KR20070080815A - Apparatus and method for quadrature phase shift keying - Google Patents

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KR20070080815A
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박진아
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김상훈
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한국전자통신연구원
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Abstract

An apparatus and a method for I/Q modulation are provided to reduce power consumption for obtaining SER(Symbol Error Rate) performance by deriving a high SER probability performance above 3dB in comparison with a conventional I/Q modulator. An apparatus for I/Q modulation includes an I/Q data generator(700), an oscillator(720), an I/Q sine wave signal generator(740), and a transmission signal generator(760). The I/Q data generator(700) generates I channel data and Q channel data by transforming a binary stream(S1) according to an I/Q modulation method. The oscillator(720) generates sine wave signals. The I/Q sine wave signal generator(740) generates a sine wave signal(S4) of an I channel and a sine wave signal(S5) of a Q channel by controlling a phase of the sine wave signals(S4,S5) based on the I and Q channel data. The transmitting signal generator(760) generates transmission signals(S7) for the I and Q channel data by reflecting the I and Q channel data respectively to I channel sine wave signal and the Q channel sine wave signal.

Description

직교 위상 편이 변조 장치 및 방법{Apparatus and method for Quadrature Phase Shift Keying}Quadrature Phase Shift Keying Apparatus and Method {Apparatus and method for Quadrature Phase Shift Keying}

도 1은 일반적인 I/Q 변조 장치를 나타낸다.1 shows a general I / Q modulation apparatus.

도 2는 I/Q 변조기에 의해 생성되는 임의의 송신신호를 X(t)-Y(t) 직교 좌표계로 나타낸 것이다.2 illustrates an arbitrary transmission signal generated by an I / Q modulator in an X (t) -Y (t) rectangular coordinate system.

도 3a 및 3b는 두 정현파신호들의 합으로 표현된 수학식 6에 대한 벡터적인 해석을 나타낸다.3A and 3B show a vector interpretation of Equation 6 expressed as a sum of two sinusoidal signals.

도 4a 내지 4c는 송신신호가 제1 사분면에 위치해야 하는 경우의 위상 조절 값의 개념을 나타내는 도면이다.4A to 4C are diagrams showing the concept of phase adjustment values when the transmission signal should be located in the first quadrant.

도 5a 내지 5c는 송신신호가 제2 사분면에 위치해야 하는 경우의 위상 조절 값의 개념을 나타내는 도면이다.5A to 5C are diagrams showing the concept of phase adjustment values when the transmission signal should be located in the second quadrant.

도 6a 내지 6c는 송신신호가 제3 사분면에 위치해야 하는 경우의 위상 조절 값의 개념을 나타내는 도면이다.6A to 6C are diagrams showing the concept of phase adjustment values when the transmission signal should be located in the third quadrant.

도 7a 내지 7c는 송신신호가 제4 사분면에 위치해야 하는 경우의 위상 조절 값의 개념을 나타내는 도면이다.7A to 7C are diagrams illustrating the concept of phase adjustment values when the transmission signal should be located in the fourth quadrant.

도 8a 및 도 8b는 φI 와 φQ값의 범위를 설명하기 위한 도면이다.8A and 8B are diagrams for explaining the range of φ I and φ Q values.

도 9a 내지 9c는 신호의 회전에 따른 변조 방식을 설명하기 위한 도면이다.9A to 9C are diagrams for describing a modulation scheme according to rotation of a signal.

도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 I/Q 변조 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.10 is a block diagram showing the configuration of an I / Q modulation apparatus according to an embodiment of the present invention.

도 11 및 도 12는 도 10의 IQ정현파신호생성부의 구체적인 구성을 예시하는 블록도이다.11 and 12 are block diagrams illustrating a specific configuration of the IQ sinusoidal wave signal generation unit of FIG. 10.

도 13은 도 10의 송신신호생성부의 구체적인 구성을 예시하는 블록도이다.FIG. 13 is a block diagram illustrating a specific configuration of a transmission signal generation unit of FIG. 10.

도 14는 본 발명의 다른 일실시예에 따른 I/Q 변조 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.14 is a block diagram showing a configuration of an I / Q modulation apparatus according to another embodiment of the present invention.

도 15는 도 14의 IQ채널펄스생성부의 구체적인 구성을 예시하는 블록도이다.FIG. 15 is a block diagram illustrating a specific configuration of the IQ channel pulse generator of FIG. 14.

도 16은 도 14의 송신신호생성부의 구체적인 구성을 예시하는 블록도이다.FIG. 16 is a block diagram illustrating a specific configuration of the transmission signal generation unit of FIG. 14.

도 17 및 도 18은 도 14의 IQ정현파신호생성부의 구체적인 구성을 예시하는 블록도이다.17 and 18 are block diagrams illustrating a specific configuration of the IQ sinusoidal wave signal generation unit of FIG. 14.

도 19 및 도 20은 본 발명의 I/Q 변조 장치의 개념을 설명하기 위한 도면이다.19 and 20 are views for explaining the concept of the I / Q modulation apparatus of the present invention.

도 21은 본 발명에 의한 진폭 이득의 근원이 되는 각을 설명하기 위한 도면이다.Fig. 21 is a view for explaining an angle as a source of amplitude gain according to the present invention.

도 22는 π/4-DQPSK에 대한 신호 성상도이다.22 is a signal constellation diagram for [pi] / 4-DQPSK.

도 23은 동일 소비 전력 조건에서 기존의 I/Q 변조기에 의해 생성되는 송신신호와 본 발명의 일실시 예에 따른 I/Q 변조기에 의해 생성되는 송신신호를 나타내는 8-PSK 신호 성상도이다.FIG. 23 is an 8-PSK signal constellation diagram illustrating a transmission signal generated by an existing I / Q modulator and a transmission signal generated by an I / Q modulator according to an embodiment of the present invention under the same power consumption condition.

도 24는 A=1인 경우의 도 23에 대한 실제 송신신호의 성상도를 나타낸다.FIG. 24 shows the constellation of the actual transmission signal with respect to FIG. 23 when A = 1.

도 25은 가산 백색 가우시안 잡음 환경에서 기존 8-PSK 변조의 심볼 에러 확률 성능과 본 발명을 적용한 8-PSK의 심볼 에러 확률 성능을 비교한 그래프이다.FIG. 25 is a graph comparing symbol error probability performance of conventional 8-PSK modulation with symbol error probability performance of 8-PSK to which the present invention is applied in an additive white Gaussian noise environment.

도 26은 2개의 QPSK 변조기로 만든 8-APSK 신호의 성상도이다.Fig. 26 is a constellation diagram of an 8-APSK signal made with two QPSK modulators.

도 27은 도 26의 신호 성상도를 A1=1이고, A2=4A1인 경우에 대해 나타낸 것이다.FIG. 27 illustrates the signal constellation of FIG. 26 when A 1 = 1 and A 2 = 4A 1 .

도 28은 본 발명의 일실시예에 따른 I/Q 변조 방법의 동작을 나타내는 흐름도이다. 28 is a flowchart illustrating the operation of an I / Q modulation method according to an embodiment of the present invention.

도 29는 본 발명의 다른 일실시예에 따른 I/Q 변조 방법의 동작을 나타내는 흐름도이다. 29 is a flowchart illustrating the operation of an I / Q modulation method according to another embodiment of the present invention.

본 발명은 통신 시스템을 위한 변조 방식에 관한 것으로, 보다 상세하게는 I/Q 변조 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a modulation scheme for a communication system, and more particularly, to an I / Q modulation apparatus and method.

I/Q 변조 장치는 I채널 신호와 Q채널 신호로 이루어진 송신신호를 생성하는 데, 이렇게 생성되는 송신신호의 형태로는, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), OQPSK(Offset Quadrature Phase Shift Keying), π/4-DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying), 왈쉬(Walsh) QPSK, Hybrid QPSK, MPSK(M-ary Phase Shift Keying), APSK(Amplitude Phase Shift Keying), Hierarchical PSK 등을 들 수 있다.The I / Q modulator generates a transmission signal consisting of an I-channel signal and a Q-channel signal. The transmission signals generated in this manner include quadrature phase shift keying (QPSK), offset quadrature phase shift keying (OQPSK), and π. / 4-DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying), Walsh QPSK, Hybrid QPSK, M-ary Phase Shift Keying (MPSK), Amplitude Phase Shift Keying (APSK), and Hierarchical PSK.

도 1은 일반적인 I/Q 변조 장치를 나타낸다. 도 1을 참조하면, 이진 열(binary stream)(1)이 기저대역 I/Q 변조신호 처리부(2)에 입력된다. 기저대역 I/Q 변조신호 처리부(2)는 QPSK, MPSK 등 다양한 I/Q 변조 신호 맵핑기법에 의해서, 심볼시간간격 Ts마다, 송신 심볼을 결정하는 I채널 데이터인 Ik와 Q채널 데이터인 Qk를 생성한다. 상기 생성된 Ik와 Qk는 각각 I채널 데이터 경로(data path) 및 Q채널 데이터 경로 분기된다.1 shows a general I / Q modulation apparatus. Referring to FIG. 1, a binary stream 1 is input to the baseband I / Q modulated signal processor 2. The baseband I / Q modulated signal processing unit 2 is I k and Q channel data, which are I channel data that determine transmission symbols at symbol time intervals T s by various I / Q modulated signal mapping techniques such as QPSK and MPSK. Generate Q k . The generated I k and Q k are branched into an I channel data path and a Q channel data path, respectively.

I채널의 기저대역필터(baseband filter)(3)와 Q채널의 기저대역필터(4)는 각각의 입력신호 Ik와 Qk에 대하여 필터링을 수행하여, 수학식 1 및 수학식 2와 같은 2개 신호 즉, I(t) 및 Q(t)를 생성한다.The baseband filter 3 of the I-channel and the baseband filter 4 of the Q-channel perform filtering on each of the input signals I k and Q k , so that 2 such as Equations 1 and 2 To generate two signals, i (t) and Q (t).

Figure 112006090584972-PAT00001
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Figure 112006090584972-PAT00002
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여기서, k는 송신 심볼 인덱스에 해당되며, p(t)는 심볼 시간 간격 인 [0,Ts]에서 정의되는 기저대역필터의 시간함수, 즉, 펄스를 나타낸다.Here, k corresponds to a transmission symbol index, and p (t) represents a time function of a baseband filter, that is, a pulse defined in [0, T s ], which is a symbol time interval.

정현파신호인 Acosωct는 발진기(5)에 의해 생성되어 I채널 데이터 경로와 Q 채널 데이터 경로로 각각 분기된다. 이때, 발진기(5)의 출력 신호 Acosωct의 전력은 I채널 데이터 경로과 Q채널 데이터 경로로 분기되므로, 전력이 반으로 나뉘게 된다. 그 결과, I채널 데이터 경로의 믹서 즉, I채널 믹서(7)에는

Figure 112006090584972-PAT00003
가 제공되고, Q채널 데이터 경로의 믹서 즉, Q채널 믹서(8)에는 π/2 위상천이기(6)를 경유함으로써
Figure 112006090584972-PAT00004
가 제공된다. 본 명세서에서는 I채널 믹서(7)에 제공되는 정현파신호를 I채널 정현파신호로, Q채널 믹서(8)에 제공되는 정현파신호를 Q채널 정현파신호로, 편의상, 칭한다. I채널 믹서(7)는 I(t)와 I채널 정현파신호를 혼합(mixing)하고, Q채널 믹서(8)는 Q(t)와 Q채널 정현파신호를 혼합하는 데, 도 1에 따르면, I채널 정현파신호는
Figure 112006090584972-PAT00005
이며, Q채널 정현파신호는
Figure 112006090584972-PAT00006
이다. 본 명세서에서는, 상기 I채널 데이터를 I채널 정현파신호에 반영하여 얻어지는 신호를 제1 신호로, 상기 Q채널 데이터를 Q채널 정현파신호에 반영하여 얻어지는 신호를 제2 신호라고, 편의상, 칭한다. 도 1에 따르면 제1 신호는 I채널 믹서(7)의 출력이며, 제2 신호는 Q채널 믹서(8)의 출력이다.A sinusoidal signal Acosω c t is generated by the oscillator 5 and branches into the I channel data path and the Q channel data path, respectively. At this time, since the power of the output signal Acosω c t of the oscillator 5 is branched into the I channel data path and the Q channel data path, the power is divided in half. As a result, the mixer of the I channel data path, that is, the I channel mixer 7
Figure 112006090584972-PAT00003
Is provided, and the mixer of the Q channel data path, i.e., the Q channel mixer 8,
Figure 112006090584972-PAT00004
Is provided. In the present specification, the sine wave signal provided to the I-channel mixer 7 is referred to as an I-channel sine wave signal, and the sine wave signal provided to the Q-channel mixer 8 is referred to as a Q-channel sine wave signal for convenience. The I channel mixer 7 mixes I (t) and I channel sinusoidal signals, and the Q channel mixer 8 mixes Q (t) and Q channel sinusoidal signals, according to FIG. The channel sinusoidal signal is
Figure 112006090584972-PAT00005
The Q channel sinusoidal signal is
Figure 112006090584972-PAT00006
to be. In the present specification, a signal obtained by reflecting the I channel data in the I channel sine wave signal is referred to as a first signal, and a signal obtained by reflecting the Q channel data in the Q channel sine wave signal is referred to as a second signal for convenience. According to FIG. 1, the first signal is the output of the I-channel mixer 7 and the second signal is the output of the Q-channel mixer 8.

본 명세서에서 I채널 믹서(7)의 출력을 제1 신호로, Q채널 믹서(8)의 출력을 제2 신호로. 편의상, 칭한다.In this specification, the output of the I-channel mixer 7 is the first signal, and the output of the Q-channel mixer 8 is the second signal. For convenience, it is called.

결합기(9)는 I채널 믹서(7)의 출력 및 Q채널 믹서(8)의 출력을 결합(combining)하여 송신신호(10)를 생성한다. 여기서, 결합방법의 예로는 단순합산을 들 수 있으며, 그 결합 결과인 송신신호 So(t)는 수학식 3으로 표현된다.The combiner 9 combines the output of the I-channel mixer 7 and the output of the Q-channel mixer 8 to generate a transmission signal 10. Here, an example of the combining method may be a simple summation, and the transmission signal S o (t), which is a result of the combining, is represented by Equation 3.

Figure 112006090584972-PAT00007
Figure 112006090584972-PAT00007

수학식 3을 송신신호(10)의 위상이 표시되는 수식으로 간단히 표현하면 수학식 4와 같다.Equation 3 is expressed as Equation 4 by simply expressing the phase of the transmission signal 10.

Figure 112006090584972-PAT00008
Figure 112006090584972-PAT00008

MPSK 변조 기법에 따르면, M개의 종류의 송신신호가 존재하며, 각 송신신호의 위상 θi은 수학식 5와 같이 서로 다르다. 여기서, i는 M개 종류의 송신신호들을 각각 특정하는 인덱스로서 1,2,...,M의 값을 가진다.According to the MPSK modulation scheme, there are M kinds of transmission signals, and the phase θ i of each transmission signal is different from each other as shown in Equation 5 below. Here, i is an index for specifying M kinds of transmission signals, respectively, and has values of 1,2, ..., M.

Figure 112006090584972-PAT00009
Figure 112006090584972-PAT00009

한편, SER 성능은 통신 시스템의 전송성능을 나타내는 척도 중 하나이므로, 통신 시스템의 성능을 향상시키기 위해서는, 동일한 전력 소모 조건에서, SER을 낮추어야 할 필요성이 있다.On the other hand, SER performance is one of the measures indicating the transmission performance of the communication system, in order to improve the performance of the communication system, it is necessary to lower the SER under the same power consumption conditions.

본 발명은 SER 성능을 개선할 수 있는 I/Q 변조 장치 및 방법을 제공하는 데 있다.The present invention provides an I / Q modulation apparatus and method capable of improving SER performance.

상기의 기술적 과제를 이루기 위한, 본 발명에 의한 QPSK 변조 장치는 정현파신호를 생성하는 발진기; I, Q채널 데이터를 기초로 상기 정현파신호의 위상을 조절하여, 상기 I채널 데이터를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 데이터를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 IQ정현파신호생성부; 및 상기 I채널 데이터 및 상기 Q 채널 데이터를 각각 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호에 반영하여 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 송신신호를 생성하는 송신신호생성부를 포함한다.In order to achieve the above technical problem, the QPSK modulation apparatus according to the present invention includes an oscillator for generating a sine wave signal; By adjusting the phase of the sinusoidal signal based on I and Q channel data, a signal obtained by combining the first signal reflecting the I channel data to the I channel sinusoidal signal and the second signal reflecting the Q channel data to the Q channel sinusoidal signal is An IQ sinusoidal wave signal generation unit generating the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal satisfying a condition having a phase in a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; And a transmission signal generation unit for generating a transmission signal corresponding to the I and Q channel data by reflecting the I channel data and the Q channel data to the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal, respectively.

바람직하게, 상기 IQ정현파신호생성부는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generation unit includes the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave signal satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal is 2 nπ (where n is an integer of 0 or more). Create

바람직하게, 상기 IQ정현파신호생성부는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generation unit is configured to satisfy the condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal falls within (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer of 0 or more. A channel sinusoidal signal and the Q channel sinusoidal signal are generated.

상기의 기술적 과제를 이루기 위한, 본 발명에 의한 QPSK 변조 장치는 정현파신호를 생성하는 발진기; I, Q채널 펄스를 생성하는 IQ채널펄스생성부; 상기 I, Q채널 펄스를 기초로 상기 정현파신호의 위상을 조절하여, 상기 I채널 펄스를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 펄스를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상 을 가지는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 IQ정현파신호생성부; 및 상기 I채널 펄스 및 상기 Q채널 펄스를 각각 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호에 반영하여 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 송신신호를 생성하는 송신신호생성부를 포함한다.In order to achieve the above technical problem, the QPSK modulation apparatus according to the present invention includes an oscillator for generating a sine wave signal; An IQ channel pulse generator for generating I and Q channel pulses; Adjusting the phase of the sinusoidal signal based on the I and Q channel pulses, a signal combining the first signal reflecting the I channel pulses into the I channel sinusoidal signals and the second signal reflecting the Q channel pulses into the Q channel sinusoidal signals An IQ sinusoidal wave signal generation unit for generating the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal satisfying conditions having a phase in a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; And a transmission signal generation unit for generating a transmission signal corresponding to the I and Q channel pulses by reflecting the I channel pulse and the Q channel pulse to the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal, respectively.

바람직하게, 상기 IQ정현파신호생성부는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generation unit includes the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave signal satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal is 2 nπ (where n is an integer of 0 or more). Create

바람직하게, 상기 IQ정현파신호생성부는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0 이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generation unit includes the I satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal belongs to (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer of 0 or more. A channel sinusoidal signal and the Q channel sinusoidal signal are generated.

상기의 기술적 과제를 이루기 위한, 본 발명에 의한 QPSK 변조 방법은 정현파신호를 생성하는 정현파신호생성단계; I, Q채널 데이터를 기초로 상기 정현파신호의 위상을 조절하여, I채널 데이터를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 데이터를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 IQ정현파신호생성단계; 및 상기 I채널 데이터 및 상기 Q채널 데이터를 각각 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호에 반영하여 상기 I, Q채널 데이터에 해당되는 송신신호를 생성하는 송신신호생성단계를 포함한다.In order to achieve the above technical problem, the QPSK modulation method according to the present invention comprises: a sine wave signal generation step of generating a sine wave signal; By adjusting the phase of the sinusoidal signal based on I and Q channel data, a signal obtained by combining the first signal reflecting the I channel data to the I channel sinusoidal signal and the second signal reflecting the Q channel data to the Q channel sinusoidal signal is An IQ sinusoidal wave signal generation step of generating the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal satisfying a condition having a phase in a signal constellation corresponding to I, Q channel data; And a transmission signal generation step of generating transmission signals corresponding to the I and Q channel data by reflecting the I channel data and the Q channel data to the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal, respectively.

바람직하게, 상기 IQ 정현파신호생성단계는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generating step includes the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal is 2 nπ (where n is an integer of 0 or more). Generate a signal.

바람직하게, 상기 IQ정현파신호생성단계는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal signal generating step includes: satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal falls within (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer greater than or equal to 0 Generate an I-channel sinusoidal signal and the Q-channel sinusoidal signal.

상기의 기술적 과제를 이루기 위한, 본 발명에 의한 QPSK 변조 방법은 정현파신호를 생성하는 정현파신호생성단계; I, Q채널 펄스를 생성하는 IQ채널펄스생성단계; 상기 I, Q채널 펄스를 기초로 상기 정현파신호의 위상을 조절하여, 상기 I채널 펄스를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 펄스를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 IQ정현파신호생성단계; 및 상기 I채널 펄스 및 상기 Q채널 펄스를 각각 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호에 반영하여 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 송신신호를 생성하는 송신신호생성단계를 포함한다.In order to achieve the above technical problem, the QPSK modulation method according to the present invention comprises: a sine wave signal generation step of generating a sine wave signal; I, IQ channel pulse generation step of generating a Q-channel pulse; The phase of the sinusoidal signal is adjusted based on the I and Q channel pulses, and a signal is obtained by combining a first signal reflecting the I channel pulse to the I channel sinusoidal signal and a second signal reflecting the Q channel pulse to the Q channel sinusoidal signal. An IQ sinusoidal wave signal generation step of generating the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave signal satisfying a condition having a phase in a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; And a transmission signal generation step of generating a transmission signal corresponding to the I and Q channel pulses by reflecting the I channel pulse and the Q channel pulse to the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal, respectively.

바람직하게, 상기 IQ정현파신호생성단계는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generating step includes: the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal is 2 nπ (where n is an integer greater than or equal to 0). Generate a signal.

바람직하게, 상기 IQ정현파신호생성단계는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0 이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generating step includes: satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal belongs to (2nπ, 2nπ + π / 2) (where n is an integer of 0 or more) An I channel sinusoidal signal and a Q channel sinusoidal signal are generated.

이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 방법 및 장치에 대해 상세히 설명한다.Hereinafter, a method and an apparatus according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

상술한 바와 같이, 기존 I/Q 변조 장치는 I채널 정현파신호의 위상과 Q채널 정현파신호의 위상을 각각 0와 π/2로 고정하여 송신신호를 생성한다. 반면에 본 발명에 의한 변조 장치 및 방법은, 후술하는 바와 같이, I, Q채널 데이터에 해당되는 위상에 따라 I채널 정현파신호의 위상과 Q채널 정현파신호의 위상을 조절하여 송신신호를 생성한다. 여기서, 본 발명에 따른 위상 조절 방법으로 I채널 데이터를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 데이터를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합하였을 경우 파동의 보강 간섭 현상이 발생되도록 I채널 정현파신호의 위상과 Q채널 정현파신호의 위상을 조절한다. 따라서, 본 발명의 I/Q 변조 장치 및 방법에 따라 생성되는 송신신호는 파동의 보강 간섭으로 인해, 발진기의 동일한 전력 소모 조건에서 기존의 송신신호의 진폭보다 훨씬 큰 진폭을 갖는다.As described above, the conventional I / Q modulator generates a transmission signal by fixing the phase of the I-channel sine wave signal and the phase of the Q-channel sine wave signal to 0 and π / 2, respectively. On the other hand, the modulation apparatus and method according to the present invention, as will be described later, generates a transmission signal by adjusting the phase of the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave signal according to the phase corresponding to the I and Q channel data. In this case, when the first signal reflecting the I channel data to the I channel sinusoidal wave signal and the second signal reflecting the Q channel data to the Q channel sinusoidal wave signal are combined with the phase adjusting method according to the present invention, wave constructive interference may occur. Adjust the phase of the I-channel sinusoidal signal and the phase of the Q-channel sinusoidal signal. Therefore, the transmission signal generated according to the I / Q modulation apparatus and method of the present invention has an amplitude much larger than that of the existing transmission signal under the same power consumption condition of the oscillator, due to wave constructive interference.

본 발명에 적용되는 파동의 보강간섭 현상을 설명하기 위하여, 수학식 6으로 표현되는 2개의 코사인 함수 합으로 이루어진 신호 S(t)를 고려한다.In order to explain the constructive interference phenomenon of the wave applied to the present invention, a signal S (t) consisting of the sum of two cosine functions represented by Equation 6 is considered.

Figure 112006090584972-PAT00010
Figure 112006090584972-PAT00010

여기서, AI 및 AQ는 각각 I채널 데이터 및 Q채널 데이터이고, ωc는 반송파 주파수(carrier frequency)이며, φI 및 φQ는 각각 I채널 정현파신호의 위상 및 Q 채널 정현파신호의 위상을 나타낸다. 후술하겠지만, 발진기에 의해 생성되는 정현파신호의 위상이 0인 경우, φI 및 φQ는 각각 I채널 위상천이기의 위상천이량 및 Q채널 위상천이기의 위상천이량에 대응된다.Where A I and A Q are I channel data and Q channel data, ω c is a carrier frequency, and φ I and φ Q are respectively the phase of the I channel sinusoidal signal and the phase of the Q channel sinusoidal signal. Indicates. As will be described later, when the phase of the sine wave signal generated by the oscillator is zero, φ I and φ Q correspond to the phase shift amount of the I channel phase shifter and the phase shift amount of the Q channel phase shifter, respectively.

여기서, 신호 성상도(Signal Constellation) 상에서 S(t)는 I/Q 변조기법에 따라 다양하게 배치될 수 있는데, 대칭적인 신호 성상도의 조건에서 본 발명의 원리를 먼저 설명한 후, 비대칭적인 신호 성상도에 대해서도 본 발명이 적용될 수 있음을 표 이하에서 후술한다. 여기서, 대칭적인 신호 성상도라 함은 S(t)가 나타낼 수 있는 각 신호들이 I축 및 Q축에 대칭되는 것을 의미한다.Here, S (t) on the signal constellation can be arranged in various ways according to the I / Q modulation technique. After explaining the principle of the present invention under conditions of symmetric signal constellation, asymmetric signal constellation It will be described later in the table that the present invention can also be applied to the table. Here, the symmetric signal constellation means that the signals that S (t) can represent are symmetrical on the I-axis and the Q-axis.

수학식 6은, 삼각함수의 덧셈 정리 cos(α+β)=cosαcosβ-sinαsinβ를 이용하면, 수학식 7로 정리된다.Equation 6 is summarized by Equation 7 by using addition theorem cos (α + β) = cosαcosβ-sinαsinβ of the trigonometric function.

Figure 112006090584972-PAT00011
Figure 112006090584972-PAT00011

S(t)의 신호 성상도를 도시하기 위하여, 수학식 8 및 수학식 9와 같은 직교기저함수(orthogonal basis function)를 정의하며, 이 직교기저함수들을 이용하면, 수학식 7은 수학식 10으로 표현된다.In order to show the signal constellation of S (t), an orthogonal basis function such as Equation 8 and Equation 9 is defined. Using these orthogonal basis functions, Equation 7 is expressed by Equation 10. Is expressed.

Figure 112006090584972-PAT00012
Figure 112006090584972-PAT00012

Figure 112006090584972-PAT00013
Figure 112006090584972-PAT00013

Figure 112006090584972-PAT00014
Figure 112006090584972-PAT00014

이때, S(t)의 진폭 |S(t)|은 수학식 11과 같이 계산된다.At this time, the amplitude | S (t) | of S (t) is calculated as in Equation (11).

Figure 112006090584972-PAT00015
Figure 112006090584972-PAT00015

수학식 11은, 삼각함수 공식 cosαcosβ+sinαsinβ=cos(α-β)을 이용하면, 수학식 12로 정리된다.Equation 11 is summarized by Equation 12 using the trigonometric formula cosαcosβ + sinαsinβ = cos (α-β).

Figure 112006090584972-PAT00016
Figure 112006090584972-PAT00016

수학식 12를 참조하면, 진폭 |S(t)|는 φQ-φI에 의존적임을 알 수 있다.Referring to Equation 12, it can be seen that the amplitude | S (t) | is dependent on φ Q -φ I.

도 2는 I/Q 변조 장치에 의해 생성되는 임의의 송신신호를 X(t)-Y(t) 직교 좌표계로 나타낸 것이다. 2 shows an arbitrary transmission signal generated by the I / Q modulation apparatus in an X (t) -Y (t) rectangular coordinate system.

도 2를 참조하면, 임의의 신호 S(t)가 극 좌표계로 진폭 A와 위상 θ로 표현될 때, X(t)축 값과 Y(t)축 값은 각각

Figure 112006090584972-PAT00017
및
Figure 112006090584972-PAT00018
이다. 예컨대, AI 및 AQ에 해당되는 위상 θ이 π/4인 경우에는 AI와 AQ는 각각
Figure 112006090584972-PAT00019
로서, 서로 동일하다.Referring to FIG. 2, when an arbitrary signal S (t) is represented by an amplitude A and a phase θ in polar coordinates, the X (t) axis value and the Y (t) axis value are respectively.
Figure 112006090584972-PAT00017
And
Figure 112006090584972-PAT00018
to be. For example, when the phase θ corresponding to A I and A Q is π / 4, A I and A Q are respectively
Figure 112006090584972-PAT00019
Are the same as each other.

Figure 112006090584972-PAT00020
및
Figure 112006090584972-PAT00021
를 수학식 6 및 수학식 12에 대입하면, S(t)와 그 진폭 |S(t)|은 각각 수학식 13 및 수학식 14로 표현된다.
Figure 112006090584972-PAT00020
And
Figure 112006090584972-PAT00021
Is substituted into equations (6) and (12), S (t) and its amplitude | S (t) | are represented by equations (13) and (14), respectively.

Figure 112006090584972-PAT00022
Figure 112006090584972-PAT00022

Figure 112006090584972-PAT00023
Figure 112006090584972-PAT00023

수학식 14를 참조하면, 진폭 |S(t)|는 sinθcosθ 및 cos(φQ-φI)에 따라 변화됨을 알 수 있다. sinθcosθ 값은 신호 S(t)의 위상θ에 따라 양(plus)의 값 또는 음(minus)의 값이 된다. 따라서, sinθcosθ가 양의 값을 가지는 경우, cos(φQ-φI) 값이 '+1'이 되도록 φQ 및 φI를 조절하고, sinθcosθ가 음의 값을 가지는 경우, cos(φQ-φI) 값이 '-1'이 되도록 φQ 및 φI를 조절하면, 진폭 |S(t)|를 최대화할 수 있다. 이러한 조절 방법은 물리학에서의 파동의 보강간섭 효과를 이용하는 셈이 된다. 구체적인 조절 방법으로는 다음과 같다. sinθcosθ 값이 양이 되게 하는 위상 θ인 경우, 위상차 절대값인 |φQ-φI|를 2nπ로 조절하고, sinθcosθ 값이 음이 되게 하는 위상 θ인 경우에는 |φQ-φI|를 2mπ+π로 조절하면, 상술한 보강간섭효과를 최대로 이용할 수 있다. 여기서, m, Yn은 0 이상의 정수를 나타낸다. 본 명세서에는 편의상, 위상이 가지는 값의 범위를 편의상 [0, 2π)으로 한정하여 기술할 것이며, 이 경우, 상기 n은 0이고, 상기 m은 0에 해당된다. 다만, n이 0이 아니거나, m이 0이 아닌 경우라도 본 발명의 범주에 속한다는 것은 이 분 야에 종사하는 자는 쉽게 이해할 수 있다. 여기서, x의 범위가 [a1,b1], [a2,b2), (a3, b3] 및 (a4, b4)에 속한다는 의미는 각각 a1≤x≤b1, a2≤x<b2, a3<x≤b3 및 a4<x<b4임을 의미한다.Referring to Equation 14, it can be seen that the amplitude | S (t) | varies according to sin θ cos θ and cos (φ Q −φ I ). The sinθcosθ value becomes a positive value or a minus value depending on the phase θ of the signal S (t). Therefore, when sinθcosθ has a positive value, φ Q and φ I are adjusted so that cos (φ Q −φ I ) is '+1', and when sinθcosθ has a negative value, cos (φ Q − By adjusting φ Q and φ I so that the value of φ I is '-1', the amplitude | S (t) | can be maximized. This control method takes advantage of the constructive interference effects of waves in physics. Specific control methods are as follows. When the phase of the sinθcosθ is positive, the phase difference absolute value | φ Q -φ I | is adjusted to 2nπ. When the sinθcosθ value is the negative phase phase θ, the | φ Q -φ I | is 2mπ. By adjusting to + π, the above-described constructive interference effect can be utilized to the maximum. Here, m and Yn represent an integer of 0 or more. In the present specification, for convenience, a range of values of a phase will be limited to (0, 2π) for convenience. In this case, n is 0 and m is 0. However, even if n is not 0 or m is not 0, it is easily understood by those in this field that they belong to the scope of the present invention. Here, the meaning of x belonging to [a1, b1], [a2, b2), (a3, b3] and (a4, b4) means that a1≤x≤b1, a2≤x <b2, a3 <x, respectively. ≤ b3 and a4 <x <b4.

한편, 기존의 I/Q 변조 장치에 따르면, |φQ-φI|=π/2이므로 cos(φQ-φI) 값이 0된다. 따라서, 진폭 |S(t)|는 항상 A로 유지되므로 진폭이 A 이상으로 확대되는 보강 간섭 효과가 없다.On the other hand, according to the conventional I / Q modulation apparatus, since | φ Q -φ I | = π / 2, the cos (φ Q -φ I ) value is zero. Therefore, the amplitude | S (t) | is always kept at A, so there is no constructive interference effect in which the amplitude extends beyond A.

이러한 보강 간섭 특성을 S(t)의 위상θ가 각각의 사분면에 위치하는 경우에 대해 나누어 설명한다.This constructive interference characteristic will be described separately for the case where the phase θ of S (t) is located in each quadrant.

첫째, 신호 S(t)의 위상θ가 제1 사분면과 제3 사분면에 있는 경우를 설명한다. 이 경우 sinθcosθ 값은 양의 값을 가지므로, |φQ-φI| 값을 0으로 설정하면, cos(φQ-φI)=1이 되어, 수학식 14의 진폭 |S(t)|은 수학식 15로 표현될 수 있다.First, the case where the phase θ of the signal S (t) is in the first and third quadrants will be described. In this case, since sinθcosθ has a positive value, | φ Q -φ I | If the value is set to 0, cos (φ Q −φ I ) = 1, so that the amplitude | S (t) | of the equation (14) can be expressed by the equation (15).

Figure 112006090584972-PAT00024
Figure 112006090584972-PAT00025
Figure 112006090584972-PAT00024
Figure 112006090584972-PAT00025

둘째, 신호 S(t)의 위상 θ가 제2사분면과 제4사분면에 있는 경우를 설명한다. 이 경우, sinθcosθ 값은 음의 값을 가지므로, |φQ-φI| 값을 π로 설정하면, cos(φQ-φI)=-1이 되어, 수학식 14의 진폭 |S(t)|은 수학식 16으로 표현될 수 있다.Second, the case where the phase θ of the signal S (t) is in the second and fourth quadrants will be described. In this case, since sinθcosθ has a negative value, | φ Q -φ I | If the value is set to π, cos (φ Q −φ I ) = − 1, and the amplitude | S (t) |

Figure 112006090584972-PAT00026
Figure 112006090584972-PAT00027
Figure 112006090584972-PAT00026
Figure 112006090584972-PAT00027

수학식 15 및 수학식 16에 삼각함수 공식 2sinαcosβ=sin2α를 적용하면, 신호 S(t)의 진폭 |S(t)|는

Figure 112006090584972-PAT00028
가 됨을 알 수 있다. When the trigonometric formula 2sinαcosβ = sin2α is applied to the equations (15) and (16), the amplitude | S (t) | of the signal S (t) is
Figure 112006090584972-PAT00028
It can be seen that.

주의할 것은, 본 신호 성상도의 가정에서 배재한 위상 θ가 0, π/2, π, 3π/2 인 경우 즉, 신호 성상도 상에 배치되는 신호들이 X(t)축 또는 Y(t)축 상에도 배치되는 경우, 수학식 15 및 수학식 16에서 근호 안의 두 번째 항이 항상 0이므로 진폭은 항상 A가 되어 진폭 상승 효과가 없는 것처럼 보인다. 그러나, 이는 삼각함수의 수식 표현 상의 한계일 뿐, 신호 성상도 상에 배치되는 신호들이 X(t)축 또는 Y(t)축 상에도 배치되는 경우에도 진폭 상승 효과가 발생함을 표 3 이하에서 후술한다.Note that when the phase θ excluded from the assumption of the present signal constellation is 0, π / 2, π, 3π / 2, that is, the signals disposed on the signal constellation are X (t) axis or Y (t) When placed also on the axis, the amplitude always becomes A because the second term in the radical in Equation 15 and Equation 16 is always zero, which appears to have no amplitude boosting effect. However, this is only a limitation in the expression expression of the trigonometric function, and in Table 3 below, an amplitude increase effect occurs even when signals disposed on the signal constellation are also disposed on the X (t) axis or the Y (t) axis. It will be described later.

상술한 바와 같이, S(t)의 위상 θ에 대한 사분면의 위치에 따라, cos(φQ-φI)에 포함된 위상차 절대값인 |φQ-φI|를 0 또는 π로 조절하면, 진폭 |S(t)|를 최대로 증가시킬 수 있다. 표 1은 신호 S(t)의 위상 θ에 따라 조절되는 |φQ-φI| 값을 나타낸 테이블이다.As described above, according to the position of the quadrant with respect to the phase θ of S (t), when | φ Q -φ I | which is the absolute value of the phase difference contained in cos (φ Q -φ I ) is adjusted to 0 or π, The amplitude | S (t) | can be increased to the maximum. Table 1 shows | φ Q -φ I | adjusted according to the phase θ of the signal S (t). Table showing values.

분 류Classification |φQ-φI|| φ Q -φ I | θ∈제1 사분면 θ∈제2 사분면 θ∈제3 사분면 θ∈제4 사분면θ∈ first quadrant θ∈ second quadrant θ∈ third quadrant θ∈ fourth quadrant 0 π 0 π0 π 0 π

도 3a 및 3b는 두 정현파신호들의 합으로 표현된 수학식 6에 대한 벡터적인 해석을 나타내며, 특히, 전송할 데이터에 따른 송신신호가 제1 사분면에 있을 경우, 즉, θ가 (0, π/2)의 범위에 속하는 경우를 편의상 전제하여 설명한다.3A and 3B show a vector interpretation of Equation 6 expressed as the sum of two sinusoidal signals, in particular, when the transmission signal according to the data to be transmitted is in the first quadrant, that is, θ is (0, π / 2) The case of belonging to the scope of) will be explained on the premise of convenience.

도 3a는 기존의 방식에 따른 신호 형성 과정을 벡터 표현으로 나타낸 도면이고, 도 3b는 본 발명에 따른 보강 간섭 효과가 있는 신호 형성 과정을 벡터 표현으로 나타낸 도면이다.3A is a diagram illustrating a signal formation process according to a conventional scheme in a vector representation, and FIG. 3B is a diagram illustrating a signal formation process having a constructive interference effect according to the present invention in a vector representation.

AI 및 AQ가 모두 0 이상인 경우, 도 3a를 참조하면, 수학식 6의 AIcos(ωct+φI)는 크기가 AI이고, φI =0인 방향을 가진 제1 벡터(300)로 표현되고, 수학식 6의 AQcos(ωct+φQ)는 크기가 AQ이고, φQ =π/2인 방향을 가진 제2 벡터(302)로 표현된다. 또한, S(t)에 대응되는 제3 벡터(304)는 제1 벡터(300)와 제2 벡터(302)의 벡터 합과 같으며, 제3 벡터(304)의 방향은 목표하는 신호 성상도 상의 방향인 위상 θ 조건을 만족한다. 이때, AI=

Figure 112006090584972-PAT00029
및 AQ=
Figure 112006090584972-PAT00030
이라면, 제3 벡터(304)는 크기가 A이고, 방향이 θ=π/4인 벡터가 되며, 이 제3 벡터(304)는 진폭이 A이고 위상이 π/4인 송신신호에 대응하는 것이다.When A I and A Q are both 0 or more, referring to FIG. 3A, A I cos (ω c t + φ I ) of Equation 6 is A I , and represented by the first vector 300 having a direction of φ I = 0, A Q cos (ω c t + φ Q ) of Equation 6 is A Q , It is represented by a second vector 302 with a direction of φ Q = π / 2. Further, the third vector 304 corresponding to S (t) is equal to the vector sum of the first vector 300 and the second vector 302, and the direction of the third vector 304 is a target signal constellation. The phase θ condition in the direction of the phase is satisfied. Where A I =
Figure 112006090584972-PAT00029
And A Q =
Figure 112006090584972-PAT00030
, The third vector 304 is a vector whose magnitude is A and whose direction is θ = π / 4, and the third vector 304 corresponds to a transmission signal having an amplitude of A and a phase of π / 4. .

마찬가지로, ㅊAI 및 AQ가 모두 0 이상인 경우, 도 3b를 참조하면, 수학식 6의 AIcos(ωct+φI)는 크기가 AI이고, φI 방향을 가진 제1 벡터(310)로 표현되고, 수학식 6의 AQcos(ωct+φQ)는 크기가 AQ이고, φQ 방향을 가진 제2 벡터(312)로 표현된다. 또한, S(t)에 대응되는 제3 벡터(314)는 제1 벡터(310)와 제2 벡터(312)의 벡터 합과 같으며, 제3 벡터(314)의 방향은 목표하는 신호 성상도 상의 방향인 위상 θ 조건을 만족한다.Similarly, if both A I and A Q are greater than or equal to zero, referring to FIG. 3B, A I cos (ω c t + φ I ) of Equation 6 is A I , and represented by a first vector 310 having a φ I direction, A Q cos (ω c t + φ Q ) of Equation 6 is A Q , It is represented by the second vector 312 with the φ Q direction. In addition, the third vector 314 corresponding to S (t) is equal to the vector sum of the first vector 310 and the second vector 312, and the direction of the third vector 314 is a target signal constellation. The phase θ condition in the direction of the phase is satisfied.

도 3b에 따르면, '|φI-φQ|<π/2'를 만족시키도록, 위상 φI, φQ을 조절하면, 동일한 AI 및 AQ의 조건에서 목표하는 방향 조건 역시 만족시키면서 도 3a에 도시된 제3 벡터(304)의 크기보다 더 큰 크기를 가진 제3 벡터(314)를 얻을 수 있음을 알 수 있다. 예컨대, AI=

Figure 112006090584972-PAT00031
및 AQ=
Figure 112006090584972-PAT00032
의 조건에서 도 3b에 따르면, 제3 벡터(314)는 방향은 θ=π/4 즉, 목표하는 방향을 만족하면서 A를 초과하는 크기를 가진다. 이러한 성질을 가진 제3 벡터(314)는 진폭이 A를 초과하고 위상이 π/4인 송신신호에 대응하는 것이다.According to FIG. 3B, when the phases φ I and φ Q are adjusted to satisfy '| φ I -φ Q | <π / 2', the target direction conditions are satisfied while the conditions of the same A I and A Q are also satisfied. It can be seen that a third vector 314 having a size larger than the size of the third vector 304 shown in 3a can be obtained. For example, A I =
Figure 112006090584972-PAT00031
And A Q =
Figure 112006090584972-PAT00032
According to FIG. 3B, the third vector 314 has a magnitude greater than A while satisfying a target direction θ = π / 4, that is, θ = π / 4. The third vector 314 having this property corresponds to a transmission signal whose amplitude exceeds A and whose phase is π / 4.

I채널 데이터를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 데이터를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호 간의 위상차 절대값이 기존 변조 방식에 따른 위상차 절대값인 π/2 보다 작아질 때, 기존 변조 방식에 따른 송신신호의 진폭보다 큰 송신신호를 얻을 수 있음을 나타낸다. When the absolute value of the phase difference between the first signal reflecting the I channel data in the I channel sinusoidal signal and the second signal reflecting the Q channel data in the Q channel sinusoidal signal is smaller than π / 2 which is the absolute value of the phase difference according to the existing modulation scheme, This indicates that a transmission signal larger than the amplitude of the transmission signal according to the existing modulation scheme can be obtained.

도 3a 및 도 3b에서는 제1 사분면에 위치하는 송신신호를 이용하여 진폭 상승 원리를 설명하였지만, 송신신호가 나머지 사분면에 위치한다 하더라도 마찬가지로 설명될 수 있다. 즉, 기존 변조 방식에서는 제1 신호 및 제2 신호의 위상차 절대값이 π/2인 반면, 본 발명에 따른 변조 방식은 제1 신호 및 제2 신호의 위상차 절대값이 π/2보다 작다. 이러한 위상차절대값 조건에 따르면 진폭이득이 발생되며, 위상차절대값이 0인 경우에는 최대의 진폭이득을 얻을 수 있다. In FIG. 3A and FIG. 3B, the principle of amplitude increase is explained using the transmission signal located in the first quadrant, but the same may be explained even if the transmission signal is located in the remaining quadrant. That is, in the conventional modulation method, the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal is π / 2, whereas the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal is smaller than π / 2 in the modulation method according to the present invention. According to the phase difference absolute value condition, amplitude gain is generated, and when the phase difference absolute value is 0, the maximum amplitude gain can be obtained.

한편, 제1 신호 및 제2 신호의 위상차 절대값이 π/2 보다 큰 경우에는 기존 변조방식보다 진폭이 작아지게 된다. On the other hand, when the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal is larger than π / 2, the amplitude is smaller than that of the existing modulation scheme.

한편, 본 발명을 적용하기 위해서는 상술한 위상차절대값 조건 뿐만 아니라 벡터 합에 따른 위상이 송신신호가 가져야할 위상인 θ를 만족하여야 기존의 시스템을 변경하지 않고 정상적인 송수신을 수행할 수 있다. 즉, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 결합하여 얻어지는 송신신호의 위상은 I채널 데이터 및 Q채널 데이터에 해당되는 위상 θ과 같아야 한다.Meanwhile, in order to apply the present invention, normal transmission and reception may be performed without changing an existing system only when the phase according to the vector sum as well as the above-described phase difference absolute value condition satisfy the phase θ that the transmission signal should have. That is, the phase of the transmission signal obtained by combining the first signal and the second signal should be equal to the phase θ corresponding to the I channel data and the Q channel data.

이하, 본 발명에 의해 진폭 |S(t)|를 증가시키는 위상 φI, φQ값들을 구하는 과정을, 도 4a 내지 도 7c를 참조하여, b신호 S(t)가 각 사분면에 위치한 경우마다 설명한다. 여기서, 도 4a 내지 도 7c에 개시된 φI, φQ값들은 시계반대방향의 회전 각도를 전제로 한 값들이다. 시계방향의 회전 각도를 이용하여도 마찬가지의 원리로, 본 발명에 의해 조절되는 φI, φQ값은 구할 수 있다는 것은 이 분야에 종사하는 자들이라면 충분히 이해할 수 있다.Hereinafter, a process of obtaining phase φ I and φ Q values for increasing amplitude | S (t) | according to the present invention will be described with reference to FIGS. 4A to 7C, where b signals S (t) are located in each quadrant. Explain. Here, φ I and φ Q values disclosed in FIGS. 4A to 7C are values assuming a rotation angle in a counterclockwise direction. Even in the case of using a clockwise rotation angle, it can be fully understood by those skilled in the art that φ I and φ Q values adjusted by the present invention can be obtained.

또한, 도 4a 내지 도 7c는, 편의상, 각종 위상이 [0, 2π]의 범위안에 있는 것을 전제하여 설명할 것이며, 각종 위상이 상기 범위를 벗어나는 실시예도, 정현파의 주기성을 고려한다면, 본 발명의 범주에 속한다는 것은 이 분야에 종사하는 자들이라면 충분히 이해할 수 있다.4A to 7C will be described on the assumption that various phases are within the range of [0, 2π] for convenience, and embodiments in which the various phases are out of the above ranges, considering the periodicity of the sine wave, Being in a category can be fully understood by those in this field.

도 4a 내지 4c는 송신신호가 제1 사분면에 위치해야 하는 경우의 위상 조절 값의 개념을 나타내는 도면이다.4A to 4C are diagrams showing the concept of phase adjustment values when the transmission signal should be located in the first quadrant.

도 4a는, 발진기에 의해 생성되는 정현파신호를 φI=θ 및 φq =θ만큼 위상천이시킨 I채널 정현파신호(400) 및 Q채널 정현파신호(402)를 나타내며, 도 4b는 1 사분면에 위치한 I, Q채널 데이터(Ik=양수, Qk=양수)를 I채널 정현파신호(400) 및 Q채널 정현파신호(402)에 각각 곱하여 획득되는 제1 신호(404) 및 제2 신호(406)를 나타낸다. φI 와 φQ값을 구하는 과정은 다음과 같다. 도 4b에서 제1 신호(404) 및 제2 신호(406)의 합으로 얻어지는 송신신호(미도시)의 위상은 θ이어야 한다. 송신신호의 위상이 θ를 가지도록 하는 제1 신호(404)의 위상 및 제2 신호(406)의 위상은 수없이 많으나, 송신신호의 진폭 즉, 제1 신호(404) 및 제2 신호(406)의 합에 따른 진폭을 최대로 하는 값은 제1 신호(404) 및 제2 신호(406)의 위상이 각각 θ일 때이며 이때 제1 신호(404) 및 제2 신호(406) 간의 위상차 절대값은 0이다.4A shows an I-channel sinusoidal signal 400 and a Q-channel sinusoidal signal 402 in which the sinusoidal signals generated by the oscillator are phase shifted by φ I = θ and φ q = θ, and FIG. 4B is located in one quadrant. The first and second signals 404 and 406 obtained by multiplying the I and Q channel data (I k = positive and Q k = positive) by the I channel sinusoidal signal 400 and the Q channel sinusoidal signal 402, respectively. Indicates. The process of obtaining the values of φ I and φ Q is as follows. In FIG. 4B, the phase of the transmission signal (not shown) obtained as the sum of the first signal 404 and the second signal 406 should be θ. Although the phase of the first signal 404 and the phase of the second signal 406 are numerous so that the phase of the transmission signal has θ, the amplitude of the transmission signal, that is, the first signal 404 and the second signal 406, are numerous. The maximum value of the amplitude according to the sum of?) Is when the phases of the first signal 404 and the second signal 406 are respectively θ, and the absolute value of the phase difference between the first signal 404 and the second signal 406 is Is zero.

도 4a 및 도 4b의 실시예에 따르면, 양수인 Ik 및 양수인 Qk가 I채널 정현파신호(400) 및 Q채널 정현파신호(402)에 각각 곱해져서 제1 신호(404) 및 제2 신호(406)가 생성되므로, I채널 정현파신호(400)의 위상과 제1 신호(404)의 위상은 동일하며, 마찬가지로, Q채널 정현파신호(402)의 위상과 제2 신호(406)의 위상도 동일하다. 따라서 I채널 정현파신호(400)의 위상 φI 은 θ이고 Q채널 정현파신호(402)의 위상 φQ도 θ이다. According to the embodiment of FIGS. 4A and 4B, I k is a positive number And the positive Q k is multiplied by the I-channel sinusoidal signal 400 and the Q-channel sinusoidal signal 402, respectively, to generate a first signal 404 and a second signal 406, so that the phase of the I-channel sinusoidal signal 400 The phases of the first signal 404 are the same, and similarly, the phase of the Q channel sinusoidal wave signal 402 and the phase of the second signal 406 are also the same. Therefore, the phase φ I of the I-channel sinusoidal signal 400 is θ and the phase φ Q of the Q-channel sinusoidal signal 402 is θ.

도 4a 및 도 4b의 예에서, 발진기에 의해 생성되는 정현파신호의 진폭이 A라면, I채널 정현파신호(400)의 진폭 및 Q채널 정현파신호(402)의 진폭 모두

Figure 112006090584972-PAT00033
가 되고, 제1 신호(404) 및 제2 신호(406)의 합으로 생성되는 송신신호의 진폭은
Figure 112006090584972-PAT00034
가 된다. 따라서, 도 4a 및 도 4b의 조건에 따르면, 본 발명의 변조 방식은 기존의 변조 방식보다
Figure 112006090584972-PAT00035
만큼 진폭이 상승되는 효과가 있는 것이다.4A and 4B, if the amplitude of the sinusoidal signal generated by the oscillator is A, both the amplitude of the I-channel sinusoidal signal 400 and the amplitude of the Q-channel sinusoidal signal 402
Figure 112006090584972-PAT00033
The amplitude of the transmission signal generated by the sum of the first signal 404 and the second signal 406 is
Figure 112006090584972-PAT00034
Becomes Therefore, according to the conditions of FIGS. 4A and 4B, the modulation scheme of the present invention is better than the conventional modulation scheme.
Figure 112006090584972-PAT00035
As long as the amplitude is increased.

부가하여, 도 4c에서 기하학적으로 각을 측정하는 직관적인 방법으로 위상 φI 와 φQ값을 정하는 방법을 설명한다. I, Q채널 데이터가 1 사분면에 위치하는 경우에는 양수가 I채널 정현파신호 및 Q채널 정현파신호에 각각 곱해져서 제1 신호 및 제2신호가 생성되므로, 위상 φ I 와 위상 φQ는 송신신호의 위상 θ를 측정하는 기준점인 X 축의 (+)단을 기준으로 제1 신호의 위상 및 제2 신호의 위상을 측정하면 되며, 이는 도 4c에서 보듯이 각각 φ I =θ, φQ = θ이다.In addition, a method of determining phase φ I and φ Q values in an intuitive way of measuring the angle geometrically in FIG. 4C will be described. When I, Q channel data is placed in the first quadrant, so the first and second signals are generated haejyeoseo positive, respectively multiplying the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal signal, a phase of φ I and phase φ Q are transmitted signal The phase of the first signal and the phase of the second signal may be measured based on the (+) end of the X axis, which is a reference point for measuring the phase θ, which is φ I = θ and φ Q = θ, respectively, as shown in FIG. 4C.

도 5a 내지 5c는 송신신호가 제2 사분면에 위치해야 하는 경우의 위상 조절 값의 개념을 나타내는 도면이다.5A to 5C are diagrams showing the concept of phase adjustment values when the transmission signal should be located in the second quadrant.

도 5a는, 발진기에 의해 생성되는 정현파신호를 표 2에 따라 각각 φI=θ+π 및 φq =θ로 위상천이시킨 I채널 정현파신호(500) 및 Q채널 정현파신호(502)를 나타내며, 도 5b는 2 사분면에 위치한 I, Q채널 데이터(Ik=음수, Qk=양수)를 I채널 정현파신호(500) 및 Q채널 정현파신호(502)에 각각 곱하여 획득되는 제1 신호(504) 및 제2 신호(506)를 나타낸다. 위상 φI 와 φQ값을 구하는 과정은 위에서 도 4a 내지 도 4c에서 설명한 내용과 유사하다.5A shows an I-channel sinusoidal signal 500 and a Q-channel sinusoidal signal 502 in which the sinusoidal signal generated by the oscillator is phase shifted to φ I = θ + π and φ q = θ, respectively, according to Table 2, 5B illustrates a first signal 504 obtained by multiplying I and Q channel data (I k = negative and Q k = positive) located in two quadrants by the I channel sinusoidal signal 500 and the Q channel sinusoidal signal 502, respectively. And a second signal 506. The process of obtaining the phase φ I and φ Q values is similar to that described above with reference to FIGS. 4A to 4C.

도 5b에서 제1 신호(504) 및 제2 신호(506)의 합으로 얻어지는 송신신호(미도시)의 위상은 θ이어야 한다. 송신신호의 위상이 θ를 가지도록 하면서 송신신호의 진폭을 최대로 하는 값은 제1 신호(504) 및 제2 신호(506)의 위상이 각각 θ일 때이며 이때 제1 신호(504) 및 제2 신호(506) 간의 위상차 절대값은 0이다.In FIG. 5B, the phase of a transmission signal (not shown) obtained as the sum of the first signal 504 and the second signal 506 should be θ. The value of maximizing the amplitude of the transmission signal while the phase of the transmission signal has θ is when the phases of the first signal 504 and the second signal 506 are respectively θ, where the first signal 504 and the second The absolute value of the phase difference between the signals 506 is zero.

I, Q채널 데이터(Ik=음수, Qk=양수)가 2 사분면에 위치하는 조건에서는, 음수가 I채널 정현파신호(500)에 곱해져서 제1 신호(504)가 생성되므로, I채널 정현파신호(500)와 제1 신호(504) 간의 위상차절대값은 π이다. 반면에, 양수가 Q채널 정현파신호(502)에 곱해져서 제2 신호(506)가 생성되므로, Q채널 정현파신호(502)와 제2 신호(506) 간의 위상차절대값은 0이다. 따라서 I채널 정현파신호(500)의 위상 φI 은 θ+π이고 Q채널 정현파신호(502)의 위상 φQ 은 θ이다. I채널 정현파신호(500)와 Q채널 정현파신호(502) 자체는 위상이 서로 다르더라도 제1 신호(504) 및 제2 신호(506)는 각각 I, Q 채널 데이터 곱에 의해 위상이 서로 같아지므로 파동의 보강 간섭에 의해 기존의 변조 방식보다

Figure 112006090584972-PAT00036
배 만큼 진폭이 상승되는 효과가 있는 것이다. In the condition that I, Q channel data (I k = negative, Q k = positive) is located in the second quadrant, the negative signal is multiplied by the I channel sinusoidal signal 500 to generate the first signal 504, so that the I channel sine wave The phase difference absolute value between the signal 500 and the first signal 504 is π. On the other hand, since the positive number is multiplied by the Q channel sinusoidal signal 502 to generate the second signal 506, the phase difference absolute value between the Q channel sinusoidal signal 502 and the second signal 506 is zero. Therefore, the phase φ I of the I-channel sinusoidal signal 500 is θ + π and the phase φ Q of the Q-channel sinusoidal signal 502 is θ. Since the I-channel sinusoidal wave signal 500 and the Q-channel sinusoidal wave signal 502 itself have different phases, the first signal 504 and the second signal 506 are in phase with each other by the I and Q channel data, respectively. Due to wave constructive interference,
Figure 112006090584972-PAT00036
The amplitude is increased by twice.

부가하여, 도 5c에서 기하학적으로 위상을 측정하는 직관적인 방법으로 위상 φI 와 φQ값을 정하는 방법을 설명한다. I, Q채널 데이터가 2 사분면에 위치하는 경우에는 음수가 I채널 정현파신호에 곱해져서 제1 신호가 생성된다. 따라서, 이 곱셈 결과로 인해 위상 φ I를 π만큼 변화시키는 것을 감안하여야 하는데, 이를 이해서 이를 위해서 송신신호의 위상 측정 기준점인 X축의 (+) 단이 아니라, X축의 (+)단보다 π만큼 회전된 축 즉, X축의 (-)단을 기준으로 φ I를 측정하면 되며, 도 5c를 참조하면, φI값은 θ+π이다. 반면에, 양수가 Q채널 정현파신호에 곱해져서 제2 신호가 생성되므로 곱셈 결과가 위상 φQ 를 변화시키지 않게 된다. 따라서, 이 경우에는 송신신호 S의 위상 측정 기준점인 X축의 (+)단에서 φQ 를 측정하면 되며, 도 5c를 참조하면, φQ 값은 θ이다.In addition, a method of determining phase φ I and φ Q values as an intuitive method of geometrically measuring phase in FIG. 5C will be described. When the I and Q channel data are located in two quadrants, a negative number is multiplied by the I channel sinusoidal signal to generate a first signal. Therefore, it is necessary to consider changing the phase φ I by π as a result of this multiplication, and for this purpose, it is π than the (+) end of the X axis, not the (+) end of the X axis, which is the phase measurement reference point of the transmission signal. What is necessary is just to measure φ I with respect to the rotated axis, ie, the (-) end of the X axis, and referring to FIG. 5C, the value of φ I is θ + π. On the other hand, since the positive number is multiplied by the Q channel sinusoidal signal to generate the second signal, the multiplication result does not change the phase φ Q. Therefore, in this case, φ Q may be measured at the (+) end of the X axis, which is the phase measurement reference point of the transmission signal S. Referring to FIG. 5C, the φ Q value is θ.

도 6a 내지 6c는 송신신호가 제3 사분면에 위치해야 하는 경우의 위상 조절 값의 개념을 나타내는 도면이다.6A to 6C are diagrams showing the concept of phase adjustment values when the transmission signal should be located in the third quadrant.

도 6a는, 발진기에 의해 생성되는 정현파신호를 표 2에 따라 각각 φI=θ-π 및 φq =θ-π로 위상천이시킨 I채널 정현파신호(600) 및 Q채널 정현파신호(602)를 나타내며, 도 6b는 3 사분면에 위치한 I,Q 채널 데이터(Ik=음수, Qk=음수)를 I채널 정현파신호(600) 및 Q채널 정현파신호(602)에 각각 곱하여 획득되는 제1 신호(604) 및 제2 신호(606)를 나타낸다. 위상 φI 와 φQ값을 구하는 과정은 위에서 도 4a 내지 도 4c에서 설명한 내용과 유사하다.6A shows an I-channel sine wave signal 600 and a Q-channel sine wave signal 602 in which the sinusoidal signals generated by the oscillator are phase shifted to φ I = θ-π and φ q = θ-π, respectively, according to Table 2. 6B illustrates a first signal obtained by multiplying I, Q channel data (I k = negative and Q k = negative) located in three quadrants by the I channel sinusoidal signal 600 and the Q channel sinusoidal signal 602, respectively. 604 and the second signal 606. The process of obtaining the phase φ I and φ Q values is similar to that described above with reference to FIGS. 4A to 4C.

도 6b에서 제1 신호(604) 및 제2 신호(606)의 합으로 얻어지는 송신신호(미도시)의 위상은 θ이어야 한다. 송신신호의 위상이 θ를 가지도록 하면서 송신신호의 진폭을 최대로 하는 값은 제1 신호(604) 및 제2 신호(606)의 위상이 각각 θ일 때이며 이때 제1 신호(504) 및 제2 신호(506) 간의 위상차 절대값은 0이다.In FIG. 6B, the phase of the transmission signal (not shown) obtained as the sum of the first signal 604 and the second signal 606 should be θ. The value of maximizing the amplitude of the transmission signal while the phase of the transmission signal has θ is when the phases of the first signal 604 and the second signal 606 are respectively θ, where the first signal 504 and the second The absolute value of the phase difference between the signals 506 is zero.

I, Q채널 데이터(Ik=음수, Qk=음수)가 3 사분면에 위치하는 조건에서는, 음수가 I채널 정현파신호(600)에 곱해져서 제1 신호(604)가 생성되므로, I채널 정현파신호(600)와 제1 신호(604) 간의 위상차절대값은 π이다. 반면에, 음수가 Q채널 정현파신호(602)에 곱해져서 제2 신호(606)가 생성되므로, Q채널 정현파신호(602)와 제2 신호(506) 간의 위상차절대값은 π이다. 따라서 I채널 정현파신호(600)의 위상 φI 은 θ+π이고 Q채널 정현파신호(602)의 위상 φQ 은 θ+π이다. 이 경우, I채널 정현파신호(600)의 위상과 Q채널 정현파신호(602)의 위상이 동일하며, 제1 신호(604) 및 제2 신호(606)는 동일한 부호(sign)을 가진 각각 I, Q 채널 데이터 곱에 의해 위상이 서로 같아지므로 파동의 보강 간섭에 의해 기존의 변조 방식보다

Figure 112006090584972-PAT00037
배 만큼 진폭이 상승되는 효과가 있는 것이다. In the condition that I, Q channel data (I k = negative, Q k = negative) is located in the third quadrant, the negative channel is multiplied by the I channel sinusoidal signal 600 to generate the first signal 604, so that the I channel sine wave The phase difference absolute value between the signal 600 and the first signal 604 is π. On the other hand, since the negative number is multiplied by the Q channel sinusoidal signal 602 to generate the second signal 606, the phase difference absolute value between the Q channel sinusoidal signal 602 and the second signal 506 is π. Therefore, the phase φ I of the I-channel sinusoidal signal 600 is θ + π and the phase φ Q of the Q-channel sinusoidal signal 602 is θ + π. In this case, the phase of the I-channel sinusoidal wave signal 600 and the phase of the Q-channel sinusoidal wave signal 602 are the same, and the first signal 604 and the second signal 606 each have the same sign I, Since the phases are equal to each other by the Q-channel data product, the constructive interference of the wave
Figure 112006090584972-PAT00037
The amplitude is increased by twice.

부가하여, 도 6c에서 기하학적으로 위상을 측정하는 직관적인 방법으로 위상 φI 와 φQ값을 정하는 방법을 설명한다. I, Q채널 데이터가 3 사분면에 위치하는 경우에는 음수가 I채널 정현파신호에 곱해져서 제1 신호가 생성된다. 따라서, 이 곱셈 결과로 인해 위상 φ I를 π만큼 변화시키는 것을 감안하여야 하는데, 이를 이해서 이를 위해서 송신신호의 위상 측정 기준점인 X축의 (+) 단이 아니라, X축의 (+)단보다 π만큼 회전된 축 즉, X축의 (-)단을 기준으로 φ I를 측정하면 되며, 도 5c를 참조하면, φI값은 θ-π이다. 마찬가지로, 음수가 Q채널 정현파신호에 곱해져서 제2 신호가 생성되므로 Q채널의 경우도 마찬가지로 설명된다.In addition, a method of determining phase φ I and φ Q values as an intuitive method of geometrically measuring phase in FIG. 6C will be described. When the I and Q channel data are located in the three quadrants, negative numbers are multiplied by the I channel sinusoidal signal to generate a first signal. Therefore, due to the multiplication result, it is necessary to consider changing the phase φ I by π. What is necessary is just to measure phi I based on the rotated axis, ie, the (-) end of the X axis, and referring to FIG. 5c, the φ I value is θ-π. Similarly, since the negative number is multiplied by the Q channel sinusoidal signal to generate a second signal, the case of the Q channel is likewise described.

도 7a 내지 7c는 송신신호가 제4 사분면에 위치해야 하는 경우의 위상 조절 값의 개념을 나타내는 도면이다.7A to 7C are diagrams illustrating the concept of phase adjustment values when the transmission signal should be located in the fourth quadrant.

도 7a는, 발진기에 의해 생성되는 정현파신호를 표 2에 따라 각각 φI=θ 및 φq =θ-π로 위상천이시킨 I채널 정현파신호(700) 및 Q채널 정현파신호(702)를 나타내며, 도 7b는 4 사분면에 위치한 I,Q 채널데이터(Ik=양수, Qk=음수)를 I채널 정현파신호(700) 및 Q채널 정현파신호(702)에 각각 곱하여 획득되는 제1 신호(704) 및 제2 신호(706)를 나타낸다. 위상 φI 와 φQ값을 구하는 과정은 위에서 보인 방법과 유사하다.FIG. 7A shows an I-channel sinusoidal wave signal 700 and a Q-channel sinusoidal wave signal 702 in which the sinusoidal signal generated by the oscillator is phase shifted to φ I = θ and φ q = θ-π, respectively, according to Table 2, FIG. 7B illustrates a first signal 704 obtained by multiplying the I-channel sinusoidal signal 700 and the Q-channel sinusoidal signal 702 by I and Q channel data (I k = positive and Q k = negative) located in four quadrants. And a second signal 706. The process of obtaining phase φ I and φ Q values is similar to the method shown above.

도 7b에서 제1 신호(704) 및 제2 신호(706)의 합으로 얻어지는 송신신호(미도시)의 위상은 θ이어야 한다. 송신신호의 위상이 θ를 가지도록 하면서 송신신호의 진폭을 최대로 하는 값은 제1 신호(704) 및 제2 신호(706)의 위상이 각각 θ일 때이며 이때 제1 신호(504) 및 제2 신호(506) 간의 위상차 절대값은 0이다.In FIG. 7B, the phase of a transmission signal (not shown) obtained as the sum of the first signal 704 and the second signal 706 should be θ. The value of maximizing the amplitude of the transmission signal while the phase of the transmission signal has θ is when the phases of the first signal 704 and the second signal 706 are respectively θ, where the first signal 504 and the second The absolute value of the phase difference between the signals 506 is zero.

I, Q채널 데이터(Ik=양수, Qk=음수)가 4 사분면에 위치하는 조건에서는, 양수가 I채널 정현파신호(700)에 곱해져서 제1 신호(704)가 생성되므로, I채널 정현파신호(700)와 제1 신호(704) 간의 위상차절대값은 0이다. 반면에, 음수가 Q채널 정현파신호(702)에 곱해져서 제2 신호(706)가 생성되므로, Q채널 정현파신호(702)와 제2 신호(706) 간의 위상차절대값은 π이다. 따라서 I채널 정현파신호(700)의 위상 φI 은 θ이고 Q채널 정현파신호(502)의 위상 φQ 은 θ-π이다. I채널 정현파신호(700)와 Q채널 정현파신호(702) 자체는 위상이 서로 다르더라도 제1 신호(704) 및 제2 신호(706)는 각각 I, Q 채널 데이터 곱에 의해 위상이 서로 같아지므로 파동의 보강 간섭에 의해 기존의 변조 방식보다

Figure 112006090584972-PAT00038
배 만큼 진폭이 상승되는 효과가 있는 것이다. In the condition that I and Q channel data (I k = positive, Q k = negative) are located in the fourth quadrant, since the positive number is multiplied by the I channel sinusoidal signal 700 to generate the first signal 704, the I channel sine wave The phase difference absolute value between the signal 700 and the first signal 704 is zero. On the other hand, since the negative number is multiplied by the Q channel sinusoidal signal 702 to generate the second signal 706, the phase difference absolute value between the Q channel sinusoidal signal 702 and the second signal 706 is π. Therefore, the phase φ I of the I-channel sinusoidal signal 700 is θ and the phase φ Q of the Q-channel sinusoidal signal 502 is θ-π. Since the I-channel sinusoidal signal 700 and the Q-channel sinusoidal signal 702 itself have different phases, the first signal 704 and the second signal 706 are in phase with each other by the I and Q channel data, respectively. Due to wave constructive interference,
Figure 112006090584972-PAT00038
The amplitude is increased by twice.

부가하여, 도 7c에서 기하학적으로 위상을 측정하는 직관적인 방법으로 위상 φI 와 φQ값을 정하는 방법을 설명한다. I, Q채널 데이터가 4 사분면에 위치하는 경우에는 음수가 Q채널 정현파신호에 곱해져서 제2 신호가 생성된다. 따라서, 이 곱셈 결과로 인해 위상 φ Q를 π만큼 변화시키는 것을 감안하여야 하는데, 이를 이해서 이를 위해서 송신신호의 위상 측정 기준점인 X축의 (+) 단이 아니라, X축의 (+)단보다 π만큼 회전된 축 즉, X축의 (-)단을 기준으로 φ Q를 측정하면 되며, 도 5c를 참조하면, φQ값은 θ-π이다. 반면에, 양수가 I채널 정현파신호에 곱해져서 제1 신호가 생성되므로 곱셈 결과가 위상 φI 를 변화시키지 않게 된다. 따라서, 이 경우에는 송신신호 S의 위상 측정 기준점인 X축의 (+)단에서 φI 를 측정하면 되며, 도 7c를 참조하면, φI 값은 θ이다.In addition, a method of determining phase φ I and φ Q values as an intuitive method of geometrically measuring phase in FIG. 7C will be described. When the I and Q channel data are located in the quadrant, negative numbers are multiplied by the Q channel sinusoidal signal to generate a second signal. Therefore, it is necessary to consider changing the phase φ Q by π as a result of this multiplication, and for this purpose, it is π than the (+) end of the X axis, not the (+) end of the X axis, which is the phase measurement reference point of the transmission signal. What is necessary is just to measure phi Q with respect to the rotated axis, ie, the (-) end of the X axis, and referring to FIG. 5c, the φ Q value is θ-π. On the other hand, since the positive signal is multiplied by the I-channel sinusoidal signal to generate the first signal, the multiplication result does not change the phase φ I. Therefore, in this case, φ I may be measured at the (+) end of the X axis, which is a phase measurement reference point of the transmission signal S. Referring to FIG. 7C, the value of φ I is θ.

이상과 같은 유도 과정에 의해서, 본 발명에서는 신호 S(t)의 위상 θ값에 대한 2개의 위상 φI 와 φQ값들을 위상 θ의 사분면 위치에 따라 표 2와 같이 정리한다. 여기서, 표 2에서의 φI 와 φQ값들은 시계반대방향의 회전각도와 [0, 2π] 구간에 있는 것을 전제로 구한 값들이다.By the above derivation process, in the present invention, the two phases φ I and φ Q values for the phase θ value of the signal S (t) are arranged as shown in Table 2 according to the quadrant positions of the phase θ. Here, the values of φ I and φ Q in Table 2 are calculated on the premise that they are in the counterclockwise rotation angle and [0, 2 π ].

도 8a 및 도 8b는 φI 와 φQ의 범위를 설명하기 위한 도면이다. 도 8a 및 도 8b를 참조하면, θ에 +π를 가하든 -π를 가하든 그 결과는 동일한 위상을 가지므로, 표 2에서는 편의상, φI 와 φQ값이 [0, 2π]의 범위에 속하도록 표기한다.8A and 8B are diagrams for explaining the range of φ I and φ Q. Referring to FIGS. 8A and 8B, the result is the same phase whether + π or −π is applied to θ. Thus, in Table 2, for convenience, φ I and φ Q values are in the range of [0, 2π]. Mark it as belonging.

분 류Classification θ 범위θ range φI φ I φQ φ Q θ∈제1 사분면 θ∈제2 사분면 θ∈제3 사분면 θ∈제4 사분면θ∈ first quadrant θ∈ second quadrant θ∈ third quadrant θ∈ fourth quadrant

Figure 112006090584972-PAT00039
Figure 112006090584972-PAT00040
Figure 112006090584972-PAT00041
Figure 112006090584972-PAT00042
Figure 112006090584972-PAT00039
Figure 112006090584972-PAT00040
Figure 112006090584972-PAT00041
Figure 112006090584972-PAT00042
θ θ+π θ-π θθ θ + π θ-π θ θ θ θ-π θ-πθ θ θ-π θ-π

이상과 같이 표 2의 각 사분면에서, 최종 송신신호의 위상을 유지하며 진폭이 최대가 되게 구한 φI 위상과 φQ 위상은 표 1의 최종 송신신호의 진폭이 최대로 되기 위한 위상차 조건을 충분조건으로 만족함은 당연하다.As described above, in each quadrant of Table 2, the φ I phase and the φ Q phase, which maintain the phase of the final transmission signal and obtain the maximum amplitude, are sufficient to satisfy the phase difference condition for the maximum amplitude of the final transmission signal in Table 1. Satisfaction is natural.

기존의 변조 방식을 설명하는 도 3a와 본 발명에 따른 변조 방식을 설명하는 도 4a, 5a, 6a, 및 7a를 참조하여, 기존의 변조 방식과 본 발명에 따른 변조 방식을 비교한다. 도 3a를 참조하면, 입력데이터인 (Ik,Qk)로 결정되는 입력신호의 위상에 상관없이 항상 (φI , φQ )=(0,π/2) 로 고정되어 있으나, 본 발명에 따른 변조 방식은 도 4a, 5a, 6a, 및 7a에 따르면 입력데이터인 (Ik,Qk)로 결정되는 입력신호의 위상에 맞추어서 (φI , φQ ) 가 표 2의 값으로 조절된다. 종래 기술에 의하든, 본 발명에 따른 변조 방식은 최종 송신신호는 입력 데이터 신호에 해당되는 위상을 반송파에 그대로 반영한다는 점은 기존의 변조 방식과 같으나, 최종 송신신호의 진폭은 기존의 변조 방식보다 증가된다. 그리고, 표 2로만 보면 (φI , φQ )가 4 쌍인 것으로 보이나, 실제로는 도 4a와 5a, 그리고 6a와 7a에서 짐작할 수 있듯이 1 사분면과 3 사분면, 그리고 2 사분면과 4 분면에서 (φI , φQ ) 쌍은 같은 값을 가지게 되어 실제로 구현되는 (φI , φQ ) 쌍은 결국 2쌍이 된다. 그 이유는, 앞에서 기하학적으로 각을 구한 직관적인 방법에서 설명하였듯이, 도 3c의 1 사분면에서는 φI , φQ 측정이 X축의 (+) 단을 기준으로 하고, 도 4c의 3 사분면에서는 φI , φQ 측정이 X축의 (-) 단을 기준으로 하기 때문에 실제 측정되는 φI , φQ 값이 같게 된다. 즉, 도 8a에서 보듯이 1 사분면과 3 사분면에서 (φI , φQ ) 쌍은 원점대칭이 되게 된다. 마찬가지 이유로, 2 사분면과 4 분면에서 (φI , φQ ) 쌍도 실제 같은 값을 가지게 되며, 이러한 원점대칭 관계를 도 8b에서 보인다. 구현 용이성의 관점에서, 위상 천이량의 종류의 수가 적은 것이 바람직하다.Referring to FIG. 3A for explaining a conventional modulation scheme and FIGS. 4A, 5A, 6A, and 7A for explaining a modulation scheme according to the present invention, a conventional modulation scheme and a modulation scheme according to the present invention are compared. Referring to FIG. 3A, regardless of the phase of the input signal determined by the input data (I k , Q k ), it is always fixed to (φ I , φ Q ) = (0, π / 2). According to the modulation scheme according to FIGS. 4A, 5A, 6A, and 7A, (φ I , φ Q ) is adjusted to the values in Table 2 in accordance with the phase of the input signal determined by the input data (I k , Q k ). According to the prior art, the modulation scheme according to the present invention is the same as the conventional modulation scheme in that the final transmission signal reflects the phase corresponding to the input data signal to the carrier as it is, but the amplitude of the final transmission signal is higher than that of the conventional modulation scheme. Is increased. In addition, Table 2 only look (φ I, φ Q) 4 look as pairs, in practice Figures 4a and 5a, and (φ I in As can be guessed from the 6a and 7a 1 quadrant and the third quadrant and the second quadrant, and quadrant , φ Q ) pairs have the same value, so that the actual (φ I , φ Q ) pair becomes two pairs. The reason for this is as described in the intuitive method of geometrically obtaining the angle, in the first quadrant of FIG. 3C φ I , φ Q measurements are based on the (+) end of the X axis, and in the third quadrant of FIG. 4C, φ I , φ Q Φ I , φ Q actually measured because the measurement is based on the negative end of the X axis The value will be the same. That is, as shown in FIG. 8A, the pair of (φ I , φ Q ) becomes the origin symmetry in the first and third quadrants. For the same reason, the (φ I , φ Q ) pairs in the second and fourth quadrants have the same values, and this origin symmetry relationship is shown in FIG. 8B. In view of ease of implementation, it is preferable that the number of kinds of phase shift amounts is small.

송신신호를 구성하는 제1 신호와 제2 신호의 성질을 살펴본다. 종래기술에서는 I채널 데이터와, Q 채널 데이터에 무관하게 (φI , φQ )=(0,π/2)로 고정되어 제1 신호와 제2 신호는 항상 직교하는 서로 다른 신호이므로, 제1 신호와 제2 신호의 합으로 얻어지는 송신신호의 진폭은 본 발명에 의한 파동의 보강간섭에 의한 최대의 진폭보다 작다. 본 발명에서는 I채널 데이터와, Q 채널 데이터에 따라 (φI , φQ ) 쌍이 변화하여 제1 신호와 제2 신호의 위상은 같아지므로, 서로 동일한 신호가 된다. 따라서 제1 신호와 제2 신호의 합인 송신신호는 파동의 보강간섭에 의해 진폭이 최대로 확대되어 기존의 방식보다

Figure 112006090584972-PAT00043
배 크다. 만약 제1 신호와 제2 신호의 위상차가 기존의 방식인 π/2 보다 작고 본 발명에 의한 최대 진폭을 가지는 경우인 0 보다 큰 경우라면, 그 진폭은 종래 방식에 의하는 송신신호 진폭 A 보다는 크고
Figure 112006090584972-PAT00044
보다는 작게 된다.The characteristics of the first signal and the second signal constituting the transmission signal will be described. In the related art, since the first signal and the second signal are always different orthogonal signals, the first signal and the second signal are fixed to (φ I , φ Q ) = (0, π / 2) regardless of the I channel data and the Q channel data. The amplitude of the transmission signal obtained by the sum of the signal and the second signal is smaller than the maximum amplitude due to constructive interference of the wave according to the present invention. In the present invention, since the (φ I , φ Q ) pairs change in accordance with the I channel data and the Q channel data, and the phases of the first signal and the second signal are the same, they become the same signal. Therefore, the transmission signal, which is the sum of the first signal and the second signal, is enlarged to the maximum by the constructive interference of the wave, so that the transmission signal is larger than the conventional method.
Figure 112006090584972-PAT00043
Times bigger If the phase difference between the first signal and the second signal is smaller than? / 2, which is the conventional method, and larger than 0, which is the maximum amplitude according to the present invention, the amplitude is larger than the transmission signal amplitude A according to the conventional method.
Figure 112006090584972-PAT00044
Becomes smaller than.

수신단에서의 복조과정은 기존의 시스템에 따른 복조 방식을 그대로 이용할 수 있다. 본 발명에 따른 변조 방식을 종래의 변조 방식과 동일한 전력을 사용하고, 송수신 간의 잡음(noise)을 무시하였을 경우, 종래의 변조 방식에 따른 수신신호의 위상과 본 발명의 변조 방식에 따른 수신신호의 위상은 동일하며 단지, 본 발명의 변조 방식에 다른 수신신호의 진폭이 종래의 변조 방식에 따른 수신 신호보다

Figure 112006090584972-PAT00045
만큼 상승된 점만 다르기 때문이다. 또한, 본 발명에 따른 변조 방식에 따른 송신신호의 진폭을 종래의 변조 방식에 따른 송신신호의 진폭과 동일하도록 본 발명의 변조 방식에서 종래의 변조 방식보다 전력을 적게 사용하는 경우라면, 두 방식에 따른 수신신호는 진폭과 위상 면에서 동일하기 때문이다.The demodulation process at the receiver can use the demodulation method according to the existing system. When the modulation method according to the present invention uses the same power as the conventional modulation method and ignores noise between transmission and reception, the phase of the reception signal according to the conventional modulation method and the reception signal according to the modulation method of the present invention. The phase is the same, except that the amplitude of the received signal different from the modulation scheme of the present invention is higher than that of the received signal according to the
Figure 112006090584972-PAT00045
This is because only the elevated point is different. In addition, if the modulation method of the present invention uses less power than the conventional modulation method so that the amplitude of the transmission signal according to the modulation method according to the present invention is the same as the amplitude of the transmission signal according to the conventional modulation method, This is because the received signal is the same in amplitude and phase.

이상, 각 신호가 축 상에 배치된 것이 아니라, 사분면 상에 배치되는 전제조건 및 성상도 상에 각 신호에 대해 각 축에 대칭되는 신호가 존재하는 전제조건 상황에서, 본 발명의 개념을 설명하였다. 이러한 전제 조건이 아닌 경우의 송신신호는, 상기의 신호 S(t)를 임의의 μ만큼 위상 천이시킨 신호 S'(t)로 표현될 수 있으므로, 파동의 보강간섭에 의한 진폭 상승 효과는 마찬가지로 발생된다. In the above, the concept of the present invention has been described in the precondition situation in which each signal is not disposed on an axis, but a signal symmetrical to each axis exists for each signal on the precondition placed on the quadrant and the constellation. . Since the transmission signal in the case where this is not such a prerequisite can be represented by the signal S '(t) which phase shifted the above-mentioned signal S (t) by an arbitrary μ, the amplitude raising effect due to the constructive interference of the wave is similarly generated. do.

도 9a 내지 도 9c는 신호의 회전에 따른 변조 방식을 설명하기 위한 도면이다.9A to 9C are diagrams for describing a modulation scheme according to rotation of a signal.

도 9a에 개시된 바와 같이, 신호 S*(t)는 원래의 신호 S(t)를 μ만큼 회전시킨 신호이다. 즉, S(t)가 θk의 위상을 가지는 경우 신호 S*(t)의 위상은 μ만큼 회전됨에 따라 Ψk=θk+μ가 된다.As disclosed in Fig. 9A, the signal S * (t) is a signal obtained by rotating the original signal S (t) by mu. That is, when S (t) has a phase of θ k, the phase of the signal S * (t) becomes Ψ k = θ k + μ as the phase is rotated by μ.

도 9b는 신호 S(t)가 축상에 있는 경우에 대한 QPSK 성상도를 나타내며, 도 9c는 도 9b에 개시된 신호가 μ=π/4만큼 회전된 신호 S*(t)에 대한 QPSK 성상도를 나타낸다.FIG. 9B shows the QPSK constellation for the case where the signal S (t) is on the axis, and FIG. 9C shows the QPSK constellation for the signal S * (t) in which the signal disclosed in FIG. 9B is rotated by μ = π / 4. Indicates.

신호 S*(t)는, 수학식 6을 이용하면, 수학식 17로 표현된다.The signal S * (t) is represented by equation (17) using equation (6).

Figure 112006090584972-PAT00046
Figure 112006090584972-PAT00046

MPSK 변조인 경우에는 M개의 심볼에 따라 위상정보 Ψi=θi+μ는 수학식 18로 표현될 수 있다. In the case of the MPSK modulation, the phase information Ψ i = θ i + μ may be expressed by Equation 18 according to M symbols.

Figure 112006090584972-PAT00047
Figure 112006090584972-PAT00047

신호 S*(t)의 φI와 φQ값은 상술한 전제 조건에서 구한 본 발명의 위상 φI와 φQ값들에 각각 위상 변화 μ만큼 더해진 값으로 결정된다. 표 3은 이러한 결과를 정리한 표로서, 기존에 가정한 신호 상도의 표 2에 대응된다. 단, φI와 φQ값이 [0, 2π] 구간에 있는 것을 전제하여 구한 테이블이다.The values of φ I and φ Q of the signal S * (t) are determined as values added by the phase change μ to the phases φ I and φ Q values of the present invention obtained under the preconditions described above, respectively. Table 3 summarizes these results and corresponds to Table 2 of the signal phases previously assumed. However, it is a table calculated on the premise that the values of φ I and φ Q are in the [0, 2π] section.

분 류Classification Ψ 범위 (Ψ=θ+μ)Ψ Range (Ψ = θ + μ) φI φ I φQ φ Q Ψ∈제1 사분면 Ψ∈제2 사분면 Ψ∈제3 사분면 Ψ∈제4 사분면Ψ∈ First Quadrant Ψ∈ Second Quadrant Ψ∈ Third Quadrant Ψ∈ Fourth Quadrant

Figure 112006090584972-PAT00048
Figure 112006090584972-PAT00048
Ψ Ψ+π Ψ-π ΨΨ Ψ + π Ψ-π Ψ Ψ Ψ Ψ-π Ψ-πΨ Ψ Ψ-π Ψ-π

주의할 것은 이상의 Ψi를 위상정보로 그대로 이용하기 위해서는 수신단에서도 송신단과 마찬가지로 초기 위상 +μ를 더한 신호 성상도를 이용하여야 한다. 즉, 진폭상승효과를 위한 송신단과 수신단에서의 I 채널 데이터와 채널 데이터로 만들어지는 성상도는, 초기 위상 +μ에 의해 회전된 결과, 사분면 상에 배치되고, 성상도 상의 각 신호에 대해 각 축에 대칭되는 신호가 존재하는 성상도이다.It should be noted that in order to use Ψ i as the phase information, the receiver must use the signal constellation plus the initial phase + μ like the transmitter. That is, constellations made of I-channel data and channel data at the transmitting and receiving end for the amplitude increase effect are placed on quadrants as a result of being rotated by the initial phase + μ, and each axis for each signal on the constellations. This is a constellation of signals that are symmetrical to.

이상과 같이, 파동의 보강간섭 효과에 의한 본 발명의 진폭 상승 원리에 관한 원리적인 설명을 마치고, 본 발명의 일실시 예에 따른 I/Q 변조기에 관하여 기술한다.As described above, the principle description of the amplitude raising principle of the present invention due to the constructive interference effect of the wave is completed, and the I / Q modulator according to an embodiment of the present invention will be described.

도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 I/Q 변조 장치의 구성을 나타내는 블록도로서, IQ데이터생성부(700), 발진기(720), IQ정현파신호생성부(740) 및 송신신호생성부(760)를 포함하여 이루어진다.10 is a block diagram showing the configuration of an I / Q modulation apparatus according to an embodiment of the present invention. The IQ data generator 700, the oscillator 720, the IQ sine wave signal generator 740, and the transmit signal generator 760.

IQ데이터생성부(700)는 I/Q 변조 기법에 따라, 이진 열(S1)을 변환하여 I채널 데이터(S2) 및 Q채널 데이터(S3)를 생성한다. 여기서, I/Q 변조 기법의 예로는,QPSK, OQPSK, π/4-DQPSK, 왈쉬 QPSK, Hybrid-QPSK, MPSK, APSK, Hierarchical PSK, M-QAM을 들 수 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다.The IQ data generator 700 generates the I-channel data S2 and the Q-channel data S3 by converting the binary string S1 according to the I / Q modulation technique. Here, examples of the I / Q modulation technique may include, but are not limited to, QPSK, OQPSK, π / 4-DQPSK, Walsh QPSK, Hybrid-QPSK, MPSK, APSK, Hierarchical PSK, and M-QAM.

발진기(720)는 상술한 바와 같이 정현파신호(S4)를 생성한다.The oscillator 720 generates the sine wave signal S4 as described above.

IQ정현파신호생성부(740)는 I, Q채널 데이터(S2, S3)를 기초로 상기 정현파신호(S4)의 위상을 조절하여, 소정의 조건을 만족하는 I채널 정현파신호(S4) 및 Q 채널 정현파신호(S5)를 생성한다. 여기서, 소정의 조건이란, 상기 I채널 데이터(S2)를 I채널 정현파신호(S5)에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 데이터(S3)를 Q채널 정현파신호(S6)에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 의미한다.The IQ sinusoidal wave signal generation unit 740 adjusts the phase of the sinusoidal wave signal S4 based on the I and Q channel data S2 and S3, thereby satisfying a predetermined condition and the I channel sinusoidal wave signal S4 and the Q channel. A sine wave signal S5 is generated. Here, the predetermined condition is a combination of a first signal reflecting the I channel data S2 in the I channel sine wave signal S5 and a second signal reflecting the Q channel data S3 in the Q channel sine wave signal S6. It means a condition that the signal has a phase on the signal constellation corresponding to the I, Q channel data.

바람직하게, IQ정현파신호생성부(740)는 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호(S5) 및 상기 Q채널 정현파신호(S6)를 생성한다. 또한, 바람직하게, IQ정현파신호생성부(740)는 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호(S5) 및 상기 Q 채널 정현파신호(S6)를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generation unit 740 includes the I-channel sinusoidal wave signal S5 satisfying a condition that an absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal is 2 nπ (where n is an integer greater than or equal to 0) and The Q channel sinusoidal wave signal S6 is generated. In addition, preferably, the IQ sinusoidal wave signal generation unit 740 may determine a condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal belongs to (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer of 0 or more. The satisfactory I channel sinusoidal wave signal S5 and the Q channel sinusoidal wave signal S6 are generated.

송신신호생성부(760)는 상기 I채널 데이터(S2) 및 상기 Q 채널 데이터(S3)를 각각 상기 I채널 정현파신호(S5) 및 상기 Q 채널 정현파신호(S6)에 반영하여 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 송신신호(S7)를 생성한다.The transmission signal generator 760 reflects the I channel data S2 and the Q channel data S3 to the I channel sinusoidal wave signal S5 and the Q channel sinusoidal wave signal S6, respectively. A transmission signal S7 corresponding to the data is generated.

도 11은 도 10의 IQ정현파신호생성부(740A)의 구체적인 구성을 예시하는 블록도로서, 위상조절부(742A), I채널위상천이부(748A) 및 Q채널위상천이부(750A)를 포함하여 이루어진다.FIG. 11 is a block diagram illustrating a specific configuration of the IQ sinusoidal wave signal generation unit 740A of FIG. 10, and includes a phase adjusting unit 742A, an I channel phase shifter 748A, and a Q channel phase shifter 750A. It is done by

I채널위상천이부(748A)는, 위상조절부(742A)의 제어에 따라, 정현파신호(S4)를 위상천이시켜 I채널 정현파신호(S5)를 생성한다.The I channel phase shifter 748A generates the I channel sinusoidal signal S5 by phase shifting the sinusoidal wave signal S4 under the control of the phase adjuster 742A.

Q채널위상천이부(750A)는, 위상조절부(742A)의 제어에 따라, 정현파신호(S4)를 위상천이시켜 Q채널 정현파신호(S6)를 생성한다.The Q channel phase shifter 750A generates the Q channel sinusoidal signal S6 by phase shifting the sine wave signal S4 under the control of the phase adjuster 742A.

위상조절부(740A)는, I채널 데이터(S2) 및 Q채널 데이터(S3)를 기초로, I채널위상천이부(748A)의 위상 천이량 및 Q채널위상천이부(750A)의 위상 천이량을 조절한다. The phase adjuster 740A, based on the I channel data S2 and the Q channel data S3, the phase shift amount of the I channel phase shifter 748A and the phase shift amount of the Q channel phase shifter 750A. Adjust

위상조절부(740A)는, 도 11을 참조하면, 위상검출부(744A) 및 위상제어부(746A)를 포함하여 이루어진다.Referring to FIG. 11, the phase adjuster 740A includes a phase detector 744A and a phase controller 746A.

위상검출부(744A)는 I, Q채널 데이터(S2, S3)에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출한다. 여기서, 위상검출방법의 예로는, 후술할 수학식 20을 이용하는 방법을 들 수 있으나, 반드시 이에 한정되지 않음은 이 분야에 종사하는 자라면 충분히 이해할 수 있다.The phase detector 744A detects phases in the signal constellations corresponding to the I and Q channel data S2 and S3. Here, as an example of the phase detection method, a method using Equation 20, which will be described later, may be used. However, the present invention is not necessarily limited thereto, and it can be fully understood by those skilled in the art.

위상제어부(746A)는 상기 검출된 위상을 기초로 I채널위상천이부(748A)의 위상 천이량 및 Q채널위상천이부(750A)의 위상 천이량을 조절한다. 본 명세서에서 위상제어부(746A)의 4가지 조절 방법을 예시하면 다음과 같다. The phase controller 746A adjusts the phase shift amount of the I channel phase shifter 748A and the phase shift amount of the Q channel phase shifter 750A based on the detected phase. In the present specification, four adjustment methods of the phase control unit 746A are as follows.

첫번째 조절방법으로, 위상제어부(746A)는 I채널 데이터(S2)가 0 이하이면 상기 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 I채널 데이터(S2)가 0 초과이면 상기 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하며, 상기 Q채널 데이터(S3)가 0 이하이면 상기 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2nπ+π(여기서, n은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 Q채널 데이터(S3)가 0 초과이면 상기 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하고, 상기 결정된 각각의 위상천이량에 따라 상기 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량 및 상기 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 조절한다.In a first adjustment method, the phase controller 746A adds a phase shift amount of the I channel phase shifter 748A to the detected phase when the I channel data S2 is 0 or less (where m is an integer). The phase shift amount of the I channel phase shifter 748A is determined as the detected phase when the I channel data S2 is greater than 0, and the Q channel data S3 is 0. The phase shift amount of the Q channel phase shifter 750A is determined to be a phase added by 2nπ + π (where n is an integer) to the detected phase, and when the Q channel data S3 is greater than zero. The phase shift amount of the Q channel phase shifter 750A is determined as the detected phase, and the phase shift amount and the Q channel phase shift of the I channel phase shifter 748A according to the determined phase shift amount. The phase shift amount of the part 750A is adjusted.

두번째 조절방법으로, 위상제어부(746A)는 I채널 데이터(S2)가 0 이하이면 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, I채널 데이터(S2)가 0 초과이면 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하며, Q채널 데이터(S3)가 0 미만이면 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2nπ+π(여기서, n은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, Q채널 데이터(S3)가 0 이상이면 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하고, 상기 결정된 각각의 위상천이량에 따라 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량 및 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 조절한다.As a second adjustment method, if the I-channel data S2 is equal to or less than zero, the phase controller 746A adds a phase shift amount of the I-channel phase shifter 748A to the detected phase by 2 m pi + pi (where m is an integer). The phase shift amount of the I-channel phase shifter 748A is determined as the detected phase if the I-channel data S2 is greater than zero, and the Q channel if the Q-channel data S3 is less than zero. The phase shift amount of the phase shifter 750A is determined as a phase added by 2nπ + π (where n is an integer) to the detected phase, and when the Q channel data S3 is 0 or more, the Q channel phase shifter ( The phase shift amount of 750A is determined as the detected phase, and the phase shift amount of the I-channel phase shifter 748A and the phase shift amount of the Q-channel phase shifter 750A are determined according to the determined phase shift amounts. Adjust

세번째 조절방법으로, 위상제어부(746A)는 I채널 데이터(S2)가 0 미만이면 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, I채널 데이터(S2)가 0 이상이면 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하며, Q채널 데이터(S3)가 0 이하이면 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2nπ+π(여기서, n은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, Q채널 데이터(S3)가 0 초과이면 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하고, 상기 결정된 각각의 위상천이량에 따라 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량 및 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 조절한다.As a third adjustment method, if the I-channel data S2 is less than 0, the phase controller 746A adds the phase shift amount of the I-channel phase shifter 748A to the detected phase by 2 mπ + π, where m is an integer. The phase shift amount of the I channel phase shifter 748A is determined as the detected phase when the I channel data S2 is 0 or more, and the Q channel when the Q channel data S3 is 0 or less. The phase shift amount of the phase shifter 750A is determined as a phase added to the detected phase by 2nπ + π (where n is an integer). If the Q channel data S3 is greater than 0, the Q channel phase shifter ( The phase shift amount of 750A is determined as the detected phase, and the phase shift amount of the I-channel phase shifter 748A and the phase shift amount of the Q-channel phase shifter 750A are determined according to the determined phase shift amounts. Adjust

네번째 조절방법으로, 위상제어부(746A)는 I채널 데이터(S2)가 0 미만이면 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, I채널 데이터(S2)가 0 이상이면 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하며, Q채널 데이터(S3)가 0 미만이면 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2nπ+π(여기서, n은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, Q채널 데이터(S3)가 0 이상이면 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하고, 상기 결정된 각각의 위상천이량에 따라 I채널 위상천이부(748A)의 위상천이량 및 Q채널 위상천이부(750A)의 위상천이량을 조절한다.As a fourth adjustment method, if the I-channel data S2 is less than zero, the phase controller 746A adds the phase shift amount of the I-channel phase shifter 748A to the detected phase by 2 mπ + π, where m is an integer. The phase shift amount of the I-channel phase shifter 748A is determined as the detected phase if the I-channel data S2 is equal to or greater than zero, and the Q channel if the Q-channel data S3 is less than zero. The phase shift amount of the phase shifter 750A is determined as a phase added by 2nπ + π (where n is an integer) to the detected phase, and when the Q channel data S3 is 0 or more, the Q channel phase shifter ( The phase shift amount of 750A is determined as the detected phase, and the phase shift amount of the I-channel phase shifter 748A and the phase shift amount of the Q-channel phase shifter 750A are determined according to the determined phase shift amounts. Adjust

도 12는 도 10의 IQ정현파신호생성부(740B)의 또 다른 구체적인 구성을 예시하는 블록도로서, 위상검출부(744B), I채널정현파신호생성부(748B) 및 Q채널정현파신호생성부(750B)를 포함하여 이루어진다.FIG. 12 is a block diagram illustrating another specific configuration of the IQ sinusoidal wave signal generation unit 740B of FIG. 10, and includes a phase detector 744B, an I-channel sinusoidal wave signal generation unit 748B, and a Q-channel sinusoidal wave signal generation unit 750B. )

위상검출부(744B)는, 도 11의 위상검출부(744A)처럼, I,Q 채널 데이터(S2, S3)에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출한다.The phase detection unit 744B detects the phase on the signal constellation corresponding to the I, Q channel data S2 and S3, like the phase detection unit 744A of FIG.

I채널정현파신호생성부(748B)는, 상기 검출된 위상을 기초로, 정현파신호(S4)를 위상천이시켜 I채널정현파신호(S5)를 생성한다. 본 명세서에서, I채널정현파신호생성방법의 예를 2가지 든다.The I channel sinusoidal wave signal generation unit 748B generates an I channel sinusoidal wave signal S5 by phase shifting the sinusoidal wave signal S4 based on the detected phase. In this specification, two examples of the I-channel sine wave signal generation method are given.

첫 번째 방법으로, I채널정현파신호생성부(748B)는, 상기 I채널 데이터(S2)가 0 이하이면 I채널 정현파신호(S5)가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 정현파신호(S4)의 위상을 천이시키며, I채널 데이터(S2)가 0 초과이면 I채널 정현파신호(S5)가 상기 검출된 위상을 가지도록 정현파신호(S4)의 위상을 천이시켜 I채널 정현파신호(S5)를 생성한다.In a first method, the I channel sinusoidal wave signal generation unit 748B indicates that when the I channel data S2 is equal to or less than 0, the I channel sinusoidal wave signal S5 is 2 mπ + π in the detected phase, where m is an integer. The phase of the sine wave signal S4 is shifted to have a phase added by, and if the I channel data S2 is greater than 0, the phase of the sine wave signal S4 is such that the I channel sine wave signal S5 has the detected phase. Transitions to generate an I-channel sinusoidal signal S5.

두 번째 방법으로, I채널정현파신호생성부(748B)는, I채널 데이터(S2)가 0 미만이면 I채널 정현파신호(S5)가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 정현파신호(S4)의 위상을 천이시키며, I채널 데이터(S2)가 0 이상이면 I채널 정현파신호(S5)가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호(S4)의 위상을 천이시켜 I채널 정현파신호(S5)를 생성한다.In a second method, the I-channel sinusoidal wave signal generation unit 748B indicates that when the I-channel data S2 is less than zero, the I-channel sinusoidal signal S5 is 2 m pi + pi (where m is an integer) in the detected phase. The phase of the sine wave signal S4 is shifted to have an added phase. If the I channel data S2 is 0 or more, the phase of the sine wave signal S4 is such that the I channel sine wave signal S5 has the detected phase. Transitions to generate an I-channel sinusoidal signal S5.

마찬가지로, Q채널정현파신호생성부(750B)는, 상기 검출된 위상을 기초로, 정현파신호(S4)를 위상천이시켜 Q채널정현파신호(S6)를 생성한다. 본 명세서에서, Q채널정현파신호생성방법의 예를 2가지 든다.Similarly, the Q channel sinusoidal wave signal generation unit 750B generates the Q channel sinusoidal wave signal S6 by phase shifting the sinusoidal wave signal S4 based on the detected phase. In this specification, two examples of the Q-channel sine wave signal generation method are given.

첫 번째 방법으로, Q채널정현파신호생성부(750B)는, Q채널 데이터(S3)가 0 이하이면 Q채널 정현파신호(S6)가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 정현파신호(S4)의 위상을 천이시키며, Q채널 데이터(S3)가 0 초과이면 Q채널 정현파신호(S6)가 상기 검출된 위상을 가지도록 정현파신호(S4)의 위상을 천이시켜 Q채널 정현파신호(S6)를 생성한다.In the first method, the Q channel sinusoidal wave signal generation unit 750B indicates that when the Q channel data S3 is equal to or less than 0, the Q channel sinusoidal signal S6 is equal to 2 m π + π (where m is an integer) in the detected phase. The phase of the sine wave signal S4 is shifted to have an added phase. If the Q channel data S3 is greater than 0, the phase of the sine wave signal S4 is shifted so that the Q channel sine wave signal S6 has the detected phase. Transition generates a Q-channel sinusoidal signal S6.

두 번째 방법으로, Q채널정현파신호생성부(750B)는 Q채널 데이터(S3)가 0 미만이면 Q채널 정현파신호(S6)가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 정현파신호(S4)의 위상을 천이시키며, Q채널 데이터(S3)가 0 이상이면 Q채널 정현파신호(S6)가 상기 검출된 위상을 가지도록 정현파신호(S4)의 위상을 천이시켜 Q채널 정현파신호(S6)를 생성한다.In a second method, the Q channel sinusoidal wave signal generation unit 750B adds the Q channel sinusoidal wave signal S6 to the detected phase by 2 mπ + π (where m is an integer) when the Q channel data S3 is less than zero. Shift the phase of the sinusoidal signal S4 to have a true phase, and shift the phase of the sinusoidal signal S4 so that the Q-channel sinusoidal signal S6 has the detected phase if the Q-channel data S3 is zero or more. To generate a Q-channel sinusoidal signal S6.

도 13은 도 10의 송신신호생성부(760)의 구체적인 구성을 예시하는 블록도로서, I채널여파기(762), Q채널여파기(764), I채널믹서(766), Q채널믹서(768) 및 결합기(770)를 포함하여 이루어진다.FIG. 13 is a block diagram illustrating a specific configuration of the transmission signal generation unit 760 of FIG. 10. The I channel filter 762, the Q channel filter 764, the I channel mixer 766, and the Q channel mixer 768 are shown in FIG. And a combiner 770.

I채널여파기(762)는 상기 I채널 데이터(S2)를 소정의 펄스로 변환한다.The I-channel filter 762 converts the I-channel data S2 into predetermined pulses.

Q채널여파기(764)는 상기 Q채널 데이터(S3)를 소정의 펄스로 변환한다.The Q channel filter 764 converts the Q channel data S3 into a predetermined pulse.

I채널믹서(766)는 상기 I채널여파기(762)의 출력과 상기 I채널 정현파신호(S5)를 혼합한다.The I-channel mixer 766 mixes the output of the I-channel filter 762 and the I-channel sine wave signal S5.

Q채널믹서(768)는 상기 Q채널여파기(764)의 출력과 상기 Q채널 정현파신호(S6)를 혼합한다.The Q channel mixer 768 mixes the output of the Q channel filter 764 and the Q channel sine wave signal S6.

결합부(770)는 상기 I채널 믹서(766)의 출력과 상기 Q채널 믹서(768)의 출력을 결합(combining)하여 송신신호(S7)룰 생성한다.The combiner 770 combines the output of the I-channel mixer 766 and the output of the Q-channel mixer 768 to generate a transmission signal S7.

한편, I채널여파기(762) 및 Q채널여파기(764)는 인접 대역에 대한 간섭을 완화시키는 목적, 수신단의 검파 성능을 향상시키려는 목적 등을 위해 사용되는 바, I채널여파기(762) 및 Q채널여파기(764)를 생략하고, I채널믹서(766)가 상기 I채널 데이터(S2)를 상기 I채널 정현파신호(S5)에 직접 반영하고 Q채널믹서(768)가 상기 Q채널 데이터(S3)를 상기 Q채널 정현파신호(S6)에 직접 반영하는 실시예가 가능함은 이 분야에 종사하는 자라면 충분히 이해할 수 있다.Meanwhile, the I-channel filter 762 and the Q-channel filter 764 are used for the purpose of mitigating interference in adjacent bands, for the purpose of improving the detection performance of the receiver, and the I-channel filter 762 and the Q-channel. The filter 764 is omitted, and the I-channel mixer 766 directly reflects the I-channel data S2 to the I-channel sine wave signal S5 and the Q-channel mixer 768 applies the Q-channel data S3. It can be fully understood by those skilled in the art that an embodiment reflecting directly on the Q-channel sine wave signal S6 is possible.

도 14는 본 발명의 다른 일실시예에 따른 I/Q 변조 장치의 구성을 나타내는 블록도로서, IQ채널펄스생성부(800), 발진기(820), IQ정현파신호생성부(840) 및 송신신호생성부(860)를 포함하여 이루어진다. I채널 데이터 및 Q채널 데이터로부터 송신신호가 가져야할 위상을 검출하는 도 10의 실시예와는 달리, 도 14의 실시예는 I채널 펄스 및 Q채널 펄스로부터 송신신호가 가져야할 위상을 검출한다.14 is a block diagram showing the configuration of an I / Q modulation apparatus according to another embodiment of the present invention. The IQ channel pulse generator 800, the oscillator 820, the IQ sinusoidal wave signal generator 840, and the transmission signal are shown in FIG. It includes a generation unit 860. Unlike the embodiment of FIG. 10 which detects the phase that the transmission signal should have from the I channel data and the Q channel data, the embodiment of FIG. 14 detects the phase which the transmission signal should have from the I channel pulse and the Q channel pulse.

발진기(820)는 정현파신호(S14)를 생성한다.The oscillator 820 generates the sinusoidal wave signal S14.

IQ채널펄스생성부(800)은 입력되는 이진 열(S11)에 해당되는 I채널 펄스(S12) 및 Q채널 펄스(S13)를 생성한다.The IQ channel pulse generator 800 generates an I-channel pulse S12 and a Q-channel pulse S13 corresponding to the input binary string S11.

IQ정현파신호생성부(840)는, 상기 생성된 I, Q채널 펄스(S12, S13)를 기초로, 상기 정현파신호(S14)의 위상을 조절하여, 소정의 조건을 만족하는 I채널 정현파신호(S15) 및 Q 채널 정현파신호(S15)를 생성한다. 여기서, 소정의 조건이란, 상기 I채널 펄스(S12)를 I채널 정현파신호(S15)에 반연한 제1 신호와 상기 Q채널 펄스(S13)를 Q채널 정현파신호(S16)에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 의미한다.The IQ sinusoidal wave signal generator 840 adjusts the phase of the sinusoidal wave signal S14 based on the generated I and Q channel pulses S12 and S13 to satisfy a predetermined condition. S15) and a Q channel sine wave signal S15 are generated. Here, the predetermined condition means a first signal in which the I channel pulse S12 is reflected to the I channel sine wave signal S15 and a second signal reflecting the Q channel pulse S13 to the Q channel sine wave signal S16. This means that the combined signal has a phase in the signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses.

바람직하게, IQ정현파신호생성부(840)는 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호(S15) 및 상기 Q채널 정현파신호(S16)를 생성한다. 또한, 바람직하게, IQ정현파신호생성부(840)는 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호(S15) 및 상기 Q 채널 정현파신호(S16)를 생성한다.Preferably, the IQ sinusoidal wave signal generation unit 840 includes the I-channel sinusoidal wave signal S15 satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal is 2 nπ (where n is an integer of 0 or more) and The Q channel sinusoidal wave signal S16 is generated. In addition, preferably, the IQ sinusoidal wave signal generation unit 840 may determine a condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal belongs to (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer of 0 or more. The satisfactory I channel sinusoidal wave signal S15 and the Q channel sinusoidal wave signal S16 are generated.

송신신호생성부(860)는 상기 I채널 펄스(S12) 및 상기 Q채널 펄스(S13)를 각각 상기 I채널 정현파신호(S15) 및 상기 Q채널 정현파신호(S16)에 반영하여 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 송신신호를 생성한다.The transmission signal generator 860 reflects the I channel pulse S12 and the Q channel pulse S13 to the I channel sinusoidal wave signal S15 and the Q channel sinusoidal wave signal S16, respectively. Generates a transmission signal corresponding to a pulse.

도 15는 도 14의 IQ채널펄스생성부(800)의 구체적인 구성을 예시하는 블록도로서, IQ데이터생성부(802), I채널여파기(804) 및 Q채널여파기(806)를 포함하여 이루어진다.FIG. 15 is a block diagram illustrating a specific configuration of the IQ channel pulse generator 800 of FIG. 14, and includes an IQ data generator 802, an I channel filter 804, and a Q channel filter 806.

IQ데이터생성부(802)는 I/Q 변조 기법에 따라, 이진 열(S11)을 변환하여 I채널 데이터 및 Q채널 데이터를 생성한다. 여기서, I/Q 변조 기법의 예로는, QPSK, OQPSK, π/4-DQPSK, 왈쉬 QPSK, Hybrid-QPSK, MPSK, APSK, Hierarchical PSK, M-QAM을 들 수 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다.The IQ data generation unit 802 generates I-channel data and Q-channel data by converting the binary string S11 according to the I / Q modulation technique. Here, examples of the I / Q modulation technique may include, but are not limited to, QPSK, OQPSK, π / 4-DQPSK, Walsh QPSK, Hybrid-QPSK, MPSK, APSK, Hierarchical PSK, and M-QAM.

I채널여파기(804)는 상기 생성된 I채널 데이터를 I채널 펄스(S12)로 변환한다. 마찬가지로, Q채널여파기(806)는 상기 생성된 Q채널 데이터를 Q채널 펄스(S13)로 변환한다. 여기서, I채널여파기(804) 및 Q채널여파기(806)의 필터 형식은 Raised Cosine Filter를 들 수 있으며, 이 경우, I채널 펄스(S12) 및 Q채널 펄스(S13)의 첨두치는 각각 I채널 데이터와 Q채널 데이터에 대응되는 값을 갖는다.The I-channel filter 804 converts the generated I-channel data into I-channel pulses S12. Similarly, the Q channel filter 806 converts the generated Q channel data into Q channel pulses S13. Here, the filter types of the I-channel filter 804 and the Q-channel filter 806 may include a Raised Cosine Filter. In this case, the peaks of the I-channel pulses S12 and Q-channel pulses S13 may be I-channel data, respectively. And Q channel data.

도 16은 도 14의 송신신호생성부(860)의 구체적인 구성을 예시하는 블록도로서, I채널믹서(862), Q채널믹서(864) 및 결합기(866)를 포함하여 이루어진다.FIG. 16 is a block diagram illustrating a specific configuration of the transmission signal generation unit 860 of FIG. 14 and includes an I channel mixer 862, a Q channel mixer 864, and a combiner 866.

I채널믹서(862)는 I채널 펄스(S12)와 I채널 정현파신호(S15)를 혼합한다. 마찬가지로, Q채널믹서(864)는 Q채널 펄스(S13)와 Q채널 정현파신호(S16)를 혼합한다.The I-channel mixer 862 mixes the I-channel pulse S12 and the I-channel sine wave signal S15. Similarly, the Q channel mixer 864 mixes the Q channel pulse S13 and the Q channel sine wave signal S16.

결합부(866)는 I채널믹서(862)의 출력과 Q채널믹서(864)의 출력을 결합하du 송신신호를 생성한다.The combiner 866 combines the output of the I-channel mixer 862 and the output of the Q-channel mixer 864 to generate a transmission signal.

도 17은 도 14의 IQ정현파신호생성부(840A)의 구체적인 구성을 예시하는 블록도로서, 위상조절부(842A), I채널 위상천이부(848A) 및 Q채널 위상천이부(850A)를 포함하여 이루어진다.FIG. 17 is a block diagram illustrating a specific configuration of the IQ sinusoidal wave signal generation unit 840A of FIG. 14, and includes a phase adjusting unit 842A, an I-channel phase shifter 848A, and a Q-channel phase shifter 850A. It is done by

I채널 위상천이부(848A)은, 위상조절부(842A)의 제어에 따라, 정현파신호(S14)를 위상천이시켜 I채널 정현파신호(S15)를 생성한다. 마찬가지로, Q채널 위상천이부(850A)은, 위상조절부(842A)의 제어에 따라, 정현파신호(S14)를 위상천이시켜 Q채널 정현파신호(S16)를 생성한다.The I-channel phase shifter 848A phase shifts the sine wave signal S14 under the control of the phase adjuster 842A to generate the I-channel sine wave signal S15. Similarly, the Q channel phase shifter 850A phase shifts the sine wave signal S14 under the control of the phase adjuster 842A to generate the Q channel sine wave signal S16.

위상조절부(842A)는 상기 I,Q 채널 펄스(S12, S13)를 기초로, I채널위상천이부(848A)의 위상 천이량 및 상기 Q채널위상천이부(850A)의 위상 천이량을 조절한다.The phase adjusting unit 842A adjusts the phase shift amount of the I channel phase shifter 848A and the phase shift amount of the Q channel phase shifter 850A based on the I, Q channel pulses S12 and S13. do.

보다 상세하게, 위상조절부(842A)는, 도 17을 참조하면, I, Q채널 펄스(S12, S13)에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부(844A) 및 상기 검출된 위상을 기초로 I채널 위상천이부(848A)의 위상 천이량 및 Q채널 위상천이부(850A)의 위상 천이량을 조절하는 위상제어부(846A)를 포함하여 이루어진다.In more detail, referring to FIG. 17, the phase adjusting unit 842A detects phases of the signal constellations corresponding to I and Q channel pulses S12 and S13 and the detected phases. And a phase controller 846A for adjusting the phase shift amount of the I-channel phase shifter 848A and the phase shift amount of the Q-channel phase shifter 850A.

도 18은 도 14의 IQ정현파신호생성부(840B)의 또 다른 구체적인 구성을 예시하는 블록도로서, 위상검출부(844B), I채널정현파신호생성부(848B) 및 Q채널정현파신호생성부(850B)를 포함하여 이루어진다.FIG. 18 is a block diagram illustrating another specific configuration of the IQ sinusoidal wave signal generation unit 840B of FIG. 14, and includes a phase detector 844B, an I channel sinusoidal wave signal generation unit 848B, and a Q channel sinusoidal wave signal generation unit 850B. )

위상검출부(844B)는 I, Q채널 펄스(S12, S13)에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출한다.The phase detector 844B detects phases in the signal constellations corresponding to the I and Q channel pulses S12 and S13.

I채널정현파신호생성부(848B)는, 상기 검출된 위상을 기초로, 정현파신호(S14)를 위상천이시켜 I채널정현파신호(S15)를 생성한다. 본 명세서에서, I채널정현파신호생성방법의 예를 2가지 든다.The I-channel sinusoidal wave signal generation unit 848B generates the I-channel sinusoidal wave signal S15 by phase shifting the sinusoidal wave signal S14 based on the detected phase. In this specification, two examples of the I-channel sine wave signal generation method are given.

첫 번째 방법으로, I채널정현파신호생성부(848B)는 I채널 펄스(S12)의 첨두치(peak value)가 0 이하이면 I채널 정현파신호(S15)가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 정현파신호(S14)c의 위상을 천이시키며, I채널 펄스(S12)의 첨두치가 0 초과이면 I채널 정현파신호(S15)가 상기 검출된 위상을 가지도록 정현파신호(S14)의 위상을 천이시켜 I채널 정현파신호(S15)를 생성한다.In a first method, the I channel sinusoidal wave signal generation unit 848B has an I channel sinusoidal wave signal S15 in the detected phase when the peak value of the I channel pulse S12 is less than or equal to 2 m + + (where , m is an integer), and shifts the phase of the sinusoidal signal S14c to have a phase added by, and if the peak value of the I-channel pulse S12 is greater than 0, the I-channel sinusoidal signal S15 has the detected phase. The phase of the sine wave signal S14 is shifted to generate an I-channel sine wave signal S15.

두 번째 방법으로, I채널정현파신호생성부(848B)는 I채널 펄스(S12)의 첨두치(peak value)가 0 미만이면 I채널 정현파신호(S15)가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 정현파신호(S14)c의 위상을 천이시키며, I채널 펄스(S12)의 첨두치가 0 이상이면 I채널 정현파신호(S15)가 상기 검출된 위상을 가지도록 정현파신호(S14)의 위상을 천이시켜 I채널 정현파신호(S15)를 생성한다.Secondly, if the peak value of the I-channel pulse S12 is less than 0, the I-channel sine wave signal generator 848B has 2 m π + π in the detected phase. (m is an integer), and shifts the phase of the sinusoidal signal S14c to have a phase added by, and if the peak value of the I-channel pulse S12 is 0 or more, the I-channel sinusoidal signal S15 has the detected phase. The phase of the sine wave signal S14 is shifted to generate an I-channel sine wave signal S15.

마찬가지로, Q채널정현파신호생성부(848B)는, 상기 검출된 위상을 기초로, 정현파신호(S14)를 위상천이시켜 Q채널정현파신호(S15)를 생성한다. 본 명세서에서, Q채널정현파신호생성방법의 예를 2가지 든다.Similarly, the Q channel sinusoidal wave signal generation unit 848B generates the Q channel sinusoidal wave signal S15 by phase shifting the sinusoidal wave signal S14 based on the detected phase. In this specification, two examples of the Q-channel sine wave signal generation method are given.

첫 번째 방법으로, Q채널정현파신호생성부(850B)는 Q채널 펄스(S13)의 첨두치가 0 이하이면 Q채널 정현파신호(S16)가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 정현파신호(S14)의 위상을 천이시키며, Q채널 펄스(S13)의 첨두치가 0 초과이면 Q채널 정현파신호(S16)가 상기 검출된 위상을 가지도록 정현파신호(S14)의 위상을 천이시켜 Q채널 정현파신호(S16)를 생성한다.In a first method, the Q-channel sinusoidal signal generator 850B has a Qm sinusoidal signal S16 in the detected phase when the peak value of the Q-channel pulse S13 is equal to or less than 0 (where m is an integer). The phase of the sine wave signal S14 is shifted to have a phase added by, and when the peak value of the Q channel pulse S13 is greater than 0, the sine wave signal S14 has the detected phase so that the Q channel sine wave signal S16 has the detected phase. The phase of the phase is changed to generate a Q-channel sinusoidal signal S16.

두 번째 방법으로, Q채널정현파신호생성부(850B)는 Q채널 펄스(S13)의 첨두치가 0 미만이면 Q채널 정현파신호(S16)가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 정현파신호(S14)의 위상을 천이시키며, Q채널 펄스(S13)의 첨두치가 0 이상이면 Q채널 정현파신호(S16)가 상기 검출된 위상을 가지도록 정현파신호(S14)의 위상을 천이시켜 Q채널 정현파신호(S16)를 생성한다.In the second method, the Q-channel sinusoidal signal generator 850B receives 2 m pi + pi (where m is an integer) in the detected phase when the Q-channel sinusoidal signal S16 is less than 0 when the peak value of the Q-channel pulse S13 is less than zero. The phase of the sine wave signal S14 is shifted to have a phase added by, and when the peak value of the Q channel pulse S13 is 0 or more, the sine wave signal S14 has the detected phase so that the Q channel sine wave signal S16 has the detected phase. The phase of the phase is changed to generate a Q-channel sinusoidal signal S16.

도 19는 본 발명의 I/Q 변조 장치의 개념을 설명하기 위한 도면으로, 일반적인 I/Q 변조 장치를 도시한 도 1과 대비되도록 도시한 본 발명의 일실시예에 따른 I/Q 변조 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.19 is a view for explaining the concept of the I / Q modulation device of the present invention, the I / Q modulation device according to an embodiment of the present invention shown in contrast to Figure 1 showing a general I / Q modulation device It is a block diagram which shows a structure.

도 19를 참조하면, 본 실시예에 따른 I/Q 변조 장치는, 기저대역 I/Q 변조신호 처리부(20), 기저대역필터(30, 40), 탄젠트 역함수기(50), 위상제어기(60), 발진기(70), φI 위상 천이기(80), φQ 위상 천이기(90) 및 결합기(100)를 포함하여 이루어진다.Referring to FIG. 19, the I / Q modulation apparatus according to the present embodiment includes a baseband I / Q modulated signal processor 20, baseband filters 30 and 40, tangent inverse function 50, and phase controller 60. ), An oscillator 70, a φ I phase shifter 80, a φ Q phase shifter 90, and a combiner 100.

기저대역 I/Q 변조신호 처리부(20)가 입력된 이진 열(10)에 대해 심볼 시간 간격 Ts마다 송신되는 심볼을 결정하여 2 개의 신호 Ik 및 Qk를 생성하는 과정은 상술한 종래의 방법과 동일하다. The process of generating the two signals I k and Q k by the baseband I / Q modulated signal processor 20 by determining the symbols to be transmitted every symbol time interval T s with respect to the input binary string 10 is conventional. Same as the method.

본 발명의 독창성은 입력된 2 개 신호 Ik와 Qk 값에 따라 φI 위상 천이기(80) 및 φQ 위상 천이기(90)의 위상천이량인 φI 및 φQ를 조절하여 송신신호를 생성하는데 있다. 이를 위한 구체적인 구성으로서 도 19를 참조하면, Ik와 Qk 값에 따라 구하여진 위상 θk 에 따라 위상 제어기(60)가 φI 위상 천이기(80) 및 φQ 위상 천이기(90)의 φI 및 φQ을 제어하는 것이다. 여기서, 위상 θk 을 구하는 방법으로는 본 발명에 의한 일실시예로서 후술할 수학식 20으로 정의되는 연산을 수행하는 탄젠트 역함수기(50)를 이용하는 방법이 있다. 즉, 도 19를 참조하면, 위상 제어기(60)는 입력된 위상 θk의 사분면 위치에 따라 표 2에서 정의한 대로 φI 위상 천이기(80)의 φI와 φQ 위상 천이기(90)의 φQ를 조절하여 송신신호(110)의 진폭을 증가시키는 것이다.The inventiveness of the present invention provides the input two signals I k and Q k. According to the value to adjust the φ φ I and Q of the phase shift amount φ of the I phase shifter 80, and φ Q phase shifter 90 it is to generate a transmission signal. Referring to Figure 19 as a specific configuration for this, I k and Q k To a phase controller 60 controls the I φ and φ Q φ of the I phase shifter 80, and φ Q phase shifter 90 in accordance with the phase θ k calculated in accordance with the binary value. Here, as a method for obtaining the phase θ k , there is a method using a tangent inverse function 50 that performs an operation defined by Equation 20 to be described below. That is, referring to FIG. 19, the phase controller 60 determines the phases of the φ I and φ Q phase shifters 90 of the φ I phase shifters 80 as defined in Table 2 according to the quadrant positions of the input phase θ k . By adjusting φ Q , the amplitude of the transmission signal 110 is increased.

본 발명의 기저대역 I/Q 변조신호 처리부(20)는 다양한 I/Q 변조에 의해서 맵핑된 2개의 신호 Ik와 Qk를 I-채널의 기저대역필터(30)과 Q-채널의 기저대역필터(40)에 입력할 뿐만 아니라, 2개 신호 Ik와 Qk를 탄젠트 역함수기(50)에 입력한다. 탄젠트 역함수기(50)는 수학식 20으로 정의된 함수를 이용하여 위상 θk =tan-1*(Qk/Ik)를 계산하고, 그 결과를 위상 제어기(60)에 입력한다. 여기서, 탄젠트 역함수기(50)의 계산과정은 기저대역 I/Q 변조신호 처리부(20)에서 미리 계산하여, 실제 통신 시스템에서는 생략될 수 있다. 기저대역 I/Q 변조 신호 처리부(20)가 2개의 신호 Ik와 Qk를 맵핑하는 테이블에서 미리 위상 θk를 계산했다면, 기저대역 I/Q 변조신호 처리부(20)는 탄젠트 역함수기(50)의 연산 없이 위상 제어기(60)에 위상 θk 의 사분면 위치정보를 직접 입력할 수도 있다. 위상 제어기(60)는 입력된 위상 θk의 사분면 위치 정보에 의해서, 표 2에서 제시된 2개 위상 φI와 φq 값들로 φI 위상 천이기(80)의 φI값과 및 φQ 위상 천이기(90)의 φq 값을 정한다.Baseband I / Q modulated signal processor 20, the baseband of the two signals I k and Q k of the baseband filter 30 and the Q- channel of the I- channel mapping by a variety of I / Q modulation of the present invention In addition to the filter 40, two signals I k and Q k are input to the tangent inverse function 50. The tangent inverse function 50 calculates the phase θ k = tan −1 * (Q k / I k ) using a function defined by Equation 20 and inputs the result to the phase controller 60. Here, the calculation process of the tangent inverse function 50 may be calculated in advance by the baseband I / Q modulated signal processor 20 and may be omitted in an actual communication system. If the baseband I / Q modulated signal processor 20 calculates the phase θ k in advance from a table that maps two signals I k and Q k , the baseband I / Q modulated signal processor 20 is a tangent inverse function 50. The quadrant position information of the phase θ k may be directly input to the phase controller 60 without calculating. Phase controller 60 by the quadrant location of the input phase θ k, Table 22 the phase φ I and φ q values to the φ I phase shifter with and φ Q phase shifter φ I value of 80 is set forth in The value of phi q of the teeth 90 is determined.

발진기(70)는 신호 Acosωct를 생성한 후, φI 위상 천이기(80)와 φQ 위상 천이기(90)에 신호

Figure 112006090584972-PAT00049
를 각각 입력한다. φI 위상 천이기(80)는 위상 제어기(60)로부터 입력받은 위상 φI를 이용하여 신호
Figure 112006090584972-PAT00050
를 생성하고, 신호
Figure 112006090584972-PAT00051
는 I-채널 기저대역필터(30)의 출력신호 I(t)와 곱해져서, 신호
Figure 112006090584972-PAT00052
가 생성된 후 결합기(100)에 입력된다. φQ 위상 천이기(90)는 위상 제어기(50)로부터 입력받은 위상 φQ로 신호 이용하여 신호
Figure 112006090584972-PAT00053
를 생성하고, 신호
Figure 112006090584972-PAT00054
는 Q-채널 기저대역필터(40)을 통과한 신호 Q(t)와 곱해져서, 신호
Figure 112006090584972-PAT00055
가 생성된 후 결합기(100)에 입력된다. 결합기(100)는 2개의 신호
Figure 112006090584972-PAT00056
와
Figure 112006090584972-PAT00057
를 합하여, 본 발명을 적용한 I/Q 변조기의 송신신호(110)를 수학식 19와 같이 생성한다.Oscillator 70 generates signal Acosω c t, and then signals to φ I phase shifter 80 and φ Q phase shifter 90.
Figure 112006090584972-PAT00049
Enter each. φ I phase shifter 80 is a signal using the phase φ I received from the phase controller 60
Figure 112006090584972-PAT00050
Generate and signal
Figure 112006090584972-PAT00051
Is multiplied by the output signal I (t) of the I-channel baseband filter 30,
Figure 112006090584972-PAT00052
After is generated is input to the combiner 100. φ Q phase shifter 90 is a signal using the phase φ Q received from the phase controller 50
Figure 112006090584972-PAT00053
Generate and signal
Figure 112006090584972-PAT00054
Is multiplied by the signal Q (t) passing through the Q-channel baseband filter 40, so that the signal
Figure 112006090584972-PAT00055
After is generated is input to the combiner 100. Combiner 100 has two signals
Figure 112006090584972-PAT00056
Wow
Figure 112006090584972-PAT00057
In addition, the transmission signal 110 of the I / Q modulator to which the present invention is applied is generated as shown in Equation 19.

Figure 112006090584972-PAT00058
Figure 112006090584972-PAT00058

이후 본 발명에 의해 전송된 송신신호는 기존의 I/Q 복조기를 이용하여 복조할 수 있다.Thereafter, the transmission signal transmitted by the present invention can be demodulated using an existing I / Q demodulator.

이하에서, 탄젠트 역함수기(50)에서 수행되는 연산을 설명한다. 직교 좌표계에서 좌표 (I,Q)로 표현되는 임의의 신호 S(t)의 위상 θ 범위는 [0,2π]이지만, 일반적으로 tan-1(Q/I)의 범위는 [-π/2,π/2]로 제한적이므로, 본 발명에서는 새로운 탄젠트 역함수 tan-1*(Q/I)의 정의가 필요하다.Hereinafter, operations performed in the tangent inverse function 50 will be described. The phase θ range of any signal S (t) expressed in coordinates (I, Q) in the Cartesian coordinate system is [0,2π], but in general, the range of tan -1 (Q / I) is [-π / 2, limited to [pi] / 2], the present invention requires the definition of a new tangent inverse tan -1 * (Q / I).

본 발명에서 이용되는 새로운 탄젠트 역함수 tan-1*(Q/I)는 수학식 20과 같다.The new tangent inverse tan -1 * (Q / I) used in the present invention is represented by Equation 20.

Figure 112006090584972-PAT00059
Figure 112006090584972-PAT00059

Figure 112006090584972-PAT00060
Figure 112006090584972-PAT00060

Figure 112006090584972-PAT00061
Figure 112006090584972-PAT00061

여기서, sgn() 함수는 수학식 21과 같이 정의된다.Here, the sgn () function is defined as in Equation 21.

Figure 112006090584972-PAT00062
Figure 112006090584972-PAT00062

본 발명에서 제시한 tan-1*(Q/I)의 유효성을 검증하기 위하여, 8-PSK 경우를 예를 들어 설명한다. 표 4에서는 8-PSK의 I-채널 값과 Q-채널 값을 가지고, tan-1*(Q/I)을 이용하여 tan-1*(Q/I)를 구한 결과와 원래 8-PSK의 심볼 위상과의 오차를 보여주고 있는데, 오차가 매우 작으므로, 본 발명에서 제시한 tan-1*(Q/I)의 유효성이 확인된다.In order to verify the validity of tan -1 * (Q / I) presented in the present invention, an 8-PSK case will be described as an example. In Table 4, the result of obtaining tan -1 * (Q / I) using tan -1 * (Q / I) with the I-channel value and Q-channel value of 8-PSK and the original 8-PSK symbol Although the error with the phase is shown, since the error is very small, the validity of tan -1 * (Q / I) presented in the present invention is confirmed.

θi=(2i-1)π/Mθ i = (2i-1) π / M Ii=cosθi I i = cosθ i Qi=sinθi Q i = sinθ i θi-(tan-1*(Q/I)θ i- (tan -1 * (Q / I) π/8 3π/8 5π/8 7π/8 9π/8 11π/8 13π/8 15π/8π / 8 3π / 8 5π / 8 7π / 8 9π / 8 11π / 8 13π / 8 15π / 8 9.2388e-001 3.8268e-001 -3.8268e-001 -9.2388e-001 -9.2388e-001 -3.8268e-001 3.8268e-001 9.2388e-0019.2388e-001 3.8268e-001 -3.8268e-001 -9.2388e-001 -9.2388e-001 -3.8268e-001 3.8268e-001 9.2388e-001 3.8268e-001 9.2388e-001 9.2388e-001 3.8268e-001 -3.8268e-001 -9.2388e-001 -9.2388e-001 -3.8268e-0013.8268e-001 9.2388e-001 9.2388e-001 3.8268e-001 -3.8268e-001 -9.2388e-001 -9.2388e-001 -3.8268e-001 -5.5511e-017 0 0 0 0 0 0 0-5.5511e-017 0 0 0 0 0 0 0

도 20은 본 발명의 I/Q 변조 장치의 개념을 설명하기 위한 또 다른 도면으로, 일반적인 I/Q 변조 장치를 도시한 도 1과 유사한 구성을 가지도록 도시한 본 발명의 또 다른 일실시예에 따른 I/Q 변조 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.FIG. 20 is a diagram for explaining the concept of an I / Q modulation apparatus according to the present invention. In another embodiment of the present invention, a general I / Q modulation apparatus is illustrated to have a similar configuration to that of FIG. It is a block diagram which shows the structure of the I / Q modulation apparatus which followed.

도 20을 참조하면, 본 실시예에 따른 I/Q 변조 장치는, 기저대역 I/Q 변조신호 처리부(820), 기저대역필터(830, 840), 탄젠트 역함수기(850), 위상제어기(860), 발진기(870), π/2 위상 천이기(871), φ'I 위상 천이기(880), φ'Q 위상 천이기(890) 및 결합기(891)를 포함하여 이루어진다.Referring to FIG. 20, the I / Q modulator according to the present embodiment includes a baseband I / Q modulated signal processor 820, baseband filters 830 and 840, a tangent inverse function 850, and a phase controller 860. ), an oscillator (870), π / 2 is achieved by a phase shifter (871), φ 'I phase shifter (880), φ' Q phase shifter 890 and a combiner 891.

즉, 도 20의 변조 장치는 도 19와 비교할 때, π/2 위상 천이기(871)가 더 추가된 것이며, 도 1과 비교할 때, φ'I 위상 천이기(880), φ'Q 위상 천이기(890)가 더 추가된 것이다. 따라서, 도 20의 I/Q 변조 장치의 각 블록은 이미 설명한 도 1 및 도 19의 각 블록과 동일하므로, 도 20의 각 블록에 대한 설명은 생략한다.That is, compared to the 20 modulating unit 19 of, π / 2 phase shifter 871 that will further more, even compared to the 1, φ 'I phase shifter (880), φ' Q phase shifter More than 890 is added. Therefore, since each block of the I / Q modulation apparatus of FIG. 20 is the same as each of the blocks of FIGS. 1 and 19 described above, description of each block of FIG. 20 will be omitted.

도 20의 본 발명의 실시예에 따른 보강간섭 과정과 도 1에 개시된 기존의 변조 방식에 따른 송신신호의 생성과정을 직관적인 방법으로 설명한다.The constructive interference process according to the embodiment of the present invention of FIG. 20 and the process of generating a transmission signal according to the existing modulation scheme disclosed in FIG. 1 will be described in an intuitive manner.

도 20에 개시된 φI' 및 φQ'는 표 2 등에서 상술한 φI, φQ 로 표현되는 수학식 22 및 수학식 23으로 표현될 수 있다.Φ I ′ and φ Q ′ disclosed in FIG. 20 may be represented by Equations 22 and 23 represented by φ I and φ Q described in Table 2 and the like.

φI=φI'φ I = φ I ''

φQ=π/2+φQ'φ Q = π / 2 + φ Q '

도 20에 개시된 예에 따르면, 조절되는 위상천이 값은 φI' 및 φQ'로서 구체적인 값은 후술하는 표 5에 나타나 있으며, 도 11에 개시된 예에 따른 송신신호를 본 명세서에서는 Sn (t)' 로 표기한다.According to the example disclosed in FIG. 20, the phase shift values to be adjusted are φ I ′ and φ Q ′, and specific values are shown in Table 5 below, and the transmission signal according to the example disclosed in FIG. 11 is referred to herein as S n. (t) '

MPSK 변조기에 적용할 경우의 진폭 상승 효과를 설명한다. 일반적으로 MPSK 변조는 M개의 심볼에 따라 위상 정보를 수학식 24와 같이 전송한다.The effect of amplitude boost when applied to an MPSK modulator is described. In general, MPSK modulation transmits phase information according to M symbols according to M symbols.

Figure 112006090584972-PAT00063
Figure 112006090584972-PAT00063

기저대역 I/Q 신호처리부에서 k번째 심볼시간 [kTs,(k+1)Ts]에 전송되는 MPSK 심볼은 심볼시간간격 Ts마다 위상 θk에 대응되는 직교 좌표계 Ik와 Qk 값으로서, 수학식 25와 수학식 26으로 표현된다.In the baseband I / Q signal processor, the MPSK symbol transmitted at the kth symbol time [kT s , (k + 1) T s ] is the value of the Cartesian coordinate system I k and Q k corresponding to the phase θ k for each symbol time interval T s . Are represented by equations (25) and (26).

Figure 112006090584972-PAT00064
Figure 112006090584972-PAT00064

Figure 112006090584972-PAT00065
Figure 112006090584972-PAT00065

여기서, 위상 θk는 k번째 전송 심볼의 위상으로서 수학식 24과 같이 정의된 심볼 위상 θ i중 하나이다.Here, the phase θ k is one of the symbol phase θ i defined as Equation 24 as the phase of the kth transmission symbol.

수학식 25과 수학식 26을 각각 수학식 1과 수학식 2에 대입한 후, 수학식 3을 이용하여, 기존 MPSK I/Q 변조기에 의한 신호 So MPSK(t)는 수학식 27로 표현될 수 있다.Substituting Equation 25 and Equation 26 into Equation 1 and Equation 2, respectively, and using Equation 3, the signal S o MPSK (t) by the existing MPSK I / Q modulator may be represented by Equation 27: Can be.

Figure 112006090584972-PAT00066
Figure 112006090584972-PAT00066

수학식 27은, 삼각함수의 성질을 이용하면, 수학식 28로 표현된다.Equation 27 is expressed by Equation 28 using the property of the trigonometric function.

Figure 112006090584972-PAT00067
Figure 112006090584972-PAT00067

수학식 28의 첫째 항목과 둘째 항목의 정현파신호의 위상은 서로 상이하다. 본 발명에서는 이 위상들을 일치시키되, 최종 송신신호

Figure 112006090584972-PAT00068
의 위상 θk로 일치시킴으로써, 기존 변조방식에 의한 송신신호 진폭 A보다 커지면서 원래의 메세지 정보를 송신하게 한다.The phases of the sinusoidal signals of the first and second items of Equation 28 are different from each other. In the present invention, these phases are matched, but the final transmission signal is
Figure 112006090584972-PAT00068
By coinciding with the phase θ k of, the original message information is transmitted while being larger than the transmission signal amplitude A according to the existing modulation scheme.

이하에서 θk가 각 사분면에 위치할 때 위상 φI 와 위상 φQ 조절에 따른 진 폭상승 효과를 정량적으로 보인다.In the following, when θ k is located in each quadrant, the amplitude increase effect according to phase φ I and phase φ Q adjustment is quantitatively shown.

첫째, θk가 1 사분면에 위치할 때를 살펴본다. 여기서는

Figure 112006090584972-PAT00069
이므로 수학식 28은 수학식 29로 정리된다.First, consider when θ k is located in quadrant 1. Here
Figure 112006090584972-PAT00069
Therefore, Equation 28 is summarized as Equation 29.

Figure 112006090584972-PAT00070
Figure 112006090584972-PAT00070

본 발명의 원리에 따르면 두 정현파의 위상이 일치되도록 조절하되, 두 정현파의 합으로 이루어진 송신신호의 위상이 메시지 신호의 위상 θk 에 일치시키도록 조절한다면, 도 20의 실시예에 따른 송신신호는 수학식 30으로 표현된다.According to the principle of the present invention, if the phases of the two sinusoids are adjusted to match, but if the phase of the transmission signal consisting of the sum of the two sinusoids is adjusted to match the phase θ k of the message signal, the transmission signal according to the embodiment of FIG. It is represented by (30).

Figure 112006090584972-PAT00071
Figure 112006090584972-PAT00071

수학식 29와 수학식 30을 비교하면, 본 발명에 의한 변조방식은 기존의 메세지 신호인 위상 θk 를

Figure 112006090584972-PAT00072
만큼 진폭 상승된 신호로 전송하는 효과를 만든다. 여기서
Figure 112006090584972-PAT00073
이다.Comparing Equation 29 and Equation 30, the modulation method according to the present invention uses a phase θ k which is a conventional message signal.
Figure 112006090584972-PAT00072
Creates the effect of transmitting an amplitude-enhanced signal. here
Figure 112006090584972-PAT00073
to be.

도 20에 개시된 데이터 흐름에 따라 송신신호를 표현하면 수학식 31과 같다.The transmission signal is expressed according to the data flow shown in FIG.

Figure 112006090584972-PAT00074
Figure 112006090584972-PAT00074

수학식 31은, 삼각함수 성질을 이용하면, 수학식 32로 정리된다.(31) is summarized by (32) using the trigonometric properties.

Figure 112006090584972-PAT00075
Figure 112006090584972-PAT00075

수학식 32와 수학식 30을 항별로 비교하면 φI'=θk, φQ'=θk-π/2 의 관계가 도출된다.Comparing Eq. 32 and Eq. 30 by term φ I '= θ k , The relationship of φ Q '= θ k -π / 2 is derived.

둘째, θk가 2사분면에 위치할 때를 살펴본다. 여기서는

Figure 112006090584972-PAT00076
이므로 수학식 28은 수학식 33으로 표현된다.Second, look at when θ k is in the second quadrant. Here
Figure 112006090584972-PAT00076
Equation 28 is represented by Equation 33.

Figure 112006090584972-PAT00077
Figure 112006090584972-PAT00077

수학식 33은, 삼각함수의 성질을 이용하면, 수학식 34로 정리된다.Equation 33 is summarized by Equation 34 using the property of the trigonometric function.

Figure 112006090584972-PAT00078
Figure 112006090584972-PAT00078

2 사분면에서의 도 20의 실시예에 따른 송신신호는, 상술한 1 사분면과 마찬가지로 발명의 원리를 적용하면, 수학식 30과 동일한 수학식 35로 표현된다.The transmission signal according to the embodiment of FIG. 20 in the two quadrants is expressed by the same equation (35) as in the equation (30) when the principles of the invention are applied in the same manner as in the first quadrant described above.

Figure 112006090584972-PAT00079
Figure 112006090584972-PAT00079

수학식 35와 수학식 33을 비교하면, 본 발명에 의한 변조방식은 기존의 메세지 신호인 위상 θk 를

Figure 112006090584972-PAT00080
만큼 진폭 상승된 신호로 전송하는 효과를 만든다.Comparing Equation 35 and Equation 33, the modulation scheme according to the present invention is a phase θ k , which is a conventional message signal.
Figure 112006090584972-PAT00080
Creates the effect of transmitting an amplitude-enhanced signal.

도 20에 개시된 데이터 흐름에 따라 송신신호를 표현하면 수학식 36과 같다.When the transmission signal is expressed according to the data flow shown in FIG. 20, Equation 36 is expressed.

Figure 112006090584972-PAT00081
Figure 112006090584972-PAT00081

수학식 36은, 삼각함수 성질을 이용하면, 수학식 37로 정리된다.Equation 36 is summarized by Equation 37 by using the trigonometric properties.

Figure 112006090584972-PAT00082
Figure 112006090584972-PAT00082

수학식 37와 수학식 35를 항별로 비교하면 φI'=θk+π, φQ'=θk-π/2 가 도출된다.Comparing Equation 37 and Equation 35 by term, φ I '= θ k + π, φ Q '= θ k −π / 2 is derived.

셋째, θk가 3사분면에 위치할 때를 살펴본다. 여기서는

Figure 112006090584972-PAT00083
이므로 수학식 28은 수학식 38로 표현된다.Third, look at when θ k is in the third quadrant. Here
Figure 112006090584972-PAT00083
Equation 28 is expressed by Equation 38.

Figure 112006090584972-PAT00084
Figure 112006090584972-PAT00084

수학식 38은, 삼각함수의 성질을 이용하면, 수학식 39로 정리된다.Equation 38 is summarized by Equation 39 using the property of the trigonometric function.

Figure 112006090584972-PAT00085
Figure 112006090584972-PAT00085

3 사분면에서의 도 20의 실시예에 따른 송신신호는, 상술한 1 사분면과 마찬 가지로 발명의 원리를 적용하면, 수학식 30과 동일한 수학식 40으로 표현된다.The transmission signal according to the embodiment of FIG. 20 in the three quadrants is expressed by the same equation (40) as in the equation (30) when the principles of the invention are applied, as in the first quadrant described above.

Figure 112006090584972-PAT00086
Figure 112006090584972-PAT00086

수학식 40과 수학식 39를 비교하면, 본 발명에 의한 변조방식은 기존의 메세지 신호인 위상 θk 를

Figure 112006090584972-PAT00087
만큼 진폭 상승된 신호로 전송하는 효과를 만든다.Comparing Equation 40 and Equation 39, the modulation method according to the present invention uses a phase θ k which is a conventional message signal.
Figure 112006090584972-PAT00087
Creates the effect of transmitting an amplitude-enhanced signal.

도 20에 개시된 데이터 흐름에 따라 송신신호를 표현하면 수학식 41과 같다.When the transmission signal is expressed according to the data flow shown in FIG. 20, Equation 41 is used.

Figure 112006090584972-PAT00088
Figure 112006090584972-PAT00088

수학식 41은, 삼각함수 성질을 이용하면, 수학식 42로 정리된다.(41) is summarized by (42) using the trigonometric properties.

Figure 112006090584972-PAT00089
Figure 112006090584972-PAT00089

수학식 42와 수학식 41을 항별로 비교하면 φI'=θk-π, φQ'=θk-3π/2 가 도출된다.Comparing Equation 42 and Equation 41 by terms, φ I '= θ k -π, φ Q '= θ k -3π / 2 is derived.

넷째, θk가 4사분면에 위치할 때를 살펴본다. 여기서는

Figure 112006090584972-PAT00090
이므로 수학식 28은 수학식 43으로 표현된다.Fourth, look at when θ k is located in the fourth quadrant. Here
Figure 112006090584972-PAT00090
Equation 28 is represented by Equation 43.

Figure 112006090584972-PAT00091
Figure 112006090584972-PAT00091

수학식 43은, 삼각함수의 성질을 이용하면, 수학식 44로 정리된다.Equation 43 is summarized by Equation 44 using the property of the trigonometric function.

Figure 112006090584972-PAT00092
Figure 112006090584972-PAT00092

4 사분면에서의 도 20의 실시예에 따른 송신신호는, 상술한 1 사분면과 마찬가지로 발명의 원리를 적용하면, 수학식 30과 동일한 수학식 45로 표현된다.In the four quadrants, the transmission signal according to the embodiment of FIG. 20 is expressed by Equation 45, which is the same as Equation 30, when the principles of the invention are applied in the same manner as in the first quadrant.

Figure 112006090584972-PAT00093
Figure 112006090584972-PAT00093

수학식 45와 수학식 44를 비교하면, 본 발명에 의한 변조방식은 기존의 메세지 신호인 위상 θk 를

Figure 112006090584972-PAT00094
만큼 진폭 상승된 신호로 전송하는 효과를 도출한다.Comparing Equation 45 and Equation 44, the modulation method according to the present invention uses a phase θ k which is a conventional message signal.
Figure 112006090584972-PAT00094
As a result, the effect of transmitting the signal by the amplitude is increased.

도 20에 개시된 데이터 흐름에 따라 송신신호를 표현하면 수학식 46과 같다.The transmission signal is expressed according to the data flow shown in FIG.

Figure 112006090584972-PAT00095
Figure 112006090584972-PAT00095

수학식 46은 삼각함수 성질을 이용하면 수학식 47로 정리된다.Equation 46 is summarized as Equation 47 using the trigonometric property.

Figure 112006090584972-PAT00096
Figure 112006090584972-PAT00096

수학식 47과 수학식 46을 항별로 비교하면 φI'=θk, φQ'=θk-3π/2 가 도출된다.Comparing Equation 47 and Equation 46 by term yields φ I '= θ k and φ Q ' = θ k -3π / 2.

이상의 도 20에 개시된 위상천이기의 위상조절 값에 해당되는 각도 φI'와 φQ '를 정리하면 다음의 표 5와 같다. φI'와 φQ'값들은 표 2에서 설명한 바와 같이 φI와 φQ값들이 시계반대방향의 회전각도와 [0, 2π] 구간에 있는 것을 전제로 구한 값들이다. 여기서, φI=φI', φQ=π/2+φQ' 관계를 이룬다.The angles φ I ′ and φ Q ′ corresponding to the phase control values of the phase shifter disclosed in FIG. 20 are summarized in Table 5 below. φ I 'and φ Q ' values are calculated based on the assumption that φ I and φ Q values are in the counterclockwise rotation angle and [0, 2π] section as described in Table 2. Here, φ I = φ I ', φ Q = π / 2 + φ Q ' relationship is achieved.

분 류Classification θ 범위θ range φI'φ I '' φQ'φ Q '' θ∈제1 사분면 θ∈제2 사분면 θ∈제3 사분면 θ∈제4 사분면θ∈ first quadrant θ∈ second quadrant θ∈ third quadrant θ∈ fourth quadrant

Figure 112006090584972-PAT00097
Figure 112006090584972-PAT00098
Figure 112006090584972-PAT00099
Figure 112006090584972-PAT00100
Figure 112006090584972-PAT00097
Figure 112006090584972-PAT00098
Figure 112006090584972-PAT00099
Figure 112006090584972-PAT00100
θ θ+π θ-π θθ θ + π θ-π θ θ-π/2 θ-π/2 θ-3π/2 θ-3π/2θ-π / 2 θ-π / 2 θ-3π / 2 θ-3π / 2

마찬가지로 도 19에 개시된 실시예에 따른 송신신호에 대해서도 마찬가지 과정으로 보강간섭 현상을 직관적으로 설명한다.Likewise, the constructive interference phenomenon is intuitively described in the same manner with respect to the transmission signal according to the embodiment disclosed in FIG. 19.

도 19에 의한 송신신호는 수학식 48로 표현될 수 있다.The transmission signal shown in FIG. 19 may be represented by Equation 48.

Figure 112006090584972-PAT00101
Figure 112006090584972-PAT00101

본 발명에서는 수학식 48에 있는 정현파의 위상 φI 와 위상 φQ 을 일치시키 되, 최종 송신신호

Figure 112006090584972-PAT00102
의 위상이 θk가 되도록 함으로써, 기존 변조방식에 의한 송신신호 진폭 A보다 커지면서 원래 메세지 정보를 송신하게 한다.In the present invention, the phase φ I and the phase φ Q of the sinusoidal wave in Equation 48 are matched, and the final transmission signal
Figure 112006090584972-PAT00102
By making the phase of θ k , the original message information is transmitted while being larger than the transmission signal amplitude A according to the existing modulation scheme.

이하에서 θk가 각 사분면에 위치할 때, 위상 φI 와 위상 φQ 조절에 따른 진폭상승 효과를 정량적으로 보인다.In the following, when θ k is located in each quadrant, the effect of amplitude increase according to phase φ I and phase φ Q adjustment is quantitatively shown.

첫째, θk가 1사분면에 위치할 때를 살펴본다. 여기서는

Figure 112006090584972-PAT00103
이므로 도 19에 개시된 실시예에 따른 송신신호 Sn(t)는 수학식 49로 표현된다.First, look at when θ k is located in the first quadrant. Here
Figure 112006090584972-PAT00103
Therefore, the transmission signal S n (t) according to the embodiment disclosed in FIG. 19 is represented by Equation 49.

Figure 112006090584972-PAT00104
Figure 112006090584972-PAT00104

수학식 49와 기존의 방식에 따른 송신신호를 표현한 수학식 29를 비교하면, 본 발명에 의한 변조방식은 기존의 메세지 신호인 위상 θk 를

Figure 112006090584972-PAT00105
만큼 진폭 상승된 신호로 전송하는 효과를 만든다. 정현파의 위상들을 항별로 비교하면, φI=θk, φQ=θk 가 도출된다.Comparing Equation 49 and Equation 29 expressing a transmission signal according to the conventional scheme, the modulation scheme according to the present invention provides a phase θ k which is a conventional message signal.
Figure 112006090584972-PAT00105
Creates the effect of transmitting an amplitude-enhanced signal. Comparing the phases of sinusoids by term, φ I = θ k , φ Q = θ k is derived.

둘째, θk가 2사분면에 위치할 때를 살펴본다. 여기서는

Figure 112006090584972-PAT00106
이므로 도 19에 개시된 실시예에 따른 송신신호 Sn(t)는 수학식 50으로 표현된다.Second, look at when θ k is in the second quadrant. Here
Figure 112006090584972-PAT00106
Therefore, the transmission signal S n (t) according to the embodiment disclosed in FIG. 19 is represented by Equation 50.

Figure 112006090584972-PAT00107
Figure 112006090584972-PAT00107

수학식 50과 기존의 방식에 따른 송신신호를 표현한 수학식 34를 비교하면, 본 발명에 의한 변조방식은 기존의 메세지 신호인 위상 θk 를

Figure 112006090584972-PAT00108
만큼 진폭 상승된 신호로 전송하는 효과를 만든다. 정현파의 위상들을 항별로 비교하면, φI=θk+π, φQ=θk 가 도출된다.Comparing Equation 50 and Equation 34 expressing a transmission signal according to the conventional scheme, the modulation scheme according to the present invention is a phase θ k which is a conventional message signal.
Figure 112006090584972-PAT00108
Creates the effect of transmitting an amplitude-enhanced signal. Comparing the phases of sinusoids by term, φ I = θ k + π, φ Q = θ k is derived.

셋째, θk가 3사분면에 위치할 때를 살펴본다. 여기서는

Figure 112006090584972-PAT00109
이므로 도 19에 개시된 실시예에 따른 송신신호 Sn(t)는 수학식 51로 표현된다.Third, look at when θ k is in the third quadrant. Here
Figure 112006090584972-PAT00109
Therefore, the transmission signal S n (t) according to the embodiment disclosed in FIG. 19 is represented by Equation 51.

Figure 112006090584972-PAT00110
Figure 112006090584972-PAT00110

수학식 51과 기존의 방식에 따른 송신신호를 표현한 수학식 39를 비교하면, 본 발명에 의한 변조방식은 기존의 메세지 신호인 위상 θk 를

Figure 112006090584972-PAT00111
만큼 진폭 상승된 신호로 전송하는 효과를 만든다. 정현파의 위상들을 항별로 비교하면 φI=θk-π, φQ=θk-π 가 도출된다.Comparing Equation 51 and Equation 39 expressing a transmission signal according to the conventional method, the modulation method according to the present invention is a phase θ k which is a conventional message signal.
Figure 112006090584972-PAT00111
Creates the effect of transmitting an amplitude-enhanced signal. Comparing the phases of sinusoids by term, φ I = θ k -π, φ Q = θ k −π is derived.

넷째, θk가 4사분면에 위치할 때를 살펴본다. 여기서는

Figure 112006090584972-PAT00112
이므로 도 19에 개시된 실시예에 따른 송신신호 Sn(t)는 수학식 52로 표현된다.Fourth, look at when θ k is located in the fourth quadrant. Here
Figure 112006090584972-PAT00112
Therefore, the transmission signal S n (t) according to the embodiment disclosed in FIG. 19 is represented by Equation 52.

Figure 112006090584972-PAT00113
Figure 112006090584972-PAT00113

수학식 52와 기존의 방식에 따른 송신신호를 표현한 수학식 44를 비교하면, 본 발명에 의한 변조방식은 기존의 메세지 신호인 위상 θk 를

Figure 112006090584972-PAT00114
만큼 진폭 상승된 신호로 전송하는 효과를 만든다. 정현파의 위상을 항별로 비교하면 φI=θk, φQ=θk-π 가 도출된다.Comparing Equation 52 and Equation 44 representing the transmission signal according to the conventional scheme, the modulation scheme according to the present invention is a phase θ k which is a conventional message signal.
Figure 112006090584972-PAT00114
Creates the effect of transmitting an amplitude-enhanced signal. Comparing the phase of the sinusoidal wave by term yields φ I = θ k and φ Q = θ k -π.

이상에서 도 19와 도 20의 송신신호에 대한 수학식을 변형하여, 진폭 |Sn MPSK(t)|은 진폭 |So MPSK(t)|의 |sinθk|+|cosθk|배임을 보였다. |sinθk|+|cosθk| 값은

Figure 112006090584972-PAT00115
와 같은 것으로, 2개 정현파의 파동 합에서 생기는 보상 간섭 효과에 대한 정량적인 이득이다.In the above, the equation for the transmission signal of FIGS. 19 and 20 is modified to show that the amplitude | S n MPSK (t) | is | sinθ k | + | cosθ k | times of the amplitude | S o MPSK (t) | . | sinθ k | + | cosθ k | The value is
Figure 112006090584972-PAT00115
The quantitative gain of the compensating interference effect resulting from the wave sum of two sinusoids.

도 21은 본 발명에 의한 진폭 이득의 근원이 되는 각을 설명하기 위한 도면이다.Fig. 21 is a view for explaining an angle as a source of amplitude gain according to the present invention.

도 21을 참조하면, θk 는 상기에서 가정한 축상에 대칭이 되는 신호성상도에서는 1사분면에서

Figure 112006090584972-PAT00116
이다. 즉 이웃한 신호 두쌍의 사이의 각이 진폭이득과 관계가 있다. 사잇각이 좁을수록 신호성상도 사이의 공간이 좁아지므로 파동의 보강간섭에 의해 진폭이득이 생길 여지가 줄어듦을 짐작할 수 있다. 그 정량 적인 이득을 수학식 53으로 나타낼 수 있다.Referring to Fig. 21, θ k is in one quadrant in the signal constellation that is symmetrical on the above assumed axis.
Figure 112006090584972-PAT00116
to be. In other words, the angle between two adjacent signal pairs is related to the amplitude gain. The narrower the angle, the narrower the space between the signal constellations, so it can be estimated that the amplitude gain is reduced by the constructive interference of the wave. The quantitative gain can be expressed by Equation 53.

Figure 112006090584972-PAT00117
Figure 112006090584972-PAT00117

위 진폭이득은 다음과 같이 유도한 경우와 일치한다. 심볼 위상 θk는 심볼 위상 θk=(2i-1)π/M; i=1,2,...,M 중 1개이며, 진폭이득은 모든 사분면에서 같으므로 i=1인 경우만 살피면, 본 발명에 의해 생성된 MPSK 신호의 진폭 |So MPSK(t)| 는 다음과 같다.The amplitude gain is consistent with the case derived as follows. Symbol phase θ k is symbol phase θ k = (2i-1) π / M; Since i is one of i = 1,2, ..., M, and the amplitude gain is the same in all quadrants, and only if i = 1, the amplitude of the MPSK signal generated by the present invention | S o MPSK (t) | Is as follows.

Figure 112006090584972-PAT00118
Figure 112006090584972-PAT00118

수학식 54를 참조하면, 본 발명에 따른 MPSK 신호의 진폭 상승 효과는 M-ary 값에 의존적으로, M=2인 BPSK인 경우는 효과가 없고, M이 4인 QPSK인 경우에는

Figure 112006090584972-PAT00119
배로 최대가 되며, M 값이 4보다 커지면, 본 발명의 의한 MPSK 신호의 진폭 상승 폭은
Figure 112006090584972-PAT00120
배 미만으로 효과가 있다.Referring to Equation 54, the amplitude raising effect of the MPSK signal according to the present invention has no effect in the case of BPSK with M = 2, depending on the M-ary value.
Figure 112006090584972-PAT00119
When the maximum value is doubled and the M value is larger than 4, the amplitude increase width of the MPSK signal according to the present invention is
Figure 112006090584972-PAT00120
It is effective in less than 2 times.

종합하면, 이상의 본 발명에 의한 최종 송신신호의 수학식은 MPSK인 경우 다음과 같이 표현된다.In summary, the equation of the final transmission signal according to the present invention is expressed as follows in the case of MPSK.

Figure 112006090584972-PAT00121
Figure 112006090584972-PAT00121

여기서, θi도 역시 수학식 5로 표현되므로, 전송할 정보에 해당되는 위상정보는 진폭상승된 송신신호에 마찬가지로 전달되며, 기존의 복조방식을 써서 복조된다. Since θ i is also represented by Equation 5, the phase information corresponding to the information to be transmitted is similarly transmitted to the amplitude-enhanced transmission signal, and demodulated using the existing demodulation method.

이상과 같이, 파동의 보강간섭 효과에 의한 본 발명의 진폭 상승 원리에 관한 원리적인 설명을 마치고, 본 발명을 적용한 M-PSK의 보다 구체적인 예로서, M=4인 경우인 QPSK 사례에 대한 위상 φI와 φq 값들과 진폭이득을 세부적으로 설명한다.As described above, after finishing the principle explanation on the principle of the amplitude increase of the present invention by the effect of constructive interference of the wave, as a more specific example of the M-PSK to which the present invention is applied, the phase? The I and φ q values and amplitude gain are explained in detail.

k번째로 송신되는 QPSK 신호가 가질 수 있는 위상 θk의 집합은 {π/4, 3π/4, 5π/4, 7π/4}이다. 위상 θk를 수학식 25와 수학식 26에 대입하여, 각각의 위상 θk값에 대한 (Ik, Qk)를 계산하고, 표 2를 이용하면, 위상 θk의 사분면 위치에 따른 φI와 φq값들은 표 6과 같이 구할 수 있다. 표 6은 φI 와 φQ값이 [0, 2π] 구간에 있는 것을 전제로 한 것이다.The set of phase θ k that a kth transmitted QPSK signal may have is {π / 4, 3π / 4, 5π / 4, 7π / 4}. Substituting the phase θ k into equations (25) and (26) to calculate (I k , Q k ) for each phase θ k value, and using Table 2, φ I according to the quadrant position of phase θ k : And φ q values can be obtained as shown in Table 6. Table 6 assumes that the values of φ I and φ Q are in the interval [0, 2π].

θk θ k (Ik, Qk)(I k , Q k ) φI φ I φq φ q |φq- φI|| φ q -φ I | π/4 3π/4 5π/4 7π/4π / 4 3π / 4 5π / 4 7π / 4 (+1,+1) (-1,+1) (-1,-1) (+1,-1)(+ 1, + 1) (-1, + 1) (-1, -1) (+ 1, -1) π/4 7π/4 π/4 7π/4π / 4 7π / 4 π / 4 7π / 4 π/4 3π/4 π/4 3π/4π / 4 3π / 4 π / 4 3π / 4 0 π 0 π0 π 0 π

표 6의 결과에 의해서, QPSK 신호에 대한 φI와 φq 값들의 변화는 표 7과 같다.As a result of Table 6, the change of φ I and φ q values for QPSK signal is shown in Table 7.

φI φ I φq φ q |φq- φI|| φ q -φ I | π/4 7π/4π / 4 7π / 4 π/4 3π/4π / 4 3π / 4 0 π0 π

기존 QPSK 신호는 반송파의 위상은 (φI , φQ )=(0,π/2) 고정되어 있으나 입력 데이터 위상에 의해 송신신호가 4개의 위상으로 변화하는데 반해, 본 발명을 적용하는 QPSK에서는 표 9와 같이 I-채널 반송파의 위상 φI 변화수 2개, Q-채널 반송파의 위상 φq 변화수 2개로서, 총 4개가 2쌍으로 변화하여 송신신호는 동일하게 4개의 위상으로 변화한다. 즉, (φI , φQ )=(π/4,π/4) 와 (φI , φQ )=(7π/4,3π/4) 로 변화하는 과정을 거친다. 여기서, 수학식 61의 M값에 4를 대입하면, 본 발명에 의한 QPSK의 신호진폭은 기존 것보다

Figure 112006090584972-PAT00122
배가 된다.In the conventional QPSK signal, the phase of the carrier is fixed at (φ I , φ Q ) = (0, π / 2), but the transmission signal changes to 4 phases according to the input data phase, whereas in the QPSK to which the present invention is applied, 9 can change the phase φ of the I I- channel carrier, such as 2, a phase change φ q be two of the Q- channel carrier, in total four changes in two pairs of transmission signal is equal to change in four phases. That is, (φ I , φ Q ) = (π / 4, π / 4) and (φ I , φ Q ) = (7π / 4,3π / 4). Here, if 4 is substituted for M in Equation 61, the signal amplitude of QPSK according to the present invention is higher than that of the conventional one.
Figure 112006090584972-PAT00122
It is doubled.

능동 소자인 발진기로부터 생성된 정현파신호의 진폭은 전압이다. 저항을 1 옴으로 가정하면, 전압의 제곱은 전력이 되므로, 진폭이

Figure 112006090584972-PAT00123
배라는 것은 전력이 2배라는 것을 의미한다.The amplitude of the sinusoidal signal generated from the oscillator, which is an active element, is a voltage. Assuming a resistance of 1 ohm, the square of the voltage becomes the power, so the amplitude
Figure 112006090584972-PAT00123
Double means twice the power.

이러한 전력 상승 효과는 I-채널과 Q-채널의 2개 신호 Ik와 Qk가 1인 경우에 한하여 I/Q 변조기로부터 출력되는 송신신호의 전압을 고정하면, 본 발명의 방법이 기존 방법보다 송신 발진기의 소비 전력을 2배 줄이는 것으로 나타난다.The power increase effect is that if the two signals I k and Q k of the I-channel and the Q-channel are 1, and the voltage of the transmission signal output from the I / Q modulator is fixed, the method of the present invention is better than the conventional method. It appears to reduce the power consumption of the transmit oscillator twice.

QPSK 변조에 있어서, k번째로 송신되는 QPSK 신호가 가질 수 있는 위상 θk의 또 다른 집합으로 {0, π/2, π, 3π/2}이 존재한다. 이러한 경우에는 앞서 지적한 바와 같이 2개 파동의 보강간섭 효과를 볼 수 없으므로, 본 발명에서 제시한 표 2 또는 표 6을 직접 이용할 수 없다. In QPSK modulation, {0, π / 2, π, 3π / 2} exist as another set of phase θ k that the kth transmitted QPSK signal may have. In this case, as noted above, the effect of constructive interference of the two waves cannot be seen, and therefore, Table 2 or Table 6 presented in the present invention cannot be directly used.

그러나, 도 9a 내지 9c와 같이 각 심볼의 위상에 μ를 더한 것으로 설정한 표 3에서, μ값을 π/4로 대입하여 본 발명을 적용하면, 상기와 같이 기술한 QPSK의 진폭 상승효과

Figure 112006090584972-PAT00124
배가 발생한다.However, in Table 3, in which the phase of each symbol is set to add μ as shown in FIGS. 9A to 9C, when the present invention is applied by substituting the value of μ as π / 4, the amplitude synergistic effect of the QPSK described above is applied.
Figure 112006090584972-PAT00124
The stomach develops.

도 22는 π/4-DQPSK에 대한 신호 성상도이다.22 is a signal constellation diagram for [pi] / 4-DQPSK.

기호 +와 ※는 k번째로 송신될 수 있는 신호 4개를, 기호 ○와 ●는 k+1 번째로 송신될 수 있는 신호 4개를 나타낸다. π/4-DPQSK의 신호 성상도는 기존 QPSK 변조의 신호 성상도를 심볼 시간 간격 Ts마다 45도 회전시킨 것이므로, 본 발명에서 신호의 위상 회전에 따른 φI와 φq 값들을 제시한 표 2 및 표 3을 이용하면, 본 발명을 적용한 π/4-DPQSK의 성상도는 ●의 패턴으로 되는 것이다. 종래의 π/4-DPQSK 변조 방식이 매 송신 심볼마다 +로 표시된 성상도와 ○로 표시된 성상도를 번갈아 이용하여 전송심볼을 결정하는 반면에, 본 발명의 일실시예에 따른 π/4-DQPSK 변조 방식에 따르면 종래의 방법과 동일한 소모전력을 가지고도 ※로 표시된 성상도와 ●로 표시된 성상도를 번갈아 이용하여 전송심볼을 결정하는 것이다. 즉, 본 발명에 따른 변조 방식은 QPSK 송신신호의 진폭을 기존 QPSK 변조기의 송신신호의 진폭보다

Figure 112006090584972-PAT00125
배 증가시키므로 본 발명을 적용한 π/4-DQPSK 변조의 송신신호 진폭 상승 효과도
Figure 112006090584972-PAT00126
배가 된다.The symbols + and * denote four signals that can be transmitted in the k-th, and the symbols ○ and ● denote four signals that can be transmitted in the k + 1th. Since the signal constellation of π / 4-DPQSK is rotated by 45 degrees for each symbol time interval T s , the signal constellation of π / 4-DPQSK is represented. Table 2 shows φ I and φ q values according to the phase rotation of the signal in the present invention. And Table 3, the constellation of π / 4-DPQSK to which the present invention is applied is a pattern of?. While the conventional π / 4-DPQSK modulation scheme determines transmission symbols by alternately using a constellation indicated by + and a constellation denoted by ○ for each transmitted symbol, π / 4-DQPSK modulation according to an embodiment of the present invention. According to the method, even if the power consumption is the same as the conventional method, the transmission symbol is determined using alternating constellations indicated by ※ and constellations indicated by ●. That is, in the modulation method according to the present invention, the amplitude of the QPSK transmission signal is larger than that of the existing QPSK modulator.
Figure 112006090584972-PAT00125
The effect of increasing the amplitude of the transmitted signal of π / 4-DQPSK modulation to which the present invention is applied is increased by 2 times.
Figure 112006090584972-PAT00126
It is doubled.

도 23은 동일 소비 전력 조건에서 기존의 I/Q 변조기에 의해 생성되는 송신신호와 본 발명의 일실시 예에 따른 I/Q 변조기에 의해 생성되는 송신신호를 나타내는 8-PSK 신호 성상도이다.FIG. 23 is an 8-PSK signal constellation diagram illustrating a transmission signal generated by an existing I / Q modulator and a transmission signal generated by an I / Q modulator according to an embodiment of the present invention under the same power consumption condition.

도 23을 참조하면, 본 발명의 일실시 예에 따른 I/Q 변조기에 의해 생성되는 송신신호의 진폭이 기존 I/Q 변조기에 의해 생성되는 송신신호의 진폭보다

Figure 112006090584972-PAT00127
배 큼을 알 수 있다.Referring to FIG. 23, an amplitude of a transmission signal generated by an I / Q modulator according to an embodiment of the present invention is greater than an amplitude of a transmission signal generated by an existing I / Q modulator.
Figure 112006090584972-PAT00127
You can see the bulkiness.

도 24는 A=1인 경우의 도 23에 대한 실제 송신신호의 성상도를 나타내며, 기존8-PSK I/Q 변조기에 의해 생성된 송신신호는 기호 ○로 표시하였고, 본 발명의 일실시예에 따른 I/Q 변조기에 의해 생성된 송신신호는 기호 ●로 표시하였다.24 shows the constellation diagram of the actual transmission signal with respect to FIG. 23 when A = 1, and the transmission signal generated by the existing 8-PSK I / Q modulator is indicated by the symbol ○, and according to an embodiment of the present invention. The transmission signal generated by the corresponding I / Q modulator is indicated by the symbol ●.

I/Q 변조기에서 송신신호의 진폭 A와 심볼 에너지

Figure 112006090584972-PAT00128
의 관계는 수학식 56과 같다.Amplitude A and Symbol Energy of Transmitted Signal in I / Q Modulator
Figure 112006090584972-PAT00128
The relationship of is given by Equation 56.

Figure 112006090584972-PAT00129
Figure 112006090584972-PAT00129

여기서, 본 발명이 적용된 8-PSK의 송신신호 진폭 상승이 기존 8-PSK의 송신신호 진폭보다 1.3배이므로, 심볼 에너지의 상승 효과는 1.32=1.7배이다.Here, since the amplitude of the transmission signal of the 8-PSK to which the present invention is applied is 1.3 times higher than that of the conventional 8-PSK, the synergy of the symbol energy is 1.3 2 = 1.7 times.

도 25은 가산 백색 가우시안 잡음 환경에서 기존 8-PSK 변조의 심볼 에러 확률 성능과 본 발명을 적용한 8-PSK의 심볼 에러 확률 성능을 비교한 것으로서, 심볼 에러 확률 성능 10-6을 달성하기 위해서 본 발명을 적용한 8-PSK에게 요구되는 심볼 당 신호대잡음비는 기존 8-PSK보다 2.3dB(=10log101.7) 만큼 작다.As a 25 compares the additive white Gaussian noise in the environment existing 8-PSK modulation of the symbol error probability performance, and the symbol error probability performance of the 8-PSK according to the present invention, in order to achieve the symbol error probability performance 10-6 The signal-to-noise ratio per symbol required for the 8-PSK is 10 times smaller than the conventional 8-PSK.

도 26은 2개의 QPSK 변조기로 만든 8-APSK 신호의 성상도로서, 본 발명에 의 한 8-APSK의 송신신호 진폭 상승 효과는 QPSK 변조의 경우와 마찬가지로

Figure 112006090584972-PAT00130
배가 된다.Fig. 26 is a constellation diagram of an 8-APSK signal made by two QPSK modulators, and the effect of increasing the amplitude of the transmission signal of 8-APSK according to the present invention is the same as that of QPSK modulation.
Figure 112006090584972-PAT00130
It is doubled.

도 27은 도 26의 신호 성상도를 A1=1이고, A2=4A1인 경우에 대해 나타낸 것이다. 도 27에서 기존 8-APSK I/Q 변조기에 의해 생성된 송신신호는 기호 ○로 표시하였고, 본 발명의 일실시 예에 따른 I/Q 변조기에 의해 생성된 송신신호는 기호 ●로 표시하였다.FIG. 27 illustrates the signal constellation of FIG. 26 when A 1 = 1 and A 2 = 4A 1 . In FIG. 27, the transmission signal generated by the existing 8-APSK I / Q modulator is indicated by the symbol ○, and the transmission signal generated by the I / Q modulator according to the embodiment of the present invention is indicated by the symbol ●.

도 28은 본 발명의 일실시예에 따른 I/Q 변조 방법의 동작을 나타내는 흐름도이다. 28 is a flowchart illustrating the operation of an I / Q modulation method according to an embodiment of the present invention.

도 10을 참조하여 도 28의 실시예를 설명하면, S800 단계에서, 발진기(720)는 정현파신호(S4)를 생성한다.Referring to FIG. 10, referring to FIG. 28, in operation S800, the oscillator 720 generates a sine wave signal S4.

S810 단계에서, IQ정현파신호생성부(740)는 I, Q채널 데이터(S2, S3)를 기초로 상기 정현파신호(S4)의 위상을 조절하여, I채널 데이터(S2)를 I채널 정현파신호(S5)에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 데이터(S3)를 Q채널 정현파신호(S6)에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 데이터(S2, S3)에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 I채널 정현파신호(S5) 및 Q 채널 정현파신호(S6)를 생성한다.In operation S810, the IQ sinusoidal wave signal generation unit 740 adjusts the phase of the sinusoidal wave signal S4 based on the I and Q channel data S2 and S3 to convert the I channel data S2 into an I channel sinusoidal wave signal ( A signal obtained by combining the first signal reflected at S5 and the second signal reflected at the Q channel sinusoidal signal S6 with the Q channel data S3 on the signal constellations corresponding to the I and Q channel data S2 and S3. An I-channel sinusoidal wave signal S5 and a Q-channel sinusoidal wave signal S6 satisfying a condition having a phase are generated.

S820 단계에서, 송신신호생성부(760)는 I채널 데이터(S2) 및 Q채널 데이터(S3)를 각각 I채널 정현파신호(S5) 및 Q채널 정현파신호(S6)에 반영하여 I, Q채널 데이터(S2, S3)에 해당되는 송신신호(S7)를 생성한다.In operation S820, the transmission signal generation unit 760 reflects the I channel data S2 and the Q channel data S3 to the I channel sinusoidal wave signal S5 and the Q channel sinusoidal wave signal S6, respectively. A transmission signal S7 corresponding to S2 and S3 is generated.

구체적인 신호 처리 과정은 도 10의 I/Q 변조 장치에 대해 설명한 바와 동일하므로 이에 대한 설명은 생략한다.A detailed signal processing process is the same as the description of the I / Q modulation apparatus of FIG. 10, and thus description thereof will be omitted.

도 29는 본 발명의 다른 일실시예에 따른 I/Q 변조 방법의 동작을 나타내는 흐름도이다. 29 is a flowchart illustrating the operation of an I / Q modulation method according to another embodiment of the present invention.

도 11을 참조하여 도 29의 실시예를 설명하면, S900 단계에서, 발진기(820)는 정현파신호(S14)를 생성한다.Referring to FIG. 11, the embodiment of FIG. 29 is described. In operation S900, the oscillator 820 generates the sinusoidal wave signal S14.

S910 단계에서, IQ정현파신호생성부(840)는 I, Q채널 펄스(S12, S13)를 기초로 정현파신호(S14)의 위상을 조절하여, I채널 펄스(S12)를 I채널 정현파신호(S15)에 반영한 제1 신호와 Q채널 펄스(S13)를 Q채널 정현파신호(S16)에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 펄스(S12, S13)에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 I채널 정현파신호(S15) 및 Q 채널 정현파신호(S16)를 생성한다.In step S910, the IQ sinusoidal wave signal generation unit 840 adjusts the phase of the sinusoidal wave signal S14 based on the I and Q channel pulses S12 and S13, thereby converting the I channel pulse S12 into the I channel sinusoidal wave signal S15. A signal obtained by combining the first signal reflected by the signal and the second signal reflected by the Q channel sine wave signal S16 to the Q channel sine wave signal S16 has a phase in the signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses S12 and S13. The I channel sine wave signal S15 and the Q channel sine wave signal S16 satisfying the conditions are generated.

S920 단계에서, 송신신호생성부(860)는 I채널 펄스(S12) 및 Q채널 펄스(S13)를 각각 I채널 정현파신호(S15) 및 Q채널 정현파신호(S16)에 반영하여 I, Q채널 펄스(S12, S13)에 해당되는 송신신호(S17)를 생성한다.In operation S920, the transmission signal generator 860 reflects the I-channel pulse S12 and the Q-channel pulse S13 to the I-channel sine wave signal S15 and the Q-channel sine wave signal S16, respectively. A transmission signal S17 corresponding to S12, S13 is generated.

구체적인 신호 처리 과정은 도 11의 I/Q 변조 장치에 대해 설명한 바와 동일하므로 이에 대한 설명은 생략한다.Since the detailed signal processing process is the same as the description of the I / Q modulation apparatus of FIG. 11, a description thereof will be omitted.

한편, 본 발명은 QPSK, OQPSK, π/4-DQPSK, 왈쉬 QPSK, Hybrid-QPSK, MPSK, APSK, Hierarchical PSK 등에도 적용할 수 있으며, 이 분야에 종사하는 자라면, 이에 한하지 않고, I-채널의 정현파 및 Q-채널의 정현파신호를 사용하여 송신신호를 생성하는 모든 변조 시스템에 적용할 수 있음은 자명한 사실이다.On the other hand, the present invention can also be applied to QPSK, OQPSK, π / 4-DQPSK, Walsh QPSK, Hybrid-QPSK, MPSK, APSK, Hierarchical PSK, etc. It is obvious that it can be applied to any modulation system that generates a transmission signal using sinusoidal signals of the channel and sinusoidal signals of the Q-channel.

본 발명은 또한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의해 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 광데이터 저장장치 등이 있으며, 또한 케리어 웨이브(예를 들어 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다. 그리고, 본 발명을 구현하기 위한 기능적인(functional) 프로그램, 코드 및 코드 세그먼트들은 본 발명이 속하는 기술분야의 프로그래머들에 의해 용이하게 추론될 수 있다.The invention can also be embodied as computer readable code on a computer readable recording medium. Computer-readable recording media include all kinds of recording devices that store data that can be read by a computer system. Examples of computer-readable recording media include ROM, RAM, CD-ROM, magnetic tape, floppy disks, optical data storage devices, and the like, which are also implemented in the form of carrier waves (for example, transmission over the Internet). Include. The computer readable recording medium can also be distributed over network coupled computer systems so that the computer readable code is stored and executed in a distributed fashion. In addition, functional programs, codes, and code segments for implementing the present invention can be easily inferred by programmers in the art to which the present invention belongs.

이러한 본원 발명인 방법 및 장치는 이해를 돕기 위하여 도면에 도시된 실시 예를 참고로 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위에 의해 정해져야 할 것이다.Such a method and apparatus of the present invention have been described with reference to the embodiments shown in the drawings for clarity, but these are merely exemplary, and various modifications and equivalent other embodiments are possible to those skilled in the art. Will understand. Therefore, the true technical protection scope of the present invention will be defined by the appended claims.

본 발명에 따르면, 동일한 소모 전력 조건에서 기존의 I/Q 변조기에 비해 최대 3dB 우수한 심볼 에러 확률 성능을 도출 할 수 있다. 바꿔 말하면, 동일한 심볼 에러 확률 성능을 얻기 위해 필요한 소모 전력을 기존의 I/Q 변조기보다 감소시킬 수 있다는 효과가 있다. 또한, 본 발명의 I/Q 변조기에 의한 송신신호의 복조는 기존의 I/Q 복조기를 그대로 활용할 수 있어 기존의 시스템과 호환될 수 있는 장점이 있다.According to the present invention, it is possible to derive up to 3dB better symbol error probability performance than conventional I / Q modulators under the same power consumption conditions. In other words, the power consumption required to achieve the same symbol error probability performance can be reduced compared to conventional I / Q modulators. In addition, the demodulation of the transmission signal by the I / Q modulator of the present invention can utilize the existing I / Q demodulator as it is there is an advantage that can be compatible with the existing system.

Claims (38)

정현파신호를 생성하는 발진기;An oscillator for generating a sinusoidal signal; I, Q채널 데이터를 기초로 상기 정현파신호의 위상을 조절하여, 상기 I채널 데이터를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 데이터를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 IQ정현파신호생성부; 및By adjusting the phase of the sinusoidal signal based on I and Q channel data, a signal obtained by combining the first signal reflecting the I channel data to the I channel sinusoidal signal and the second signal reflecting the Q channel data to the Q channel sinusoidal signal is An IQ sinusoidal wave signal generation unit generating the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal satisfying a condition having a phase in a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; And 상기 I채널 데이터 및 상기 Q 채널 데이터를 각각 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호에 반영하여 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 송신신호를 생성하는 송신신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a transmission signal generation unit configured to generate the transmission signal corresponding to the I and Q channel data by reflecting the I channel data and the Q channel data to the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal, respectively. Modulation device. 제1항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 1, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And generating the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave signal satisfying a condition that an absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal is 2nπ (where n is an integer greater than or equal to 0). . 제1항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 1, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상 기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.The I channel sinusoidal signal and the Q channel sinusoidal signal satisfying a condition that an absolute value of a phase difference between the first signal and the second signal falls within (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer greater than or equal to 0 QPSK modulator, characterized in that for generating. 제1항에 있어서,The method of claim 1, QPSK 변조 기법에 따라, 이진 열을 변환하여 상기 I채널 데이터 및 상기 Q채널 데이터를 생성하는 IQ데이터생성부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.The QPSK modulation apparatus according to the QPSK modulation method, further comprising an IQ data generation unit for converting the binary string to generate the I channel data and the Q channel data. 제1항에 있어서, 상기 송신신호생성부는,The method of claim 1, wherein the transmission signal generation unit, 상기 I채널 데이터를 상기 I채널 정현파신호에 반영하는 I채널믹서;An I-channel mixer for reflecting the I-channel data in the I-channel sine wave signal; 상기 Q채널 데이터를 상기 Q채널 정현파신호에 반영하는 Q채널믹서; 및A Q channel mixer reflecting the Q channel data to the Q channel sinusoidal signal; And 상기 I채널 믹서의 출력과 상기 Q채널 믹서의 출력을 결합하는 결합부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a combiner for coupling the output of the I-channel mixer and the output of the Q-channel mixer. 제5항에 있어서, 상기 송신신호생성부는,The method of claim 5, wherein the transmission signal generation unit, 상기 I채널 데이터를 소정의 펄스로 변환하는 I채널여파기; 및An I-channel filter for converting the I-channel data into a predetermined pulse; And 상기 Q채널 데이터를 소정의 펄스로 변환하는 Q채널여파기를 더 포함하고,Q channel filter for converting the Q channel data into a predetermined pulse, 상기 I채널믹서는 상기 I채널여파기의 출력과 상기 I채널 정현파신호를 혼합하여 상기 결합부에 제공하고,The I-channel mixer mixes the output of the I-channel filter and the I-channel sine wave signal and provides the combining unit. 상기 Q채널믹서는 상기 Q채널여파기의 출력과 상기 Q채널 정현파신호를 혼합하여 상기 결합부에 제공하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And the Q-channel mixer mixes the output of the Q-channel filter and the Q-channel sine wave signal to provide to the combiner. 제1항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 1, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 정현파신호를 위상 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널위상천이부;An I-channel phase shifter for generating the I-channel sinusoidal wave signal by phase shifting the sinusoidal wave signal; 상기 정현파신호를 위상 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널위상천이부; 및A Q channel phase shifter configured to phase shift the sinusoidal signal to generate the Q channel sinusoidal signal; And 상기 I, Q채널 데이터를 기초로, 상기 I채널위상천이부의 위상 천이량 및 상기 Q채널위상천이부의 위상 천이량을 조절하는 위상조절부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a phase adjuster configured to adjust a phase shift amount of the I channel phase shift part and a phase shift amount of the Q channel phase shift part based on the I and Q channel data. 제7항에 있어서, 상기 위상조절부는,The method of claim 7, wherein the phase control unit, 상기 I, Q채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부; 및A phase detection unit detecting a phase in a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; And 상기 검출된 위상을 기초로 상기 I채널위상천이부의 위상 천이량 및 상기 Q채널위상천이부의 위상 천이량을 조절하는 위상제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a phase controller configured to adjust a phase shift amount of the I channel phase shift part and a phase shift amount of the Q channel phase shift part based on the detected phase. 제8항에 있어서, 상기 위상검출부는,The method of claim 8, wherein the phase detection unit,
Figure 112006090584972-PAT00131
Figure 112006090584972-PAT00131
Figure 112006090584972-PAT00132
(여기서, I는 상기 I채널 데이터, Q는 상기 Q채널 데이터이며, 상기 식의 좌변이 상기 검출된 위상임)을 이용하여 상기 위상을 검출하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.
Figure 112006090584972-PAT00132
Wherein the phase is detected using (I is the I channel data, Q is the Q channel data, and the left side of the equation is the detected phase). 제2항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 2, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부;A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; 상기 I채널 데이터가 0 이하이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 I채널 데이터가 0 초과이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널정현파신호생성부; 및If the I channel data is less than or equal to zero, the I channel sinusoidal signal shifts the phase of the sinusoidal signal such that the I channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer). An I-channel sine wave signal generation unit for generating the I-channel sine wave signal by shifting the phase of the sine wave signal so that the I-channel sine wave signal has the detected phase when it is greater than 0; And 상기 Q채널 데이터가 0 이하이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 Q채널 데이터가 0 초과이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파의 위상을 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널정현파신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the Q channel data is less than or equal to zero, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the Q channel sinusoidal signal has a phase added to the detected phase by 2 mπ + π (where m is an integer). And a Q channel sinusoidal signal generator for shifting the phase of the sinusoidal wave to generate the Q channel sinusoidal signal so that the Q channel sinusoidal signal has the detected phase. 제2항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 2, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부;A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; 상기 I채널 데이터가 0 이하이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 I채널 데이터가 0 초과이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널정현파신호생성부; 및If the I channel data is less than or equal to zero, the I channel sinusoidal signal shifts the phase of the sinusoidal signal such that the I channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer). An I-channel sine wave signal generation unit for generating the I-channel sine wave signal by shifting the phase of the sine wave signal so that the I-channel sine wave signal has the detected phase when it is greater than 0; And 상기 Q채널 데이터가 0 미만이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 Q채널 데이터가 0 이상이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널정현파신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.When the Q channel data is less than 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the Q channel sinusoidal signal has a phase added to the detected phase by 2 mπ + π (where m is an integer). And a Q channel sine wave signal generation unit for generating the Q channel sine wave signal by shifting a phase of the sine wave signal so that the Q channel sine wave signal has the detected phase. 제2항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 2, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부;A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; 상기 I채널 데이터가 0 미만이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 I채널 데이터가 0 이상이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널정현파신호생성부; 및When the I channel data is less than 0, the I channel sinusoidal signal shifts the phase of the sinusoidal signal such that the I channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer). An I-channel sine wave signal generation unit for generating the I-channel sine wave signal by shifting the phase of the sine wave signal so that the I-channel sine wave signal has the detected phase if it is 0 or more; And 상기 Q채널 데이터가 0 이하이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 Q채널 데이터가 0 초과이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널정현파신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the Q channel data is less than or equal to zero, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the Q channel sinusoidal signal has a phase added to the detected phase by 2 mπ + π (where m is an integer). And a Q channel sinusoidal signal generator for generating the Q channel sinusoidal signal by shifting a phase of the sinusoidal signal so that the Q channel sinusoidal signal has the detected phase. 제2항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 2, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부;A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; 상기 I채널 데이터가 0 미만이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 I채널 데이터가 0 이상이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널정현파신호생성부; 및When the I channel data is less than 0, the I channel sinusoidal signal shifts the phase of the sinusoidal signal such that the I channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer). An I-channel sine wave signal generation unit for generating the I-channel sine wave signal by shifting the phase of the sine wave signal so that the I-channel sine wave signal has the detected phase if it is 0 or more; And 상기 Q채널 데이터가 0 미만이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 Q채널 데이터가 0 이상이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널정현파신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.When the Q channel data is less than 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the Q channel sinusoidal signal has a phase added to the detected phase by 2 mπ + π (where m is an integer). And a Q channel sine wave signal generation unit for generating the Q channel sine wave signal by shifting a phase of the sine wave signal so that the Q channel sine wave signal has the detected phase. 제2항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 2, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 정현파신호를 위상 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널위상천이부;An I-channel phase shifter for generating the I-channel sinusoidal wave signal by phase shifting the sinusoidal wave signal; 상기 정현파신호를 위상 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널위상천이부; 및A Q channel phase shifter configured to phase shift the sinusoidal signal to generate the Q channel sinusoidal signal; And 상기 I,Q 채널 데이터를 기초로, 상기 I채널 위상천이부의 위상 천이량 및 상기 Q채널 위상천이부의 위상 천이량을 조절하는 위상조절부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a phase adjuster configured to adjust a phase shift amount of the I channel phase shifter and a phase shift amount of the Q channel phase shifter based on the I and Q channel data. 제14항에 있어서, 상기 위상조절부는,The method of claim 14, wherein the phase control unit, 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부; 및A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; And 상기 I채널 데이터가 0 이하이면 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 I채널 데이터가 0 초과이면 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출 된 위상으로 결정하며, 상기 Q채널 데이터가 0 이하이면 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2nπ+π(여기서, n은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 Q채널 데이터가 0 초과이면 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하고, 상기 결정된 각각의 위상천이량에 따라 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량 및 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 조절하는 위상제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the I-channel data is 0 or less, the phase shift amount of the I-channel phase shifter is determined as a phase added by 2 m π + π (where m is an integer) to the detected phase. A phase shift amount of an I channel phase shifter is determined as the detected phase, and when the Q channel data is 0 or less, the phase shift amount of the Q channel phase shifter is 2nπ + π to the detected phase, where n is an integer. If the Q channel data is greater than 0, the phase shift amount of the Q channel phase shifter is determined as the detected phase, and the phase of the I channel phase shifter is determined according to the determined phase shift amount. And a phase controller configured to adjust a shift amount and a phase shift amount of the Q channel phase shifter. 제14항에 있어서, 상기 위상조절부는,The method of claim 14, wherein the phase control unit, 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부; 및A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; And 상기 I채널 데이터가 0 이하이면 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 I채널 데이터가 0 초과이면 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하며, 상기 Q채널 데이터가 0 미만이면 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2nπ+π(여기서, n은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 Q채널 데이터가 0 이상이면 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하고, 상기 결정된 각각의 위상천이량에 따라 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량 및 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 조절하는 위상제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the I-channel data is 0 or less, the phase shift amount of the I-channel phase shifter is determined as a phase added by 2 m π + π (where m is an integer) to the detected phase. The phase shift amount of the I-channel phase shifter is determined as the detected phase, and when the Q channel data is less than 0, the phase shift amount of the Q channel phase shifter is 2nπ + π to the detected phase, where n is an integer. If the Q channel data is equal to or greater than 0, the phase shift amount of the Q channel phase shifter is determined as the detected phase, and the phase of the I channel phase shifter is determined according to the determined phase shift amount. And a phase controller configured to adjust a shift amount and a phase shift amount of the Q channel phase shifter. 제14항에 있어서, 상기 위상조절부는,The method of claim 14, wherein the phase control unit, 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부; 및A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; And 상기 I채널 데이터가 0 미만이면 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 I채널 데이터가 0 이상이면 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하며, 상기 Q채널 데이터가 0 이하이면 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2nπ+π(여기서, n은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 Q채널 데이터가 0 초과이면 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하고, 상기 결정된 각각의 위상천이량에 따라 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량 및 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 조절하는 위상제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the I-channel data is less than 0, the phase shift amount of the I-channel phase shifter is determined as a phase added by 2 m π + π (where m is an integer) to the detected phase. A phase shift amount of an I channel phase shifter is determined as the detected phase, and when the Q channel data is 0 or less, the phase shift amount of the Q channel phase shifter is 2nπ + π to the detected phase (where n is an integer). If the Q channel data is greater than 0, the phase shift amount of the Q channel phase shifter is determined as the detected phase, and the phase of the I channel phase shifter is determined according to the determined phase shift amount. And a phase controller configured to adjust a shift amount and a phase shift amount of the Q channel phase shifter. 제14항에 있어서, 상기 위상조절부는,The method of claim 14, wherein the phase control unit, 상기 I,Q 채널 데이터에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부; 및A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel data; And 상기 I채널 데이터가 0 미만이면 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 I채널 데이터가 0 이상이면 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하며, 상기 Q채널 데이터가 0 미만이면 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상에 2nπ+π(여기서, n은 정수)만큼 더하여진 위상으로 결정하고, 상기 Q채널 데이터가 0 이상이면 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 상기 검출된 위상으로 결정하고, 상기 결정된 각각의 위상천이량에 따라 상기 I채널 위상천이부의 위상천이량 및 상기 Q채널 위상천이부의 위상천이량을 조절하는 위상제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the I-channel data is less than 0, the phase shift amount of the I-channel phase shifter is determined as a phase added by 2 m π + π (where m is an integer) to the detected phase. The phase shift amount of the I-channel phase shifter is determined as the detected phase, and when the Q channel data is less than 0, the phase shift amount of the Q channel phase shifter is 2nπ + π to the detected phase, where n is an integer. If the Q channel data is equal to or greater than 0, the phase shift amount of the Q channel phase shifter is determined as the detected phase, and the phase of the I channel phase shifter is determined according to the determined phase shift amount. And a phase controller configured to adjust a shift amount and a phase shift amount of the Q channel phase shifter. 정현파신호를 생성하는 발진기;An oscillator for generating a sinusoidal signal; I, Q채널 펄스를 생성하는 IQ채널펄스생성부;An IQ channel pulse generator for generating I and Q channel pulses; 상기 I, Q채널 펄스를 기초로 상기 정현파신호의 위상을 조절하여, 상기 I채널 펄스를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 펄스를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 IQ정현파신호생성부; 및The phase of the sinusoidal signal is adjusted based on the I and Q channel pulses, and a signal is obtained by combining a first signal reflecting the I channel pulse to the I channel sinusoidal signal and a second signal reflecting the Q channel pulse to the Q channel sinusoidal signal. An IQ sinusoidal wave signal generation unit for generating the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal satisfying a condition having a phase in a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; And 상기 I채널 펄스 및 상기 Q채널 펄스를 각각 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호에 반영하여 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 송신신호를 생성하는 송신신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a transmission signal generation unit configured to generate the transmission signals corresponding to the I and Q channel pulses by reflecting the I channel pulses and the Q channel pulses on the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal, respectively. Modulation device. 제19항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 19, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호 를 생성하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And generating the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave signal satisfying the condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal is 2nπ (where n is an integer greater than or equal to 0). . 제19항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 19, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0 이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.The I-channel sine wave signal and the Q-channel sine wave signal satisfying the condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal belong to (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer of 0 or more. QPSK modulator characterized in that the generating. 제19항에 있어서, 상기 IQ채널펄스생성부는,The method of claim 19, wherein the IQ channel pulse generator, QPSK 변조 기법에 따라, 이진 열을 변환하여 상기 I채널 데이터 및 상기 Q채널 데이터를 생성하는 IQ데이터생성부;An IQ data generation unit converting a binary string to generate the I channel data and the Q channel data according to a QPSK modulation scheme; 상기 I채널 데이터를 상기 I채널 펄스로 변환하는 I채널여파기; 및An I-channel filter for converting the I-channel data into the I-channel pulse; And 상기 Q채널 데이터를 상기 Q채널 펄스로 변환하는 Q채널여파기를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a Q channel filter for converting the Q channel data into the Q channel pulses. 제19항에 있어서, 상기 송신신호생성부는,The method of claim 19, wherein the transmission signal generation unit, 상기 I채널 펄스와 상기 I채널 정현파신호를 혼합하는 I채널믹서;An I-channel mixer for mixing the I-channel pulse and the I-channel sine wave signal; 상기 Q채널 펄스와 상기 Q채널 정현파신호를 혼합하는 Q채널믹서; 및A Q channel mixer for mixing the Q channel pulses and the Q channel sine wave signal; And 상기 I채널믹서의 출력과 상기 Q채널믹서의 출력을 결합하는 결합부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a combiner for coupling the output of the I channel mixer and the output of the Q channel mixer. 제19항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 19, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 정현파신호를 위상 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널위상천이부;An I-channel phase shifter for generating the I-channel sinusoidal wave signal by phase shifting the sinusoidal wave signal; 상기 정현파신호를 위상 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널위상천이부; 및A Q channel phase shifter configured to phase shift the sinusoidal signal to generate the Q channel sinusoidal signal; And 상기 I,Q 채널 펄스를 기초로, 상기 I채널위상천이부의 위상 천이량 및 상기 Q채널위상천이부의 위상 천이량을 조절하는 위상조절부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a phase adjuster configured to adjust a phase shift amount of the I channel phase shift part and a phase shift amount of the Q channel phase shift part based on the I and Q channel pulses. 제24항에 있어서, 상기 위상조절부는,The method of claim 24, wherein the phase control unit, 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부; 및A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; And 상기 검출된 위상을 기초로 상기 I채널 위상천이부의 위상 천이량 및 상기 Q채널 위상천이부의 위상 천이량을 조절하는 위상제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.And a phase controller configured to adjust the phase shift amount of the I-channel phase shifter and the phase shift amount of the Q-channel phase shifter based on the detected phase. 제20항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 20, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부;A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; 상기 I채널 펄스의 첨두치(peak value)가 0 이하이면 상기 I채널 정현파신호 가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 I채널 펄스의 첨두치가 0 초과이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널정현파신호생성부; 및If the peak value of the I-channel pulse is less than or equal to 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the I-channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer) to the detected phase. An I-channel sine wave signal generation unit for generating the I-channel sine wave signal by shifting the phase of the sine wave signal so that the I-channel sine wave signal has the detected phase when the peak value of the I-channel pulse is greater than 0; And 상기 Q채널 펄스의 첨두치(peak value)가 0 이하이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 Q채널 펄스의 첨두치가 0 초과이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널정현파신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the peak value of the Q channel pulse is less than or equal to 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the Q channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer) to the detected phase. And a Q channel sinusoidal signal generator for generating the Q channel sinusoidal signal by shifting the phase of the sinusoidal wave signal so that the Q channel sinusoidal signal has the detected phase when the peak value of the Q channel pulse is greater than zero. QPSK Modulator. 제20항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 20, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부;A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; 상기 I채널 펄스의 첨두치(peak value)가 0 이하이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 I채널 펄스의 첨두치가 0 초과이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널정현파신호생성부; 및If the peak value of the I-channel pulse is less than or equal to zero, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the I-channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer) to the detected phase. An I-channel sine wave signal generation unit for generating the I-channel sine wave signal by shifting the phase of the sine wave signal so that the I-channel sine wave signal has the detected phase when the peak value of the I-channel pulse is greater than 0; And 상기 Q채널 펄스의 첨두치(peak value)가 0 미만이면 상기 Q채널 정현파신호 가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 Q채널 펄스의 첨두치가 0 이상이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널정현파신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the peak value of the Q channel pulse is less than 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the Q channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer) to the detected phase. And a Q channel sinusoidal signal generation unit for generating the Q channel sinusoidal signal by shifting the phase of the sinusoidal wave signal so that the Q channel sinusoidal signal has the detected phase when the peak value of the Q channel pulse is 0 or more. QPSK Modulator. 제20항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 20, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부;A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; 상기 I채널 펄스의 첨두치(peak value)가 0 미만이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 I채널 펄스의 첨두치가 0 이상이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널정현파신호생성부; 및If the peak value of the I-channel pulse is less than 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the I-channel sinusoidal signal has a phase added by 2 m π + π (where m is an integer) to the detected phase. An I-channel sine wave signal generator for generating the I-channel sine wave signal by shifting the phase of the sine wave signal so that the I-channel sine wave signal has the detected phase when the peak value of the I-channel pulse is 0 or more; And 상기 Q채널 펄스의 첨두치(peak value)가 0 이하이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 Q채널 펄스의 첨두치가 0 초과이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널정현파신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the peak value of the Q channel pulse is less than or equal to 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the Q channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer) to the detected phase. And a Q channel sinusoidal signal generator for generating the Q channel sinusoidal signal by shifting the phase of the sinusoidal wave signal so that the Q channel sinusoidal signal has the detected phase when the peak value of the Q channel pulse is greater than zero. QPSK Modulator. 제20항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성부는,The method of claim 20, wherein the IQ sinusoidal wave signal generation unit, 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 검출하는 위상검출부;A phase detector detecting a phase of a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; 상기 I채널 펄스의 첨두치(peak value)가 0 미만이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 I채널 펄스의 첨두치가 0 이상이면 상기 I채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 I채널 정현파신호를 생성하는 I채널정현파신호생성부; 및If the peak value of the I-channel pulse is less than 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the I-channel sinusoidal signal has a phase added by 2 m π + π (where m is an integer) to the detected phase. An I-channel sine wave signal generator for generating the I-channel sine wave signal by shifting the phase of the sine wave signal so that the I-channel sine wave signal has the detected phase when the peak value of the I-channel pulse is 0 or more; And 상기 Q채널 펄스의 첨두치(peak value)가 0 미만이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상에 2mπ+π(여기서, m은 정수)만큼 더하여진 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시키며, 상기 Q채널 펄스의 첨두치가 0 이상이면 상기 Q채널 정현파신호가 상기 검출된 위상을 가지도록 상기 정현파신호의 위상을 천이시켜 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 Q채널정현파신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 장치.If the peak value of the Q channel pulse is less than 0, the phase of the sinusoidal signal is shifted such that the Q channel sinusoidal signal has a phase added by 2 mπ + π (where m is an integer) to the detected phase. And a Q channel sinusoidal signal generation unit for generating the Q channel sinusoidal signal by shifting the phase of the sinusoidal wave signal so that the Q channel sinusoidal signal has the detected phase when the peak value of the Q channel pulse is 0 or more. QPSK Modulator. 정현파신호를 생성하는 정현파신호생성단계;Generating a sine wave signal; I, Q채널 데이터를 기초로 상기 정현파신호의 위상을 조절하여, I채널 데이터를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 데이터를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 데이터에 해당되는 신호 성 상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 IQ정현파신호생성단계; 및By adjusting the phase of the sinusoidal signal based on I and Q channel data, a signal obtained by combining the first signal reflecting the I channel data to the I channel sinusoidal signal and the second signal reflecting the Q channel data to the Q channel sinusoidal signal is An IQ sinusoidal wave signal generating step of generating the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal satisfying a condition having a phase in a signal constellation corresponding to I, Q channel data; And 상기 I채널 데이터 및 상기 Q채널 데이터를 각각 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호에 반영하여 상기 I, Q채널 데이터에 해당되는 송신신호를 생성하는 송신신호생성단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 방법.And a transmission signal generation step of generating transmission signals corresponding to the I and Q channel data by reflecting the I channel data and the Q channel data to the I channel sinusoidal wave signal and the Q channel sinusoidal wave signal, respectively. QPSK modulation method. 제30항에 있어서, 상기 IQ 정현파신호생성단계는,The method of claim 30, wherein the IQ sinusoidal signal generation step, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 방법.And generating the I-channel sinusoidal signal and the Q-channel sinusoidal signal satisfying the condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal is 2nπ (where n is an integer greater than or equal to 0). . 제30항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성단계는,The method of claim 30, wherein the IQ sinusoidal signal generation step, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q 채널 정현파신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 방법.The I-channel sine wave signal and the Q-channel sine wave signal satisfying the condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal belong to (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer of 0 or more. Generating a QPSK modulation method. 제30항에 있어서,The method of claim 30, QPSK 변조 기법에 따라, 이진 열을 변환하여 상기 I채널 데이터 및 상기 Q채널 데이터를 생성하는 IQ데이터생성단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 I/Q 변조 방법.And generating IQ data and the Q channel data by converting a binary sequence according to a QPSK modulation technique. 정현파신호를 생성하는 정현파신호생성단계;Generating a sine wave signal; I, Q채널 펄스를 생성하는 IQ채널펄스생성단계;I, IQ channel pulse generation step of generating a Q-channel pulse; 상기 I, Q채널 펄스를 기초로 상기 정현파신호의 위상을 조절하여, 상기 I채널 펄스를 I채널 정현파신호에 반영한 제1 신호와 상기 Q채널 펄스를 Q채널 정현파신호에 반영한 제2 신호를 결합한 신호가 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 신호 성상도 상의 위상을 가지는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 IQ정현파신호생성단계; 및The phase of the sinusoidal signal is adjusted based on the I and Q channel pulses, and a signal is obtained by combining a first signal reflecting the I channel pulse to the I channel sinusoidal signal and a second signal reflecting the Q channel pulse to the Q channel sinusoidal signal. An IQ sinusoidal wave signal generation step of generating the I-channel sinusoidal wave signal and the Q-channel sinusoidal wave signal satisfying a condition having a phase in a signal constellation corresponding to the I and Q channel pulses; And 상기 I채널 펄스 및 상기 Q채널 펄스를 각각 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호에 반영하여 상기 I, Q채널 펄스에 해당되는 송신신호를 생성하는 송신신호생성단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 방법.And a transmission signal generation step of generating a transmission signal corresponding to the I and Q channel pulses by reflecting the I channel pulse and the Q channel pulse to the I channel sine wave signal and the Q channel sine wave signal, respectively. QPSK modulation method. 제34항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성단계는,35. The method of claim 34, wherein generating the IQ sinusoidal wave signal, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 2nπ(여기서, n은 0 이상의 정수)인 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상기 Q채널 정현파신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 방법.And generating the I-channel sinusoidal signal and the Q-channel sinusoidal signal satisfying the condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal is 2nπ (where n is an integer greater than or equal to 0). . 제34항에 있어서, 상기 IQ정현파신호생성단계는,35. The method of claim 34, wherein generating the IQ sinusoidal wave signal, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 간의 위상차 절대값이 (2nπ, 2nπ+π/2)(여기서, n은 0 이상의 정수)에 속하는 조건을 만족하는 상기 I채널 정현파신호 및 상 기 Q채널 정현파신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 방법.The I-channel sinusoidal signal and the Q-channel sinusoidal signal satisfying the condition that the absolute value of the phase difference between the first signal and the second signal falls within (2nπ, 2nπ + π / 2), where n is an integer greater than or equal to 0; QPSK modulation method characterized in that for generating. 제34항에 있어서, 상기 IQ채널펄스생성단계는,The method of claim 34, wherein the IQ channel pulse generation step, QPSK 변조 기법에 따라, 이진 열을 변환하여 상기 I채널 데이터 및 상기 Q채널 데이터를 생성하는 IQ데이터생성단계;Generating an IQ data and the Q channel data by converting a binary string according to a QPSK modulation scheme; 상기 I채널 데이터를 상기 I채널 펄스로 변환하는 I채널여파단계; 및An I-channel filtering step of converting the I-channel data into the I-channel pulse; And 상기 Q채널 데이터를 상기 Q채널 펄스로 변환하는 Q채널여파단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 QPSK 변조 방법.And a Q channel filtering step of converting the Q channel data into the Q channel pulses. 제30항 내지 제37항 중 어느 한 항에 기재된 방법을 수행하는 프로그램을 수록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.A computer-readable recording medium storing a program for performing the method according to any one of claims 30 to 37.
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