KR20100048871A - 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법 - Google Patents

다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중안테나를 갖는 이동 통신 시스템에서의 통신 수행 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 있어서, 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하는 서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 할당하는 단계와, 상기 특정 영역에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당하는 단계와, 상기 서브프레임을 하향 전송하는 단계를 포함하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법을 제공한다.

Description

다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법{METHOD OF DL TRANSMITTING REFERENCE SIGNAL IN A WIRELESS COMMUNICATION HAVING MULTIPLE ANTENNAS}
본 발명은 무선 통신 시스템에서의 통신 수행 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로 본 발명은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 관한 것이다.
WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access) 무선 접속(radio access) 기술을 기반으로 하는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 무선 통신 시스템은 전세계에서 광범위하게 전개되고 있다. WCDMA의 첫번째 진화 단계로 정의할 수 있는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)는 중기적인(mid-term) 미래에서 높은 경쟁력을 가지는 무선 접속 기술을 3GPP에 제공한다.
장기적인 미래에서 높은 경쟁력을 제공하기 위한 것으로서 E-UMTS가 있다. E-UMTS는 기존의 WCDMA UMTS에서 진화한 시스템으로 3GPP에서 표준화 작업을 진행하고 있다. E-UMTS는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라 불리기도 한다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.
E-UMTS는 크게 단말(User Equipment; UE)과 기지국, 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway; AG)로 구성된다. 통상적으로 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시 송신할 수 있다. LTE 시스템에서는 다양한 서비스를 하향 전송하기 위해 직교주파수 분할 다중화 방식(Orthogonal frequency divisional multiplexing; OFDM)과 다중안테나(Multi-input Multi-out; MIMO)를 사용하고 있다.
OFDM은 고속 데이터 하향링크 접속 시스템을 대표한다. OFDM의 이점은 할당된 전체 스펙트럼이 모든 기지국에 의해 사용될 수 있는 높은 스펙트럼 효율성이다. OFDM 변조에서 전송 대역은 주파수 영역에서 복수의 직교하는 부반송파로 나누어지고, 시간 영역에서 복수의 심볼로 나누어진다. OFDM은 전송 대역을 복수의 부반송파로 분할하므로 부반송파 당 대역폭은 감소하고 반송파당 변조 시간은 증가한다. 상기 복수의 부반송파가 병렬로 전송되므로, 특정 부반송파의 디지털 데이터 또는 심볼 전송률은 단일 반송파보다 낮아진다.
다중안테나(Multiple input mulple output; MIMO) 시스템은 복수의 송수신 안테나를 사용하는 통신 시스템이다. MIMO 시스템은 송수신 안테나의 수가 증가함에 따라 추가적인 주파수 대역폭의 증가없이 채널 용량을 선형적으로 증가시킬 수 있다. MIMO 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼을 이용하여 전송 신뢰도를 높 일 수 있는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 복수의 송신 안테나를 사용하여 각 안테나가 동시에 별개의 데이터 스트림을 전송하여 전송 레이트를 증가시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식이 있다.
MIMO 기술은 송신단에서 채널 정보를 알고 있는지 여부에 따라 크게 개-루프(open-loop) MIMO 기술과 폐-루프(closed-loop) MIMO 기술로 분류될 수 있다. 상기 개-루프 MIMO 기술에서 송신단은 채널 정보를 알고 있지 않다. 상기 개-루프 MIMO 기술의 예로는 PARC(per antenna rate conrol), PCBRC(per common basis rate control), BLAST, STTC, 랜덤 빔포밍(random beamforming) 등이 있다. 반면, 상기 폐-루프 MIMO 기술에서 송신단은 채널 정보를 알고 있다. 폐-루프 MIMO 시스템의 성능은 상기 채널 정보를 얼마나 정확하게 알고 있느냐에 따라 좌우된다. 상기 폐-루프 MIMO 기술의 예로는 PSRC(per stream rate control), TxAA 등이 있다.
채널 정보란 복수의 송신 안테나 및 복수의 수신 안테나 간의 무선 채널 정보(예, 감쇄, 위상 편이 또는 시간지연 등)를 의미한다. MIMO 시스템에서는, 복수의 송수신 안테나 조합에 의한 다양한 스트림 경로가 존재하고, 다중 경로 시간 딜레이로 인해 채널 상태가 시간에 따라 시간/주파수 영역에서 불규칙하게 변하는 페이딩 특성을 갖는다. 따라서, 송신단은 채널 추정을 통하여 채널 정보를 산출한다. 채널 추정이란 왜곡된 전송 신호를 복원하기 위해 필요한 채널 정보를 추정하는 것이다. 예를 들어, 채널 추정은 반송파의 크기 및 기준 위상을 추정하는 것을 말한다. 즉, 채널 추정은 무선구간 또는 무선채널의 주파수 응답을 추정하는 것이다.
채널 추정 방법으로는, 2차원 채널 추정기를 사용하여 몇 개 기지국의 레퍼 런스 신호(Referrence Signal; RS)를 바탕으로 기준값을 추정하는 방법이 있다. 이때, RS란 반송파 위상 동기화 및 기지국 정보 획득 등에 도움이 되도록 하기 위해, 실제로 데이터를 가지지는 않지만 높은 출력을 갖는 심볼을 말한다. 송신측 및 수신측은 이와 같은 RS를 이용하여 채널 추정을 수행할 수 있다. RS에 의한 채널 추정은 송수신측에서 공통적으로 알고 있는 심볼을 통해서 채널을 추정하고, 그 추정치를 이용하여 데이터를 복원하는 것이다. RS는 파일롯이라고도 지칭된다.
MIMO 시스템은 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템과 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 시스템을 지원한다. 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템에서 순방향 링크 송신과 역방향 링크 송신은 동일 주파수 영역 상에 있으므로, 가역 원리(reciprocity principle)에 의해 역방향 링크 채널로부터 순방향 링크 채널에 대해 추정을 할 수 있다.
무선 통신 기술은 WCDMA를 기반으로 LTE까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구 된다.
이와 관련하여, 3GPP에서는 LTE에 대한 후속 기술을 표준화하기 위한 작업을 준비하고 있다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭한다. LTE 시스템과 LTE-A 시스템의 주요 차이점 중 하나는 지원하는 다중안테나의 수이다. 현재, LTE 시스템은 최대 네개 까지의 다중안테나를 지원하도록 되어 있다. 반면, LTE-A 시스템은 최대 여덟개 까지의 다중안테나를 지원하는 것을 목표로 하고 있다. 따라서, LTE-A 시스템에서는 최대 여덟개의 안테나에 대한 레퍼런스 신호의 하향전송을 지원할 수 있어야 한다. 특히, LTE-A 시스템에서는 4개의 안테나까지 인식할 수 있는 LTE 단말과, 8개의 안테나까지 인식할 수 있는 LTE-A 단말이 공존할 것이다.
본 발명은 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 효율적으로 하향 전송하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 다중안테나의 개수를 확장하는 경우에 레퍼런스 신호 를 효율적으로 하향 전송하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중안테나의 개수를 확장하는 경우에 역지원성(backward compatibility)을 가지면서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 서로 다른 능력을 갖는 단말들이 공존하는 환경에서 레퍼런스 신호를 효율적으로 전송하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 양상으로, 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 있어서, 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하는 서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 할당하는 단계와, 상기 특정 영역에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당하는 단계와, 상기 서브프레임을 하향 전송하는 단계를 포함하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법이 제공된다.
본 발명의 다른 양상으로, 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 있어서, 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영 역을 포함하는 서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 할당하는 단계와, 랭크가 소정 값 이상인 경우에 상기 특정 영역에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당하는 단계와, 상기 서브프레임을 하향 전송하는 단계를 포함하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법이 제공된다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서, 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 할당된 서브프레임을 수신하는 단계와, 상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 추출하는 단계와, 상기 추출된 레퍼런스 신호로 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하되, 상기 서브프레임은 소정 능력의 단말이 접근하지 못하도록 정의된 특정 영역을 포함하고, 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 상기 특정 영역에 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당되는 채널 추정 방법이 제공된다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서, 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 할당된 서브프레임을 수신하는 단계와, 상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 추출하는 단계와, 상기 추출된 레퍼런스 신호로 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하되, 상기 서브프레임은 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하고, 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 랭크가 소정 값 이상인 경우에 상기 특정 영역에 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다 중화 방식으로 할당되는 채널 추정 방법이 제공된다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 있어서, 서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 할당하는 단계와, 상기 서브프레임에서 전용 레퍼런스 신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 할당되도록 정의된 특정 위치에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 코드 분할 다중화 방식으로 할당하는 단계를 포함하고, 상기 특정 위치는 주파수 간격이 일정하도록 상기 서브프레임 내의 주파수 및 시간 도메인에 분산되는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법이 제공된다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서, 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 할당된 서브프레임을 수신하는 단계와, 상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 추출하는 단계와, 상기 추출된 레퍼런스 신호로 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하되, 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 전용 레퍼런스 신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 할당되도록 정의된 특정 위치에 코드 분할 다중화 방식으로 할당되고, 상기 특정 위치는 주파수 간격이 일정하도록 상기 서브프레임 내의 주파수 및 시간 도메인에 분산되는 채널 추정 방법이 제공된다.
본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.
첫째, 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 효율적으로 하향 전송할 수 있다.
둘째, 다중안테나의 개수를 확장하는 경우에 레퍼런스 신호를 효율적으로 하향 전송할 수 있다.
셋째, 다중안테나의 개수를 확장하는 경우에 역지원성을 가지면서 레퍼런스 신호를 하향 전송할 수 있다.
넷째, 서로 다른 능력을 갖는 단말들이 공존하는 환경에서 레퍼런스 신호를 효율적으로 전송할 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
첨부된 도면을 참조하여 설명되는 본 발명의 바람직한 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징이 다중안테나를 갖는 OFDM 시스템에 적용된 예들이다.
다중안테나(MIMO) 시스템의 모델링
도 1은 일반적인 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 1에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 N T 개로, 수신 안테나의 수를 N R 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트(R o )에 레이트 증가율(R i )이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00001
예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 N T 개의 송신 안테나와 N R 개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
송신 신호를 살펴보면, N T 개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 N T 개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00002
각각의 전송 정보
Figure 112009055784248-PAT00003
는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을
Figure 112009055784248-PAT00004
라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00005
또한,
Figure 112009055784248-PAT00006
는 전송 전력의 대각행렬
Figure 112009055784248-PAT00007
를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00008
전송전력이 조정된 정보 벡터
Figure 112009055784248-PAT00009
에 가중치 행렬
Figure 112009055784248-PAT00010
가 적용되어 실제 전송되는 N T 개의 송신신호
Figure 112009055784248-PAT00011
가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬
Figure 112009055784248-PAT00012
는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한 다.
Figure 112009055784248-PAT00013
는 벡터
Figure 112009055784248-PAT00014
를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00015
여기에서,
Figure 112009055784248-PAT00016
는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다.
Figure 112009055784248-PAT00017
는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.
수신신호는 N R 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호
Figure 112009055784248-PAT00018
은 벡터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00019
다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을
Figure 112009055784248-PAT00020
로 표시하기로 한다.
Figure 112009055784248-PAT00021
에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
도 2에 N T 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시하였다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 2에서, 총 N T 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00022
따라서, N T 개의 송신 안테나로부터 N R 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00023
채널 행렬
Figure 112009055784248-PAT00024
에서 행의 수는 수신 안테나의 수 N R 과 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N T 와 같다. 즉, 채널 행렬
Figure 112009055784248-PAT00025
는 행렬이 N R ㅧN T 된다.
실제 채널에는 채널 행렬
Figure 112009055784248-PAT00026
를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. N R 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음
Figure 112009055784248-PAT00027
은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00028
상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00029
한편, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬
Figure 112009055784248-PAT00030
의 랭크(
Figure 112009055784248-PAT00031
)는 다음과 같이 제한된다.
Figure 112009055784248-PAT00032
랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해(singular value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
다중안테나(MIMO) 시스템의 송신부 및 수신부
도 3은 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국의 블록도를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 기지국은 일반적으로 제어 시스템(302), 기저대역 프로세서(304), 전송 회로(306), 수신 회로(308), 다중안테나(310) 및 네트워크 인터페이 스(312)를 포함한다. 수신 회로(308)는 단말로부터 전송된 무선 신호를 다중안테나(310)를 통해 수신한다. 바람직하게는, 저잡음 증폭기 및 필터(미도시)가 신호를 증폭하고 광대역 간섭을 제거한다. 하향변환(downconversioin) 및 디지털화 회로(미도시)는 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향변환하고, 이를 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화 한다.
기저대역 프로세서(304)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여 수신 신호로부터 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 상기 처리는 복조, 디코딩, 에러 정정 등을 포함한다. 기저대역 프로세서(304)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 처리기(DSP)로 구현된다. 그 후, 수신 정보는 네트워크 인터페이스를 경유하여 무선네트워크를 통해 전송되거나 기지국이 서비스하는 다른 단말로 전송된다. 네트워크 인터페이스(312)는 중앙 네트워크 제어기 및 공중 교환 전화망(PSTN)에 연결될 수 있는 무선 네트워크의 일부를 형성하는 회선 교환망과 상호작용한다.
전송 측에서, 기저대역 프로세서(304)는 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 제어 시스템(302)의 통제 하에 네트워크 인터페이스(312)로부터 수신하고 전송을 위해 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 전송 회로(306)로 입력된다. 전송 회로(306)에서, 인코딩된 데이터는 희망 전송 주파수 또는 주파수들을 가지는 반송파에 의해 변조된다. 전력 증폭기(미도시)는 변조된 반송파 신호를 전송에 적절한 수준으로 증폭한다. 증폭된 신호는 다중안테나(310)로 전달된다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 단말의 블록도를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 단말은 제어 시스템(402), 기저대역 프로세서(404), 전송 회로(406), 수신 회로(408), 다중 안테나(410) 및 사용자 인터페이스 회로(412)를 포함할 수 있다. 수신 회로(408)는 정보를 포함하는 무선 신호를 하나 이상의 기지국으로부터 다중안테나(410)를 통해 수신한다. 바람직하게는 저잡음 증폭기 및 필터(미도시)가 신호를 증폭하고 광대역 간섭을 제거한다. 그 후, 하향변환 및 디지털화 회로(미도시)는 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 필터링된 수신 신호를 하향변환한다. 그 후, 상기 신호는 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다. 기저대역 프로세서(404)는 수신 신호로부터 정보 또는 데이터 비트를 추출하기 위해서 디지털화된 수신 신호를 처리한다. 상기 처리는 복조, 디코딩, 에러 정정 동작을 포함한다. 기저대역 프로세서(404)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 처리기(DSP) 및 주문형 집적 회로(ASIC)로 구현된다.
전송 측에서, 기저대역 프로세서(404)는 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 제어 시스템(402)의 통제 하에 사용자 인터페이스(312)로부터 수신하고 전송을 위해 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 전송 회로(406)로 입력된다. 전송 회로(406)에서, 인코딩된 데이터는 희망 전송 주파수 또는 주파수들을 가지는 반송파에 의해 변조된다. 전력 증폭기(미도시)는 변조된 반송파 신호를 전송에 적절한 수준으로 증폭한다. 증폭된 신호는 다중안테나(410)로 전달된다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 송신기의 블록도를 나타낸다.
도 5를 참조하면, 송신기 구조는 기지국을 기준으로 설명되었지만, 당업자는 상향 및 하향 전송을 위해 도시된 구조를 사용할 수 있음을 알 것이다. 또한, 전송 구조는 이에 한정되지는 않지만 코드 분할 다중 접속(CDMA), 주파수 분할 다중 접속(FDMA), 시간 분할 다중 접속(TDMA), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 포함하는 다양한 다중 접속 구조를 나타내도록 의도되었다.
초기에, 네트워크는 단말로 전송할 데이터를 기지국으로 전송한다. 비트 스트림인 스케쥴링된 데이터는 데이터 스크램블 모듈(504)을 사용하여 데이터와 연관된 피크 대 평균 전력 비를 감소시키는 방식으로 스크램블된다. 스크램블된 데이터에 대한 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 CRC 부가 모듈(506)로 결정하고 스크램블된 데이터에 첨부한다. 단말에서 데이터의 복구 및 에러 정정을 용이하게 하기 위해, 채널 인코더 모듈(508)을 사용하여 채널 코딩을 수행한다. 채널 코딩에 의해 데이터에 효과적으로 리던던시를 더할 수 있다. 채널 인코더 모듈(508)은 터보 인코딩 기술을 사용할 수 있다.
처리된 데이터 비트는 선택된 기저대역 변조에 의존하여 매핑 모듈(514)에 의해 해당 심볼로 체계적으로 매핑된다. 직교 진폭 변조(QAM) 또는 직교 위상 쉬프트 키(QPSK) 변조 형태가 사용될 수 있다. 비트 그룹은 진폭및 위상 컨스텔레이션에서의 위치를 나타내는 심볼로 매핑된다. 그 후, 심볼 블럭은 공간 시간 코드(STC) 인코더 모듈(518)에 의해 처리된다. STC 인코더 모듈(518)은 선택된 STC 인코딩 모드에 따라 심볼을 처리하고, 기지국의 다중 송신 안테나(310)의 수에 해당하는 N개의 출력을 제공할 것이다. STC 인코더 모듈(518)로부터 출력된 심볼 스트림은 IFFT 처리 모듈(520)에 의해 역푸리에 변환된다. 그 후, 프리픽스(prefix) 및 RS 부가 모듈(522)은 역푸리에 변환된 신호에 CP (cyclic prefix) 및 RS를 부가한다. 그 후, 디지털 상향변환(DUC) 모듈 및 디지털 대 아날로그(D/A) 변환 모듈(524)은 앞에서 처리된 신호를 중간 주파수로 디지털 영역에서 상향변환하고 아날로그 신호로 변환한다. 그 후, 상기 아날로그 신호는 RF 모듈(526) 및 다중안테나(310)를 통해 희망 RF 주파수에서 동시에 변조, 증폭 및 전송된다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 6을 참조하면, 수신기 구조는 단말을 기준으로 설명되었지만, 당업자는 상향 및 하향 전송을 위해 도시된 구조를 사용할 수 있음을 알 것이다. 전송 신호가 다중 송신 안테나(410)에 도착하면, 각각의 신호는 해당 RF 모듈(602)에 의해 복조 및 증폭된다. 편의상, 수신기에 있는 다중 수신 경로 중 한 경로만을 도시하였다. 아날로그 대 디지털(A/D) 변환 및 하향변환 모듈(DCC)(604)은 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 하향변환한다. 디지털화된 신호는 수신 신호 수준에 기초하여 RF 모듈(602)에서 증폭기 이득을 제어하기 위해 자동 이득 제어 모듈(AGC)(606)에 사용될 수 있다.
그 후, CRC 체크된 데이터는 역스크램블링 모듈(646)에 의해 원래의 데이터(648)로 복구된다.
레퍼런스 신호 (Reference Signal; RS)
무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여, 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 레퍼런스 신호 (Reference Signal)라고 한다. 다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로 별도의 레퍼런스 신호가 존재하여야 한다.
도 7에 3GPP LTE 하향 링크 RS의 구조를 나타내었다. 하나의 자원블록에 대하여 가로 축은 시간 축, 세로 축은 주파수 축을 의미한다. 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. 일반 CP(normal CP)인 경우, 각 슬롯은 7개의 심볼로 구성된다[7(a)]. 연장된 CP(extended CP)인 경우, 각 슬롯은 6개의 심볼로 구성된다[7(b)]. 연장된 CP의 경우는 딜레이(delay)가 긴 환경에서 일반적으로 사용된다. 지원되는 기지국 전송 안테나 개수는 4개이고, 각각의 안테나 포트 0-3에 대한 RS 신호를 전송할 때 사용되는 자원을 '0', '1', '2' 및 '3'으로 도시하였다. 안테나 포트 0-3의 RS는 공통 RS(Common RS; CRS)이다. l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고 sc는 부반송파 인덱스를 나타낸다.
RS의 시간/주파수 간격(spacing)
3GPP LTE에서 20 MHz 시스템을 고려했을 때 한 심볼은 2048개의 샘플로 이루어져 있다. 이 때, 심볼 지속시간(duration)은 66.67us이다(1us = 10-6초). 일반 CP 인 경우, 7개의 심볼 중에서 첫번째 심볼은 160개의 샘플을 CP로 사용하고, 나머지 6개의 심볼은 144개의 샘플을 CP로 사용한다. 따라서, 일반 CP를 사용하는 첫번째 심볼 및 나머지 심볼은 각각 5.2us와 4.69us 만큼의 채널 딜레이 스프레드(channel delay spread)를 커버할 수 있다. 연장된 CP의 경우, 6개의 심볼은 512개의 샘플로 CP가 이루어져 있다. 따라서, 연장된 CP를 사용하는 심볼은 16.67us 만큼의 채널 딜레이 스프레드를 커버할 수 있다. 도 7(a)(b)를 참조하면, 특정 안테나에 대한 RS는 한 심볼 내에서 주파수 간격(frequency spacing)은 6이다. 하지만, 특정 안테나에 대한 RS를 슬롯 내 또는 서브프레임 내에서 스태거링(staggering) 하였기 때문에 결과적으로 RS 간의 주파수 간격은 3이 된다. 여기에서, 주파수 간격은 주파수 축에서 인접한 RS 사이의 부반송파 간격을 의미한다. 이 때, 인접한 RS는 동일 OFDM 심볼 내에 있을 필요는 없고, 시간 축상에서 여러 OFDM 심볼, 슬롯, 서브프레임에 분산될 수 있다. 상기 주파수 간격은 OFDM 시스템의 프로파일에 따라 다양할 수 있다. 일 예로서, 상기 주파수 간격은 15 kHz일 수 있다.
RS의 주파수 간격과 채널 추정 능력의 관계를 수식을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다.
예를 들어, 시퀀스
Figure 112009055784248-PAT00033
에 IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform)를 취하면 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00034
RS의 주파수 간격을 'Z+1'로 가정하면, 각각의 RS 사이에는 Z개의 데이터 신호가 존재한다. RS의 주파수 간격이 채널 추정에 미치는 효과를 관찰하기 위해 RS만을 전송하는 경우를 가정한다. 이 경우, 각각의 RS 사이에는 Z개의 0이 데이터 신호로서 채워지고, 전송 시퀀스는
Figure 112009055784248-PAT00035
가 된다.
Figure 112009055784248-PAT00036
에 IDFT를 취하면 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00037
여기에서,
Figure 112009055784248-PAT00038
과
Figure 112009055784248-PAT00039
는
Figure 112009055784248-PAT00040
이다.
수학식 11 및 12를 이용하여
Figure 112009055784248-PAT00041
와
Figure 112009055784248-PAT00042
의 관계를 살펴보면, 다음과 같이
Figure 112009055784248-PAT00043
신호가 0의 개수만큼 반복적으로 나타남을 알 수 있다.
Figure 112009055784248-PAT00044
도 8 및 9에 RS의 주파수 간격이 6인 경우에 시간 도메인에서 관찰한 RS를 나타냈다. 상기 도면을 참조하면, 수학식 13에 따라, RS가 하나의 OFDM 심볼 지속 시간 내에 6개의 반복된 형태로 나타나는 것을 알 수 있다. OFDM 심볼 지속 시간이 66.66us라고 가정하면, RS는 시간 도메인에서 11.11us의 주기로 반복되어 나타난다. 따라서, 채널 딜레이 스프레드가 11.11us를 넘지 않으면 RS 신호의 원상 복구 가 이론적으로 가능하다. 일반 CP가 적용되는 경우(CP 길이: 5.2us 또는 4.69us), 최대 5.2us 또는 4.69us의 채널 딜레이가 발생하는 무선 환경을 가정하고 있다. 따라서, 일반 CP가 적용되는 환경에서는 RS의 주파수 간격이 6이어도 각각의 RS 사이에 간섭이 존재하지 않으므로 RS의 원상 복구가 가능하다 (도 8). 반면, 연장된 CP가 적용되는 경우(CP 길이: 16.67us), 최대 16.67us의 채널 딜레이가 발생하는 무선 환경을 가정하고 있다. 따라서, 연장된 CP가 적용되는 환경에서는 RS의 주파수 간격이 6인 경우에 RS 사이에 간섭이 존재할 수 있다 (도 9).
이러한 문제를 보완하기 위해, LTE에서는 각 안테나의 RS에 스태거링을 두어 RS 주파수 간격을 3으로 두고 있다. 도 10에 RS의 주파수 간격이 3인 경우에 시간 도메인에서 관찰한 RS를 나타냈다. 도 10을 참조하면, RS의 주파수 간격이 3이이므로, RS가 하나의 OFDM 심볼 지속 시간 내에 3개의 반복된 형태로 나타나는 것을 알 수 있다. OFDM 심볼 지속 시간이 66.66us라고 가정하면, RS는 시간 도메인에서 22.22us의 주기로 반복되어 나타난다. 즉, 커버 가능한 채널 딜레이 스프레드가 22.22us가 되므로, CP 길이와 상관없이 RS의 원상 복구가 가능하다.
코드 분할 다중화(Code division multiplexing; CDM) - 시간 도메인에서의 순환 지연(Cyclic delay in Time Domain)
서로 다른 안테나에 대한 RS를 동일한 자원 영역에 할당하는 것을 다중화라고 한다. 다중화 방식에는 시간 분할 다중화(Time division multiplexing), 주파수 분할 다중화(Frequency division multiplexing) 또는 코드 분할 다중화가 있다. 이 중에서, 코드 분할 다중화는 각 안테나 별로 서로 다르게 설정된 직교 코드(시퀀 스)를 주파수 영역에서 RS에 곱하여 동일한 무선자원(주파수/시간)에 할당하는 것을 의미한다. 상기 직교 코드는
Figure 112009055784248-PAT00045
와 같은 형태일 수 있다. 주파수 도메인에서 직교 코드를 곱함으로써, RS는 시간 도메인에서 순환 지연(Cyclic dealy)될 수 있다. 시퀀스
Figure 112009055784248-PAT00046
에 직교 코드를 곱한 경우에, 시간 도메인에서 순환 지연되는 것을 수학식 15에 나타내었다.
Figure 112009055784248-PAT00047
따라서, 주파수 도메인에서
Figure 112009055784248-PAT00048
를 곱하면 시간축 상에서 순환 지연된다.
LTE에서 LTE-A로의 진화: 다중안테나 시스템의 확장
본 발명의 일 실시예는 송신 안테나가 개수가 기존의 N개인 시스템에서 M(>N)개로 확장된 경우에 RS를 하향 전송하는 방법에 관한 것이다. LTE에서는 하향 전송하는 안테나의 개수를 4(=N)개로 가정하고 있다. 따라서, LTE 단말도 4개의 안테나까지 인식할 수 있다. 반면, LTE-A에서는 하향 전송에 사용하는 안테나의 개수를 8(=M)개로 확장할 것으로 고려하고 있다. 후술하는 본 발명의 일 실시예는 LTE- A를 이용하여 예시하지만, M>N인 조건을 만족하는 어떤 MIMO 시스템에도 동일한 원리로 적용될 수 있다는 점에 유의해야 한다.
위와 같은 환경에서, LTE-A를 지원하는 기지국의 셀 내에는 기존 4(=N)개의 송신 안테나만을 인식할 수 있는 LTE 단말(User Equipment; UE)과 8(=M)개의 안테나까지 인식할 수 있는 LTE-A 단말이 공존하게 된다. 이 경우, 기존 N개의 안테나를 지원하기 위한 레퍼런스 신호 외에, 추가로 4(=M-N)개 안테나를 지원하기 위한 레퍼런스 신호를 전송하여야 한다. 이 때, 기존 4개의 안테나만을 인식하는 LTE UE에게 추가적인 시그널링 없이 8개의 안테나를 인식하는 LTE-A UE가 추가되는 환경에서 효율적으로 데이터 및 레퍼런스 신호를 전송하는 것이 필요하다. LTE에서는 폐루프(closed loop) 랭크(rank) 1 전송 모드일 때 안테나 포트 5를 사용하기로 정의하고 있으나 앞으로는 편의를 위해 8개의 안테나로 확장하는 LTE-A 시스템을 위한 안테나 포트를 0-7로 정의하도록 한다.
한편, 도 7(a)에서 볼 수 있듯이, 일반 CP를 기준으로 RS의 오버헤드는 14.3%이다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 안테나 개수를 증가시키더라도 오버헤드가 15%를 넘지 않도록 CDM을 이용한 RS 전송기법을 제안할 것이다. 지금까지는 LTE 시스템을 기준으로 일반 CP와 연장된 CP라는 용어를 사용하였다. 하지만, 후술하는 본 발명의 일 실시예는 여러 채널 딜레이를 커버하는 시스템에도 사용될 수 있다. 따라서, 이후부터는 채널 딜레이가 작은 경우와 채널 딜레이가 큰 경우로 구분하도록 하겠다.
제1 실시예: 서브프레임 에의 단말 접근성을 이용한 8Tx 안테나 디자인
상술한 바와 같이, LTE-A 시스템에서는 LTE UE와 LTE-A UE가 공존할 것이다. 이 경우, LTE UE에 대한 역지원성(backward compatibility)을 유지하기 위하여, LTE-A 시스템은 단말 능력에 따라 접근성이 서로 다른 복수의 서브프레임을 운영할 가능성이 있다. 편의상, LTE-A 시스템에서 사용될 서브프레임을 단말 접근성에 따라 두 개의 서브프레임으로 분류한다 (제1 서브프레임 및 제2 서브프레임).
본 명세서에서, 상기 제1 서브프레임은 모든 단말이 자신의 능력과 관계없이 자유롭게 접근할 수 있는 서브프레임을 의미한다. 반면, 상기 제2 서브프레임은 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하는 서브프레임을 의미한다. 극단적인 예로, 상기 제2 서브프레임의 전 영역은 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역으로만 구성될 수 있다. 상기 단말 능력에 따라 접근성이 다르다는 것은 소정 능력의 단말은 접근이 제한되거나, 특정 능력의 단말기만이 접근할 수 있다는 것을 의미한다. 예를 들어, 제1 서브프레임은 LTE UE 및 LTE-A UE가 모두 접근하여 읽을 수 있다. 반면, 제2 서브프레임은 (i) LTE UE 및 LTE-A UE가 모두 접근할 수 있는 영역과 LTE-A UE만이 접근할 수 있는 영역으로 구성되거나, (ii) LTE-A UE만이 접근할 수 있는 영역으로 구성될 수 있다. 따라서, (i)의 경우, LTE 시스템은 제 2 서브프레임의 일부만을 이용할 수 있다. (ii)의 경우, LTE 시스템은 제 2 서브프레임의 전 영역 (예, 슬롯 1:l=0 ~ 슬롯 2:l=5(6))을 이용할 수 없다. 상기 제2 서브프레임은 LTE 시스템에 정의된 멀티미디어 브로드캐스트/멀티캐스트 싱글 프리퀀시 네트워크 (MBSFN) 서브프레임을 포함할 수 있다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 제2 서브프레임을 이용하여 LTE 시스템 에 추가된 안테나를 위한 RS를 하향 전송할 것을 제안한다. 이하, 본 발명의 일 실시예에 대해 MBSFN 서브프레임을 예로 들어 자세히 설명한다. 본 발명에서, LTE, LTE-A, LTE UE, LTE-A UE, MBSFN 서브프레임을 예시한 것은 본 발명의 이해를 돕기 위한 것으로서, 본 발명의 범위를 이들로 제한하려는 것은 아니다.
도 11에 MBSFN 서브프레임에 대한 구조를 나타냈다. MBSFN은 "Multi-Media Broadcast over a Single Frequency Network", "MBMS(Multimedia broadcast/multicast) over a Single Frequency Network", "MBMS Single Frequency Network", "Multicast/Broadcast over a Single Frequency Network", "Multicast broadcast single frequency network", "Multicast broadcast single frequency network" 등과 같이 다양하게 혼용될 수 있다. 도 11을 참조하면, MBSFN은 2개의 슬롯으로 구성되어 있다. 하나의 슬롯은 일반 CP의 경우 7개의 OFDM 심볼로 구성되고 연장된 CP의 경우 6개의 OFDM 심볼로 구성된다. MBSFN에 포함된 자원블록(Resource Block; RB)은 주파수 도메인에서 12개의 부반송파로 구성된다.
한편, LTE 시스템에서 LTE UE에게 MBSFN 서브프레임이라고 시그널링을 하면, LTE UE는 MBSFN 서브프레임의 데이터 부분을 읽지 않고 채널 정보 역시 사용하지 않는다. 즉, LTE UE는 수신한 서브프레임이 MBSFN 서브프레임이라고 시그널링을 받으면, 슬롯 1의 l=0 및 l=1의 정보만을 이용한다('LTE UE'로 표시). 따라서, 상기 두 OFDM 심볼을 제외한 나머지 심볼들은 LTE-A UE가 LTE UE의 동작과 상관없이 자유로이 이용할 수 있는 자원이다(음영 부분, 'LTE-A'로 표시). 즉, LTE UE는 MBSFN 서브프레임의 슬롯 1:l=2-5(6)및 슬롯 2:l=0-5(6)에 대해 접근하여 정보를 읽는 것 이 제한된다. 반면, LTE-A UE는 슬롯 1:l=2-5(6)및 슬롯 2:l=0-5(6)에 대해 자유롭게 접근하여 정보를 읽을 수 있다. 따라서, LTE-A UE를 위한 RS를 슬롯 1:l=2-5(6)및 슬롯 2:l=0-5(6)에 전송하는 것이 가능하다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 제2 서브 프레임을 이용하여 안테나 포트 0-7의 RS를 하향 전송하는 일 예를 나타내는 흐름도이다.
도 12를 참조하면, 기지국은 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하는 서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 RS를 할당한다(S1210). 상기 특정 영역은 안테나 포트 0-3만을 지원하는 단말은 읽을 수 없도록 정의된 영역일 수 있다. 상기 단말은 LTE UE를 포함한다. 상기 서브프레임은 MBSFN 서브프레임일 수 있다. 상기 특정 영역은 슬롯 1: l=0 ~ 슬롯 2:l=5(6)일 수 있다. 상기 서브프레임이 MBSFN 서브프레임인 경우, 상기 특정 영역은 슬롯 1: l=2 ~ 슬롯 2:l=5(6)일 수 있다. 상기 제1 안테나 그룹은 기존의 다중안테나 시스템에서 사용되던 안테나로 구성된다. 상기 기존의 다중안테나 시스템은 1-4개의 다중안테나를 지원하는 시스템일 수 있다. 바람직하게, 상기 기존의 다중안테나 시스템은 LTE 시스템일 수 있다. 예를 들어, 상기 제1 안테나 그룹은 안테나 포트 0-3으로 구성된다. 상기 RS는 공통 RS(Common RS; CRS) 또는 전용 RS(Dedicated RS; DRS)일 수 있다.
그 후, 기지국은 상기 특정 영역에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당한다(S1220, 도 12(a)). 다른 예로서, 기지국은 랭크가 소정 값 이상인 경우에만 상기 특정 영역에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당한다(S1220, 도 12(b)). 상기 소정 값은 시스템에 따라 달라질 수 있다. 일 예로, 8개의 다중안테나를 지원하는 시스템이라면 상기 소정 값은 5일 수 있다. 랭크가 상기 소정 값 보다 작을 경우에 코드 분할 다중화 방식을 적용하게 되면 RS 송신 파워가 줄어들게 된다. 따라서, 랭크 크기가 소정 값 보다 작은 경우에는 안테나의 송신 파워를 반으로 줄이는 것 보다는 LTE 시스템과 같이 동작하는 것이 효율적일 수 있다. 상기 제2 안테나 그룹은 기존의 다중안테나 시스템에 새롭게 추가된 안테나로 구성된다. 상기 제2 안테나 그룹은 1-4개의 안테나를 포함할 수 있다. 상기 제2 안테나 그룹이 적용되는 시스템은 안테나 포트 4-7의 다중안테나를 지원하는 시스템이다. 상기 제2 안테나 그룹이 적용되는 시스템은 LTE-A 시스템일 수 있다. 예를 들어, 상기 제2 안테나 그룹은 안테나 포트 4-7로 구성된다.
그 후, 기지국은 상기 서브프레임을 하향 전송한다(S1230).
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따라 제2 서브 프레임을 이용하여 안테나 포트 0-7의 RS를 전송한 경우에 단말에서 채널을 추정하는 흐름도를 나타낸다.
도 13을 참조하면, 단말은 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 할당된 서브프레임을 수신한다(S1310). 상기 서브프레임은 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하고, 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 상기 특정 영역에 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당된다(도 13(a)). 다른 예로서, 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 랭크가 소정 값 이상인 경우에만 상기 특정 영역에 상기 제1 안테나 그 룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당된다(도 13(b)). 상기 소정 값은 시스템에 따라 달라질 수 있다. 일 예로, 8개의 다중안테나를 지원하는 시스템이라면 상기 소정 값은 5일 수 있다. 상기 RS는 공통 RS(Common RS; CRS) 또는 전용 RS(Dedicated RS; DRS)일 수 있다. 그 후, 단말은 상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 추출한다(S1320). 단말은 추출된 레퍼런스 신호로 채널 추정을 수행한다(S1330). 상기 단말은 안테나 포트 4-7을 지원할 수 있는 단말이다. 상기 단말은 LTE-A UE를 포함한다. 상기 제1 안테나 그룹, 상기 제2 안테나 그룹, 상기 단말 능력, 상기 특정 영역 등에 대해서는 도 12에서 설명한 것과 동일하다.
이하, MBSFN 서브프레임 내에 LTE-A UE를 위한 RS를 할당하는 방법에 대해 구체적인 예를 들어 설명하도록 한다.
LTE 시스템에서는 RS를 전송할 때 최대 오버헤드를 15% 미만으로 유지시키기 위해 하기 표 1과 같이 RS 개수를 정의하였다. LTE 시스템은 안테나 포트 0-3를 지원하고 각각의 RS의 개수는 한 서브프레임 당 8, 8, 4, 4개로 디자인 되었다. 안테나 포트 2와 3을 위한 RS의 개수가 각각 4개 이므로, LTE-A 시스템에서 안테나 포트 0-7까지 지원을 할 경우, 추가되는 안테나 포트 4-7를 위한 RS의 개수를 각각 4개로 제한할 것을 제안한다. RS의 개수가 많을수록 정확한 채널 추정이 가능하지만, 안테나 4개가 지원되는 LTE 환경에서 안테나 포트 2-3의 RS가 4개로 제한되어 있으므로, 추가되는 안테나에 대해서도 동일한 제한을 두는 것이 바람직하다. 추가된 안테나 포트에 대한 RS의 개수에 대한 제한은 하기 표 1의 어두운 부분과 같다.
Figure 112009055784248-PAT00049
표 1로부터 알 수 있듯이, LTE-A UE의 안테나 포트 4-7를 위해서는 16개의 RS가 추가적으로 필요한다. 이와 관련하여, 도 7의 MBSFN 서브프레임을 참조하면, LTE에서는 앞의 심볼 2개를 제외한 나머지 심볼들을 통해 전송되는 RS의 개수가 16개이다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 LTE-A UE에서 추가되는 안테나를 위한 RS에 대해서도 LTE UE와 동일한 위치를 그대로 사용할 것을 제안한다. LTE UE가 사용하던 RS 위치를 그대로 사용하게 되면, LTE-A UE는 LTE UE에서 사용하던 하드웨어를 그대로 이용할 수 있는 장점이 있다.
안테나 포트 0-3으로 전송되는 RS와 안테나 포트 4-7에 전송되는 RS에 CDM을 적용하기 위해 안테나 페어링(pairing)을 한다. LTE 시스템에서 사용되던 안테나 포트 0-3과 LTE-A 시스템에서 추가된 안테나 포트 4-7은 임의의 조합으로 페어링될 수 있다. 일 예로서, 상기 안테나 포트 0-3을 위한 RS는 MBSFN 서브프레임 내에서 LTE UE가 읽지 못하도록 설정된 특정 영역에 패턴 1-1 또는 1-2와 같이 할당될 수 있다. 상기 특정 영역은 슬롯 1의 l=2-5(6) 및 슬롯 2의 l=0-5(6)이다.
[패턴 1-1]
Figure 112009055784248-PAT00050
[패턴 1-2]
Figure 112009055784248-PAT00051
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고,
여기에서, 안테나 포트 0-3은 퍼뮤테이션될 수 있고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다. 상기 천이는 셀 식별자(Identifier; ID) 등을 이용하여 결정될 수 있다.
A) 채널 딜레이가 작은 경우
5-6us와 같은 작은 채널 딜레이를 커버하기 위해서는 RS의 주파수 간격이 3 또는 6을 가질 수 있다. 도 14(a)(b)에 안테나 포트 0-3 및 안테나 포트 4-7을 페어링하는 RS 패턴을 예시하였다. 상기 도면에는 CDM이 적용되는 특정 영역(즉, LTE 단말이 읽지 못하도록 정의된 영역)에 대해서만 도시하였다. 상기 도면에서 안테나 포트 0-7에 대한 레퍼런스 신호를 각각 0-7로 도시하였다.
도 14(a)(b)에 있는 레퍼런스 신호 패턴을 정리하면 다음과 같다.
[패턴 1-3]
Figure 112009055784248-PAT00052
[패턴 1-4]
Figure 112009055784248-PAT00053
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 괄호 안의 숫자는 페어링된 안테나를 나타내며,
여기에서, 안테나 포트 0-3 및 안테나 포트 4-7은 각각 독립적으로 퍼뮤테이션될 수 있고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다. 상기 천이는 셀 식별자(Identifier; ID) 등을 이용하여 결정될 수 있다.
도 14(a)에 도시된 패턴 1-3을 참조하면, 슬롯 2에서 (0,4), (1,5), (2,6), (3,7)로 안테나 페어링을 한다. 하지만, 안테나 포트 0과 1의 RS 개수가 안테나 포트 2와 3의 RS 개수보다 많으므로 슬롯 1에서는 (0,7), (1,6)으로 페어링을 다르게 해준다.
도 14(b)에 도시된 패턴 1-4를 참조하면, 슬롯 2에서 (0,6), (1,7), (2,4), (3,5)로 안테나 페어링을 한다. 하지만 안테나 포트 0과 1의 RS 개수가 안테나 포트 2와 3의 RS 개수보다 많으므로 슬롯 1에서는 (0,5), (1,4)로 페어링을 다르게 해준다.
한편, 페어링된 안테나의 RS끼리 서로 간섭을 일으키지 않기 위해서는 코드/시퀀스를 이용하여 RS간에 직교성이 유지하여야 한다. CDM의 예로서, 수학식 14와 같이 시간 축에서 적당한 순환 지연(cyclic delay) 값을 주도록 제안한다.
도 15는 도 14(a)에서 예시한 안테나 페어의 일부에 CDM을 적용한 예이다.
도 15(a)를 참조하면, 안테나 포트 1
Figure 112009055784248-PAT00054
와 안테나 포트 2
Figure 112009055784248-PAT00055
은 안테나 포트 6의 RS에 각각 CDM으로 페어링된다[슬롯 1:(1,6), 슬롯 2:(2,6)]. 즉, 안테나 포트 6은 슬롯 1과 슬롯 2에서 페어링되는 안테나가 달라진다. 따라서, 도 15에서 안테나 포트 6에 대한 RS는 주파수 간격이 3으로 보이지만, 실제 주파수 간격은 6이 된다. 안테나 포트 6에 대한 RS의 주파수 간격이 6이므로, 페어링되는 모든 안테나의 RS 시퀀스에
Figure 112009055784248-PAT00056
을 곱해준다. 이와 같이, 모든 안테나 페어에
Figure 112009055784248-PAT00057
을 곱함으로써 CDM 방법으로 기존의 안테나와 추가된 안테나를 구분할 수 있다.
도 15(b)를 참조하면, 시간 도메인에서 안테나 포트 6의 RS는 페어링된 안테나 포트 1 또는 2의 RS에 대해 순환 지연한 형태로 표현된다. 도 15(a)에서, 페어링된 RS에 곱해진 CDM 코드는 주파수 도메인에서 π 만큼의 위상차를 야기하므로, 시간 도메인에서 안테나 포트 6의 RS는 안테나 포트 1 또는 2의 RS에 대해 1/2 주기만큼 순환 지연된다. 따라서, 추가된 안테나 포트 6의 RS는 기존의 안테나 포트 1 또는 2의 RS와 구분이 가능하다. 안테나 포트 6의 RS는 안테나 포트 1 또는 2의 RS와 시간 축 상에서 11.11/2us 만큼 이격되어 있으므로, 5-6us와 같은 작은 채널 딜레이를 커버할 수 있다.
한편, 상술한 바와 같이 모든 안테나 페어(pair)에 동일한 CDM 순환 지연을 적용할 수도 있지만, 안테나 페어 별로 다른 순환 지연을 적용할 수도 있다. 도 16에 도 15와 다른 방식으로 CDM을 적용한 예를 나타냈다.
도 14(a)의 슬롯 2를 참조하면 안테나 포트 4는 안테나 포트 0과 페어링된다(0,4). 슬롯 2 내에서, 안테나 포트 0은 스태거링에 의해 RS의 주파수 간격이 3이다. 따라서, 안테나 포트 0과 페어링된 안테나 포트 4의 RS도 주파수 간격이 3이 된다. RS의 주파수 간격이 3이므로, 페어링되는 안테나의 RS 시퀀스에
Figure 112009055784248-PAT00058
을 곱해준다. 여기에서, θ는 시간 도메인에서 CDM 코드가 곱해진 RS의 순환 지연 값을 결정한다. 시간 도메인에서의 순환 지연 값은 Pㅧ(θㆇ2π)로 결정된다. P는 CDM 코드가 곱해지는 RS의 주기를 나타낸다. 따라서, 상기 θ는 RS의 순환 지연을 무선 환경에 따라 허용된 채널 딜레이 보다 크거나 같게 하는 값 가운데서 독립적으로 선택될 수 있다. 예를 들어, 상기 θ는 순환 지연 값을 5-6us 보다 크게 하는 임의의 값일 수 있다. 예를 들어, θ는 π/2≤θ≤3π/2 일 수 있다. 이 경우, RS는 시간 도메인에서 페어링된 RS의 1/4 내지 3/4 주기 순환 지연된다. 도 16(b)에 θ의 변화에 따라 안테나 포트 4의 RS가 소정 범위 내에서 순환 지연되는 것을 나타냈다. 이와 같이, 주파수 간격이 3인 안테나 페어에
Figure 112009055784248-PAT00059
을 곱함으로써 CDM 방법으로 기존의 안테나와 추가된 안테나를 구분할 수 있다. 그러나, 간단한 필터 디자인을 위해, 페어링되는 안테나의 RS 시퀀스에
Figure 112009055784248-PAT00060
을 곱해줄 수 있다. 상기 경우를 도 16(c)에 도시하였다. θ가 π이므로 추가된 안테나의 RS는 1/2 주기 순환 지연된다(11.11us).
도 17은 RS의 주파수 간격이 3인 경우에 페어링되는 안테나의 RS 시퀀스에
Figure 112009055784248-PAT00061
을 곱해 CDM 방법으로 안테나를 구분하는 예를 나타낸다.
도 14(a)의 슬롯 2를 참조하면 안테나 포트 4는 안테나 포트 0과 페어링된다(0,4). 이 경우, 수신기는 한 OFDM 심볼을 기준으로 RS의 주파수 간격이 6이라고 생각할 수 있다. 또한, 한 슬롯을 기준으로 RS의 주파수 간격이 3이라고 생각할 수 있다.
한 OFDM 심볼을 기준으로 RS 처리가 이뤄지면, 페어링된 안테나 포트 0의 RS는
Figure 112009055784248-PAT00062
와
Figure 112009055784248-PAT00063
로 구분되고, 각각
Figure 112009055784248-PAT00064
및
Figure 112009055784248-PAT00065
이 곱해진 형태가 된다. 이 경우,
Figure 112009055784248-PAT00066
와
Figure 112009055784248-PAT00067
로부터 형성된 RS는 시간 도메인에서 1/2 주기만큼 순환 천이된다. 한 슬롯을 기준으로 RS 처리가 이뤄지면,
Figure 112009055784248-PAT00068
에
Figure 112009055784248-PAT00069
이 곱해진 형태가 된다.
Figure 112009055784248-PAT00070
로부터 형성된 RS는 시간 도메인에서 1/4 주기 순환 천이된다.
B) 채널 딜레이가 큰 경우
채널 딜레이가 작은 경우에서 제안한 RS 전송 방식을 채널 딜레이가 큰 경우에 적용할 것을 제안한다. 상술한 바와 같이, 채널 딜레이가 16.67us와 같이 큰 경우를 커버하기 위해서는 RS의 주파수 간격이 3이어야 한다. 하지만, 상기 "A) 채널 딜레이가 작은 경우"에서 제안된 방법은 RS의 주파수 간격이 6인 경우가 있다.
이와 관련하여, 도 14(a)(b)를 다시 참조하면, 슬롯 1과 슬롯 2에서 안테나 페어링이 정확히 맞아 떨어지지 않았다. 따라서, 일부 안테나는 RS의 주파수 간격을 6으로 하고 CDM을 적용하였다. 따라서, 채널 딜레이 스프레드가 긴 환경을 고려하여, 안테나 포트 0-3의 RS 위치를 주파수 간격이 3이 되도록 변경할 것을 제안한다.
도 18(a)(b)에 RS의 주파수 간격이 3이 되도록 안테나의 위치를 변경하는 예를 나타냈다. 상기 도면에는 CDM이 적용되는 특정 영역(즉, LTE 단말이 읽지 못하도록 정의된 영역)에 대해서만 도시하였다. 상기 도면에서 안테나 포트 0-7에 대한 레퍼런스 신호는 각각 0-7로 도시하였다.
도 18(a)(b)에 있는 레퍼런스 신호 패턴을 정리하면 다음과 같다.
[패턴 1-5]
Figure 112009055784248-PAT00071
[패턴 1-6]
Figure 112009055784248-PAT00072
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 괄호 안의 숫자는 페어링된 안테나를 나타내며,
여기에서, 안테나 포트 0-3 및 안테나 포트 4-7은 각각 독립적으로 퍼뮤테이션될 수 있고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다. 상기 천이는 셀 식별자(Identifier; ID) 등을 이용하여 결정될 수 있다.
패턴 1-5 및 1-6과 같이, 안테나 포트 0-3의 RS 위치를 바꿔주면, 안테나 포트 0-3과 추가되는 안테나 포트 4-7이 정확하게 페어링되어 스태거링하게 CDM을 적용할 수 있다. 패턴 1-5에서는 MBSFN 서브프레임의 모든 안테나를 (0,4), (1,5), (2,6), (3,7)으로 페어링한 후 각각에 CDM 방식을 적용한다. 비슷하게, 패턴 1-6에서도 마찬가지 방법으로 CDM을 고려할 수 있다. 위와 같이, 안테나 포트 0-3의 RS 위치를 변경함으로써, 추가되는 안테나 포트 4-7의 주파수 간격을 3으로 줄일 수 있다.
도 19 및 20에 패턴 1-5 또는 같이 RS를 할당한 경우에 시간 도메인에서 관찰한 RS를 도시하였다. 도 19를 참조하면, 안테나 포트 6의 RS가 페어링된 안테나 포트 0의 RS와 비교하여 11.11us 순환 지연된 것을 알 수 있다. 따라서, 채널 딜레이 스프레드가 11.11us를 넘어가게 되면, 안테나의 RS 간에 간섭이 발생할 수 있다. 그러나, RS 신호의 신호세기는 시간 축을 따라 지수적으로 감소하므로, 상기 간섭은 크지 않을 것으로 예상된다. 한편 채널 딜레이가 큰 경우는 채널 딜레이 스프레드를 16.67us까지 커버하도록 요구되지만, 안테나 포트 0-7까지 사용되는 환경에서는 채널 딜레이 스프레드가 16.67us까지 될 경우는 드물다. 그러나, 바람직하게는 채널 딜레이가 큰 경우는 11.11us의 채널 딜레이 스프레드가 커버 가능한 환경에서 위의 방법을 적용할 것을 제안한다(도 20).
현재 LTE-A에서는 채널 측정(channel measurement)을 위한 RS와 데이터 복조(demodulation)를 위한 RS에 대한 논의가 진행되고 있다. 본 발명은 MBSFM 서브프레임에서 LTE-A를 지원하기 위해 새롭게 증가되는 안테나의 RS를 CDM을 이용해서 전송할 수 있다. 본 발명은 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS에 모두 사용될 수 있는 장점이 있다.
실시예 2: 8Tx 안테나를 위한 전용 RS 디자인
MBSFN 서브프레임을 이용하여 RS를 하향 전송하는 방법은 무선 채널에 대한 정보를 MBSFN 서브프레임을 전송하는 경우에만 단말에게 알려줄 수 있다는 문제점이 있다. 따라서, 일반적인 서브프레임을 전송하는 경우에도 최대 8개까지의 다중안테나에 대한 RS를 하향 전송할 수 있는 방법이 요구된다. LTE-A UE에서는 LTE에서 정의한 DRS 위치를 안테나 포트 4-7을 위한 RS로 사용하는 것이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명의 다른 일 실시예에서는 5-8 개의 안테나를 지원 단말기를 위하여 모든 서브프레임에 전송되는 전용 RS(Dedicated RS; DRS)를 사용할 것을 제안한다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따라 DRS 위치에 안테나 포트 4-7의 RS를 CDM 방식으로 할당하는 흐름도를 나타낸다.
도 21을 참조하면, 기지국은 서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 RS를 할당한다(S2110). 상기 제1 안테나 그룹은 기존의 다중안테나 시스템에서 사용되던 안테나로 구성된다. 상기 기존의 다중안테나 시스템은 안테나 포트 0-3의 다중안테나를 지원하는 시스템일 수 있다. 상기 기존의 다중안테나 시스템은 LTE 시스템일 수 있다. 예를 들어, 상기 제1 안테나 그룹은 안테나 포트 0-3으로 구성된다. 상기 제1 안테나 그룹에 대한 RS는 공통 RS(Common RS; CRS)일 수 있다.
그 후, 기지국은 서브프레임에서 DRS가 할당되도록 정의된 특정 위치에 제2 안테나 그룹에 대한 RS를 코드 분할 다중화 방식으로 할당한다(S2120).
이때, 기지국은 서브프레임에서 DRS가 할당되도록 정의된 특정 위치에 제1 안테나 그룹에 대한 RS 및 제2 안테나 그룹에 대한 RS를 코드 분할 다중화 방식으로 할당할 수도 있다.
상기 특정 위치는 주파수 간격이 일정하도록 서브프레임 내의 주파수 및 시간 도메인에 분산될 수 있다. 상기 주파수 간격은 일반 CP를 사용하는 경우 3 이하이고, 연장된 CP를 사용하는 경우 1일 수 있다. 또한, 상기 특정 위치는 OFDM 심볼 간에 스태거링될 수 있다. 또한, 상기 특정 위치는 동일 OFDM 심볼 내에서 주파수 간격이 2 또는 3일 수 있다. 상기 제2 안테나 그룹은 기존의 다중안테나 시스템에 새롭게 추가된 안테나로 구성된다. 상기 제2 안테나 그룹은 한개 내지 네개의 안테나를 포함할 수 있다. 상기 제2 안테나 그룹이 적용되는 시스템은 5-8 개의 다중안테나를 지원하는 시스템이다. 상기 제2 안테나 그룹이 적용되는 시스템은 LTE-A 시스템일 수 있다. 예를 들어, 상기 제2 안테나 그룹은 안테나 포트 4-7로 구성된다.
그 후, 기지국은 RS가 할당된 서브프레임을 단말에게 하향 전송한다(S2130).
기지국은 상기 서브프레임이 5-8개의 다중안테나를 지원하는 특정 단말을 위한 것임을 지시하는 서브프레임 식별 정보를 상기 단말에게 전송할 수 있다. 상기 서브프레임 식별 정보는 시스템 정보(SI), RRC 메시지, L1/L2 제어 시그널링(예, PDCCH) 또는 MAC/RLC/PDCP PDU 등을 통하여 단말에게 전해질 수 있다. RRC 신호는 RRC 연결 해제, RRC 연결 요청, RRC 연결 설정, 무선 베어러 설정, 무선 베어러 재설정, RRC 연결 재설정, RRC 연결 재설립과 관련된 신호일 수 있다.
도 22는 본 발명의 다른 실시예에 따라 DRS 위치를 이용하여 안테나 포트 4-7의 RS를 전송한 경우에 단말에서 채널을 추정하는 흐름도를 나타낸다.
도 22를 참조하면, 단말은 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 할당된 서브프레임을 수신한다(S2210). 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 전용 레퍼런스 신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 할당되도록 정의된 특정 위치에 코드 분할 다중화 방식으로 할당되고, 상기 특정 위치는 주파수 간격이 일정하도록 상기 서브프레임 내의 주파수 및 시간 도메인에 분산된다. 또는, 상기 특정 위치에는 상기 제1 안테나 그룹에 대한 전용 레퍼런스 신호 및 상기 제2 안테나 그룹에 대한 전용 레퍼런스 신호가 코드 분할 다중화되어 할당될 수도 있다.
그 후, 단말은 상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 추출한다(S2220). 단말은 상기 추출된 레퍼런스 신호로 채널 추정을 수행한다(S2230). 상기 제1 안테나 그룹, 상기 제2 안테나 그룹에 대해서는 도 21에서 설명한 것과 동일하다. 또한, 단말은 상기 서브프레임이 5-8개의 다중안테나를 지원하는 특정 단말을 위한 것임을 지시하는 서브프레임 식별 정보를 기지국으로부터 수신할 수 있다.
도 23(a)는 LTE 시스템에서 하향 전송에 사용되는 일반 CP를 사용하는 서브프레임을 나타낸다. 도면에서, 안테나 포트 0-3에 대한 RS를 각각 0-4로 도시하였다. 안테나 포트 0-3의 RS는 공통 RS(Common RS; CRS)이다. DRS 위치를 자원요소에 D로 표시하였다. l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고 sc는 부반송파 인덱스를 나타낸다.
도 23(a)를 참조하면, DRS 간의 주파수 간격이 2이다. 따라서, DRS 위치에 할당된 RS는 시간 도메인에서 한 심볼 내에 2번 반복되어 나타난다. 심볼의 지속 시간을 66.67us라고 하면, DRS 위치에 할당된 RS의 해독 가능한 시간 해상도(time resolution)는 33.33us이다. 따라서, LTE-A 시스템에서 추가되는 4개 안테나에 대한 RS를 CDM 방식으로 DRS 위치에 할당하면, 각각의 RS는 33.33/4 = 8.33us를 점유하게 된다. 일반 CP에서 예상되는 채널 딜레이는 5-6us이므로, DRS 위치에 안테나 4-7에 대한 RS를 간섭 없이 전송하는 것이 가능하다. 또한, 일반 CP를 사용하는 서브프레임의 경우, DRS 간의 주파수 간격이 1 또는 2가 되도록 DRS를 배치하는 것도 가능할 것이다.
도 23(b)는 LTE 시스템에서 하향 전송에 사용되는 연장된 CP를 사용하는 서브프레임을 나타낸다. 도면에서, 안테나 포트 0-3에 대한 RS를 각각 0-3으로 도시하였다. 안테나 포트 0-3 RS는 공통 RS(Common RS; CRS)이다. DRS 위치를 자원요소에 D로 표시하였다. l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고 sc는 부반송파 인덱스를 나타낸다.
도 23(b)를 참조하면, 연장된 CP에서는 DRS 간의 주파수 간격이 3이다. 따라서, DRS에 위치에 할당된 RS는 시간 도메인에서 한 심볼 내에 3번 반복되어 나타난다. 심볼의 지속 시간을 66.67us라고 하면, DRS 위치에 할당된 RS의 해독 가능한 시간 해상도(time resolution)는 22.22us이다. 따라서, LTE-A 시스템에서 추가되는 4개 안테나에 대한 RS를 CDM 방식으로 DRS 위치에 할당하면, 각각의 RS는 22.22/4 = 5.55us를 점유한다. 연장된 CP에서 예상되는 채널 딜레이는 약 15us이다. 따라서, DRS 위치에 안테나 포트 4-7의 RS를 CDM 방식으로 전송하면 상기 안테나의 RS 간에 간섭이 발생할 수 있다. 즉, LTE 시스템의 연장된 CP를 사용하는 서브프레임의 DRS 위치를 사용하여, 안테나 포트 4-7의 RS를 전송하면 성능 열화가 발생할 수 있다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 채널 딜레이가 긴 환경에서 안테나 포트 4-7의 RS를 성능 열화 없이 전송할 수 있는 DRS 패턴 10개를 제안한다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-1]
Figure 112009055784248-PAT00073
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-1을 참조하면, 한 OFDM 심볼 내에서 DRS 간의 주파수 간격을 3으로 유지한다. 다만, 한 서브프레임 내에서는, DRS 간의 주파수 간격이 1이 되도록 3개의 OFDM 심볼이 스태거링된다. 즉, 첫 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS와 두 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=1 및 l=4에 할당되는 DRS가 주파수 영역에서 서로 중첩되지 않도록 한다. 이 경우, DRS 간의 주파수 간격은 최종적으로 1이 될 수 있다. 상기 DRS 위치에 안테나 포트 4-7에 대한 RS를 CDM 방식으로 할당하면, 각 안테나의 RS가 채널을 추정할 수 있는 해상도는 66.66us/4 = 16.67us가 된다. 채널 딜레이가 긴 무선환경에서 예상되는 최대 채널 딜레이 스프레드는 15us이다. 각 안테나 별로 상기 최대 채널 딜레이 스프레드 보다 긴 시간 해상도가 보장되므로 성능열화 없이 채널 추정이 가능하다.
도 25는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-2]
Figure 112009055784248-PAT00074
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-2에서 DRS를 배치하는 방법은 기본적으로 RS 패턴 2-1에서 설명한 것과 동일하다. 다만, RS 패턴 2-2에서는 DRS가 안테나 포트 0-3의 CRS가 전송되는 OFDM 심볼에 위치하지 않는다. 일반적으로, RS의 성능을 향상시키기 위해, RS에 사용되는 전력을 다른 자원요소에 사용되는 전력 보다 높게 부스팅(boosting)할 수 있다. 만약, 자원블록 내에 있는 모든 RS의 전력을 부스팅한다면, 동일한 OFDM 심볼 내에 할당된 RS의 수에 따라 전력 증폭기가 지원해야 하는 전력 범위가 달라진다. 예를 들어, 패턴 2-1을 참조하면, 일반적으로는 한 OFDM 심볼에 4개의 RS가 할당되어 있는 반면, 슬롯 2의 l=1 OFDM 심볼에는 8개의 RS가 할당되어 있다. 따라서, 8개의 RS를 부스팅시키기 위하여 전력 증폭기가 지원해야하는 전력 범위를 높게 설계되어야 한다. 또한, 총 전송 전력을 일정하게 맞추기 위해 다른 OFDM 심볼과 마찬가지로 4개의 RS에 대해서만 전력을 부스팅하게 되면, 나머지 4개의 RS는 전력이 상대적으로 떨어져 RS 성능이 열화될 수 있다. RS 패턴 2-2에서는 OFDM 심볼에 포함된 RS의 개수가 균일하므로, 위와 같은 전력 문제를 야기하지 않는다.
도 26은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-3]
Figure 112009055784248-PAT00075
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-3에서 DRS를 배치하는 방법은 기본적으로 RS 패턴 2-1에서 설명한 것과 동일하다. 다만, RS 패턴 2-3에서는 DRS를 시간 도메인에서 최대한 멀리 배치하여 채널 추정시에 시간 인터폴레이션(time interpolation) 효과를 최대로 얻을 수 있게 배치한 구조이다. RS 패턴 2-3은 특징적으로 가장 마지막 OFDM 심볼(슬롯 2의 l=5)에 DRS를 배치하고 있지 않다. 가장 마지막 OFDM 심볼에는 채널 측정(measurement)을 위한 RS가 전송될 수 있기 때문이다.
도 27에 본 발명의 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 도시하였다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-4]
Figure 112009055784248-PAT00076
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
각 슬롯에 포함된 DRS의 개수가 다를 경우, 기지국에서 RS를 부스팅하는데 있어서 RS 패턴 2-2에서 설명한 전력 문제가 존재할 수 있다. 따라서, 패턴 2-4에서는 각 슬롯에서 DRS를 한 OFDM 심볼씩 배치하도록 한다. 다만, DRS가 배치되는 총 OFDM 심볼수가 2로 변경됨에 의하여, 한 OFDM 심볼 내에서 DRS 간의 주파수 간격을 3에서 2로 바꾼다. 이 경우, DRS 간의 주파수 간격은 최종적으로 1이 된다. 따라서, 연장된 CP에서도 성능 열화 없이 채널 추정을 할 수 있다. RS 패턴 2-4의 특징은 비교적 시간상으로 가깝게 위치한 2개의 OFDM 심볼을 활용하여 채널 추정을 할 수 있다는 것이다. 시간 도메인에 넓게 펼쳐진 3개의 OFDM 심볼에 분산된 RS를 모두 끌어와서 채널 추정을 하지 않아도 되므로, 고속 환경에서 시간에 따라 채널 값이 변화할 때 성능 향상을 기대할 수 있다.
도 28는 본 발명의 일 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-5]
Figure 112009055784248-PAT00077
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-5에서 DRS를 배치하는 방법은 기본적으로 RS 패턴 2-1에서 설명한 것과 동일하다. 다만, OFDM 심볼을 스태거링하는 패턴이 다르다. 즉, RS 패턴 2-1에서는 첫 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS가 부반송파 1, 4, 7, 10에 배치되고, 두 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS가 부반송파 0, 3, 6, 9에 배치되는데, RS 패턴 2-5에서는 첫 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS가 부반송파 0, 3, 6, 9에 배치되고, 두 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS가 부반송파 1, 4, 7, 10에 배치된다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-6]
Figure 112009055784248-PAT00078
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-6에서 DRS를 배치하는 방법은 기본적으로 RS 패턴 2-5에서 설명한 것과 동일하다. 다만, RS 패턴 2-6에서는 DRS가 안테나 포트 0-3의 CRS가 전송되는 OFDM 심볼에 위치하지 않는다. 이는 RS 패턴 2-2에서 설명한 바와 같이 전력 부스팅 문제를 해결하기 위함이다.
도 30은 본 발명의 일 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 RS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-7]
Figure 112009055784248-PAT00079
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-7은 RS 패턴 2-6에서 DRS가 할당되는 OFDM 심볼을 변경한 것이다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 RS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-8]
Figure 112009055784248-PAT00080
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-8에서 DRS를 배치하는 방법은 기본적으로 RS 패턴 2-1에서 설명한 것과 동일하다. 다만, OFDM 심볼을 스태거링하는 패턴이 다르다. 즉, RS 패턴 2-1에서는 첫 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS가 부반송파 1, 4, 7, 10에 배치되고, 두 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=1에 할당되는 DRS가 부반송파 2, 5, 8, 11에 배치되고, 두 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS가 부반송파 0, 3, 6, 9에 배치되는데, RS 패턴 2-8에서는 첫 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS가 부반송파 0, 3, 6, 9에 배치되고, 두 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=1에 할당되는 DRS가 부반송파 1, 4, 7, 10에 배치되고, 두 번째 슬롯의 OFDM 심볼 l=4에 할당되는 DRS가 부반송파 2, 5, 8, 11에 배치된다.
도 32는 본 발명의 일 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-9]
Figure 112009055784248-PAT00081
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-9에서 DRS를 배치하는 방법은 기본적으로 RS 패턴 2-8에서 설명한 것과 동일하다. 다만, RS 패턴 2-9에서는 DRS가 안테나 포트 0-3의 CRS가 전송되는 OFDM 심볼에 위치하지 않는다. 이는 RS 패턴 2-2에서 설명한 바와 같이 전력 부스팅 문제를 해결하기 위함이다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 나타낸다. 상기 할당 패턴은 다음과 같이 정리된다.
[패턴 2-10]
Figure 112009055784248-PAT00082
여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
RS 패턴 2-10은 RS 패턴 2-9에서 DRS가 할당되는 OFDM 심볼을 변경한 것이다.
패턴 2-1 내지 2-10에서는 도 24 내지 33에서 D로 표시된 자원요소에 안테나 4-7의 RS가 코드 분할 다중화 방식으로 할당되는 경우에 대해 설명하고 있으나, 채널 딜레이 스프레드가 작은 환경에서는 도 24 내지 33에서 D로 표시된 자원요소에 안테나 0-7의 RS가 코드 분할 다중화 방식으로 할당될 수도 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서의 통신 수행 방법에 적용될 수 있다. 보다 구체적으로 본 발명은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 적용될 수 있다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 다중안테나 시스템의 안테나 구성도를 나타낸다.
도 2는 NT 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 나타낸다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국의 블록도를 나타낸다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 단말의 블록도를 나타낸다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 송신기의 블록도를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 7은 3GPP LTE에서 일반 CP (normal Cyclic Prefix)와 연장된(extended) CP를 사용하는 서브프레임에 레퍼런스 신호(RS)이 할당되는 구조를 나타낸다.
도 8은 일반 CP가 적용되는 환경에서 RS의 주파수 간격이 6인 경우에 시간 도메인에서 관찰한 RS의 채널 딜레이 스프레딩을 나타낸다.
도 9는 연장된 CP가 적용되는 환경에서 RS의 주파수 간격이 6인 경우에 시간 도메인에서 관찰한 RS의 채널 딜레이 스프레딩을 나타낸다.
도 10은 일반 CP 및 연장된 CP가 적용되는 환경에서 RS의 주파수 간격이 3인 경우에 시간 도메인에서 관찰한 RS의 채널 딜레이 스프레딩을 나타낸다.
도 11은 채널 딜레이가 작은 환경에서 MBSFN 서브프레임에 RS를 할당하는 일 예를 나타낸다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 MBSFN 서브 프레임을 이용하여 5-8 Tx 안테나의 RS를 전송하는 일 예를 나타내는 흐름도이다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따라 MBSFN 서브 프레임을 이용하여 5-8 Tx 안테나의 RS를 전송한 경우에 단말에서 채널을 추정하는 흐름도를 나타낸다.
도 14(a)(b)는 본 발명의 일 실시예에 따라 안테나 페어링에 CDM 방식을 적용한 것으로서 채널 딜레이가 작은 경우의 RS 패턴을 나타낸다.
도 15(a)은 본 발명의 다른 실시예에 따라 RS의 주파수 간격이 6인 경우에 안테나 페어링에 CDM 방식을 적용하는 예를 나타낸다. 도 15(b)는 도 15(a)를 시간 도메인에서 표현한 것이다.
도 16(a)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 RS의 주파수 간격이 3 및 6인 경우에 안테나 페어링에 CDM 방식을 적용하는 예를 나타낸다. 도 16(b)(c)는 도 16(a)를 시간 도메인에서 표현한 것이다.
도 17은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 RS의 주파수 간격이 3인 경우에 안테나 페어링에 CDM 방식을 적용하는 예를 나타낸다.
도 18(a)(b)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 안테나 0 내지 3번에 대한 RS의 위치를 변경한 경우에 CDM 방식을 적용한 RS 패턴을 나타낸다.
도 19는 채널 딜레이가 큰 환경에서 도 18의 RS 패턴이 적용된 경우에 시간 도메인에서 관찰한 RS의 채널 딜레이 스프레딩을 나타낸다.
도 20은 채널 딜레이가 작은 환경에서 도 18의 RS 패턴이 적용된 경우에 시 간 도메인에서 관찰한 RS의 채널 딜레이 스프레딩을 나타낸다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따라 DRS 위치에 안테나 4-7의 RS를 CDM 방식으로 할당하는 흐름도를 나타낸다.
도 22는 본 발명의 다른 실시예에 따라 DRS 위치를 이용하여 5-8 Tx 안테나의 RS를 전송한 경우에 단말에서 채널을 추정하는 흐름도를 나타낸다.
도 23(a)(b)는 각각 3GPP LTE에서 일반 CP와 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 복조용 레퍼런스 신호(RS)이 할당되는 구조를 나타낸다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 예를 나타낸다.
도 25는 본 발명의 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 다른 예를 나타낸다.
도 26은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다.
도 27은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다.
도 28는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다.
도 29는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다.
도 30는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임 에 DRS 위치를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다.
도 31는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다.
도 32는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다.
도 33는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 연장된 CP를 사용하는 서브프레임에 DRS 위치를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다.

Claims (40)

  1. 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 있어서,
    단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하는 서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 할당하는 단계;
    상기 특정 영역에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당하는 단계; 및
    상기 서브프레임을 하향 전송하는 단계를 포함하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  2. 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 있어서,
    단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하는 서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 할당하는 단계;
    랭크가 소정 값 이상인 경우에 상기 특정 영역에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당하는 단계; 및
    상기 서브프레임을 하향 전송하는 단계를 포함하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 특정 영역은 네개 이하의 다중안테나만을 지원하는 단말은 읽지 못하도록 정의된 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 서브프레임은 멀티미디어 브로드캐스트/멀티캐스트 싱글 프리퀀시 네트워크 (MBSFN) 서브프레임을 포함하는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 레퍼런스 신호는 공통 레퍼런스 신호 (common reference signal; CRS) 또는 전용 레퍼런스 신호 (dedicated reference signal; DRS)인 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 상기 특정 영역 내에 패턴 1-1 또는 1-2를 이용하여 할당되는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법:
    [패턴 1-1]
    Figure 112009055784248-PAT00083
    [패턴 1-2]
    Figure 112009055784248-PAT00084
    여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고,
    여기에서, 안테나 포트 0-3은 퍼뮤테이션될 수 있고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제2 안테나 그룹은 한 개 내지 네 개의 안테나를 포함하는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제2 안테나 그룹에 속하는 각각의 안테나에 대한 레퍼런스 신호의 개수는 독립적으로 네개 이하인 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  9. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제2 안테나 그룹에 속하는 각각의 안테나에 대한 레퍼런스 신호는 주파수 간격이 독립적으로 3 또는 6인 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제2 안테나 그룹에 속하는 각각의 안테나에 대한 레퍼런스 신호는 시간 도메인에서 순환 지연(cyclic delay)되고, 순환 지연 값은 허용된 채널 딜레이 보다 크거나 같은 값 가운데서 독립적으로 선택되는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 순환 지연된 값은 페어링된 레퍼런스 신호의 1/4 내지 3/4 주기인 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 순환 지연된 값은 레퍼런스 신호의 주파수 간격이 3인 경우 1/4, 1/2 또는 3/4이고, 레퍼런스 신호의 주파수 간격이 6인 경우 1/2인 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  13. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 그룹은 하기 패턴 1-3 내지 1-6 가운데서 선택된 어느 하나의 패턴을 이용하여 할당되는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법:
    [패턴 1-3]
    Figure 112009055784248-PAT00085
    [패턴 1-4]
    Figure 112009055784248-PAT00086
    [패턴 1-5]
    Figure 112009055784248-PAT00087
    [패턴 1-6]
    Figure 112009055784248-PAT00088
    여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 괄호 안의 숫자는 페어링된 안테나를 나타내며,
    여기에서, 안테나 포트 0-3 및 안테나 포트 4-7은 각각 독립적으로 퍼뮤테이션될 수 있고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
  14. 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서,
    제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 할당된 서브프레임을 수신하는 단계;
    상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 추출하는 단계; 및
    상기 추출된 레퍼런스 신호로 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하되,
    상기 서브프레임은 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하고, 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 상기 특정 영역에 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당되는 채널 추정 방법.
  15. 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서,
    제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 할당된 서브프레임을 수신하는 단계;
    상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 추출하는 단계; 및
    상기 추출된 레퍼런스 신호로 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하되,
    상기 서브프레임은 단말 능력에 따라 접근성이 다른 특정 영역을 포함하고, 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 랭크가 소정 값 이상인 경우에 상기 특정 영역에 상기 제1 안테나 그룹과 페어링(pairing)하여 코드 분할 다중화 방식으로 할당되는 채널 추정 방법.
  16. 제14항 또는 제15항에 있어서, 상기 특정 영역은 네개 이하의 다중안테나만을 지원하는 단말은 읽지 못하도록 정의된 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  17. 제14항 또는 제15항에 있어서,
    상기 서브프레임은 멀티미디어 브로드캐스트/멀티캐스트 싱글 프리퀀시 네트워크 (MBSFN) 서브프레임을 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  18. 제14항 또는 제15항에 있어서,
    상기 레퍼런스 신호는 공통 레퍼런스 신호 (common reference signal; CRS) 또는 전용 레퍼런스 신호 (dedicated reference signal; DRS)인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  19. 제14항 또는 제15항에 있어서, 상기 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 상기 특정 영역 내에 패턴 1-1 또는 2-1을 이용하여 할당되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법:
    [패턴 1-1]
    Figure 112009055784248-PAT00089
    [패턴 1-2]
    Figure 112009055784248-PAT00090
    여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고,
    여기에서, 안테나 포트 0-3은 퍼뮤테이션될 수 있고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
  20. 제14항 또는 제15항에 있어서, 상기 제2 안테나 그룹은 한개 내지 네개의 안테나를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  21. 제14항 또는 제15항에 있어서, 상기 제2 안테나 그룹에 속하는 각각의 안테나에 대한 레퍼런스 신호의 개수는 독립적으로 네개 이하인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  22. 제14항 또는 제15항에 있어서,상기 제2 안테나 그룹에 속하는 각각의 안테나에 대한 레퍼런스 신호는 주파수 간격이 독립적으로 3 또는 6인 것을 특징으로 하 는 채널 추정 방법.
  23. 제14항 또는 제15항에 있어서,상기 제2 안테나 그룹에 속하는 각각의 안테나에 대한 레퍼런스 신호는 시간 도메인에서 순환 지연(cyclic delay)되고, 순환 지연 값은 허용된 채널 딜레이 보다 크거나 같은 값 가운데서 독립적으로 선택되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 순환 지연된 값은 페어링된 레퍼런스 신호의 1/4 내지 3/4 주기인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 순환 지연된 값은 레퍼런스 신호의 주파수 간격이 3인 경우 1/4, 1/2 또는 3/4이고, 레퍼런스 신호의 주파수 간격이 6인 경우 1/2인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  26. 제14항 또는 제15항에 있어서,상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 그룹은 하기 패턴 1-3 내지 1-6 가운데서 선택된 어느 하나의 패턴을 이용하여 할당되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법:
    [패턴 1-3]
    Figure 112009055784248-PAT00091
    [패턴 1-4]
    Figure 112009055784248-PAT00092
    [패턴 1-5]
    Figure 112009055784248-PAT00093
    [패턴 1-6]
    Figure 112009055784248-PAT00094
    여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고, 괄호 안의 숫자는 페어링된 안테나를 나타내며,
    여기에서, 안테나 포트 0-3 및 안테나 포트 4-7은 각각 독립적으로 퍼뮤테이션될 수 있고, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
  27. 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 레퍼런스 신호를 하향 전송하는 방법에 있어서,
    서브프레임에 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 할당하는 단계;
    상기 서브프레임에서 전용 레퍼런스 신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 할당되도록 정의된 특정 위치에 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 코드 분할 다중화 방식으로 할당하는 단계; 및
    상기 서브프레임을 하향 전송하는 단계를 포함하고,
    상기 특정 위치는 주파수 간격이 일정하도록 상기 서브프레임 내의 주파수 및 시간 도메인에 분산되는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 주파수 간격은 일반 CP(normal cyclic prefix)를 사용하는 경우 3 이하이고, 연장된 CP(extended cyclic prefix)를 사용하는 경우 1인 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  29. 제27항에 있어서,
    상기 특정 위치는 OFDM 심볼 간에 스태거링(staggering)된 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  30. 제27항에 있어서,
    상기 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호 및 상기 제2 그룹에 대한 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 동일한 OFDM 심볼 내에 할당되지 않는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  31. 제27항에 있어서,
    상기 서브프레임이 다섯개 이상의 다중안테나를 지원하는 단말을 위한 것임을 지시하는 서브프레임 식별 정보를 단말에게 전송하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  32. 제27항에 있어서,
    상기 특정 위치에 상기 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호 및 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 코드 분할 다중화 방식으로 할당되어 있는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법.
  33. 제27항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 그룹은 하기 패턴 2-1 내지 2-10 가운데서 선택된 어느 하나의 패턴을 이용하여 할당되는 것을 특징으로 하는 레퍼런스 신호의 하향 전송 방법:
    [패턴 2-1]
    Figure 112009055784248-PAT00095
    [패턴 2-2]
    Figure 112009055784248-PAT00096
    [패턴 2-3]
    Figure 112009055784248-PAT00097
    [패턴 2-4]
    Figure 112009055784248-PAT00098
    [패턴 2-5]
    Figure 112009055784248-PAT00099
    [패턴 2-6]
    Figure 112009055784248-PAT00100
    [패턴 2-7]
    Figure 112009055784248-PAT00101
    [패턴 2-8]
    Figure 112009055784248-PAT00102
    [패턴 2-9]
    Figure 112009055784248-PAT00103
    [패턴 2-10]
    Figure 112009055784248-PAT00104
    여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스를 나타내고, 표 안의 숫자는 자원블록 내의 부반송파 인덱스를 나타내며, '-'는 레퍼런스 신호가 할당되지 않았음을 나타내고,
    여기에서, 레퍼런스 신호는 주파수축 또는 시간축을 따라 천이(shift)될 수 있다.
  34. 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서,
    제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 할당된 서브프레임을 수신하는 단계;
    상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호를 추출하는 단계; 및
    상기 추출된 레퍼런스 신호로 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하되,
    상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 전용 레퍼런스 신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 할당되도록 정의된 특정 위치에 코드 분할 다중화 방식으로 할당되고, 상기 특정 위치는 주파수 간격이 일정하도록 상기 서브프레임 내의 주파수 및 시간 도메인에 분산되는 채널 추정 방법.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 주파수 간격은 일반 CP(normal cyclic prefix)를 사용하는 경우 3 이하이고, 연장된 CP(extended cyclic prefix)를 사용하는 경우 1인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  36. 제34항에 있어서,
    상기 특정 위치는 OFDM 심볼 간에 스태거링(staggering)된 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  37. 제34항에 있어서,
    상기 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호 및 상기 제2 그룹에 대한 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호는 동일한 OFDM 심볼 내에 할당되지 않는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  38. 제34항에 있어서,
    상기 서브프레임이 다섯개 이상의 다중안테나를 지원하는 단말을 위한 것임을 지시하는 서브프레임 식별 정보를 수신하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  39. 제34항에 있어서,
    상기 특정 위치에 상기 제1 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호 및 상기 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 신호가 코드 분할 다중화 방식으로 할당되어 있는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  40. 제34항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 안테나 그룹에 대한 레퍼런스 그룹은 하기 패턴 2-1 내지 2-10 가운데서 선택된 어느 하나의 패턴을 이용하여 할당되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법:
    [패턴 2-1]
    Figure 112009055784248-PAT00105
    [패턴 2-2]
    Figure 112009055784248-PAT00106
    [패턴 2-3]
    Figure 112009055784248-PAT00107
    [패턴 2-4]
    Figure 112009055784248-PAT00108
    [패턴 2-5]
    Figure 112009055784248-PAT00109
    [패턴 2-6]
    Figure 112009055784248-PAT00110
    [패턴 2-7]
    Figure 112009055784248-PAT00111
    [패턴 2-8]
    Figure 112009055784248-PAT00112
    [패턴 2-9]
    Figure 112009055784248-PAT00113
    [패턴 2-10]
    Figure 112009055784248-PAT00114
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