KR20090036534A - 성상 재배열을 이용한 데이터 전송 방법 - Google Patents

Abstract

HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)를 이용한 데이터 재전송 방법은 데이터 블록을 전송하는 단계, 상기 데이터 블록에 대한 재전송 요청 신호를 수신하는 단계, 상기 재전송 요청 신호에 따라 상기 데이터 블록을 구성하는 비트들 간의 교환 또는 역산을 통해 재맵핑한 재전송 블록을 생성하는 단계 및 상기 재전송 블록을 전송하는 단계를 포함한다.

Description

성상 재배열을 이용한 데이터 전송 방법{METHOD OF TRANSMITTING DATA USING CONSTELLATION REARRANGEMENT}

본 발명은 무선 통신에 관한 것으로 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 성상 재배열을 이용한 방법 및 장치에 관한 것이다.

최근 무선 통신은 높은 주파수 효율과 신뢰성있는 통신 요구 조건을 만족하도록 발전되고 있다. 불행히도, 페이딩 채널 환경과 다양한 원인에 기인하는 간섭에 의해 패킷 에러는 전체 시스템의 용량을 제한하고 있다.

FEC(Forward Error Correction)와 결합된 ARQ(Automatic Repeat Request) 프로토콜인 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)은 미래 신뢰성있는 통신을 위하 주요 기술 중 하나이다. HARQ 방식은 크게 두가지로 분류될 수 있다. 하나는 D. Chase, Code Combining: A maximum-likelihood decoding approach for combining an arbitrary number of noisy packets, IEEE Trans. on Commun., Vol. 33, pp. 593-607, May 1985, 에서 개시되는 HARQ-CC(Chase Combining)이다. 다른 하나는 HARQ-IR(Increment Redundancy)이다. HARQ-CC에서, 전송된 패킷을 디코딩하는 동안 수신기가 CRC(cyclic redundancy check)를 통해 에러를 검출하면, 동일한 변조 및 코딩을 갖는 동일한 패킷이 수신기로 재전송된다. 반면에, HARQ-IR는 코딩 이득을 얻기 위해 패리티 비트가 천공이나 반복을 통해 처리된 것과 같은 다른 패킷을 재전송한다.

MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템도 무선통신의 기대되는 연구 분야 중 하나이다. 공간 다이버시티(Spatial diversity)는 전송기와 수신기 양자에서의 다중 안테나 구성을 통해 추가적인 대역폭없이 시스템 용량을 크게 증가시키는 것으로 알려져 있다. 결과적으로 전송 다이버시티와 수신 다이버시티의 이익을 사용하기 위해 사용한 방식이 연구되고 있다.

본 출원인에 의해 출원된 PCT 국제출원 번호 제PCT/KR2007/003625호에 의해 개시되는 성상 재배열은 요소 비트들간의 본질적인 신뢰성의 차이를 평균화하여 추가적인 이득을 제공한다.

MIMO 시스템, HARQ 및 다중 변조와 같은 다양한 방식에 성상 재배열을 적용하여 시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 방법이 필요하다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 무선통신 시스템에서 성상 재배열을 수행하는 방법 및 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 다중 변조 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 성상 재배열을 수행하는 방법을 제공하는 데 있다.

일 양태에 있어서, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)를 이용한 데이터 재전송 방법은 데이터 블록을 전송하는 단계, 상기 데이터 블록에 대한 재전송 요청 신호를 수신하는 단계, 상기 재전송 요청 신호에 따라 상기 데이터 블록을 구성하는 비트들 간의 교환 또는 역산을 통해 재맵핑한 재전송 블록을 생성하는 단계 및 상기 재전송 블록을 전송하는 단계를 포함한다.

상기 비트간의 교환은 이전 전송에서 비트 신뢰도가 높은 비트와 비트 신뢰도가 낮은 비트를 서로 교환하여 수행될 수 있다.

상기 데이터 블록은 행렬 형태의 전송 안테나의 수와 같은 수를 갖는 행(row)으로 구성되는 전송 블록이고, 상기 전송 블록의 각 행은 하나의 전송 안테나를 통해 전송되며, 하나의 행을 구성하는 비트들은 하나의 데이터 심벌의 비트들을 나타내고, 데이터 심벌은 적어도 2가지의 변조 방식으로 변조될 수 있다.

다른 양태에 있어서, 다중 안테나 시스템에서 데이터 재전송 방법은 제1 변조 방식으로 변조된 제1 데이터 심벌을 제1 전송 안테나를 통해 전송하고, 제2 변 조 방식으로 변조된 제2 데이터 심벌을 제2 전송 안테나를 통해 전송하는 단계, 상기 제1 데이터 심벌을 구성하는 비트들과 상기 제2 데이터 심벌들을 구성하는 비트들에 대해 서로 교환 또는 역산을 수행하여 새로운 제1 데이터 심벌과 새로운 제2 데이터 심벌을 생성하는 단계, 및 상기 새로운 제1 데이터 심벌을 상기 제1 전송 안테나를 통해 전송하고, 상기 새로운 제2 데이터 심벌을 상기 제2 전송 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함한다.

또 다른 양태에 있어서, 무선통신을 위한 장치는 무선 신호를 송신 및 수신하는 RF부, 및 상기 RF부와 연결되고, HARQ-IR(Increment Redundancy)를 수행하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 재전송 요청에 따라 상기 HARQ-IR의 순환 버퍼내에서 순차적으로 데이터 블록을 구성하고, 상기 데이터 블록을 전송하되, 상기 데이터 블록은 이전에 전송된 데이터 블록과 전부 또는 일부가 겹쳐지는 경우 겹쳐진 부분에 대해 성상 재배열이 수행된다.

성상 재배열을 통해 MIMO 시스템에서 추가적인 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 따라서, 무선 통신 시스템의 성능을 높일 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용 될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

이 기술은 하향링크(downlink) 또는 상향링크(uplink)에 사용될 수 있다. 일반적으로 하향링크는 기지국(base station; BS)에서 단말(user equipment; UE)로의 통신을 의미하며, 상향링크는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 기지국은 일반적으로 단말과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, 노드-B(node-B), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(access point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 단말은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(mobile station), UT(user terminal), SS(subscriber station), 무선기기(wireless device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.

통신 시스템은 복수의 전송 안테나(transmit antenna)를 갖는 다중 안테나 시스템에 적용할 수 있다. 이하에서 MIMO(multiple-input multiple-output; MIMO) 시스템은 복수의 전송 안테나 및/또는 복수의 수신 안테나(receive antenna)를 사용하는 시스템이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 전송기와 수신기를 나타낸 블록도이다. 전송기(100)와 수신기(200)는 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)를 구현한다. 전송기(100)와 수신기(200)는 전송 기능과 수신 기능을 모두 수행하는 송수신기(transceiver)라 할 수 있다. 다만, 데이터의 재전송에 관한 설명을 명확하게 하기 위해 이하에서는 데이터의 전송과 재전송을 담당하는 일방을 전송기(100)라 하고, 데이터를 수신받고 재전송을 요청하는 타방을 수신기(200)라 한다. 하향링크에서 전송기(100)는 기지국의 일부분일 수 있고, 수신기(200)는 단말의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 전송기(100)는 단말의 일부분일 수 있고, 수신기(200)는 기지국의 일부분일 수 있다. 기지국은 다수의 수신기와 다수의 전송기를 포함할 수 있다. 단말은 다수의 수신기와 다수의 전송기를 포함할 수 있다.

도 1을 참조하면, 전송기(100)는 채널 인코더(110), 적응적 맵퍼(adaptive mapper, 120), 공간 인코더(spatial encoder, 130), 제어기(150) 및 수신회로(receive circuitory; 180)를 포함한다. 또한, 전송기(100)는 Nt(Nt>1)개의 변조기(140-1,…, 140-Nt)와 전송 안테나(190-1,..., 190-Nt)를 포함한다.

채널 인코더(110)는 일련의 정보 비트들을 입력받아, 정해진 코딩 방식에 따라 인코딩하여 부호화된 데이터를 형성한다. 적응적 맵퍼(120)는 부호화된 데이터를 정해진 변조 방식에 따라 변조하여 데이터 심벌을 제공한다. 적응적 맵퍼(120)는 적어도 2가지 이상의 변조 방식을 적용할 수 있다. 적응적 맵퍼(120)는 부호화 된 데이터를 신호 성상 상의 위치를 표현하는 데이터 심벌로 맵핑된다. 또한, 적응적 맵퍼(120)는 제어기(150)의 재전송 요청 신호에 따라 부호화된 데이터를 적응적으로 재맵핑한다. 적응적 맵퍼(120)에서 행해지는 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, M-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 예를 들어, M-QAM은 16-QAM, 64-QAM 또는 256-QAM 일 수 있다. 적응적 맵퍼(120)의 자세한 동작에 관하여는 후술한다.

공간 인코더(130)는 적응적 맵퍼(120)를 통해 출력되는 데이터 심벌들을 MIMO 전처리 방식에 따라 처리한다. 변조기(140-1,..., 140-Nt)는 공간 인코더(130)에서 출력되는 심벌을 변조하여 각 전송 안테나(190-1,..., 190-Nt)를 통해 전송한다. 변조기(140-1,..., 140-Nt)가 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 수행하는 경우 그 출력은 OFDM 심벌이 된다. 수신회로(180)는 수신기(200)로부터 전송된 신호를 전송 안테나(190-1,..., 190-Nt)를 통해 받아들인다. 수신회로(180)는 수신 신호를 디지털화하여 제어기(150)로 보낸다.

제어기(150)는 전송기(100)의 전체적인 동작을 제어한다. 제어기(150)는 수신회로(180)로부터 수신된 신호로부터 정보를 추출한다. 정보를 추출하는 동작은 일반적인 복조, 디코딩을 포함한다. 추출된 상기 정보는 재전송 요청 신호를 포함할 수 있다. 제어기(150)는 재전송 요청 신호에 따라 적응적 맵퍼(120)를 제어하여 재전송 심벌을 준비시킨다.

수신회로(180)로부터 수신된 신호로부터 추출된 정보에는 CQI(channel quality indicator)가 포함될 수 있다. CQI는 수신기(200)가 전송기(100)로 채널 환경에 대한 정보이거나 변조 및 코딩 방식에 대한 인덱스 정보일 수 있다. CQI를 통해 제어기(150)는 채널 인코더(110)나 적응적 맵퍼(120)를 제어하여 채널 인코더(110)의 코딩 방식이나 적응적 맵퍼(120)의 맵핑 방식을 적응적으로 바꿀 수 있다.

한편, 수신기(200)는 공간 디코더(220), 디맵퍼(230), 채널 디코더(250), 에러 검출부(260), 제어기(270) 및 송신회로(transmit circuitory; 280)를 포함한다. 또한, 수신기(200)는 Nr개(Nr≥1)의 수신 안테나(290-1,..., 290-Nr)를 포함한다.

수신 안테나(290-1,..., 290-Nr)로부터 수신된 신호는 복조기(210-1,..., 210-Nr)에 의해 복조되어 공간 디코더(220)로 입력된다. 공간 디코더(220)는 제어기(270)로부터 제공되는 MIMO 제어 신호에 따라 MIMO 후처리 방식으로 처리한다. 상기 MIMO 제어 신호는 수신기(100)의 시-공간 부호 코딩 방식을 기초로 디코딩을 제어한다. 상기 MIMO 제어 신호는 제어기(270)의 메모리(미도시)에 미리 설정될 수 있다. 또는, 상기 MIMO 제어 신호는 전송기(100)로부터 수신받을 수도 있다.

디맵퍼(230)는 제어기(270)로부터 제공되는 디맵핑 제어 신호에 따라 데이터 심벌로부터 다시 부호화된 데이터로 디맵핑한다. 디맵핑 제어 신호는 전송기(100)의 적응적 맵퍼(120)에서의 맵핑 방식을 기초로 디맵퍼(230)를 제어한다. 상기 디맵핑 제어 신호는 제어기(270)의 메모리에 미리 설정될 수 있다. 또는, 상기 디맵핑 제어 신호는 전송기(100)로부터 수신받을 수도 있다.

수신기(200)는 재전송된 심벌을 이전 심벌과 결합시키는 결합부(240)를 포함할 수 있다. 즉 HARQ-CC(chase combining) 또는 HARQ-IR(Incremental Redundancy) 의 HARQ 방식의 경우 결합부(240)가 이전 심벌들을 재전송된 심벌들과 결합시킨다. 결합 방식은 이전 데이터와 재전송된 데이터에 대해 각각 가중치를 동일하게 주고 평균값을 통해 결합하는 동일 이득 결합(equal-gain combining) 방식을 사용할 수 있다. 또는 각각의 데이터에 가중치를 주는 MRC(maximal ratio combining) 방식을 사용할 수 있다. 결합 방식에는 제한이 없으며 기타 다양한 방식을 사용할 수 있다.

다만, 본 발명의 기술적 사상은 HARQ-CC나 HARQ-IR 방식에 한정되지 않고, 이전 심벌과의 결합없이 재전송된 심벌들을 통해서만 채널 디코딩을 수행하는 HARQ 방식에도 그대로 적용할 수 있다. 이 경우 도면에 점선으로 표시한 바와 같이 수신기(200)에 결합부(240)가 제외될 수 있다.

채널 디코더(250)는 정해진 디코딩 방식에 따라 부호화된 데이터를 디코딩한다. 에러 검출부(260)는 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 이용하여 디코딩된 데이터 비트에 에러가 있는지 여부를 검출한다.

제어기(270)는 수신기(200)의 전체적인 동작을 제어하고, 재전송 요청 신호 등을 송신 회로(280)로 제공한다. 이를 위해 제어기(270)는 일반적인 채널 인코딩, 변조 등을 수행할 수 있다. 제어기(270)는 에러 검출부(260)로부터 에러 여부를 입력받아 재전송을 요청할지 여부를 결정한다. 제어기(270)는 에러가 검출되지 않으면 긍정적인 확인(positive acknowledgement; ACK) 신호를 발생시키고, 에러가 검출되면 부정적인 확인(negative acknowledgement; NACK) 신호를 발생시킬 수 있다. NACK 신호가 재전송 요청 신호일 수 있다.

또한, 제어기(270)는 수신된 신호로부터 채널 품질을 측정하여 CQI 신호를 제공할 수 있다. 이는 전송기(100)에 신호대잡음비(signal-to-noise ratio; SNR)이나 에러율 등의 채널 품질에 관한 피드백(feedback) 신호가 된다. 송신회로(280)는 제어기(270)로부터 재전송 요청 신호 등을 제공받아, 수신 안테나(290-1,..., 290-Nr)를 통해 전송한다.

I. 다중 변조 전송을 위한 성상 재배열

MIMO 시스템에서 각 전송 안테나별로 서로 다른 변조 방식(이하 다중 변조 전송, Multi-Modulation Transmission)을 사용할 수 있다. 예를 들어, 제1 전송 안테나는 16-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 사용하고, 제2 전송 안테나는 64-QAM을 사용할 수 있다. 각 전송 안테나마다 다양한 변조 방식이 공존하는 다중 안테나 시스템에서 성상 재배열(constellation rearrangement)를 수행하는 방법이 개시된다.

도 2는 2개의 전송 안테나의 경우에 다중 변조 전송을 위한 적응적 맵퍼의 동작을 나타내는 예시도이다.

도 2를 참조하면, 제1 전송 안테나(190-1)는 16-QAM 변조를 사용하고, 제2 전송 안테나(190-2)는 64-QAM 변조를 사용한다. 초기 전송에서, 제1 전송 안테나(190-1)는 4개의 비트들이 하나의 데이터 심벌을, 제2 전송 안테나(190-2)는 6개의 비트들이 하나의 데이터 심벌을 구성한다. 초기 전송을 위한 제1 안테나(190-1) 에서의 데이터 심벌을 {b₁, b₂, b₃, b₄}라 하고, 제2 안테나(190-2)에서의 데이터 심벌을 {b₅, b₆, b₇, b₈, b₉, b₁₀}이라 표현한다. 각 전송 안테나로부터 전송되는 데이터 심벌들은 채널상황에 따라 에러가 발생하여 해당하는 데이터 심벌들을 재전송하게 되는데, 적응적 맵퍼(120)를 통해 각 전송 안테나별로 재전송 심벌을 구성하는 비트들은 초기 전송과 비교해서 심벌의 신호 성상에서 비트의 위치의 교환(swapping) 또는 각 비트의 역산(inversion)을 통해서 구성된다. 여기서는, 재전송에는 초기 전송과 달리 제1 전송 안테나(190-1)는 64-QAM 변조를 사용하고, 제2 전송 안테나(190-2)는 16-QAM 변조를 사용한다.

본 예제에서는 재전송에서, 제1 안테나(190-1)에서의 데이터 심벌은 {b₃, b ₅ , b₁, b ₇ }로 재맵핑하여 전송하고, 제2 안테나(190-2)에서의 데이터 심벌은 {b ₆ , b₄, b ₈ , b₂, b₁₀, b ₉ }로 재맵핑하여 전송한다. 밑줄은 비트의 역산을 의미한다.

도 3은 도 1의 무선통산 시스템을 이용한 데이터 전송 방법을 나타낸 흐름도이다.

도 3을 참조하면, 전송기(100)는 전송 블록 S⁽⁰⁾를 전송한다(S110). 전송 블록은 Nt×2B_max의 행렬 형태로 이루어지며, 적응적 맵퍼(120)에서 신호 성상 상으로 맵핑되는 데이터 블록이다. Nt는 전송 안테나의 수, 2B_max는 다중 변조 전송에서 사용되는 변조 방식 중 가장 높은 차수(order)를 갖는 변조 방식을 위한 인덱스 비트 의 수이다. 최대 변조 차수가 M-QAM이라면, 2B_max=log₂M이다. 예를 들어 16-QAM에서 2B_max=4이다. 수학적인 식으로 표현된 전송 블록은 전송 안테나의 수와 같은 수를 갖는 행(row)으로 구성되고, 각 행은 하나의 전송 안테나를 통해 전송된다. 하나의 행을 구성하는 비트들은 하나의 데이터 심벌의 비트들을 나타내고, 하나의 전송 블록 내에서 데이터 심벌은 적어도 2가지의 변조 방식으로 변조된다.

전송 블록 S의 윗첨자는 재전송 횟수를 나타내며, 예를 들어 S⁽⁰⁾은 초기 전송에 따른 전송 블록을, S⁽¹⁾은 1회 재전송에 따른 전송 블록을 의미한다.

수신기(200)는 수신한 전송 블록 S⁽⁰⁾에 대해 에러 여부를 검출한다(S120). 에러가 검출되지 않으면 ACK 신호를 전송기(100)로 송신하고, 다음 전송 블록에 대한 전송을 대기한다. 하지만, 여기서는 수신기(200)가 에러를 검출하여, 재전송 요청 신호로 NACK 신호를 전송한다고 가정한다(S130).

NACK 신호가 수신되면, 전송기(100)는 재전송 전송 블록 S⁽¹⁾를 전송한다(S140). NACK 신호가 수신되면, 제어기(150)는 적응적 맵퍼(120)를 통해 전송 블록 S⁽⁰⁾를 비트별 및/또는 공간적으로 재맵핑하여, 재전송 전송 블록 S⁽¹⁾를 구성한다. 재전송시에 사용되는 재맵핑 방법은 다양한 방법이 있을 수 있으며, 이에 관하여는 후술한다.

수신기(200)는 수신한 재전송 전송 블록 S⁽¹⁾에 대해 에러 여부를 검출한 다(S150). 이때, 결합부(240)는 이전 전송 블록 S⁽⁰⁾와 재전송 전송 블록 S⁽¹⁾를 결합시킬 수 있다.

수신기(200)는 에러가 검출되지 않으면 ACK 신호를 전송기(100)로 송신하고, 다음 심벌에 대한 전송을 대기한다. 하지만, 여기서는 수신기(200)가 에러를 검출하여, 재전송 요청 신호로 NACK 신호를 전송한다고 가정한다(S160).

NACK 신호가 수신되면, 전송기(100)는 다시 재맵핑된 재전송 전송 블록 S⁽²⁾를 전송한다(S170). 적응적 맵퍼(120)는 전송 블록 S⁽⁰⁾를 비트별 및/또는 공간적으로 재맵핑하여, 재전송 전송 블록 S⁽²⁾를 구성한다.

수신기(200)는 수신한 재전송 전송 블록 S⁽²⁾에 대해 에러 여부를 검출한다(S180). 수신기(200)는 에러 검출 여부에 따라 ACK 신호 또는 NACK 신호를 전송기(100)로 전송한다(S190). ACK 신호가 전송되면, 해당하는 전송 블록에 대한 재전송은 종료된다. NACK 신호에 의한 재전송 요청은 미리 설정된 반복 횟수 M번째(M≥1)까지 이루어질 수 있다. M번째의 재전송에 의해서도 계속 에러가 검출되면 재전송 처리를 리셋(reset)하고, 다음 전송 블록에 대한 전송을 개시할 수 있다. 또는 현재 전송 블록에 대해 처음부터 다시 전송이 행해질 수 있다.

도 4는 다중 안테나에 따른 전송 블록을 나타낸다.

도 4를 참조하면, T₀은 초기 전송을 나타내고, T₁은 2번째 전송 즉 1회 재전 송을 나타내고, Tm은 (m+1) 전송 즉 m회 재전송을 나타낸다. 전송 블록 S⁽⁰⁾은 초기 전송에 따른 전송 블록을, S⁽¹⁾은 1회 재전송에 따른 전송 블록을, S^(m)은 m회 재전송에 따른 전송 블록을 나타낸다.

각 전송 안테나가 서로 다른 변조 방식을 사용하고, n번째 전송 안테나의 변조 방식을 위한 인덱스 비트의 수를 2B_n 라고 할 때, 전송 블록 S⁽⁰⁾를 구성하는 n번째 행(row) s⁽⁰⁾ _n은 다음 수학식 1과 같이 I축과 Q축을 나타내는 비트들로 나타낼 수 있다.

여기서, i와 q는 각각 신호 성상 상의 I축과 Q축을 나타내는 비트이다. I축과 Q축은 신호 성상 상의 일축을 I축이라 할 때, 다른 축을 Q축이라 하는 것이지 반드시 그 절대적인 위치를 나타내는 것은 아니다.

따라서, 전송 블록 S⁽⁰⁾는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, Nt는 전송 안테나의 수, x는 해당하는 위치에 아무런 값이 없는 빈(emtpy) 원소를 나타낸다. 마찬가지로, 재전송 블록 S⁽¹⁾, ..., S^(m)를 Nt×2B_max의 행렬로 나타낼 수 있다.

각 전송 안테나가 서로 다른 혹은 동일한 변조 방식을 사용하는 경우에 각 재전송 시에 비트 오류 확률을 줄일 수 있는 비트들의 교환 및 역산을 수행한 재전송 블록 S⁽¹⁾, ..., S^(m)를 찾는다.

적응적 맵퍼 기반의 재전송 기법에서 링크 성능의 이득을 얻는 이유는 크게 두 가지로 설명할 수 있다. 첫번째로 QAM 변조 방식의 특성상 각 비트의 위치마다 서로 다른 비트 중요도(unequal bit importance)를 가진다. 신호 성상의 맵핑을 달리함으로써 다이버시티를 구현하는 것을 여기서는 맵핑 다이버시티라 한다. 재전송시에 데이터 심벌을 구성하는 비트간의 교환(swapping)이나 비트의 역산(inversion)을 통해서 맵핑 다이버시티(mapping diversity)를 얻는다. 두번째로 다중 안테나의 사용시에 재전송시 전송되는 안테나를 변화(shuffle)시킴으로 인해서 공간 다이버시티를 얻을 수 있다.

맵핑 다이버시티를 얻어내기 위한 수평적인 재배열 방식을 비트 교환 및 역산(Bit Swapping and Inversion; 이하 BSI) 방식이라 하고, 공간 다이버시티를 얻어내기 위한 수직적인 재배열 방식을 안테나간 비트 교환(Bit Shuffling between Antennas; 이하 BSA) 방식이라 한다. 모든 전송 안테나가 동일한 변조 방식을 사용하는 경우에는 BSI와 BSA를 통해서 얻어지는 비트 맵핑은 서로 독립적이지만, 각 전송 안테나가 서로 다른 변조 방식을 사용하는 경우에는 BSI를 통하여 서로 다른 행에 위치하는 비트간의 교환도 고려해야하므로 완전하게 독립적이지는 않다.

비트 오류 확률과 공간 다이버시티를 최적화할 수 있는 맵핑 방법이 필요하다.

도 5는 M-QAM 변조 방식의 신호 성상을 나타낸다. 신호 성상의 위치는 일반적인 그레이(Gray) 맵핑을 가정한다.

도 5를 참조하면, n번째 전송 안테나에서 사용하는 변조 방식을 M_n-QAM이라 하면, 총 M_n개의 신호 성상이 존재하고, 각 변조 방식을 위한 인덱스 비트의 수는 2B_n=log₂M_n이 된다.

I축만을 볼 때, 각 신호 성상 위치 간의 최소 거리를 D_n라고 하면, 한 축에서 임의의 전송 신호 c의 위치 I(c)는 다음 수학식 3과 같다.

I축에서만 보았을 때, 임의 전송 신호 c에서 미리 알려진(a priori) 확률을 A(c)이라 하고, 전송 신호를 c=(i_n,1, i_n,2, i_n,3,..., i_n,Bn) 라 한다. i_n,1를 MSB(Most Significant Bit), i_n,Bn를 LSB(Least Significant Bit)라고 한다. 수신 신호를 y_n라고 할 때, i_n,b 비트의 수신 LLR(Log-Likelihood Ratio)은 다음 수학식 4와 같다.

수신 신호 z_n을 MIMO 이퀄라이져(equalizer)를 통해서 완벽하게 복원된 n번째 안테나의 수신 신호라 한다. 수신 신호 z_n가 다시 ZF(Zero-Forcing) 이퀄라이져를 통과하여 채널 정보 h_n을 제거하여 수신 신호 y_n을 만든다고 가정하면 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

여기서, x_n는 송신 신호를, n'은 ZF 이퀄라이져를 통과함으로써 나타난 증가된 노이즈를 표현하며, N(0, N₀/(2|h₀|²) 의 정규분포를 가진다.

수학식 4와 5를 통하여 수신 LLR 값의 평균과 분산을 다음과 같이 구할 수 있다.

매 재전송마다 비트 단위의 MIMO 결합(combining)을 통하여 LLR 값이 계산된다고 가정하면, r번의 재전송 후에 얻게 되는 합산 LLR 값은 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

Q-함수(function)와 체르노프 경계(Chernoff bound)를 이용하면 각 데이터 심벌을 구성하는 개개의 전송 비트들의 BER 값은 다음과 같은 식으로 표현할 수 있다.

여기서, 수학식 8의 마지막 부분을 표현하는 합산 LLR의 평균과 분산의 비, R^(r) _n,b|c를 비트 i_n,b의 조건부 비트 신뢰도(conditional bit reliability)라고 정의한다. 여기서 조건부의 의미는 전송 신호(데이터 심벌) c를 전송할 때의 신뢰도임을 의미한다. 조건부 비트 신뢰도를 가능한 모든 데이터 심벌에 대해서 평균하면 다음 식과 같은 평균 비트 신뢰도(average bit reliability)를 구할 수 있다.

수학식 9를 통해서 M-QAM에서의 전송 비트에 따른 조건부 비트 신뢰도와 평균 비트 신뢰도를 구할 수 있다.

표 1은 초기 전송을 통한 16-QAM의 I축에서의 평균 비트 신뢰도이다. 여기서, D² _n=E² _s/10 이다.

표 2는 초기 전송을 통한 64-QAM의 I축에서의 평균 비트 신뢰도이다. 여기서, D² _n=E² _s/84 이다.

표 1과 2에서 나타내듯 평균 비트 신뢰도는 MSB인 i_n,1이 LSB인 i_n,2보다 높다. 이는 동일한 정보를 LSB 위치를 통해서 전송하는 것이 MSB 위치를 통해서 전송하는 것보다 더 많은 비트 오류를 가져올 수 있음을 의미한다. 따라서, 초기 전송에서 LSB를 통해서 전송된 비트는 재전송시에는 MSB로 전송되도록 해준다면, 전체적인 링크 성능의 신뢰성을 높여줄 수 있다.

표 1과 2를 비교해보면 평균 비트 신뢰도가 변조 방식마다 크게 차이를 보이는 것을 알 수 있다. 따라서, 재전송마다 하나의 변조 방식을 사용하는 데이터 심벌들간의 비트 교환보다 서로 다른 변조 방식을 사용하는 데이터 심벌들간의 비트 교환이 링크 성능을 더욱 향상시킬 수 있다. 이러한 비트간의 자리 교환을 다중 변조 전송에서의 교환(swapping)이라고 정의한다.

단일 변조 전송에서는 모든 안테나가 동일한 변조 방식을 사용하므로, 각 전송 안테나에 대한 데이터 심벌이 가지는 평균 비트 신뢰도의 종류가 동일하다. 따라서, 이론적으로 다수의 재전송을 통해서 모든 데이터 심벌의 평균 비트 신뢰도를 거의 동일하게 할 수 있다. 하지만, 다중 변조 전송에서는 각 전송 안테나에 대한 데이터 심벌이 갖는 평균 비트 신뢰도의 종류가 서로 다르므로 평균 비트 신뢰도의 차이를 최대한 줄여줄 수 있도록 교환(swapping)을 수행해야 한다.

비트 교환을 통한 평균 비트 신뢰도의 차이를 정량화하기 위하여 MSE(Minimum Squared Error)를 다음 식과 같이 정의한다.

수학식 10에 정의된 비트 신뢰도의 MSE를 최소화하도록 한다면, 다중 변조 전송에서 각 비트별로 가지게 되는 평균 신뢰도의 차이를 재전송마다 줄여줄 수 있다.

(r-1)번의 재전송을 통해서 얻어진 R^(r-1) _n,b에서 가장 좋은 교환(swapping) 행렬 I(r)은 다음 식의 조건을 만족하는 행렬이다.

전송 안테나의 수와 각 전송 안테나가 사용하는 변조 방식이 정해져 있다면, 매 재전송마다 각 비트별 LLR 값에 합산되는 평균 비트 신뢰도의 값은 정해져 있다. 따라서, (r-1)번의 재전송 후에 각 비트별 평균 비트 신뢰도 값이 정해지면, 이 중 가장 낮은 비트 신뢰도를 가지는 비트를 r번째 재전송에서는 가장 높은 비트 신뢰도를 얻을 수 있는 위치로 옮기고, 가장 높은 비트 신뢰도를 가졌던 비트는 r번째 재전송에서 가장 낮은 비트 신뢰도를 얻을 수 있는 위치로 옮긴다. 나머지 비트들도 비트 신뢰도가 가장 낮은 순부터 비트 신뢰도가 높은 위치로 옮긴다. 이 방법에 의하면, 매 전송시 합산되는 평균 비트 신뢰도의 값이 전송 안테나와 비트별로 정해진 상황에서 수학식 10의 MSE를 최소화하기 위한 조건식을 만족하게 된다.

제안하는 방법에 따른 비트 교환 집합의 최소 크기는 ε^(η-1)<ε^(η)를 만족하는 최초의 η로 정의한다.

예를 들어, 16-QAM으로 변조된 제1 데이터 심벌을 제1 전송 안테나를 통해 전송하고, 64-QAM으로 변조된 제2 데이터 심벌을 제2 전송 안테나를 통해 전송한다고 하자.

도 6은 제안된 비트 교환 방법에 따라서 재전송 횟수가 증가함에 따른 평균 비트 신뢰도의 MSE의 변화를 나타낸 그래프이다. 이는 초기 전송의 ε⁽⁰⁾로 정규화(normalize)한 ε^(r)의 변화를 나타낸다.

도 6을 참조하면, 제안된 비트 교환 방법을 통해서 첫번째 재전송은 비트 신뢰도의 차이를 절반으로 줄일 수 있게 되며, 이 경우에 최소의 비트 교환 집합의 크기는 3이 된다. 따라서, 본 예제에서 제안되는 비트 교환의 집합은 다음 식과 같이 표현될 수 있다.

각 행렬의 첫번째 행은 64-QAM의 전송을, 두 번째 행은 16-QAM의 전송을 의미하며 교환 집합의 첫 번째는 초기 전송을 나타낸다. 전술한 표 1과 2에서 나타나듯, 64-QAM과 16-QAM의 경우에 16-QAM의 MSB가 가장 큰 비트 신뢰도를 얻을 수 있는 위치이며 그 다음이 16-QAM의 LSB, 64-QAM의 MSB, 64-QAM 중간 비트, 그리고 마지막이 64-QAM의 LSB이다. 따라서, 두번째 행렬은 첫번째 행렬을 기준으로 가장 낮은 비트 신뢰를 가졌던 64-QAM의 LSB를 16-QAM의 MSB로 위치시키고, 64-QAM의 중간 비트를 16-QAM의 LSB로 위치시켜 평균 비트 신뢰도의 MSE를 낮추어주도록 한다. 세 번째 행렬은 두 번의 재전송으로 얻어진 합산 평균 비트 신뢰도를 기준으로 역정렬하여 마찬가지 방법으로 비트를 맵핑한다. 도 6에 나타난 바와 같이 3번 재전송이후에는 평균 비트 신뢰도가 충분히 낮아지므로 수학식 12에서 제안된 비트 맵핑 방 법을 반복하여 사용한다.

비트 교환(swapping)을 통해서 비트간의 평균 비트 신뢰도의 차이를 줄여주는 방법은 최상의 BSI 방법을 찾는데 필수적이다. 하지만 이러한 비트 교환(swapping)만으로는 각 데이터 심벌간의 조건부 비트 신뢰도의 차이를 줄이기는 힘들다.

조건부 비트 신뢰도 차이를 줄여주기 위해서는 재전송시 역산(inversion)을 수행하는 것이 필요하다. 표 1에서 (1.0)을 전송하는 경우와 (1,1)을 전송할 때, LSB를 반대로 맵핑해서 전송한다면 수신기는 반대의 LLR값을 갖는 (1,1)과 (1,0)을 수신한다. 단일 변조 전송을 사용하는 경우 16-QAM에서 MSB에 총 2가지의 서로 다른 LLR의 절대값이 존재하므로 초기전송에 대해서 한번의 역산(inversion)을 통한 전송으로 데이터 심벌간의 LLR의 절대값 차이를 줄여줄 수 있다. 하지만, 다중 변조 전송을 사용하는 경우 전송 블록의 각 행이 서로 다른 길이로 구성된다. B_max보다 작은 길이의 행을 갖는 n번째 안테나에 대한 비트 역산은 반복을 통하여 이루어져야 한다. 전송 블록의 n번째 행을 비트 역산의 방법은 다음 식과 같이 표현될 수 있다.

위 식에서 I^(r)(n,:)은 I^(r)의 n번째 행을 나타내며, 제안하는 역산의 행렬의 크기는 2^{Bmax - 1} 이며, I^(r)(n,:)내에서 반복되는 역산 방법의 수는 2^{Bmax - Bn}이다. 상기의 역산 원칙에 의하면, 다중 변조 전송에서 모든 데이터 심벌에 대해서 비트 신뢰도를 정확히 일치하도록 해준다.

비트의 교환(swapping) 방법과 비트의 역산(inversion) 방법들의 조합을 통해서 모든 데이터 심벌과 모든 비트 위치에 대해서 결합 비트 신뢰도를 유사하게 만들 수 있다. 따라서, 다중 변조 전송을 위해서 본 발명에서 제안하는 BSI 집합의 크기는 η2^Bmax-1가 된다.

도 7은 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 2×2 MIMO 시스템에서 본 발명의 일 실시예에 따른 BSI 방법을 나타낸다. 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 2×2 MIMO 시스템에서 수학식 12와 13의 조합을 통하여 얻어진다.

도 7을 참조하면, 비트 교환에 의해서 얻어지는 3가지의 전송 블록은 수학식 12에 의해서 얻어진다. 3가지 전송 블록을 역산 방법을 이용하여 확장하면 총 12가지의 BSI 집합이 얻어지게 된다. 64-QAM을 사용하는 제1 전송 안테나에 대해 역산을 통해서 총 4가지의 전송 블록이 구성되고, 64-QAM 보다 낮은 변조 방식인 16-QAM 전송을 사용하는 제2 전송 안테나에 대해 두 번째 비트의 역산 및 비-역산을 2번 반복하여 4가지의 전송 블록이 구성된다. 역산을 통해 평균 비트 신뢰도의 차이를 상당히 줄일 수 있다.

이제 다중 변조 전송에 있어서, BSA 방식의 최적화에 대해 기술한다.

일반적인 MIMO 시스템에서 다이버시티 전송 기법은 동일한 데이터 심벌을 다수개의 전송 안테나로 보내 공간 다이버시티를 얻고, 동일한 데이터 심벌을 다른 시간에 반복해서 보내 시간 다이버시티를 얻는다. HARQ 방식에서 재전송들 사이의 시간차는 수 ms단위로 심벌 단위의 간격보다는 훨씬 더 큰 간격이므로, 각 재전송간에 채널의 상태는 매우 다르다. 따라서, 재전송을 고려하는 상황에서는 비트별로 전송 안테나를 바꾸는 공간 다이버시티을 통해 더 높은 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

도 8은 단일 변조 전송에서 BSA 방식을 나타낸 예시도이다.

도 8을 참조하면, 하나의 데이터 심벌을 이루는 각각의 비트가 매 재전송 시에 서로 다른 안테나를 통하여 전송되도록 각 열마다 시프트 정도를 다르게 하여 전송한다. 전송 블록의 각 열마다 시프트 정도를 달리하는 것을 다중 단계 순환 시프트(Multi-Step Cyclic Shift, MSCS)라 한다. 이를 통해 최대의 다이버시티 이득 을 기대할 수 있다.

하나의 데이터 심벌을 이루는 각각의 비트들이 모두 다른 전송 안테나를 통해서 전송될 수 있으므로, 하나의 I축 혹은 Q축 심벌을 구성하는 비트의 수인 B가 전송 안테나의 수인 Nt보다 크다면 최대 B의 추가적인 다이버시티를 얻을 수 있다.

MSCS를 앞서 언급된 행렬식으로 표현하면 다음 식과 같이 표현할 수 있다.

2번 이상의 재전송을 하는 경우를 고려해보면, 각 재전송간에 비교적 큰 시간차가 있으므로 각 재전송간 채널 응답은 독립적이라고 볼 수 있다. 따라서, 매 재전송시에 BSA를 정하는데 있어서 바로 이전 BSA는 영향이 없다고 볼 수 있다. 따라서, 수학식 15와 같이 2번째 이상의 재전송을 위한 BSA도 이전 BSA와 상관없이 수학식 14의 최적 BSA 방식을 그대로 사용할 수 있다.

다중 변조 전송에 있어서도, 위에서 설명한 단일 변조 전송에서의 BSA를 유사한 방식으로 확장할 수 있다. 다중 변조 전송에 의하면, 하나의 데이터 심벌을 이루는 비트가 서로 다른 전송 안테나를 통하여 전송함으로써 높은 공간 다이버시티를 얻는 것이 목적이므로 MSCS 방식의 BSA를 사용하면 된다. 다만, 단일 변조 전송과 달리 전송 블록의 각 행을 이루는 비트의 수가 다르므로, GMSCS(group MSCS) 방식을 제안한다.

GMSCS 방식에 의하면 MSCS를 통한 비트의 수직적인 교환을 동일한 수의 비트를 가지는 행들끼리만 수행하도록 한다. 주어진 행렬을 행간 펴뮤테이션(permutation) 행렬 P_row와 디펴뮤테이션(depermutation) 행렬 D_row로 나눌때, GMSCS의 동작은 다음과 같이 수학적으로 나타낼 수 있다.

여기서, I^(r-1) _m 은 m개의 비트를 가지는 행들을 모아서 새롭게 만든 행렬이다. BSA 동작은 BSI 동작과의 독립성을 유지할 수 있다. 즉, BSI 방법에 의해서 동일하게 맞추어 놓은 LLR 값을 변화시키지 않는다.

도 9는 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 5×5 MIMO 시스템에서 본 발명의 일 실시예에 따른 BSA 방식을 나타낸다.

도 9를 참조하면, 제1, 제3, 제5 전송 안테나는 64-QAM을 사용하고, 제2 및 제4 전송 안테나는 16-QAM을 사용한다고 한다. 따라서 초기 전송에서의 전송 블록은 I⁽⁰⁾의 형태로 표현된다.

GMSCS를 이용한 알고리즘에 의하여 I⁽¹⁾ 행렬이 생성된다. 16-QAM을 이용하는 제2 전송 안테나와 제4 전송 안테나간의 비트 교환은 각 행의 두 번째 비트가 1단계 순환 시프트(1-step cyclic shift)에 의해서 이루어지며, 64-QAM을 사용하는 제1, 제3 및 제5 전송 안테나를 이루는 비트는 2번째 비트는 1단계 순환 시프트, 3번째 비트는 2단계 순환 시프트에 의해서 교환된다. 두번 이상의 재전송을 위한 I⁽²⁾, ..., I^(r) 행렬들도 동일한 GMSCS 알고리즘을 통해서 얻어질 수 있다.

도 10은 BSI 방식과 BSA 방식을 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 2×2 MIMO 시스템에 적용한 예이다. 다중 변조 전송에서 BSI와 BSA 방식을 결합하여 사용한다. 본 예제에서는 도 7에서 얻어지는 BSI 방식과 행렬 집합이 된다. 왜냐하면 제안된 GMSCS를 통한 BSA 방식은 동일한 변조 방식을 사용하는 두개 이상의 전송 안테나간에 적용되는데, 본 예제에서는 서로 다른 변조 방식을 사용하는 2개의 전송 안테나만이 존재하므로 제안된 BSA 방식이 적용되지 않기 때문이다.

제안된 방법은 임의의 재전송 횟수와 임의의 m-QAM 변조 방식의 조합 그리고 임의의 전송 안테나 수에 대해서 적용된다.

도 11은 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 2×2 MIMO 시스템에서 모의 실험을 수행한 결과 그래프이다. 종래 방법(Conventional)과 심벌 단위의 BSA만을 수행한 방법(Antenna Switching) 그리고 제안한 방법에 대해 한번의 재전송을 수행한 결과를 나타낸다. 제안한 방법의 경우에는 단말의 속도와 상관없이 종래 방법에 비해서 3dB 정도의 이득을 보여준다.

II. HARQ를 사용하는 MIMO 시스템을 위한 성상 재배열

N개의 전송 안테나와 M개의 수신 안테나를 사용하는 SM(Spatial Multiplexing)을 고려한다. 정보비트들은 코드율 R로 터보코드를 이용하여 인코딩되고, L-부호화된 비트들이 2^L-QAM 심벌들 중 하나의 복소 성상점으로 맵핑된다고 하자. 터보 코드는 예시에 불과하고, 길쌈부호나 기타 잘 알려진 코딩 방식을 적용할 수 있다. 각 심벌은 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)의해 변조된다. 전송기에서 매 N OFDM 심벌들은 동시에 N개의 전송 안테나를 통해 전송된다.

모든 요소 비트들(component bits)에 걸쳐 비균등(unequal) 에러 확률에서 2^L-QAM 심벌에 대해 분석한다. 잘 알려진 바와 같이, 2^L-QAM 심벌과 같은 사각 성상에서, I(In-Phase) 요소와 Q(Quadrature) 요소들간에는 대칭이 존재한다. 그러므로, 분석을 간단히 하기 위해, 16-QAM의 I 요소와 Q 요소 중 하나에 대한 1차원 4-PAM 성상을 고려한다.

도 12는 16-QAM을 위한 그레이 맵핑(Gray mapping)을 나타내고, 도 13은 비트 에러의 확률을 계산하기 위한 결정 경계(decision boundary)를 나타낸다. 16-QAM은 그레이 맵핑에 의해 변조되고, 각 요소비트 상에서 비트 에러의 확률을 계산하기 위한 MSB(Most Significant Bit)와 LSB(Least Significant Bit)에 대한 4-PAM 성상은 I 또는 Q 인 1차원이라 가정한다. 모든 가능한 4-PAM 심벌들은 s₁, s₂, s₃ 및 s₄이다. 또한, 이 심벌들은 각각 -d₁-d₂, -d₁+d₂, d₁-d₂ 및 d₁+d₂에 위치한다. 2d₁은 LSB에 대한 4-PAM 성상내에서 2개의 결정 경계 사이의 거리이고, 2d₂은 4-PAM 성상내에서 2개의 인접 심벌들간의 거리이다.

MSB에 대한 비트 에러의 확률 즉, s1 심벌(i.e. 10)이 전송될 때의 비트 에러의 확률은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, n은 분산 σ² _n내에서 백색 가우시안 잡음, ψ는 s₁과 s₄ 사이의 선을 따르는 단위 놈 벡터(unit norm vector)이다. <x,y>는 x와 y간의 내적(inner product)이다. 비트 오류의 확률은 2개의 연관된 심벌들간을 연결하는 선을 따라 잡음 벡터 n의 요소가 이 선을 따르는 거리의 절반보다 클 확률로 정의된다. s₄의 에러 확률은 s₁의 에러 확률과 같다. 마찬가지로, s₂와 s₃가 전송될 때 비트 오류의 확률은 다음과 같이 주어진다.

따라서, MSB에 대한 비트 에러의 평균 확률은 다음과 같이 얻어진다.

여기서, p(s_i)는 s_i의 선험적 확률이고, P_e|si는 s_i가 수신기로 전송될 때 비트 에러의 확률이다. 다음으로, LSB에 대한 확률은 MSB에 대한 비트 에러의 확률을 구하는 것과 같이 계산될 수 있다. 따라서, LSB에 대한 비트 에러의 확률은 다음과 같이 주어진다.

수학식 19와 20으로부터, I 또는 Q에서 요소 비트들은 다른 비트 에러의 확률을 가짐을 알 수 있다. 모든 가능한 후보 비트들간에 MSB 또는 LSB가 될 비트 에러의 확률도 다름을 알 수 있다. 또한, 비트 에러의 확률이 계산될 때, LSB에 대해 2개의 결정 경계가 있으므로 수학식 20에 나타난 바와 같이 다른 잘못된 정보에 의해 쉽게 영향을 받을 수 있다.

또한, d₁= 2d₂ = 2d로 둘 때, 수학식 19는 다음과 같이 근사화될 수 있다.

유사하게, 다른 결정 경계로부터의 효과를 무시할 때 LSB에 대한 비트 에러의 확률은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

HARQ-CC에 대해, 현재 LLR(Log Likelihood Ratio) 값들과 이전 LLR 값들이 디맵퍼에서 결합된다고 하자. 채널 환경의 종류에 따라, HARQ-CC에 대한 에러의 확률은 다음과 같이 3가지 종류로 나눌 수 있다.

a) AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널:

여기서, d_i는 i번째 제전송에서 유클리디안 거리(Euclidean distance)이고, M는 최대 재전송 횟수이다.

b) 비코히어런트(incoherent) 복조를 갖는 페이딩 채널:

여기서, h_i는 i번째 재전송에서 채널 값이다. 비코히어런트 복조를 갖는 수신기에 대해, 페이딩 채널 환경하에서 HARQ-CC에 대한 에러의 확률이 수학식 24에 나타나 있다.

c) 코히어런트(coherent) 복조를 갖는 페이딩 채널:

코히어런트 복조를 갖는 페이딩 채널 환경하에서 HARQ-CC에 대한 에러의 확률이 수학식 25에 나타나 있다.

MSB와 LSB의 비트 에러의 확률과 HARQ-CC에 대한 에러의 확률 양자를 CC에서 고려한 것이 표 3에 나타나 있다.

상기 표 3은 비트 에러 확률의 차이가 재전송 동안에도 존재함을 보인다. 또한, 비록 SNR(Signal-to-Noise Ratio)의 다소 향상을 얻을 수 있지만, MSB와 LSB간의 비트 에러 확률의 차이가 초기 전송에 비해 증가함을 보인다. MSB의 경우에 요소 비트들간의 비트 에러 확률의 차이가 또한 증가한다.

수평적 비트별 최적화(Horizontal bitwise optimization)은 부호화된 비트들간의 신뢰도의 차이를 감소시키는 역할을 한다. 디코딩 성능은 비트들의 신뢰도 분포가 얼마나 일정한가에 종속한다. 비트들의 분포가 일정할수록 더 많은 코딩 이득을 얻을 수 있다. 따라서, 수평적 비트별 최적화는 재전송에서 코딩 이득을 최대화시키는데 사용된다. 수평적 비트별 최적화로 교환(swapping)과 역산(inversion)을 고려한다. 교환 연산은 재전송동안 MSB와 LSB에 대응하는 결정 경계를 서로 교환하도록 한다.

도 14는 교환 연산을 나타내고, 도 15는 역산 연산을 나타낸다. 도 13에서, MSB와 LSB에 대한 결정 경계의 수는 각각 1 또는 2임을 보이고 있다. 재전송된 교환 연산이 채용될 때, MSB와 LSB에 대한 결정 경계는 교환되고, 결과적으로 도 14에 나타난 바와 같이 MSB와 LSB간의 비트 에러 확률의 차이가 줄어들게 된다. 역산 비트별 연산은 후보 요소 비트들의 비트 에러 확률의 차이를 감소시킨다. 이경우, 결정 경계는 MSB와 LSB간에 교환되지 않는다. 도 15에 나타난 바와 같이, LSB에 대한 역산만이 가능하다. 그러므로, 2개이하의 결정 경계를 갖는 요소 비트들에 역산 연산을 적용하기 위해 LSB에 종속되는 후보 요소 비트들간의 비트 에러의 확률을 평균하는 것이 필요할 때, 역산 연산과 더불이 교환 연산이 필요하다.

HARQ를 채용할 때, 2^L-QAM에 대한 수평적 비트별 맵핑을 최적화한 제안된 설계 기준은 다음과 같다.

여기서, d_j,k는 j번째 요소 비트(i.e. MSB 또는 LSB 등)에 관련되는 k번째 후보 요소비트를 나타내고, μ_i는 i번째 재전송에서 수평적 맵핑을 나타낸다. μ는 수평적 맵핑의 집합을 나타낸다. 비트별 교환과 역산을 구성할 수 있는 경우의 수는 _L/2C₂·(2^L/2-1)이다. 그러나, 비트 역산 연산은 2개의 결정 경계가 존재할 때 유효하고, Q-함수에 기반한 접근으로부터 요소 비트들간의 비트 에러 확률의 차이를 알고 있다는 가정하에 경우의 수는 줄어들 수 있다. 16-QAM의 경우에, 최적의 수평적 맵핑 집합은 매 재전송마다 4가지 경우들간의 비교를 통해 계산될 수 있다.

표 4는 일반적인 CC(chase combining)과 첫번째 재전송 동안 교환 연산의 비트 에러 확률을 비교한 것이다.

MSB와 LSB간의 비트 에러 확률의 차이는 교환 연산을 통해 감소되고, 비트 에러의 평균 확률의 측면에서 상당한 향상을 보여준다.

수평적 비트별 맵핑을 위한 제안된 설계 기준을 통해 얻어진 16-QAM과 64-QAM에서의 최적 맵핑 집합이 표 5에 나타나 있다.

64-QAM의 요소 비트들의 종류는 MSB, SB 및 LSB의 3가지로 각각 나눌 수 있다. 각 요소 비트에 대응하는 결정 경계는 도 16에 나타나 있다. 도 16은 8-PAM의 결정 경계를 보여준다. 64-QAM 내에서 요소 비트들간의 비트 에러 확률의 차이는 16-QAM보다 크다. 또한, 후보 요소 비트들간의 비트 에러 확률의 차이도 크게 증가한다. 첫번째 재전송에 대해, MSB와 LSB간의 비트 에러의 확률 및 교환과 역산 각각을 통해 SB에 대응하는 후보 요소 비트들간의 비트 에러의 확률 양자의 차이을 평균하는 것은 평균 비트 에러 확률 측면에서 좋은 선택이 된다. 두번째 재전송에서, MSB의 역산 연산과 함께 MSB와 LSB간의 첫번째 교환 연산 후에 MSB와 LSB간의 두번째 교환 연산을 수행하는 것은 가장 좋은 평균 비트 에러 확률을 가진다. 마지막으로 세번째 재전송에서, 수학식 26을 통해 SB의 역산을 채용하는 것이 최적의 수평적 맵핑이라 할 수 있다.

이제 수직적 비트별 맵핑에 대해 개시한다.

다중 안테나 시스템을 위한 HARQ 방식은 공간 다이버시티를 얻을 수 있다. 그러나, STC(Space Time Coding)-HARQ와 같은 HARQ 방식은 재전송간의 시간 레이턴시(time latency)로 인해 공간 다이버시티에 의한 충분한 이득을 얻기 어렵다. 더구나, 공간 다이버시티는 수신 SNR의 증가에만 관련되어 있으므로, 요소 비트들간의 신뢰도 차이는 공간 선택적 다이버시티에 의해 감소되지 않는다. 이는 신뢰도를 더욱 악화시킬 수 있다.

수직적 비트별 맵핑의 효과를 알아보기 위해, 2x2 MIMO 시스템의 채널 모델을 h_a,b로 정의한다. a는 전송 안테나의 인덱스, b는 재전송 인덱스이다. 시간 채널의 선택성은 재전송 동안 작다고 가정할 때, h_a,b는 다음 수학식 27과 같이 표현된다.

시간 선택적 채널의 경우에, 낮은 공간 선택적 채널은 다음 수학식 28과 같이 표현된다.

풍부한 산란(scattering) 환경하의 낮은 이동성 채널을 가정한다. 추가적으로, 수직적 비트별 맵핑의 간단한 분석을 위해 4-PAM을 고려한다. 일반적인 HARQ-CC에 대한 에러의 확률은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, i는 재전송 인덱스이다. 시간 또는 공간 채널 다이버시티로부터의 추가적인 이득을 얻을 수 없음을 알 수 있다. 재전송동안 2개의 전송 안테나들간의 MSB 교환을 고려할 때, 비트 에러의 평균 확률은 다음과 같이 주어진다.

LSB 교환의 경우에, 비트 에러의 평균 확률은 다음과 같이 주어진다.

마지막으로, 심벌 교환은 다음과 같이 나타난다.

상기 분석에서, 안테나들간에 교환되는 비트들의 수에 따라 대응하는 평균 비트 에러 확률은 수평적 비트별 맵핑과 마찬가지로 Q-함수에 기반하는 접근법에 의해 계산될 수 있다. 여기서, MSB 교환이 가장 낮은 평균 비트 에러 확률을 가짐을 알 수 있다. 다음으로 낮은 비트 에러 확률은 LSB 교환에 의한다. 심벌 레벨에서의 교환에 대한 평균 비트 에러 확률은 일반적인 HARQ-CC보다 낮지만, 1비트 교환보다는 높다. 유사한 방식으로, 채널 모델하에서 수직적 맵핑에 의해 얻어지는 비트 에러 확률의 모든 경우를 비교하고 최적의 수직적 맵핑의 집합을 찾는다.

수평적 비트별 맵핑과 수직적 비트별 맵핑 양자를 고려할 때, 최적의 비트별 맵핑을 위한 제안된 설계 기준은 다음과 같다.

여기서, γ_i는 i번째 재전송에서 수직적 맵핑을 나타낸다. γ_i는 수직적 맵핑 집합 γ에 속한다. 수학식 26에서 집합의 크기를 감소시키는 방법뿐만 아니라, 낮는 우선순위를 갖는 경우를 배제함으로써 최적 수직적 맵핑 집합을 찾는 도중에 후보 수직적 맵핑 집합의 크기를 줄일 수 있다. 수평적 비트별 맵핑과 수직적 비트별 맵핑의 조합을 위한 설계 기준으로써, 표 6은 최적 맵핑의 집합을 보여준다.

제안된 비트별 맵핑을 위해 2x2 MIMO 채널하에서 코드률 1/2의 CTC(Convolution Turbo Coding)을 갖는 16-QAM에 대해 모의실험을 수행한다. 성능 평가를 위한 대부분의 파라미터는 IEEE 802.16e 표준 명세에 따른다. 채널 모델에 있어서, TU(typical urban)은 주파수 선택적 MIMO 채널로써 고려된다. 또한, 재전송간의 시간 레이턴시는 5ms로 두고, 재전송 횟수는 최대 3회로 한다. 분산적 자원 할당의 하나인 FUSC(Full usage of the sub-channels)가 주파수 영역에서 코딩 이득을 얻기 위해 고려된다. 수신기 종류는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 등화기에 기반한다. 10MHz 대역폭에서, 부반송파의 수는 1024이다.

도 17은 전송 안테나간 교환되는 비트들의 수에 따른 FER(Frame Error Rate) 성능을 보여준다. 모의 실험은 64-QAM 내에서 요소 비트들에 의해 전송 안테나들간에 교환될 수 있는 모든 가능한 경우에 대해 수행된다. 수직적 비트 맵핑의 분석에 기반하여, 전송 안테나간의 SB 교환의 평균 비트 에러의 확률은 1% FER에서 가장 좋은 성능을 가진다. 모의 실험의 결과는 Q-함수에 기반한 비트 에러의 확률의 분석과 일치하고 있다.

도 18은 일반적 맵핑(i.e. HARQ-CC)과 최적 비트별 맵핑의 FER 성능을 비교한 것이다. 결합 이득이 감소하는 일반적 방식과 달리, 재전송 횟수가 늘어날 수록, 제안된 최적 비트별 맵핑은 재전송 횟수에 상관없이 약 2dB의 결합 이득을 얻고 있다. 3번째 재전송의 경우에, 제안된 방식은 일반적 맵핑에 비해 약 8dB의 이득을 제공하고 있다. 이 성능은 제안된 비트별 맵핑을 통해 시간 선택성과 공간 선택성으로 얻어지는 다이버시티 이득으로부터 얻어지는 코딩 이득에 기인한다고 볼 수 있다.

III. IR 지원을 위한 성상 재배열

순환 버퍼(Circular buffer) 기반의 HARQ-IR(Incremental Redundancy)의 경우, 재전송 때마다 해당하는 리던던지 버전(redundancy version)이 전송된다. 리던던시 버전이 전송됨에 따라 이전 전송 때와 동일한 부호화된 비트들(coded bits)이 전송될 수 있는데, 이때 이전 전송과 동일한 부호화된 비트들에 대해서 성상 재배열을 수행할 수 있다. 성상 재배열을 위해 교환 연산 및/또는 역산 연산이 적용될 수 있다.

도 19는 교환 연산을 이용한 HARQ-IR을 나타낸다. 순환 버퍼(400)는 코드 블록을 저장한다. 코드 블록의 일부인 초기 데이터 블록(410)이 초기에 전송된다. 초기 데이터 블록(410)의 재전송 요청에 따라, 첫번째 재전송에서, 순환 버퍼(400)에서 상기 초기 데이터 블록(410)에 연속하는 첫번째 재전송 블록(420)이 전송된다. 두번째 재전송에서, 두번째 재전송 블록(430)은 순환 버퍼(400)의 특성상 비중복 블록(non-wraparound block, 430a)과 중복 블록(wraparound block, 430b)로 구성된다. 중복 블록(430b)은 HARQ를 수행함에 따라 이전에 한번 전송된(또는 재전송된) 블록을 말한다. 두번째 재전송 블록(430)에 속하는 중복 블록(430b)은 초기 데이터 블록(410)의 일부와 중복된다. 중복 블록(430b)에는 성상 재배열을 위한 교환 연산이 적용되어, 비트별 신뢰도 차이를 평균한다. 16-QAM의 경우 MSB, LSB에 대해 비트 신뢰도를 교환하여 평균할 수 있다. 64 -QAM의 경우 MSB, SB, LSB에 해당되는 비트 신뢰도들을 교환하여 평균할 수 있다. 세번째 재전송에서, 세번째 재전송 블록(440)의 전부는 이전에 한번 전송된 데이터 블록이므로, 세번째 재전송 블록(440)은 중복 블록이 되고 성상 재배열이 수행된다. 네번째 재전송에서, 네번째 재전송 블록(450)의 전부는 이전에 한번 전송된 데이터 블록이므로, 세번째 재전송 블록(450)은 중복 블록이 되고 성상 재배열이 수행된다.

순환 버퍼의 크기, 최대 재전송 수에 따라 전송되는 리던던시 버전의 크기는 예시에 불과하고, 본 발명이 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다. 또한, 성상 재배열을 위한 교환 연산은 예시에 불과하고, 역산 연산, 공간 연산 및 이들의 조합이 수행될 수 있다.

도 20은 교환 연산과 역산 연산을 이용한 HARQ-IR을 나타낸다. 순환 버퍼(500)는 코드 블록을 저장한다. 코드 블록의 일부인 초기 데이터 블록(510)이 초기에 전송된다. 초기 데이터 블록(510)의 재전송 요청에 따라, 첫번째 재전송에서, 순환 버퍼(500)에서 상기 초기 데이터 블록(410)에 연속하는 첫번째 재전송 블록(520)이 전송된다. 첫번째 재전송 블록(520)은 순환 버퍼(500)의 특성상 비중복 블록(non-wraparound block, 520a)과 중복 블록(wraparound block, 530b)로 구성된다. 첫번째 재전송 블록(520)에 속하는 중복 블록(520b)은 초기 데이터 블록(510)의 일부와 중복되기 때문이다. 중복 블록(520b)에는 성상 재배열을 위한 교환 연산이 적용된다. 두번째 재전송에서, 두번째 재전송 블록(530)은 1회 중복 블록(530a)와 2회 중복 블록(530b)로 구성된다. 1회 중복 블록(530a)은 이전에 한번 중복 전송된 블록을 말하고, 2회 중복 블록(540b)는 이전에 두번 중복 전송된 블록을 말한다. 중복되는 횟수에 따라 성상 재배열 방식을 달리 할 수 있다. 여기서는, 1회 중복 블록(530a)은 교환 연산이 적용되고, 2회 중복 블록(530b)은 역산 연산이 수행된다. 세번째 재전송 블록(540)은 전체가 2회 중복 블록이 되고 역산 연산이 수행된다. 중복 횟수에 따른 성상 재배열 방식은 중복 횟수에 따라 달라질 수 있으나, 중복 횟수나 그 성상 재배열 방식에 본 발명의 기술적 사상이 제한되는 것은 아니다.

아래 표 7과 8은 순환 버퍼내에서 재전송되는 부호화 비트들이 재전송 과정에서 몇번째로 겹쳐지는지에 따라 해당 변조 방식별 비트별 맵핑을 나타낸다. 표 7은 16-QAM의 경우이고, 표 8은 64-QAM의 경우이다.

상기 HARQ-IR은 단일 안테나 시스템을 고려한 것이다. MIMO 시스템에서의 HARQ-IR에 대해서도 공간 다이버시티를 얻기 위한 공간 비트별 재배열이 적용될 수 있다. 순환 버퍼내에서 부호화 비트들이 재전송 과정에서 겹쳐져 전송될 때마다, 전송 안테나들간에 성상 재배열이 수행되는 것이다. 예를 들어, 첫번째로 겹쳐져 재전송될 때 신호 성상상에서 교환 연산이 수행되고 또한 안테나들간에 공간적 비트별 맵핑이 수행된다. 두번째로 겹쳐져 재전송될 때, 신호 성상상에서 역산 연산이 수행되고 또한 안테나들간에 공간적 비트별 맵핑이 수행된다.

아래 표 9와 10은 2개의 전송 안테나를 갖는 다중 안테나 시스템에서 순환 버퍼내에서 재전송되는 부호화 비트들이 재전송 과정에서 몇번째로 겹쳐지는지에 따라 해당 변조 방식별 비트별 맵핑을 나타낸다. 표 9는 16-QAM의 경우이고, 표 10은 64-QAM의 경우이다. i_a,b 및 q_a,b에서 a는 안테나 인덱스, b는 성상상의 좌표 인덱스이다.

주파수 다이버시티를 얻기 위해, 재전송하는 과정에서 심벌의 부반송파로의 맵핑시 인접하지 않는 부반송파쪽으로 확장하여 신호 성상상의 비트별 재배열을 수행할 수 있다. 인접하지 않는 부반송파로의 확장을 통해 주파수 다이버시티를 추가적으로 얻을 수 있다. 심벌에서 부반송파로의 맵핑시 부호화된 비트들의 신뢰도를 평균하기 위해 성상 재배열을 적용함으로써 부가적인 HARQ 이득을 확보할 수 있다.

도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신을 위한 장치를 나타낸 블록도이다. 이 무선 통신을 위한 장치(50)는 단말의 일부일 수 있다. 무선 통신을 위한 장치(50)은 프로세서(processor, 51), 메모리(memory, 52), RF부(Radio Frequency unit, 53), 디스플레이부(display unit, 54), 사용자 인터페이스부(user interface unit, 55)을 포함한다. RF부(53)는 프로세서(51)와 연결되어, 무선 신호(radio signal)을 송신 및/또는 수신한다. 메모리(52)는 프로세서(51)와 연결되어, 구동 시스템, 애플리케이션 및 일반적인 파일을 저장한다. 디스플레이부(54)는 단말의 여러 정보를 디스플레이하며, LCD(Liquid Crystal Display), OLED(Organic Light Emitting Diodes) 등 잘 알려진 요소를 사용할 수 있다. 사용자 인터페이스부(55)는 키패드나 터치 스크린 등 잘 알려진 사용자 인터페이스의 조합으로 이루어질 수 있다. 프로세서(51)는 물리계층이 구현되어, 전술한 성상 재배열 및 HARQ를 지원한다. 제안된 방법은 프로세서(51)에 의해 구현될 수 있다.

상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.

이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 전송기와 수신기를 나타낸 블록도이다.

도 2는 2개의 전송 안테나의 경우에 다중 변조 전송을 위한 적응적 맵퍼의 동작을 나타내는 예시도이다.

도 3은 도 1의 무선통산 시스템을 이용한 데이터 전송 방법을 나타낸 흐름도이다.

도 4는 다중 안테나에 따른 전송 블록을 나타낸다.

도 5는 M-QAM 변조 방식의 신호 성상을 나타낸다.

도 6은 제안된 비트 교환 방법에 따라서 재전송 횟수가 증가함에 따른 평균 비트 신뢰도의 MSE의 변화를 나타낸 그래프이다.

도 7은 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 2×2 MIMO 시스템에서 본 발명의 일 실시예에 따른 BSI 방법을 나타낸다.

도 8은 단일 변조 전송에서 BSA 방식을 나타낸 예시도이다.

도 9는 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 5×5 MIMO 시스템에서 본 발명의 일 실시예에 따른 BSA 방식을 나타낸다.

도 10은 BSI 방식과 BSA 방식을 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 2×2 MIMO 시스템에 적용한 예이다.

도 11은 16-QAM과 64-QAM의 변조 방식을 사용하는 2×2 MIMO 시스템에서 모의 실험을 수행한 결과 그래프이다.

도 12는 16-QAM을 위한 그레이 맵핑을 나타낸다.

도 13은 비트 에러의 확률을 계산하기 위한 결정 경계를 나타낸다.

도 14는 교환 연산을 나타낸다.

도 15는 역산 연산을 나타낸다.

도 16은 8-PAM의 결정 경계를 보여준다.

도 17은 전송 안테나간 교환되는 비트들의 수에 따른 FER 성능을 보여준다.

도 18은 일반적 맵핑과 최적 비트별 맵핑의 FER 성능을 비교한 것이다.

도 19는 교환 연산을 이용한 HARQ-IR을 나타낸다.

도 20은 교환 연산과 역산 연산을 이용한 HARQ-IR을 나타낸다.

도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신을 위한 장치를 나타낸 블록도이다.

Claims (13)

1. HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)를 이용한 데이터 재전송 방법에 있어서,

   데이터 블록을 전송하는 단계;

   상기 데이터 블록에 대한 재전송 요청 신호를 수신하는 단계;

   상기 재전송 요청 신호에 따라 상기 데이터 블록을 구성하는 비트들 간의 교환 또는 역산을 통해 재맵핑한 재전송 블록을 생성하는 단계; 및

   상기 재전송 블록을 전송하는 단계를 포함하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 비트간의 교환은 이전 전송에서 비트 신뢰도가 높은 비트와 비트 신뢰도가 낮은 비트를 서로 교환하여 수행되는 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 데이터 블록은 행렬 형태의 전송 안테나의 수와 같은 수를 갖는 행(row)으로 구성되는 전송 블록이고, 상기 전송 블록의 각 행은 하나의 전송 안테나를 통해 전송되며, 하나의 행을 구성하는 비트들은 하나의 데이터 심벌의 비트들을 나타내고, 데이터 심벌은 적어도 2가지의 변조 방식으로 변조되는 것인 방법.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 비트간의 교환은 상기 전송 블록의 열을 구성하는 비트를 순환 시프트시켜 수행되고, 각 열(column)마다 순환 시프트되는 정도가 다른 방법.
5. 제 1 항에 있어서,

   16-QAM 또는 64-QAM 변조 방식에 있어서 상기 재전송 블록은 재전송 횟수에 따라 다음 표

   

   와 같이 재맵핑되는 방법. 여기서, i_a 및 q_a에서 a는 성상상의 좌표 인덱스이다.
6. 제 1 항에 있어서,

   16-QAM 또는 64-QAM 변조 방식에 있어서 상기 재전송 블록은 재전송 횟수에 따라 다음 표

   

   와 같이 재맵핑되는 방법. 여기서, i_a,b 및 q_a,b에서 a는 안테나 인덱스, b는 성상상의 좌표 인덱스이다.
7. 다중 안테나 시스템에서 데이터 재전송 방법에 있어서,

   제1 변조 방식으로 변조된 제1 데이터 심벌을 제1 전송 안테나를 통해 전송하고, 제2 변조 방식으로 변조된 제2 데이터 심벌을 제2 전송 안테나를 통해 전송하는 단계;

   상기 제1 데이터 심벌을 구성하는 비트들과 상기 제2 데이터 심벌들을 구성하는 비트들에 대해 서로 교환 또는 역산을 수행하여 새로운 제1 데이터 심벌과 새로운 제2 데이터 심벌을 생성하는 단계; 및

   상기 새로운 제1 데이터 심벌을 상기 제1 전송 안테나를 통해 전송하고, 상기 새로운 제2 데이터 심벌을 상기 제2 전송 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함 하는 방법.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 제1 데이터 심벌 및 상기 제2 데이터 심벌에 대한 재전송 요청 신호를 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
9. 무선 신호를 송신 및 수신하는 RF부; 및

   상기 RF부와 연결되고, HARQ-IR(Increment Redundancy)를 수행하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는

   재전송 요청에 따라 상기 HARQ-IR의 순환 버퍼내에서 순차적으로 데이터 블록을 구성하고,

   상기 데이터 블록을 전송하되, 상기 데이터 블록은 이전에 전송된 데이터 블록과 전부 또는 일부가 겹쳐지는 경우 겹쳐진 부분에 대해 성상 재배열이 수행되는 무선통신을 위한 장치.
10. 제 9 항에 있어서,

    상기 프로세서는 변조 방식으로 16-QAM을 사용하고, 겹쳐진 횟수에 따라 다음 표

    

    와 같이 성상 재배열을 수행하는 무선통신을 위한 장치. 여기서, i_a 및 q_a에서 a는 성상상의 좌표 인덱스이다.
11. 제 9 항에 있어서,

    상기 프로세서는 변조 방식으로 16-QAM을 사용하고, 겹쳐진 횟수에 따라 다음 표

    

    와 같이 성상 재배열을 수행하는 무선통신을 위한 장치. 여기서, i_a,b 및 q_a,b에서 a는 안테나 인덱스, b는 성상상의 좌표 인덱스이다.
12. 제 9 항에 있어서,

    상기 프로세서는 변조 방식으로 64-QAM을 사용하고, 겹쳐진 횟수에 따라 다음 표

    

    와 같이 성상 재배열을 수행하는 무선통신을 위한 장치. 여기서, i_a 및 q_a에서 a는 성상상의 좌표 인덱스이다.
13. 제 9 항에 있어서,

    상기 프로세서는 변조 방식으로 64-QAM을 사용하고, 겹쳐진 횟수에 따라 다음 표

    

    와 같이 성상 재배열을 수행하는 무선통신을 위한 장치. 여기서, i_a,b 및 q_a,b에서 a는 안테나 인덱스, b는 성상상의 좌표 인덱스이다.

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