KR20060056396A - 포락선 복구용 송신기에서 ａｍ―ｐｍ 지연 부정합을보상하는 방법 및 장치 - Google Patents

포락선 복구용 송신기에서 ａｍ―ｐｍ 지연 부정합을보상하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

무선 주파수(RF) 송수신기는 포락선 복구(Envelope Restoration; ER)용 송신기(TX) 및 수신기(RX)를 포함한다. 한 방법은 진폭 변조(amplitude modulation; AM) 경로 및 위상 변조(phase modulation; PM) 경로 중 적어도 하나의 경로 내에 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 상기 송신기(TX)에 제공하는 단계; 상기 송신기(TX)의 출력 및 상기 수신기(RX)의 입력 사이에 무선 주파수(RF) 접속을 이루는 단계; 및 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우 상기 수신기(RX)의 출력에 응답하여, 상기 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하는데 사용하기 위한 적어도 하나의 지연 값을 결정하는 단계를 포함한다. 상기 무선 주파수(RF) 접속을 이루는 단계는 상기 적어도 하나의 지연 값을 결정하는데 사용하기 위해 상기 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 위상 변조(PM) 경로 사이의 지연 부정합의 결과를 측정하는 단계를 포함한다. 한 실시예에서, 상기 측정하는 단계는 인접 채널 누설비(Adjacent Channel Leakage Ratio; ACLR) 전력 측정과 같은 전력 측정을 수행하며, 상기 지연 값은 상기 인접 채널 누설비(ACLR)를 최소화하는 값인 것으로 결정되고, 상기 수신기(RX)는 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우 송신기(TX) 반송파 주파수로부터 대략 한 채널 간격만큼 떨어져 있는 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝된다. 다른 한 실시예에서, 상기 측정하는 단계는 자체 채널 전력(Own-Channel Power; OCP) 전력 측정을 수행하며, 상기 지연 값은 상기 자체 채널 전력(OCP)을 최대화하는 값인 것으로 결정되고, 상기 수신기 (RX)는 송신기(TX) 반송파 주파수와 실질적으로 동일한 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝된다. 다른 한 실시예에서 상기 측정하는 단계는 비트 오차율(Bit Error Ratio; BER) 측정과 같은 신호 품질 측정을 수행하고, 상기 지연 값은 상기 비트 오차율(BER)을 최소화하는 값인 것으로 결정되며, 상기 수신기(RX)는 송신기(TX) 반송파 주파수와 실질적으로 동일한 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝된다.

Description

포락선 복구용 송신기에서 ＡＭ―ＰＭ 지연 부정합을 보상하는 방법 및 장치{Method and apparatus to compensate ＡＭ―ＰＭ delay mismatch in envelope restoration transmitter}
본 발명은 일반적으로 기술하면 셀룰러 이동국용 무선 주파수(RF) 송신기와 같은 무선 주파수(RF) 송신기에 관한 것이며, 보다 구체적으로 기술하면 복합 정 위상(In-phase)/직각 위상(Quadrature-phase)(I/Q) 성분들보다는 오히려, 위상 및 진폭 성분을 사용하여 심벌이 나타나게 되는 포락선 복구(envelope restoration; ER)용 무선 주파수(RF) 송신기에 관한 것이다.
도 1은 진폭 변조(amplitude modulation; AM) 체인 및 위상 변조(phase modulation; PM) 체인을 포함하는 포락선 복구(envelope restoration; ER) 송신기(TX; 1) 구조를 간단하게 보여주는 블록 선도이다. 송신될 비트는 비트-폴라 변환기(bits to polar converter; 2)에 입력되며 상기 비트-폴라 변환기(2)는 진폭 신호를 진폭 변조기(amplitude modulator; AM; 4)에 출력한다. 상기 진폭 변조기(AM; 4)는 (디지털-아날로그 변환 이후에) 제어가능한 전력 공급원(5)의 사용을 통해 송신기(TX) 전력 증폭기(PA; 6)의 출력 레벨을 제어하기 위한 신호를 공급한다. 상기 비트-폴라 변환기(2)는 또한 위상 신호를 주파수 변조기(frequency modulator; FM; 7)에 출력하고, 상기 주파수 변조기(FM; 7)는 다시 위상 동기 루프(phase locked loop; PLL)를 통해 상기 전력 증폭기(PA; 6)의 입력에 신호를 출력한다. 따라서, 안테나(9)에서 송신되는 신호는 위상 및 진폭 성분들을 동시에 사용함으로써 생성된다. 상기 포락선 복구(ER)용 송신기 구조를 사용함으로써 얻어질 수 있는 이점들은 더 작아진 크기 및 개선된 효율을 포함한다.
그러나, 지금까지 인식되어 왔던 것은 포락선 복구(ER) 기반 시스템이 진폭 변조(AM) 체인 및 위상 변조(PM) 체인 간의 전파 시간 차이에 민감하다는 것이었다. 상기 전파 시간 차이가 존재함으로써 상기 포락선 복구(ER)용 송신기(1) 내에는 바람직하지 않은 결과들이 생기게 된다. 예를 들면, 송신기(TX) 안테나(9)에서의 인접 채널 누설비(adjacent channel leakage ratio; ACLR) 레벨이 셀룰러 시스템 사양들에서 요구되는 허용가능한 레벨들을 초과할 수 있는데, 여기서 인접 채널 누설비(ACLR)는 대역 내 신호인 송신 채널 신호 및 이웃하는 채널들 내로의 누설 간섭 신호 레벨 간의 비를 정의한다. 더군다나, 전파 시간 차이가 존재함으로써 오차 벡터 크기(error vector magnitude; EVM)가 증가하는 결과가 초래될 수 있는데, 이는 수신기에서 수신 비트의 총 개수로 나누어진 잘못 수신된 비트의 수로서 표현될 수 있는 비트 오차율(bit error ratio; BER)의 증가로서 나타나게 된다. 상기 오차 벡터 크기(EVM)는 송신기 및 수신기 모두의 결함 및 통신 채널에 관련된 잡음에 기인하여 콘스텔레이션 다이어그램(constellation diagram)에 나타나 있는 이상적인 심벌에 정확하게 대응하지 않을 수 있다는 사실로부터 초래된다. 수신된 심벌 및 이상적인 심벌 간의 차이는 오차 벡터(error vector; EV)로서 나타나게 될 수 있다. 일반적으로, 상기 오차 벡터의 크기가 작을수록 통신 시스템의 성능이 더 양호하게 된다. 상기 오차 벡터 크기(EVM)는 심벌 클록 천이들의 정확한 시간 순간에 시간에 따른 오차 벡터의 평균 제곱근(root mean square; RMS) 값이다. 오차 벡터 크기(EVM)는 최외곽 심벌의 진폭, 또는 평균 심벌 전력의 평방근으로 정규화되는 것이 전형적이다.
각각의 심벌은 특정한 진폭 및 위상으로 나타나게 될 수 있다. 따라서, 송신 신호는 일련의 연속 심벌을 송신하도록 진폭 및/위상이 변하게 될 수 있으며, 신호의 진폭 및 위상 성분들은 (도 1에 도시된 바와 같은) 송신기에서 개별적으로 처리될 수 있다. 통신 시스템에 대한 오차 벡터 크기(EVM)는 송신 신호의 진폭 및 송신 신호의 위상 사이에 적용된 지연을 기반으로 하여 변하게 될 수 있다.
저스티스(Justice)와 그의 동료 명의의 미국 특허출원 공보 US 2002/0168020 A1에는 송신될 신호의 진폭 및 위상 성분들 간의 지연을 조정하기 위한 지연 조정 모듈을 지니는 프로세서의 사용이 기재되어 있다. 이는 정보 신호의 송신 전력을 기반으로 하여 수행된다. 실제로, 지연 값은 오차 벡터 크기(EVM) 및 인접 채널 전력비(Adjacent Channel Power Ratio; ACPR)의 조합을 최소화하기 위해 선택된다.
진폭 변조(AM) 및 위상 변조(PM) 체인들 간의 지연들에 대하여는, 필요한 시간 분해능이 EDGE(Enhanced Data rate for Global Evolution)형 셀룰러 시스템에서는 심벌 시간의 1/128이며 WCDMA(Wideband Code Division, Multiple Access)형 셀룰러 시스템에서는 심벌 시간의 1/64인 것으로 보일 수 있다. 예를 들면, WCDMA 시스템의 경우 시간 분해능은 대략 4.07㎱, 즉 너무 작아서 이동국 내에서 실제의 방 식으로 직접 측정될 수 없는 값이다.
본 발명의 현재 바람직한 실시예들에 의하면, 위에서 언급된 문제들 및 다른 문제들이 극복되며 다른 이점들이 실현된다.
본 발명자들은 위상 및 진폭 정보를 모두 사용하여 심벌들을 나타내는 송신기를 사용할 경우에 지연 부정합의 실제 결과를 측정하는 것이 유리하다는 것을 인식했다. 또한, 본 발명자들은 이동국 내에 지연 결과 측정 기능을 수행하는 추가적인 회로, 예컨대 지연 정합이 달성될 수 있도록 송신기(TX) 무선 주파수(RF) 신호를 기저대역(baseband; BB)으로 하향 주파수 변환하는데 필요한 회로를 제공하는 것이 유리하지 않다는 것을 인식했다.
본 발명의 한 실시태양에 의하면, 송신 신호는 이동국 수신기에 루프백되며, 이동국 수신기는 정확한 지연 보상 값이 선택되어 이동국의 인접 채널 누설비(ACLR) 및 오차 벡터 크기(EVM) 성능을 모두 최적화시키는데 적용될 수 있도록 하기 위해 이동국 송신기에서 지연 부정합의 결과를 검출하는데 사용된다.
인접 채널 누설비(ACLR)는 이동국 수신기를 사용하여 측정될 수 있으며, 상기 지연은 인접 채널 누설비(ACLR)를 최소화하도록 조정된다. 다른 한 실시예에서는 상기 지연이 자체 채널 전력(own-channel power; OCP)을 최대화하도록 조정됨으로써, 다른(인접한) 채널들로 누설되는 신호 전력이 최소화되게 할 수 있다. 비트 오차율(BER)을 측정하고, 비트 오차율(BER)을 최소화하도록 상기 지연을 조정하는 것이 본 발명의 범위에 또한 속한다. 본 발명은 또한 인접 채널 누설비(ACLR) 및 비트 오차율(BER)의 조합 또는 자체 채널 전력(OCP) 및 비트 오차율(BER)의 조합을 최소화하도록 실시될 수 있다.
본원 명세서에는 방법, 송수신기, 송수신기를 포함하는 이동국, 및 이동국을 동작시키기 위한 소프트웨어 프로그램이 개시되어 있다. 예를 들면, 상기 방법은 안테나에 연결되거나 안테나에 연결될 수 있는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시킨다. 무선 주파수(RF) 송수신기는 포락선 복구(ER)용 송수신기(TX) 및 수신기(RX)를 포함한다. 상기 방법은 진폭 변조(amplitude modulation; AM) 경로 및 위상 변조(phase modulation; PM) 경로 중 적어도 하나의 경로 내에 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 상기 송신기(TX)에 제공하는 단계; 상기 송신기(TX)의 출력 및 상기 수신기(RX)의 입력 사이에 무선 주파수(RF) 접속을 이루는 단계; 및 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 상기 수신기(RX)의 출력에 응답하여, 상기 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하는데 사용하기 위한 적어도 하나의 지연 값을 결정하는 단계를 포함한다. 상기 무선 주파수(RF) 접속을 이루는 단계는 상기 적어도 하나의 지연 값을 결정하는데 사용하기 위해 상기 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 위상 변조(PM) 경로 사이의 지연 부정합의 결과를 측정하는 단계를 포함한다. 송신기(TX)로부터 수신기(RX)로의 무선 주파수(RF) 접속은 갈바닉(galvanic) 형태이거나 전자기(electro-magnetic) 형태일 수 있다.
한 실시예에서는 상기 측정하는 단계가 인접 채널 누설비(Adjacent Channel Leakage Ratio; ACLR) 전력 측정과 같은 전력 측정을 수행하며, 상기 지연 값은 인접 채널 누설비(ACLR)를 최소화하는 값인 것으로 결정되고, 수신기(RX)는 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 송신기(TX) 반송파 주파수로부터 대략 한 채널 간격만큼 떨어져 있는 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝(tuning)된다.
다른 한 실시예에서는 상기 측정하는 단계가 자체 채널 전력(Own-Channel Power; OCP) 측정을 수행하며, 상기 지연 값이 상기 자체 채널 전력(OCP)을 최대화하는 값인 것으로 결정되고, 상기 수신기(RX)는 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 송신기(TX) 반송파 주파수와 실질적으로 동일한 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝된다.
다른 한 실시예에서는 상기 측정하는 단계가 비트 오차율(Bit Error Ratio; BER) 측정과 같은 신호 품질 측정을 수행하고, 상기 지연 값은 상기 비트 오차율(BER)을 최소화하는 값인 것으로 결정되며, 상기 수신기(RX)는 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 송신기(TX) 반송파 주파수와 실질적으로 동일한 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝된다.
상기 수신기(RX)는 적어도 하나의 프로그램가능한 필터를 포함할 수 있으며, 상기 방법은 안테나를 통해 신호를 수신하는 것보다 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 다른 특성을 지니도록 상기 필터를 프로그램하는 단계를 포함할 수 있다.
일반적으로, 상기 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 위상 변조(PM) 경로 사이의 지연 부정합의 결과를 측정하는 단계는 지연 값들의 범위 내에 복수 개의 다른 지연 값을 지니도록 상기 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하는 단계, 및 현재의 지연 값과 협력하여 기록된 측정값을 저장하는 단계를 포함한다.
상기 지연은 별개의 아날로그 또는 디지털 지연 요소를 사용하여 구현될 수 있거나 프로그램가능한 지연은 예를 들면 아날로그 또는 디지털 필터의 기능 중 일부로서 구현될 수 있다.
본 발명의 앞서 언급된 실시태양들 및 다른 실시태양들은 첨부도면들과 연관지어 고려된 이하의 상세한 설명에서 더 자명해질 것이다.
도 1은 종래의 포락선 복구용 무선 주파수 송신기를 블록 선도로 보여주는 도면이다.
도 2는 도 2a와 도 2b를 결합한 도면으로서, 본 발명에 의하면 수신기가 AM 및 PM 경로 지연들의 조정을 위한 측정을 수행하는데 사용되는 이동국 포락선 복구용 무선 주파수 송수신기를 블록 선도로 보여주는 도면이다.
도 3은 송신 신호가 (대략) 채널 대역폭의 주파수 오프셋으로 수신기에 루프백되는 도 2의 포락선 복구용 무선 주파수 송수신기를 통한 인접 채널 누설비를 논리 흐름 선도로 보여주는 도면이다.
도 4는 오차 벡터 크기를 최적화할 경우에 지연 보상을 논리 흐름 선도로 보여주는 도면이다.
도 5는 3차 아날로그 기저대역 필터 응답(실선), 19-탭 제곱근 레이즈드 여현(RRCOS) 필터를 통한 채널 선택(짧은 선), 및 20-탭 해밍 필터를 통한 채널 선택(짧은 선-점선)을 그래프로 보여주는 도면이다.
도 6은 5㎒ 주파수 오프셋으로 수신기에 루프백되는 (필터링되지 않은) 송신 신호(실선), 19-탭 RRCOS 필터를 통해 필터링된 수신 신호(짧은 선) 및 20-탭 해밍 필터를 통해 필터링된 수신 신호(짧은 선-점선)를 그래프로 보여주는 도면이다.
도 7은 도 7a와 도 7b를 결합한 도면으로서, 포락선 복구용 무선 주파수 송신기를 블록 선도로 보여주는 도면으로서, 생산 테스터를 통한 AM-PM 지연 정합을 보여주는 도면이다.
위에서 언급된 바와 같이, 포락선 복구용 송신기의 AM 및 PM 신호 체인들 내에 지연 부정합이 존재할 경우에 인접 채널 누설비(ACLR) 및 오차 벡터 크기(EVM) 성능이 모두 저하될 수 있다. 본 발명의 한 실시태양에 의하면, 송신기(TX) 신호가 수신기에 루프백된 후에 지연 부정합의 결과들이 수신기를 사용하여 검출된다. 이러한 방식으로, 지연 부정합의 결과들은 기존의 수신기(RX) 측정 기능들을 사용하여 검출가능하고, 추가적인 회로, 비용 및 복잡성이 회피된다.
도 2는 본 발명에 의하면 수신기(RX; 14)가 송신기(TX; 12)의 AM 및 PM 경로 지연들의 조정을 위한 측정을 수행하는데 사용된다. 본원 명세서에서 사용되는 "이동국(mobile station)"이라는 용어는 다중 회선 디스플레이를 지닐 수도 있고 다중 회선 디스플레이를 지니지 않을 수도 있는 셀룰러 무선 전화; 데이터 처리, 팩시밀리 및 데이터 통신 기능들을 셀룰러 무선 전화에 결합할 수 있는 개인 휴대 통신 시스템(Personal Communications System; PCS) 단말기; 무선 전화, 페이저, 인터넷/인트라넷 접속, 웹 브라우저, 오거나이저(organizer), 캘린더 및/또는 위성 위치 확인 시스템(GPS) 수신기 기능을 포함할 수 있는 PDA; 및 종래의 랩톱 및/또는 팜 톱 수신기 또는 무선 전화 송수신기 기능을 포함하는 다른 정보 기기를 포함할 수 있다.
도 2에서는, 의사 랜덤 비트 시퀀스(pseudo-random bit sequence; PRBS) 생성기(16)는 TX 비트들을 비트-폴라 변환기(bits to polar converter; 18)에 출력한다. 상기 비트-폴라 변환기(18)는 2개의 출력 채널, 즉 진폭 변조(amplitude modulation; AM) 채널 및 위상 변조(phase modulation; PM) 채널을 지니는데, 각각의 채널은 관련된 프로그램가능한 지연 요소(20A,20B)를 각각 지닌다. 먼저 상기 AM 채널을 설명하면, 프로그램가능한 지연 요소(20A)로부터의 출력이 진폭 변조기(22)에 인가된 다음에, 디지털-아날로그 변환기(digital to analog converter; D/A; 24)에 인가된다. 상기 D/A(24)의 출력은 아날로그 제어 신호이며, 상기 아날로그 제어 신호는 전력 공급원, 바람직하게는 스위치드 모드 전력 공급원(switched mode power supply; SMPS; 26)에 인가되는데, 상기 스위치드 모드 전력 공급원(SMPS; 26)의 출력은 TX 전력 증폭기(power amplifier; PA; 30)에 접속되기 전에 (필터(28)를 통해) 저역 통과 필터링 처리를 받는다. 상기 스위치드 모드 전력 공급원(SMPS; 26)의 출력을 제어함으로써, 상기 TX 전력 증폭기(PA; 30)의 출력 레벨이 제어되고, 그럼으로써 포락선 복구용 송신기(ER TX; 12)에서 원하는 AM 기능이 제공된다. 지금부터 상기 PM 채널을 설명하면, 프로그램가능한 지연 요소(20B)로부터의 출력은 프리엠퍼시스(pre-emphasis) 블록(32)에 인가된 다음에, 주파수 변조기(frequency modulator; FM; 34)에 인가된다. 상기 주파수 변조기(FM; 34)의 출력은 델타-시그마 변조기(delta-sigma modulator; DSM; 36)에 입력되는데, 상기 델타-시 그마 변조기(DSM; 36)는 위상 동기 루프(phase locked loop; PLL; 38), 1/N 분주기(40) 및 저역 통과 필터(LPF; 42)로 구성된 전압 제어 발진기(voltage controlled oscillator; VCO; 44) 제어 루프의 일부분을 형성한다. 상기 전압 제어 발진기(VCO; 44)의 출력은 상기 TX 전력 증폭기(PA; 30)의 입력에 인가되며 송신 신호의 위상 변조 부분을 형성한다. 상기 TX 전력 증폭기(PA; 30)의 출력은 RF 필터들(예컨대, 듀플렉스 필터) 및/또는 안테나 스위치들을 포함하는 블록(46)에 연결되며, 상기 블록(46)은 다시 안테나(48)에 연결된다. 본 발명의 한 실시태양에 의하면, 상기 필터/스위치 블록(46)은 신호 경로가 송신기(TX; 12)의 출력으로부터 수신기(RX; 14)의 입력으로 탈출할 수 있게 하도록 구성된다. 이러한 신호 경로는 적합한 감쇠(예컨대, 약 50㏈ 감쇠를 제공하는 적합한 감쇠)가 이루어질 수 있으며 단지 제어를 받을 경우에만 상기 신호 경로가 존재하도록 스위칭될 수 있는 것이 바람직하다. GSM과 같은 듀플렉스 시스템들에서는, 50㏈ 감쇠가 TX-RX 분리를 통해 달성될 수 있다.
상기 수신기(RX; 14)는 상기 블록(46)을 통해 상기 안테나(48)에 연결된 입력을 지니는 노이즈가 낮은 증폭기(low noise amplifier; LNA; 50)를 포함한다. 상기 노이즈가 낮은 증폭기(LNA; 50)의 출력은 하향 주파수 변환(down conversion)용 믹서들(52A,52B)에 인가되는데, 상기 하향 주파수 변환용 믹서들(52A,52B)은 증폭기들(54A,54B), 저역 통과 필터들(LPF; 56A,56B), 아날로그-디지털 변환기들(A/D; 58A,58B), 및 부가적인 저역 통과 필터들(LPF; 60A,60B)을 포함하는 병렬 수신기 신호 경로들에 신호들을 공급한다. 상기 저역 통과 필터들(60A,60B)의 기저대역 출 력은 RX 모뎀(64)에 인가되고 RX 모뎀(64)은 수신 신호로부터 RX 비트들을 회복 및 출력한다. 상기 RX 비트들은 현재 바람직하고 비제한적인 실시예에서 BER 검사 유닛(66)으로서 구현되는 신호 품질 결정 블록에 인가된다. 상기 BER 검사 유닛(66)의 출력은 메모리(70)를 포함하거나 메모리(70)와 연결된 마이크로 제어 유닛(micro-control unit; MCU; 68)과 같은 제어기에 연결된다. 저역 통과 필터들(LPF; 60A,60B)의 기저대역 출력은 또한 RX 채널 전력(power; PWR) 측정 블록(62)에 인가되고, 상기 RX 채널 전력(PWR) 측정 블록(62)은 또한 상기 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)에 연결된 출력을 지닌다.
여기서 유념해야 할 점은 상기 BER 검사 유닛(66) 및 상기 RX 채널 전력(PWR) 측정 블록(62)이 모두 수신기(RX; 14)에 내재하는 것이 일반적이기 때문에 본 발명에 따른 지연 결과 결정 측정을 수행하는데 특별히 제공되지 않는 회로 및/또는 소프트웨어 모듈들이라는 것이다.
본 발명의 한 실시예에 의하면, TX 신호가 상기 블록(46)을 통해 루프 또는 연결되어 있기 때문에 TX 신호가 노이즈가 낮은 증폭기(LNA; 50)의 입력에 수신될 수 있다. 따라서, 수신기(RX; 14)는 적어도 (PWR 측정 블록(62)을 통해) 인접 채널 누설비(ACLR)를 측정하고 아마도 또한 (BER 검사 블록(66)을 통해) 오차 벡터 크기(EVM)를 측정함으로써, 메모리(70) 내에 저장된 프로그램의 제어에 따라 동작하는 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)을 통해, 이동국(10)의 오차 벡터 크기(EVM) 및 인접 채널 누설비(ACLR) 중 적어도 하나를 최적화하기 위해 정확한 지연 보상 값(들)이 어떻게 이루어져야 할지를 결정하는데 사용된다. 따라서, 상기 마이크로 제어 유닛 (MCU; 68)은 프로그래밍 버스들(68A)을 통해 프로그램가능한 지연 요소들(20A,20B)을 정확하게 설정할 수 있게 해 준다.
한 실시예에서는 상기 절차가 다음과 같이 수행된다. 이동국(10)은 인접 채널로 누설되는 신호를 측정하는 기능을 수행한다. 이는 위에서 언급된 바와 같이 필터/스위치 블록(46)을 통해 이루어지는 무선 주파수를 대상으로 하는 송신기(TX; 12)-수신기(RX; 14) 루프를 사용함으로써 달성될 수 있다. 상기 TX 및 RX 반송파 주파수들에는 관심이 있는 셀룰러 시스템에서 사용되는 채널 간격(예컨대, WCDMA 시스템의 경우 5㎒)과 대략 동일한 오프셋이 제공된다. 수신기(RX; 14) 프론트엔드(front end)가 송신기(TX) 채널 주파수로부터 단지 대략 한 채널 폭만큼 떨어져 있도록 튜닝(tuning)되기 때문에, 어느 정도의 송신기(TX) 신호 에너지가 수신기(RX; 14)에 입력되어 증폭 및 검출된다. 수신기(RX) 채널 필터링 이후에는, 상기 신호의 주요 부분이 누설된 부분이 되는데, 이러한 부분은 디지털 프론트 엔드의 협대역 전력(PWR) 측정 블록(62)을 사용하여 검출된다. 그러한 측정 동안, AM-PM 지연비는 상기 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)에 의해 변하게 되며, 최적의 인접 채널 누설비(ACLR)가 AM-PM 지연비로부터 결정되고, 이 때문에 수신 대역에서(즉, 송신기(TX) 채널에 실질적으로 인접한 채널에서) 전력량이 최소가 된다.
다른 한 실시예에서는 상기 절차가 다음과 같이 수행된다. 이동국(10)은 자체 채널 전력(own-channel power; OCP)을 측정하는 기능을 수행함으로써, 다른(인접) 채널들로 누설되는 신호 전력을 최소화한다. 이는 또한 무선 주파수를 대상으로 하는 송신기(TX; 12)-수신기(RX; 14) 루프를 사용함으로써 달성될 수 있다. 이 러한 경우에, 송신기(TX) 및 수신기(RX) 반송파 주파수들에는 실질적으로 제로(zero) 오프셋이 제공된다. 수신기(RX; 14) 프론트 엔드가 송신기(TX) 채널 주파수와 동일하도록 튜닝되기 때문에, 송신기(TX) 신호 에너지는 수신기(RX; 14)에 입력되어 증폭 및 검출된다. 수신기(RX) 채널 필터링 이후에, 상기 신호의 주요 부분은 송신기 자체 채널 전력(TX OCP)이며, 이는 위에서 언급된 실시예에서와 같이 디지털 프론트 엔드의 협대역 전력(PWR) 측정 블록(62)을 사용하여 검출된다. 상기 신호의 누설 부분은 필터링된다. 그러한 측정 동안, AM-PM 지연비는 상기 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)에 의해 변하게 되며, 이러한 경우에는, 최적의 인접 채널 누설비(ACLR)가 AM-PM 지연비로부터 결정되고, 이 때문에 수신 대역에서(즉, 동일 또는 자체 채널 반송파 레벨에서) 전력량이 최대가 된다.
위에서 언급된 인접 채널 누설비(ACLR) 테스트를 위해, 송신기(TX) 전력을 일정하게 유지하는 것이 바람직하다.
또 다른 한 실시예에서는, 공지의 의사 랜덤 비트 시퀀스(PRBS), 또는 다른 공지의 비트 패턴이 의사 랜덤 비트 시퀀스(PRBS) 생성기(16)로부터 출력되며, 수신기(RX; 14) 및 송신기(TX; 12)는 동일한 주파수로 설정된다. 상기 송신기(TX) 신호는 송신기(TX; 12)를 통해 이러한 경우에는 수신기(RX) 모뎀(64)에 루프백된다. 그러한 측정 동안, 상기 AM-PM 지연비는 상기 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)에 의해 변하게 되며, 상기 수신기(RX) 모뎀(64)의 출력은 BER 검사기(66)에 인가되며 상기 BER 검사기(66)는 상기 의사 랜덤 비트 시퀀스(PRBS) 생성기(16)로부터 출력된 송신기(TX) 비트들과 상기 수신기(RX) 모뎀(64)의 출력을 비교함으로써, 상기 BER를 결정한다. 가장 작은 BER은 가장 최적의 오차 벡터 크기(EVM)에 대응하며, 대응하는 AM-PM 지연은 사용할 목적으로 선택된다.
여기서 유념해야 할 점은 도 2에서 송신기(TX) 신호가 무선 주파수(RF) 스위치들 및/또는 RF 필터들(46)을 통해 노이즈가 낮은 증폭기(LNA; 50)의 입력에 연결되지만, 송신(TX) 신호를 상기 믹서들(52A,52B)의 입력에 접속하는 것이 또한 본 발명의 범위에 속한다는 것이다.
송신기(TX)-수신기(RX) 루프가 약 50㏈에 이르는 감쇠를 지니는 것이 전형적이기 때문에, 광범위한 다른 송신기(TX) 전력들로 상기 루프를 테스트하는 것이 가능하다. 그러나, 최고 송신기(TX) 전력 레벨들에서 AM-PM 지연 테스트를 수행하는 것이 필요하거나 바람직하지 않을 경우에는, 상기 감쇠가 더 적어질 수 있다. 송신기(TX) 신호가 수신기(RX; 14) 회로 체인을 통과하기 때문에, 그리고 (위에서 언급된 실시예에서) 채널 대역폭의 주파수 차이가 존재하기 때문에, 수신기(RX) 대역에서의 수신 전력은 실제로 ACL에 의해 좌우된다. 이러한 경우에는 수신기(RX) 대역의 최소 검출 전력이 최적의 인접 채널 누설비(ACLR)에 대응한다.
도 3은 인접 채널 누설비(ACLR) 최적화를 위해 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)과 협동으로 수행되는 절차의 흐름도이다. 블록(3A)에서 상기 절차가 개시되며 블록(3B)에서 송신기(TX; 12)가 송신 주파수(fTX)에서 신호를 송신하도록 초기화된다. 블록(3C)에서는 수신기(RX; 14)가 fTX에 인접한 채널에서 신호를 수신하도록 설정된다. 블록(3D)에서 제1(또는 다음) AM-PM 지연 값이 지연 요소들(20A,20B) 중 하나 또는 양자 모두로 프로그램되며, 블록들(3E,3F)에서 송신기(TX) 신호가 송신 및 수신된다. 블록(3G)에서 fTX로부터 인접 신호 대역으로 누설된 신호 전력은 상기 PWR 측정 블록(62)에 의해 측정되고, 블록(3H)에서 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)은 대응하는 AM-PM 지연 값의 표시와 함께 메모리(70) 내에 측정된 전력 값을 저장한다. 블록(3I)에서 원하는 모든 지연 값이 측정되었는지에 관한 결정이 내려진다. 원하는 모든 지연 값이 측정되지 않은 경우에는 진행이 블록(3D)으로 수행되도록 제어되어 AM 및 PM 채널들 사이에서 다음 지연 값이 설정되게 하며, 위에서 언급된 바와 같이 진행이 수행되게 한다. 원하는 모든 지연 값이 측정된 경우에는, 블록(3J)에서 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)이 저장된 최소 측정 전력 값을 결정하고, 블록(3K)에서 지연 요소들(20A,20B)을 프로그램하여 대응하는 지연 값을 반영한다. 블록(3L)에서 AM-PM 지연 정합 절차가 종료된다.
여기서 유념해야 할 점은 위에서 언급된 자체 채널 전력 인접 채널 누설비(ACLR) 측정 기법에 대해, 수신기(RX; 14)가 블록(3F)에서 fTX와 동일한 채널에서 신호를 수신하도록 설정되게 하기 위해 도 3의 절차가 블록(3C)에서 수정된다는 것이다. 블록(3F)에서는 동일한 채널 신호가 수신되며, 블록(3G)에서는 (fTX로부터 인접 채널로의 누설 신호가 아니라) 반송파 레벨 신호가 측정되고, 블록(3J)에서는 최고 전력 값(최대 반송파 레벨에 대응하는 전력 값)이 구해지며, 블록(3K)에서는 최대로 측정된 자체 채널 전력에 대응하는 AM-PM 지연 값들이 설정된다.
도 4는 오차 벡터 크기(EVM) 최적화를 위해 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)과 협동으로 수행되는 절차의 흐름도이다. 블록(4A)에서 상기 절차가 개시되며, 블록(4B)에서 송신기(TX; 12)가 송신 주파수(fTX)에서 신호를 송신하도록 초기화된다. 블록(4C)에서 수신기(RX; 14)는 (fTX에서의) 동일한 주파수 대역에서 신호를 수신하도록 설정된다. 블록(4D)에서 제1(또는 다음) AM-PM 지연 값은 지연 요소들(20A,20B) 중 하나 또는 양자 모두로 프로그램되며, 블록들(4E,4F)에서 송신기(TX) 신호는 의사 랜덤 비트 시퀀스(PRBS) 패턴으로 송신 및 수신된다. 블록(4G)에서 BER은 수신기(RX) 모뎀(64)에서 수신 신호를 복조하고 이를 BER 검사 블록(66)에서 송신된 의사 랜덤 비트 시퀀스(PRBS)와 비교함으로써 측정된다. 블록(4H)에서 마이크로 제어 유닛(68)은 메모리(70)에서 측정된 BER 값을 대응하는 AM-PM 지연 값의 표시와 함께 저장한다. 블록(4I)에서 원하는 모든 지연 값들이 측정되었는지에 관한 결정이 내려진다. 원하는 모든 지연 값들이 측정되지 않은 경우에는 진행이 블록(4D)으로 수행되도록 제어되어 AM 및 PM 채널들 사이에서 다음 지연 값이 설정되게 하며, 위에서 언급된 바와 같이 진행이 수행되게 한다. 원하는 모든 지연 값이 측정된 경우에는, 블록(4J)에서 마이크로 제어 유닛(MCU; 68)이 저장된 최소 BER 값(최소의 오차 벡터 크기(EVM)에 대응함)을 결정하고, 블록(4K)에서 지연 요소들(20A,20B)을 프로그램하여 대응하는 지연 값을 반영한다. 블록(4L)에서 AM-PM 지연 정합 절차가 종료된다.
일반적으로, 수신기(RX; 14)에서의 주파수 설정은 수신기가 송신 신호로부터 관련 정보를 측정할 수 있도록 이루어진다. 직접 변환 수신기(direct conversion receiver; DCR)의 경우에, 이러한 것이 의미하는 것은 수신기(RX) 국부 발진기(Local Oscillator; LO)가 송신기(TX) 주파수로 튜닝된다는 것을 의미한다. 이러한 주파수 설정은 단지 교정(calibration)이 내부적으로, 다시 말하면 (도 7과 관련하여 이하에서 설명될) 외부 생산 테스터 없이 이루어질 경우에만 대개 유효하게 된다.
여러 채널 필터링 옵션은 수신기(RX; 14)가 디지털 프론트 엔드에서 프로그램가능한 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response; FIR) 필터 또는 무한 임펄스 응답(Infinite Impulse Response; IIR) 필터를 포함할 경우에 존재할 수 있다. 인접 채널 누설비(ACLR) 최적화 동안의 필터링이 일반 동작 동안만큼은 동일한 필터를 사용하여 수행될 수 있지만, 상기 필터에 대한 다른 계수들을 사용함으로써 개선된 결과들이 제공될 수 있다. 필터 설정의 최적화는 경험적으로 수신기(RX; 14) 구조 및 구성의 특이성에 의존하여 가장 양호하게 수행된다. 일례로서, 도 5는 아날로그 및 디지털 채널 필터링의 주파수 응답을 보여주는 도면이다. 대표적인 3차 아날로그 필터(필터들(56A,56B))가 1차 버터워스(Butterworth) 및 2차 체비셰프(Chebyshew) 아날로그 필터로부터 조합된 것이다. 도 5에는 2개의 다른 디지털 필터, 즉 대표적인 19-탭 제곱근 레이즈드 여현(RRCOS) 필터 및 대표적인 20-탭 해밍 필터가 또한 도시되어 있다.
도 6은 5㎒ 주파수 오프셋으로 수신기(RX; 14)에 루프백되는 WCDMA 송신기(TX) 신호를 예시하는 도면이다. 상기 송신기(TX) 신호는 위에서 언급된 필터들(도 5 참조)을 사용하여 필터링되고, 도 6에는 상기 필터링 동작들의 결과들이 도시되 어 있다. 필터링 이후에 수신기(RX; 14)에 남아있는 신호는 주로 TX ACL로부터 획득됨으로써, 인접 채널 누설비(ACLR)의 최소화를 위한 적합한 측정값이다.
따라서, 도 5 및 도 6은 수신기(RX; 14) 필터들이 인접 채널 누설비(ACLR) 및/또는 오차 벡터 크기(EVM) 기반 AM-PM 지연 측정을 위해 최적화되도록 프로그램될 수 있고, 측정 과정 동안 필터 특성 및 계수가 일반 신호 수신 동안 사용된 것과 동일할 필요가 없다는 것을 알 수 있게 해 준다.
여기서 유념해야 할 점은 의사 랜덤 비트 시퀀스(PRBS) 생성 및 비트 오차율(BER) 검사들이 디지털 신호 처리기(digital signal processor; DSP) 소프트웨어에서 구현되는 것이 바람직함으로써, 이동국(10)에 어떠한 추가적인 복잡성도 추가시키지 않는다는 것이다. 일반적으로, 인접 채널 누설비(ACLR) 및/또는 자체 채널 전력(OCP) 측정 기법, 및/또는 BER 측정 기법, 및 차후 AM-PM 지연 교정 절차의 추가로 인해 전반적인 디지털 신호 처리기(DSP)/마이크로 제어 유닛(MCU) 소프트웨어에 단지 비교적 적은 정도의 복잡성이 추가된다.
도 7에는 본 발명의 부가적인 실시예가 예시되어 있다. 이러한 경우에는 송신기(TX) 신호는 인접 채널 누설비(ACLR), 오차 벡터 크기(EVM) 및/또는 비트 오차율(BER)과 같은 관련 매개변수들을 측정하기 위해 외부 생산 테스터(80), 또는 대응하는 기기에 공급된다. 측정된 결과들을 마이크로 제어 유닛에 다시 제공하기 위해 피드백 루프(82)가 생산 테스터(80)로부터 이동국(10)의 마이크로 제어 유닛(68)으로 제공된다. 이러한 경우에 마이크로 제어 유닛(68)이 수신기(RX; 14)를 프로그램하거나 사용하는데 필요하지 않지만, 다른 관점에서는 도 3 및 도 4에 도시 된 방법들이 상당한 변경 없이 구현될 수 있다. 상기 생산 테스터(80)를 사용하여 최적의 지연 설정에 관한 결정을 내리고, 피드백 경로(82)를 통해 상기 최적의 값을 마이크로 제어 유닛(68)에 전달하는 것이 또한 본 발명의 범위에 속한다.
본 발명의 사용을 통해 실현될 수 있는 이점이 많이 있다. 첫째, 본 발명의 사용을 통해, 포락선 복구(ER)용 송신기(TX) 구조에 관한 공지의 문제(즉, AM 및 PM 송신기(TX) 채널들 사이의 지연 부정합으로부터 초래되는 이동국 동작에 관한 악영향)을 제거하기 위한 간단한 방법이 제공된다. 둘째, 본 발명의 사용을 통해, 시간 지연 교정을 수행하는데 추가의 IC 면적 또는 외부 부품들이 필요하지 않으며, 다만 필수적이고 이미 존재하는 회로 블록들만이 사용된다. 셋째, 교정 알고리즘이 신속하게 실행한다. 넷째, 상기 교정 알고리즘이 GSM 시스템들에서와 같은 TDMA 시스템들에서 토크 타임(talk-time) 동안 이동국(10)의 실시간 자체 교정을 수행하기에 적합하다.
여기서 유념할 점은 교정 루프가 본 분야에 설정될 경우 송신 신호들이 무선 네트워크를 방해하지 않게 하기 위해, 그리고 수신 신호들이 수신기(RX; 14) 측정 과정을 방해하지 않게 하기 위해 안테나(48)로부터 송신되고 안테나(48)로 수신되는 신호들이 차단된다는 것이다. 차단(blocking)은 안테나 스위치들, 금속 엔클로져(metallic enclosure), 또는 다른 유형의 안테나 차폐물(antenna shield)을 사용하여 구현될 수 있다.
위에서 언급된 설명은 본 발명을 구현하기 위해 본 발명자들에 의해 현재 고려된 최선의 방법 및 장치의 완전하고 상세한 설명을 대표적이며 비제한적인 예들 을 통해 제공하였다. 그러나, 첨부 도면 및 청구의 범위와 관련하여 고려된 이하의 설명을 통해 여러 가지의 변형예 및 적응예가 당업자에게 자명해질 것이다. 단지 일부 예로서, 도 3 및 도 4에 도시된 방법들의 일부 블록(예컨대, 블록들(3B,3C), 블록들(4B,4C))은 다른 순서로 배치될 수 있으며, 송신기(TX; 12) 및/또는 수신기(RX; 14)는 도 2에 도시된 구조와 다르게 구성될 수 있다. 그러나, 본 발명의 교시들의 그러한 변형예 및 유사한 변형예 모두가 여전히 본 발명의 범위에 속해 있다.
또한, 위에서 참조된 미국 특허출원 공보 US 2002/0168020 A1에 의해 개시된 것과 유사한 방식으로 다른 송신기(TX) 출력 전력 레벨들에 대응하는 복수의 지연 값을 결정 및 저장하지만, 위에서 상세하게 언급된 바와 같이 수신기(RX; 14)를 통해 지연 결과 측정을 수행함으로써 본 발명에 따라 다른 송신기(TX) 출력 전력 레벨들에 대응하는 복수의 지연 값을 결정 및 저장하는 것이 본 발명의 범위에 속한다.
또한, 한 경로(AM 또는 PM)가 다른 경로보다 큰 고유한 지연을 갖는다는 종래의 지식을 가진 자라면 다른 경로 내에(다시 말하면, 다른 경로보다 고유 지연이 적은 경로에) 프로그램가능한 지연을 배치하는 것이 가능할 수 있다.
따라서, 본 명세서에 언급된 방법 및 장치에 어느 정도의 특이성이 제공되어 있지만, 본 발명이 사용자의 필요에 따라 다소의 특이성으로 구현될 수 있다.
또한, 본 발명의 일부 특징은 대응하는 다른 특징들의 사용 없이 유리하게 사용될 수 있다. 이 때문에, 위에서 언급된 설명은 본 발명의 원리들을 제한하는 것이 아니라 단지 본 발명의 원리들을 예시하는 것으로만 간주되어야 한다.

Claims (35)

  1. 안테나에의 연결을 위해 송신기(TX) 및 수신기(RX)를 포함하는 무선 주파수(RX) 송수신기에 있어서, 상기 송신기(TX)가 진폭 변조(AM) 경로 및 위상 변조(PM) 경로 중 적어도 하나의 경로 내에 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 포함하는 폴라(polar) 구조를 지니며, 상기 무선 주파수(RF) 송수신기가 상기 송신기(TX)의 출력 및 상기 수신기(RX)의 입력 사이의 무선 주파수(RF) 접속, 및 상기 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하는데 사용하기 위한 적어도 하나의 지연 값을 결정하기 위해 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우 상기 수신기(RX)의 출력에 응답하는 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 수신기(RX)는 상기 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 위상 변조(PM) 경로 사이의 지연 부정합의 결과를 측정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 측정하는 수단은 전력 측정 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  4. 제2항에 있어서, 상기 측정하는 수단은 인접 채널 누설비(Adjacent Channel Leakage Ratio; ACLR) 전력 측정 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제어기는 상기 인접 채널 누설비(ACLR)를 최소화하는 값인 것으로 상기 지연 값을 결정하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  6. 제4항에 있어서, 상기 수신기(RX)는 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우 송신기(TX) 반송파 주파수로부터 대략 한 채널 간격만큼 떨어져 있는 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝(tuning)되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  7. 제2항에 있어서, 상기 측정하는 수단은 자체 채널 전력(Own-Channel Power; OCP) 측정 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제어기는 상기 자체 채널 전력(OCP)을 최대화하는 값인 것으로 상기 지연 값을 결정하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  9. 제7항에 있어서, 상기 수신기(RX)가 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호 를 수신할 경우 송신기(TX) 반송파 주파수와 실질적으로 동일한 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  10. 제2항에 있어서 상기 측정하는 수단은 신호 품질 측정 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  11. 제2항에 있어서, 상기 측정하는 수단은 비트 오차율(Bit Error Ratio; BER) 측정 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제어기는 상기 비트오차율(BER)을 최소화하는 값인 것으로 상기 지연 값을 결정하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  13. 제11항에 있어서, 상기 수신기(RX)는 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우 송신기(TX) 반송파 주파수와 실질적으로 동일한 수신기(RX) 반송파 주파수로 튜닝되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  14. 제1항에 있어서, 상기 수신기(RX)는 적어도 하나의 프로그램가능한 필터를 포함하며, 상기 제어기는 상기 안테나를 통해 신호를 수신할 경우보다 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 다른 특성을 지니도록 상기 필터를 프로그램하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  15. 제2항에 있어서, 상기 제어기는, 상기 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 위상 변조(PM) 경로 사이의 지연 부정합의 결과를 측정하기 위한 수단의 동작 동안 복수 개의 다른 지연 값을 지니도록 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하며, 현재의 지연 값과 협력하여 기록된 측정값을 저장하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  16. 안테나에의 연결을 위해 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법으로서, 상기 무선 주파수(RF) 송수신기가 포락선 복구(envelope restoration; ER)용 송신기(TX) 및 수신기(RX)를 포함하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법에 있어서,
    상기 방법은,
    진폭 변조(amplitude modulation; AM) 경로 및 위상 변조(phase modulation; PM) 경로 중 적어도 하나의 경로 내에 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 상기 송신기(TX)에 제공하는 단계;
    상기 송신기(TX)의 출력 및 상기 수신기(RX)의 입력 사이에 무선 주파수(RF) 접속을 이루는 단계; 및
    상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 상기 수신기(RX)의 출력에 응답하여, 상기 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하는데 사용하기 위한 적어도 하나의 지연 값을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 무선 주파수(RF) 접속을 이루는 단계는 상기 적어도 하나의 지연 값을 결정하는데 사용하기 위해 상기 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 위상 변조(PM) 경로 사이의 지연 부정합의 결과를 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 전력 측정을 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  19. 제17항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 인접 채널 누설비(Adjacent Channel Leakage Ratio; ACLR) 전력 측정을 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 지연 값은 상기 인접 채널 누설비(ACLR)를 최소화하는 값인 것으로 결정되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우 송신기(TX) 반송파 주파수로부터 대략 하나의 채널 간격만큼 떨어져 있는 수신기(RX) 반송파 주파수로 상기 수신기(RX)를 튜닝하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  22. 제17항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 자체 채널 전력(Own-Channel Power; OCP) 측정을 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 지연 값은 상기 자체 채널 전력(OCP)을 최대화하는 값인 것으로 결정되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  24. 제22항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 송신기(TX) 반송파 주파수와 실질적으로 동일한 수신기(RX) 반송파 주파수로 상기 수신기(RX)를 튜닝하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  25. 제17항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 신호 품질 측정을 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  26. 제17항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 비트 오차율(Bit Error Ratio; BER) 측정을 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  27. 제26항에 있어서, 상기 지연 값은 상기 비트 오차율(BER)을 최소화하는 값인 것으로 결정되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  28. 제26항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 송신기(TX) 반송파 주파수와 실질적으로 동일한 수신기(RX) 반송파 주파수로 상기 수신기(RX)를 튜닝하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  29. 제16항에 있어서, 상기 수신기(RX)는 적어도 하나의 프로그램가능한 필터를 포함하며, 상기 방법은,
    상기 안테나를 통해 신호를 수신할 경우보다 상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우에 다른 특성을 지니도록 상기 필터를 프로그램하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  30. 제17항에 있어서, 상기 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 위상 변조(PM) 경로 사이의 지연 부정합의 결과를 측정하는 단계는 복수 개의 다른 지연 값을 지니도록 상기 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하는 단계, 및 현재의 지연 값과 협력하여 기록된 측정값을 저장하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 동작시키는 방법.
  31. 포락선 복구(envelope restoration; ER)용 송신기(TX) 및 수신기(RX)를 포함하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 교정하는 방법에 있어서,
    진폭 변조(amplitude modulation; AM) 경로 및 위상 변조(phase modulation; PM) 경로 중 적어도 하나의 경로 내에 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 상기 송신기(TX)에 제공하는 단계;
    상기 송신기(TX)의 출력 및 외부 테스트 장치의 입력 사이에 무선 주파수(RF) 접속을 이루는 단계; 및
    상기 무선 주파수(RF) 접속을 통해 신호를 수신할 경우 상기 외부 테스트 장치의 출력에 응답하여, 상기 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하는데 사용하기 위한 적어도 하나의 지연 값을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특 징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 교정하는 방법.
  32. 제31항에 있어서, 상기 무선 주파수(RF) 접속을 이루는 단계는 상기 적어도 하나의 지연 값을 결정하는데 사용하기 위해 상기 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 위상 변조(PM) 경로 사이의 지연 부정합의 결과를 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 교정하는 방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 전력 측정 및 신호 품질 측정 중 적어도 하나의 측정을 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 교정하는 방법.
  34. 제32항에 있어서,
    상기 측정하는 단계는,
    상기 지연 값이 인접 채널 누설비(Adjacent Channel Leakage Ratio; ACLR)를 최소화하는 값인 것으로 결정될 경우 인접 채널 누설비(ACLR) 전력 측정;
    상기 지연 값이 자체 채널 전력(Own-Channel Power; OCP)을 최대화하는 값인 것으로 결정될 경우 자체 채널 전력(OCP) 측정; 및
    상기 지연 값이 비트 오차율(Bit Error Ratio; BER)을 최소화하는 값인 것으로 결정될 경우 비트 오차율(BER) 측정 중 적어도 하나를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 교정하는 방법.
  35. 제32항에 있어서,
    상기 측정하는 단계는,
    상기 외부 테스트 장치로부터 측정 결과들을 출력하는 단계,
    상기 출력된 측정 결과들을 기반으로 하여 상기 적어도 하나의 프로그램가능한 지연 요소를 프로그램하는데 사용하기 위한 적어도 하나의 지연 값을 결정하거나, 상기 측정 결과들을 기반으로 하여 상기 적어도 하나의 지연 값을 상기 외부 테스트 장치 내에서 결정하는 단계, 및
    상기 외부 테스트 장치로부터 상기 적어도 하나의 지연 값을 출력시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기를 교정하는 방법.
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