KR20080087254A

KR20080087254A - 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템

Info

Publication number: KR20080087254A
Application number: KR1020070029213A
Authority: KR
Inventors: 류탁기; 조면균; 김동호; 윤재연; 이용훈; 정세영; 오영석
Original assignee: 삼성전자주식회사; 한국과학기술원
Priority date: 2007-03-26
Filing date: 2007-03-26
Publication date: 2008-10-01
Also published as: US8687675B2; US20080240268A1; KR100975722B1

Abstract

본 발명은 다중 반송파(multicarrier)를 이용한 통신 시스템에서 반송파간 간섭(ICI: Intercarrier Interference)을 최소화하기 위한 데이터 송수신 방법 및 시스템에 관한 것이다. 이를 위해 본 발명은, 통신 시스템에서 데이터 송신 방법에 있어서, 송신기가 다수의 송신 신호들이 입력되면, 상기 송신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정과, 상기 소정 개씩 묶인 송신 신호들에 송신 코딩 행렬을 각각 곱하는 과정과, 상기 송신 코딩 행렬이 곱해진 송신 신호를 수신기로 송신하는 과정을 포함한다.

간섭, ICI, MIMO, 코딩 행렬, 채널 용량, 부호율, 간섭 제거

Description

통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR TRANSMITTING/RECEIVING DATA IN A COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 송수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 채널 용량 하한을 도시한 도면.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 채널 부호화를 수행한 경우의 BER을 도시한 도면.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 채널 부호화를 수행하지 않을 경우의 BER을 도시한 도면.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 채널 용량 하한을 도시한 도면.

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 다중 반송파(multicarrier)를 이용한 통신 시스템에서 반송파간 간섭(ICI: Intercarrier Interference, 이하 'ICI'라 칭하기로 함)을 최소화하기 위한 데이터 송수신 방법 및 시스템에 관한 것이다.

통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.

그런데, 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 발생한다. 이러한 정보의 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 통신 시스템의 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.

한편, 차세대 통신 시스템에서는 고속의 다양한 서비스 품질(Quality of Service: 이하 'QoS' 칭하기로 함)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위 한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 차세대 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크(WLAN: Wireless Local Area Network, 이하 'WLAN'이라 칭하기로 함) 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크(WMAN: Wireless Metropolitan Area Network, 이하 'WMAN'이라 칭하기로 함) 시스템과 같은 BWA 통신 시스템에 이동성(mobility)과 QoS를 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있으며, 그 대표적인 통신 시스템이 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템이다.

상기 IEEE 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 무선 MAN 시스템의 물리 채널(physical channel)에 광대역(broadband) 전송 네트워크를 지원하기 위해 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 함) 방식을 적용한 통신 시스템(이하 'OFDM/OFDMA 통신 시스템'이라 칭하기로 함)이다. 상기 IEEE 802.16a/d 통신 시스템은 현재 가입자 단말기(SS: Subscriber Station, 이하 'SS'라 칭하기로 함)가 고정된 상태, 즉 SS의 이동성을 전혀 고려하지 않은 상태 및 단일 셀 구조만을 고려하고 있는 시스템이다. 이와는 달리 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템에 SS의 이동성을 고려하는 시스템이며, 상기 이동성을 가지는 SS를 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 함)이라고 칭하기로 한다.

이러한 OFDM/OFDMA 통신 시스템에서 발생하는 ICI를 제거하기 위해 다양한 방안들, 예컨대 주파수 또는 시간 영역 등화를 이용하는 방안, 부호율을 이용한 ICI 제거 방안, 주파수 영역 부분 응답 부호화 방안이 제안되었다. 상기 주파수 또는 시간 영역 등화를 이용하는 방안은 최소평균자승오류(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 함), 제로-포싱(ZF: Zero-Forcing, 이하 'ZF'라 칭하기로 함), 결정 피드백 등화기(DFE: Decision Feedback Equalizer, 이하 'DFE'라 칭하기로 함)를 이용하여 ICI를 제거하는 가장 일반적인 방안으로서 수신기에서 ICI를 추정한 후, 상기 추정한 ICI를 고려하여 등화를 수행한다. 그에 따라, 상기 주파수 또는 시간 영역 등화를 이용하는 방안은 채널의 변화 정도가 작은 경우에는 효과적으로 ICI를 제거할 수 있으나 채널의 변화 정도가 클 경우 등화를 위한 수신기의 복잡도가 증가하는 문제점이 있다.

그리고, 부호율을 이용한 ICI 제거 방안, 예컨대 임의의 1/k(k≥2) 부호율을 이용한 ICI 제거 방안은, 주파수 영역에서 하나의 데이터 심볼(data symbol)을 미리 정의된 가중치 계수(weighting coefficients)들을 곱하여 한 그룹(group)의 부반송파로 매핑(mapping)하거나, 한 그룹의 부반송파 중 하나의 부반송파만 사용하되 시간 영역에서 윈도윙을 수행한다. 그에 따라, 상기 부호율을 이용한 ICI 제거 방안은, 신호 처리를 통해 수신기에서는 ICI가 상쇄된 형태의 수신 신호를 확인할 수 있으며, 또한 상기 수신기가 송신기와 동일한 가중치 계수를 사용하여 주파수 영역에서 한 그룹내의 여러 부반송파 수신 신호를 결합하거나, 수신기 시간 영역에서 윈도윙을 수행한 후 한 그룹 내 부반송파 수신 신호 중 하나의 수신 신호만을 이용하여 ICI를 더욱 상쇄시킬 수 있다. 이러한 부호율을 이용한 ICI 제거 방안은, 간단하게 ICI를 효율적으로 감소시킬 수 있고, 주파수 혹은 시간 영역 등화를 사용하는 방안보다 수신기 구조가 간단하지만 부호율에 상응하여 스펙트럼 효율(spectral efficiency)이 1/k배로 감소하는 문제점이 있다.

아울러, 주파수 영역 부분 응답 부호화 방안은, 수신기의 역고속 퓨리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 함) 모듈로 입력되는 전송 신호들의 ICI를 제거하기 위해 단일 반송파 시스템에서 심볼간 간섭을 억제하기 위해 사용하던 부분 응답 코딩(PRC: Partial Response Coding, 이하 'PRC'라 칭하기로 함)을 수행한다. 그에 따라, 상기 주파수 영역 부분 응답 부호화 방안은 부호화를 수행한 후의 반송파대 간섭율(CIR: Carrier-to-Interference Ratio, 이하 'CIR'이라 칭하기로 함)이 부호화 이전의 CIR보다 커져 ICI가 효과적으로 제거된다. 이러한 주파수 영역 부분 응답 부호화 방안은 주파수 대역 효율을 감소시키지 않지만, ICI 제거 효과가 작으며 신호 검파를 위해 수신기가 최대 로그우도 시퀀스 추정기(MLSE: Maximum-Likelihood Sequence Estimator, 이하 'MLSE'라 칭하기로 함)를 사용하므로 수신기의 복잡도가 증가하는 문제점이 있다.

따라서, 전술한 바와 같은 문제점들, 즉 수신기의 복잡도를 감소시키고 시스템의 성능을 향상시키며 ICI를 최소화하는 데이터 송수신 방안이 필요하다.

따라서, 본 발명의 목적은 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 통신 시스템에서 ICI를 최소화하는 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 통신 시스템에서 데이터 송신 방법에 있어서, 송신기가 다수의 송신 신호들이 입력되면, 상기 송신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정과, 상기 소정 개씩 묶인 송신 신호들에 송신 코딩 행렬을 각각 곱하는 과정과, 상기 송신 코딩 행렬이 곱해진 송신 신호를 수신기로 송신하는 과정을 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은, 통신 시스템에서 데이터 수신 방법에 있어서, 수신기가 송신기로부터 다수의 수신 신호들을 수신하면, 상기 수신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정과, 상기 소정 개씩 묶인 수신 신호들에 수신 코딩 행렬을 각각 곱하는 과정과, 상기 수신 코딩 행렬이 곱해진 수신 신호를 출력하는 과정을 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 시스템은, 통신 시스템에서 데이터 송수신 시스템에 있어서, 다수의 송신 신호들이 입력되면, 상기 송신 신호들을 소정 개씩 묶고, 상기 소정 개씩 묶인 송신 신호들에 송신 코딩 행렬을 각각 곱한 후, 상기 송신 코딩 행렬이 곱해진 송신 신호를 수신기로 송신하는 송신기와, 상기 송신기로부터 다수의 수신 신호들을 수신하면, 상기 수신 신호들을 소정 개씩 묶고, 상기 소정 개씩 묶인 수신 신호들에 수신 코딩 행렬을 각각 곱한 후, 상기 수신 코딩 행렬이 곱해진 수신 신호를 출력하는 수신기를 포함한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은, 통신 시스템, 일예로 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access, 이하 'BWA'라 칭하기로 함) 통신 시스템인 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제안한다. 여기서, 후술할 본 발명의 실시예에서는, 설명의 편의상 상기 통신 시스템을 IEEE 802.16e 통신 시스템에서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 함)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 함) 방식을 적용한 통신 시스템(이하 'OFDM/OFDMA 통신 시스템'이라 칭하기로 함)을 일예로 하여 설명하지만, 본 발명에서 제안하는 데이터 송수신 방법 및 시스템은 다른 통신 시스템들에도 적용될 수 있다.

또한, 본 발명은 통신 시스템에서 송신기, 예컨대 소정의 셀을 관장하는 기지국(BS: Base Station, 이하 'BS'라 칭하기로 함)과, 수신기, 예컨대 상기 소정의 셀 내에 존재하며 상기 BS로부터 통신 서비스를 제공받는 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 함) 간의 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제안한 다. 후술할 본 발명의 실시예에서는 OFDM/OFDMA 통신 시스템에서 송신기와 수신기간의 데이터 송수신시 발생하는 반송파간 간섭(ICI: Intercarrier Interference, 이하 'ICI'라 칭하기로 함)을 최소화하는 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제안한다.

아울러, 본 발명은 통신 시스템에서 부호율을 이용하여 ICI를 최소화하는 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제안한다. 후술할 본 발명의 실시예에서는 임의의 부호율, 예컨대 t/k(t≤k) 부호율의 주파수 영역 ICI 제거 부호를 통해 ICI를 최소화하는 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제안한다. 여기서, 본 발명의 실시예에 따른 ICI 제거 부호는 통신 시스템의 주파수 대역 효율을 향상시키며 수신기의 복잡도를 감소시키고, 시스템의 성능 및 채널 용량과 비트 에러율(BER: Bit Error Rate, 이하 'BER'이라 칭하기로 함)의 성능을 향상시킨다. 또한, 본 발명은 t×t 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 함) 방식의 통신 시스템(이하 'MIMO 통신 시스템'이라 칭하기로 함) 또는 단일 입력 단일 출력(SISO: Single-Input Single-Output, 이하 'SISO'라 칭하기로 함) 방식의 통신 시스템(이하 'SISO'라 칭하기로 함)에서 t/k 부호율의 주파수 영역 ICI 제거 부호를 통해 ICI를 최소화하기 위해 송신기가 송신 코딩 행렬을 이용하여 데이터를 송신하고, 수신기가 수신 코딩 행렬을 이용하여 상기 송신기로부터 데이터를 수신한다.

이때, 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템은 최적의 송신 코딩 행렬과 수신 코딩 행렬을 결정하고, 상기 통신 시스템의 송신기는 송신 신호를 소정의 개수, 예컨대 t개씩 묶어 상기 송신 코딩 행렬을 곱한 후, 역이산 퓨리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform, 이하 'IDFT'라 칭하기로 함)하여 송신하고, 상기 통신 시스템의 수신기는 상기 송신기로부터 수신되는 신호를 이산 퓨리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform, 이하 'DFT'라 칭하기로 함)한 후, 소정의 개수, 예컨대 k개씩 묶어 상기 수신 코딩 행렬을 곱하여 상기 수신 코딩 행렬 별로 t개의 수신 신호를 출력한다. 여기서, 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 수신기는 최대 로그우도(ML: Maximum-Likelihood, 이하 'ML'이라 칭하기로 함) 또는 수직 블라스트(V-BLAST: Vertical Bell Labs Layered Space-Time, 이하 'V-BLAST'라 칭하기로 함)와 같은 검파기들 통해 송신 신호를 검파한다. 또한, 상기 t/k 부호율의 주파수 영역 ICI 제거 부호, 즉 송신 코딩 행렬과 수신 코딩 행렬은 간섭이 존재하는 t×t MIMO 통신 시스템의 채널 용량 하한을 산출한 후, 상기 산출한 채널 용량 하한을 최대화하는 행렬로 결정된다. 그러면 여기서, 도 1을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 송수신기 구조에 대해 설명하기로 한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 송수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

도 1을 참조하면, 송신기(100)는 송신하고자 하는 신호, 즉 송신기(100)로 입력되는 입력 신호(s)를 t개씩 묶어 송신 코딩 행렬(B)을 곱하여 송신 코딩 행렬(B) 별로 k개씩 출력하는 제1곱셈부(110)와, 상기 제1곱셈부(110)의 출력 신호를 IDFT하는 IDFT부(120)와, 상기 IDFT된 병렬 형태의 신호를 직렬 형태의 신호로 변환하는 병렬/직렬 변환부(130), 및 순환 접두어(CP: Cyclic Prefix, 이하 'CP'라 칭하기로 함)를 삽입한 후 송신 안테나를 통해 신호를 송신하는 CP 삽입부(140)를 포함한다. 그리고, 수신기(150)는 수신 안테나를 통해 송신기(100)로부터 전송되는 신호에 포함된 CP를 제거하는 CP 제거부(160)와, 상기 CP 제거부(160)로부터 전송되는 직렬 형태의 신호를 병렬 형태의 신호로 변환하는 직렬/병렬 변환부(170)와, 상기 직렬/병렬 변환부(203)로부터 전송되는 신호를 DFT하는 DFT부(180), 및 상기 DFT부(180)로부터 전송되는 신호를 k개씩 묶어 수신 코딩 행렬(G^H)을 곱하여 상기 수신 코딩 행렬(G^H) 별로 t개의 수신 신호(y)를 출력하는 제2곱셈부(190)를 포함한다.

여기서, 상기 송신기(100)의 제1곱셈부(110)는 상기 송신기(100)와 수신기(150)에 심볼의 서브캐리어 개수가 N일 경우, 다시 말해 상기 IDFT(120)의 크기가 N일 경우 N/k개의 제1곱셈기들을 포함하며, 상기 제1곱셈기들에는 송신하고자 하는 신호, 즉 입력 신호(s)가 t개씩 각각 입력되며, 상기 입력된 t개의 입력 신호(s)에 송신 코딩 행렬(B)이 곱해진 k개의 출력 신호를 IDFT부(120)로 각각 출력한다. 즉, 상기 제1곱셈기들은 t개의 입력 심볼들이 각각 입력되고, 상기 입력된 t개의 입력 심볼들에 송신 코딩 행렬개의 서브캐리어들을 IDFT부(120)로 각각 출력한다. 또한, 상기 수신기(150)의 제2곱셈부(190)는 전술한 바와 같이 상기 송신기(100)와 수신기(150)에 형성된 채널(H)의 서브캐리어 개수가 N일 경우, 다시 말해 상기 DFT(180)의 크기가 N일 경우 N/t개의 제2곱셈기들을 포함하며, 상기 제2곱셈기들에는 DFT(180)의 출력 신호가 k개씩 각각 입력되며, 상기 입력된 k개의 출력 신호에 수신 코딩 행렬(G^H)이 곱해진 t개의 출력 신호를 각각 출력한다. 즉, 상기 제2곱셈기들은 k개의 서브캐리어들이 각각 입력되고, 상기 입력된 k개의 서브캐리어들에 수신 코딩 행렬(G^H)을 곱하여 t개의 출력 심볼들을 출력한다. 여기서, 상기 송신 코딩 행렬(B)은 k×t 행렬이고 상기 수신 코딩 행렬G^H)은 t×k 행렬이며, 이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 최적의 상기 k×t의 송신 코딩 행렬(B)과 t×k의 수신 코딩 행렬(G^H)을 결정하는 과정에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.

우선, 상기 수신기(150)가 수신하는 수신 신호(y)는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 1에서,

는 상기 수신기(150)의 수신 신호를 의미하고,

는 M×N 행렬로서 행렬의 대각 블록(diagonal block)이 상기 t×k의 수신 코딩 행렬(G^H)인 행렬을 의미하고,

는 송신기(100)와 수신기(150)간에 형성된 채널(H)의 행렬을 의미하고,

는 상기 송신기(100)가 송신하고자 하는 신호, 즉 입력 신호(s)를 의미하고,

는 N×M 행렬로서 행렬의 대각 블록이 k×t의 송신 코딩 행렬(B) 인 행렬을 의미하며,

는 N 차원 AWGN(additive white Gaussian noise) 벡터를 의미한다. 여기서, M은 송신 서브캐리어의 개수로서 S의 서브캐리어 개수가 M개임을 의미한다.

그러면, 상기 수신기(150)의 DFT부(180)의 DFT 행렬을

라고 정의하고, N×N 행렬인

는 송신기(100)와 수신기(150) 간의 시간 영역 채널 행렬이고,

는

로 정의되는 주파수 영역 채널 행렬이다. 여기서,

는

일 경우

이고, 그 외의 구간에서는 0이며,

은 모듈로(modulo) 연산을 의미하고,

은 심볼의 n번째 샘플에 해당하는 시간 영역 채널 임펄스 응답(impulse response)의 l번째 탭을 의미하고, L은 시간 영역 채널 임펄스 응답 탭의 개수를 의미한다.

이때, 통신 시스템에서 한 심볼 내에서 채널이 가변하면 ICI가 발생되며, 이러한 ICI는 채널 행렬

의 비대각 요소들로 나타난다. 그에 따라, 상기 통신 시스템을 다수개의 부 시스템들로 분할하기 위해 상기 채널 행렬

를 다수개의 k×k 블록들로 분할하면, 상기 채널 행렬

의 (u,v)번째 블록은

로 나타낼 수 있으며, 상기

를 이용하여 상기 수학식 1의

,

는

,

로 분할한다. 여기서,

와

는 t차 벡터이고,

는 k차 벡터이다. 그에 따라, 상기 수학식 1은

를 이용하여 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서

는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서

는 수신기(150)가 송신기(100)로부터 수신하고자 하는 신호이고,

, 즉

는 간섭 및 잡음을 나타낸다. 이때, 앞서 설명한 바와 같이 간섭이 존재하는 t×t MIMO 통신 시스템으로 최대 송신 전력을 고려하면 상기 통신 시스템의 용량을 최대화하는 최적의 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H)을 결정한다. 여기서, 본 발명의 실시예에 따른 t/k 부호율은 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H)의 차원으로 결정되고, 수신기(150)가 채널을 추정한 후, t×t MIMO 통신 시스템에 상응하는 검파기를 이용하여

를 검출한다. 그러면 이하에서는 t×t MIMO 통신 시스템의 채널 용량, 다시 말해 앞서 설명한 바와 같이 채널 용량 하한을 산출한 후, 상기 산출한 채널 용량 하한을 최대화하는 최적의 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H) 결정을 설명하기로 한다.

우선, 상기 수학식 2에서 시스템의 채널 용량 하한을 산출하기 위해 다음과 같이 가정하기로 한다.

상기 송신기(100)가 송신하고자 하는 신호, 즉 입력 신호

와 잡음

는 공분산(covariance)이 각각

과

인 순환 대칭 가우시안 랜덤 벡터들(circularly symmetric Gaussian random vectors)이고, 시간 영역 채널의 모든 다중 경로((multi-path)들은 서로 배타적 무상관(mutually uncorrelated)이고, 각 시간 영역 채널의 탭들은 크기(magnitude)가 레일리 분포(Rayleigh distribution)를 가지고 위상이 균일 분포(uniform distribution)를 가지는 WSS(wide-sense stationary) 확률 과정(random process)으로 하기 수학식 4를 만족한다고 가정하기로 한다.

상기 수학식 4에서,

는 l번째 채널 탭의 평균 전력을 의미하고,

이며, 채널의 전력은 1,

로 정규화한다. 그에 따라,

는

와 독립이고, 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 함)은

이 된다. 이때, 상기

는 두 개의 가우시안 확률 과정 곱의 선형 결합이므로 가우시안 분포를 갖지않는다. 따라서, 상기

가 가우시안 분포로 가정하여 정확한 채널 용량을 산출하는 대신 채널 용량 하한을 산출한다. 상기 채널 용량 하한은 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 5에서,

는 임의의 u번째 부 시스템의 채널 용량을 의미하고, 상기 최적의 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H)을 결정하기 위해서는

의 공분산

를 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H)로 나타내어야 하며, 상기

는 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 6에서,

는 크로네커 곱(Kronecker product) 연산을 의미하고,

는 아다마르 곱(Hadamard product) 연산을 의미하며, (p,q)번째

,

는 하기 수학식 7 내지 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 9에서 m은 임의의 정수를 의미하고, 수학식 10에서

은

인 k차 벡터를 의미한다. 그런 다음, 몬테 카를로 법(Monte Carlo Method)을 이용하여 채널 용량의 하한을 산출한 후, 상기 산출한 채널 용량 하한을 최대화하는 최적의 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H) 결정한다. 이때, 모든 부 시스템의 채널 용량 하한은 동일함으로 부 시스템에 상관없이 시스템의 채널 용량 하한은

로 나타낼 수 있다.

그러면, 상기 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H)은 전술한 바와 같이 채널 용량 하한

를 최대화시키는 최적의 행렬들로 결정되며, 상기 채널 용량 하한

를 최대화는 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

이때, 상기 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H) 은 시변 레일리 채널에 대해 상기 채널 용량 하한을 최대화하는 최적의 행렬을 결정하고, 상기 시변 레일리 채널 이외에 대해 채널의 자기상관 r(n)을 상이하게 정의하여 결정한다.

예를 들어, 도플러 주파수(Doppler frequency: f_dT_s)가 0.01에서 0.51까지 0.05 간격으로 변화할 때 Jakes의 모델을 이용하여 채널 H(0,0)을 독립적으로 생성하고, 자기상관 r(n)은 f_dT_s가 0.01에서 0.51까지 균일하게 변화할 경우의 J₀(2π f_dT_sn/N)의 평균으로 가정한다. 여기서, T_s는 OFDM 심볼 시간을 나타내고, J₀는 첫 번째 종류의 영차 Bessel 함수이다. 그러면, 상기 수학식 5에서 채널 행렬

은 상기 생성한 채널 H(0,0)를 평균하여 근사화할 수 있으며, 이러한 근사화를 통해 최적의 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H)을 결정하며, ICI 제거 부호, 즉 최적의 송신 코딩 행렬(B)과 수신 코딩 행렬(G^H)은 실수 값을 가지고 B=G의 조건을 갖는다. 이러한 조건을 만족하여 결정된 최적의 송신 코딩 행렬(B)은 하기 표 1과 같이 나타낼 수 있다.

그러면 이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에 채널 용량 하한 및 BER 성능을 설명하기로 한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 채널 용량 하한을 도시한 도면이다. 여기서, 도 2는 SNR이 25㏈일 경우 주파수 선택적 채널에서 채널 용량 하한을 도시한 도면이다.

도 2를 참조하면, t=1일 경우(210)의 시스템들, 예컨대 1/1 부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은, 즉 B=G=1을 적용한 시스템1(C1), 본 발명에 따른 1/2 부호를 적용한 시스템2(P1), 1/2 부호와 B=G=[1, -1]^T를 적용한 시스템3(Z1), 1/2 부호와 B=G=[0,

]를 적용한 시스템4(S1)에서 본 발명의 실시예에 따른 1/2 부호를 적용한 시스템2(P1)의 채널 용량 하한의 최대로 성능이 가장 우수하다. 특히, t=2일 경우(220)의 시스템들, 예컨대 2/2부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은, 즉 B=G=I₂를 적용한 시스템5(C2), 본 발명의 실시예에 따른 2/2 부호를 적용한 시스템6(P2), 본 발명의 실시예에 따른 2/3 부호를 적용한 시스템7(P3)에서, 상기 시스템6(P2)과 시스템7(P3)의 채널 용량 하한이 2/2부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은 시스템5(C2)의 채널 용량 하한보다 크다.

또한, t=3일 경우(230)와 t=4일 경우(240)의 시스템에서 3/3부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은 시스템8(C3)과 4/4 부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은 시스템11(C4)은 본 발명의 실시예에 따른 3/3 부호를 적용한 시스템9(P4), 3/4 부호를 적용한 시스템10(P5), 4/4 부호를 적용한 시스템12(P6), 4/5 부호를 적용한 시스템13(P7)보다 채널 용량 하한이 낮다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 ICI 부호를 적용한 시스템은 ICI에 강인하게 된다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 채널 부호화를 수행한 경우의 BER을 도시한 도면이다. 여기서, 도 3은 도플러 주파수(f_dT_s)가 0.2일 경우의 주파수 선택적 페이딩 채널에서 채널 부호화를 수행한 경우의 BER을 도시한 도면이다.

도 3을 참조하면, t=1일 경우(310)의 시스템, 예컨대 1/1 부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은, 즉 B=G=1을 적용한 시스템1(C1), 본 발명의 실시예에 따른 1/2 부호를 적용한 시스템2(P1), 1/2 부호와 B=G=[1, -1]^T를 적용한 시스템3(Z1)과 t=2일 경우(320)의 시스템, 예컨대 2/2부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은, 즉 B=G=I₂를 적용한 시스템5(C2), 본 발명의 실시예에 따른 2/2 부호를 적용한 시스템6(P2), 본 발명의 실시예에 따른 2/3 부호를 적용한 시스템7(P3)에서 본 발명의 실시예에 따른 ICI 부호를 적용한 시스템들, 즉 시스템2(P1), 시스템6(P2), 시스템7(P3)은 ICI에 의한 성능 저하가 상기 ICI 부호를 적용하지 않은 시스템보다 작다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 채널 부호화를 수행하지 않을 경우의 BER을 도시한 도면이다. 여기서, 도 4는 도플러 주파수(f_dT_s)가 0.2일 경우의 주파수 선택적 페이딩 채널에서 채널 부호화를 수행하지 않을 경우의 BER을 도시한 도면이다.

도 4를 참조하면, t=1일 경우(410)의 시스템, 예컨대 1/1 부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은, 즉 B=G=1을 적용한 시스템1(C1), 본 발명의 실시예에 따른 1/2 부호를 적용한 시스템2(P1), 1/2 부호와 B=G=[1, -1]^T를 적용한 시스템3(Z1)과 t=2일 경우(420)의 시스템, 예컨대 2/2부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은, 즉 B=G=I₂를 적용한 시스템5(C2), 본 발명의 실시예에 따른 2/2 부호를 적용한 시스템6(P2), 본 발명의 실시예에 따른 2/3 부호를 적용한 시스템7(P3)에서 본 발명의 실시예에 따른 ICI 부호를 적용한 시스템들, 즉 시스템2(P1), 시스템6(P2), 시스템7(P3)은 ICI에 의한 성능 저하가 상기 ICI 부호를 적용하지 않은 시스템보다 작다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 채널 용량 하한을 도시한 도면이다. 여기서, 도 5는 SNR이 25㏈일 경우 AWGN 채널에서 채널 용량 하한을 도시한 도면이다.

도 5를 참조하면, t=1일 경우(510)의 단일 입력 단일 출력(SISO: Single-Input Single-Output, 이하 'SISO'라 칭하기로 함) 시스템, 예컨대 1/1 부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은, 즉 B=G=1을 적용한 시스템1(C1), 1/2 부호를 적용한 시스템2(P1), 1/2 부호와 B=G=[1, -1]^T를 적용한 시스템3(Z1)과 t=2일 경우(520)의 MIMO 시스템, 예컨대 2/2부호와 ICI 제거 부호를 적용하지 않은, 즉 B=G=I₂를 적용한 시스템5(C2), 2/2 부호를 적용한 시스템6(P2), 2/3 부호를 적용한 시스템7(P3)에서 ICI 제거 부호를 적용하지 않은 시스템의 채널 용량 하한이 ICI 제거 부호를 적용한 시스템의 채널 용량보다 낮다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 ICI 부호를 적용한 시스템은 ICI에 강인하게 된다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 송신 코딩 행렬과 수신 코딩 행렬을 이용하여 데이터를 송수신함으로써, ICI를 최소할 수 있다. 따라서, 본 발명은, ICI를 최소화함으로써 데이터 송수신 효율 및 시스템의 성능을 향상시키며, 시스템의 복잡도를 감소시킬 수 있다.

Claims

통신 시스템에서 데이터 송신 방법에 있어서,

송신기가 다수의 송신 신호들이 입력되면, 상기 송신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정과,

상기 소정 개씩 묶인 송신 신호들에 송신 코딩 행렬을 각각 곱하는 과정과,

상기 송신 코딩 행렬이 곱해진 송신 신호를 수신기로 송신하는 과정을 포함하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,

상기 송신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정은, 상기 송신 코딩 행렬의 부호율에 상응하여 묶는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제2항에 있어서,

상기 송신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정은, 상기 부호율이 t/k일 경우 상기 송신 신호들을 t개씩 묶는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제3항에 있어서,

상기 송신 코딩 행렬을 각각 곱하는 과정은, 상기 t개씩 묶인 송신 신호들에 상기 송신 코딩 행렬을 곱하여 k개씩 묶인 송신 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,

상기 송신 코딩 행렬은, 상기 송신기와 상기 수신기 간에 형성된 채널의 채널 용량 하한을 최대화하는 최적의 행렬인 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제5항에 있어서,

상기 송신 코딩 행렬은, 상기 채널의 행렬에서 대각 블록(diagonal block)인 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,

상기 송신 신호를 상기 수신기로 송신하는 과정은, 다수의 송신 안테나들을 통해 수신기로 송신하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
통신 시스템에서 데이터 수신 방법에 있어서,

수신기가 송신기로부터 다수의 수신 신호들을 수신하면, 상기 수신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정과,

상기 소정 개씩 묶인 수신 신호들에 수신 코딩 행렬을 각각 곱하는 과정과,

상기 수신 코딩 행렬이 곱해진 수신 신호를 출력하는 과정을 포함하는 데이터 수신 방법.
제8항에 있어서,

상기 수신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정은, 상기 수신 코딩 행렬의 부호율에 상응하여 묶는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제9항에 있어서,

상기 수신 신호들을 소정 개씩 묶는 과정은, 상기 부호율이 t/k일 경우 상기 수신 신호들을 t개씩 묶는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제10항에 있어서,

상기 수신 코딩 행렬을 각각 곱하는 과정은, 상기 t개씩 묶인 수신 신호들에 상기 수신 코딩 행렬을 곱하여 k개씩 묶인 수신 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제8항에 있어서,

상기 수신 코딩 행렬은, 상기 송신기와 상기 수신기 간에 형성된 채널의 채널 용량 하한을 최대화하는 최적의 행렬인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,

상기 수신 코딩 행렬은, 상기 채널의 행렬에서 대각 블록(diagonal block)인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제8항에 있어서,

상기 송신기로부터 상기 다수의 수신 신호들을 수신하는 과정은, 다수의 수신 안테나들을 통해 수신하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
통신 시스템에서 데이터 송수신 시스템에 있어서,

다수의 송신 신호들이 입력되면, 상기 송신 신호들을 소정 개씩 묶고, 상기 소정 개씩 묶인 송신 신호들에 송신 코딩 행렬을 각각 곱한 후, 상기 송신 코딩 행렬이 곱해진 송신 신호를 수신기로 송신하는 송신기와,

상기 송신기로부터 다수의 수신 신호들을 수신하면, 상기 수신 신호들을 소정 개씩 묶고, 상기 소정 개씩 묶인 수신 신호들에 수신 코딩 행렬을 각각 곱한 후, 상기 수신 코딩 행렬이 곱해진 수신 신호를 출력하는 수신기를 포함하는 데이터 송수신 시스템.
제15항에 있어서,

상기 송신기는, 상기 송신 코딩 행렬의 부호율에 상응하여 상기 송신 신호들을 소정 개씩 묶는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제16항에 있어서,

상기 송신기는, 상기 부호율이 t/k일 경우 상기 송신 신호들을 t개씩 묶는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제17항에 있어서,

상기 송신기는, 상기 t개씩 묶인 송신 신호들에 상기 송신 코딩 행렬을 곱하여 k개씩 묶인 송신 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제15항에 있어서,

상기 송신 코딩 행렬은, 상기 송신기와 상기 수신기 간에 형성된 채널의 채널 용량 하한을 최대화하는 최적의 행렬인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제19항에 있어서,

상기 송신 코딩 행렬은, 상기 채널의 행렬에서 대각 블록(diagonal block)인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제15항에 있어서,

상기 송신기는, 다수의 송신 안테나들을 통해 상기 송신 신호를 상기 수신기로 송신하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제15항에 있어서,

상기 수신기는, 상기 수신 코딩 행렬의 부호율에 상응하여 상기 수신 신호들을 소정 개씩 묶는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제22항에 있어서,

상기 수신기는, 상기 부호율이 t/k일 경우 상기 수신 신호들을 t개씩 묶는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제23항에 있어서,

상기 수신기는, 상기 t개씩 묶인 수신 신호들에 상기 수신 코딩 행렬을 곱하여 k개씩 묶인 수신 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제15항에 있어서,

상기 수신 코딩 행렬은, 상기 송신기와 상기 수신기 간에 형성된 채널의 채널 용량 하한을 최대화하는 최적의 행렬인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제25항에 있어서,

상기 수신 코딩 행렬은, 상기 채널의 행렬에서 대각 블록(diagonal block)인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
제15항에 있어서,

상기 수신기는, 다수의 수신 안테나들을 통해 상기 다수의 수신 신호들을 수신하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.