KR20100037116A - 상호 변조 왜곡이 개선된 전기 필터 - Google Patents

상호 변조 왜곡이 개선된 전기 필터 Download PDF

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겐이찌 쯔즈끼
발램 에이. 윌렘센
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슈파컨덕터 테크놀로지스 인코포레이티드
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Abstract

대역 저지 필터를 구성하는 방법은 신호 전송 경로를 포함하는 대역 저지 필터, 신호 전송 경로를 따라 배치된 공진 소자, 및 공진 소자의 각각의 주파수에 대응하는 전송 영점을 갖는 저지 대역을 형성하기 위해 공진 소자를 함께 결합시키는 비공진 소자를 설계하는 단계를 포함한다. 방법은 상이한 필터 솔루션을 생성하기 위해 신호 전송 경로를 따라 공진 소자가 배치되는 순서를 변경하는 단계, 각 필터 솔루션에 대한 성능 파라미터를 계산하는 단계, 성능 파라미터를 서로 비교하는 단계, 이 비교에 기초하여 필터 솔루션 중의 하나를 선택하는 단계, 및 선택된 필터 솔루션을 사용하여 대역 저지 필터를 구성하는 단계를 더 포함한다. 또 다른 RF 저지 대역 필터는 저지 대역을 형성하기 위해 함께 결합된 공진 소자를 포함하고, 공진 소자 중의 최소한 2개는 IMD 성분이 저지 대역에 대해 비대칭이 되도록, 서로 다른 3차 IMD 성분을 갖는다.

Description

상호 변조 왜곡이 개선된 전기 필터{ELECTRICAL FILTERS WITH IMPROVED INTERMODULATION DISTORTION}
본 발명은 일반적으로 마이크로파 회로에 관한 것으로, 특히 마이크로파 필터에 관한 것이다.
전기 필터는 오랫동안 전기 신호의 처리시에 사용되어 왔다. 특히, 이러한 전기 필터는 원하는 신호 주파수를 통과시키는 반면, 그외 다른 바람직하지 않은 전기 신호 주파수를 차단하거나 감쇄시킴으로써, 입력 신호로부터 원하는 전기 신호 주파수를 선택하기 위해 사용된다. 필터는 필터에 의해 선택적으로 통과되는 주파수의 유형을 나타내는, 저역 통과 필터, 고역 통과 필터, 대역 통과 필터 및 대역 저지 필터를 포함하는 몇 가지 일반적인 범주로 분류될 수 있다. 더 나아가, 필터는 이상적인 주파수 응답과 관련하여 필터가 제공하는 대역 모양 주파수 응답(주파수 차단 특성)의 유형을 나타내는, 버터워스(Butterworth), 체비세프(Chebyshev), 역 체비세프 및 타원(Elliptic)과 같은 유형에 의해 분류될 수 있다.
마이크로파 필터는 일반적으로 2개의 회로 구성 블록: 한 주파수 f0에서 매우 효율적으로 에너지를 저장하는 다수의 공진기 블록; 및 여러 개의 단(stage) 또는 폴(pole)을 형성하기 위해 공진기들 사이의 전자기 에너지를 결합하는 결합 블록을 사용하여 구성된다. 예를 들어, 4폴 필터는 4개의 공진기를 포함할 수 있다. 주어진 결합의 강도는 그 리액턴스(즉, 인덕턴스 및/또는 용량)에 의해 결정된다. 결합의 상대 강도는 필터 모양을 결정하고, 결합의 토폴로지는 필터가 대역 통과 기능을 수행하는지 대역 저지 기능을 수행하는지 결정한다. 공진 주파수 f0는 각 공진기의 인덕턴스 및 용량에 의해 주로 결정된다. 종래의 필터 설계의 경우에, 필터가 활성화되는 주파수는 필터를 구성하는 공진기의 공진 주파수에 의해 결정된다. 각 공진기는 위에서 설명된 이유로 필터의 응답이 날카롭고 매우 선택적일 수 있게 하기 위해 매우 낮은 내부 저항을 가져야 한다. 낮은 저항에 대한 이러한 요구사항은 주어진 기술에 대해 공진기의 크기 및 비용을 높이는 경향이 있다.
사용된 필터의 유형은 흔히 소기의 사용 목적에 따라 좌우된다. 통신 애플리케이션에서, 대역 통과 필터는 통상적으로 하나 이상의 미리 정의된 대역을 제외한 모든 대역에서 RF 신호를 걸러내거나 차단하기 위해 셀룰러 기지국 및 기타 전기통신 장비에서 사용된다. 예를 들어, 이러한 필터는 전형적으로 기지국 또는 전기통신 장비 내의 수신기의 컴포넌트에 해를 끼칠 수 있는 잡음 및 기타 원하지 않는 신호를 걸러내기 위해 수신기 프런트-엔드(front end)에서 사용된다. 날카롭게 정의된 대역 통과 필터를 바로 수신기 안테나 입력에 배치하는 것은 흔히, 원하는 신호 주파수 근처의 주파수에서의 강한 간섭 신호로부터 비롯된 다양한 역효과를 없앨 것이다. 수신기 안테나 입력에 있는 필터의 위치 때문에, 삽입 손실은 잡음 지수를 떨어뜨리지 않도록 매우 낮아져야 한다. 대부분의 필터 기술에서, 낮은 삽입 손실의 달성은 이에 대응하는 필터 경사도 또는 선택도의 절충을 요구한다.
상업용 전기통신 애플리케이션에서, 흔히, 고정된 주파수 스펙트럼이 최대 가능한 수의 주파수 대역으로 나누어질 수 있게 함으로써, 고정된 스펙트럼 내에서 맞춰질 수 있는 실제 사용자 수를 증가시키기 위해, 협대역 필터를 사용하여 최소 가능 통과 대역을 걸러내는 것이 바람직하다. 특히 가장 중요한 것은 아날로그 셀룰러 통신을 위한 800-900 MHz 및 개인 휴대 통신 서비스(PCS)를 위한 1,800-2,200 MHZ 범위의 주파수 범위이다. 무선 통신의 극적인 증가로, 이러한 필터링은 점점 더 적대적인 주파수 스펙트럼에서 고도의 선택도(작은 주파수 차이에 의해 분리된 신호들을 구별하는 능력) 및 감도(약한 신호를 수신하는 능력)를 제공해야 한다.
역사적으로, 필터는 보통의 도체; 즉, 초전도체가 아닌 도체를 사용하여 제조되었다. 이들 도체는 고유 손실을 갖고, 결과적으로, 이들 도체로 형성된 회로는 다양한 손실도를 갖는다. 공진 회로의 경우에, 손실은 특히 중요하다. 장치의 양호도(Q)는 전력 낭비 또는 손실의 척도이다. 예를 들어, 높은 Q를 갖는 공진기는 손실이 적다. 마이크로스트립 또는 스트립라인 구성으로 보통의 금속으로 제조된 공진기 회로는 전형적으로 기껏해야 400 정도의 Q를 갖는다. 1986년의 고온 초전도성의 발견으로, 고온 초전도체(HTS) 물질로 전기 장치를 제조하는 시도가 이루어졌다. HTS의 마이크로파 특성은 그 발견 이후로 상당히 개선되었다. 에피택셜 초전도체 박막은 이제 일상적으로 형성되고, 상업적으로 이용 가능하다.
현재, 가능한 한 작은 마이크로스트립 협대역 필터가 요구되는 다수의 애플리케이션이 있다. 이것은 매우 높은 공진기 Q를 갖는 작은 크기의 필터를 얻기 위해 HTS 기술이 사용되고 있는 무선 애플리케이션에서 특히 그러하다. 요구된 필터는 흔히, 몇 개의 교차 결합과 함께 아마 12개 이상의 공진기를 가져서 상당히 복잡하다. 또한, 사용 가능한 기판의 이용 가능한 크기는 일반적으로 제한된다. 예를 들어, HTS 필터에 이용 가능한 웨이퍼는 일반적으로 단지 2 또는 3 인치의 최대 크기를 갖는다. 따라서, 고품질 성능을 유지하면서 가능한 한 작은 필터를 달성하는 수단이 매우 바람직하다. 협대역 마이크로스트립 필터(예를 들어, 2 퍼센트 정도의 대역폭, 하지만 더욱 특별히 1 퍼센트 이하의 대역폭)의 경우에, 이 크기 문제는 아주 심각해질 수 있다.
크기 및 손실 고려사항 이외에, 본 발명에 특히 관련된 것은 마이크로파 및 RF 증폭기 설계에서 점점 더 중요해진 상호 변조 왜곡(intermodulation distortion: IMD)의 최소화이다. IMD는 상이한 주파수의 2개 이상의 신호가 비선형 장치의 입력에 존재할 때 발생하는 바람직하지 않은 현상으로서, 이로 인해 필터의 원하는 고조파와 다른 주파수에서 스퓨리어스(spurious) 방사를 발생시킨다. 상호 변조 기생신호의 주파수는 원래의 입력 신호의 주파수에 수학적으로 관련되고, mf1±nf2 방정식에 의해 계산될 수 있는데, f1은 제1 신호의 주파수이고, f2는 제2 신호의 주파수이며, m,n=0,1,2,3,...이다. 상호 변조 기생신호는 다양한 차수로 발생되는데, 왜곡 기생신호의 차수는 m+n의 합에 의해 주어진다.
도 1에 도시된 바와 같이, f1 및 f2에서의 2개의 기본 신호의 2차 상호 변조 기생신호는 f1+f2, f2-f1, 2f1 및 2f2에서 발생할 것이고, f1 및 f2에서의 2개의 신호의 3차 상호 변조 기생신호는 2f1+f2, 2f1-f2, f1+2f2, f1-2f2(또는 2f1±f2 및 2f2±f1), 3f1 및 3f2에서 발생할 것이며, 2f1은 f1의 제2 고조파이고, 2f2는 f2의 제2 고조파이며, 3f1은 f1의 제3 고조파이고, 3f2는 f2의 제3 고조파이다. 대역 통과 필터링이 대역내 성능에 영향을 미치지 않고 원하지 않는 상호 변조 기생신호의 대부분을 제거하는 효과적인 수단일 수 있지만, 3차 상호 변조 기생신호 2f1-f2, 2f2-f1은 도 1에 도시된 바와 같이, 일반적으로 기본 신호 f1, f2에 너무 가까워서 걸러낼 수 없다. 상호 변조 기생신호가 통과 대역 내에 있는 경우에, 필터링은 불가능해진다.
실제 예로서, 2개 이상의 송신기로부터의 강한 신호가 수신기의 입력에 존재할 때, 통상적으로 전화 시스템의 경우에서처럼, IMD 기생신호가 발생될 것이다. 이러한 원하지 않는 IMD 기생신호의 레벨은 수신된 전력 및 수신기/전치 증폭기의 선형성의 함수이다. 일반적인 규칙으로서, 2차 상호 변조 기생신호는 입력 신호의 제곱의 비율로 증가할 것이고, 3차 상호 변조 기생신호는 입력 신호의 세제곱의 비율로 증가할 것이다. 그러므로, 2차 상호 변조 기생신호는 입력 신호의 제곱에 비례한 진폭을 갖는 반면, 3차 상호 변조 기생신호는 입력 신호의 세제곱에 비례한 진폭을 갖는다.
그러므로, 크기가 같은 2개의 입력 신호가 각각 1 dB씩 상승하면, 2차 상호 변조 기생신호는 2 dB씩 상승할 것이고, 3차 상호 변조 기생신호는 3 dB씩 상승할 것이다. 그러므로, 3차 상호 변조 기생신호의 레벨이 (일반적으로 지배적인) 더 낮은 차수의 상호 변조 기생신호에 비해 처음에 매우 작더라도, 3차 상호 변조 기생신호는 빠른 속도로 증가된다. 그러므로, 증폭기와 같은 비선형 장치의 전력 처리를 증가시키고자 시도할 때, 관심 있는 통과 대역에 가장 가까운 3차 상호 변조 기생신호(즉, 2f1-f2, 2f2-f1)가 가장 큰 문제다.
상호 변조 기생신호의 기하급수적 효과는 장치가 선형 영역에 있는 한은 유효할 것이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 장치는 장치의 출력이 입력에 관해 비선형으로 되는 지점에서 압축에 들어간다. 기본 신호, 2차 상호 변조 기생신호 및 3차 상호 변조 기생신호의 출력 레벨이 입력 레벨에 대해 그려진 경우에, 이들은 이론적으로는 2차 및 3차 상호 변조 기생신호가 기본 신호를 방해하는 지점에 있을 수 있다. 이들 지점은 각각 2차 인터셉트(intercept) 지점(SOI) 및 3차 인터셉트 지점(TOI; 또한 IP3로도 알려져 있음)으로 알려져 있다. 실제로, 장치는 인터셉트 지점에 도달하기 훨씬 이전에 포화할 것이기 때문에, 이것은 비현실적인 조건이라는 것을 아는 것이 중요하다. 인터셉트 지점이 발생하는 입력 전력 레벨은 IP 값이라 칭해진다. IMD 기생신호의 전력 의존도의 지수가 n인 경우에, IP 값은 IPn으로 표시된다. 예를 들어, 2차 IMD 기생신호의 경우에, IP 값은 IP2이고, 3차 IMD 기생신호의 경우에, IP 값은 IP3이다. IMD 인터셉트 지점의 개념은 장치의 IMD 성능의 정량화를 돕기 위해 개발된 것으로, IMD 성능은 IP 값이 높아짐에 따라 개선된다.
다수의 초전도 필터에서 단지 작은 손실이 발생할 뿐이지만, 이러한 필터는 본질적으로 비선형이고, 이것은 소정의 요구가 많은 애플리케이션에게는 너무나 작은 값인 그러한 값으로 예를 들어, 기지국 수신기의 IP 값을 제한할 수 있다. 예를 들어, 때때로 종래의 초전도 필터는 기지국이 그외 다른 셀룰러/PCS 서비스 제공자용의 강한 특수 이동 무선(SMR) 송신기와 동일 장소에 배치되는 무선 전기통신 네트워크에서 효과적으로 사용될 수 없는데, 그 이유는 이들 다른 시스템으로부터의 대역 외 신호의 전력 레벨이 너무 높아서, 수신기 감도를 감소시키는 IMD를 초래할 수 있기 때문이다. 결과적으로, 초전도 필터는 원하지 않는 대역 외 신호를 적절하게 걸러낼 수 없다.
필터의 성능은 또한 공진기 및 필터의 제조 과정 변화로 변경된다. 몇몇 필터가 경쟁 시스템의 대역 외 신호방식을 걸러내기 위해 요구된 필터링 능력을 달성하도록 제조될 수 있긴 하지만, 이들의 다수는 이러한 애플리케이션에 실패할 것이고, 따라서 테스트하는 동안에 골라내져서, 낮은 필터 제조 수율을 초래할 수 있다. HTS 기술과 관련하여, RF 필터의 비선형성, 따라서 필터에 의해 나타난 IMD는 필터의 크기를 증가시킴으로써 최소화될 수 있다. 그러나, 위에서 설명된 바와 같이, HTS 필터의 크기는 가능한 한 최소화되는 것이 바람직하다. 그러므로, 필터의 크기를 거의 증가시키지 않고 필터의 IMD를 최소화(따라서, IP 값을 최대화)할 필요가 있다.
본 발명의 한 실시양상에 따르면, 무선 주파수(RF) 대역 저지 필터를 구성하는 방법이 제공된다. 한 실시예에서, 대역 저지 필터는 박막 준집중(quasi-lumped) 소자 구조(예를 들어, 고온 초전도체(HTS) 물질로 이루어짐)를 포함할 수 있는데, 그외 다른 유형의 필터가 대역 저지 필터를 위해 사용될 수 있다.
방법은 입력 및 출력을 갖는 신호 전송 경로를 포함하는 대역 저지 필터, 입력과 출력 사이에 신호 전송 경로를 따라 배치된 다수의 공진 소자, 및 공진 소자의 각각의 주파수에 대응하는 다수의 전송 영점을 갖는 저지 대역을 형성하기 위해 공진 소자를 함께 결합시키는 다수의 비공진 소자를 설계하는 단계를 포함한다. 한 실시예에서, 4개의 공진기가 사용되는데, 예를 들어, 2개, 8개, 16개 등과 같은 임의의 수의 다수의 공진기가 사용될 수 있다.
방법은 다수의 필터 솔루션을 생성하기 위해 신호 전송 경로를 따라 공진 소자가 배치되는 순서를 변경하는 단계, 필터 솔루션의 각각에 대한 성능 파라미터를 계산하는 단계, 및 성능 파라미터를 서로 비교하는 단계를 더 포함한다. 한 예시적인 방법에서, 성능 파라미터는 상호 변조 왜곡 성능 파라미터(예를 들어, 3차 IMD 또는 3차 인터셉트)이다. 방법은 계산된 성능 파라미터의 비교에 기초하여 필터 솔루션 중의 하나를 선택하는 단계, 및 선택된 필터 솔루션을 사용하여 대역 저지 필터를 구성하는 단계를 더 포함한다.
한 방법에서, 비공진기 소자는 공진기 소자에 병렬 및 직렬로 결합된 어드미턴스 인버터(admittance inverter)의 형태를 취한다. 이 경우에, 각 필터 솔루션의 결합 행렬 표현이 생성되고, 각 필터 솔루션에 대한 성능 파라미터는 각각의 결합 행렬 표현으로부터 계산된다. 필터 설계는 공진기 소자에 병렬로 결합된 비공진 소자들 사이에 각각 있는 노드들, 공진 소자들에 직렬로 결합된 비공진 소자들과 공진기 소자들 사이에 각각 있는 노드들, 및 입력과 출력에 있는 노드들을 포함하고, 결합 행렬의 각 차원은 노드들을 포함한다. 이 경우에, 방법은 각각의 결합 행렬을 가장 단순한 형태로 축소하는 단계, 및 축소된 결합 행렬들이 서로에 관해 다른지 판정하는 단계를 더 포함한다. 이러한 방식으로, 필터 솔루션은 고유한 것으로 확인될 수 있다. 다른 방법에서, 2개의 대역 저지 필터는 각 저지 대역들 사이에 통과 대역을 생성하는 방식으로 함께 결합될 수 있다.
본 발명의 다른 실시양상에 따르면, 무선 주파수(RF) 대역 저지 필터가 제공된다. 한 실시예에서, 대역 저지 필터는 박막 준집중 소자 구조(예를 들어, 고온 초전도체(HTS) 물질로 이루어짐)를 포함할 수 있는데, 그외 다른 유형의 필터가 대역 저지 필터를 위해 사용될 수 있다.
대역 저지 필터는 저지 대역을 형성하기 위해 함께 결합된 다수의 공진 소자를 포함한다. 공진 소자 중의 최소한 2개는 필터의 3차 IMD 성분이 저지 대역에 대해 비대칭이 되도록, 서로 다른 3차 IMD 성분(예를 들어, 3차 IMD 기생신호 2f2-f1 및 2f1-f2)을 갖는다. 공진기 소자는 IMD 성분이 비대칭이 되도록, 예를 들어 최소한 한 파장만큼 서로 다른 전송 선로를 가질 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시양상에 따르면, RF 네트워크가 제공된다. 필터 네트워크는 통과 대역을 생성하도록 구성된 대역 통과 필터, 및 저지 대역을 형성하기 위해 함께 결합된 다수의 공진 소자를 포함하는 대역 저지 필터를 포함한다. 한 실시예에서, 대역 저지 필터는 박막 준집중 소자 구조(예를 들어, 고온 초전도체(HTS) 물질로 이루어짐)를 포함할 수 있는데, 그외 다른 유형의 필터가 대역 저지 필터를 위해 사용될 수 있다.
공진 소자 중의 최소한 2개는 3차 IMD 성분이 저지 대역에 대해 비대칭이 되도록, 서로 다른 3차 IMD 성분(3차 IMD 기생신호 2f2-f1 및 2f1-f2)을 갖는다. 한 실시예에서, 통과 대역에 가장 가까운 3차 IMD 성분이 감소된다(예를 들어, 최소한 10 dB). 공진기 소자는 IMD 성분이 비대칭이 되도록, 예를 들어 최소한 한 파장만큼 서로 다른 전송 선로를 가질 수 있다. 다른 실시예에서, 필터 네트워크는 또 다른 저지 대역을 형성하기 위해 함께 결합된 또 다른 다수의 공진 소자를 포함하는 또 다른 대역 저지 필터를 더 포함한다. 또 다른 공진 소자 중의 최소한 2개는 또 다른 3차 IMD 성분이 또 다른 저지 대역에 대해 비대칭이 되도록, 서로 상이한 또 다른 3차 IMD 성분을 갖는다. 이 경우에, 대역 통과 필터 및 또 다른 대역 저지 필터는 통과 대역의 가장자리들 중의 다른 하나를 날카롭게 하는 방식으로 함께 결합된다.
도면은 본 발명의 실시예의 설계 및 효용을 도시한 것으로, 도면에서 유사한 소자는 공통 참조 번호로 표시된다.
도 1은 종래의 필터에 의해 발생된 상호 변조 왜곡(IMD) 기생신호의 도면.
도 2는 종래의 필터의 IMD 성분과 기본 신호 사이의 인터셉트 지점을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따라 구성된 통신 시스템을 도시한 블록도.
도 4는 도 3의 통신 시스템에서 사용된 대역 저지 필터의 한 표현을 도시한 블록도.
도 5는 본 발명에 따라 구성된 도 4의 대역 저지 필터의 다른 표현을 도시한 블록도.
도 6은 도 5의 대역 저지 필터의 결합 행렬 표현.
도 7은 예시적인 결합 값으로 채워진 도 6의 결합 행렬.
도 8은 도 7의 결합 행렬에 따라 구성된 도 5의 대역 통과 필터로부터 출력된 기본 신호의 주파수 응답을 도시한 도면.
도 9a-9h는 각각 공진기 행렬 블록(상), 노드 전류의 주파수 응답(중) 및 축소된 결합 행렬(하)을 도시한 것으로, 상이한 공진기 순서가 도 5의 대역 저지 필터 내에서 사용됨.
도 10a 및 10b는 각각 축소된 결합 행렬(상), 공진기 내의 전류의 주파수 응답(좌) 및 기본 신호와 삼차 IMD의 주파수 응답을 도시한 것으로, 특정 공진기 순서가 도 5의 대역 저지 필터 내에서 사용됨.
도 11은 860 MHz 및 2 MHz 대역폭에서 설계된 도 5의 대역 저지 필터의 계산된 주파수 응답.
도 12는 공진기들이 동일한 도 11의 대역 저지 내의 공진기 전류의 계산된 주파수 응답.
도 13은 공진기들이 동일한 도 11의 대역 저지 내의 공진기 전력의 계산된 주파수 응답.
도 14는 제2 공진기가 수정된 도 11의 대역 저지 내의 공진기 전력의 계산된 주파수 응답.
도 15는 기본 신호, 동일한 공진기들을 사용하는 IMD, 및 제2의 수정된 공진기를 사용하는 IMD의 계산된 주파수 응답.
도 16은 도 5의 대역 저지 필터 중의 2개를 사용하여 구성된 대역 통과 필터의 회로도.
도 17은 도 16의 대역 통과 필터에서 사용된 대역 저지 필터의 IMD의 측정된 주파수 응답.
도 3과 관련하여, 본 발명에 따라 구성된 무선 주파수(RF) 통신 시스템(200)의 한 실시예가 이제 설명된다. 통신 시스템(200)은 예를 들어, 기지국에서 사용될 수 있다. 통신 시스템(200)은 일반적으로 프런트 엔드 수신기 시스템(202), 송신 시스템(204), 및 수신기 및 송신 시스템(202, 204)에 의해 공유된 안테나(206)를 포함한다.
수신기 시스템(202)은 안테나(206)에 의해 수신된 RF 신호(210)를 필터링하는 필터 네트워크(208), 및 필터링된 RF 신호(210)를 필터 네트워크(208)로부터 수신하는 수신기(212)를 포함한다. 필터 네트워크(208)는 수신기(212)의 동작 주파수의 외부에 위치한 간섭 신호(전형적으로, 그외 다른 통신 시스템에 의해 송신된 RF 신호, 및 송신 시스템(204)에 의해 발생된 동일 위치의 송신 신호를 포함함)를 걸러내면서, 지정된 통과 대역 내의 수신된 RF 수신호(210)를 수신기(212)에 선택적으로 전달하기 위해 사용된다.
송신 시스템(204)은 RF 신호(216)를 생성하는 송신기(214), 및 송신기(214)에 의해 생성된 RF 신호를 필터링하여 이들 필터링된 RF 신호를 안테나(206)에 송신하는 필터 네트워크(218)를 포함한다. 필터 네트워크(218)는 지정된 통과 대역 내의 송신 신호(216)를 안테나(206)를 통해 다른 수신기(도시 생략), 예를 들어 휴대 전화에 선택적으로 전달하기 위해 사용된다. 안테나가 수신 및 송신 신호에 의해 공유되지 않을 때, 분리된 안테나(도시 생략)가 각각의 신호를 위해 사용될 수 있다.
수신기 시스템(202)의 필터 네트워크(208)는 비(non)-초전도 필터(202) 및 초전도 필터(222), 양호하게 고온 초전도(HTS) 필터를 포함한다. 비 초전도 필터(220)의 입력은 안테나(206)로부터 RF 신호(210)를 수신한다. 비 초전도 필터(220)의 출력은 초전도 필터(222)의 입력에 결합되고, 초전도 필터(222)의 출력은 수신기(212)에 결합된다. 그러므로, 비 초전도 필터(220)는 수신된 RF 신호(210)가 초전도 필터(222)에 의해 필터링되기 전에, 수신된 RF 신호(210)를 미리 필터링한다.
비 초전도 필터(220)는 통신 시스템(200)의 총 수신 주파수 범위 내의 통과 대역 내에서 수신된 RF 신호(210)를 통과시키도록 동조된 대역 통과 필터이다(예를 들어, AMPS(Advanced Mobile Phone Service) 표준을 사용하면, 수신 주파수 범위는 대략 824 MHz 내지 849 MHz이다). 초전도 필터(222)는 또한 대역 통과 필터이지만, 비 초전도 필터(220)의 통과 대역 내에 위치한 통과 대역 내에서 비 초전도 필터(220)로부터의 미리 필터링된 신호를 통과시키도록 동조된다. 이러한 방식으로, 비 초전도 필터(220)는 간섭 신호가 초전도 필터(222) 내로 입력되기 전에 간섭 신호를 걸러내는 반면, 초전도 필터(220)는 날카로운 주파수 선택도를 수신기(212)에 제공한다.
송신 시스템(204)의 필터 네트워크(218)는 비 초전도 필터(2224) 및 초전도 필터(226), 양호하게 고온 초전도(HTS) 필터를 포함한다. 초전도 필터(226)는 송신기(214)에 의해 발생된 RF 신호를 수신한다. 초전도 필터(226)의 출력은 비 초전도 필터(224)의 입력에 결합되고, 비 초전도 필터(224)의 출력은 안테나(226)에 결합된다. 그러므로, 초전도 필터(226)는 송신 RF 신호가 비 초전도 필터(224)에 의해 필터링되기 전에 이들 송신 RF 신호를 미리 필터링한다.
비 초전도 필터(224)는 통신 시스템(200)의 총 송신 주파수 범위 내의 통과 대역 내에서 수신된 RF 신호(210)를 통과시키도록 동조된 대역 통과 필터이다(예를 들어, AMPS(Advanced Mobile Phone Service) 표준을 사용하면, 송신 주파수 범위는 대략 869 MHz 내지 894 MHz이다). 초전도 필터(226)는 원하는 송신 주파수의 바로 밖에 있는 송신 신호를 잘라내거나 저지한 다음에, 나머지 신호를 비 초전도 필터(224)에 통과시키도록 동조된 노치(notch) 또는 대역 저지 필터이다. 초전도 필터(226)는 낮은 송신 통과 대역 가장자리 및/또는 높은 송신 대역 통과 가장자리에 가까운 송신 신호를 잘라낼 수 있다. 2개의 초전도 필터는 송신 신호가 낮은 송신 통과 대역 가장자리 및 높은 송신 대역 통과 가장자리 둘 다에서 잘라내질 경우에 사용될 수 있다. 통과 대역 바로 밖에 있는 주파수의 신호를 잘라내거나 저지하도록 초전도 필터(226)(또는 필터들)를 동조시킴으로써, 초전도 필터(226)는 휴대 전화 기지국 송신기에서 사용된 전형적인 대역 통과 필터의 동일한 고전력 특성을 가질 필요가 없다. 결과적으로, 필터 네트워크(218)는 통과 대역 가장자리들 중의 최소한 하나의 가장자리 내에서 개선된 손실 성능을 나타낼 수 있다.
통신 시스템에서 비 초전도체와 초전도체의 결합 사용을 설명하는 추가 상세는 U.S. 특허 출원 공고 제2005-0164888호에서 설명된다. 다음 설명은 필터의 물리적 크기를 거의 증가시키지 않고 (도 3과 관련하여 위에서 설명된 초전도 필터(226)와 같은) 대역 저지 또는 노치 필터의 상호 변조 왜곡(IMD), 따라서 삼차 인터셉트 지점(IP3)을 개선하는 방법에 관한 것이다.
도 4 및 5와 관련하여, 이들 특성을 갖는 대역 저지 필터(10)를 설계하는 한 예시적인 방법이 이제 설명된다. 이 방법에서, 대역 저지 필터(10)는 대역 저지 필터(10)의 결합 행렬 표현을 먼저 작성함으로써 설계될 수 있다. 명백하게, 결합 행렬 표현은 S.Amari 저의 "Synthesis of Cross-Coupled Resonator Filters Using an Analytical Gradient-Based Optimization Technique", IEEE Trans. Microwave Theory $ Tech., Vol.48, No.9, 1559-1564 페이지(2000년 9월)에 나타낸 바와 같이, 매우 복잡한 대역 통과 필터의 설계 시에 매우 강력한 도구가 되었다. 결합 행렬 표현은 또한 저역 통과 및 고역 통과 필터에 훌륭하게 적용되었지만, 노치 또는 대역 저지 필터에까지 그렇게 광범위하게 적용되지는 못했다.
노치 또는 대역 저지 필터는 종래에 임피던스 인버터(K) 및 션트(shunt) 리액턴스 공진기(X)를 사용하여 설계되었다. 특히, 도 4에 도시된 바와 같이, 대역 저지 필터(10)의 한 표현은 일반적으로 (1) 입력(14)(S로 표시) 및 출력(16)(L로 표시)을 갖는 신호 송신 경로(12); (2) 신호 송신 경로(12)를 따라 직렬로 배치된 다수의 노드(18)(이 경우에, 각각 1-4로 표시된 4개의 노드); (3) 각각의 노드(18)와 접지 사이에 결합된 다수의 공진 소자(20)(이 경우에, 각각 X1, X2, X3 및 X4로 표시된 4개의 션트 리액턴스 공진기); 및 (4) 노드들(18)이 각각 비공진 소자들(22) 사이에 있도록, 입력(14)과 출력(16) 사이에 직렬로 결합된 다수의 비공진 소자(22)(이 경우에, 각각 K01, K12, K23, K34 및 K45로 표시된 5개의 임피던스 인버터)를 포함한다.
필터(10)를 실현하기 위해, 도 4에 도시된 표현은 도 5에 도시된 일반화된 표현으로 확장될 수 있는데, 직렬 소자는 어드미턴스 인버터(J)이고, 공진기는 션트 서셉턴스(B)로 표현된다. 특히, 대역 저지 필터(10)의 이 표현은 일반적으로 (1) 입력(54)(S로 표시) 및 출력(56)(L로 표시)을 갖는 신호 전송 경로(52); (2) 신호 전송 경로(52)를 따라 배치된 다수의 비공진 노드(58)(이 경우에, 각각 1-4로 표시된 4개의 노드); (3) 각각의 비공진 노드(58)와 접지 사이에 배치된 다수의 공진 노드(60)(이 경우에, 각각 5-8로 표시된 4개의 노드); (4) 각각의 비공진 노드(58)와 접지 사이에 결합된 다수의 공진 소자(62)(이 경우에, 각각 B1 R, B2 R, B3 R 및 B4 R로 표시된 4개의 션트 리액턴스 공진기); (5) 비공진 노드들(58)이 각각 비공진 소자들(64) 사이에 있도록, 입력(54)과 출력(56) 사이에 직렬로 결합된 제1의 다수의 비공진 소자(64(1))(이 경우에, 5개의 어드미턴스 인버터(J01, J12, J23, J34 및 J45)); (6) 각각의 비공진 노드(58)와 각각의 공진 노드(60) 사이에서 공진 소자(62)와 직렬로 결합된 제2의 다수의 비공진 소자(64(2))(이 경우에, 4개의 어드미턴스 인버터(J1, J2, J3 및 J4)); 및 (7) 각각의 입력(54), 비공진 노드(58) 및 출력(56)과 접지 사이에 공진 소자(62)와 병렬로 결합된 제3의 다수의 비공진 소자(64(3))(이 경우에, 6개의 서셉턴스(BS N, B1 N, B2 N, B3 N, B4 N 및 BL N))를 포함한다.
도시된 방법에서, 신호 전송 경로(52)는 전송 선로의 형태를 취하고, 공진 소자(60)는 인덕터 및 캐패시터와 같은 준집중 소자 전기 컴포넌트, 및 특히, 평면 나선형 구조, 지그재그 뱀형 구조, 단일 코일 구조 및 이중 코일 구조와 같은 박막 준집중 구조물이다. 이러한 구조물은 저손실 기판상에 캐패시터 및 인덕터를 형성하도록 패터닝되는 박막 에피택셜 고온 초전도체(HTS)를 포함할 수 있다. 고온 초전도체 준집중 소자 필터를 설명하는 추가 상세는 U.S. 특허 제5,616,539호에서 설명된다.
도 6은 도 5에 나타낸 바와 같은 필터(10)의 결합 행렬 표현을 도시한 것이다. 도시된 바와 같이, 노드 S, 1-8 및 L은 행렬 표현의 왼쪽과 위쪽에 있고, 각 노드들 사이의 결합 값(서셉턴스 값(B) 및 어드미턴스 인버터 값(J))이 결합 행렬 표현의 대부분을 형성한다. 결합 행렬 표현이 상반적이기 때문에, 행렬 표현의 대각선 아래의 값은 "0"으로 설정된다.
도 6에 도시된 결합 행렬 표현은 다음과 같이 나타낸 4개의 행렬 블록으로 나누어질 수 있다:
Figure pct00001
여기에서, m(C)는 비공진 소자에 대한 서셉턴스 값(B1 N, B2 N, B3 N 및 B4 N) 및 비공진 소자에 대한 어드미턴스 인버터 값(J12, J23, J34 및 J45)을 포함하는 비공진 행렬 블록이고; m(Q)는 비공진 소자에 대한 어드미턴스 인버터 값(J1, J2, J3 및 J4)을 포함하는 비공진 행렬 블록이며; m(R)은 공진 소자에 대한 서셉턴스 값(B1 R, B2 R, B3 R 및 B4 R)을 포함하는 공진 행렬 블록이다. 관례대로, 행렬 표현의 값은 -1 내지 1의 주파수 범위로 정규화된다.
도 7의 결합 행렬 표현에서 제공된 예시적인 값을 사용하면 도 8에 도시된 주파수 응답이 생성되는데, 도 8은 주파수 응답의 입력 반사 계수 S11 및 주파수 응답의 순방향 전송 계수 S21를 도시한 것이다. 이 필터 응답은 다음 방정식에 따라 모델링되었다:
Figure pct00002
여기에서, S11은 필터의 입력 반사 계수이고, S21은 순방향 전송 계수이며, s는 정규화 주파수이고, F 및 P는 일반화된 복소 주파수 s의 N차 다항식(N은 공진 소자의 수임)이고, ε은 동등한 리플 반사 손실을 정의하는 상수이다. 계수 S11 및 S21의 각각은 분자가 N차를 갖기 때문에, N개까지의 영점을 가질 수 있다. 계수 S11 및 S21 둘 다가 모두 N개의 영점을 가질 때, 필터 응답은 완전히 타원형으로 생각된다. 필터의 모델링을 설명하는 추가 상세는 Jia-Shen G. Hong 및 M.J. Lancaster 저의 "Microstrip Filters for RF/Microwave Application", Wiley-Interscience 2001에서 설명된다. 정규화 주파수, s=iw는 다음 방정식에 따라 실 주파수로 매핑될 수 있다:
Figure pct00003
여기에서, f는 실 주파수이고, fc는 중심 주파수이며, BW는 대역폭이다. 정규화 주파수의 실 주파수로의 변환을 설명하는 추가 상세는 G. Matthaei, L. Young 및 E.M.T. Jones 저의 "Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling structures", McGraw-Hill(1964)에서 설명된다.
도 8에서 알 수 있는 바와 같이, 비공진 소자(64)는 공진 소자(62)의 각 주파수에 대응하는 다수의 전송 영점(68)(이 경우에, 4개의 공진 소자(62)의 주파수에 각각 대응하는 4개의 전송 영점(68))을 갖는 저지 대역(66)을 형성하는 방식으로 공진 소자(62)를 결합한다. 이 특정 예에서, 전송 영점(68)은 정규화 주파수 범위 내에서 0.9286, 0.3944, -0.3944 및 -0.9286에 위치하게 됨으로써, -1 내지 1의 정규화 주파수 범위를 갖는 저지 대역(66)을 생성한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 필터 응답은 또한 -5와 5의 정규화 주파수 범위 상에서 볼 수 있는 한 쌍의 반사 영점(70)을 포함한다.
중요하게, 4개의 전송 영점(68)의 위치는 확장된 결합 행렬의 공진 행렬 블록 내에서 그대로 되풀이된다. 전송 영점(68)의 순서는 지정되지 않으므로, 한 부류의 감소된 솔루션은 어쩌면 공진 행렬 블록 내의 전송 영점(68)의 순서를 단순히 선택한 것일 수 있다. 즉, 4개의 공진 소자(62)의 주파수는 동일하게 유지될 수 있지만, 신호 전송 경로(52)를 따르는 그들의 순서는 변경될 수 있다. 아래에 설명되는 바와 같이, 최상의 성능을 달성하는 솔루션(즉, 공진 소자(62)의 배열)이 선택되어, 대역 저지 필터(10)를 물리적으로 구성하기 위해 사용될 수 있도록, 최소한 하나의 성능 파라미터(이 경우에, 3차 상호 변조 왜곡 성분)는 행렬 솔루션의 각각에 대해 계산될 수 있다. 확장된 결합 행렬 내의 나머지 결합 값은 이에 따라 수정되어, 공진 소자(62)의 각 순서에 대한 동일한 크기 필터 응답을 생성할 수 있다.
사용된 공진 소자(62)의 상이한 순서가 고유한 솔루션을 생성할 것이라는 것을 확인하기 위해, 상이한 공진 소자 순서에 대해 생성된 대응한 결합 행렬은 그들의 가장 단순한 형태로까지 축소될 수 있다. 특히, 도 6에 도시된 방식으로 생성된 결합 행렬 표현은 (2N+2)x(2N+2) 행렬 원소를 가질 것이고, 여기에서 N은 결합 행렬을 생성하기 위해 사용된 공진 소자(62)의 수이다. 이 경우에, 행렬 원소의 수는 ((2)(4)+2)x((2)(4)+2)=100이다.
도 7에 도시된 바와 같이, 확장된 결합 행렬은 행렬 원소의 다수가 0의 값을 갖는다는 점에서 비교적 희소 행렬이다. 표준 행렬 조작 처리를 사용하면, 확장된 결합 행렬은 (N+2)x(N+2)=(4+2)x(4+2)=36개의 행렬 원소를 갖는 행렬로 축소될 수 있다. 축소된 결합 행렬 내의 공진 주파수 값이 더 이상 전송 영점(68)의 위치와 상관하지 않으므로, 회로 실현시에 별로 쓸모가 없을지라도, 이들은 2개의 확장된 행렬이 단순히 동일한 솔루션으로 축소하지 않는다는 명백한 증거를 제공한다.
예를 들어, 도 9a-9h는 상이한 전송 영점 순서를 갖는 8개의 결합 행렬 표현의 정규화 주파수에 대해 그려진 (공진 노드 5-8에서의) 비공진 소자 J1-J4를 통해 흐르는 예상 전류 레벨을 도시한 것이다. 각각의 전류 플롯에 대해, 전송 영점의 순서는 그 위에 제공되고, 축소된 행렬은 그 아래에 도시된다. 알 수 있는 바와 같이, 노드 전류는 상이한 전송 영점 순서의 각각에 대해 서로 다르다. 명백하게, 2개의 행렬 사이에서, 동일한 주파수의 전송 영점에 대한 노드 전류는 전송 영점이 상이한 순서를 가지면 상이할 것이고, 전송 영점이 동일한 차수를 가지면 동일할 것이다. 이와 같이, 전송 영점은 독립적인 설계 파라미터로서 취급될 수 있다.
예를 들어, 도 9a에 도시된 공진기 순서 배열에서의 J1 전류 주파수 응답(노드 5) 및 J4 전류 주파수 응답(노드 8)은 도 9b에 도시된 공진기 순서 배열에서의 J1 전류 주파수 응답(노드 5) 및 J4 전류 주파수 응답(노드 8)과 동일한데, 그것은 두 배열의 제1 공진기 B1 R이 동일한 주파수(0.928596)를 갖고, 두 배열의 제4 공진기 B4 R이 동일한 주파수(-0.928596)를 갖기 때문이다. 이에 반해, 도 9a에 도시된 공진기 순서 배열에서의 J2 전류 주파수 응답(노드 6) 및 J3 전류 주파수 응답(노드 7)은 도 9b에 도시된 공진기 순서 배열에서의 J3 전류 주파수 응답(노드 6) 및 J3 전류 주파수 응답(노드 7)과 다른데, 그것은 두 배열의 제2 공진기 B2 R이 상이한 주파수(즉, 0.394362 및 -0.394362)를 갖고, 두 배열의 제3 공진기 B2 R이 상이한 주파수(즉, -0.394362 및 0.394362)를 갖기 때문이다.
Dahm T. 등 저의 "Analysis and Optimization of Intermodulation in High-Tc Superconducting Microwave Filter Design", IEEE Transactions on Applied Superconductivity, vol.8, No.4(1988년 12월), 149-157 페이지 및 U.S. 특허 제6,633, 208호에서 설명된 표준 기술을 사용하면, 계산된 노드 전류는 결합 행렬 표현에 따라 구성된 필터에 대한 원시 전력 처리 및 상호 변조 왜곡(IMD)을 예측하기 위해 사용될 수 있다.
도 10(a) 및 10(b)와 관련하여, 노드 전류 주파수 응답, 기본 신호 주파수 응답 및 IMD(3차) 주파수 응답은 상이한 공진기 순서를 갖는 2개의 확장된 결합 행렬에 대해 계산되었고, 대응하는 축소된 행렬과 함께 도시되었다. 대역 저지 필터(10)가 대역 통과 필터의 저주파 측을 형성하기 위한 노치 필터로 작용한다고 가정하면, 대역 저지 위의 각 공진기 주파수에 대한 3차 IMD 성분(및 특히, 2f2-f1 및 2f1-f2에서의 IMD)이 가장 중요할 것이다. 알 수 있는 바와 같이, 이들 IMD 성분의 값은 도 10(a)의 구성의 경우에는 각각 119 dBm 및 -128 dBm이고, 도 10(b)의 공진기 구성의 경우에는 각각 -117.3 dBm 및 -131 dBm이다.
이것으로부터 알 수 있는 바와 같이, 도 10(a)의 구성에서 사용된 공진기 배열은 필터를 물리적으로 구성할 때 선택될 수 있는데, 그것은 그 최악의 경우의 IMD가 도 10(b)의 구성에서 사용된 공진기 배열에 대한 최악의 경우의 IMD보다 낮기 때문이다. 그러므로, 몇 개의 필터 솔루션을 생성하기 위해 신호 전송 경로(52)를 따라 공진기 소자(60)가 배치되는 순서를 변경한 다음에, 필터 솔루션에 의해 밝혀진 IMD의 비교에 기초하여 대역 저지 필터(10)의 구성에 대한 최상의 필터 솔루션(예를 들어, 최상의 IMD(및 전력 처리)를 제공하는 것)을 선택하면, 필터에 대한 적당한 변경만으로 달성될 IMD(및 전력 처리) 성능의 상당한 개선이 이루어질 수 있다.
IMD 성능, 따라서 전력 처리 성능을 개선하기 위한 다른 방식은 대역 저지에 대해 비대칭인 3차 IMD 주파수 응답을 제공하는 방식으로 대역 저지 필터(10) 내의 공진기(60)를 독립적으로 설계하는 것이다. 이것은 도 3과 관련하여 위에서 설명된 바와 같이, 하나 또는 두 개의 대역 저지 필터(10)가 낮은 대역 통과 가장자리 및 높은 대역 통과 가장자리 중의 하나 또는 둘 다를 날카롭게 하기 위해 사용될 때 특히 유용하다. 중요하게, 저지 대역의 한쪽에서 요구된 IMD 성능은 저지 대역의 다른 쪽에서 요구된 IMD 성능만큼 중요하지 않을 수 있다. 예를 들어, 통과 대역에 가장 가까운 저지 대역 쪽에서 요구된 IMD 성능은 통과 대역에서 멀리 있는 저지 대역 쪽에서 요구된 IMD 성능보다 더 중요할 수 있다. 더욱이, 통과 대역의 한 쪽에서 요구된 IMD 성능은 통과 대역의 다른 쪽에서 요구된 IMD 성능만큼 중요하지 않을 수 있다. 예를 들어, 통과 대역의 낮은 쪽에서의 간섭과 대조적으로 신호를 걸러낼 필요가 있는 통과 대역의 높은 쪽에서 더 많은 간섭이 있을 수 있다.
한 예로서, 도 5에 도시된 저지 대역 필터(10)가 2 MHz 대역폭을 갖고 860 MHz에서 동작하도록 설계되었을 때, 필터의 입력 반사 계수 S11, 및 기본 신호에 대한 주파수 응답의 순방향 전송 계수 S21은 도 11에 도시된 바와 같이 계산되었다.
종래의 방식에서, 필터(10) 내의 공진기들(60)은 처음에 동일하게 설계되었고, 각각이 공진 주파수에서 반파장 전송 선로로 형성되었다. 각 공진기 내의 전류 흐름 및 전력은 1W 입력 신호 Pin에 응답하여 종래의 필터에 대해 계산되었다. 각 공진기 내의 계산된 전류는 도 12에 도시된 바와 같이, 주파수에 대해 그려졌다. 이와 유사하게, 각 공진기 내의 계산된 전력은 도 13에 도시된 바와 같이, 주파수에 대해 그려졌다. 도 12 및 13에 도시된 바와 같이, 전류 및 전력은 제2 공진기 B2 R에서 가장 높다.
특히, 각 공진기가 동일한 성능(예를 들어, 손실(Q) 및 IMD 성능)을 갖도록 종래의 필터 내의 공진기가 설계될지라도, 개별 공진기는 제조 동안에 몇 가지 변화를 경험할 수 있는데, 이들 변화는 바람직하게 여겨지지 않았다. 그러나, 새로운 기술에서, 필터(10) 내의 공진기(60) 중의 하나, 특히 제2 공진기 B2 R은 2 파장 전송 선로를 사용하여 수정되었다. 공진기를 생성하기 위해 사용된 전송 선로가 길수록, 공진기가 가질 전력 처리 능력이 더 크다는 것이 알려져 있다. 대안적으로, U.S. 특허 제6,026,311호에서 사용된 모든 공진기는 필터의 전력 처리 능력을 개선하기 위해 사용될 수 있다. 각 공진기 내의 전류 흐름 및 출력 전력은 1W 입력 신호 Pin에 응답하여 수정된 필터에 대해 계산되었다. 각 공진기 내의 계산된 전력은 도 14에 도시된 바와 같이, 주파수에 대해 그려졌다.
도 13의 공진기 전력과 도 14의 공진기 전력의 비교에 의해 알 수 있는 바와 같이, 수정된 필터 내의 제2 공진기 B2 R 내의 전력(도 14)은 종래의 필터 내의 제2 공진기 B2 R 내의 전력(도 13)에 비해 상당히 감소되었다. 수정된 필터 내의 나머지 공진기가 종래의 필터 내의 나머지 공진기와 동일하기 때문에, 이들 공진기 내의 전력은 종래의 필터 및 수정된 필터에 대해 거의 동일하다. 도 15에 도시된 바와 같이, 단순히 제2 공진기 B2 R 대신에 개선된 공진기를 사용하는 것은 -15.46 dBm에서 -31.03 dBm까지의 저지 대역의 높은 주파수 측에서의 IMD를 매우 개선할 수 있다. 그러므로, 이 저지 대역 필터가 통과 대역의 낮은 주파수 측에서 사용되는 경우에, 통과 대역의 낮은 주파수 측에서의 IMD는 상당히 감소될 것이다.
도 15에 도시된 결과는 평면의 고온 초전도(HTS) 구조를 사용하여 도 16에 도시된 대역 저지 필터(100) 세트를 제조함으로써 실험적으로 확인되었다. 대역 저지 필터(100) 세트는 2개의 대역 저지 필터: 종래의 대역 저지 필터(102(1)) 및 수정된 대역 저지 필터(102(2))를 포함하는데, 이 두 개의 필터는 임의의 웨이퍼-투-웨이퍼 변화를 없애기 위해 동일한 HTS 웨이퍼 상에 제조되었다. 대역 저지 필터(102(1), 102(2))는 명목상 동일한 순방향 전송 계수 S21를 갖는 주파수 응답을 갖도록 설계되었다. 그러나, 수정된 대역 저지 필터(102(1)) 내의 제2 공진기 B2 R은 나머지 공진기를 형성하기 위해 사용된 전송 선로 폭의 2.5배인 폭을 갖는 전송 선로로 형성되었다. 총체적인 3차 IMD에 대한 주파수 응답은 각각의 대역 저지 필터(102(1), 102(2))의 출력에서 측정되었고, 도 17에 도시된 바와 같이, 수정된 대역 저지 필터(102(1))의 높은 주파수 측에서의 3차 IMD는 종래의 대역 저지 필터(102(2))의 것보다 상당히 개선된다.
저지 대역 필터(10)를 설계하는 방법이 평면 HTS 필터에서 사용하기 위해 위에서 설명되었지만, 이 방법은 일반적으로, 공동(cavity) 필터, 동축(coaxial) 필터, 콤라인(comline) 필터, 에어라인(airline) 필터, 유전체 퍽(dielectric puck) 필터, MEMS(Micro Elecro-Mechanical Systems) 필터, SAW(Surface Acoustic Wave) 필터, FBAR(Film Bulk Acoustic Resonator) 필터, 벌크 탄성파(bulk acoustic wave) 필터 및 준집중 소자(quasi-lumped element) 필터를 포함하는(이에 제한되지는 않음) RF 필터의 임의의 실현 방법에 적용 가능하다.

Claims (20)

  1. 무선 주파수(RF) 대역 저지 필터를 구성하는 방법에 있어서,
    입력 및 출력을 갖는 신호 전송 경로를 포함하는 대역 저지 필터, 상기 입력과 상기 출력 사이에 상기 신호 전송 경로를 따라 배치된 다수의 공진 소자, 및 상기 공진 소자들의 각각의 주파수들에 대응하는 다수의 전송 영점을 갖는 저지 대역을 형성하기 위해 상기 공진 소자들을 함께 결합시키는 다수의 비공진 소자를 설계하는 단계;
    다수의 필터 솔루션을 생성하기 위해 상기 신호 전송 경로를 따라 상기 공진 소자들이 배치되는 순서를 변경하는 단계;
    상기 필터 솔루션들의 각각에 대한 성능 파라미터를 계산하는 단계;
    상기 성능 파라미터들을 서로 비교하는 단계;
    계산된 성능 파라미터들의 비교에 기초하여 상기 필터 솔루션들 중의 하나를 선택하는 단계; 및
    선택된 필터 솔루션을 사용하여 상기 대역 저지 필터를 구성하는 단계
    를 포함하는 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 대역 저지 필터 내의 공진 소자들의 수는 4개인 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 다수의 비공진 소자는 상기 공진 소자들과 병렬로 각각 결합된 비공진 소자들, 및 상기 공진 소자들과 직렬로 각각 결합된 비공진 소자들을 포함하는 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 비공진 소자들의 각각은 어드미턴스 인버터(admittance inverter)인 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  5. 제3항에 있어서, 상기 필터 솔루션들의 각각에 대한 결합 행렬 표현을 생성하는 단계를 더 포함하고, 상기 필터 솔루션들의 각각에 대한 성능 파라미터는 각각의 상기 결합 행렬 표현으로부터 계산되는 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 필터 설계는 상기 공진기 소자들에 병렬로 결합된 상기 비공진 소자들 사이에 각각 있는 노드들, 상기 공진기 소자들에 직렬로 결합된 상기 비공진 소자들과 상기 공진기 소자들 사이에 각각 있는 노드들, 및 상기 입력과 상기 출력에 있는 노드들을 포함하고, 상기 결합 행렬의 각 차원은 상기 노드들을 포함하는 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  7. 제6항에 있어서, 각각의 결합 행렬을 가장 단순한 형태로 축소하는 단계, 및 상기 축소된 결합 행렬들이 서로에 관해 다른지 판정하는 단계를 더 포함하는 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 대역 저지 필터는 박막 준집중(quasi-lumped) 소자 구조를 포함하는 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 박막 준집중 소자 구조는 고온 초전도체(high temperature superconductor: HTS)를 포함하는 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 성능 파라미터는 상호 변조(intermodulation) 왜곡 성능 파라미터인 RF 대역 저지 필터 구성 방법.
  11. 대역 통과 RF 필터의 성능을 개선하는 방법에 있어서,
    제1항의 대역 저지 필터를, 대역 통과 필터에 의해 생성된 통과 대역의 가장자리를 날카롭게(sharpen) 하는 방식으로 상기 대역 통과 필터에 결합하는 단계를 포함하는 대역 통과 RF 필터의 성능 개선 방법.
  12. RF 대역 저지 필터에 있어서,
    저지 대역을 형성하기 위해 함께 결합된 다수의 공진 소자를 포함하고,
    상기 공진 소자들 중의 최소한 2개는 상기 필터의 3차 상호 변조 왜곡(intermodulation distortion: IMD) 성분들이 상기 저지 대역에 대해 비대칭이 되도록, 서로 다른 3차 IMD 성분들을 갖는 RF 대역 저지 필터.
  13. 제12항에 있어서, 상기 3차 IMD 성분들은 3차 IMD 기생신호들(2f2-f1 및 2f1-f2)인 RF 대역 저지 필터.
  14. 제12항에 있어서, 상기 최소한 2개의 공진 소자들은 최소한 한 파장만큼 서로 다른 전송 선로들을 갖는 RF 대역 저지 필터.
  15. RF 필터 네트워크에 있어서,
    통과 대역을 생성하도록 구성된 대역 통과 필터; 및
    저지 대역을 형성하기 위해 함께 결합된 다수의 공진 소자를 포함하는 대역 저지 필터
    를 포함하고,
    상기 공진 소자들 중의 최소한 2개는 3차 IMD 성분들이 상기 저지 대역에 대해 비대칭이 되도록, 서로 다른 3차 IMD 성분들을 갖고,
    상기 대역 통과 필터 및 상기 대역 저지 필터는 상기 통과 대역의 가장자리들 중의 하나를 날카롭게 하는 방식으로 함께 결합되는 RF 필터 네트워크.
  16. 제15항에 있어서, 상기 3차 IMD 성분들은 3차 IMD 기생신호들(2f2-f1 및 2f1-f2)인 RF 필터 네트워크.
  17. 제15항에 있어서, 상기 최소한 2개의 공진 소자들은 최소한 한 파장만큼 서로 다른 전송 선로들을 갖는 RF 필터 네트워크.
  18. 제15항에 있어서, 상기 저지 대역 필터는 각 저지 대역의 반대 쪽에 제1 및 제2의 3차 상호 변조 성분들의 집합을 갖고, 상기 제1 상호 변조 성분 집합은 상기 제2 상호 변조 성분 집합보다 상기 통과 대역에 더 가깝고, 상기 제1 상호 변조 성분 집합은 상기 제2 상호 변조 성분 집합보다 더 낮은 RF 필터 네트워크.
  19. 제18항에 있어서, 상기 제1 상호 변조 성분 집합은 상기 제2 상호 변조 성분 집합보다 최소한 10 dB 낮은 RF 필터 네트워크.
  20. 제15항에 있어서,
    또 다른 저지 대역을 형성하기 위해 함께 결합된 또 다른 다수의 공진 소자를 포함하는 또 다른 대역 저지 필터를 더 포함하고,
    상기 또 다른 공진 소자들 중의 최소한 2개는 또 다른 3차 IMD 성분들이 또 다른 저지 대역에 대해 비대칭이 되도록, 서로 상이한 상기 또 다른 3차 IMD 성분들을 갖고,
    상기 대역 통과 필터 및 상기 또 다른 대역 저지 필터는 상기 통과 대역의 가장자리들 중의 다른 가장자리를 날카롭게 하는 방식으로 함께 결합되는 RF 필터 네트워크.
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