KR20060098030A - 이동 통신 시스템에서 귀환 비트를 이용하여 메시지를 시공간 터보 부호화하여 송신하는 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 장치 및 방법에 있어서, 채널 이득 또는 위상에 대한 귀환 정보를 갖는 귀환 비트를 이용하여 메시지를 부호화하여 송신하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 귀환 형태를 사용하는 시공간 터보 부호는 종래의 시공간 터보 부호보다 더 우수한 성능을 나타낸다.

Description

이동 통신 시스템에서 귀환 비트를 이용하여 메시지를 시공간 터보 부호화하여 송신하는 장치 및 방법 {An apparatus and a method for transmission which encoding a message with spact-time turbo code using feedback bit in mobile communication system}
도 1은 인터리버에 의하여 분리된 2개의 재귀적 조직형 길쌈(Recursive Systematic Convolution, RSC) 부호기가 구비된 병렬 연접(concatenation) 시공간 터보 부호의 부호기를 도시한 것.
도 2는 대각선 가중 형태의 시공간 터보 부호의 정규화된 BER을 도시한 것.
도 3은 안테나 절환 형태의 시공간 터보 부호의 송신기를 도시한 것.
도 4는 안테나 절환 형태로 시공간 터보 부호화하는 방법의 순서도.
도 5는 잡음이 없는 페이딩 채널에서 송수신된 심볼의 성좌점을 도시한 것.
도 6은 양자화된 위상 귀환 형태의 시공간 터보 부호의 송신기를 도시한 것.
도 7은 양자화된 위상 귀환 형태로 시공간 터보 부호화하는 방법의 순서도.
도 8은 결합된 형태의 시공간 터보 부호의 송신기를 도시한 것.
도 9는 유사-스태틱 레일레이 페이딩 채널에서 본 발명에 따른 귀환 형태를 갖는 BPSK 시공간 터보 부호의 성능을 도시한 것.
도 10은 본 발명에 따른 형태를 갖는 QPSK 시공간 터보 부호의 성능을 도시 한 것.
본 발명은 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 장치 및 방법에 있어서, 채널 이득 또는 위상에 대한 귀환 정보를 갖는 귀환 비트를 이용하여 메시지를 부호화하여 송신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근, 시공간 코드 및 터보 코드를 결합한 시공간 터보 부호에 대하여 광범위한 연구가 진행되고 있다. 시공간 터보 부호는 시공간 코드의 공간 다이버시티 이득 및 터보 코드의 강력한 코딩 이득을 갖기 때문에, 다양한 시변 채널에서 강력한 오류 정정 성능을 제공한다.
시공간 터보 부호에 관한 대부분의 연구에서, 송신기는 채널 상태 정보(CSI, Channel State Information)는 알지 못하는 것으로 가정한다. 그러나, 송신기가 적합한 귀환 형태를 사용하여 상기 채널 상태 정보를 알고 있는 경우, 시공간 터보 부호의 성능은 개선될 수 있다. 양자화된 귀환 정보를 갖는 대각선으로 가중된 형태가 시공간 블록 코드의 성능을 개선하기 위하여 제안되었다. 그러나, 대각선 가중 형태는 정보 비트(systematic bit)와 패러티 비트를 구별하지 않기 때문에, 시공간 터보 부호에 적용할 수 없다.
본 발명은 상기와 같은 문제를 해결하기 위하여 제안된 것으로서, 양자화된 귀환 형태를 사용하는 복수의 송신 안테나로 시공간 터보 부호의 성능을 개선시킬 수 있는 귀환 형태에 관한 것이다. 하나의 귀환 형태는 더 큰 채널 이득의 안테나를 통하여 정보 비트를 전송하는 안테나 절환(antenna altering, AA) 형태이다. 다른 귀환 형태는 채널 위상의 귀환 정보에 따라 신호 성좌점을 회전시키는 양자화된 위상 귀환(quantized phase feedback, QPF) 형태이다.
본 발명에 따른 귀환 형태를 사용하는 시공간 터보 부호는 종래의 시공간 터보 부호보다 더 우수한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 장치 및 방법에 있어서, 채널 이득 또는 위상에 대한 귀환 정보를 갖는 귀환 비트를 이용하여 메시지를 부호화하여 송신하는 장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다.
본 발명은 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 장치 및 방법에 있어서, 채널 이득 또는 위상에 대한 귀환 정보를 갖는 귀환 비트를 이용하여 메시지를 부호화하여 송신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따라 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 방법은, 상기 메시지에 해당하 는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 단계(a); 상기 복수개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있는 귀환 비트를 수신 안테나로부터 수신하는 단계(b); 상기 귀환 비트를 통하여 상기 복수개의 송신 안테나 중 채널 이득이 가장 큰 송신 안테나를 선택하는 단계(c); 및 상기 선택된 안테나를 통하여 상기 정보 비트를 송신하고, 나머지 안테나 중 어느 하나를 통하여 상기 패러티 비트를 송신하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명에 따라 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 방법은, 상기 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 단계(a); 상기 복수개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 위상차 정보가 반영되어 있는 귀환 비트를 수신 안테나로부터 수신하는 단계(b); 상기 귀환 비트를 통하여 상기 채널 이득 위상차가 가장 크도록 상기 정보 비트 및 패러티 비트에 해당되는 성좌점을 각각 회전시키는 단계(c)를 포함한다.
이하에서는, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 구체적으로 설명한다. 그러나, 본 발명이 하기 실시예에 의하여 제한되는 것은 아니다. 설명의 편의를 위하여, 동일하거나 유사한 구성요소에 대해서는 동일하거나 유사한 도면 부호를 부여하였다.
먼저, 두 개의 송신 안테나를 구비하는 이동 통신 시스템에서 사용되는 시공간 터보 부호화에 대하여 설명한다.
도 1은 홀짝 인터리버에 의하여 분리된 2개의 재귀적 조직형 길쌈 (Recursive Systematic Convolution, RSC) 부호기(121, 122)가 구비된 병렬 연접(concatenation) 시공간 터보 부호의 부호기를 도시한 것이다. 상기 터보 부호기는 정보 비트 및 천공된 패러티 비트의 두 개의 출력값을 갖는다. 상기 정보 비트는 입력 비트와 동일하다. 상기 천공된 패러티 비트는 제1RSC 부호기(121) 및 제2RSC 부호기(122) 출력의 모듈로-2 덧셈 연산(150)으로부터 생성된다. 시공간 터보 부호의 부호어는 하기 수학식 1과 같다:
[수학식 1]
Figure 112005012313919-PAT00001
상기식에서,
X(D)는 부호길이가 ℓ인 입력 비트이고,
G(D)는 RSC 부호기의 다항식 생성기이며,
π(.)는 비트 치환기(permuter)이고,
δe(.)는 홀수번째 자리의 비트를 0으로 대체하는 천공(puncturing) 연산자이다.
상기 부호길이 ℓ은 짝수인 것으로 가정하였고, X0 및 Xe는 각각 ℓ/2 길이의 홀수 및 짝수 정보 비트 벡터이다. 홀수 및 짝수 생성 행렬은 각각 하기 수학 식 2 및 3과 같다:
[수학식 2]
Figure 112005012313919-PAT00002
[수학식 3]
Figure 112005012313919-PAT00003
상기식에서, gi(i=0, 1, ..., ℓ-1)는 G(D)의 i번째 계수이다.
부호어 행렬의 열 치환은 그의 랭크 특성을 변화시키지 아니하므로, 시공간 부호의 열 치환된 부호어는 하기 수학식 4와 같다:
[수학식 4]
Figure 112005012313919-PAT00004
상기식에서, P0 및 Pe는 각각 π(.)에 의한 홀수 및 짝수 비트의 치환에 대응하는 홀수 및 짝수 치환 행렬이다.
최대 랭크(full rank)가 되도록 상기 수학식 4의 부호어 행렬은 하기 수학식 5의 충분 조건을 만족하여야 한다:
[수학식 5]
Figure 112005012313919-PAT00005
단, 상기식에서 X0 및 Xe는 동시에 0이 아니다.
그러나, 성능을 저하시키는 천공 및 차선의 디코딩으로 인하여, 상기 수학식 4의 부호어 행렬을 갖는 시공간 터보 부호는 최대 다이버시티를 갖지 못한다. 최대 안테나 다이버시티를 달성하기 위해서, 시공간 터보 부호의 회전된 구조(rotated construction)가 제안되었다[H. Su and E. Geraniotis, "Space-time turbo codes with full antenna diversity," IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 49, no. 1, pp. 47-57, Jan. 2001]. 회전된 구조의 시공간 터보 부호의 부호어 행렬은 하기 수학식 6과 같다:
[수학식 6]
Figure 112005012313919-PAT00006
모의 실험에 의하면 최대 안테나 다이버시티는 회전된 구조에 의하여 달성될 수 있는 것으로 알려져 있다.
이하에서는 두 개의 송신 안테나에서 양자화된 귀환을 사용하는 시공간 터보 부호에 대하여 설명한다.
두 개의 전송 안테나를 갖는 직교 시공간 블록 코드의 성능은 대각선 가중 형태를 사용하여 개선시킬 수 있다. 대각선으로 가중된 형태에서는, 두 개의 안테나에 대하여 각각 |a|2 및 1-|a|2으로 가중치를 두어 송신기가 송신 전력을 조정한다. 여기에서 상기 a는 가중 인자이다. 도 2는 대각선 가중 형태의 시공간 터보 부호의 정규화된 BER(비트 오율)을 도시한 것이다. 대각선 가중 형태의 시공간 터보 부호는 |a|2=0.5에서 최소 BER을 갖는다. |a|2=1-|a|2=0.5의 가중치가 적용된 시공간 터보 부호는 가중되지 않은 송신 전력을 갖는 본래의 시공간 터보 부호와 동일하다. 따라서, 대각선으로 가중된 형태는 시공간 터보 부호의 성능을 개선시키는데 영향을 주지 않는다.
따라서, 본 발명에서는 양자화된 귀환 정보를 사용하여 그 성능을 개선하기 위하여, 안테나 절환(Antenna Altering, AA) 형태, 양자화된 위상 귀환(Quantized Phase Feedback) 형태, 및 이들을 조합한 형태의 귀환 형태를 제안한다.
이하에서는 안테나 절환(AA) 형태에 대하여 설명한다.
복호기에서 심볼 시간 t에서 상태 s로부터 상태 s'으로 천이되는 상태 천이를 고려한다. 심볼 시간 t에서 수신된 신호 yt에 대하여, 천이 (s, s')의 가지 경로 길이는 하기 수학식 7과 같다:
[수학식 7]
Figure 112005012313919-PAT00007
상기식에서, pi는 패러티 비트를 나타낸다.
ct=a 및 pt=b는 각각 심볼 시간 t에서 천이 (s, s')에 대응하는 정보 비트 및 패러티 비트인 것으로 가정한다. 도 1에 도시되어 있는 천공기(131, 132)는 홀수 위치의 비트를 0으로 대체하므로, 제1RSC 부호기(121)에 의하여 생성된 패러티 비트는 홀수 심볼 시간에 수신된 심볼을 포함하지 않는다. 홀수 심볼 시간의 패러티 비트는 상태 천이 (s, s')에 대하여 독립적이다. 짝수 및 홀수 심볼 시간에서의 가지 경로 길이는 각각 하기 수학식 8a 및 8b와 같다:
[수학식 8a]
Figure 112005012313919-PAT00008
[수학식 8b]
Figure 112005012313919-PAT00009
상기 수학식 8a 및 8b로부터, 정보 비트의 확률은 각각의 심볼 시간에서의 가지 경로 길이의 계산과 관련이 있고, 패러티 비트의 확률은 짝수 심볼 시간에서의 가지 경로 길이의 계산과 관련이 있음을 알 수 있다. 따라서, 시공간 터보 부호의 복호 시 정보 비트의 신뢰성이 패러티 비트의 신뢰성보다 더욱 중요하다. 정보 비트가 보다 적은 채널 이득의 안테나를 통하여 전송되는 경우, 시공간 터보 부호의 성능은 저하된다.
이러한 성능 저하를 완하시키기 위하여, 본 발명에서는 안테나 절환(AA) 형태를 제안한다. AA 형태에서는 채널의 귀환 정보에 따라 보다 더 높은 채널 이득을 갖는 안테나를 통하여 정보 비트를 전송한다. AA 형태의 부호어 행렬은 하기 수학식 9와 같다:
[수학식 9]
Figure 112005012313919-PAT00010
상기식에서, αi는 i번째 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 복소 채널 이득이다.
도 3은 본 발명에 따른 안테나 절환 형태의 시공간 터보 부호의 송신기를 도시한 것이다. 상기 송신기는 도 1에 도시되어 있는 바와 같이 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 시공 간 터보 부호기(100); 및 상기 정보 비트 및 패러티 비트 각각에 대하여 2개의 안테나(151, 152) 중 어느 하나를 선택하여, 선택된 안테나를 통하여 각각 전송되도록 제어하는 안테나 절환부(200)를 포함한다.
상기 안테나 절환부는 수신 안테나로부터 전송되는 귀환 비트에 따라 상기 2개의 송신 안테나(151, 152) 중 채널 이득이 가장 큰 송신 안테나를 선택하여, 상기 선택된 안테나를 통하여 상기 정보 비트가 송신되도록 제어할 수 있다.
예를 들어, |α1|≥|α2|인 경우, 수신단으로부터 귀환 비트 "0"이 송신단으로 전송되며, 정보 비트는 제1송신 안테나(501)를 통하여 전송되고, 천공된 패러티 비트는 제2송신 안테나(502)를 통하여 전송된다.
반대로, |α1|<|α2|인 경우, 수신단으로부터 귀환 비트 "1"이 송신단으로 전송되며, 정보 비트는 제2송신 안테나(502)를 통하여 전송되고, 천공된 패러티 비트는 제1송신 안테나(501)를 통하여 전송된다. 여기에서, αi는 i번째 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 복소 채널 이득이다.
하기 표 1은 채널 이득 정보를 반영한 귀환 비트의 예를 나타낸 것이다:
[표 1] 채널 이득 정보를 반영한 귀환 비트의 예
채널 이득 비교 귀환 비트
|α1|≥|α2| 0
|α1|<|α2| 1
상기 정보 비트 및 패러티 비트에 대하여 송신 안테나를 결정한 후, 상기 정보 비트 및 패러티 비트는 신호 매핑부(300)에 의하여 해당되는 성좌점으로 매핑되 고, 안테나(501, 502)를 통하여 송신된다.
본 발명에 따라 안테나 절환 형태로 시공간 터보 부호화하는 방법의 순서도를 도 4에 도시하였다.
먼저, 단계(S110)에서 통신하고자 하는 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성한다. 이후, 단계(S120)에서 복수개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있는 귀환 비트를 수신 안테나로부터 수신한다. 이후, 단계(S130)에서 상기 귀환 비트에 따라 상기 복수개의 송신 안테나 중 채널 이득이 가장 큰 송신 안테나를 선택한다. 이후, 단계(S140)에서 상기 선택된 안테나를 통하여 상기 정보 비트를 송신하고, 나머지 안테나 중 어느 하나를 통하여 상기 패러티 비트를 송신한다.
이하에서는, 양자화된 위상 귀환(QPF) 형태에 대하여 설명한다.
도 5는 잡음이 없는 페이딩 채널에서 송수신된 심볼의 성좌점을 도시한 것이다. 여기에서, β 및 β'은 각각 전송된 신호 사이의 각도 및 회전된 신호 사이의 각도이다. 수신된 신호 사이의 최소 유클리드 거리는 성좌점의 회전에 의하여 증가한다. 성좌점 회전을 송신 신호에 적용함으로써 시공간 터보 부호의 성능이 개선될 수 있다.
QPF 귀환 형태에서 사용되는 귀환 비트로서 귀환 지수(index) n∈{0, 1, 2, ..., 2k-1}(여기에서, k는 귀환 비트이다)을 사용한다. 송신기는 i번째 송신 안테 나의 심볼을 회전각 θi(n)로 회전시키는 것으로 가정한다. 이 때, 심볼 시간 t에서의 수신 신호는 하기 수학식 10과 같다:
[수학식 10]
Figure 112005012313919-PAT00011
상기식에서,
Es는 심볼 에너지이고,
αi는 i번째 송신 안테나에 대한 복소 채널 이득이며,
ci t는 심볼 시간 t에서 i번째 안테나의 송신 심볼이고,
ηt는 평균이 0이고, 분산이 차원당 N0/2인 i.i.d. 복수 가우스 잡음이다.
부호어 c=c1 1c1 2c2 1c2 2…cℓ 1cℓ 2가 전송된 경우, 수신기가 부호어 e=e1 1e1 2e2 1e2 2…eℓ 1eℓ 2로 잘못 결정한 것으로 가정한다. 수신기에서 채널 상태 정보를 완전하게 알 수 있는 경우, α1 및 α2가 주어졌을 때 조건부 쌍 오율(pairwise error probability)의 상한은 하기 수학식 11과 같다:
[수학식 11]
Figure 112005012313919-PAT00012
상기식에서,
Figure 112005012313919-PAT00013
는 c 및 e 사이의 유클리드 거리의 제곱이다.
몇 가지 유도 과정을 거치면, 상기 유클리드 거리의 제곱은 하기 수학식 12와 같이 정리된다:
[수학식 12]
Figure 112005012313919-PAT00014
상기식에서,
Figure 112005012313919-PAT00015
이고,
∠.은 복소수 값의 위상을 나타낸다.
상기 수학식 11 및 12로부터 α1 및 α2가 주어진 경우의 조건부 쌍 오율의 상한은 하기 수학식 13과 같다:
[수학식 13]
Figure 112005012313919-PAT00016
상기식에서,
φ=∠α1-∠α2는 채널 이득 사이의 위상차이고,
Δθ(n)=θ1(n)-θ2(n)은 회전 각 사이의 차이이다.
Figure 112005012313919-PAT00017
이 영역 [0, 2π]에서 서로소인 부분집합이고, 이들 부분집합의 합집합은 [0, 2π]인 것으로 가정한다. 위상차 φ가 부분집합 Sn에 포함되는 경우, 회전각이 Δθ(n)으로 결정되도록 수신기는 귀환 지수 n을 송신기로 귀환시킨다. 부분집합 Sn(n=0, 1, 2, ..., 2k-1)에 대하여 상기 수학식 13을 적분하여, α1 및 α2가 주어졌을 때 조건부 쌍오율의 상한을 하기 수학식 14와 같이 구할 수 있다:
[수학식 14]
Figure 112005012313919-PAT00018
상기 수학식 14의 지수항을 테일러 급수로 전개하는 경우, 조건부 쌍오율을 최소화하는 Δθ(n) 및 Sn(n=0, 1, 2, ..., 2k-1)을 하기 수학식 15와 같이 구할 수 있다:
[수학식 15]
Figure 112005012313919-PAT00019
상기식에서, B=-ES|α1||α2||A12|/2N0이다.
설명의 편의를 위하여, 회전각 θ1(n) 및 θ2(n)을 각각 Δθ(n) 및 0으로 설정한다.
BPSK 시공간 터보 부호가 1비트 귀환을 적용한 경우, 위상차 φ가 부분집합 S0 및 S1에 포함된다면 귀환 지수 n은 0 및 1로 각각 설정된다. 이 때, 최적의 회전각 및 서로소인 부분집합은 하기 수학식 16과 같이 구할 수 있다:
[수학식 16]
Figure 112005012313919-PAT00020
BPSK에 대하여,
A12는 실수이고,
최적의 회전각은 Δθ(0)=π/2 및 Δθ(1)=0이며,
서로소인 부분집합은 S1=[π/4, 3π/4]∪[5π/4, 7π/4] 및 S2=S1 C이다(여기에서, C는 여집합 연산을 의미한다).
QPSK 시공간 터보 부호의 경우, ∠A12가 φ에 종속하기 때문에 상기 수학식 15에서 최적의 해를 구하는 것이 어렵다. BPSK의 경우 최적의 회전각은 회전된 신호 β' 사이의 각을 최대화한다는 사실로부터, β'의 최대값에 대한 회전각 및 서로소인 부분집합을 알 수 있다. 하기 표 2는 BPSK 및 QPSK에 대하여 서로소인 부분집합 Sn에 대응하는 귀환 지수 및 회전각의 차이를 나타낸 것이다:
[표 2] BPSK 및 QPSK에 대하여 서로소인 부분집합 Sn에 대응하는 귀환 지수 및 회전각 차이
Figure 112005012313919-PAT00021
도 6은 본 발명에 따른 양자화된 위상 귀환 형태의 시공간 터보 부호의 송신기를 도시한 것이다. 상기 송신기는 도 1에 도시되어 있는 바와 같이 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 시공간 터보 부호기(100); 및 상기 정보 비트 및 패러티 비트에 해당되는 성좌점을 각각 회전시키는 위상 회전부(401, 402)를 포함한다.
신호 매핑부(300)에 의하여 상기 정보 비트 및 패터리 비트에 해당되는 성좌점이 결정되며, 상기 위상 회전부(4001, 402)는 수신 안테나로부터 전송되는 귀환 비트를 통하여 상기 표 2에 나타낸 바와 같이 상기 2개의 송신 안테나(501, 502) 사이의 채널 이득 위상차가 가장 크도록 상기 성좌점을 각각 회전시킨다. 이와 같이 회전된 심볼이 안테나(501, 502)를 통하여 송신된다.
본 발명에 따라 양자화된 위상 귀환 형태로 시공간 터보 부호화하는 방법의 순서도를 도 7에 도시하였다.
먼저, 단계(S210)에서 통신하고자 하는 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공 간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성한다. 이후, 단계(S220)에서 복수개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 위상차 정보가 반영되어 있는 귀환 비트를 수신 안테나로부터 수신한다. 이후, 단계(S230)에서 상기 귀환 비트에 따라 상기 채널 이득 위상차가 가장 크도록 상기 정보 비트 및 패러티 비트에 해당되는 성좌점을 각각 회전시킨다.
상기 AA 및 QPF 형태는 각각 채널 이득 및 위상에 대한 귀환 정보로부터 독립적인 성능 이득을 얻을 수 있다. 채널 이득 및 위상에 대한 귀환 정보를 사용하여 성능을 더욱 개선하기 위하여, AA 형태와 QPF 형태를 결합한 형태에 대하여 설명한다.
도 8은 결합된 형태의 시공간 터보 부호의 송신기를 도시한 것이다. 상기 송신기는 전술한 바와 같은 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 시공간 터보 부호기(100); 상기 정보 비트 및 패러티 비트 각각에 대하여 상기 복수개의 안테나 중 어느 하나를 선택하여, 상기 선택된 안테나를 통하여 각각 전송되도록 제어하는 안테나 절환부(200); 및 상기 정보 비트 및 패러티 비트 각각에 대한 성좌점을 회전시키는 위상 회전부(300)를 포함한다.
상기 안테나 절환부(200)는 수신 안테나로부터 전송되는 제1귀환 비트를 통하여 상기 2개의 송신 안테나(151, 152) 중 채널 이득이 가장 큰 송신 안테나를 선택하여, 상기 선택된 안테나를 통하여 상기 정보 비트가 송신되도록 제어한다. 상 기 위상 회전부(401)는 수신 안테나로부터 전송되는 제2귀환 비트를 통하여 상기 송신 안테나(151, 152) 사이의 채널 이득 위상차가 가장 크도록 성좌점을 회전시킨다.
따라서, 정보 비트는 채널 이득의 귀환 정보에 따라 채널 이득이 더 큰 송신 안테나를 통하여 전송되도록 그의 송신 안테나가 선택된다. 또한, 신호가 매핑된 후, 각각의 안테나 신호는 채널 위상의 귀환 정보에 따라 그 성좌점이 회전된다. 예를 들어, AA 및 QPF 형태가 모두 1비트의 귀환 정보를 사용하는 경우, 상기 결합된 형태는 2비트의 귀환 정보를 필요로 한다.
이하에서는 모의실험 결과를 설명한다.
유사-스태틱 레일레이 페이딩 채널에서 두 개의 송신 안테나 및 하나의 수신 안테나를 갖는 시공간 터보 부호에 대하여 본 발명에 따른 귀환 형태의 성능을 평가하였다. 수신기 및 송신기 모두 완벽한 채널 상태 정보를 알 수 있는 것으로 가정하였다. BPSK 및 QPSK 시공간 터보 부호에 대한 RSC 부호기의 다항식 생성기는 각각 gb(D)=(1+D2)/(1+D+D2) 및 gq(D)=(1+2D+2D2)/(1+3D+2D2+2D3)으로 주어진다. 부호 길이 ℓ은 1024이고, 반복회수(iteration)는 4이다. AA 및 QPF 결합 형태의 시공간 터보 부호는 상기 표 1 또는 표 2에 도시한 바와 같은 1비트의 귀환 정보를 사용한다. 한 프레임(즉, 부호길이 1024)마다 상기 귀환 비트에 따라 송신 안테나를 선택하거나(AA 형태), 성좌점을 회전시킨다(QPF 형태).
도 9는 유사-스태틱 레일레이 페이딩 채널에서 본 발명에 따른 귀환 형태를 갖는 BPSK 시공간 터보 부호의 성능을 도시한 것이다. 본 발명에 따라 AA 형태, QPF 형태 및 이들의 결합 형태를 갖는 시공간 터보 부호의 SNR 이득은 10-2 BER에서의 종래 시공간 터보 부호에 비하여 각각 약 1.2dB, 2dB 및 3dB인 것으로 나타났다. 최소 유클리드 거리는 BPSK에서 성좌점 회전에 의하여 유의하게 증가하지 아니하므로, AA 형태가 QPF보다 BER이 더 낮다.
도 10은 본 발명에 따른 형태를 갖는 QPSK 시공간 터보 부호의 성능을 도시한 것이다. 본 발명에 따른 형태는 종래의 QPSK 형태보다 훨씬 더 우수한 성능을 나타내었다. 그러나, 상대적으로 높은 SNR에서 QPF 형태가 AA 형태보다 우수하였다. 이는 SNR이 증가함에 따라 안테나 변환 이득이 감소하기 때문이다.
본 발명에 따른 안테나 절환 형태의 송신 장치 및 방법은 채널 이득에 대한 귀환 정보에 따라 안테나를 선택하여 절환함으로써 정보 비트의 신뢰성을 개선한다. 양자화된 위상 귀환(QPF) 형태는 채널 위상에 대한 귀환 정보에 따라 성좌점을 회전시킴으로써 최소 유클리드 거리를 증가시킨다. 모의실험 결과, AA 및 QPF의 결합된 형태는 SNR 이득이 BPSK 및 QPSK에 대하여 10-2 BER에서 각각 3dB 및 2dB이었다. 따라서, AA 및 QPF 형태는 종래 형태보다 우수한 성능을 나타냄을 확인할 수 있었다.

Claims (18)

  1. 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 장치로서,
    상기 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 시공간 터보 부호기; 및
    상기 정보 비트 및 패러티 비트 각각에 대하여 상기 복수개의 안테나 중 어느 하나를 선택하여, 상기 선택된 안테나를 통하여 각각 전송되도록 제어하는 안테나 절환부를 포함하되,
    상기 안테나 절환부는 수신 안테나로부터 전송되는 귀환 비트에 따라 상기 복수개의 송신 안테나 중 채널 이득이 가장 큰 송신 안테나를 선택하여, 상기 선택된 안테나를 통하여 상기 정보 비트가 송신되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 디지털 이동 통신 시스템에 구비되어 있는 안테나의 개수는 2인 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 귀환 비트는 크기가 1비트이며, 상기 2개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  4. 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 방법으로서,
    상기 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 단계;
    상기 복수개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있는 귀환 비트를 수신 안테나로부터 수신하는 단계;
    상기 귀환 비트에 따라 상기 복수개의 송신 안테나 중 채널 이득이 가장 큰 송신 안테나를 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 안테나를 통하여 상기 정보 비트를 송신하고, 나머지 안테나 중 어느 하나를 통하여 상기 패러티 비트를 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 디지털 이동 통신 시스템에 구비되어 있는 안테나의 개수는 2인 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 귀환 비트는 크기가 1비트이며, 상기 2개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  7. 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 장치로서,
    상기 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 시공간 터보 부호기; 및
    상기 정보 비트 및 패러티 비트에 해당되는 성좌점을 각각 회전시키는 위상 회전부를 포함하되,
    상기 위상 회전부는 수신 안테나로부터 전송되는 귀환 비트에 따라 상기 복수개의 송신 안테나 사이의 채널 이득 위상차가 가장 크도록 상기 성좌점을 회전시키는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 디지털 이동 통신 시스템에 구비되어 있는 안테나의 개수는 2인 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 귀환 비트는 크기가 1비트이며, 상기 2개의 송신 안테나에 대한 채널 이득의 위상 정보가 반영되어 있는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  10. 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 방법으로서,
    상기 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 단계;
    상기 복수개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 위상차 정보가 반영되어 있는 귀환 비트를 수신 안테나로부터 수신하는 단계;
    상기 귀환 비트에 따라 상기 채널 이득 위상차가 가장 크도록 상기 정보 비트 및 패러티 비트에 해당되는 성좌점을 각각 회전시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 디지털 이동 통신 시스템에 구비되어 있는 안테나의 개수는 2인 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 귀환 비트는 크기가 1비트이며, 상기 2개의 송신 안테나에 대한 채널 이득의 위상 정보가 반영되어 있는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  13. 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 장치로서,
    상기 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 시공간 터보 부호기;
    상기 정보 비트 및 패러티 비트 각각에 대하여 상기 복수개의 안테나 중 어느 하나를 선택하여, 상기 선택된 안테나를 통하여 각각 전송되도록 제어하는 안테나 절환부; 및
    상기 정보 비트 및 패러티 비트 각각에 대한 성좌점을 회전시키는 위상 회전 부를 포함하되,
    상기 안테나 절환부는 수신 안테나로부터 전송되는 제1귀환 비트에 따라 상기 복수개의 송신 안테나 중 채널 이득이 가장 큰 송신 안테나를 선택하여, 상기 선택된 안테나를 통하여 상기 정보 비트가 송신되도록 제어하며,
    상기 위상 회전부는 수신 안테나로부터 전송되는 제2귀환 비트에 따라 상기 복수개의 송신 안테나 사이의 채널 이득 위상차가 가장 크도록 상기 성좌점을 회전시키는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 디지털 이동 통신 시스템에 구비되어 있는 안테나의 개수는 2인 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제1귀환 비트는 크기가 1비트이며, 상기 2개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있고,
    상기 제2귀환 비트는 크기가 1비트이며, 상기 2개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  16. 복수개의 안테나를 구비하는 디지털 이동 통신 시스템에서 시공간 터보 부호로 메시지를 부호화하여 송신하는 방법으로서,
    상기 메시지에 해당하는 입력 비트를 시공간 터보 부호화하여, 정보 비트 및 패러티 비트를 생성하는 단계;
    상기 복수개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있는 제1귀환 비트를 수신 안테나로부터 수신하는 단계;
    상기 제1귀환 비트에 따라 상기 복수개의 송신 안테나 중 채널 이득이 가장 큰 송신 안테나를 선택하는 단계;
    상기 선택된 안테나를 통하여 전송될 데이터로서 상기 정보 비트를 할당하고, 나머지 안테나 중 어느 하나를 통하여 전송될 데이터로서 상기 패러티 비트를 할당하는 단계;
    상기 복수개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 위상차 정보가 반영되어 있는 제2귀환 비트를 수신 안테나로부터 수신하는 단계;
    상기 제2귀환 비트에 따라 상기 채널 이득 위상차가 가장 크도록 상기 정보 비트 및 패러티 비트에 해당되는 성좌점을 각각 회전시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 디지털 이동 통신 시스템에 구비되어 있는 안테나의 개수는 2인 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제1귀환 비트는 크기가 1비트이며, 상기 2개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있고,
    상기 제2귀환 비트는 크기가 1비트이며, 상기 2개의 송신 안테나에 대한 채널 이득 정보가 반영되어 있는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DK2030394T3 (da) 2006-06-09 2014-10-27 Tq Lambda Llc Fremgangsmåde til transmission af data i et mobilkommunikationssystem
KR101099881B1 (ko) * 2006-09-06 2011-12-28 고려대학교 산학협력단 직교 공간 다중화 시스템에서의 안테나 선택 방법 및 장치
CN100586193C (zh) * 2006-12-12 2010-01-27 华为技术有限公司 误码掩盖方法和***
US8233557B2 (en) * 2008-01-25 2012-07-31 Broadcom Corporation Method and system for subspace beamforming for near capacity multiple input multiple output (MIMO) performance
US9069698B2 (en) * 2012-09-06 2015-06-30 Advanced Micro Devices, Inc. Channel rotating error correction code
US10560218B2 (en) * 2017-01-05 2020-02-11 Huawei Technologies Co., Ltd. Apparatus and methods for decoding assistant bit-based polar code construction

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6693973B2 (en) 2001-10-17 2004-02-17 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for forming a systematic, recursive, space-time code
KR100866195B1 (ko) * 2001-11-10 2008-10-30 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서 시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법
KR100900970B1 (ko) * 2002-10-19 2009-06-08 삼성전자주식회사 기지국/이동국 다중안테나를 포함하는 이동통신장치 및 방법
US7062232B2 (en) 2002-12-11 2006-06-13 Qualcomm Incorporated Switched antenna transmit diversity
JP4224329B2 (ja) * 2003-03-25 2009-02-12 パナソニック株式会社 符号化装置および符号化方法
KR100641132B1 (ko) * 2003-07-11 2006-11-02 엘지전자 주식회사 이동 통신 시스템에서의 송신 다이버시티 장치 및 방법
US7103326B2 (en) * 2003-08-25 2006-09-05 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Adaptive transmit diversity with quadrant phase constraining feedback
US7379506B2 (en) * 2003-09-23 2008-05-27 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for assigning data to transmit antennas of a multiple transmit antenna transmitter
US8014781B2 (en) * 2004-06-08 2011-09-06 Qualcomm Incorporated Intra-cell common reuse for a wireless communications system

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