KR20080068560A - 음향 신호에 확장된 대역폭을 제공하는 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 확장된 대역폭 음향 신호에 제공하는 방법 및 장치를 제공하며, 상기 방법은 상부 주파수에서 수신 음향 신호를 확장하는 상부 확장 신호를 제공하는 단계를 포함하고, 상기 상부 확장 신호 제공 단계는 상기 수신된 음향 신호를 미리 정해진 편이 주파수 값만큼 적어도 미리 정해진 저 주파수 값보다 크거나 및/또는 미리 정해진 고 주파수 값보다 작게 편이시켜 편이 신호를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

음향 신호에 확장된 대역폭을 제공하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR PROVIDING AN ACOUSTIC SIGNAL WITH EXTENDED BANDWIDTH}
본 발명은 음향 신호, 특히 음성 신호에 확장된 대역폭을 제공하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
아날로그 또는 디지털 신호 경로를 통해 전송되는 음향 신호는 통상, 상기 신호 경로가 제한된 대역폭만을 갖고 있어 상기 전송된 음향 신호가 그 원래 신호와 상당히 상이하다는 결점을 갖는다. 예컨대, 종래의 전화 접속의 경우, 8kHz의 샘플링 레이트(sampling rate)를 사용하면 4kHz의 최대 신호 대역폭이 얻어진다. 오디오 CD의 경우와 비교하여, 음성 및 오디오 품질은 상당히 저하된다.
더욱이, 많은 종류의 전송 방법은 추가의 대역폭 제한을 보여준다. 아날로그 전화 접속의 경우, 300Hz~3.4kHz의 주파수만이 전송된다. 결국, 3.1kHz 대역폭만이 활용 가능하다.
음성 신호의 경우, 예컨대, 고주파수의 부재는 이해도(comprehensibility)를 떨어뜨리는 결과를 가져온다. 또한, 저 주파수 성분의 결손에 기인하여 음성 품질이 저하된다.
원리적으로, 전화 접속의 대역은 광대역 또는 와이드밴드 디지털 코딩 및 디코딩 방법(소위 광대역 코덱)을 이용하여 증가시킬 수 있다. 그러나, 이러한 경우, 송신기 및 수신기 모두는 새로운 표준의 구현을 필요로 하는 대응하는 코딩 및 디코딩 방법을 지원하여야 한다.
대안으로서, 대역폭 확장을 위한 시스템을 사용할 수 있는데, 이는 예컨대 하기 간행물에서 설명되고 있다: P. Jax, Enhancement of Bandwidth Limited Speech Signals : Algorithms and Theoretical Bounds, Dissertation, Aachen, Germany, 2002 or E. Larsen, R.M. Aarts, Audio Bandwidth Extension, Wiley, Hoboken, NJ, USA, 2004. 이들 시스템은 기존 전화 접속을 변경할 필요가 없도록 수신기 측에서만 실시된다. 이들 시스템에서, 대역폭이 작은 입력 신호의 결손(missing) 주파수 성분이 추정되고 그 입력 신호에 부가된다.
종래의 대역폭 확장 시스템이 이러한 상태에 있어서의 구조 및 그 대응하는 신호 흐름의 예가 도 8에 도시되어 있다. 일반적으로, 결손 주파수 성분은 블록 기반으로(blockwise) 재합성된다.
블록(801)에서, 분석 필터 뱅크는 디지털화된 형태의 입력 또는 수신 신 호(x(n))를 처리하여 스펙트럼 벡터 X(ej Ωμ,n)를 얻는다. 여기서, 변수 n은 시간을 나타낸다. 이 도면에서, 입력 신호(x(n))는 샘플링 레이트를 증가시켜 이미 원하는 대역폭으로 변환된 것으로 가정한다. 이 변환 단계에서, 예를 들면 적절한 주파수 안티-알리어싱(anti-aliasing) 또는 안티-이미징(anti-imaging) 필터 요소를 사용하여 이루어질 수 있는 부가적 주파수 성분은 전혀 생성되지 않는다. 전송된 신호가 수정되지 않도록 하기 위해, 결손 주파수 범위 내에서만 대역폭 확장이 이루어진다. 전송 방법에 따라서, 상기 확장은 저 주파수(예컨대, 0~300Hz) 및/또는 고 주파수(예컨대, 3400Hz~원하는 샘플링 레이트의 절반) 범위에 관여한다.
블록(802)에서, 협대역 신호로부터 협대역 스펙트럼 엔빌로프(narrowband spectral envelope)가 추출되는데, 상기 협대역 신호는 예컨대 전화 채널의 대역폭 제한에 의해 제한된다. 비선형 매핑을 통해, 상기 협대역 엔빌로프로부터 대응 광대역 엔빌로프가 추정된다. 상기 매핑은 예컨대 코드북 페어(codebook pairs) (J. Epps, W.H. Holmes, A New Technique for Wideband Enhancement of Coded Narrowband Speech, IEEE Workshop on Speech Coding, Conference Proceedings, Pages 174 to 176, June 1999 참조) 또는 뉴트럴 네트워크 (J.-M. Valin, R. Lefebvre, Bandwidth Extension of Narrowband Speech for Low Bit - Rate Wideband Coding, IEEE Workshop on Speech Coding, Conference Proceedings, Pages 130 to 132, September 2000 참조)에 기초한다. 이들 방법에서, 대용량 프로세서와 메모 리 리소스를 필요로 하는 트레이닝 방법을 이용하여 새로운 네트워크의 가중치 또는 코드북의 엔트리를 생성한다.
또한, 블록(803)에서, 스펙트럼 상 편평한 엔빌로프를 갖는 광대역 또는 와이드 밴드 여기 신호 Xexc(ej Ωμ,n)가 상기 협대역 신호로부터 생성된다. 상기 여기 신호는 성대(vocal chords) 바로 뒤에 기록될 신호에 대응하는데, 다시 말해 상기 여기 신호는 통상 형상 및 구조 또는 스펙트럼 형태에 대한 것이 아닌 발성(voicing) 및 피치에 대한 정보를 담고 있다 (예컨대, B. Iser, G. Schmidt, Bandwidth Extension of Telephony Speech, EURASIP Newsletter, Volume 16, Number 2, Pages 2 to 24, June 2005 참조).
따라서, 음성 신호와 같은 완전한 신호의 회수를 위해, 상기 여기 신호는 스펙트럼 엔빌로프로 가중되어야 한다. 여기 신호의 생성을 위해, 예컨대 2-방향 교정(rectifying) 또는 제곱화(squaring)와 같은 비선형 특성(U. Kornagel, Spectral Widening of the Excitation Signal for Telephone - Band Speech Enhancement, IWAENC '01, Conference Proceedings, Pages 215 to 218, September 2001 참조)을 이용할 수 있다. 대역폭 확장을 위해, 상기 여기 신호 Xexc(ej Ωμ,n)는 블록(804)에서 엔빌로프를 사용하여 스펙트럼적으로 색채화된다.
이 후, 확장을 위해 사용된 스펙트럼 범위는 블록(806)에서 대역 정지 필터를 사용하여 추출되어 신호 스펙트럼 Yext(ej Ωμ,n)을 도출한다. 상기 대역 정지 필터는 예컨대 200~3700Hz의 범위에서 효과적일 수 있다.
수신 신호의 스펙트럼 X(ej Ωμ,n)은 블록(806)에서 상보형 대역 통과 필터를 통과한다. 그런 다음, 신호 성분 Yext(ej Ωμ,n), Ytel(ej Ωμ,n)이 부가되어, 확장된 대역폭을 갖는 스펙트럼 Y(ej Ωμ,n)을 얻는다. 블록(807)에서, 상이한 스펙트럼들이 다시 합성 필터 뱅크에서 합성되어 확장된 대역폭을 갖는 출력 신호(y(n))를 생성한다.
예컨대 예비-강조(pre-emphasis) 및/또는 강조 해제(de-emphasis) 단계를 행하거나 스펙트럼 Yext(ej Ωμ,n) 및 Ytel(ej Ωμ,n)의 파워를 적합화하기 위해 시스템 내에 추가의 요소들이 존재할 수 있다. 많은 경우에 있어서, 상기 신호 처리는 서브 대역 또는 주파수 도메인에서 행해진다.
종래의 시스템에서, 기본 음성 주파수, 평균 파워, 스펙트럼 엔빌로프 등과 같은 신호 파라미터들은 샘플링 값의 전 블록에 대해 결정된다. 적어도 일 블록에 대해 이들 파라미터들은 변화되지 않은 상태로 남아 있다. 이들 파라미터들로부터, 확장 신호와 광대역 스펙트럼 엔빌로프가 생성된다. 최종 단계에서, 50~75%의 오버랩을 갖는 후속 블록들이 결합되고, 스펙트럼 상 확장된 출력 신호가 생성된다. 이 결과, 블록의 전체 길이가 약 20ms인 경우, 약 5~10ms의 전형적인 블록 오프셋이 도출된다.
이것은 음성 신호 통로가 크게 변하는 경우 상당한 아티팩트(artifacts)가 생기는 결과를 가져온다. 또한, 블록 처리에 기인하여 신호 경로에 지연이 삽입된다. 특히, 핸즈프리 시스템의 경우, 전송기 경로 역시 지연된 신호 처리를 나타낸다. 이러한 경우, 이들 지연의 합은 ETSI (ETS 300 903 (GSM 03.50), Transmission Planning Aspects of the Speech Service in the GSM Public Land Mobile Network (PLMS) System, ETSI, France, 1999) 또는 ITU(ITU-T Recommendation G. 167, General Characteristics of International Telephone Connections and International Telephone Circuits-Acoustic Echo Controllers, Helsinki, Finland, 1993)에 의해 제안된 최대값보다 큰 전체 지연값을 가져오게 될 것이다. 특히 고정 장착된 전화 또는 핸즈프리 시스템의 경우, 추가 신호 처리로 인한 최대 지연은 2ms이어야 한다. 그러나, 이것은 전술한 종래 기술의 시스템에서는 달성될 수 없다.
그러므로, 본 발명의 목적은 전술한 단점을 극복하고, 특히 신호 지연을 감소시키는, 확장된 대역폭을 음향 신호에 제공하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
파수 값보다 크게 및/또는 미리 정해진 상부 주파수 값보다 작게 편이시켜 편이 신호를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 확장 신호는 상기 수신된 음향 신호의 편이에 기초하여, 즉 상기 수신된 신호의 편의된 카피(shifted copy)를 제공함으로써 제공되기 때문에, 블록에 기초한 어떤 신호 처리도 필요하지 않다. 그러므로, 신호 처리 과정 중 생기는 지연은 전술한 블록에 기초한 처리의 경우와 비교하여 감소된다.
상부 확장 신호를 획득하기 위해, 상기 수신된 음향 신호는 그 전 범위에 걸쳐 편이될 수 있다. 별법으로서, 미리 정해진 하부 주파수 값보다 크거나 및/또는 미리 정해진 상부 주파수 값보다 작은 수신 음향 신호의 측면에서, 수신된 음향 신호의 일부만이 편이될 수 있다.
전술한 바에서 "상부 주파수에서"라는 표현은 미리 정해진 주파수 범위를 반드시 지시하는 것은 아니며, 오히려 수신 음향 신호가 수신 음향 신호의 상부 주파 수 범위 내에 있는 주파수 및/또는 수신 음향 신호의 주파수 범위 위에 있는 주파수에서 확장되거나 보완되는 것을 나타낸다.
원리적으로, 상기 획득된 편이 신호는 상부 확장 신호로서 취해질 수 있다. 그러나, 편이된 신호에 대한 추가적인 처리 역시 가능하다. 미리 정해진 편이 주파수 값은 상기 편이된 신호가 수신 음향 신호의 보완에 적합한 주파수 범위를 커버하도록 선택될 수 있다.
상기 수신된 음향 신호는 디지털 신호일 수 있고 또는 디지털화될 수 있다.
전술한 방법에서, 상기 편이 단계에 앞서 수신 음향 신호를 하이 패스 필터링하는 것이 선행할 수 있다.
이것은 수신 음향 신호를 편이시켜 얻어지는 신호가 수신 음향 신호와 중첩되지 않도록 하는데 특히 유용하다. 이러한 하이 패스 필터링의 수행에 의해, 상기 수신된 음향 신호는 하이 패스 필터의 컷오프 주파수인 상기 미리 정해진 하부 주파수보다 큰 경우에 한해서만 편이되어, 그 편이된 신호와 상기 수신된 음향 신호의 중첩이 방지될 수 있다.
전술한 방법에서, 상기 편이 단계에 후속하여 상기 편이된 신호를 하이 패스 필터링으로써 필터링된 편이 신호를 얻는 과정을 행할 수 있다.
이러한 후속 하이 패스 필터링은 수신된 원래의 음향 신호와 중첩될 수 있는 편이된 신호의 성분이 제거되는 것을 더욱 보장한다. 상기 필터링된 편이 신호는 상부 확장 신호로서 취해질 수 있다. 그러나, 그 필터링된 편이 신호에 대한 추가적인 처리 역시 가능하다.
상기 편이된 신호를 하이 패스 필터링하기 위한 하이 패스 필터의 컷오프 주파수는 상기 수신된 음향 신호를 필터링하는 하이 패스 필터의 컷오프 주파수와 상기 미리 정해진 편이 주파수 값을 더한 주파수에 대응할 수 있다. 이것은 상기 편이된 신호와 상기 수신된 음향 신호의 중첩을 막는데 특히 유리한 선택이다.
전술한 방법에서, 상기 수신된 음향 신호를 하이 패스 필터링하는 것 및/또는 상기 편이된 신호를 하이 패스 필터링하는 것은 특히 Chebyshev 필터 및/또는 Butterworth 필터와 같은 순환 필터(recursive filter)를 사용하여 수행될 수 있다.
이들 IIR 필터는 상기 하이 패스 필터의 효율적인 구현을 가능하게 한다.
상기 편이 단계는 수신된 신호의 코사인 변조(cosine modulation)를 행하는 것을 포함할 수 있다. 이러한 변조의 결과, 상기 수신된 음향 신호가 효율적이고 신뢰성 있게 편이된다.
상기 코사인 변조는 수신된 음향 신호에 변조 함수, 즉 독립 변수(arguments)로서 편이 주파수와 시간 변수의 곱(product)을 갖는 코사인 함수를 곱하는 것에 의해 얻어진다.
코사인 변조의 결과, 신호가 양과 음의 양측 주파수 방향으로 편이되기 때문에, 상기 코사인 변조를 행하기 전후에 상기 수신된 음향 신호를 하이 패스 필터링하는 것이 특히 유용하다.
상기 방법은 상기 수신된 음향 신호와 상기 상부 확장 신호의 가중된 합(weighted sum)을 제공하는 것에 의해 상기 수신된 음향 신호와 상기 상부 확장 신호를 결합하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이러한 방식으로, 특히 상부 주파수와 관련하여 확장된 대역폭을 갖는 음향 신호가 최종적으로 얻어진다. 상기 상부 확장 신호는 전술한 바와 같이 예컨대, 편이된 신호 또는 필터링되고 편이된 신호일 수 있다.
상기 가중된 합의 가중치는 시간 의존적일 수 있다. 이것은 결과적으로 얻 어지는 신호 품질을 향상시키고 아티팩트의 발생을 감소시킨다.
상기 상부 확장 신호는 수신된 음향 신호의 추정된 신호대 노이즈비의 함수인 제1 인자(factor)에 의해 가중될 수 있다.
상기 신호대 노이즈비(SNR)는 상기 수신된 음향 신호가 원하는 신호, 특히 음성 신호를 포함하는지 여부를 결정하는데 적합한 변수이다. 이러한 방식으로, 수신된 음향 신호에 원하는 신호가 존재하거나 그렇지 않은 것에 따라 가중 과정을 통해 댐핑(damping) 또는 증폭이 이루어질 수 있다. 상기 추정 신호대 노이즈비는 수신된 음향 신호와 가능하게는 하이 패스 필터링된 수신 음향 신호의 절대치에 대한 1차 IIR 평활화(smoothing)를 통한 노이즈 레벨의 절대값 또는 계수(modulus)의 추정에 근거할 수 있다.
특히, 상기 제1 인자는 상기 수신된 음향 신호의 상기 추정된 신호대 노이즈비의 단순 증가 함수(monotonically increasing function)일 수 있다. 이러한 방식으로, 어떤 음성 성분도 존재하지 않는 신호의 부분에 대응하는 작은 신호대 노이즈비를 상기 수신된 음향 신호가 나타낸다면, 상기 상부 확장 신호의 댐핑이 행해진다. 상기 수신된 음향 신호가 높은 신호대 노이즈비를 나타낸다면, 상기 상부 확장 신호의 댐핑은, 가능하게는 제로의 댐핑까지 감소된다.
상기 상부 확장 신호는 상기 상부 확장 신호 내의 추정된 노이즈 레벨의 함수인 제2 인자에 의해 가중될 수 있다.
이러한 방식으로, 고주파수에서 노이즈 레벨에 따라 상기 상부 확장 신호의 댐핑이 행해질 수 있다. 상기 제2 인자는 상기 제1 인자의 대안으로 또는 그에 추가로 사용될 수 있다. 두 인자 모두가 사용되면, 바람직하게는 제1 및 제2 인자의 곱이 채용될 것이다.
상기 제2 인자는 상기 상부 확장 신호 내의 추정된 노이즈 레벨의 단순 감소 함수(monotonically decreasing function)일 수 있다. 이러한 방식으로, 고 주파수에서 노이즈 레벨이 높으면, 더 많은 댐핑이 수행된다.
전술한 방법에서, 상기 추정된 신호대 노이즈비 및/또는 상기 추정된 노이즈 레벨은 각각의 단시간 신호 파워에 기초하여 추정될 수 있다. 이것은 이러한 추정에 있어서 특히 효율적이고 신뢰성 있는 방법이다.
전술한 방법에서, 상기 상부 확장 신호는 제3 인자에 의해 가중될 수 있는데, 상기 제3 인자는 상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호 레벨과 상기 상부 확장 신호의 추정된 신호 레벨의 비율에 기초하여 조정된다.
이것은 대부분의 신호 파워가 실제로 저주파수에서 존재하는 경우를 보다 적절하게 취급할 수 있도록 해주는데, 이러한 경우, 상기 상부 확장 신호의 댐핑은 보다 자연스러운 확장된 신호를 산출하는 데에 적합할 수 있다.
상기 제3 인자는 상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호 레벨과 상기 상부 확장 신호의 추정 신호 레벨의 비율의 단순 증가 함수일 수 있다. 이 결과, 대부분의 신호 파워가 저주파수에서 존재한다면 상기 상부 확장 신호의 댐핑이 행해진다.
상기 제3 인자와 관련하여, 상기 제1 인자 또는 제2 인자에 대안적으로 또는 그에 추가하여 사용될 수 있음에 유의하여야 한다. 특히, 상기 상부 확장 신호의 가중치는 상기 제1 인자, 제2 인자 및/또는 제3 인자의 곱일 수 있다.
전술한 방법에서, 상기 수신된 음향 신호는 현재 시간과 현재 시간에서 하나의 시간 단계를 뺀 시간에서의 상기 수신 음향 신호의 가중된 합을 제공하는 것에 의해 가중될 수 있다. 현재 시간 및 그 하나의 단계 이전의 시간 모두에서의 수신 음향 신호를 고려함으로써, 그 결과적인 신호가 보다 조화롭게 들리는 것으로 밝혀졌다. 상기 시간 단계는 신호의 샘플링 레이트에 의존한다.
특히, 현재 시간과 그 하나의 단계 이전의 시간에서의 상기 수신된 음향 신호의 가중된 합의 가중치는 상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호 대 노이즈비 및/ 또는 상기 상부 확장 신호 내의 추정된 노이즈 레벨의 함수일 수 있다.
이러한 방식으로 상기 수신된 음향 신호를 변형하는 것에 의해, 상기 수신된 음향 신호와 상기 상부 확장 신호를 합친 후에는 보다 자연스러운 확장된 신호가 얻어진다. 특히, 상기 가중치는 전술한 제1 인자 및 제2 인자의 함수이거나 그에 의존할 수 있다.
전술한 방법은 하부 주파수에서 상기 수신된 신호를 확장하기 위해 하부 확장 신호를 제공하는 단계를 더 포함할 수 있다. 저 주파수 성분을 부가하는 것에 의해, 특히 개선된 음성 품질이 얻어질 것이다.
하부 확장 신호 제공 단계는 비선형 특성, 특히 2차 특성(quadratic characteristic)을 상기 수신된 음향 신호에 적용하는 것을 포함할 수 있다. 다시 말해, 예컨대 2차 특성을 적용하는 것은 상기 수신된 음향 신호의 가중 합과 상기 수신된 음향 신호의 제곱에 의해 표현될 수 있다. 비선형 특성을 이용하는 것에 의해, 결손 주파수가 얻어질 수 있도록 고조파가 생성된다.
상기 비선형 특성은 시간 의존적일 수 있다. 따라서, 비선형 특성의 파라미터들은 시간 의존적이다. 특히, 2차 특성의 경우, 가중치 또는 인자는 시간 의존적일 수 있다.
비선형 특성의 적용 이후, 그 결과적인 신호를 대역 통과 필터링하는 것이 후속될 수 있다. 상기 특성 적용 후 상기 신호를 대역 통과 필터링하는 것은 결과적인 확장 신호에서의 교란을 방지하기 위해, 기본 음성 주파수와 같은 미리 정해진 주파수 값보다 작거나 및/또는 수신된 음향 신호의 최소 주파수보다 큰 성분이 제거된 하부 확장 신호를 제공할 수 있도록 해준다.
전술한 방법은 상기 수신된 음향 신호와 상기 하부 확장 신호의 가중된 합을 제공하는 것에 의해 상기 수신된 음향 신호와 상기 하부 확장 신호를 합하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 하부 확장 신호는 상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호대 노이즈비의 함수인 제4 인자에 의해 가중될 수 있다. 특히, 상기 제4 인자는 전술한 제1 인자의 함수일 수 있다.
본 발명은 또한, 컴퓨터 구동시 전술한 한 방법의 단계를 수행하기 위한 컴퓨터 실행 가능 명령어를 갖는 하나 이상의 컴퓨터 판독 가능한 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품을 제공한다.
또한, 본 발명은 확장된 대역폭을 음향 신호에 제공하는 장치를 제공하는데, 이 장치는,
상부 주파수에서 수신된 음향 신호를 확장시키는 상부 확장 신호를 제공하는 수단을 포함하며, 상기 상부 확장 신호 제공 수단은 상기 수신된 음향 신호를 미리 정해진 편이 주파수 값만큼 적어도 미리 정해진 저 주파수 값보다 크거나 및/또는 미리 정해진 고 주파수 값보다 작게 편이시켜 편이 신호를 얻도록 구성된다.
상기 상부 확장 신호 제공 수단은 전술한 하나의 방법의 단계를 수행하도록 구성될 수 있다.
추가 양태를 도면 및 실시예를 참조하여 이하에서 설명한다.
도 1은 음향 신호에 확장된 대역폭을 제공하기 위한 방법의 신호 흐름의 한 가지 예를 보여준다. 도시한 예에서, 상부 주파수(upper frequency) 및 하부 주파수(lower frequency) 모두에 대한 확장이 수행된다. 그러나, 상부 확장 신호를 제공하는 것 및 하부 확장 신호를 제공하는 것은 원리적으로, 서로 독립적이다. 따라서, 확장 신호 중 하나만을 제공하는 것도 가능하다.
상기 방법은 수신된 음향 신호(x(n)) 상에서 수행되는데, 상기 신호는 디지털 또는 디지털화된 신호이고, n은 시간 변수를 나타낸다.
이하에서 더욱 상세하게 설명하는 바와 같이, 상부 확장 신호(yhigh(n))는, 수신된 음향 신호(x(n))를 하이-패스 필터(101)를 통해 통과시키고, 블록(102)에서 스펙트럼 편이(spectral shifting)를 수행하고, 그 편이된 신호를 하이-패스 필터(103)를 통해 통과시킴으로써 얻어진다.
스펙트럼 편이는 블록(102)에서 코사인 변조를 수행함으로써 이루어진다. 본 예에서, 약 1380 Hz의 변조 주파수(Ω0)가 사용된다. 음향 신호에 대한 샘플링 주파수가 fs=11,025 Hz라면, Nmod=8 코사인 값만이 저장되어야 한다. 코사인 변조가 양 및 음의 주파수 방향으로 주파수 편이를 수행함에 따라,
Figure 112008003616435-PAT00001
편이된 스펙트럼이 오버랩되는 것을 피하기 위하여 블록(101)에서 하이-패스 필터링이 수행된다.
하이-패스 필터(101)로서, 다음과 같은 차분 방정식(differnece equation)을 갖는 순환 필터가 사용된다.
Figure 112008003616435-PAT00002
FIR 및 IIR 부분에서 필터의 차수는 4~7일 수 있다. 특히, 다음과 같은 것 을 이용할 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00003
이러한 하이-패스 필터의 주파수 응답의 결과적으로 얻어지는 계수는 도 2에 도시되어 있다(실선).
만약, 예컨대 수신된 음향 신호(입력 신호)가 최대 4 kHz의 신호 성분만을 포함하고 있다면, 결과적으로 얻어지는 신호(xhigh(n))는 약 2 kHz와 4kHz 사이의 관련 신호 성분만을 포함하게 될 것이다.
블록(102)에서, 이 신호는 이제 코사인 함수가 곱해진다. 즉,
Figure 112008003616435-PAT00004
상기 식에서, mod(n, Nmod)는 모듈러 어드레싱(modular addressing)을 나타낸다. 변조 주파수(Ω0)를 1380 Hz(상기 참조)인 것으로 선택하고 샘플링 주파수가 11025 Hz라면, Nmod=8 코사인 값들만이 필요하다. 또한, 코사인 변조로 인해 하부 주파수로의 주파수 편이가 생김에 따라, 변조된 신호(xmod(n)) 상에 제2 하이-패스 필터(103)가 적용된다. 즉,
Figure 112008003616435-PAT00005
상기 제2 하이-패스 필터의 차수는 제1 하이-패스 필터의 경우와 동일할 수 있으나 반드시 그러할 필요는 없다. 그러나, 이 경우에도 다음과 같은 것을 선택하는 것이 바람직하다.
Figure 112008003616435-PAT00006
상기 하이-패스 필터는 천이 범위(transition range)가 약 3400 Hz에서 시작하도록 설계되었다. 도 2(점선)는 제2 하이-패스 필터의 주파수 응답의 계수를 보여준다. 특히, 수신된 음향 신호의 대역폭에 따라서, 다른 천이 범위도 가능하다.
블록(104)에서, 상기 수신된 음향 신호(x(n))에 비선형 2차 특성을 적용함으로써 하부 확장 신호(lower extension signal)가 얻어진다. 이 비선형 특성에 대한 계수는 블록(105)에서 결정된다. 이를 위해, 무엇보다도, 수신된 음향 신호의 계수의 단시간 최대값(xmax(n))이 추정된다. 이는 순환식으로 다음과 같이 이루어질 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00007
상기 추정시 사용된 상수(Kdec, Kinc)에 대하여, 다음의 조건이 취해질 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00008
상수(Kmax)는 다음과 같은 간격으로부터 선택될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00009
예로서, 다음의 특정 값이 선택될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00010
특정 예에 따르면, 상기 비선형 특성은 시간 의존적 계수를 갖는 2차 특성일 수 있다. 즉,
Figure 112008003616435-PAT00011
각 종류의 비선형 특성이 이용되고, 그 비선형성은 주어지지 않았던 주파수에서 신호 성분을 생성할 수 있도록 해준다. 파워 특성(power characteristics)을 이용하면, 복수의 기본 주파수로 이루어지는 신호 성분이 조화파 또는 결손 기본 파(missing fundamental wavews)만을 생성할 수 있도록 해준다.
원리적으로, 계수는 시간 의존적일 필요는 없다. 그러나, 시간 의존적 계수를 사용하면, 상기 특성으로 인한 신호 동적 변화가 보상될 수 있다. 특히, 상기 계수는 입력 신호로부터 출력 신호까지 파워의 작은 변화만이 가능하도록 현재의 입력 신호에 적합하게 될 수 있다. 예로서, 상기 계수는 다음과 같이 선택될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00012
상기 상수(ε)는 0을 나누는 것을 피하기 위해 사용된다. 다른 상수들은 다음과 같은 예시적인 값들을 취할 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00013
상기 적응식 2차 특성의 출력 신호(xnl(n))는 원하는 저주파수 신호 성분을 포함한다. 그러나, 또한 전화통화 대역 내(예컨대, 300 Hz와 3400 Hz 사이) 및 기 본적 음성 주파수 미만(예컨대, 100 Hz 미만)의 추가 성분들이 존재할 수 있다. 이들 성분을 제거하기 위하여, 블록(106)에서 대역 통과 필터링이 수행된다.
특히, 1차의 Butterworth 필터와 같은 IIR 필터를 이용하여 저주파수 교란(low frequency disturbances)을 제거할 수 있다. 이러한 하이-패스 필터의 출력 신호는 다음과 같다.
Figure 112008003616435-PAT00014
상기 식에서, 필터 계수는 다음의 값들을 취할 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00015
전화통화 대역과 같은 고주파수에서의 신호 성분은 더 높은 차수의 IIR 필터를 이용하여 제거될 수 있다. 즉,
Figure 112008003616435-PAT00016
예컨대, 차수의 Chebyshev 로우-패스 필터가 채용될 수 있다.
이러한 하이-패스 필터 및 로우-패스 필터를 조합하면, 예컨대 도 3에 도시한 바와 같은 주파수 응답을 갖는 대역 통과 필터가 얻어진다.
상기 수신된 음향 신호와 상부 확장 신호 및/또는 하부 확장 신호를 결합하면, 상기 수신된 음향 신호가 음성 신호와 같은 원하는 신호 성분을 포함하고 있는지 여부를 알아차릴 수 있다. 또한, 수신된 음향 신호 내의 교란도 알아차릴 수 있다. 이러한 관점에서, 확장된 대역폭을 갖는 결과적으로 얻어지는 출력 신호는 수신된 음향 신호와 상부 확장 신호 및/또는 하부 확장 신호의 가중된 합(weighted sum)으로서 제공된다. 가중치는 시간 의존적인 것으로 선택하는 것이 바람직하다.
이하에서는, 적절한 가중치의 예를 설명한다. 이들 예시적인 가중치에 대하여, 수신된 음향 신호 및 상부 확장 신호의 짧은 시간 파워의 추정이 이용될 것이다.
이러한 목적을 위해, 신호(x(n), xhigh(n))의 계수의 제1 차수의 IIR 평활화가 수행된다.
Figure 112008003616435-PAT00018
상기 시간 상수(βx)는 다음과 같은 것으로 선택한다.
Figure 112008003616435-PAT00019
특히, 상기 상수는 0.01의 값을 취할 수 있다. 이들 짧은 시간 평활화된 값으로부터, 노이즈 레벨에 대한 추정이 다음과 같이 정해질 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00020
이 경우에, 상기 상수(ε)는 다음을 만족하여야 한다.
Figure 112008003616435-PAT00021
특히, 상기 상수는 0.00005의 값을 취할 수 있다.
상기 식에서 상수(bmin)는 상기 추정이 0의 값에 도달하여 그 포인트에서 정지하는 것을 피하기 위한 것이다. 상기 신호가 16 비트로 양자화된다면, 그 신호는 다음과 같은 진폭 범위 내에 있게 된다.
Figure 112008003616435-PAT00022
상기 변조 범위에 대하여, bmin=0.01을 선택할 수 있다. 도 4는 상측부에서 의 입력 신호(수신된 음향 신호)의 한 가지 예를 보여준다. 하측부에서, 상기 수신된 신호의 추정된 짧은 시간 파워(
Figure 112008003616435-PAT00023
)와 결과적으로 얻어지는 노이즈 파워 추정(
Figure 112008003616435-PAT00024
)이 도시되어 있다.
이러한 방식으로 추정된 상기 단시간 파워는 이제 신호 성분을 가중하기 위한 상이한 인자들을 결정하는데 이용될 수 있다. 제1 인자(gsnr(n))는 추정된 신호 대 노이즈 비의 함수이다. 이 인자는 음성 통로의 경우에, 즉 신호 대 노이즈 비가 낮다면, 상부 확장 신호를 댐핑하는 데 이용된다. 신호 대 노이즈 비가 큰 음성 신호의 경우에, 어떠한 또는 거의 어떠한 댐핑도 수행되지 않는다. 이는 예컨대, 다음에 의해 달성될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00025
상기 파라미터(gsnr , max 및 gsnr , min)는 최대 및 최소 댐핑에 대응한다. 예컨대, 이들 파라미터는 다음과 같은 값을 취할 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00026
댐핑 값을 전환하기 위한 임계치로서,
Figure 112008003616435-PAT00027
을 선택하였다. 즉, 상기 추정된 신호 파워는 댐핑을 감소시키기 위하여, 약 10 dB 만큼 상기 추정된 노이즈 파워를 초과하여야 한다. IIR 평활화의 시간 상수는 안정한 평활화 필터를 얻기 위하여 다음의 간격으로부터 선택한다.
Figure 112008003616435-PAT00028
특히, 상기 상수는 0.005인 것으로 선택할 수 있다.
도 5는 입력 신호(x(n))(상측부)와 결과적으로 얻어지는 댐핑 인자(gsnr(n))(dB)의 예를 보여준다. 알 수 있는 바와 같이, 음성 중단 중에, 댐핑은 증가하고 있다.
보다 자연스러운 출력 신호를 얻기 위하여, 높은 입력 배경 노이즈 레벨에 대하여 제2 인자가 이용된다. 이 제2 인자(gnoise(n))는, 상부 확장 신호 내의 노이즈 레벨이 미리 규정된 임계치를 초과한다면 증가한다. 또한, 상기 인자가 크게 변동하는 것을 피하기 위하여 이력(hysteresis)을 실시할 수도 있다.
예컨대, 인자(gnoise(n))는 다음과 같이 결정될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00029
최대 댐핑에 대응하는 상수(gnoise , min)는 40 dB로 취한다. 즉,
Figure 112008003616435-PAT00030
약 6 dB의 이력에 대하여, 다음과 같이 취할 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00031
추가의 인자는 다음을 만족시킨다.
Figure 112008003616435-PAT00032
바람직한 한 가지 예에 따르면, 다음과 같이 취할 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00033
이러한 방식으로, 약 10 dB/s의 최대 수정이 얻어진다.
대부분의 신호 파워가 저주파수에 존재하는 경우에, 상부 확장 신호를 댐핑하기 위하여 상부 확장 신호에 대하여 제3의 인자(ghlr(n))가 이용될 수 있다. 이는 다음에 의해 달성될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00034
상기 IIR 평활화에서 댐핑 값들은 다음의 것으로 선택된다.
Figure 112008003616435-PAT00035
상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호 파워(
Figure 112008003616435-PAT00036
)와, 고주파수 파워(
Figure 112008003616435-PAT00037
)의 비에 대하여, 다음의 임계치를 사용하였다.
Figure 112008003616435-PAT00038
상기한 제1 차수의 IIR 평활화의 경우에서처럼, 평활화 상수(βhlr)는 다음의 간격으로부터 선택하였다.
Figure 112008003616435-PAT00039
특히, 상기 상수는 다음의 값을 취할 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00040
상부 확장 신호를 가중하는 것 외에도, 상기 수신된 음향 신호의 주파수 대역 내의 신호 역시 가중되거나 수정될 수 있다. 이는 확장된 대역폭을 갖는, 보다 조화로운 신호를 생성한다. 상기 수신된 음향 신호(x(n))에 대한 이러한 수정 또는 가중은, 다음에 따라 2개의 시간 의존적 계수를 갖는 FIR 필터를 통해 달성될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00041
상기 필터 계수는 다음에 따라 서로 의존한다.
Figure 112008003616435-PAT00042
이러한 방식으로, 시간(n) 및 시간(n-1)에서 상기 수신된 음향 신호의 가중된 합이 블록(108)에서 수행된다. 다른 신호 부분에 대한 인자의 경우에서처럼, 이러한 처리를 위한 가중치는 블록(107)에서 결정된다.
필터(108)는 파라미터(a) 및 시간 의존적 인자(gh(n))를 통해 활성화되고 비 활성화될 수 있는 작은 하이-패스 특성을 보여줄 수 있다. 상기 파라미터(a)는 다음의 간격으로부터 선택될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00043
a에 대한 작은 값은 상부 주파수의 작은 증가만을 일으키고, 큰 값은 큰 증가를 일으킨다. 상기 인자(gh(n))는 다음과 같이 선택될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00044
이러한 방식으로, 필터(108)는 음성 활중 중에만 그리고 노이즈 레벨이 낮은 수신 음향 신호에 대해서만 활성화된다. 상이한 인자들(gh(n))에서 a=0.3의 파라미터를 갖는 이러한 필터 특성에 대한 예가 도 6에 도시되어 있다.
시간 의존적 인자(glow(n))를 이용하여 하부 확장 신호(ylow(n)) 역시 가중될 수 있다. 즉,
Figure 112008003616435-PAT00045
상기 식에서, 상수 인자(glow , fix)는 다음과 같이 선택된다.
Figure 112008003616435-PAT00046
예컨대, 상기 인자(glow , fix)는 2의 값을 취할 수 있다.
상기 수신된 음향 신호에 대한 상기 처리를 통해 확장된 대역폭을 나타내는 출력 신호는, 하부 확장 신호(ylow(n))와 상부 확장 신호(yhigh(n))의 수정된 입력 신호(수정된 수신 음향 신호)(ytel(n))의 가중된 합이다. 즉,
Figure 112008003616435-PAT00047
상부 확장 신호에 대한 전체 인자는 다음과 같은 것으로 선택될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00048
상수 인자(ghigh , fix) 또한 다음과 같은 간격으로부터 선택될 수 있다.
Figure 112008003616435-PAT00049
예컨대, ghigh , fix는 4일 수 있다.
도 7은 상기한 방법의 한 가지 예를 보여준다. 도면의 상측 부분에서, GSM 전화를 통해 수신된 신호(x(n))의 시간 대 주파수 분석이 도시되어 있다. 알 수 있는 바와 같이, 약 200 Hz 미만 및 약 3700 Hz 이상에서, 어떠한 주파수 성분도 존재하지 않는다.
상부 및 하부 확장 신호를 제공하는 상기 방법을 수행하면, 결손 주파수 성분을 복구할 수 있다. 출력 신호(y(n))의 시간 대 주파수 분석이 도 7의 하측 부분에 도시되어 있다.
상기한 방법 및 장치의 다른 부분들 및 구성 요소들 또한 서로 독립적으로 구현될 수 있고 다른 형태로 조합될 수 있다는 것을 이해하여야 한다. 또한, 상기 실시예들은 단지 예시적인 실시예로서 해석되어야 한다.
도 1은 음향 신호에 확장된 대역폭을 제공하는 방법을 위한 신호 흐름의 한 가지 예를 개략적으로 보여준다.
도 2는 예시적인 하이 패스 필터들의 주파수 응답 계수를 보여준다.
도 3은 대역 통과 필터의 한 가지 예의 주파수 응답 계수를 보여준다.
도 4는 음성 신호 및 대응하는 단시간 파워 추정의 예를 보여준다.
도 5는 수신된 음향 신호 및 대응 댐핑 인자의 예를 보여준다.
도 6은 적응식 하이 패스 필터의 예에 대한 주파수 응답 계수를 보여준다.
도 7은 수신된 음향 신호 및 확장된 대역폭을 갖는 대응 신호의 예를 보여준다.
도 8은 종래 기술의 방법의 한 가지 예를 보여준다.

Claims (25)

  1. 음향 신호에 확장된 대역폭을 제공하는 방법으로서,
    상부 주파수에서 수신 음향 신호를 확장하는 상부 확장 신호를 제공하는 단계를 포함하며, 상기 상부 확장 신호 제공 단계는 상기 수신된 음향 신호를 미리 정해진 편이 주파수 값만큼 적어도 미리 정해진 하부 주파수 값보다 크게 및/또는 미리 정해진 상부 주파수 값보다 작게 편이시켜 편이 신호를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 편이 단계에 앞서 수신 음향 신호를 하이 패스 필터링하는 것이 선행하는 것인 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 편이 단계에 후속하여 상기 편이된 신호를 하이 패스 필터링으로써 필터링된 편이 신호를 얻는 과정이 수행되는 것인 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 편이된 신호를 하이 패스 필터링하기 위한 하이 패스 필터의 컷오프 주파수는 상기 수신된 음향 신호를 필터링하는 하이 패스 필터의 컷오프 주파수와 상기 미리 정해진 편이 주파수 값을 더한 주파수에 대응하는 것인 방법.
  5. 제2항 내지 제4항 중 한 항에 있어서, 상기 수신된 음향 신호를 하이 패스 필터링하는 것 및/또는 상기 편이된 신호를 하이 패스 필터링하는 것은 특히 Chebyshev 필터 및/또는 Butterworth 필터와 같은 순환 필터(recursive filter)를 사용하여 수행되는 것인 방법.
  6. 제1항 내지 제5항 중 한 항에 있어서, 상기 편이 단계는 수신된 신호의 코사인 변조를 행하는 것을 포함하는 것인 방법.
  7. 제1항 내지 제6항 중 한 항에 있어서, 상기 수신된 음향 신호와 상기 상부 확장 신호의 가중된 합을 제공하는 것에 의해 상기 수신된 음향 신호와 상기 상부 확장 신호를 결합하는 단계를 더 포함하는 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 가중 합의 가중치는 시간 의존적인 것인 방법.
  9. 제7항 또는 제8항에 있어서, 상기 상부 확장 신호는 수신된 음향 신호의 추정된 신호대 노이즈비의 함수인 제1 인자에 의해 가중되는 것인 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제1 인자는 상기 수신된 음향 신호의 상기 추정된 신호대 노이즈비의 단순 증가 함수인 것인 방법.
  11. 제7항 내지 제10항 중 한 항에 있어서, 상기 상부 확장 신호는 상기 상부 확장 신호 내의 추정된 노이즈 레벨의 함수인 제2 인자에 의해 가중되는 것인 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제2 인자는 상기 상부 확장 신호 내의 추정된 노이즈 레벨의 단순 감소 함수인 것인 방법.
  13. 제7항 내지 제12항 중 한 항에 있어서, 상기 추정된 신호대 노이즈비 및/또는 상기 추정된 노이즈 레벨은 각각의 단시간 신호 파워에 기초하여 추정되는 것인 방법.
  14. 제7항 내지 제13항 중 한 항에 있어서, 상기 상부 확장 신호는 제3 인자에 의해 가중되고, 상기 제3 인자는 상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호 레벨과 상기 상부 확장 신호의 추정된 신호 레벨의 비율에 기초하여 제어되는 것인 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제3 인자는 상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호 레벨과 상기 상부 확장 신호의 추정 신호 레벨의 비율의 단순 증가 함수인 방법.
  16. 제7항 내지 제15항 중 한 항에 있어서, 상기 수신된 음향 신호는 현재 시간과 현재 시간에서 하나의 시간 단계를 뺀 시간에서의 상기 수신 음향 신호의 가중된 합을 제공하는 것에 의해 가중되는 것인 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 현재 시간과 그 하나의 단계 이전의 시간에서의 상기 수신된 음향 신호의 가중된 합의 가중치는 상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호 대 노이즈비 및/또는 상기 상부 확장 신호 내의 추정된 노이즈 레벨의 함수인 방법.
  18. 제1항 내지 제17항 중 어느 한 항에 있어서, 하부 주파수에서 상기 수신된 신호를 확장하기 위해 하부 확장 신호를 제공하는 단계를 더 포함하는 방법.
  19. 제18항에 있어서, 하부 확장 신호 제공 단계는 비선형 특성, 특히 2차 특성을 상기 수신된 음향 신호에 적용하는 것을 포함하는 것인 방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 비선형 특성은 시간 의존적인 것인 방법.
  21. 제19항 또는 제20항에 있어서, 비선형 특성의 적용 이후, 그 결과적인 신호를 대역 통과 필터링하는 것이 후속되는 방법.
  22. 제18항 내지 제21항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신된 음향 신호와 상기 하부 확장 신호의 가중된 합을 제공하는 것에 의해 상기 수신된 음향 신호와 상기 하부 확장 신호를 합하는 단계를 더 포함하는 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 하부 확장 신호는 상기 수신된 음향 신호의 추정된 신호대 노이즈비의 함수인 제4 인자에 의해 가중되는 것인 방법.
  24. 컴퓨터 구동시 제1항 내지 제23항 중 어느 한 항의 방법의 단계를 수행하기 위한 컴퓨터 실행 가능 명령어를 갖는 하나 이상의 컴퓨터 판독 가능한 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램.
  25. 확장된 대역폭을 음향 신호에 제공하는 장치로서,
    상부 주파수에서 수신 음향 신호를 확장시키는 상부 확장 신호를 제공하는 수단을 포함하며, 상기 상부 확장 신호 제공 수단은 상기 수신된 음향 신호를 미리 정해진 편이 주파수 값만큼 적어도 미리 정해진 저 주파수 값보다 크거나 및/또는 미리 정해진 고 주파수 값보다 작게 편이시켜 편이 신호를 얻도록 구성되는 것인 장치.
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