게이트에 스위치 S2가 연결 구비되고, 상기 스위치 S2의 전단에는 저항 R3가, 스위치 S2의 후단에는 저항 R6, R5가 연결 구비되며, 게이트에 상기 저항 R5와 R6가 연결된 스위치 S3이 저항 R7과 함께 커패시터 C1과는 병렬로 하여 반도체 스위치(101)에 연결 된다.
이하, 도 2를 참조하여 각 동작모드에 대해 상술하기로 한다.
기본적으로, 본 발명에 따른 게이트 구동회로(100)는 제어회로(200)가 제공하는 제어신호, 즉 양의 극성을 갖는 턴 온 펄스 신호와 음의 극성을 갖는 턴 오프 펄스 신호에 의해 구동되는데, 컨트롤 변압기(290)[컨트롤 루프(291)]를 통해 인가된 제어회로(200)의 턴 온 펄스 신호에 의해 충전되어 충전된 전압으로 반도체 스위치(예, IGBT)(101)를 온 상태로 유지시키는 커패시터(C1)를 주된 구성으로 한다.
이러한 게이트 구동회로(100)에서는 제어회로(200)로부터 인가된 턴 온 펄스 신호가 커패시터(C1)를 충전시키면서 동시에 반도체 스위치(101)를 바로 온 시키고, 또한 이후 턴 온 펄스 신호가 소멸되더라도 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때까지는 커패시터(C1)에 충전된 전압에 의해 반도체 스위치(101)가 계속해서 온 상태를 유지하게 된다.
그리고, 턴 온 펄스 신호 인가 후 턴 오프 펄스 신호가 인가되면 게이트 구동회로(100)의 동작이 비활성화되고, 이때 반도체 스위치(101) 또한 오프된다. 결국, 게이트 구동회로(100)에 턴 온 펄스 신호가 인가될 때 반도체 스위치(101)가 온되고 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때 반도체 스위치(101)가 오프되므로, 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호의 제어에 의해 반도체 스위치(101)의 온/오프 시점을 자유로이 제어할 수 있고, 이에 펄스반복율(펄스주파수)을 자유로이 조절할 수 있음은 물론, 반도체 스위치(101)의 온 시간을 제어하여 펄스폭(턴 온 펄스 신호가 인가되어서 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때까지 펄스폭 유지)을 자유로이 조절할 수 있게 된다.
도 2를 참조하여 본 발명에 따른 게이트 구동회로의 각 동작모드를 설명하되, 반도체 스위치 턴 온 모드, 반도체 스위치 온 유지 모드, 반도체 스위치 턴 오프 모드, 보호 모드로 구분하여 각 모드를 상술하기로 한다.
우선, 반도체 스위치 턴 온 모드에서는 턴 온 펄스 신호가 커패시터 C1을 충전하면서 동시에 반도체 스위치(101)를 턴 온 시키게 되는데, 게이트 구동회로(100)가 제어회로(200)로부터 양의 극성을 갖는 턴 온 펄스 신호(turn on pulse)를 컨트롤 변압기(290), 즉 미도시된 컨트롤 루프(291)와 2차측 권선(292)을 통해 인가받게 되면, 이때의 턴 온 펄스 신호가 다이오드 D1과 저항 R1을 통해 커패시터 C1을 충전하게 된다.
이와 더불어, 다이오드 D1을 통해 턴 온 펄스 신호가 인가되고 있으므로, 커패시터 C1의 충전과 동시에 턴 온 펄스 신호가 다이오드 D2를 통해 반도체 스위치(101)의 게이트-소스로 인가되면서 반도체 스위치(101)가 턴 온 된다(도 2a 참조).
다음으로, 반도체 스위치 온 유지 모드에서는 턴 온 펄스 신호가 소멸된 상태에서 커패시터 C1에 충전된 전압이 다이오드 D2를 통해 반도체 스위치(101)의 게이트-소스로 인가되면서, 커패시터 C1의 충전 전압에 의해 반도체 스위치(101)가 계속해서 온 상태를 유지하게 된다(도 2b 참조).
그리고, 반도체 스위치 턴 오프 모드에서는 제어회로(200)로부터 음의 극성을 갖는 턴 오프 펄스 신호(Turn off pulse)가 컨트롤 루프(도 1에서 도면부호 291 임)와 2차측 권선(도 2a에서 도면부호 292임)을 통해 인가되는데, 이때 턴 오프 펄스 신호가 저항 R2, R3를 통해 인가되고, 결국 저항에 의해 형성된 전압이 게이트에 걸리면서 스위치 S1이 온 되게 된다. 이렇게 스위치 S1이 온 되고 나면 커패시터 C1의 충전 전압이 저항 R1, 스위치 S1을 통해 방전되어 결국 반도체 스위치(101)가 턴 오프된다(도 2c 참조).
다음으로, 보호 모드는 반도체 스위치 온 유지 모드에서 아크 전류 등 뜻하지 않은 과도 전류가 인가될 때 반도체 스위치(101)를 보호하기 위한 모드로서, 아크 전류가 인가되어 반도체 스위치(101)의 콜렉터(collector) 전위가 제너 다이오드 ZD1의 항복 전압(예, 15V) 이상으로 상승하게 되면 제너 다이오드 ZD1이 도통되면서 전류가 흐를 수 있게 된다.
이에 저항 R4를 통한 방전 경로가 구성되고, 저항 R4의 양단 전압에 의해 스위치 S2가 턴 온되면서 저항 R6, R5를 통한 방전 경로가 구성된다. 또한 저항 R5의 양단 전압에 의해 스위치 S3가 턴 온되면서 커패시터 C1 전압과 게이터 전압이 0으로 급격히 방전되어 결국 반도체 스위치(101)는 턴 오프가 된다(도 2d 참조).
이와 같이 하여, 본 발명의 게이트 구동회로(100)에서는 제어회로(200)에서 인가된 턴 온 펄스 신호가 커패시터 C1을 충전하는 동시에 상기 턴 온 펄스 신호가 반도체 스위치(101)의 게이트-소스에 인가되면서 반도체 스위치를 턴 온시킨다.
또한 턴 온 펄스 신호가 소멸된 상태에서 커패시터 C1에 충전된 전압이 반도체 스위치(101)의 게이트-소스에 인가되면서 반도체 스위치(101)를 턴 온 상태로 유지하며, 이어 제어회로(200)에서 턴 오프 펄스 신호가 인가되면 스위치 S1이 턴 온 되면서 커패시터 C1의 충전 전압이 스위치 S1을 통해 방전되어 결국 반도체 스위치(101)가 턴 오프된다.
이상으로 게이트 구동회로에 대해 상세히 설명하였는 바, 이하 설명에서는 턴 온 펄스 신호 및 턴 오프 펄스 신호를 발생시켜 게이트 구동회로에 인가하는 제어회로에 대해 상술하기로 한다.
도 1의 상세 회로도에는 다양한 소자들을 이용하여 제어회로를 구성한 예가 도시되어 있다.
본 발명에서 상기 제어회로(200)는 제어판넬(control panel)(1)으로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치(pulse width referenc)와 펄스주파수 지령치(pulse frequency reference) 신호를 기초로 하여 펄스폭 및 펄스주파수가 조절된 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 최종 발생시켜 컨트롤 변압기(290)를 통해 게이트 구동회로(100)에 인가하는 것으로, V/F 컨버터(230), 비교기(240), 전류증폭기(250,270), 미분기(260)를 주된 구성요소로 한다.
상기 제어판넬(1)에서는 가변저항을 이용해 가변전압 형태의 펄스폭 지령치와 펄스주파수 지령치를 발생시켜 출력하는데, 두 개의 가변저항을 이용해 가변전압 형태의 각 지령치를 발생시키며, 상기 제어판넬(1)에서 출력되는 가변전압 형태의 지령치에 의해 제어회로(200)에서는 최종 출력되는 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호의 펄스폭 및 펄스주파수가 제어된다.
도 1의 회로도를 참조하여 좀더 상세히 설명하면, 우선 제어판넬(1)에서 인가되는 가변전압 형태의 펄스폭 지령치와 펄스주파수 지령치가 제어회로 입력커넥 터(201)의 1번 핀(PW)(202)과 4번 핀(FR)(204)에 각각 입력되며, 1번 핀(202)에 입력되는 펄스폭 지령치는 스위칭 소자 Q13(210)의 베이스 전류(IB)를 결정하게 된다.
상기 베이스 전류의 크기에 따라 스위칭 소자 Q13(210)의 콜렉터와 에미터 사이의 저항값이 결정되며, 상기 저항값에 따라 스위칭 소자 Q13(210)의 에미터에 연결된 커패시터 C20(220)의 충전속도가 결정된다.
즉, 스위칭 소자 Q13(210)의 저항값이 클 경우 입력커넥터(201)의 2번 핀(+V)(203)으로부터 스위칭 소자 Q13(210)을 통해 충전되는 커패시터 C20(220)의 충전 전압은 서서히 상승하며, 저항값이 작을 경우 커패시터 C20(220)의 충전 전압은 급격히 상승하게 된다.
상기 커패시터 C20(220)의 충전 전압은 비교기(OP Amp)(240)의 (-) 단자로 입력된 뒤 입력커넥터(201)의 2번 핀(203)을 통해 별도 입력된 (+) 단자의 기준 전압(reference voltage) 값과 비교되어, 비교기 출력은 기준 전압보다 작으면 하이(high) 신호가, 기준 전압 이상이면 로우(low) 신호가 된다.
이와 같이 입력커넥터(201)의 1번 핀(202)으로 입력되는 전압 지령치, 즉 펄스폭 지령치가 높을수록 커패시터 C20(220)의 전압 상승은 느리게 되며, 결과적으로 비교기 출력이 로우가 되는 시점이 늦어진다(PNP 트랜지스터)
첨부한 도 3은 제어회로에서 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호가 최종 생성되기까지 각 소자별 출력신호를 나타낸 도면으로, 커패시터 C20(220)에 충전되는 전압(VC20)의 상승 속도(도 3에서 'Vc20'의 기울기)가 1번 핀(202)으로 입력되는 펄스폭 지령치에 따라 결정되면, (-) 단자로 입력된 커패시터 C20(220)의 충전 전압과 (+) 단자로 입력된 기준 전압이 비교됨에 있어서, 기준 전압(Vref)이 고정 값이므로, 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점은 곧 펄스폭 지령치 및 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도('Vc20'의 기울기)에 따라 결정된다.
즉, 제어판넬(1)에서 조절되어 출력되는 펄스폭 지령치에 의해 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도가 결정되고, 또한 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도에 의해 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점이 결정되는 것이다.
결국, 펄스폭 지령치에 의해 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호로 유지되는 시간이 달라지는데, 펄스폭 지령치가 클수록 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도('Vc20'의 기울기)가 낮아지면서 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점(커패시터 C20의 충전 전압이 기준 전압 이상이 되는 시점)이 늦어지고, 결국 하이 신호로 유지되는 시간이 길어지게 된다.
반면 펄스폭 지령치가 작을수록 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도가 빨라지면서 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점이 빨라지고, 결국 하이 신호로 유지되는 시간은 짧아지게 된다.
이와 같이 1번 핀(202)으로 입력되는 전압, 즉 펄스폭 지령치는 비교기(240)에서 출력되는 펄스의 폭을 결정하게 되는 것이다.
도 3을 참조하면, 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도(도 3의 'Vc20'에서 실선과 점선으로 도시)가 달라짐에 따라 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점(도 3의 'Opamp 출력'에서 실선과 점선으로 도시)이 달라지는 것을 볼 수 있다.
한편, 제어판넬(1)로부터 조절된 전압 형태의 펄스주파수 지령치가 입력커넥터(201)의 4번 핀(204)에 입력되면, 이때의 전압 지령치, 즉 펄스주파수 지령치가 V/F 컨버터(230)로 입력되어 전압에 비례하는 주파수 출력을 발생시킨다.
상기 V/F 컨버터(230)는 커패시터 C20(220)의 방전 경로에 연결되어 구비되는 것으로, 주파수에 해당하는 주기적인 리셋(reset) 신호가 V/F 컨버터(230)의 fout 단자를 통해 출력되는 바, fout 단자에서는 지령 전압에 비례하는 주파수의 한 주기마다 로우 신호를 출력하게 되고, 그 외의 상태에서는 오픈 상태가 된다(도 3에서 'fout' 신호 참조).
상기와 같이 fout 단자에서 로우 신호가 출력되면, 이 로우 전압은 커패시터 C20(220)에 그동안 충전되어 있던 전압을 저항 R62(221)를 통해 방전시키게 되며, 이 시점에서 커패시터 C20(220)의 전압은 0V로 리셋된다.
이후 상기 fout 단자의 로우 전압 출력이 끝나는 시점에서 다시 충전이 시작되면서 커패시터 C20(220)의 전압은 다시 상승된다(도 3에서 'Vc20' 신호 참조). 또한 커패시터 C20(220)의 전압이 0V로 리셋될 때 비교기 출력은 로우 신호에서 다시 하이 신호로 전환된다.
결국, 제어회로 입력커넥터(201)의 4번 핀(204)으로 입력되는 전압은 출력 펄스의 주파수를 결정하게 되고, 1번 핀(202)으로 입력되는 전압은 출력 펄스의 폭을 결정하게 된다.
상기 비교기(240)에서 출력되는 전압은 이후 전류증폭기 U13(250)로 입력되고, 전류증폭기 U13(250)에서 증폭되어 반전된 전압을 발생시키는데, 전류증폭기 U13(250)에서는 비교기(240)의 출력 전압을 증폭시킨 전압 신호(도 3에서 'U13_7'임)와 비교기(240)의 출력 전압을 반전 증폭시킨 전압 신호(도 3에서 'U13_2')가 출력된다.
상기와 같이 전류증폭기 U13(250)에서 출력되는 각각의 전압 신호는 미분기(260)의 입력으로 들어가며, 미분기(260)에서는 전압이 off→on 되는 시점에서 (+) 출력 펄스를, on→off 되는 시점에서 (-) 출력 펄스를 발생시켜 출력하게 된다.
도 3에서 미분기(260)에서 출력되는 펄스 신호를 'U19_2', 'U19_4'로 나타내었으며, 'U19_2'는 'U13_7'의 전압 신호로부터 얻어지는 펄스 신호이고, 'U19_4'는 'U13_5'의 전압 신호로부터 얻어지는 펄스 신호이다.
상기 미분기(260)에서 출력되는 펄스 신호('U19_2','U19_4')는 전류증폭기 U19(270)로 입력되는데, 전류증폭기 U19(270)에서는 미분기(260)의 각 펄스 신호('U19_2','U19_4')에서 양의 신호를 증폭하여 턴 온 펄스 신호('U19_7')와 턴 오프 펄스 신호('U19_5')를 발생시키고, 이를 변압기 TX6(271)의 입력신호(도 3에서 'TX 입력'임)로 인가하게 된다.
상기 변압기 TX6(271)의 출력신호는 풀브릿지 형태로 구성되는 인버터(280)의 게이트 신호를 생성하고, 인버터(280)에서는 전류 증폭하여 최종적으로 게이트 구동회로(100)에 전달되는 양 극성의 턴 온/턴 오프 펄스 신호를 발생시키게 된다.
이상으로 본 발명에 따른 특정의 바람직한 실시예에 대해 설명하였다. 그러나, 본 발명이 상술한 실시예로 한정되는 것은 아니며, 상술한 실시예가 본 발명의 원리를 응용한 다양한 실시예의 일부를 나타낸 것에 지나지 않음을 이해하여야 한다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이하의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상의 요지를 벗어남이 없이 얼마든지 다양하게 변경 실시할 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로의 전체 구성을 도시한 회로도,
도 2a ~ 도 2d는 본 발명에서 게이트 구동회로의 동작모드를 설명하기 위한 도면,
도 3은 본 발명의 제어회로에서 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호가 최종 생성되기까지 각 소자별 출력신호를 나타낸 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
100 : 게이트 구동회로 101 : 반도체 스위치(IGBT)
200 : 제어회로 230 : V/F 컨버터
240 : 비교기 250 : 전류증폭기
260 : 미분기 270 : 전류증폭기
280 : 인버터

Claims (5)

  1. 컨트롤 변압기(290)를 통해 제어신호를 인가받아 해당 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원을 인가하는 게이트 구동회로(100)와, 상기 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호로서 턴 온/턴 오프 펄스 신호를 컨트롤 변압기(290)를 통해 상기 게이트 구동회로(100)에 제공하는 제어회로(200)를 포함하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 있어서,
    상기 게이트 구동회로(100)는, 상기 컨트롤 변압기(290)의 2차측 권선(292)에 다이오드 D1과 다이오드 D2가 차례로 연결되고, 상기 다이오드 D2가 반도체 스위치(101)의 게이트에 연결된 상태에서 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 저항 R1과 커패시터 C1이 연결되며, 상기 다이오드 D1의 양단에 스위치 S1이 연결된 상태에서 상기 스위치 S1의 게이트에 저항 R3와 저항 R2가 연결되어 구성된 것으로서,
    상기 컨트롤 변압기(290)의 2차측 권선(292)으로 인가된 제어회로(200)의 턴 온 펄스 신호가 상기 다이오드 D1 및 저항 R1을 통해 커패시터 C1을 충전하는 동시에 D2를 통해 반도체 스위치(101)의 게이트-소스로 인가되어 반도체 스위치(101)를 턴 온 시키고,
    상기 제어회로(200)의 턴 온 펄스 신호가 소멸된 상태에서 상기 커패시터 C1의 충전 전압이 상기 다이오드 D2를 통해 반도체 스위치(101)의 게이트-소스로 인가되어 반도체 스위치(101)를 온 상태로 유지하며,
    상기 컨트롤 변압기(290)의 2차측 권선(292)으로 인가된 제어회로(200)의 턴 오프 펄스 신호가 상기 저항 R2 및 저항 R3를 통해 인가되어 상기 스위치 S1이 온 되면 커패시터 C1의 충전 전압이 상기 저항 R1 및 스위치 S1을 통해 방전되면서 반도체 스위치(101)를 턴 오프시키는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 게이트 구동회로(100)에서 커패시터 C1의 과충전시 방전을 위해 상기 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 커패시터 C1과는 병렬로 연결되는 다이오드 D3와 제너 다이오드 ZD1가 구비되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 게이트 구동회로(100)가 반도체 스위치(101)의 온 상태에서 과도 전류가 인가될 때 반도체 스위치(101)를 턴 오프시키는 보호회로를 포함하되,
    상기 보호회로는,
    반도체 스위치(101)의 게이트에 스위치 S2가 연결된 상태에서 상기 스위치 S2의 전단에 저항 R3가, 후단에 저항 R6, R5가 연결되고, 게이트에 저항 R5와 R6가 연결된 스위치 S3과 상기 스위치 S3에 연결된 저항 R7이 상기 커패시터 C1과는 병 렬로 반도체 스위치(101)에 연결되어 구성된 것으로서,
    과도 전류로 인해 상기 반도체 스위치(101)의 콜렉터 전위가 상승하면 저항 R4의 양단 전압에 의해 스위치 S2가 턴 온되고,
    상기 스위치 S2가 턴 온 된 상태에서 저항 R6 및 저항 R5의 방전 경로가 형성되면서 저항 R5의 양단 전압에 의해 스위치 S3가 턴 온 되며,
    상기 스위치 S3가 턴 온 된 상태에서 커패시터 C1 전압과 게이트 전압이 방전되면서 반도체 스위치(101)를 턴 오프시키는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 제어회로(200)는,
    제어판넬(1)에서 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치와 펄스주파수 지령치 신호를 기초로 하여 펄스폭 및 펄스주파수가 조절된 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키도록 구성되는 것으로서,
    상기 제어판넬(1)으로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치를 입력받아 베이스 전류가 결정되도록 연결되는 스위칭 소자 Q13(210)과;
    상기 스위칭 소자 Q13(210)의 에미터에 연결되어 상기 베이스 전류 크기에 따른 스위칭 소자 Q13(210)의 콜렉터와 에미터 사이 저항값에 의해 전압 충전속도가 결정되는 커패시터 C20(220)과;
    상기 커패시터 C20(220)의 방전 경로에 연결되어 구비되며, 상기 제어판넬(1)로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스주파수 지령치를 입력받아 상기 지령치 전압에 비례하는 주파수 출력을 발생시키되, 지령치 전압에 비례하는 주파수의 한 주기마다 로우 전압을 출력하여 커패시터 C20(220)에 충전된 전압을 주기적으로 방전시켜 리셋시키는 V/F 컨버터(230)와;
    상기 커패시터 C20(220)의 충전 전압을 기준 전압과 비교하여 기준 전압보다 작으면 하이 신호를, 기준 전압 이상이면 로우 신호를 출력하는 비교기(240)와;
    상기 비교기(240)의 출력 전압을 증폭시킨 전압 신호와 비교기(240)의 출력 전압을 반전 증폭시킨 전압 신호를 출력하는 전류증폭기 U13(250)과;
    상기 전류증폭기 U13(250)에서 출력되는 각각의 전압 신호로부터 (+) 출력 펄스와 (-) 출력 펄스를 발생시키는 미분기(260)와;
    상기 미분기(260)에서 출력되는 펄스 신호 중 각각 양의 신호를 증폭하여 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키는 전류증폭기 U19와;
    상기 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 증폭하여 컨트롤 변압기(290)를 통해 게이트 구동회로(100)로 인가되는 최종의 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키는 인버터(280);
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 미분기(260)는 전류증폭기 U13(250)에서 출력되는 각각의 전압 신호가 off→on이 되는 시점에서 (-) 출력 펄스를, on→off이 되는 시점에서 (-) 출력 펄스를 발생시키도록 구비되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.
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