KR20100131146A - Adaptive interference cancellation apparatus and method for ics repeater in wireless communication system - Google Patents

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Abstract

PURPOSE: An adaptive interference cancellation apparatus and a method for ICS repeater in a wireless communication system are provided to adaptively change the step size toward the tap count value of the FIR(Finite Impulse Response) filter into the vector valued. CONSTITUTION: An FIR filter(610) combines all signals created by N tap coefficients. The FIR filter presumes a signal for transmission. A buffer(621) temporarily stores a step size used in the FIR filter. A step size controller(620) updates the previous step size saved in the buffer. The step size controller outputs the N step sizes used in the FIR filter. An SNR(Signal-to-Noise Ratio) measuring unit(630) measures the SNR of the synthesized signal.

Description

무선 통신 환경에서 ＩＣＳ 중계기를 위한 적응형 간섭 제거 장치 및 방법{Adaptive Interference Cancellation Apparatus and Method for ICS Repeater in Wireless Communication System}Adaptive Interference Cancellation Apparatus and Method for ICS Repeater in Wireless Communication System in Wireless Communication Environment

본 발명은 무선 통신을 위한 중계기의 적응형 간섭 제거 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히, 와이브로(WIBRO), IMT-Advanced 시스템과 같은 무선 통신 환경에서, ICS(Interference Cancellation System)에 적용되는LMS (Least Mean Square) 알고리즘에 채널 환경에 따라 FIR(Finite Impulse Response) 필터의 탭 계수 값에 대한 스텝 사이즈를 벡터값으로 적응적으로 변화시켜서 시변 환경에 적응적으로 우수한 간섭 제거 성능을 확보할 수 있는 적응형 간섭 제거 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to an apparatus and method for adaptive interference cancellation of a repeater for wireless communication, and in particular, in a wireless communication environment such as WiBRO and IMT-Advanced system, LMS (Least) applied to an Interference Cancellation System (ICS) Adaptive Mean Square algorithm adaptively changes the step size of the tap coefficient of the finite impulse response (FIR) filter to a vector value according to the channel environment to ensure excellent interference cancellation performance adaptively to the time-varying environment An interference cancellation apparatus and method are disclosed.

데이터 중심으로 휴대 인터넷을 지원하는 WIBRO 서비스는 고속으로 이동하면서 무선 인터넷을 즐길 수 있고, 2007년에는 3세대 이동통신 국제 표준으로 채택되었다. WIBRO 는 기존의 WLL(Wireless Local Loop) 주파수인 2.3GHz 대역을 사용한다. 대역폭이 100MHz이고 TDD(Time Division Duplex) 방식을 사용한다. 또한, 다중 접속을 위해서는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)를 사용한 다. OFDM 방식은 WIBRO 뿐만 아니라 IMT-Advanced와 같은 차세대 이동 통신 시스템에서도 사용하는 이유는, 단일 반송파 시스템에서는 하나의 페이드(fade)나 간섭에 의해 전체 링크가 실패할 수 있는 것과 달리 OFDM과 같은 다수 반송파 시스템에서는 일부 반송파만이 영향을 받게 되므로 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)이나 협대역 간섭에 대한 강건함(robustness)이 증가하기 때문이다.The WIBRO service, which supports data-based mobile Internet, allows users to enjoy high-speed wireless Internet while being adopted as the third generation international standard for mobile communication in 2007. WIBRO uses the 2.3 GHz band, which is the existing Wireless Local Loop (WLL) frequency. The bandwidth is 100MHz and TDD (Time Division Duplex) method is used. In addition, orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) is used for multiple access. The OFDM scheme is used not only in WIBRO but also in next generation mobile communication systems such as IMT-Advanced. In contrast to a single carrier system, the entire link may fail due to a single fade or interference. Because only some carriers are affected, robustness against frequency selective fading or narrowband interference increases.

차세대 이동통신 국제표준기술의 하나로 채택된 IEEE 802.16e 기반의 WIBRO 시스템은, 2.3GHz 주파수 대역을 사용하고 고속 데이터 전송 등의 요구사항 충족을 위해 셀 커버리지(cell coverage) 확장을 위한 중계기의 도입이 필수 불가결하다. 또한, 기존 RF중계기의 단점인 송수신 안테나의 이격도가 충분하지 않으면 전송신호의 일부가 궤환되어 다시 수신 안테나에 입력되는 궤환 간섭신호로 인한 중계기의 발진으로 시스템의 정지 등이 발생할 가능성이 있으며, 이러한 궤환 간섭신호를 제거하여 발진현상을 막는 방안으로 ICS (Interference Cancellation System) 기능을 탑재한 중계기의 개발이 필수적이다.WIBRO system based on IEEE 802.16e adopted as one of the next generation mobile communication international standard technologies, it is necessary to introduce a repeater to extend the cell coverage to use the 2.3GHz frequency band and meet the requirements such as high-speed data transmission Indispensable In addition, if the separation between the transmitting and receiving antennas, which is a disadvantage of the conventional RF repeater, is insufficient, part of the transmission signal is fed back and the system may be stopped due to the oscillation of the repeater due to the feedback interference signal inputted to the receiving antenna. It is essential to develop a repeater equipped with an interference cancellation system (ICS) as a method of preventing oscillation by removing interference signals.

WIBRO 중계기는 TDD/OFDMA 이라는 특징 때문에 일반적인 기존의 CDMA나 WCDMA(Wideband CDMA)에 비하여 고려 사항이 많다. 첫 번째는, 동기 추출 방식으로 TDD 중계기는 상향링크와 하향링크의 분리를 위해 스위칭 시간을 정확히 알아야만 한다. 게다가 중계기로 다시 궤환되는 출력 신호를 제거하기 위해 디지털 신호 처리를 하기 때문에 동기화 과정은 매우 중요하다. 두 번째는, 상향링크와 하향링크의 분리도(Isolation) 확보 방법이다. 분리도가 충분히 확보되지 않으면, 고전력 증폭기로부터 발생하는 하향링크 신호가 상향링크의 LNA(Low Noise Amplifier)에 입력되어 소자에 손상을 입힐 수 있다. 위의 두 가지 고려 사항에서 알 수 있듯이 중계기의 송신 안테나를 통해 출력된 신호의 일부가 궤환되어 수신 안테나로 입력되면, 중계기의 동기화의 오류, 발진현상으로 인한 소자 손상이 있으므로 이러한 궤환 간섭신호를 제거할 수 있는 ICS 기술 개발이 필수적이다.WIBRO repeaters have a lot of considerations compared to conventional CDMA or WCDMA (Wideband CDMA) because of the characteristics of TDD / OFDMA. First, as a synchronous extraction method, the TDD repeater must know the switching time correctly for separation of uplink and downlink. In addition, the synchronization process is very important because digital signals are processed to remove the output signal back to the repeater. The second method is to secure isolation between uplink and downlink. If the separation is not sufficiently secured, the downlink signal generated from the high power amplifier may be input to the low noise amplifier (LNA) of the uplink to damage the device. As can be seen from the above two considerations, if a part of the signal output through the transmitting antenna of the repeater is fed back to the receiving antenna, the feedback interference signal is eliminated because there is a component damage due to the synchronization error and oscillation of the repeater. The development of ICS technology that can do it is essential.

중계기에 적용되는 ICS 관련기술로서, 수신 안테나로 입력된 간섭신호와 출력 신호에서 커플링된 기준신호와의 자기 상관관계를 구하여 간섭신호의 진폭과 위상, 시간지연 등을 추정하여 LMS에 대입하는 방식이나 LMS 알고리즘 군의 단점을 보완하는 알고리즘들, 또는 LMS알고리즘 군과 다른 알고리즘의 결합방식 등에 대하여 최근에 많은 연구가 이루어지고 있다. ICS-related technology applied to a repeater. A method of estimating the amplitude, phase, and time delay of an interference signal and substituting it into an LMS by obtaining an autocorrelation between an interference signal inputted to a receiving antenna and a reference signal coupled from an output signal. Recently, many researches have been conducted on algorithms that compensate for the disadvantages of the LMS algorithm group, or a combination of the LMS algorithm group and other algorithms.

무선 중계기는 설치 장소를 자유롭게 선택할 수 있으며, 유지 및 보수가 용의하고, 선로 비용이 없어 유지비가 저렴하며, 주파수를 재사용 할 수 있는 장점이 있다. 그러나, 수신 신호와 송신 신호가 서로 동일한 주파수를 사용하므로 송신 안테나와 수신 안테나 사이에 격리(분리도)가 충분히 확보되어 있어야 한다. 그렇지 않으면 송신 안테나로부터 수신 안테나로 궤환된 간섭신호가 원 신호와 결합하여 무선 중계기의 성능을 저하시키고, 발진의 원인이 된다. 따라서, 궤환 간섭신호를 제거하는 것은 무선 중계기의 성능 향상에 매우 중요하다.The wireless repeater has the advantages of freely selecting the installation location, easy maintenance and repair, low maintenance cost because there is no line cost, and frequency reuse. However, since the reception signal and the transmission signal use the same frequency, isolation (separation degree) must be sufficiently secured between the transmission antenna and the reception antenna. Otherwise, the interference signal fed back from the transmitting antenna to the receiving antenna is combined with the original signal to degrade the performance of the wireless repeater and cause oscillation. Therefore, removing the feedback interference signal is very important for improving the performance of the wireless repeater.

도 1은 ICS 방식을 적용하는 일반적인 RF(Radio Frequency) 중계기의 블록도이다. 도 1과 같이, 일반적으로 중계기는 RF-수신단, 디지털 신호 처리부(Digital Signal Process부), 및 RF-송신단으로 이루어진다. RF수신단에서는, 수신 안테나를 통해 수신된 신호의 주파수 대역을 주파수 다운 변환기(down converter)를 이용해 RF대역 신호에서 기저대역 신호로 변환해 주는 역할을 한다. 디지털 신호 처리부에서는, 송신 안테나로부터 궤환되어 들어온 신호의 유무를 파악하여 궤환되어 들어온 신호가 없다면 바이패스(bypass)시키고, 궤환되어 들어온 신호가 있다면 ICS 알고리즘을 통하여 제거한다. 디지털 신호 처리부는 ADC(Analog-to-Digital Converter), DAC(Digital-to-Analog-Converter), 지연 제어부(delay control), 게인 제어부(gain control), 바이패스부(bypass), 간섭 신호 검출부, 간섭 신호 제거부 및 시스템 콘트롤러를 포함하며, ICS 알고리즘은 간섭 신호 제거부에서 수행된다. RF-송신단에서는 궤환 신호가 제거된 원신호의 주파수 대역을 주파수 상향 변환기(up converter)를 이용해 기저대역에서 RF대역으로 변환하여 송신한다. 디지털 신호 처리부에서는, RF-송신단의 신호 분배기에서 일부 커플링된 신호를 추출하여 주파수 다운 변환기(down converter)를 이용해 기저대역으로 변환한 신호를 간섭제거에 이용할 수 있다. 1 is a block diagram of a typical RF (Radio Frequency) repeater applying the ICS scheme. As shown in FIG. 1, a repeater generally includes an RF receiver, a digital signal processor, and an RF transmitter. The RF receiver plays a role of converting a frequency band of a signal received through a receiving antenna from an RF band signal to a baseband signal using a frequency down converter. The digital signal processor detects the presence or absence of a signal returned from the transmitting antenna, bypasses the signal if no signal is returned, and removes the signal from the transmission antenna through the ICS algorithm. The digital signal processor includes an analog-to-digital converter (ADC), a digital-to-analog-converter (DAC), a delay control, a gain control, a bypass, an interference signal detector, An interference signal canceller and a system controller are included, and the ICS algorithm is performed in the interference signal canceller. The RF transmitter transmits the frequency band of the original signal from which the feedback signal is removed from the baseband to the RF band by using a frequency up converter. In the digital signal processor, the signal splitter of the RF transmitter may extract a part of the coupled signal and use the frequency down converter to convert the signal to baseband for interference cancellation.

도 2는 일반적인 LMS ICS 방식의 FIR 필터를 설명하기 위한 도면이다. 도 2는 도 1의 간섭 신호 제거부를 간략하게 나태낸 것으로서, FIR 필터를 이용해 입력신호 s(n)에 궤환신호 f(n)가 합성된 신호 x(n)에서 LMS 알고리즘에 따라 생성한 신호

Figure 112009034167611-PAT00001
을 빼주어 궤환신호 f(n)를 제거한다. FIG. 2 is a diagram for describing a general LMS ICS type FIR filter. FIG. 2 is a diagram briefly illustrating the interference signal canceling unit of FIG. 1, and is a signal generated according to the LMS algorithm from a signal x (n) obtained by combining a feedback signal f (n) with an input signal s (n) using an FIR filter.
Figure 112009034167611-PAT00001
To remove the feedback signal f (n).

LMS 알고리즘은 도 3과 같이 지연기(Z-1)를 일정 탭(tab) 수(N)만큼 이용해 각 지연 신호에 탭 계수 w0(n), w1(n),.. wN -1(n)을 곱하고 모두 더하여 궤환신호가 제거된 신호 y(n)를 생성함으로써, 기준 신호 d(n)에서 y(n)을 뺀 에러 신호 e(n)를 0으로 수렴시킨 신호y(n)를 고전력 증폭기(HPA: High Power Amplifier)로 증폭하여 전송할 수 있게 된다. As shown in FIG. 3, the LMS algorithm uses a delay Z (Z −1 ) by a certain number of taps (N), and thus tap coefficients w 0 (n), w 1 (n), and w N −1 for each delay signal. By multiplying (n) and adding them together to generate a signal y (n) from which the feedback signal has been removed, the signal y (n) where the error signal e (n) minus y (n) minus the reference signal d (n) is converged to zero. Can be amplified and transmitted by a high power amplifier (HPA).

이때, 위와 같은 탭 계수는 W(n+1) = W(n) + μe(n)x(n)와 같은 식에 따라 스텝사이즈 μ(0보다 크고 1보다 작은 실수)에 의하여 일률적으로 업데이트된다. 여기서, W(n)은 이전 탭 계수값이고 W(n+1)은 업데이트된 탭 계수값이다. 수렴 속도를 결정하는 스텝사이즈 μ가 너무 크거나 작으면 발산할 가능성이 높기 때문에, 이를 정확하게 결정하는 것이 중요하다. At this time, the tap coefficient as described above is uniformly updated by the step size μ (real number greater than 0 and less than 1) according to the formula W (n + 1) = W (n) + μe (n) x (n). . Where W (n) is the previous tap coefficient value and W (n + 1) is the updated tap coefficient value. It is important to accurately determine the step size μ, which determines the convergence rate, because it is likely to diverge if it is too large or too small.

이와 같은 LMS알고리즘은 수식이 간단하고 연산량이 적어, 실시간 적용 가능한 알고리즘으로 여러 시스템에서 널리 사용되고 있지만 수렴속도가 느리고, 스텝사이즈와 신호의 크기에 따라 수렴 특성이 떨어지므로 시변환경에서 적용하기 어려운 단점을 가지고 있다. This LMS algorithm is a simple equation and small amount of computation.It is widely used in various systems as a real-time algorithm. However, the LMS algorithm is difficult to apply in time-conversion mirrors because of its slow convergence speed and low convergence characteristics depending on the step size and signal size. Have.

이러한 단점을 보완하기 위해 값의 최대값과 최소값을 정하고 그 사이에서 스텝사이즈를 변화시키는 알고리즘인 VSSLMS(Variable Step Size LMS) 알고리즘이 제안되었다. VSSLMS 알고리즘에서는 도 4와 같이, 스텝 사이즈 제어부(step-size control)를 추가적으로 구성하여 FIR 필터에 입력되는 스텝 사이즈를 가변시킨다. 여기서 스텝 사이즈는 채널의 통계적인 특성과 에러 신호 e(n)의 제곱값에 기초하여 가변된다. VSSLMS알고리즘에서는 시간에 따라 스텝사이즈의 크기를 가변시켜 수렴 초기에는 빠르게 수렴하는 것이 가능하도록 하고 수렴이 진행됨에 따라 점차 스텝사이즈의 크기를 줄여서 수렴 오차를 줄여 나간다. 특히, 이러한 VSSLMS 알고리 즘에서는 에러 신호 e(n)의 제곱값에 따라서 스텝사이즈를 가변시키므로, 시변 환경에서 어느정도 적용될 수 있지만, 정상상태에서 에러 신호 e(n)가 0으로 수렴한 후에도 원신호가 가지고 있는 신호 크기에 따라 스텝사이즈가 불필요하게 변동되어 성능을 저하시킬 수 있는 문제점이 있다.In order to make up for this drawback, a variable step size LMS (VSSLMS) algorithm has been proposed, which determines the maximum and minimum values and changes the step size between them. In the VSSLMS algorithm, as illustrated in FIG. 4, a step-size control is additionally configured to vary the step size input to the FIR filter. Here, the step size is varied based on the statistical characteristics of the channel and the square of the error signal e (n). In the VSSLMS algorithm, the size of the step size is changed over time to allow rapid convergence at the beginning of convergence, and as convergence progresses, the convergence error is reduced by gradually decreasing the size of the step size. In particular, since the VSSLMS algorithm varies the step size according to the square of the error signal e (n), it can be applied to a time-varying environment, but the original signal even after the error signal e (n) converges to 0 in a steady state. There is a problem in that the step size is unnecessarily changed according to the signal size of the controller, which may degrade performance.

이외에도 도 5와 같이 상관도를 계산하는 상관기(correlator)를 이용한 LMS 방식도 제안되었는데, 상관도를 이용한 LMS 방식에서는, 버퍼(buffer)를 통한 FIR 필터의 참조입력과 에러신호 사이의 상관도를 계산함으로써 각 탭의 계수값을 갱신하여 정확도를 높이고자 하였지만, 상관도의 연산이 복잡하다는 문제점이 있다. In addition, an LMS method using a correlator for calculating a correlation is proposed as shown in FIG. 5. In the LMS method using a correlation, a correlation between a reference input of an FIR filter and an error signal through a buffer is calculated. In order to improve the accuracy by updating the coefficient value of each tap, there is a problem that the calculation of the correlation is complicated.

따라서, 본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은, 와이브로(WIBRO), IMT-Advanced 시스템과 같은 무선 통신 환경에서, ICS(Interference Cancellation System)에 적용되는LMS (Least Mean Square) 알고리즘에 채널 환경에 따라 FIR(Finite Impulse Response) 필터의 탭 계수 값에 대한 스텝사이즈를 벡터값으로 적응적으로 변화시켜서 시변 환경에 적응적으로 우수한 간섭 제거 성능을 확보할 수 있는 적응형 간섭 제거 장치 및 방법을 제공하는데 있다.Accordingly, the present invention is to solve the above-described problems, an object of the present invention, LMS (Least Mean Square) applied to the Interference Cancellation System (ICS) in a wireless communication environment, such as WiBRO (WIBRO), IMT-Advanced system Adaptive Interference Cancellation to ensure excellent interference cancellation performance adaptively to time-varying environments by adaptively changing the step size of the tap coefficient value of the FIR (Finite Impulse Response) filter to a vector value according to the channel environment in the algorithm. An apparatus and method are provided.

또한, 스텝사이즈에 대해서는 최대값과 최소값을 미리 정하여 놓고, 초기의 스텝사이즈는 최대값을 가지게 하여 빠른 수렴속도를 갖게 하고, 스텝사이즈가 최소값보다 작아질 경우에는 스텝사이즈를 최소값으로 유지하며, 채널의 SNR을 측정 하여 측정된 SNR에 따라 스텝사이즈의 증가율 또는 감소율 만큼 증가시키거나 감소시키도록 필터의 탭 계수 값에 대한 스텝사이즈를 벡터값으로 결정함으로써 궤환신호가 제거된 신호를 더욱 빠르게 추정할 수 있도록 한 적응형 간섭 제거 장치 및 방법을 제공하는데 있다.In addition, the maximum value and the minimum value are set in advance for the step size, and the initial step size has a maximum value to have a fast convergence speed, and when the step size becomes smaller than the minimum value, the step size is kept at the minimum value. It is possible to estimate the signal from which the feedback signal is removed by determining the step size of the tap coefficient value of the filter as a vector value to increase or decrease the step size by the increase or decrease rate of the step size according to the measured SNR. An adaptive interference cancellation apparatus and method are provided.

먼저, 본 발명의 특징을 요약하면, 상기와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 중계기에서의 간섭 제거 장치는, 전송할 신호에 에러 신호가 합성된 신호로부터 직렬 연결된 복수의 지연기들을 이용해 순차 지연된 신호들을 생성하여, 상기 합성된 신호와 상기 순차 지연된 신호들로 이루어진 N개의 각 신호에 대한 해당 스텝사이즈에 의하여 계산되는 N개의 탭계수들을 이용하여 생성한 모든 신호들을 합하여 상기 전송할 신호를 추정하는 FIR 필터; 상기 FIR 필터에서 사용하는 상기 스텝사이즈를 임시 저장하는 버퍼; 상기 버퍼에 저장된 이전 스텝사이즈를 업데이트하여 상기 FIR 필터에서 사용하는 상기 N개의 스텝사이즈를 계산하여 출력하는 스텝사이즈 제어부; 및 상기 합성된 신호의 SNR을 측정하는 SNR 측정부를 포함하고, 상기 스텝사이즈 제어부는 상기 FIR 필터에서 사용하는 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하기 위하여, 상기 SNR 측정부에서 측정한 SNR에 기초하여 상기 이전 스텝사이즈에 미리 결정된 스텝사이즈 비율을 적용하여 상기 N개의 각 신호에 곱할 N 개의 스텝사이즈 벡터값을 계산하는 것을 특징으로 한다.First, to summarize the features of the present invention, in order to achieve the object of the present invention as described above, the apparatus for removing interference in a repeater according to an aspect of the present invention, a plurality of delays connected in series from the signal synthesized in the error signal to the signal to be transmitted And sequentially generate the delayed signals, and add all the signals generated using the N tap coefficients calculated by the corresponding step sizes for each of the N signals composed of the synthesized signal and the sequentially delayed signals. An FIR filter for estimating a signal; A buffer for temporarily storing the step size used in the FIR filter; A step size control unit for updating and outputting the N step sizes used in the FIR filter by updating a previous step size stored in the buffer; And an SNR measuring unit measuring an SNR of the synthesized signal, wherein the step size control unit is configured to calculate the step size of a corresponding tap used in the FIR filter, based on the SNR measured by the SNR measuring unit. N step size vector values to be multiplied by the N signals are calculated by applying a predetermined step size ratio to the step size.

상기 스텝사이즈 제어부는, 상기 SNR 측정부에서 측정한 SNR이 임계치 이하이면, 상기 이전 스텝사이즈에 상기 스텝사이즈 비율을 곱하여 상기 해당 탭의 스 텝사이즈를 계산하고, 상기 SNR 측정부에서 측정한 SNR이 임계치 이상이면, 상기 이전 스텝사이즈를 상기 스텝사이즈 비율로 나누어 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산한다.If the SNR measured by the SNR measuring unit is equal to or less than a threshold value, the step size control unit calculates the step size of the corresponding tap by multiplying the step size ratio by the previous step size, and the SNR measured by the SNR measuring unit is If it is more than the threshold, the previous step size is divided by the step size ratio to calculate the step size of the corresponding tap.

상기 임계치는 10dB일 수 있고, 상기 스텝사이즈 비율은 2n이고, 여기서 n은 자연수일 수 있다. The threshold may be 10 dB, and the step size ratio is 2 n , where n may be a natural number.

상기 스텝사이즈 제어부는, 미리 결정된 최대값과 최소값 사이에서 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산할 수 있다. 상기 스텝사이즈 제어부는, 초기 동작 시에 상기 최대값을 적용하여 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하고, 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하는 동안에, 상기 최대값보다 크게 계산되면 상기 최대값을 출력하고, 상기 최소값보다 작게 계산되면 상기 최소값으로 출력할 수 있다. The step size control unit may calculate the step size of the corresponding tap between a predetermined maximum value and a minimum value. The step size control unit calculates the step size of the corresponding tab by applying the maximum value at an initial operation, and outputs the maximum value if the calculation is larger than the maximum value while calculating the step size of the corresponding tab. When it is calculated smaller than the minimum value, the minimum value may be output.

그리고, 본 발명의 다른 일면에 따른 중계기에서의 간섭 제거 방법은, 전송할 신호에 에러 신호가 합성된 신호로부터 직렬 연결된 복수의 지연기들을 이용해 순차 지연된 신호들을 생성하여, 상기 합성된 신호와 상기 순차 지연된 신호들로 이루어진 N개의 각 신호에 대한 해당 스텝사이즈에 의하여 계산되는 N개의 탭계수들을 이용하여 생성한 모든 신호들을 합하여 상기 전송할 신호를 추정하는 단계; 상기 전송할 신호의 추정에 사용하는 상기 스텝사이즈를 버퍼에 임시 저장하는 단계; 상기 버퍼에 저장된 이전 스텝사이즈를 업데이트하여 상기 전송할 신호의 추정에 사용하는 상기 N개의 스텝사이즈를 계산하여 출력하는 단계; 및 상기 합성된 신호의 SNR을 측정하는 단계를 포함하고, 상기 전송할 신호의 추정에 사용하는 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하기 위하여, 상기 측정된 SNR에 기초하여 상기 이전 스텝사이즈에 미리 결정된 스텝사이즈 비율을 적용하여 상기 N개의 각 신호에 곱할 N 개의 스텝사이즈 벡터값을 계산하는 것을 특징으로 한다.In addition, the method of eliminating interference in a repeater according to another aspect of the present invention may generate sequentially delayed signals using a plurality of delayers connected in series from a signal synthesized with an error signal to a signal to be transmitted, thereby generating the delayed signal and the sequentially delayed signal. Estimating the signal to be transmitted by summing all signals generated using the N tap coefficients calculated by the corresponding step size for each of the N signals; Temporarily storing the step size used to estimate the signal to be transmitted in a buffer; Calculating and outputting the N step sizes used for estimating the transmitted signal by updating a previous step size stored in the buffer; And measuring an SNR of the synthesized signal, wherein the step size ratio is predetermined to the previous step size based on the measured SNR to calculate the step size of the corresponding tap used for the estimation of the transmitted signal. N steps size vector values to be multiplied by each of the N signals are calculated.

본 발명에 따른 적응형 간섭 제거 장치 및 방법에 따르면, 와이브로(WIBRO), IMT-Advanced 시스템과 같은 무선 통신 환경에서, ICS(Interference Cancellation System)에 적용되는LMS (Least Mean Square) 알고리즘에 채널 환경에 따라 FIR(Finite Impulse Response) 필터의 탭 계수 값에 대한 스텝사이즈를 벡터값으로 적응적으로 변화시켜서 시변 환경에 적응적으로 우수한 간섭 제거 성능을 확보할 수 있다.According to the adaptive interference cancellation apparatus and method according to the present invention, in a wireless communication environment such as a WiBRO and an IMT-Advanced system, a LMS (Least Mean Square) algorithm applied to an interference cancellation system (ICS) is applied to a channel environment. Accordingly, the step size of the tap coefficient value of the finite impulse response (FIR) filter can be adaptively changed to a vector value, thereby ensuring excellent interference cancellation performance adaptively to a time-varying environment.

그리고, 본 발명에 따른 적응형 간섭 제거 장치 및 방법에 따르면, 스텝사이즈에 대해서는 최대값과 최소값을 미리 정하여 놓고, 초기의 스텝사이즈는 최대값을 가지게 하여 빠른 수렴속도를 갖게 하고, 스텝사이즈가 최소값보다 작아질 경우에는 스텝사이즈를 최소값으로 유지하며, 채널의 SNR을 측정하여 측정된 SNR에 따라 스텝사이즈의 증가율 또는 감소율 만큼 증가시키거나 감소시키도록 필터의 탭 계수 값에 대한 스텝사이즈를 벡터값으로 결정함으로써 궤환신호가 제거된 신호를 더욱 빠르게 추정하여 전송할 수 있다. According to the adaptive interference cancellation apparatus and method according to the present invention, a maximum value and a minimum value are set in advance for the step size, the initial step size has a maximum value, and a fast convergence speed is achieved, and the step size has a minimum value. If smaller, the step size is kept at a minimum value, and the step size of the tap coefficient value of the filter is increased to a vector value to increase or decrease the step size by the increase or decrease rate of the step size according to the measured SNR. By determining, the signal from which the feedback signal has been removed can be estimated and transmitted more quickly.

이하 첨부 도면들 및 첨부 도면들에 기재된 내용들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세하게 설명하지만, 본 발명이 실시예들에 의해 제한되거나 한 정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings and the contents described in the accompanying drawings, but the present invention is not limited or limited to the embodiments. Like reference numerals in the drawings denote like elements.

먼저, 기존 LMS 방식의 단점이라고 하면 스텝사이즈가 고정적이어서 시간에 따라 채널이 급격하게 변하는 시변 환경에서는 적응적으로 궤환신호를 추정할 수 없었다. 또한, 필터의 탭 계수를 갱신할 시에 스텝사이즈는 스칼라(scalar) 값으로써 탭 계수에 동일한 스텝사이즈를 적용하게 될 수 밖에 없는 단점이 있었다. First, the disadvantage of the conventional LMS method is that the step size is fixed, so that the feedback signal cannot be adaptively estimated in a time-varying environment in which the channel changes rapidly with time. In addition, when updating the tap coefficient of the filter, the step size is a scalar value, so that the same step size may be applied to the tap coefficient.

이러한 단점들을 보완하기 위해서, 본 발명에서는 스텝사이즈에 대하여 최대값과 최소값을 미리 정하여 놓고, 초기 동작 시(예를 들어, 전원을 켤때)의 스텝사이즈는 최대값을 가지게 하여 빠른 수렴속도를 갖게 한다. 그 후에는 채널의 SNR(Signal-to-Noise Ratio)을 측정하고 SNR이 어떤 임계치인 T dB 이상이 된다면 이전 탭에 적용된 스텝사이즈 보다 △배 감소(△로 나누어 줌)시켜주어 신호를 더 정확하게 추정할 수 있도록 하였다. 이와 같은 과정에서 각 탭에 적용할 스텝사이즈가 최소값보다 작아질 경우에는 스텝사이즈를 최소값으로 유지한다. 또한, SNR이 T dB 이하가 된다면 이전 탭에 적용된 스텝사이즈 보다 △배 만큼 증가(△로 곱해 줌)시켜 신호를 더 빠르게 추정할 수 있도록 하였다. 앞의 T dB이상일 때와 마찬가지로 해당 탭에 대하여 계산되는 스텝사이즈가 최대값을 넘어가게 되면 스텝사이즈는 최대값을 유지하게 하였다. 그리고, 스텝사이즈는 각 탭에 대하여 서로 다르게 스텝사이즈를 적용하여, 기존과 같이 스칼라값이 아닌 벡터 값으로 함으로써, 시변 환경에 적응적으로 궤환신호를 제거할 수 있도록 하였다.In order to compensate for these disadvantages, in the present invention, the maximum value and the minimum value are set in advance with respect to the step size, and the step size at the time of initial operation (for example, when the power is turned on) has a maximum value to have a fast convergence speed. . After that, the signal-to-noise ratio (SNR) of the channel is measured, and if the SNR is above a certain threshold of T dB, the signal is estimated more accurately by Δ times reduction (divided by △) than the step size applied to the previous tap. I could do it. In this process, if the step size to be applied to each tap becomes smaller than the minimum value, the step size is kept at the minimum value. In addition, if the SNR is less than T dB, the signal can be estimated faster by increasing △ times (multiplying by △) than the step size applied to the previous tap. As with the previous T dB or more, if the step size calculated for the tap exceeds the maximum value, the step size is kept at the maximum value. The step size is differently applied to each tap, so that the feedback signal can be removed adaptively to the time-varying environment by using a vector value instead of a scalar value.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 간섭 제거 장치(600)를 설명하기 위한 도 면이다. 도 6을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 간섭 제거 장치(600)는, 적응 FIR 필터(Adaptive FIR Filter)(610), 감산부(611), 스텝사이즈 제어부(step size control unit)(620), 버퍼(buffer)(621), 및 SNR 측정부(630)를 포함한다. 6 is a view for explaining the interference cancellation apparatus 600 according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 6, an interference cancellation apparatus 600 according to an embodiment of the present invention may include an adaptive FIR filter 610, a subtractor 611, and a step size control unit ( 620, a buffer 621, and an SNR measuring unit 630.

본 발명의 일실시예에 따른 간섭 제거 장치(600)에서는 FIR 필터(610)가 수신 안테나로부터의 전송할 신호 s(n)에 송신 안테나로부터의 궤환신호 f(n)(또는 에러 신호 e(n))가 합성된 신호에서 LMS 알고리즘에 따라 생성한 신호

Figure 112009034167611-PAT00002
을 감산부(611)를 이용해 빼주어 궤환신호 f(n)이 제거되도록 하여 전송할 신호 s(n)을 추정할 수 있다. 이와 같이 추정되어 에러 신호 e(n)를 0으로 수렴시킨 신호y(n)를 고전력 증폭기(HPA: High Power Amplifier)로 증폭하여 전송할 수 있게 된다. 고전력 증폭기는 송신 안테나에 근접 설치될 수 있고, 도 6과 같이 궤환신호 f(n)가 제거되어 전송될 신호가 고전력 증폭기에 의하여 증폭되어 에러 신호 e(n)를 0으로 수렴시킨 신호 y(n)이 송신안테나로 송출될 수 있다. In the interference elimination apparatus 600 according to an embodiment of the present invention, the FIR filter 610 transmits a signal s (n) from a reception antenna to a feedback signal f (n) from a transmission antenna (or an error signal e (n)). ) Is a signal generated according to the LMS algorithm from the synthesized signal.
Figure 112009034167611-PAT00002
The subtractor 611 may be used to subtract the feedback signal f (n) to estimate the signal s (n) to be transmitted. The signal y (n) obtained by estimating as described above and converging the error signal e (n) to 0 can be amplified and transmitted by a high power amplifier (HPA). The high power amplifier may be installed in close proximity to the transmitting antenna. As shown in FIG. 6, the feedback signal f (n) is removed and the signal to be transmitted is amplified by the high power amplifier to converge the error signal e (n) to 0. ) May be sent to the transmit antenna.

이와 같이 궤환신호 f(n)이 제거하고 전송할 신호 s(n)을 추정하기 위하여 도 7과 같은 FIR 필터(700)가 이용될 수 있다. 도 7과 같은 FIR 필터(700)는 전송할 신호 s(n)에 에러 신호 e(n)가 합성된 신호로부터 전송할 신호 s(n)를 추정하는 필터로서, 도 6에서 개념적으로 나타낸 감산부(611)의 기능을 포함하는 개념일 수 있다. 이와 같이 추정된 신호에 에러 신호 e(n)가 0으로 수렴되어 깨끗한 본래의 신호는 y(n)에 해당한다. As such, the FIR filter 700 shown in FIG. 7 may be used to remove the feedback signal f (n) and estimate the signal s (n) to be transmitted. The FIR filter 700 as shown in FIG. 7 is a filter for estimating a signal s (n) to be transmitted from a signal obtained by combining an error signal e (n) with a signal s (n) to be transmitted, and a subtractor 611 conceptually shown in FIG. 6. It may be a concept including the function of). The error signal e (n) converges to 0 in the estimated signal as described above, so that the clean original signal corresponds to y (n).

도 7과 같이, FIR 필터(700)는 전송할 신호 s(n)(예를 들어, WIBRO 신호)에 에러 신호 e(n)(또는 궤환 신호 f)가 합성된 신호 x(n)으로부터 직렬 연결된 복수 의 지연기들(Z-1)을 이용해 순차 지연된 신호들(x(n), x(n-1)..)을 생성하여, 위와 같이 합성된 신호 x(n)와 순차 지연된 신호들(x(n), x(n-1)..)로 이루어진 N(0이 아닌 자연수)개의 각 신호에 대한 해당 스텝사이즈(μn: n=0~N-1)에 의하여 [수학식 3]과 같이 계산되는 N개의 탭계수들(wn: n=0~N-1)을 이용하여 생성한 모든 신호들을 합하여 전송할 신호 s(n), 즉, 에러 신호 e(n)가 0으로 수렴하는 깨끗한 본래의 신호 y(n)을 출력할 수 있다. 이는 고전력 증폭기에 의하여 증폭된 후 송신안테나를 통해 전송될 수 있다. As shown in FIG. 7, the FIR filter 700 includes a plurality of serially connected signals s (n) (for example, WIBRO signals) connected in series from a signal x (n) obtained by combining an error signal e (n) (or a feedback signal f). the retarder of the (Z -1) successively delayed signals (x (n), x ( n-1) ..) generated by the, the signal x (n) and the delayed signals sequentially synthesized as above, using (x [Equation 3] by the corresponding step size (μ n : n = 0 to N-1) for each of N (Non-zero Natural Number) signals consisting of (n) and x (n-1) ..) The sum of all signals generated using the N tap coefficients (w n : n = 0 to N-1), which are calculated together, is a clean signal in which the signal s (n) to be transmitted, that is, the error signal e (n) converges to zero. The original signal y (n) can be output. This may be amplified by the high power amplifier and then transmitted via the transmit antenna.

여기서, y(n)은 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다. [수학식 2]는 에러 신호 e(n)에 대한 관계식이고, [수학식 3]에서 W(n)은 이전 탭 계수값이고 W(n+1)은 업데이트된 탭 계수값이다.Here, y (n) can be expressed as shown in [Equation 1]. Equation 2 is a relation for the error signal e (n), where W (n) is a previous tap coefficient value and W (n + 1) is an updated tap coefficient value.

[수학식 1][Equation 1]

Figure 112009034167611-PAT00003
Figure 112009034167611-PAT00003

[수학식 2][Equation 2]

e(n) = d(n) - y(n)e (n) = d (n)-y (n)

[수학식 3]&Quot; (3) "

W(n+1) = W(n) + μn e(n) x(n)W (n + 1) = W (n) + μ n e (n) x (n)

이에 따라, [수학식 2]와 같이 기준 신호 d(n)로부터 FIR 필터(700)에서 출력되는 추정된 신호 y(n)를 빼면 에러 신호 e(n)가 되고, 에러 신호 e(n)는 스텝사 이즈 제어부(620), 버퍼(621), 및 SNR 측정부(630)의 동작에 따라 0으로 수렴할 수 있다. 기준 신호 d(n)는 중계기에서 미리 가지고 있는 신호로서, 동기화에 이용되는 소정 훈련열(training sequence) 신호에 해당할 수 있다.Accordingly, subtracting the estimated signal y (n) output from the FIR filter 700 from the reference signal d (n) as shown in Equation 2, the error signal e (n) becomes an error signal e (n). It may converge to 0 according to the operations of the step size control unit 620, the buffer 621, and the SNR measurement unit 630. The reference signal d (n) is a signal that the repeater has in advance and may correspond to a predetermined training sequence signal used for synchronization.

여기서, 신호 x(n)에 에러 신호 e(n)(또는 궤환 신호 f)가 합성되지 않았다면, 신호 x(n)은 FIR 필터(700)를 거치지 않고 바이패스되어 고전력 증폭기에 의하여 증폭된 후 송신안테나를 통해 전송될 수 있다(도 8의 S810, S860 참조). Here, if the error signal e (n) (or the feedback signal f) is not synthesized in the signal x (n), the signal x (n) is bypassed without passing through the FIR filter 700 and amplified by the high power amplifier before transmission. It may be transmitted through the antenna (see S810 and S860 of FIG. 8).

신호 x(n)에 에러 신호 e(n)(또는 궤환 신호 f)가 합성된 경우에는, FIR 필터(700)를 거치게 되는데, FIR 필터(700)는 위와 같이 합성된 신호 x(n)와 순차 지연된 신호들(x(n), x(n-1)..)로 이루어진 N개의 각 신호와 해당 스텝사이즈(μn: n=0~N-1)에 의하여 [수학식 3]과 같이 계산되는 각각의 탭계수, w0(n), w1(n),.. wN -1(n)을 각각 곱하고 모두 합하여 y(n) 신호를 생성할 수 있다(도 8의 S820 참조). When the error signal e (n) (or the feedback signal f) is combined with the signal x (n), the FIR filter 700 passes through the FIR filter 700. The FIR filter 700 sequentially processes the synthesized signal x (n) as described above. Based on each of the N signals consisting of delayed signals (x (n), x (n-1) ..) and the corresponding step size (μ n : n = 0 to N-1), Each of the tap coefficients, w 0 (n), w 1 (n), and w n −1 (n) may be multiplied and summed to generate a y (n) signal (see S820 of FIG. 8).

이때, N개의 각 신호에 대한 해당 스텝사이즈 μn(n)를 갱신하기 위하여, 버퍼(621)는 FIR 필터(700)에서 사용하는 스텝사이즈를 임시 저장한다. 스텝사이즈 제어부(620)는 버퍼(621)에 저장된 이전 스텝사이즈 μn(n-1)을 업데이트하여 FIR 필터(700)에서 사용하는 N개의 스텝사이즈 벡터값을 계산하여 출력한다. At this time, in order to update the corresponding step size μ n (n) for each of the N signals, the buffer 621 temporarily stores the step size used by the FIR filter 700. The step size control unit 620 updates the previous step size μ n (n−1) stored in the buffer 621 to calculate and output N step size vector values used in the FIR filter 700.

스텝사이즈 제어부(620)의 N개의 스텝사이즈 벡터값의 계산에는 SNR 측정부(630)가 신호 x(n)에 대하여 측정하는 SNR이 이용된다. The SNR measured by the SNR measuring unit 630 with respect to the signal x (n) is used to calculate the N step size vector values of the step size control unit 620.

즉, [수학식 2]와 같이 기준 신호 d(n)로부터 FIR 필터(700)에서 출력되는 추정된 신호 y(n)를 뺀 에러 신호 e(n)가 0인 경우(또는, SNR 이 0인 경우)에는, 신호 x(n)은 스텝사이즈 제어부(620)에 의하여 N개의 스텝사이즈 벡터값이 갱신되지 않고, 바이패스되어 고전력 증폭기에 의하여 증폭된 후 송신안테나를 통해 전송될 수 있다(도 8의 S830, S840 참조). That is, when the error signal e (n) is obtained by subtracting the estimated signal y (n) output from the FIR filter 700 from the reference signal d (n) as shown in [Equation 2] (or SNR is 0). In case), the signal x (n) may be transmitted through the transmission antenna after being bypassed and amplified by the high power amplifier without updating the N step size vector values by the step size control unit 620 (Fig. 8). S830, S840).

그러나, SNR 이 0이 아닌 경우에는, 스텝사이즈 제어부(620)는 FIR 필터(700)에서 사용하는 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하기 위하여, SNR 측정부(630)에서 측정한 SNR에 기초하여 이전 스텝사이즈 μn(n-1)(이전 탭의 스텝사이즈)에 미리 결정된 스텝사이즈 비율 △을 적용하여 N개의 각 신호에 곱할 N 개의 스텝사이즈 벡터값을 계산해 나간다. However, if the SNR is not 0, the step size control unit 620 calculates the step size of the tap used in the FIR filter 700, based on the SNR measured by the SNR measuring unit 630. N step size vector values to be multiplied with each of the N signals are calculated by applying a predetermined step size ratio Δ to size μ n (n-1) (step size of the previous tap).

예를 들어, 스텝사이즈 제어부(620)는 SNR 측정부(630)에서 측정한 SNR이 임계치(T)(예를 들어, 10dB) 이하이면, [수학식 4]와 같이, 이전 스텝사이즈 μn(n-1)에 스텝사이즈 비율 △(예를 들어, 2)을 곱하여 해당 탭의 스텝사이즈 μn(n)를 계산하고, SNR 측정부(630)에서 측정한 SNR이 임계치(T) 이상이면, [수학식 4]와 같이, 이전 스텝사이즈 μn(n-1)를 스텝사이즈 비율 △로 나누어 해당 탭의 스텝사이즈 μn(n)를 계산할 수 있다(도 8의 S850, S851, S852 참조). 스텝사이즈 비율 △은 여기서 2인 것이 바람직하지만, 경우에 따라서는 2n(여기서 n은 자연수)의 어느 값으로 결정될 수도 있다. For example, if the SNR measured by the SNR measurement unit 630 is less than or equal to the threshold value T (for example, 10 dB), the step size control unit 620 may return the previous step size μ n (Equation 4). n-1) is multiplied by the step size ratio Δ (for example, 2) to calculate the step size μ n (n) of the corresponding tap, and if the SNR measured by the SNR measuring unit 630 is equal to or greater than the threshold value T, as shown in [equation 4], we can calculate the previous step size μ n (n-1) the step size μ n (n) of the tab divided by the step size ratio △ (see S850, S851, S852 in FIG. 8) . The step size ratio Δ is preferably 2 here, but in some cases, it may be determined by any value of 2 n (where n is a natural number).

[수학식 4]&Quot; (4) "

Figure 112009034167611-PAT00004
Figure 112009034167611-PAT00004

스텝사이즈 제어부(620)는 미리 결정된 최대값과 최소값 사이에서 위와 같은 해당 탭의 스텝사이즈를 계산한다. 예를 들어, 스텝사이즈 제어부(620)는 초기 동작 시에 해당 최대값을 적용하여 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하여, 초기에 빠른 수렴속도를 갖게 할 수 있으며, 또한, 스텝사이즈 제어부(620)는 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하는 동안에, 해당 최대값보다 크게 계산되면 그 최대값을 출력하고, 해당 최소값보다 작게 계산되면 그 최소값으로 출력함으로써, 신호를 더 빠르게 추정할 수 있도록 한다.  The step size control unit 620 calculates the step size of the corresponding tap as above between the predetermined maximum value and the minimum value. For example, the step size control unit 620 calculates the step size of the tap by applying the corresponding maximum value during the initial operation, so that the step size control unit 620 may initially have a fast convergence speed. During the calculation of the step size of the tap, the maximum value is output when calculated larger than the maximum value, and outputted at the minimum value when calculated smaller than the minimum value, so that the signal can be estimated more quickly.

위에서, 스텝사이즈 계산의 기초가 되는 SNR 임계치(T)를 결정하기 위하여 도 9와 같은 BER값 비교 그래프를 이용하였다. 도 9와 같이, 단순 LMS 방식, VSSLMS 방식, 상관도를 이용하는 LMS 방식에 대하여 SNR -2dB부터 18dB까지 WIBRO 채널환경을 변화시켜서 BER(Bit Error Rate) 값을 시뮬레이션으로 산출하였다. 음성신호를 원활히 들을 수 있는 BER값 10- 3이하를 나타내는 SNR은, 가장 성능이 우수한 상관도를 이용한 LMS 방식의 경우에 그 값이 대략 10dB 이상이 되어야 함을 확인하였다. 본 발명에 따른 방식의 경우에도, 상관도를 이용한 LMS 방식 이상의 성능이 기대되므로, 스텝사이즈 계산의 기초가 되는 SNR 임계치 T를 10 dB로 결정하였다. 여기서, SNR 임계치 T를 10 dB할 수도 있지만, 채널 환경에 따라 그 이상 또는 그 이하의 다른 값으로 설정될 수도 있을 것이다. In the above, the BER value comparison graph as shown in FIG. 9 was used to determine the SNR threshold T which is the basis of the step size calculation. As shown in FIG. 9, the BER (Bit Error Rate) value was calculated by simulating the WIBRO channel environment from SNR -2dB to 18dB for the LMS method using the simple LMS method, the VSSLMS method, and the correlation. BER values that can hear the audio signal seamlessly 10 - represents the SNR is less than 3, it was confirmed that in the case of the LMS method using the most excellent performance, care must be a value that is more than approximately 10dB. Even in the case of the method according to the present invention, since the performance is better than the LMS method using the correlation, the SNR threshold T which is the basis of the step size calculation was determined to be 10 dB. Here, the SNR threshold T may be 10 dB, but may be set to other values higher or lower depending on the channel environment.

또한, 위에서, 스텝사이즈 계산의 기초가 되는 [수학식 4]의 스텝사이즈 비율 △을 결정하기 위하여 도 10과 같은 BER값 비교 그래프를 이용하였다. 도 10과 같이, 스텝사이즈 비율 △을 2~9까지 1씩 증가시키면서 △값을 적용한 결과, 스텝사이즈 비율 △이 2n(여기서 n은 자연수)인 경우에 좋은 성능을 나타내었고, 특히, 스텝사이즈 비율 △이 2인 경우가 가장 좋은 성능을 나타내는 것으로 확인되었다. 따라서, 스텝사이즈 비율 △은 여기서 2인 것이 바람직하지만, 경우에 따라서는 2n(여기서 n은 자연수)의 어느 값으로 결정될 수도 있다. In addition, above, the BER value comparison graph as shown in FIG. 10 was used to determine the step size ratio Δ of [Equation 4] which is the basis of the step size calculation. As shown in FIG. 10, when the value of Δ was applied while increasing the step size ratio △ to 2 to 1 by 1, good performance was obtained when the step size ratio △ was 2 n (where n is a natural number), in particular, the step size It was confirmed that the case where ratio (triangle | delta) is 2 shows the best performance. Therefore, the step size ratio Δ is preferably 2 here, but in some cases, it may be determined to be any value of 2 n (where n is a natural number).

이하 도 6과 같은 본 발명의 일실시예에 따른 간섭 제거 장치(600)를 적용한 결과에 대한 시뮬레이션 결과를 설명한다. 전송할 신호로서 WIBRO 신호는 [표 1]과 같은 IEEE 802.16e의 표준규격에 따른 물리계층 파라미터를 참조하였으며, 궤환되는 신호(에러 신호)로서는 이전에 송신 안테나를 통하여 송출된 WIBRO 신호가 채널을 통하여 궤환되어 WIBRO 원신호와 합성되는 것으로 가정하였다. 또한, 채널환경으로는 AWGN (Additive White Gaussian Noise)과 [표2]에서와 같이 ITU-R M.1225에서 제시된 다중경로페이딩 채널환경을 적용하였다.Hereinafter, a simulation result of the result of applying the interference cancellation apparatus 600 according to the exemplary embodiment of the present invention as shown in FIG. 6 will be described. As a signal to be transmitted, the WIBRO signal refers to the physical layer parameters according to the IEEE 802.16e standard as shown in [Table 1]. As the signal (error signal) to be fed back, the WIBRO signal previously transmitted through the transmitting antenna is fed back through the channel. And synthesized with the WIBRO original signal. In addition, AWGN (Additive White Gaussian Noise) and multipath fading channel environment presented in ITU-R M.1225 are applied as channel environment.

도 11은 기존 ICS 방식들과 본 발명의 방식간에 BER값 비교 그래프이다. 도 11과 같이, 기존의 단순 LMS 방식, VSSLMS 방식, 상관도를 이용하는 LMS 방식과 본 발명의 방식을 비교할 때, 기존의 단순 LMS 방식에서는 궤환 신호를 정확히 제거하지 못하여 BER값이 대체로 크게 나타났으며, 기존의 VSSLMS는 SNR이 2dB이하에서는 다른 변형된 알고리즘과 비슷한 값을 유지하다가 2dB이후에 기존의 상관도를 이용 한 LMS나 본 발명의 알고리즘에 비해 성능이 떨어지는 것을 확인하였다. 기존의 상관도를 이용한 LMS와 본 발명의 방식 간에는 유사한 성능을 보여주고 있다. 그러나, 기존의 상관도를 이용한 LMS의 경우는 에러값과 참조 입력값에 기초하여 상관도를 구해야 하는 복잡성을 가지고 있는 반면, 발명에서는 스텝사이즈 벡터값을 단순한 곱과 나눗셈의 연산으로 처리하여 연산을 단순화하였다는 장점을 가지고 있다. 11 is a graph comparing BER values between existing ICS schemes and the scheme of the present invention. As shown in FIG. 11, when comparing the conventional simple LMS method, the VSSLMS method, the LMS method using the correlation and the method of the present invention, in the conventional simple LMS method, the BER value was large because the feedback signal was not accurately removed. In addition, the existing VSSLMS maintains a similar value to other modified algorithms when the SNR is less than 2 dB, but after 2 dB, the performance is lower than that of the LMS or the algorithm of the present invention using the conventional correlation. Similar performance is shown between the LMS using the conventional correlation and the scheme of the present invention. However, the LMS using the conventional correlation has the complexity of obtaining the correlation based on the error value and the reference input value. In the present invention, the step size vector value is processed by simple multiplication and division operation. It has the advantage of being simplified.

[표 1]TABLE 1

Figure 112009034167611-PAT00005
Figure 112009034167611-PAT00005

[표2][Table 2]

Figure 112009034167611-PAT00006
Figure 112009034167611-PAT00006

도 12는 기존 ICS 방식들과 본 발명의 방식간에 MSE값 비교 그래프이다. 도 12와 같이, 수렴속도를 비교하기 위하여 MSE (Mean Square Error)값을 산출해 본 결과, MSE값 10-28을 기준으로 보면, 본 발명의 방식에서는 다른 기존의 알고리즘들 보다 약 200개의 샘플 차이로 수렴 속도가 빠르게 나타남을 확인하였다. 따라서, 본 발명의 방식에서는 궤환된 신호를 빠르게 제거하여 전송할 신호를 신속히 추정하고 수신 신호의 BER을 낮출 수 있게 된다. 12 is a graph comparing MSE values between existing ICS schemes and the scheme of the present invention. As shown in FIG. 12, as a result of calculating a mean square error (MSE) value for comparing convergence speeds, based on the MSE value 10 −28 , about 200 sample differences are compared with other conventional algorithms. It is confirmed that the convergence speed is fast. Therefore, in the scheme of the present invention, it is possible to quickly remove the feedback signal to quickly estimate the signal to be transmitted and to lower the BER of the received signal.

이와 같이, 본 발명에서는 단순한 구성을 이용하면서도 다른 LMS알고리즘군들 보다 수렴속도는 빠르고 BER값은 신속히 더 적게할 수 있다. 차세대 4G 이동통신 시스템에서도 OFDM 방식을 채택하므로 위와 같은 본 발명의 방식을 적용하여 성능을 향상시킬 것으로 기대된다. As described above, in the present invention, the convergence speed is faster and the BER value is lowered faster than other LMS algorithm groups while using a simple configuration. Since the next generation 4G mobile communication system adopts the OFDM scheme, it is expected to improve the performance by applying the scheme of the present invention as described above.

이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 그러므 로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.As described above, the present invention has been described by way of limited embodiments and drawings, but the present invention is not limited to the above embodiments, and those skilled in the art to which the present invention pertains various modifications and variations from such descriptions. This is possible. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be defined by the claims below and equivalents thereof.

도 1은 ICS 방식을 적용하는 일반적인 RF(Radio Frequency) 중계기의 블록도이다. 1 is a block diagram of a typical RF (Radio Frequency) repeater applying the ICS scheme.

도 2는 일반적인 LMS ICS 방식의 FIR 필터를 설명하기 위한 도면이다.FIG. 2 is a diagram for describing a general LMS ICS type FIR filter.

도 3은 일반적인 LMS ICS 방식의 FIR 필터의 구성도이다.3 is a block diagram of a typical LMS ICS FIR filter.

도 4는 일반적인 VSSLMS ICS 방식의 FIR 필터를 설명하기 위한 도면이다.4 is a view for explaining a FIR filter of the general VSSLMS ICS scheme.

도 5는 일반적인 상관도를 이용한 ICS 방식의 FIR 필터를 설명하기 위한 도면이다.5 is a view for explaining an ICS FIR filter using a general correlation.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 간섭 제거 장치를 설명하기 위한 도면이다.6 is a view for explaining an interference cancellation apparatus according to an embodiment of the present invention.

도 7은 도 6의 적응 FIR 필터의 구체적인 블록도이다.FIG. 7 is a detailed block diagram of the adaptive FIR filter of FIG. 6.

도 8은 도 6의 간섭 제거 장치의 동작 설명을 위한 흐름도이다.8 is a flowchart for describing an operation of the interference cancellation apparatus of FIG. 6.

도 9는 기존 ICS 방식들의 BER값 비교 그래프이다.9 is a graph comparing BER values of existing ICS schemes.

도 10은 스텝 사이즈 증가율의 변화에 따른 BER값 비교 그래프이다.10 is a graph comparing BER values according to the change of the step size increase rate.

도 11은 기존 ICS 방식들과 본 발명의 방식간에 BER값 비교 그래프이다.11 is a graph comparing BER values between existing ICS schemes and the scheme of the present invention.

도 12는 기존 ICS 방식들과 본 발명의 방식간에 MSE값 비교 그래프이다.12 is a graph comparing MSE values between existing ICS schemes and the scheme of the present invention.

Claims (7)

전송할 신호에 에러 신호가 합성된 신호로부터 직렬 연결된 복수의 지연기들을 이용해 순차 지연된 신호들을 생성하여, 상기 합성된 신호와 상기 순차 지연된 신호들로 이루어진 N개의 각 신호에 대한 해당 스텝사이즈에 의하여 계산되는 N개의 탭계수들을 이용하여 생성한 모든 신호들을 합하여 상기 전송할 신호를 추정하는 FIR 필터;Sequential delayed signals are generated by using a plurality of delayers connected in series from an error signal synthesized signal to be transmitted, and calculated by corresponding step sizes for each of the N signals consisting of the synthesized signal and the sequentially delayed signals. An FIR filter for estimating the signal to be transmitted by adding all signals generated using N tap coefficients; 상기 FIR 필터에서 사용하는 상기 스텝사이즈를 임시 저장하는 버퍼;A buffer for temporarily storing the step size used in the FIR filter; 상기 버퍼에 저장된 이전 스텝사이즈를 업데이트하여 상기 FIR 필터에서 사용하는 상기 N개의 스텝사이즈를 계산하여 출력하는 스텝사이즈 제어부; 및A step size control unit for updating and outputting the N step sizes used in the FIR filter by updating a previous step size stored in the buffer; And 상기 합성된 신호의 SNR을 측정하는 SNR 측정부를 포함하고,SNR measuring unit for measuring the SNR of the synthesized signal, 상기 스텝사이즈 제어부는 상기 FIR 필터에서 사용하는 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하기 위하여, 상기 SNR 측정부에서 측정한 SNR에 기초하여 상기 이전 스텝사이즈에 미리 결정된 스텝사이즈 비율을 적용하여 상기 N개의 각 신호에 곱할 N 개의 스텝사이즈 벡터값을 계산하는 것을 특징으로 하는 중계기에서의 간섭 제거 장치.The step size control unit applies the predetermined step size ratio to the previous step size based on the SNR measured by the SNR measurement unit to calculate the step size of the corresponding tap used in the FIR filter. And calculating N step size vector values to be multiplied by. 제1항에 있어서, 상기 스텝사이즈 제어부는,The method of claim 1, wherein the step size control unit, 상기 SNR 측정부에서 측정한 SNR이 임계치 이하이면, 상기 이전 스텝사이즈에 상기 스텝사이즈 비율을 곱하여 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하고,If the SNR measured by the SNR measuring unit is less than or equal to a threshold value, the step size of the corresponding tap is calculated by multiplying the previous step size by the step size ratio, 상기 SNR 측정부에서 측정한 SNR이 임계치 이상이면, 상기 이전 스텝사이즈를 상기 스텝사이즈 비율로 나누어 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하는 것을 특징으로 하는 중계기에서의 간섭 제거 장치.And if the SNR measured by the SNR measuring unit is equal to or larger than a threshold, the step size of the corresponding tap is calculated by dividing the previous step size by the step size ratio. 제2항에 있어서, 상기 임계치는 10dB인 것을 특징으로 하는 중계기에서의 간섭 제거 장치. 3. The apparatus of claim 2, wherein the threshold is 10 dB. 제2항에 있어서, 상기 스텝사이즈 비율은 2n이고, 여기서 n은 자연수 인것을 특징으로 하는 중계기에서의 간섭 제거 장치. 3. The apparatus of claim 2, wherein the step size ratio is 2 n , where n is a natural number. 제1항에 있어서, 상기 스텝사이즈 제어부는,The method of claim 1, wherein the step size control unit, 미리 결정된 최대값과 최소값 사이에서 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하는 것을 특징으로 하는 중계기에서의 간섭 제거 장치.And calculating a step size of the corresponding tap between a predetermined maximum value and a minimum value. 제5항에 있어서, 상기 스텝사이즈 제어부는,The method of claim 5, wherein the step size control unit, 초기 동작 시에 상기 최대값을 적용하여 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하고,Calculate the step size of the corresponding tap by applying the maximum value at the initial operation, 상기 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하는 동안에, 상기 최대값보다 크게 계산되면 상기 최대값을 출력하고, 상기 최소값보다 작게 계산되면 상기 최소값으로 출 력하는 것을 특징으로 하는 중계기에서의 간섭 제거 장치.And while calculating the step size of the corresponding tap, the maximum value is output if calculated larger than the maximum value, and outputted to the minimum value if calculated smaller than the minimum value. 전송할 신호에 에러 신호가 합성된 신호로부터 직렬 연결된 복수의 지연기들을 이용해 순차 지연된 신호들을 생성하여, 상기 합성된 신호와 상기 순차 지연된 신호들로 이루어진 N개의 각 신호에 대한 해당 스텝사이즈에 의하여 계산되는 N개의 탭계수들을 이용하여 생성한 모든 신호들을 합하여 상기 전송할 신호를 추정하는 단계;Sequential delayed signals are generated by using a plurality of delayers connected in series from an error signal synthesized signal to be transmitted, and calculated by corresponding step sizes for each of the N signals consisting of the synthesized signal and the sequentially delayed signals. Estimating the signal to be transmitted by adding all signals generated using N tap coefficients; 상기 전송할 신호의 추정에 사용하는 상기 스텝사이즈를 버퍼에 임시 저장하는 단계;Temporarily storing the step size used to estimate the signal to be transmitted in a buffer; 상기 버퍼에 저장된 이전 스텝사이즈를 업데이트하여 상기 전송할 신호의 추정에 사용하는 상기 N개의 스텝사이즈를 계산하여 출력하는 단계; 및Calculating and outputting the N step sizes used for estimating the transmitted signal by updating a previous step size stored in the buffer; And 상기 합성된 신호의 SNR을 측정하는 단계를 포함하고,Measuring the SNR of the synthesized signal; 상기 전송할 신호의 추정에 사용하는 해당 탭의 스텝사이즈를 계산하기 위하여, 상기 측정된 SNR에 기초하여 상기 이전 스텝사이즈에 미리 결정된 스텝사이즈 비율을 적용하여 상기 N개의 각 신호에 곱할 N 개의 스텝사이즈 벡터값을 계산하는 것을 특징으로 하는 중계기에서의 간섭 제거 방법.N step size vectors to multiply each of the N signals by applying a predetermined step size ratio to the previous step size based on the measured SNR to calculate the step size of the corresponding tap used for the estimation of the transmitted signal. A method for canceling interference in a repeater comprising calculating a value.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101291064B1 (en) * 2013-05-02 2013-08-01 주식회사 엑스닐 Interference Cancellation Method of Interference Cancellation System Repeater
WO2015026130A1 (en) * 2013-08-21 2015-02-26 주식회사 알에프윈도우 Apparatus and method for removing interference by ics repeater using standardizer
KR20160051631A (en) * 2014-10-31 2016-05-11 한국전자통신연구원 In-band full duplex transceiver
KR20170001594A (en) * 2015-06-25 2017-01-04 한국전자통신연구원 Method and apparatus for tuning finite impulse response filter in in-band full duplex transceiver
KR102391188B1 (en) * 2021-02-17 2022-04-27 주식회사 케이비엘앤티 Signal-to-noise ratio detection system of input signal in rf relays for use in 5g mobile communition services

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101490382B1 (en) * 2014-08-21 2015-02-09 주식회사 서화정보통신 Switching apparatus for TDD wireless transmission system and method thereof
KR101887801B1 (en) 2017-01-16 2018-08-10 주식회사 씨에스 Interference cancelling apparatus for ics repeater

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100885252B1 (en) * 2007-09-28 2009-02-24 주식회사 케이티프리텔 Wireless channel estimation adaptive filter comprising dual lms filter and step size control method thereof

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101291064B1 (en) * 2013-05-02 2013-08-01 주식회사 엑스닐 Interference Cancellation Method of Interference Cancellation System Repeater
WO2015026130A1 (en) * 2013-08-21 2015-02-26 주식회사 알에프윈도우 Apparatus and method for removing interference by ics repeater using standardizer
US9608713B2 (en) 2013-08-21 2017-03-28 Rf Window Co., Ltd. Apparatus and method for removing interference by ICS repeater using standardizer
KR20160051631A (en) * 2014-10-31 2016-05-11 한국전자통신연구원 In-band full duplex transceiver
KR20170001594A (en) * 2015-06-25 2017-01-04 한국전자통신연구원 Method and apparatus for tuning finite impulse response filter in in-band full duplex transceiver
KR102391188B1 (en) * 2021-02-17 2022-04-27 주식회사 케이비엘앤티 Signal-to-noise ratio detection system of input signal in rf relays for use in 5g mobile communition services

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