KR20070058271A

KR20070058271A - 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 인접 셀간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20070058271A
Application number: KR1020050117300A
Authority: KR
Inventors: 김성수; 구영모
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2005-12-03
Filing date: 2005-12-03
Publication date: 2007-06-08

Abstract

본 발명은 OFDMA 시스템의 수신기에서 인접 셀 간섭 신호를 효율적으로 제거하기 위한 간섭 신호 제거 방법 및 장치에 대한 것으로서, 본 발명의 방법은 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신 방법에 있어서, 간섭 신호들을 발생시키는 인접 기지국들을 스캔하는 과정과, 상기 인접 기지국들로부터 수신된 상기 간섭 신호들의 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio) 값을 추정하는 과정과, 상기 추정된 CINR 값들 중 소정 임계값 보다 크면서 가장 높은 CINR 값을 결정하는 과정과, 상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호를 재생성하는 과정과, 수신 신호로부터 상기 재생성된 간섭 신호를 감산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다. 따라서 본 발명에 의하면, 셀간 경계 지역과 같이 신호 간섭이 심한 지역에서도 단말의 수신 성능을 향상시킬 수 있다.

OFDMA, 간섭, 셀 경계, CINR, FCH, DL-MAP, DL-burst, 프리앰블

Description

직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 인접 셀 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR CANCELLING NEIGHBOR CELL INTERFERENCE SIGNAL IN A RECEIVER OF AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING ACCESS SYSTEM}

도 1은 OFDMA 시스템에서 일반적인 송신기의 구성을 도시한 블록도

도 2는 OFDMA 시스템에서 일반적인 수신기의 구성을 도시한 블록도

도 3은 IEEE 802.16 기반의 OFDMA 시스템에서 송수신되는 프레임의 구조를 도시한 도면

도 4는 일반적인 OFDMA 시스템의 수신기에서 다운링크 버스트를 디코딩하는 과정을 도시한 순서도

도 5는 본 발명에 따라 OFDMA 시스템에서 간섭 신호를 제거하는 수신기의 일 구성 예를 도시한 블록도

도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 간섭 신호 제거 방법을 나타낸 순서도

도 7은 IEEE 802.16 기반의 OFDMA 시스템에서 프리앰블 파일럿 신호의 구조를 도시한 도면

도 8은 OFDM 시스템의 세 기지국이 형성하는 셀 중첩지역에 이동 단말이 위치된 경우 섹터 구조를 예시한 도면

도 9는 PUSC 치환 방식에서의 파일럿 신호의 구조를 도시한 도면

도 10은 본 발명에 따라 OFDMA 시스템에서 간섭 신호를 제거하는 수신기의 다른 구성 예를 도시한 블록도

도 11은 본 발명에 따른 간섭 신호 제거 장치가 구비된 수신기의 BER 성능을 나타낸 도면

도 12는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 간섭 신호 제거 방법을 나타낸 순서도

도 13은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 간섭 신호 제거 방법을 나타낸 순서도

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 수신 방법 및 장치에 대한 것으로서, 특히 OFDMA 시스템의 수신기에서 인접 셀 간섭 신호를 효율적으로 제거하기 위한 간섭 신호 제거 방법 및 장치에 대한 것이다.

일반적으로 다중 반송파 전송 방식을 적용하는 무선 통신 시스템은 1950 년대 후반 군용 라디오에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부반송파를 중첩시키는 대표적인 다중 반송파 전송 방식인 OFDM 방식이 1970 년대부터 발전하기 시작하였다.

상기 OFDM 방식은 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파를 통해 변조하여 전송하는 방식으로 상기한 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting : DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선랜(Wireless Local Area Network : WLAN) 및 무선 ATM(Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용될 수 있다.

상기 OFDM 방식은 다중 경로에서 직선 신호 성분(Line of Sight : LOS)이 보장되지 않는 무선 통신 환경에 적합한 시스템으로 다중경로 페이딩에서 강인한 장점을 이용하여 고속 데이터 전송을 위한 효율적인 플랫폼 제공이 가능한 것으로 알려져 있다. 상기 OFDM 방식은 전 채널을 다수의 직교성을 갖는 협대역 부채널(Sub-channel)로 나누어 전송하므로 주파수의 선택적 페이딩을 효율적으로 극복할 수 있다.

또한 상기 OFDM 방식은 심볼의 앞단에 채널의 지연 확산(Delay Spread) 보다 긴 순환 전치 심볼(Cyclic Prefix : CP)를 삽입하므로 심볼 간섭(Inter Symbol Interference : ISI)을 제거할 수 있으므로 고속 데이터 전송에 가장 효과적이다. 이러한 장점으로 인해 IEEE 802.16이 표준화되었으며, IEEE 802.16는 단일 캐리어 시스템(Single Carrier System)은 물론 다중 캐리어 시스템인 OFDM, OFDMA를 지원하고 있다.

상기 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 방식은 주파수 영역을 다수의 부반송파로 이루어진 부채널(sub channel)로 구분하고, 시간영 역을 다수의 타임 슬롯으로 구분한 후, 부채널을 사용자별로 할당하여 시간 및 주파수 영역을 모두 고려한 자원 할당을 수행하여 제한된 주파수 자원으로 다수의 사용자를 수용할 수 있는 다중 접속 방식이다.

도 1은 OFDMA 시스템에서 일반적인 송신기의 구성을 도시한 블록도이다.

도 1의 송신기(100)에서 FEC 인코더(101)를 통해 순방향 오류 정정(Forward Error Correction : FEC)되어 부호화된 소스 데이터(Source Data)는 심볼 매핑기(Symbol Mapper)(103)를 통과하여 QPSK/16QAM/64QAM 등 정해진 변조 방식에 따라 변조된다. 변조된 송신 신호는 반복기(105)를 통해 기지국이 설정한 반복 회수(Repetition Number)에 따라서 반복된 후, 부반송파 치환기(Subcarrier permutation part)(107)로 전달된다. 부반송파 치환기(107)는 미리 정해진 치환 규칙에 따라 송신 신호의 전송 순서를 섞고, 섞여진 순서대로 부반송파를 할당한다. 도 1에서 스크램블러(Scramber)(109)는 할당된 부반송파들에 암호화를 위한 스크램블링 시퀀스(scrambling sequence)를 곱하고, 스크램블링된 송신 신호는 역고속 푸리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transform : IFFT)(111)를 통해 시간 영역의 신호로 변환되어 안테나(113)를 통해 무선망으로 송출된다.

한편 이동 단말(Mobile Station : MS)의 수신기는 자신이 접속된 기지국(Base Station : BS)은 인접 기지국들로부터 무선망을 전송되는 신호를 수신한다. 즉 단말의 수신기는 현재 통신이 이루어지고 있는 기지국(Serving BS) 이외에 인접 기지국(Neighbor BS)의 간섭 신호(Neighbor Cell Interference Signal)도 같이 수신한다. 예를 들어 하나의 간섭 신호만 가정했을 때, 단말의 수신 신호 y(k)는 잡 음 신호(noise) n(k)가 더해져서 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 1>에서 h_S(k)는 서빙 기지국과 이동 단말 사이의 k번째 부채널에 해당하는 채널의 주파수 응답이고, h_I(k)는 간섭 신호(Interference Signal)를 발생시키는 인접 기지국과 이동 단말 사이의 채널 주파수 응답을 의미한다. 여기서 기지국의 송신 신호 x(m)의 전력을 1로 가정하고, x(m), h(k), 그리고 n(k)가 서로 독립적(independent)이라고 가정하면, 수신 채널의 반송파 신호 대 간섭 및 잡음 비(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)는 하기 <수학식 2>와 같이 표현 될 수 있다.

도 2는 OFDMA 시스템에서 일반적인 수신기의 구성을 도시한 블록도이다.

도 2의 수신기(200)는 도 1의 송신기(100)와 대칭된 구성을 가지며, 송신기 구조의 역방향으로 신호 처리를 수행한다. 수신기(200)의 안테나(201)를 통해 수신된 신호는 FFT(203)에서 주파수 영역의 신호로 변환된다.

디스크램블러(Descrambler)(205)는 FFT 변환된 수신 신호를 디스크램블링하 고, 디스크램블링된 신호는 채널 추정기(Channel Estimator)(207)와 채널 보상기(Channel Compensator)(209)로 전달된다. 채널 추정기(207)는 디스크램블링된 신호 중에서 파일럿(pilot) 신호 성분만을 추출하여 채널 추정을 수행하고, 채널 보상기(209)는 추정된 채널 값을 이용하여 데이터 성분의 채널 보상을 수행한다. 부반송파 정렬기(211)는 채널 보상된 데이터 신호를 부반송파 정렬(subcarrier ordering)하여 다시 부채널(subchannel) 단위로 정렬시킨다. 그리고 정렬된 부채널 신호들은 결합기(repetition combiner)(213)를 통해 결합된다. 심볼 디매핑기(Symbol Demapper)(215)는 결합된 부채널 신호들에 대해 LLR을 계산하고, FEC 디코더(217)는 수신 신호에 대해 순방향 오류 정정을 수행한다.

한편 상기 심볼 디매핑기(215)로 입력되는 신호의 MSE(Mean Squared Error)는 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다.

그리고 MSE와 CINR과의 관계는 AWGN 채널을 가정할 경우 반복(Repetition) 계수 R의 곱과 하기 <수학식 4>의 관계를 갖는다.

도 3은 IEEE 802.16 기반의 OFDMA 시스템에서 송수신되는 프레임의 구조를 도시한 도면으로서, 이는 TDD(Time Division Duplexing) 방식을 사용하는 OFDMA 시스템의 프레임 구조를 도시한 것이다.

도 3의 프레임 구조는 다운링크(Downlink : DL) 구간과 업링크(Uplink : UL) 구간을 시간상에서 분리하여 사용함을 볼 수 있다. 다운링크 프레임(Downlink frame)의 첫 심볼은 프리앰블(preamble)(301)이다. 이동 단말의 수신기는 프리앰블(301)을 이용하여 동기 획득, 기지국 ID의 획득(Base Station ID Acquisition), 채널 추정 등에 사용한다. 상기 기지국 ID는 스크램블링(scrambling), 부반송파 치환(subcarrier permutation) 등의 시드(seed) 값으로 사용되므로, DL 데이터 버스터(data burst)를 디코딩하기 위해서는 기지국 ID 획득이 반드시 필요하다.

상기 프리앰블(301)의 다음에는 프레임 제어 헤더(Frame Control Header : FCH)(302)가 붙으며, 상기 FCH(302)에는 DL-MAP의 디코딩에 필요한 정보가 포함된다. 즉 FCH(302)에는 DL-MAP 길이, DL-MAP의 코딩(coding) 방식 등의 내용이 들어 있다. DL-MAP에는 이번 프레임의 DL 데이터 버스트 디코딩(data burst decoding)에 필요한 정보들 즉 각 버스트별 위치 및 크기 정보, 버스트들의 MCS (Modulation and Coding Scheme) 정보 등의 내용이 포함된다. 따라서 DL 데이터 버스트(data burst)를 디코딩하기 위해서는 하기 도 4와 같이 기지국 ID를 획득하고, FCH 디코딩을 수행하며, DL MAP 디코딩과 DL 버스트 디코딩을 수행하는 401 단계 내지 407 단계의 신호처리 과정이 필요하다.

그러나 상기와 같은 구성을 갖는 OFDMA 시스템은 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor)가 1임을 가정하므로 셀(cell)의 경계 부분에 위치한 이 동 단말의 수신기는 주변 기지국들의 송신 신호를 수신하여 발생되는 간섭 신호에 의해 수신 성능이 현저하게 떨어지는 문제점이 있다.

본 발명은 OFDMA 시스템의 수신기에서 인접 셀 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 OFDMA 시스템의 수신기에서 OFDM 심볼의 프리앰블 추정 값을 이용하여 인접 셀 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 OFDMA 시스템의 수신기에서 CINR 측정 오차를 이용하여 인접 셀 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 OFDMA 시스템의 수신기에서 FCH의 오류 여부를 확인하여 인접 셀 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 OFDMA 시스템의 수신기에서 DL-MAP의 오류 여부를 확인하여 인접 셀 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명의 방법은 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신 방법에 있어서, 간섭 신호들을 발생시키는 인접 기지국들을 스캔하는 과정과, 상기 인접 기지국들로부터 수신된 상기 간섭 신호들의 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio) 값을 추정하는 과정과, 상기 추정된 CINR 값들 중 소정 임계값 보다 크면서 가장 높은 CINR 값을 결정하는 과정과, 상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호를 재생성하는 과정과, 수신 신호로부터 상기 재생성된 간섭 신호를 감산하는 과정 을 포함함을 특징으로 한다.

본 발명의 장치는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 이동 단말에 있어서, 간섭 신호들을 발생시키는 인접 기지국들을 스캔하는 수단과, 상기 인접 기지국들로부터 수신된 상기 간섭 신호들의 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio) 값을 추정하는 수단과, 상기 추정된 CINR 값들 중 소정 임계값 보다 크면서 가장 높은 CINR 값을 결정하는 수단을 구비하는 제어기와, 상기 제어기의 제어에 따라 상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호를 재생성하는 송신 모듈과, 수신 신호로부터 상기 재생성된 간섭 신호를 감산하는 수단을 포함함을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예를 설명하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.

도 5는 본 발명에 따라 OFDMA 시스템에서 간섭 신호를 제거하는 수신기의 일 구성 예를 도시한 블록도로서, 본 발명에 따른 간섭 신호 제거 장치는 하기 설명될 수신 모듈의 출력단에 피드백 구조로 연결되어 간섭 신호를 재생성하는 송신 모듈과, 수신 신호로부터 상기 재생성된 간섭 신호를 감산하는 감산 수단을 구비한다. 본 실시 예는 하기 설명될 다른 실시 예에서 상기 송신 모듈은 단말내 구비된 송신기를 공용하거나 별도의 송신 모듈을 이용할 수 있다.

도 5의 수신기는 수신 신호에 대해 순차적 간섭 신호 제거(Successive Interference Cancellation) 방식이 적용된 수신기로 FFT 처리를 거친 이후 주파수축에서 간섭 신호를 제거하며, 이는 셀 경계 지역과 같이 간섭이 심한 지역에서 높은 수신 성공률을 보여주도록 구성된다.

도 5의 수신기 구조에서 FFT(505), 디스크램블러(509), 채널 추정기(510), 채널 보상기(511), 부반송파 정렬기(513), 결합기(515), 심볼 매핑기(519), FEC 디코더(523)는 OFDM 신호를 수신하여 FFT 처리를 거친 후, 채널 보상을 수행하며 정해진 복조 방식에 따라 심볼 디매핑을 수행하며, 순방향 오류 정정을 수행하는 수신 모듈을 구성한다. 상기 수신 모듈의 구성 요소들 각각의 기본적인 동작은 도 2에서 설명한 일반적인 수신기의 동작과 동일하므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.

또한 도 5의 수신기 구조에서 FEC 인코더(527), 심볼 매핑기(529), 반복기(523), 부반송파 치환기(535), 스크램블러(537)는 FEC 디코딩을 거친 수신 신호에 대해 다시 FEC 인코딩과 정해진 변조 방식에 따른 심볼 매핑, 심볼 반복, 부반송파 치환 및 스크램블링을 수행하는 송신 과정을 수행하여 제거되어야 할 간섭 신호를 생성하는 수신기(500)내 송신 모듈을 구성한다. 상기 송신 모듈의 구성 요소들 각각의 기본적인 동작은 도 1에서 설명한 일반적인 송신기의 동작과 동일하므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.

상기한 도 5의 구성은 수신 모듈의 FFT(505)를 거친 주파수축의 수신 신호로부터 송신 모듈에서 생성된 간섭 신호를 감산(507)하는 방식으로 수신 신호에서 간 섭 신호를 제거한다. 여기서 송신 모듈은 스크램블러(537)의 출력 신호에 채널 추정 값을 곱하여 간섭 신호를 생성하게 된다. 그리고 도 5에서 제어기(501)는 인접 기지국을 스캔하고, 인접 기지국으로부터 수신된 신호의 CINR을 측정하는 수단을 구비함과 더불어 송신 모듈과 수신 모듈의 장치 전반을 제어하고, 다수의 스위치(525, 531, 541)들을 온/오프 제어하여 수신 신호에서 간섭 신호를 제거한다. 아울러 도 5에서 두 개의 스위치(517, 531) 사이에 연결된 슬라이서(521)는 심볼 디매핑기(519)와 심볼 매핑기(529)를 모두 구비한 구성 요소로 결합기(515)와 반복기(533)를 연결하는 수신 신호의 피드백 경로를 형성한다.

즉 본 발명에서 간섭 신호를 생성하는 수신 모듈의 피드백 경로는 FEC 디코더(523)와 FEC 인코더(527) 간의 신호 경로와 결합기(515)와 반복기(533) 간의 신호 경로를 선택적으로 이용할 수 있다.

도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 간섭 신호 제거 방법을 나타낸 순서도로서, 본 발명의 방법은 601 단계에서 서빙 기지국 신호와 간섭 신호들의 CINR을 측정하고, 603 단계에서 간섭 신호들 중에서 제거를 할 간섭 신호를 일정한 기준에 의해 선별한다. 여기서 간섭 신호를 선별하는 기준은 예를 들어 단말이 알고 있는 인접 기지국 셋(Neighbor BS set) 정보로부터 간섭 신호를 발생시키는 인접 기지국들을 확인하고, 해당 인접 기지국들의 간섭 신호들 중 미리 정해진 임계값을 넘어선 간섭 신호를 선택할 수 있다. 본 명세서에서 간섭 기지국이라 함은 상기 임계값 이상의 간섭 신호를 발생시키는 인접 기지국과 동일한 의미를 갖는 것으로 이해하기로 한다. 이후 단말의 수신기는 605 단계에서 제거 대상 간섭 신호들간의 CINR 값을 높은 순으로 정렬하고, 607 단계 내지 611 단계에서 FCH, DL-MAP, DL-버스트에 대해 디코딩을 수행하여 제거되어야 할 간섭 신호를 검출(interference detection)한다.

그리고 613 단계에서 도 5의 송신 모듈은 간섭 신호를 생성(interference regeneration)한 후, 615 단계에서 도 5의 수신 모듈의 FFT 단으로부터 출력되는 주파수축의 신호로부터 상기 613 단계에서 생성된 간섭 신호를 제거(interference subtraction) 등의 과정을 거친다. 이후 도 5의 수신기는 617 단계에서 간섭 신호 제거가 완료되었는 지 판단하여 완료되지 않은 경우는 상기 607 단계로 진행하여 간섭 신호를 생성하는 동작을 반복하고, 간섭 신호 제거가 완료된 경우 619 단계로 진행하여 FCH 디코딩을 수행하고, 621 단계와 623 단계에서 DL-MAP 디코딩과 DL 버스트 디코딩을 수행한다.

따라서 상기한 도 6의 과정을 수행한 수신기는 수신 신호로부터 제거 대상의 간섭 신호들을 제어한 후 최종적으로 서빙 기지국의 신호를 검출하게 된다.

이하에서는 OFDM 시스템의 수신기에서 인접 셀 간섭 신호를 제거하는 본 발명의 도출 과정을 상세하게 설명하기로 한다.

먼저 OFDMA 시스템의 수신기에서 간섭 신호를 효율적으로 제거하기 위해서는 아래 방안들이 요구된다.

1. 효과적인 채널 추정 방안

2. 효과적인 CINR 추정 방안

3. 간섭 신호 제거 장치의 올바른 동작 방안

그리고 OFDMA 시스템의 프레임 구조 및 프리앰블 구조 등의 특징을 사용하여 가장 적절한 방안을 선별하여야 한다.

OFDMA 시스템에서 간섭이 심한 파일럿 신호를 이용하여 채널 추정한 값을 본 발명의 간섭 신호 제거 장치(이하, "간섭 제거기"라 칭함)에서 사용하면, 상기 <수학식 1>에서 볼 수 있듯이 간섭 제거 후에도 잔여 간섭(Residual Interference) 신호가 다량 남게 되어 간섭 제거기의 성능이 매우 떨어지게 될 것이다. 따라서 채널 추정은 매우 중요한 부분이라 할 수 있다. 본 발명에서는 상기 잔여 간섭을 줄일 수 있는 효과적인 채널 추정 방식을 제안한다. 또한 상기 도 6에서 간섭 제거기의 동작은 간섭 기지국 즉, 인접 기지국과 서빙 기지국의 CINR 값을 비교하여 동작 여부를 결정한다. 본 발명에서는 다수의 간섭 기지국이 존재하는 경우 효과적인 CINR 추정 방안과 간섭 제거기의 동작 방안을 제안한다.

또한 IEEE 802.16 기반의 OFDMA 시스템에서 데이터 수신 과정을 도시한 도 4를 살펴보면, DL-MAP이나 DL-버스트 디코딩을 위해 반드시 FCH 디코딩을 먼저 수행하여야 한다. 따라서 간섭 제거기의 동작에서 DL-MAP 간섭 신호나 DL-버스트 간섭 신호를 재생성할 경우 반드시 간섭 신호의 FCH를 먼저 디코딩해야 한다. 그러나 디코딩된 FCH가 의미 있는 값인지 아닌지를 판단하지 않고서는 간섭 기지국의 DL-MAP을 재생성 하는 것은 의미가 없으므로 본 발명에서는 간섭 제거기의 동작 여부를 CINR 값뿐만 아니라 FCH의 오류 여부를 보고 판단하는 방식을 제안한다.

도 7은 IEEE 802.16 기반의 OFDMA 시스템에서 프리앰블의 파일럿 배치 구조를 도시한 도면으로 IEEE 802.16 기반의 OFDMA 시스템에서 프리앰블은 도 7과 같은 파일럿 배치 구조를 가지고 있다.

도 7에서 프리앰블의 파일럿 신호(71, 73, 75)는 3 개의 부반송파(SO, S1, S2)당 하나의 파일럿만을 할당하고 나머지 부반송파 위치는 비워 놓도록 되어 있다. 또한 섹터는 섹터0, 1, 2의 세 가지가 있는데, 섹터가 다른 경우에는 도 7과 같이 프리앰블의 파일럿 신호들이 겹치지 않도록 되어 있다. 따라서 섹터가 다른 경우 프리앰블은 인접 기지국에 의한 간섭의 영향이 없다고 볼 수 있다. 도 8은 세 기지국(BS1, BS2, BS3)의 중첩지역에 단말(MS)이 위치 한 경우 섹터 구조를 보여주고 있다. 도 8의 경우에서처럼 일반적으로 셀간 중첩 지역은 서로 다른 섹터를 가지도록 기지국을 설치하기 때문에 프리앰블은 간섭이 매우 적을 가능성이 많다.

또한 IEEE 802.16 기반의 OFDMA 시스템에서 프리앰블 다음에 사용하는 치환(Permutation)은 반드시 PUSC(Partial Usage of Subchannels) 방식을 사용하도록 되어 있다.

도 9는 PUSC 치환 방식에서 파일럿 신호의 배치 구조를 도시한 도면으로 PUSC 방식을 사용하는 모든 기지국들은 항상 동일한 위치에 파일럿(화살표로 도시된 부분) 신호를 사용하기 때문에 도 9의 구조를 갖는 파일럿 신호는 간섭이 매우 심할 것이라 예측이 가능하다. FCH와 DL-MAP은 시간적으로 프리앰블 바로 다음에 위치하기 때문에 반드시 PUSC 방식을 사용하게 되어있다. DL-MAP이 아닌 DL-버스트 영역에서는 PUSC 방식이 아닌 다른 방식의 치환도 사용 가능하지만 다른 방식의 치환 또한 기지국마다 동일한 위치로 파일럿 신호를 전송하기 때문에 파일럿신호간 간섭이 매우 심하게 된다. 반면 프리앰블은 셀간 중첩지역에서 서로 다른 섹터를 가지고, 서로 다른 섹터간에는 중첩이 이루어지지 않기 때문에 프리앰블의 파일럿 신호는 간섭에 대한 영향이 적다고 할 수 있다.

그러나 프리앰블은 DL-버스트 영역과 시간적으로 다른 위치에 존재하기 때문에 시간적으로 빨리 변하는 채널에 대해서는 프리앰블을 이용한 채널 추정 값이 DL-버스트 영역의 실제 채널 값과는 많이 달라질 가능성이 있다. 하지만 DL-MAP은 프리앰블과 시간적으로 바로 인접하기 때문에 채널의 시간적 변화에 대한 영향이 크지 않으며, 시간적 변화에 의한 손실보다는 파일럿의 간섭에 의한 손실이 훨씬 더 심각하므로 DL-MAP에 대한 간섭제거 시에는 프리앰블에서 추정한 채널 값을 시간 축으로 확장하여 그대로 사용하는 방법이 유리하다.

반면 프리앰블과 시간적으로 많이 떨어져 있는 DL-버스트의 경우 프리앰블만이 아닌 DL-버스트가 위치하는 데이터 영역의 파일럿 신호를 사용할 필요가 있다. 이 경우 간섭 제거를 수행할 때에 간섭 데이터뿐만이 아니라 해당 파일럿 신호를 같이 제거하여 주면, 파일럿 신호의 간섭에 의한 채널 추정 오류를 어느 정도 줄일 수 있다. 즉 간섭 신호를 재생성 하는 과정에서 데이터뿐만이 아니라 간섭 기지국의 파일럿 신호 또한 재생성하여 간섭 신호 제거 시에 데이터와 파일럿 신호 모두를 제거해 주는 방식을 사용할 수 있다.

도 10은 본 발명에 따라 OFDMA 시스템에서 간섭 신호를 제거하는 수신기의 다른 구성 예를 도시한 블록도로서, 본 실시 예에 따른 간섭 신호 제거 장치는 하기 설명될 수신 모듈의 출력단에 피드백 구조로 연결되어 간섭 신호를 재생성하는 송신 모듈과, 상기 수신 모듈의 입력 경로 상에 위치되어 프리앰블을 추출하는 프 리앰블 추출 수단과, 상기 송신 모듈의 출력 경로 상에 위치되어 파일럿 심볼을 삽입하는 파일럿 삽입 수단과, 수신 신호로부터 상기 재생성된 간섭 신호를 감산하는 감산 수단을 구비하여 프리앰블의 채널 추정 값을 이용하여 간섭 신호를 제거함을 특징으로 한다. 즉 도 10의 간섭 제거기가 도 5의 간섭 제거기와 다른 점은 간섭 신호 재생성시에는 데이터뿐만이 아니라 데이터 영역의 파일럿 신호도 재생성하여 제거하고, 프리앰블의 채널 추정 값을 간섭 신호 제거에 사용한다. 또한 도 10의 제어기(1001)는 간섭 신호가 모두 제거된 상태에서는 프리앰블의 파일럿 신호와 데이터 영역의 파일럿 신호도 채널 추정에 함께 사용하도록 제어한다.

도 10의 수신기 구조에서 FFT(1005), 디스크램블러(1009), 채널 추정기(1013), 채널 보상기(1015), 부반송파 정렬기(1017), 결합기(1019), 심볼 매핑기(1023), FEC 디코더(1027)는 OFDM 신호를 수신하여 FFT 처리를 거친 후, 채널 보상을 수행하며 정해진 복조 방식에 따라 심볼 디매핑을 수행하며, 순방향 오류 정정을 수행하는 수신 모듈을 구성한다. 상기 수신 모듈의 구성 요소들 각각의 기본적인 동작은 도 5에서 설명한 수신기의 동작과 동일하다.

또한 도 10의 수신기 구조에서 FEC 인코더(1031), 심볼 매핑기(1033), 반복기(1037), 부반송파 치환기(1039), 스크램블러(1043)는 FEC 디코딩을 거친 수신 신호에 대해 다시 FEC 인코딩과 정해진 변조 방식에 따른 심볼 매핑, 심볼 반복, 부반송파 치환 및 스크램블링을 수행하는 송신 과정을 수행하여 제거되어야 할 간섭 신호를 재생성하는 수신기(1000)내 송신 모듈을 구성한다. 상기 송신 모듈의 구성 요소들 각각의 기본적인 동작은 도 5에서 설명한 송신기의 동작과 동일하다.

다만 도 10의 실시 예에서 상기 수신 모듈의 입력 경로 상에 위치된 프리앰블 추출기(1011)는 FFT(1005)의 출력 신호로부터 프리앰블을 추출하고, 채널 추정기(1013)는 추출된 프리앰블에 대해 채널 추정을 수행하여 수신 모듈의 채널 보상기(1015)와, 송신 모듈과 연결된 승산기(1045)로 각각 출력한다. 또한 상기 송신 모듈의 출력 경로 상에 위치된 파일럿 삽입기(1041)는 부반송파 치환기(1039)의 출력 신호에 파일럿 심볼을 삽입하고, 감산기(1007)는 수신 신호로부터 재생성된 간섭 신호를 감산한다.

상기한 도 10의 구성은 수신 모듈의 FFT(1005)를 거친 주파수축의 수신 신호로부터 송신 모듈에서 재생성된 간섭 신호를 감산(1007)하는 방식으로 수신 신호에서 간섭 신호를 제거한다. 여기서 송신 모듈은 스크램블러(1043)의 출력 신호에 프리앰블의 채널 추정 값을 곱하여 간섭 신호를 생성하게 된다. 그리고 도 10에서 제어기(1001)는 인접 기지국을 스캔하고, 인접 기지국으로부터 수신된 신호의 CINR을 측정하는 수단을 구비함과 더불어 송신 모듈과 수신 모듈의 장치 전반을 제어하고, 다수의 스위치(1021, 1029, 1035, 1047)들을 온/오프 제어하여 수신 신호에서 프리앰블의 채널 추정 값을 이용하여 간섭 신호를 제거한다.

또한 도 10에서 두 개의 스위치(1021, 1035) 사이에 연결된 슬라이서(1025)는 심볼 디매핑기(1023)와 심볼 매핑기(1033)를 모두 구비한 구성 요소로 결합기(1019)와 반복기(1037)를 연결하는 수신 신호의 피드백 경로를 형성한다. 즉 본 발명에서 간섭 신호를 생성하는 수신 모듈의 피드백 경로는 FEC 디코더(1027)와 FEC 인코더(1031) 간의 신호 경로와 결합기(1019)와 반복기(1037) 간의 신호 경로를 선 택적으로 이용할 수 있다.

본 발명에 따라 FCH 및 DL-MAP의 간섭 신호 제거 시 사용하는 채널 추정은 다음과 같은 방식으로 진행한다.

1. 간섭 신호 검출시: 간섭 신호에 대한 모든 채널 추정값은 프리앰블로부터 추정된 값을 그대로 사용한다.

2. 간섭 신호 재생성시: 간섭 FCH 및 간섭 DL-MAP 데이터의 재생성 시에는 데이터와 함께 간섭 PUSC 파일럿 신호도 같이 재생성한다.

3. 간섭 신호 제거기: 간섭 신호 제거 시에는 간섭 FCH 및 간섭 DL-MAP 데이터와 함께 간섭 PUSC 파일럿 신호도 같이 제거한다.

4. 서빙 기지국 신호 검출시: 간섭 신호가 모두 제거된 후 서빙 기지국의 FCH 및 DL-MAP 데이터를 검출하는 경우 채널 추정을 위한 프리앰블과 간섭 신호가 제거된 PUSC 파일럿 신호를 함께 사용한다.

도 11은 본 발명에 따른 간섭 신호기가 구비된 수신기의 비트오율(Bit Error Rate : BER) 성능을 나타낸 도면으로서, 도 11을 살펴보면, 간섭이 심한 PUSC 파일럿 신호만을 사용하는 간섭 제거기의 성능은 간섭 신호를 제거하지 않은 기존 수신기에 비하여 우수한 성능을 나타내지만, 간섭 신호의 영향이 없는 프리앰블의 파일럿 신호를 이용한 방식에 비하여 매우 낮은 성능을 보여줌을 알 수 있다. 또한 프리앰블의 파일럿 신호를 이용한 간섭 제거기의 성능은 간섭이 없는 환경에서 수신기의 성능과 적은 채널 추정 오류에 의해 생긴 잔여 간섭만큼의 성능 차이만을 보여줌을 알 수 있다.

또한 도 10의 구성에서 상기 제어기(1001)는 후술할 도 12 및 도 13의 실시 예와 같이 CINR의 측정 오차, FCH 오류 또는 DL-MAP 오류를 이용하여 간섭 신호를 제공하도록 제어할 수 있다.

이하 CINR의 측정 오차, FCH 오류 또는 DL-MAP 오류를 이용하여 간섭 제거기를 제어하는 본 발명의 특징을 상세하게 설명하기로 한다.

수신된 프레임에 대하여 간섭 제거기가 동작할 지 또는 말아야 할지를 결정하는 파라미터는 추정된 CINR 값이다. 본 발명에 따른 간섭 제거기의 기본적인 동작 방식은 서빙 기지국의 CINR 값과 간섭 기지국의 CINR 값을 비교하여, 두 값의 차이가 일정한 임계값을 넘게 되면 간섭 제거기를 동작시킨다. 따라서 추정된 CINR 값의 정확도는 매우 중요한 부분이라 할 수 있다. CINR 값의 추정은 프리앰블의 파일럿 신호나 데이터 영역의 파일럿 신호를 이용하며, 채널 추정 방식과 마찬가지로 데이터 영역의 파일럿 신호는 간섭에 의한 영향이 매우 크므로, 데이터 영역의 파일럿 신호를 이용한 CINR 값의 추정 결과는 프리앰블의 파일럿 신호를 이용한 CINR 값의 추정 결과에 비하여 성능이 좋지 않다. 따라서 간섭 제거기 동작을 위한 CINR 값의 추정은 프리앰블의 파일럿 신호를 이용하는 방식이 유리하다.

한편 도 6의 실시 예에서는 임계값 이상의 간섭 신호를 발생시키는 간섭 기지국이 둘 이상 있을 경우 간섭 기지국의 CINR 값이 큰 순서대로 간섭 제거를 수행하였다. 즉 수신기는 상대적으로 큰 값을 갖는 간섭 신호부터 순차적으로 제거를 하게 되는데 이 과정에서 서빙 기지국 및 잔여 간섭 기지국의 CINR 값들은 간섭이 발생되기 이전의 CINR 값들과 달라지게 된다. 예를 들어, 다음과 같은 상황이 발생 할 수 있다.

간섭1(I₁), 간섭2(I₂), 그리고 간섭3(I₃)의 CINR 값이 측정되고, 간섭 제거 동작의 임계값을 '0'으로 설정하며, 초기 CINR 값의 측정 결과가 상기 <수학식 5>와 같은 경우 간섭1, 간섭2, 그리고 간섭3은 모두 간섭제거 대상이 된다. 그리고 간섭1의 CINR 값이 가장 크기 때문에, 1차 제거 대상이 된다. 도 6의 실시 예에서는 간섭1을 제거한 후, 간섭2와 3을 차례대로 제거하도록 되어 있다.

그러나 간섭1이 주는 영향이 일단 제거된 후에는 간섭2와 3의 영향이 처음과 달라질 수 있다.

예를 들어 1차 간섭1의 제거가 끝난 후에 CINR 값을 다시 측정한 결과가 상기 <수학식 6>과 같이 되어, 간섭3은 더 이상 간섭 제거 대상이 되지 않게 된다. 이러한 경우가 발생되는 원인은 간섭1이 제거 여부에 따라 간섭2와 3이 프리앰블 그리고 데이터 영역의 파일럿 신호에 주는 영향이 서로 다를 수 있고, 이로 인한 CINR 값의 추정 오류가 서로 다른 크기로 발생할 수 있기 때문이다.

상기한 문제점을 해결하기 위해서는 간섭 신호 제거 시 수신 신호로부터 간 섭 프리앰블 및 데이터 영역의 파일럿 신호를 함께 빼 주고, 잔여 간섭 기지국 및 서빙 기지국에 대한 CINR 값의 측정을 다시 실시하여 간섭 제거 대상을 다시 결정하는 것이 바람직 할 것이다. 이러한 방식을 적용하게 되면, 매번 간섭 제거 시마다 간섭 신호 제거 대상을 다시 선정하기 때문에 제거 대상 간섭 신호들 중에서 CINR 값이 가장 큰 간섭 신호만을 선정하여 제거하면 된다.

즉 도 12는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 간섭 신호 제거 방법을 나타낸 순서도로서, 이는 간섭 신호들 중에서 CINR 값이 가장 큰 간섭 신호만을 선정하여 제거하는 과정을 나타낸 것이다.

도 12의 실시 예와 도 6의 실시 예의 차이점은 간섭 신호 제거 시 프리앰블 및 데이터 영역의 파일럿 신호도 같이 제거하고, 간섭 신호가 제거된 수신 신호를 기준으로 다시 CINR 값을 측정하여 다시 제거 대상 간섭 신호들을 선정한 후, 제거 대상 간섭 신호들 중에서 가장 큰 CINR 값을 갖는 간섭 신호만을 제거하는 점이다. 그리고 더 이상 제거 대상 간섭 신호가 존재하지 않을 때까지 가장 큰 CINR 값을 갖는 간섭 신호의 제거 동작을 반복한다.

상기한 동작을 위해 도 12의 1201 단계에서 제어기(1001)는 간섭 기지국의 신호들의 CINR 값을 측정하고, 1203 단계에서 간섭 신호들 중에서 제거를 할 간섭 신호를 일정한 기준에 의해 선별한다. 여기서 간섭 신호를 선별하는 기준은 예를 들어 단말이 알고 있는 인접 기지국 셋(Neighbor BS set) 정보로부터 간섭 신호를 발생시키는 인접 기지국들을 확인하고, 해당 인접 기지국들의 간섭 신호들 중 미리 정해진 임계값을 넘어선 간섭 신호를 선택할 수 있다.

상기 1203 단계에서 제거 대상 간섭 신호들이 결정된 경우 1205 단계에서 제어기(1001)는 제거 대상 간섭 신호들 중 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호를 결정하고, 1207 단계 내지 1211 단계에서 FCH, DL-MAP, DL-버스트에 대해 디코딩을 수행하여 제어되어야 할 간섭 신호를 검출(interference detection)한다. 이후 도 10의 수신 모듈을 거친 수신 신호는 피드백 경로를 통해 송신 모듈로 전달되고, 1213 단계에서 송신 모듈은 간섭 신호를 재생성(interference regeneration)함은 물론 파일럿 삽입기(1041)를 통해 삽입된 파일럿 심볼을 이용하여 간섭 프리앰블 및 데이터 영역의 파일럿 신호를 재생성한다.

그리고 1215 단계에서 제어기(1011)는 스위치(1047)를 제어하여 재생성된 간섭 신호와, 간섭 프리앰블 및 데이터 영역의 파일럿 신호를 감산기(1007)로 인가하여 도 10의 수신 모듈의 FFT 단으로부터 출력되는 수신 신호로부터 상기 1213 단계에서 생성된 간섭 신호를 제거(interference subtraction)하게 된다. 이후 도 10의 제어기(1001)는 상기 1201 단계로 진행하여 제거 대상 간섭 신호가 모두 제거될 때까지 이후 동작을 반복하고, 간섭 신호가 모두 제거된 경우 1217 단계로 진행하여 서빙 기지국으로부터 수신된 FCH의 디코딩을 수행하고, 1219 단계와 1221 단계에서 서빙 기지국으로부터 수신된 DL-MAP의 디코딩과 DL 버스트의 디코딩을 수행한다.

따라서 상기한 도 12의 과정을 수행한 수신기는 수신 신호로부터 제거 대상의 간섭 신호들을 제어한 후 최종적으로 서빙 기지국의 신호를 검출하게 된다.

한편 상기한 도 12의 실시 예에서 간섭 신호의 검출 시에는 간섭 기지국의 FCH에 대한 검출이 가장 우선이 되어야 한다. 이는 상기 <표 1>의 FCH의 필드 구성에 제시된 바와 같이 FCH에는 해당 프레임의 사용 부채널 사용 정보(Used Subchannel Bitmap), DL-MAP의 반복 부호율(Repetition Coding Indication), DL-MAP의 채널 부호 방식(Coding Indication) 그리고 DL-MAP의 길이(DL-MAP Length) 정보 등이 포함되어 있기 때문이다.

즉 간섭 기지국의 DL-MAP을 검출하기 위해서는 반드시 간섭 기지국의 FCH에 대한 성공적인 검출이 전제되어야 한다. 만일 간섭 기지국의 FCH가 잘못 검출된 경우 FCH에 대한 간섭 제거만을 수행하고, DL-MAP이나 DL-버스트에 대한 간섭 제거는 수행하지 말아야 한다. 일반적으로 오류 여부에 대한 판단은 CRC(Cyclic Redundancy Check) 비트를 사용한다. 그러나 FCH에는 CRC 비트가 포함되어 있지 않기 때문에 정확한 판단을 하기가 힘들다. 그렇지만 FCH의 몇가지 특징을 이용하면 FCH의 오류 여부를 어느정도 정확히 판단할 수 있다. FCH는 테일 바이팅 길쌈부호(Tail Biting Convolutional Code)로 부호화 되어있서, 비터비 복호(Viterbi Decoding)시에 시작 상태(Initial State)값과 최종 상태(Final State)값이 같아야 한다. 또한 복호 후에 FCH 필드값을 확인해 보면, 상기 표1에 나와있는 예약 비트(reserved bit)가 '0'으로 되어 있는지를 확인해 볼 수 있다. 이러한 FCH의 특징들을 이용하여 FCH 오류 여부를 판단한다.

한편 FCH와는 다르게, DL-MAP의 경우에는 32 비트의 CRC가 포함되어 있기 때문에 DL-MAP의 오류 여부는 CRC 비트를 확인하여 검출할 수 있다. 따라서 DL-MAP의 CRC 확인을 통해 만일 DL-MAP의 CRC가 정상(Good)인 경우 DL-MAP 및 DL-버스트에 대한 간섭 제거를 수행하고, DL-MAP CRC가 실패(bad)인 경우 DL-MAP에 대한 간섭 제거만 수행하고, DL-버스트에 대한 간섭 제거는 수행하지 않은 것이 바람직 할 것이다.

일반적으로 FCH나 DL-MAP의 오류가 확인된 경우 오류가 발생된 FCH나 DL-MAP에 대한 간섭 제거를 하지 말아야 한다고 생각할 수 있다. 하지만, FCH나 DL-MAP 오류라고 판단하는 것은 FCH나 DL-MAP을 구성하는 여러 비트들 중에 하나만 오류가 나더라도 전체 오류로 판단하게 된다. 그러므로 전체 비트 중에서 비트 오류의 개수가 충분히 작을 경우에는 간섭 제거를 수행하는 경우가 간섭 제거를 수행하지 않는 경우 보다 우수한 성능을 보장한다. 따라서 간섭 제거 대상 선정에 있어서 간섭 기지국의 CINR 값이 일정한 임계값을 넘었을 때만, 즉 FCH나 DL-MAP의 CRC 오류가 나더라도 전체 비트 오류의 개수가 충분히 작을 것으로 예측되는 경우에만 간섭 제거를 수행하도록 하는 것이 바람직하다. 여기서 상기 임계값은 제거 대상 간섭 신호의 채널 상태, 채널 코딩 방식, 그리고 부호율 등에 따라 다르기 때문에 간섭 제거 시점에 그에 맞는 임계값을 사용하는 것이 필요하다.

도 13은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 간섭 신호 제거 방법을 나타낸 순서도로서, 이는 CINR 측정 오류, FCH 오류 및 DL-MAP 오류 여부를 고려한 간섭 제거기의 다른 동작을 나타낸 것이다.

도 12의 실시 예와 도 13의 실시 예의 차이점은 FCH과 DL-MAP의 오류 여부를 확인한 후에 간섭 기지국의 DL-MAP과 DL-버스트의 제거 동작을 결정한다는데 있다. 즉 FCH 오류인 경우 FCH에 대한 간섭 제거만 실시하고, DL-MAP 오류인 경우 DL-MAP에 대한 간섭 제거까지 수행하는 점이다.

상기한 동작을 위해 도 13의 1301 단계에서 제어기(1001)는 간섭 기지국의 신호들의 CINR 값을 측정하고, 1303 단계에서 간섭 신호들 중에서 제거를 할 간섭 신호를 일정한 기준에 의해 선별한다. 여기서 간섭 신호를 선별하는 기준은 도 12의 실시 예와 동일하다. 상기 1303 단계에서 제거 대상 간섭 신호들이 결정된 경우 1305 단계에서 제어기(1001)는 제거 대상 간섭 신호들 중 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호를 결정하고, 1307 단계에서 FCH에 대해 디코딩을 수행하여 제어되어야 할 간섭 신호를 검출한다. 이후 제어기(1001)는 1309 단계에서 FCH의 채널 코딩 방식과 예약 비트를 확인하여 오류 여부를 확인하고, 오류가 발생되지 않은 경우 1311 단계에서 DL-MAP에 대해 디코딩을 수행하여 제어되어야 할 간섭 신호를 검출한다.

또한 1313 단계에서 제어기(1001)는 DL-MAP의 CRC 비트를 확인하여 오류 여부를 확인하고, 오류가 발생되지 않은 경우 1315 단계에서 DL-버스트에 대해 디코딩을 수행하여 제어되어야 할 간섭 신호를 검출한 후, 1317 단계로 진행한다. 한편 상기 1309 단계에서 FCH 오류가 발생된 경우 제어기(1001)는 DL-MAP과 DL-버스트에 대한 간섭 신호 검출 동작을 생략하고, 바로 1317 단계로 진행한다. 또한 상기 1313 단계에서 DL-MAP 오류가 발생된 경우 제어기(1001)는 DL-버스트에 대한 간섭 신호 검출 동작을 생략하고, 바로 1317 단계로 진행한다.

이후 도 10의 수신 모듈을 거친 수신 신호는 피드백 경로를 통해 송신 모듈로 전달되고, 1317 단계에서 송신 모듈은 간섭 신호를 재생성함은 물론 파일럿 삽입기(1041)를 통해 삽입된 파일럿 심볼을 이용하여 간섭 프리앰블 및 데이터 영역의 파일럿 신호를 재생성한다. 그리고 1319 단계에서 제어기(1011)는 스위치(1047)를 제어하여 재생성된 간섭 신호와, 간섭 프리앰블 및 데이터 영역의 파일럿 신호를 감산기(1007)로 인가하여 도 10의 수신 모듈의 FFT 단으로부터 출력되는 수신 신호로부터 상기 1313 단계에서 생성된 간섭 신호를 제거하게 된다.

이후 도 10의 제어기(1001)는 상기 1301 단계로 진행하여 제거 대상 간섭 신호가 모두 제거될 때까지 이후 동작을 반복하고, 간섭 신호가 모두 제거된 경우 1321 단계로 진행하여 서빙 기지국으로부터 수신된 FCH의 디코딩을 수행하고, 1323 단계와 1325 단계에서 서빙 기지국으로부터 수신된 DL-MAP의 디코딩과 DL 버스트의 디코딩을 수행한다.

따라서 상기한 도 13의 과정을 수행한 수신기는 수신 신호로부터 제거 대상의 간섭 신호들을 제어한 후 최종적으로 서빙 기지국의 신호를 검출하게 된다.

이상 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 간섭 제거기를 구비한 수신기를 사용하여 셀간 경계 지역과 같이 신호 간섭이 심한 지역에서도 단말의 수신 성능을 기존 수신기에 비하여 획기적으로 향상시킬 수 있다.

Claims

직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신 방법에 있어서,

간섭 신호들을 발생시키는 인접 기지국들을 스캔하는 과정과,

상기 인접 기지국들로부터 수신된 상기 간섭 신호들의 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio) 값을 추정하는 과정과,

상기 추정된 CINR 값들 중 소정 임계값 보다 크면서 가장 높은 CINR 값을 결정하는 과정과,

상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호를 재생성하는 과정과,

수신 신호로부터 상기 재생성된 간섭 신호를 감산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 간섭 신호 제거 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 임계값을 넘는 모든 간섭 신호들이 제거될 때까지 상기 각 과정들은 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 간섭 신호 제거 방법.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 임계값을 넘는 간섭 신호 제거된 경우 서빙 기지국으로부터 수신된 신호를 디코딩하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 간섭 신호 제거 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호에 대해 FCH(Frame Control Header) 오류 여부를 확인하는 과정과,

상기 FCH 오류가 확인된 경우 해당 간섭 신호의 다운링크 맵(DL-MAP)과 다운링크 버스트(DL-burst)의 디코딩을 생략하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 간섭 신호 제거 방법.
제 1 항 또는 제 4 항에 있어서,

상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호에 대해 다운링크 맵(DL-MAP)의 오류 여부를 확인하는 과정과,

상기 DL-MAP의 오류가 확인된 경우 해당 간섭 신호의 다운링크 버스트(DL-burst)의 디코딩을 생략하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 간섭 신호 제거 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 간섭 신호에 대한 채널 추정값은 상기 수신 신호의 프리앰블에 대한 채널 추정값을 이용함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 간섭 신호 제거 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 간섭 신호가 모두 제거된 후 서빙 기지국의 FCH 및 DL-MAP 데이터를 검출하는 경우 채널 추정을 위한 프리앰블과 간섭 신호가 제거된 PUSC(Partial Usage of Subchannels) 파일럿 신호를 함께 이용함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 간섭 신호 제거 방법.
직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 이동 단말에 있어서,

간섭 신호들을 발생시키는 인접 기지국들을 스캔하는 수단과, 상기 인접 기지국들로부터 수신된 상기 간섭 신호들의 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio) 값을 추정하는 수단과, 상기 추정된 CINR 값들 중 소정 임계값 보다 크면서 가장 높은 CINR 값을 결정하는 수단을 구비하는 제어기와,

상기 제어기의 제어에 따라 상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호를 재 생성하는 송신 모듈과,

수신 신호로부터 상기 재생성된 간섭 신호를 감산하는 수단을 포함함을 특징으로 하는 이동 단말의 간섭 신호 제거 장치.
제 8 항에 있어서,

상기 제어기는 상기 임계값을 넘는 모든 간섭 신호들이 제거될 때까지 상기 재생성된 간섭 신호의 감산 동작을 반복하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 이동 단말의 간섭 신호 제거 장치.
제 8 항 또는 제 9 항에 있어서,

상기 제어기는 상기 임계값을 넘는 간섭 신호 제거된 경우 서빙 기지국으로부터 수신된 신호를 디코딩하도록 제어함을 특징으로 하는 이동 단말의 간섭 신호 제거 장치.
제 8 항에 있어서,

상기 제어기는 상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호에 대해 FCH(Frame Control Header) 오류 여부를 확인하여 상기 FCH 오류가 확인된 경우 수신 모듈을 제어하여 해당 간섭 신호의 다운링크 맵(DL-MAP)과 다운링크 버스트(DL-burst)의 디코딩을 생략하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 이동 단말의 간섭 신호 제거 장치.
제 8 항 또는 제 11 항에 있어서,

상기 제어기는 상기 가장 높은 CINR 값을 갖는 간섭 신호에 대해 다운링크 맵(DL-MAP)의 오류 여부를 확인하여 상기 DL-MAP의 오류가 확인된 경우 수신 모듈을 제어하여 해당 간섭 신호의 다운링크 버스트(DL-burst)의 디코딩을 생략하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 이동 단말의 간섭 신호 제거 장치.