KR20070090520A - 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음및 간섭 비 측정 장치 및 방법 - Google Patents

이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음및 간섭 비 측정 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비(Signal-to-Interference and Noise Ratio : 이하 'SINR'라 칭함) 측정 장치 및 방법에 관한 것으로서, 수신 신호의 보호구간을 이용하여 평균 잡음 전력을 계산하고, 동일 세그먼트의 인접 부반송파 사이에는 주파수 영역 채널이 동일함을 가정하여 서빙 세그먼트의 신호 전력을 계산하는 과정과, 상기 서빙 세그먼트의 평균 전력을 계산하고, 상기 평균 잡음 전력 및 서빙 세그먼트의 신호 전력의 합과 상기 계산된 평균 전력의 차를 이용하여 상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력을 계산하는 과정과, 간섭 세그먼트별 평균 전력을 계산하고, 상기 계산된 평균 잡음 전력과 상기 계산된 평균 전력의 차를 이용하여 상기 간섭 세그먼트별 간섭 전력을 계산하는 과정과, 상기 계산된 서빙 세그먼트의 신호 전력을 상기 평균 잡음 전력과 총 세그먼트별 간섭 전력의 합으로 나누어 상기 SINR을 계산하는 과정을 포함하여, 선택적 주파수 페이딩이 심한 환경에서 더 정확한 SINR을 추정할 수 있는 이점이 있다.
OFDM, 프리앰블, SINR, 세그먼트

Description

이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비 측정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR MEASURING SINR USING PREAMBLE IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 일반적인 IEEE 802.16e 규격에 기반한 통신 시스템의 프리앰블 할당 방법을 도시한 도면,
도 2는 세그먼트 구조의 예를 도시한 도면,
도 3은 프리앰블에서 수신되는 신호의 예를 도시한 도면,
도 4는 본 발명에 따른 이동통신 시스템에서 수신기의 구성 장치를 도시한 블럭도,
도 5는 본 발명에 따른 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 SINR 추정기의 상세 구성을 도시한 블럭도, 및
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 SINR 측정 방법의 절차를 도시한 흐름도.
본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로서, 특히, 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비 측정 장치 및 방법에 관한 것이다.
차세대 이동 통신 시스템은 이전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하며, 상기 이전 세대의 이동 통신 시스템에서보다 고속의 데이터 전송 서비스를 제공하기 위한 기술들이 표준화되고 있다.
상기 이동 통신 시스템들에서 무선 채널로 신호를 전송하는 경우, 전송된 신호는 송신기와 수신기 사이에 존재하는 다양한 장애물들에 의해 다중경로 간섭을 받는다. 상기 다중경로가 존재하는 무선 채널은 채널의 최대 지연 확산과 신호의 전송 주기로 특성을 규정짓는다. 상기 최대 지연 확산보다 신호의 전송 주기가 긴 경우에는 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하지 않으며, 채널의 주파수 특성은 비선택적 페이딩(frequency nonselective fading)으로 주어진다. 그러나, 심벌(symbol) 주기가 짧은 고속 데이터 전송시에 단일 반송파(single carrier)방식을 사용하게 되면, 심벌간 간섭(inter-symbol interference)이 심해지기 때문에 왜곡이 증가하게 되고, 수신단의 등화기(equalizer)의 복잡도도 함께 증가하게 된다. 따라서, 상기 단일 반송파 전송방식에서 등화 문제를 해결하기 위한 대안으로 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하 'OFDM'이라 칭함) 방식을 사용하는 시스템이 제안되었다.
상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하 는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol) 열을 병렬 변환한 후, 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(sub-carrier)들, 즉 다수의 부반송파 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
상기 OFDM 방식은 상호 직교성을 지닌 여러 개의 반송파를 사용하므로 주파수 이용 효율이 높고, 상기 IFFT 및 FFT를 사용하므로 고속데이터 처리에 용이하며, 'Cyclic Prefix'를 사용하여 다중경로 페이딩에 견고함을 보인다. 또한, 다중 사용자와 다중 안테나(Multiple-Input Multiple-Output : 이하 'MIMO'라 칭함) 시스템으로의 확장이 용이하여 최근 활발한 연구 개발이 진행되고 있으며, 4세대 이동통신 및 차세대 통신방식의 대표적인 방식으로 고려되고 있다.
상기 OFDM 방식의 시스템은 시간 및 주파수 동기, 셀 및 섹터 ID 획득, 채널 추정 등을 목적으로 매 프레임마다 프리앰블을 전송한다. 여기서, 상기 시간 동기(혹은 프레임 동기)는 기지국이 시간영역에서 동일 패턴의 상기 프리앰블을 반복 전송하고, 상기 프리앰블을 수신한 단말국이 상기 반복된 패턴의 상관성을 이용함으로써 획득할 수 있다. 상기 시간 영역에서 동일 패턴의 프리앰블을 반복시키는 방법은 크게 복수 개의 OFDM 심볼에 동일한 데이터를 할당하는 방법과 주파수영역에서 일정 부반송파 마다 데이터를 할당하는 방법으로 나눌 수 있다. 상기 복수 개의 OFDM 심볼에 동일한 데이터를 할당하는 방법은 상기 프리앰블이 복수 개의 OFDM 심볼에 할당되어 전송되기 때문에 오버헤드(overhead)가 증가된다. 따라서, 상기 프리앰블을 하나의 OFDM 심볼에 할당하는 방법이 상기 프리앰블의 목적을 달성할 수 있다면, 상기 주파수영역에서 일정 부반송파 마다 데이터를 할당하는 방법이 시간 자원 효율 측면에서 더 효율적이라 할 수 있다.
도 1은 일반적인 IEEE 802.16e 규격에 기반한 통신 시스템의 프리앰블 할당 방법을 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 도 1a는 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼을 프리앰블로 할당하며, 시간영역에서 3번째 부반송파마다 동일한 패턴의 프리앰블 열(sequence)을 반복 할당한다. 도 1b 및 1c는 상기 도 1a와 크기(amplitude)는 동일하지만 위상(phase)이 회전(shift)된 반복 패턴을 갖는다. 상기 세 가지 형식을 세그먼트(segment)라 하며, 상기 도 1a, 1b, 1c는 세그먼트 0, 1, 2에 적용되는 프리앰블 열 구조를 개략적으로 나타낸 것이라 할 수 있다.
여기서, 상기 세그먼트 구조가 일반적인 섹터(sector) 구조와 동일한 구조라고 가정할 시, 도 2와 같이, 1개의 셀(cell)은 총 3개의 세그먼트들, 즉 세그먼트 0과 세그먼트 1 및 세그먼트 2의 구조를 가질 수 있으며, 알파(α), 베타(β), 감마(γ) 섹터에 각각 세그먼트 0, 1, 2의 프리앰블을 할당할 수 있다. 이때, 단말국은 상기 프리앰블을 이용하여 기지국 식별자(Identification : ID)를 쉽게 확인할 수 있다.
한편, 수신기에서 측정된 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비(Signal-to-Interference and Noise Ratio : 이하 'SINR'라 칭함)는 송신기에 피드백(feedback)되어 상기 송신기로 하여금 적절한 변조 및 코딩 방식(Modulation and Coding Scheme : 이하 'MCS'라 칭함) 레벨을 사용하게 함으로써, 링크 성능을 안정 시킬 뿐만 아니라 높은 MSC 레벨의 사용으로 시스템 용량을 향상시킬 수 있다. 또한, 서빙 기지국뿐만 아니라 타 기지국의 SINR을 측정하여 핸드오버(handover) 여부를 판단하는 기준으로 사용할 수도 있기 때문에 정확한 SINR 측정이 필요하다.
종래 기술에 따른 SINR 측정은 프리앰블 혹은 파일롯이 할당된 OFDM 심볼에서 파일롯이 할당된 복수 개의 부반송파의 수신 신호와 미리 설정된 기준 열(sequence)을 상관시키고, 상기 복수개의 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값들과의 차이를 이용하여 간섭 및 잡음 성분 전력을 계산한 후, 전체 신호의 전력에서 상기 계산된 간섭 및 잡음 성분 전력을 뺀 값으로 신호 전력을 구하고, 상기 구한 신호 전력을 상기 간섭 및 잡음 성분 전력으로 나눔으로써 추정한다. 하지만, 상기 방법을 프리앰블에 적용하면 SINR 추정 성능이 떨어지게 된다.
도 3은 프리앰블에서 수신되는 신호의 예를 도시한 도면이다. 여기서, 상기 프리앰블은 주파수영역에서 일정 부반송파마다 할당되고, 각 섹터마다 서로 다른 세그먼트 ID의 프리앰블을 사용한다고 가정한다.
상기 도 3을 참조하면, 서빙 기지국(혹은 섹터)은 세그먼트 0을 사용하고, 세그먼트 1, 2는 간섭 기지국(혹은 섹터)에 의해 사용될 시, 상기 세그먼트 0, 1, 2의 전력은 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006015448541-PAT00001
Figure 112006015448541-PAT00002
Figure 112006015448541-PAT00003
여기서, 상기 Pi는 i번째 세그먼트를 사용하는 부반송파의 평균 전력, 상기 Ps는 서빙 기지국(혹은 섹터) 신호의 전력, 상기 Ii는 i번째 세그먼트를 사용하는 부반송파의 평균 간섭전력, 상기 Pw는 평균 잡음전력을 나타낸다. 여기서, 상기 평균 잡음전력은 각 세그먼트마다 동일하다고 가정한다.
여기서, 종래 기술에 따른 이동통신 시스템에서는 상기 SINR을 하기 <수학식 2>를 이용하여 추정한다.
Figure 112006015448541-PAT00004
즉, 서빙 기지국(혹은 섹터)에서 신호를 송신한 부반송파들에 대해서만 상기 SINR을 측정한다. 여기서, 상기 I1과 I2가 아주 작은 경우에는 상기 SINR 추정에서 상기 값들을 무시할 수도 있지만, 예를 들어, 셀 경계지역의 경우, 상기 I1과 I2는 무시할 수 없는 값이 된다. 다시 말해, 상기 I1과 I2 값이 커지면, 상기 SINR 값이 작아져 핸드오버가 필요함에도 불구하고, 종래 기술에 따른 이동통신 시스템에서 추정되는 SINR은 실제보다 높은 SINR을 출력하기 때문에 핸드오버가 필요하지 않다 고 판단하게 되고, 따라서, 핸드오버를 진행하지 않아 호 드랍(call drop)이 발생할 수 있는 문제점이 있다.
본 발명의 목적은 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비 측정 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따르면, 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비 측정 방법은, 수신 신호의 보호구간을 이용하여 평균 잡음 전력을 계산하고, 동일 세그먼트의 인접 부반송파 사이에는 주파수 영역 채널이 동일함을 가정하여 서빙 세그먼트의 신호 전력을 계산하는 과정과, 상기 서빙 세그먼트의 평균 전력을 계산하고, 상기 평균 잡음 전력 및 서빙 세그먼트의 신호 전력의 합과 상기 계산된 평균 전력의 차를 이용하여 상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력을 계산하는 과정과, 상기 서빙 세그먼트를 제외한 세그먼트별, 즉 간섭 세그먼트별 평균 전력을 계산하고, 상기 계산된 평균 잡음 전력과 상기 계산된 평균 전력의 차를 이용하여 상기 간섭 세그먼트별 간섭 전력을 계산하는 과정과, 상기 계산된 서빙 세그먼트의 신호 전력을 상기 평균 잡음 전력과 총 세그먼트별 간섭 전력의 합으로 나누어 상기 수신 신호의 상기 SINR을 계산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따르면, 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비 측정 장치는, 시간영역 디지 털 신호를 이용하여 평균 잡음 전력을 추정하고, 상기 추정한 평균 잡음 전력과 주파수 영역의 프리앰블 신호를 이용하여 서빙 세그먼트의 신호 전력과 간섭 전력 및 간섭 세그먼트의 간섭 전력을 추정하며, 상기 추정 결과를 이용하여 상기 SINR을 추정하는 SINR 추정기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하, 본 발명은 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비 측정 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다. 여기서, 상기 이동통신 시스템은 주파수영역에서 하나의 OFDM 심볼에 3개의 부반송파마다 프리앰블 열(preamble sequence)을 할당하고, 3개의 각 기지국(혹은 섹터)마다 서로 다른 세그먼트 ID를 이용하여 프리앰블을 구성하는 OFDM 시스템을 예로 들어 설명할 것이다. 하지만, 상기 3개의 부반송파마다 프리앰블 열을 할당하는 경우에 한정되지 않고, 복수의 부반송파마다 할당하는 모든 경우를 포함함은 물론이다.
도 4는 본 발명에 따른 이동통신 시스템에서 수신기의 구성 장치를 도시한 블럭도이다. 상기 수신기는 A/D 변환기(401), CP 제거기(402), FFT(403), SINR 추정기(404), 채널 추정기(405), 등화기(406), 채널 복호기(407), 에러 검출기(408) 를 포함하여 구성된다.
상기 도 4를 참조하면, 상기 A/D 변환기(Analog-to-Digital Converter)(401)는 수신 안테나에서 수신된 신호를 디지털 신호로 변환하고, 상기 변환된 디지털 신호를 상기 CP 제거기(402)와 SINR 추정기(404)로 출력한다.
상기 CP(cyclic prefix) 제거기(402)는 송신기에서 다중경로 채널에 대한 강인성을 위해 삽입된 보호 구간(Cyclic Prefix : 이하 'CP'라 칭함)을 상기 디지털 신호에서 제거하고, 상기 CP가 제거된 신호를 상기 FFT(403)로 출력한다.
상기 FFT(Fast Fourier Transform)(403)는 상기 CP 제거기(402)로부터 입력되는 상기 CP가 제거된 시간 영역 신호를 주파수 영역 신호로 변환시키고, 상기 변환된 주파수 영역 신호를 상기 등화기(406)로 출력하며, 상기 주파수 영역 신호에서 프리앰블에 해당하는 신호를 상기 SINR 추정기(404) 및 채널 추정기(405)로 출력한다.
상기 SINR 추정기(404)는 상기 A/D 변환기(401)로부터 입력되는 시간영역 디지털 신호를 이용하여 평균 잡음 전력을 추정하고, 상기 FFT(403)로부터 입력되는 주파수 영역의 프리앰블 신호와 상기 추정한 평균 잡음 전력을 이용하여 서빙 세그먼트의 신호 전력과 간섭 전력 및 간섭 세그먼트의 간섭 전력을 추정하며, 상기 추정한 평균 잡음 전력과 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력과 간섭 전력 및 간섭 세그먼트의 간섭 전력을 이용하여 상기 SINR을 추정한 후, 상기 추정된 SINR을 상위 계층인 MAC(medium access control) 계층으로 출력한다.
상기 채널 추정기(405)는 상기 FFT(403)로부터 입력되는 프리앰블 신호를 이 용하여 채널을 추정하고, 상기 추정된 채널을 상기 등화기(406)로 출력한다.
상기 등화기(equalizer)(406)는 상기 FFT(403)로부터 입력되는 주파수 영역 신호와 상기 채널 추정기(405)에서 추정된 채널을 이용하여 수신 주파수 영역 신호의 다중 경로를 제거하고, 즉, 상기 수신 신호가 무선 채널을 통해 송신되는 동안 간섭 및 채널 불완전 등에 의해 야기되는 왜곡을 교정하고, 로그 우도율(log likelihood ratio : 이하 'LLR'이라 칭함)을 계산하며, 상기 계산된 LLR을 상기 채널 복호기(407)로 출력한다.
상기 채널 복호기(channel decoder)(407)는 상기 LLR을 이용하여 부호화된 데이터를 부호화 이전 데이터로 복호하고, 즉, 송신기에서 사용한 부호 방식에 상응하는 복호 방식으로 복호하여 정보 데이터로 복원하고, 상기 복원된 정보 데이터를 상기 에러 검출기(408)로 출력한다.
상기 에러 검출기(408)는 상기 채널 복호기(channel decoder)(407)로부터 입력되는 정보 데이터의 에러를 검출하고, 상기 에러가 없음이 판단될 시, 상기 MAC(medium access control) 계층으로 상기 정보 데이터를 전송한다.
도 5는 본 발명에 따른 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 SINR 추정기의 상세 구성을 도시한 블럭도이다. 상기 SINR 추정기(500)는 서빙 세그먼트 신호 및 간섭 전력 추정기(501), 간섭 세그먼트 간섭 전력 추정기(503), 잡음 전력 추정기(505), SINR 계산부(507)를 포함하여 구성된다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 서빙 세그먼트 신호 및 간섭 전력 추정기(501)는 FFT(510)로부터 입력되는 프리앰블 열이 할당된 복수 개의 부반송파의 수신 주 파수 영역 신호와 미리 설정된 프리앰블 열의 공액복소수를 상관시키고, 해당 부반송파에 대한 상관값 Ak와 동일 세그먼트의 인접 부반송파의 상관값 Ak +1의 상관값 AkAk+1을 계산한 후, 상기 계산된 상관값을 이용하여 서빙 세그먼트의 신호 전력을 추정하고, 상기 계산된 서빙 세그먼트의 신호 전력을 상기 SINR 계산부(507)로 출력한다.
또한, 상기 FFT(510)로부터 입력되는 수신 주파수 영역 프리앰블 신호를 이용하여 상기 서빙 세그먼트의 평균 전력을 계산하고, 상기 계산된 서빙 세그먼트의 평균 전력에서 상기 계산된 서빙 세그먼트의 신호 전력과 상기 평균 잡음 전력을 뺀 값으로 상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력을 추정하며, 상기 추정된 서빙 세그먼트의 간섭 전력을 상기 SINR 계산부(507)로 출력한다.
상기 간섭 세그먼트 간섭 전력 추정기(503)는 상기 FFT(510)로부터 입력되는 수신 주파수 영역 프리앰블 신호를 이용하여 해당 간섭 세그먼트의 평균 전력을 계산하고, 상기 계산된 간섭 세그먼트의 평균 전력에서 상기 평균 잡음 전력을 뺀 값으로 해당 간섭 세그먼트의 간섭 전력을 추정하며, 간섭 세그먼트별 간섭 전력의 총합을 상기 SINR 계산부(507)로 출력한다.
상기 잡음 전력 추정기(505)는 A/D 변환기(520)로부터 입력되는 수신 시간 영역 신호의 CP를 이용하여 평균 잡음 전력을 추정하고, 상기 추정된 평균 잡음 전력을 상기 서빙 세그먼트 신호 및 간섭 전력 추정기(501)와 간섭 세그먼트 간섭 전력 추정기(503) 및 SINR 계산부(507)로 출력한다.
상기 SINR 계산부(507)는 상기 추정된 서빙 세그먼트의 신호 전력을 상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력과 상기 간섭 세그먼트의 간섭 전력 및 평균 잡음 전력의 합으로 나눔으로써 SINR을 계산하고, 상기 계산된 SINR을 상위 계층으로 전송한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 SINR 측정 방법의 절차를 도시한 흐름도이다. 여기서, 서빙 기지국(혹은 섹터)에서 세그먼트 0을 사용하는 경우, 프리앰블의 각 세그먼트에 해당하는 부반송파에서 수신된 신호는 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006015448541-PAT00005
Figure 112006015448541-PAT00006
Figure 112006015448541-PAT00007
여기서, 상기 Yi ,k는 i번째 세그먼트의 k번째 부반송파에서 수신된 신호를 나타내고, 상기 Xo ,k는 0번째 세그먼트의 k번째 부반송파에 서빙 기지국(혹은 섹터)에서 송신되는 프리앰블 열을 나타낸다. 여기서, 상기 서빙 기지국(혹은 섹터)은 상기 프리앰블 열은 미리 설정된 방식, 예를 들어, BPSK(Binary Phase Shift Keying)방식으로 변조한 후, 그 크기를 부스팅(boosting)하여 수신측으로 송신함으로써, 상기 수신측의 프리앰블 열 검출 확률을 최대화시킬 수 있다. 또한, 상기 Ho ,k는 0 번째 세그먼트의 k번째 부반송파에 서빙 기지국(혹은 섹터)에서 송신되는 프리앰블 열이 겪는 채널 특성을 나타내며, 상기 Zi ,k와 Wi ,k는 i번째 세그먼트의 k 번째 부반송파에서의 간섭과 잡음을 각각 나타낸다. 여기서, 상기 X0 ,k는 미리 설정된 프리앰블 열이므로 그 값을 수신기가 알고 있으며, 상기 Yi ,k는 측정으로부터 얻어지는 값이다.
상기 도 6을 참조하면, SINR 추정기(500)는 601단계에서 수신 시간 영역 신호의 CP를 이용하여 평균 잡음 전력을 계산하고, 동일 세그먼트의 인접 부반송파 사이에는 주파수 영역 채널이 동일함을 가정하여 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력을 계산한다.
먼저, 상기 평균 잡음 전력의 계산 과정에 대해서 살펴보면, OFDM 시스템은 다중경로 채널에 대해 간단한 등화기를 사용하기 위해 OFDM 심볼 뒷부분의 일정 수의 샘플을 복사하여 상기 OFDM 심볼 앞에 덧붙이며 이를 CP(cyclic prefix)라 한다. 매 CP를 포함하는 OFDM 심볼은 동일한 부분이 반복되어 있어 상기 반복 부분을 이용하여 평균 잡음 전력을 구할 수 있다.
여기서, 상기 평균 잡음 전력 Pw를 구하는 식은 하기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006015448541-PAT00008
여기서, y(m,n)은 m번째 OFDM 심볼에서 n번째 샘플 값을 나타내고, 상기 NFFT는 OFDM 시스템에서 사용하는 FFT 사이즈를 나타낸다. 즉, 상기 y(m,n)은 상기 y(m,n+NFFT)의 반복 부분이 된다. 상기 M과 N은 잡음 전력 추정을 위해 사용된 OFDM 심볼의 수와 하나의 OFDM 심볼에서 사용된 CP 구간의 샘플 수를 각각 나타낸다. 이때, 다중경로에 의해 상기 CP의 일부 구간이 오염될 수 있므로, 상기 N은 상기 CP구간 샘플 수보다 작은 값을 사용하도록 한다.
다음으로, 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력의 계산 과정에 대해서 살펴보면, 상기 SINR 추정기(500)는 서빙 세그먼트에 할당된 부반송파에서 수신한 주파수 영역 신호와 미리 설정된 프리앰블 열의 공액복소수를 상관시키고, 상기 부반송파에 대한 상관값과 동일 세그먼트의 인접 부반송파에 대한 상관값의 상관값을 이용하여 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력을 계산한다.
여기서, 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력 PS를 구하는 식은 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006015448541-PAT00009
여기서, 상기 Ns는 상기 서빙 세그먼트에 할당된 프리앰블 열의 수, 즉 프리앰블 열이 할당된 부반송파 수를 나타내며, 위첨자 *는 공액복소수(conjugate complex)를 나타낸다. 이때, 상기 프리앰블 열은 일반적으로 BPSK를 사용하고, 그 크기는 부스팅(boosting)되어 있으며, 상기 프리앰블 열 X0 ,k의 크기가 1이 아닌 경우, 하기 <수학식 6>과 같이, 상기 <수학식 5>를 해당 프리앰블 열의 크기 B로 나눈다.
Figure 112006015448541-PAT00010
이후, 상기 SINR 추정기(500)는 603단계에서 상기 평균 잡음 전력 Pw와 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력 Ps 및 평균 전력을 이용하여 세그먼트별 간섭 전력 I를 계산한다. 여기서, 상기 세그먼트별 간섭 전력은 전체 평균 전력에서 일부 전력을 뺌으로써 계산할 수 있다.
여기서, 상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력 I0를 구하는 식은 하기 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006015448541-PAT00011
즉, 상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력 I0는 평균 전력에서 상기 평균 잡음 전력 Pw와 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력 Ps을 뺀 값이다.
또한, 간섭 세그먼트의 간섭 전력 I를 구하는 식은 하기 <수학식 8>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006015448541-PAT00012
여기서, 상기 Ni는 i번째 세그먼트에 할당된 부반송파의 수를 나타내며, 각 간섭 세그먼트별 간섭 전력은 평균 전력에서 상기 평균 잡음 전력 Pw를 뺀 값이다.
이후, 상기 SINR 추정기(500)는 605단계에서 상기 계산한 평균 잡음 전력 Pw와 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력 Ps 및 세그먼트별 간섭 전력 I를 이용하여 SINR을 계산한다. 즉, 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력을 평균 잡음 전력과 총 간섭 전력의 합으로 나눔으로써 상기 SINR을 계산할 수 있다.
여기서, 상기 SINR을 구하는 식은 하기 <수학식 9>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006015448541-PAT00013
여기서, 분자는 간섭 및 잡음을 제외한 서빙 세그먼트의 수신 신호 전력이고 분모는 서빙 세그먼트 및 간섭 세그먼트의 간섭 및 잡음 신호 전력의 합이다. 이후, 상기 SINR 추정기(500)는 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 이동통신 시스템에서 프리앰블을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비 측정 장치 및 방법을 제공함으로써, 일반적으로 상기 프리앰블이 파일롯에 비해 더 높은 밀도를 가지기 때문에, 즉 인접 파일롯 혹은 프리앰블 열이 할당된 부반송파 사이의 주파수 폭이 작기 때문에 선택적 주파수 페이딩이 심한 환경에서 더 정확한 SINR을 추정할 수 있는 이점이 있다.

Claims (8)

  1. 이동통신 시스템에서 프리앰블(Preamble)을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비(Signal-to-Interference and Noise Ratio : 이하 'SINR'라 칭함) 측정 방법에 있어서,
    수신 신호의 보호구간을 이용하여 평균 잡음 전력을 계산하고, 동일 세그먼트의 인접 부반송파 사이에는 주파수 영역 채널이 동일함을 가정하여 서빙 세그먼트의 신호 전력을 계산하는 과정과,
    상기 서빙 세그먼트의 평균 전력을 계산하고, 상기 평균 잡음 전력 및 서빙 세그먼트의 신호 전력의 합과 상기 계산된 평균 전력의 차를 이용하여 상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력을 계산하는 과정과,
    상기 서빙 세그먼트를 제외한 세그먼트별, 즉 간섭 세그먼트별 평균 전력을 계산하고, 상기 계산된 평균 잡음 전력과 상기 계산된 평균 전력의 차를 이용하여 상기 간섭 세그먼트별 간섭 전력을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 서빙 세그먼트의 신호 전력을 상기 평균 잡음 전력과 총 세그먼트별 간섭 전력의 합으로 나누어 상기 수신 신호의 상기 SINR을 계산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 평균 잡음 전력은 하기 <수학식 10>을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112006015448541-PAT00014
    여기서, y(m,n)은 m번째 심볼에서 n번째 샘플 값을 나타내고, 상기 NFFT는 FFT 사이즈를 나타내며, 상기 M과 N은 잡음 전력 추정을 위해 사용된 심볼의 수와 하나의 심볼에서 사용된 상기 보호 구간의 샘플 수를 각각 나타냄.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 서빙 세그먼트의 신호 전력은 하기 <수학식 11>을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112006015448541-PAT00015
    여기서, 상기 Ns는 상기 서빙 세그먼트에 할당된 프리앰블 열의 수, 즉 프리앰블 열이 할당된 부반송파 수를 나타내고, 상기 Yo ,k는 상기 서빙 세그먼트의 k번 째 부반송파에서 수신된 신호를 나타내며, 상기 Xo ,k는 상기 서빙 세그먼트의 k번째 부반송파에 서빙 기지국(혹은 섹터)에서 송신되는 프리앰블 열을 나타내고, 위첨자 *는 공액복소수(conjugate complex)를 나타내며, 상기 B는 상기 프리앰블 열 X0 ,k의 크기를 나타냄.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력은 하기 <수학식 12>를 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112006015448541-PAT00016
    여기서, 상기 Ns는 상기 서빙 세그먼트에 할당된 프리앰블 열의 수, 즉 프리앰블 열이 할당된 부반송파 수를 나타내고, 상기 Yo ,k는 상기 서빙 세그먼트의 k번째 부반송파에서 수신된 신호를 나타내며, 상기 Pw는 평균 잡음 전력을 나타내고, 상기 Ps는 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력을 나타냄.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 세그먼트별 간섭 전력은 하기 <수학식 13>을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112006015448541-PAT00017
    여기서, 상기 Ni는 i번째 간섭 세그먼트에 할당된 프리앰블 열의 수, 즉 프리앰블 열이 할당된 부반송파 수를 나타내고, 상기 Yi ,k는 상기 i번째 간섭 세그먼트의 k번째 부반송파에서 수신된 신호를 나타내며, 상기 Pw는 평균 잡음 전력을 나타냄.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 SINR은 하기 <수학식 14>를 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112006015448541-PAT00018
    여기서, 상기 Pw는 평균 잡음 전력을 나타내고, 상기 Ps는 상기 서빙 세그먼트의 신호 전력을 나타내며, 상기 Ii는 i번째 세그먼트별 간섭 전력을 나타냄.
  7. 이동통신 시스템에서 프리앰블(Preamble)을 이용한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비(Signal-to-Interference and Noise Ratio : 이하 'SINR'라 칭함) 측정 장치에 있어서,
    시간영역 디지털 신호를 이용하여 평균 잡음 전력을 추정하고, 상기 추정한 평균 잡음 전력과 주파수 영역의 프리앰블 신호를 이용하여 서빙 세그먼트의 신호 전력과 간섭 전력 및 간섭 세그먼트의 간섭 전력을 추정하며, 상기 추정 결과를 이용하여 상기 SINR을 추정하는 SINR 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 SINR 추정기는
    수신 신호의 보호구간을 이용하여 평균 잡음 전력을 계산하고, 상기 계산된 평균 잡음 전력을 서빙 세그먼트 신호 및 간섭 전력 추정기와 간섭 세그먼트 간섭 전력 추정기 및 SINR 계산부로 출력하는 잡음 전력 추정기와,
    동일 세그먼트의 인접 부반송파 사이에는 주파수 영역 채널이 동일함을 가정하여 서빙 세그먼트의 신호 전력을 계산하고, 상기 서빙 세그먼트의 평균 전력을 계산하며, 상기 계산된 평균 잡음 전력 및 서빙 세그먼트의 신호 전력의 합과 상기 계산된 평균 전력의 차를 이용하여 상기 서빙 세그먼트의 간섭 전력을 계산하고, 상기 계산 결과를 상기 SINR 계산부로 출력하는 상기 서빙 세그먼트 신호 및 간섭 전력 추정기와,
    상기 서빙 세그먼트를 제외한 세그먼트별, 즉 간섭 세그먼트별 평균 전력을 계산하고, 상기 계산된 평균 잡음 전력과 상기 계산된 평균 전력의 차를 이용하여 상기 간섭 세그먼트별 간섭 전력을 계산하고, 상기 계산 결과를 상기 SINR 계산부로 출력하는 상기 간섭 세그먼트 간섭 전력 추정기와,
    상기 계산된 서빙 세그먼트의 신호 전력을 상기 평균 잡음 전력과 총 세그먼트별 간섭 전력의 합으로 나누어 상기 수신 신호의 상기 SINR을 계산하는 상기 SINR 계산부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
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