KR20060054303A

KR20060054303A - 디지털 방송 채널을 위한 비선형적인 사전코딩 방법

Info

Publication number: KR20060054303A
Application number: KR1020067000755A
Authority: KR
Inventors: 로베르트 피셔; 크리스토프 빈트파싱거
Original assignee: 지멘스 악티엔게젤샤프트
Priority date: 2003-07-17
Filing date: 2004-07-07
Publication date: 2006-05-22
Also published as: JP4210697B2; EP1647118B1; WO2005011219A1; RU2344512C2; RU2006104845A; DE10333514A1; US8130854B2; DE502004002032D1; DE10333514B4; EP1647118A1; JP2007524282A; CN1846413A; CN100583854C; KR101068753B1; US20060198459A1; ES2273264T3

Abstract

수 개의 가입자 신호들이 방송 채널(BC)을 통한 디지털 메시지 송신에 의해서, 서로 협력하지 않는 수 개의 분산된 수신기들에 중앙 송신기에 의해서 동시적으로 그리고 동일한 주파수로 송신된다. 에러가 없는 각각의 수신을 가능하게 하는 공통 송신 신호가 송신측 상에서 신호처리 방법들을 통해 현재 송신 조건들 및 모든 가입자 신호들을 인지함으로써 생성되어야 한다. 공지된 비선형 사전코딩 방법들은 간섭 신호들을 완전히 억제시키고, 그럼으로써 채널 다이버시티가 사용될 수 없다. 청구된 사전코딩 방법에 있어서는, 발생하는 간섭 신호들이, 그와 반대로, 고려된다. 모듈로 수학 계산에 기초하여, 송신 채널이 완전히 등화되지 않지만 실질적으로 분할되고, 그럼으로써 가입자 신호(ST_k)의 송신은 주기적으로 연속되고; 상기 신호들은 최소 송신 전력에 따라 선택되고 선형적인 방식으로 사전등화되고, 가입자 신호들(ST_K) 사이에 여전히 남아 있는 잔여 간섭들은 미리 설정된 값들 세트로부터의 특수 값들을 가정할 수 있다. 상기 값들 세트는 선택됨으로써, 다른 가입자들의 간섭 신호들은 또한 단순히 이미 존재하는 주기적인 연속성에서 반영되며, 수신측 상에서 모듈로 결정을 통해 필요시 억제되거나 사용될 수 있다.

Description

디지털 방송 채널을 위한 비선형적인 사전코딩 방법{NONLINEAR PRECODING METHOD FOR A DIGITAL BROADCAST CHANNEL}

본 방법은 중앙 송신국과 K개의 분산된 비-상호접속 수신국들 간에 설정되어진 공지된 송신 동작을 통해서 동일한 시간 및 동일한 주파수로 디지털 방송 채널을 통해 송신되어질 K 사용자 신호들의 송신측 사전등화를 위한 모듈로 계산, a_k+A_k·M_k·z_kk 값들의 범위로부터(z_kk는 정수 세트의 정수임) 송신-전력-최소인 대표 v_k의 선택, 및 송신될 송신 신호들 x_k를 형성하기 위해 상기 선택된 대표 v_k의 선형적인 사전등화에 기초하는 비선형적인 사전코딩 방법에 관한 것으로, 상기 사용자 신호들은 K개의 수신측 모듈로 결정 장치들에 따라 데이터 심볼 간격들로 방해받지 않게 송신된 데이터 심볼들 a_k의 주기적인 다중 표현을 갖는 신호 포인트 간격 A_k를 가진 M_k-레벨 신호 배열(constellation)로부터의 데이터 심볼들 a_k(k는 1 내지 K)로 구성된다.

방송 채널에서는, 공통 (즉, 중앙) 송신기(예컨대, 기지국)에 존재하는 다수의 사용자 신호들이 다수의 분산된 (즉, 서비스 영역에 걸쳐 흩어져 있는) 수신기 들(예컨대, 이동국들)에 디지털적으로 송신된다. 신호 송신 사용자 신호→수신 신호는 다운링크에서 단방향성이다. 방송 채널에서 신호 송신의 특별한 특징은 개별적인 수신기들간의 협력성 부족이다. 다른 수신기들의 신호들은 어떤 수신기에도 알려지지 않고, 개별적인 수신기들 간의 통신은 가능하지 않다. 따라서, 중앙 수신기에서는 수신 신호들의 어떠한 공동 데이터 처리도 존재하지 않는다. 그러므로, 송신-향상 신호 컨디셔닝이 공통 송신기의 송신측에서만 이루어질 수 있다. 신호 송신은 유선적일 수 있지만, 비-유선적이기 쉽다. 각각의 사용자 신호를 연관된 수신기에 정확히 할당하기 위한 신호들의 기본적이나 불완전한 구별이 CDMA(Code Division Multiple Access)에 의해서 또는 SDMA(Space Division Multiple Access)에 의해서 수행된다. 매운 많은 수의 신호 입력들(사용자 신호들) 및 매우 많은 수의 신호 출력들(수신 신호들)을 갖는 그로 인한 전체 구조는 MIMO(Multiple Input Multiple Output)으로 공지되어 있다. 또한, 비-유선적인 신호 송신(무선 송신)의 경우에, 다중-안테나 시스템들이 점점 많이 사용되고 있는데, 상기 다중-안테나 시스템들에서는 신호들이 매운 많은 수의 송신 안테나들을 통해서 매우 많은 수의 수신 안테나들로 송신되고, 상기 안테나들의 수는 어쩌면 같거나 다를 수 있으며 신호 처리에 영향을 준다. 일반적으로, MIMO 시스템에서는 시간 및 공간 다이버시티가 유리하게 활용된다.

공통 송신기로부터 제공되는 다수의 수신기들로부터 발생하는 문제점은 개별적인 사용자들에게는 그들이 원하는 신호들뿐만 아니라 다른 사용자들의 신호들이 상기 원하는 신호들에 중첩되고, 그로 인해 간섭 신호들이 발생한다는 점이다. 누 화 간섭의 발생은 분리된 서브채널들을 통한 이상적인 송신 동작의 경우에 존재하게 될 직교성의 손실과 같은 의미이다. 따라서, 송신측에서는, 각각의 사용자가 다른 신호들로부터의 간섭없이 자신의 원하는 신호를 수신하는 방식으로 적절한 공통 송신 신호를 생성하기 위해서 방송 채널에서 현재 얻고 있는 송신 조건들, 즉 개별적인 사용자들 간의 개별적인 누화 인자들 및 사용자 신호들 알려고 하는 시도가 이루어져야 한다. 많은 해결책이 현재 알려져 있는 공통 수신기로의 흩어져 있는 송신기들의 다중 액세스(업링크)에 대한 이중 문제점과는 대조적으로, 본 문헌은 공통 수신기로부터 공간적으로 분리되어 있는 비-협동적인 수신기들을 제공하는 설명된 문제점을 해결하기 위한 작은 수의 방법들만을 포함한다. 설명된 송신 시나리오는 다음과 같은 잘 알려진 채널 수식을 사용하여 수학적으로 간단하고 일반적인 방식으로 표현될 수 있다:

y = Hx + n

K 사용자들의 어쩌면 이미 사전처리된 송신 심볼들은 벡터 x=[x₁, x₂,..., x_k]^T(벡터 및 행렬은 굵게 표기)에서 결합된다. 채널 행렬 H의 복소-값 엘리먼트들 h_KI는 송신 경로들 I→K 사이의 커플링, 즉 사용자 K 상에서 사용자 I의 누화를 설명한다. 커플링이 없는 이상적인 채널 행렬 H는 대각 행렬, 바람직하게는 항등 행렬(메인 대각선 상에 값 1)이다. 채널 행렬 H는 백채널을 통해서 또는 시분할 다중화를 갖는 듀플렉싱의 경우에는 백채널없이 여러 공지된 방법들에 의해 추정될 수 있으며, 중앙 송신기에 알려지는 것으로 가정된다(소위 채널 상태 정보(CSI)의 존재). 벡 터 n에서는 전자 성분들의 피할 수 없는 잡음 효과(추가 잡음들) 및 다른 외부 간섭이 결합되고, 벡터 y=[y₁, y₂,...,y_k]^T의 엘리먼트들은 개별적인 수신기들에서의 수신 심볼들이다. 방송 채널에 대한 공지된 제 1 해결책은 사용자 신호들의 선형적인 사전등화(선형적인 채널 인버전(LCI))를 필요로 한다. 존재하는 사용자들의 데이터 신호들 a_k로부터, 벡터 a에 결합해서, 송신 심볼들 x_k(이 문맥에서 "심볼"이란 용어는 정보를 나타내는 실수 또는 복소수를 의미함)이 다음과 같은 식에 따라 형성되고;

x = H^-1a

여기서, H ^-1 은 H에 대한 역행렬을 나타내지만, 그것은 단지 송신 행렬이 비특이 행렬(non-singular)인 경우에(행렬의 행렬식이 비-제로임)만 형성될 수 있다. 그러나, 이러한 방법을 통해서는, 어떤 간섭 신호들도 수신기들에서 발생되지 않고 데이터 심볼들 a_k이 직접적으로(단지 추가적인 잡음이 중첩됨으로써) 나타나는 것이 달성된다. 그러므로, 각각의 직접적인 송신 경로들 k→k의 완전한 디커플링(직교성)이 존재한다. 그러나, 이러한 절차의 단점은 필요한 평균 송신 전력의 임의의 경우의 매우 상당한 증가이다. 이러한 효과는 커질수록, 더욱더 강하게 행렬 H ^-1 은 특이 행렬이기 쉽다.

평균 송신 전력의 상당한 증가는 만약 사용자 신호들의 선형적인 사전처리 대신에 결합 비선형 사전등화(사전코딩 방법)가 사용되는 경우에는 회피된다. 그러나, 공지된 사전코딩 방법들을 통해서, 상호 간섭 신호들이 마찬가지로 완전하게 억제되고, 그럼으로써 다이버시티 수신이 활용될 수 없다. 사전코딩 방법들은 이러한 상황에 대한 상기 이중 문제점, 즉, 다중 액세스 시나리오(예컨대 다수의 분산된 사용자들이 공통 수신기에 액세스하는 업링크 송신 방향에서의 다중 액세스 문제)으로부터 개발될 수 있다. 비선형적인 등화가 예컨대 공지된 V-BLAST 방법에서 구현되는 간섭 신호들의 연속적인 제거를 통해 수행될 수 있으며, 간섭 신호들을 완전하게 제거하는(ZF:Zero Forcing) ZF-DFE(Zero Forcing Decision Feedback Equalization)로 지칭될 수 있다. 설정된 사전코딩 방법은 Tomlinson 및 Harashima(THP-Tomlinson-Harashima Precoding)에 따라 공지되어 있으며, 모듈로 계산의 사용에 근거한다. 이러한 절차는 publication Ⅰ "New Automatic Equaliser Employing Modulo Arithmetic"(Electronics Letters, vol.7, Nos.5/6, pp.138-139, March 1971)에서 M.Tomlinson에 의해서 그리고 publication Ⅱ "Matched Transmission Technique for Channel with Intersymbol Interface"(IEEE Transactions on Communication, Vol.com.20, No.4, pp.774-780, August 1972)에서 H.Harashima 및 H.Miyakawa에 의해서 처음으로 설명되었다. 본래는 상기 비선형적인 사전코딩 방법들은 단순히 하나의 입력 및 하나의 출력을 가지고 채널들을 위해 설계되었지만, 심볼간 간섭(ISI)이 존재하였다. 상기 방법들이 채널간 간섭(ICI)이나 또는 ISI 및 ICI의 결합을 억제시키기 위해 MIMO 채널들에 대해서도 사용될 수 있다는 것은 나중에 밝혀졌다. 이러한 송신은 R.Fischer 등에 의해 publication Ⅲ "Spacetime Transmission using Tomlinson-Harashima-precoding"(proceedings of 4. ITG Conference on Source and Channel Coding, pp.139-147, Berlin, January 2002)에서 MIMO 사전코딩이란 용어의 개념으로 상세하게 설명되어 있다.

이러한 사전등화는 중앙 수신기의 경우에만 가능한 수신측 피드백 등화 대신에 중앙 송신기에서 사용될 수 있다. 평균 송신 전력이 처리 중에 상당히 증가되지 않도록 보장하기 위해서, THP는 비선형성에 기초하여 동작한다. 여기서는 톱니 특징을 갖는 모듈로 감소가 관련된 데이터 심볼 a_k 및 선택된 신호 포인트 간격 A_k=1에 대해서 선택되어진 신호 배열의 레벨 수 M_k에서 범위(-M_k/2, +M_k/2)로 송신 신호 x_k를 제한한다. 원칙적으로는 개별적인 레벨 수 M_k 및 개별적인 신호 포인트 간격 A_k가 송신될 각각의 데이터 스트림에 대해서 선택될 수 있다는 것이 지금 이 순간에 지적되어야 한다. 그러나, 일반적으로는, 간략성을 위해서, 이러한 파라미터들은 송신될 모든 사용자 신호들에 대해서 동일하게 선택된다. 임의의 정해진 데이터 신호들에 대해서, 출력 신호는 간단한 덧셈 규칙을 통해서 미리 정해진 모듈로 제한치들 사이에 변함없이 유지되고, 이러한 방법에 의해서 송신 전력은 선형적인 방법들에 비해 상당히 감소된다. 이러한 제한은 메모리없이 심볼마다 수행되며, A_k·M_k의 정수배를 가정할 수 있는 정정 심볼의 추가로서 동일하게 표현가능하다. 이러한 해결책에서 현재 명백하게 선형적인 사전등화는 채널 왜곡을 완전하게 제거한다. 기본적으로 THP를 통해서는, 선형적으로 사전등화되는 적절한 대표 v_k 의 선택 및 데이터 심볼들 a_k의 다중 표현에 의해서, 송신 신호가 x=H ^-1 v 에 따라 형성되고, 그럼으로써 평균 송신 전력에서의 임의의 감지가능한 증가도 회피될 수 있다. 적절한 대표 v_k의 다중 표현 및 선택에 의해서, 신호 처리에 있어 한 단계 더 자유가 제공된다. 이진 송신의 경우에, 이진 심볼들 "0" 및 "1"은 예컨대 M_k=2-레벨 신호 배열에 상응하는 +0.5 및 -0.5의 진폭 값(신호 포인트 간격 A_k=1)에 의해서 표현될 수 있다. 선택되는 진폭 값들에 기초해서, 사전코딩을 사용할 때는, 정수의 각각의 덧셈을 통해(M_k=2의 배수), 이진 심볼 "0"은 예컨대 -3.5; -1.5; +0.5; +2.5; +4.5;...로 표현되고, 이진 심볼 "1"은 -2.5; -0.5; +1.5; +3.5; +5.5;...로 표현된다. 모든 사용자 데이터 심볼들 a_k(+0.5 및 -0.5인 값들을 가짐)의 인지를 통해, 대표 v_k(z가 양 또는 음의 정수인 경우에 값(+0.5 + 2z)의 범위로부터)가 선택됨으로써, 채널의 선형적인 사전등화 이후에, 송신 신호 x=H ^-1 v는 낮은 평균 전력이나 또는 가장 작은 가능한 진폭을 갖는다.

본 발명이 행해지는 종래 기술은 publication Ⅳ에서 R.Fischer 등에 의한 "MIMO-Precoding for Decentralized Receivers"(Proceedings of International Symposium on Information Theory-ISIT 02, Lausanne, Switzerland, June/July 2002, p.496)에 개시되어 있다. publication Ⅲ에 연속해서, 비선형적인 모듈로 계산을 사용하여 변경된 THP가 분산된 수신기들이 서로 어떠한 연결도 갖지 않는 다운링크 시나리오를 가진 방송 채널에 대해 설명된다. 송신측 비선형 사전처리는 DFE로부터 유도될 수 있으며, 수학적인 항들에 있어서는, 채널 행렬을 삼각형 형태로 변환하는 기능을 갖는 순방향으로 동작되는 단위 행렬 F 및 유닛 메인 대각선을 갖는 하삼각 행렬의 형태로 비선형적으로 동작하는 피드백 루프에 존재하는 행렬 B를 갖는다. 만약 송신 동작을 위한 전체 채널 행렬이 삼각 행렬의 형태라면, 발생하는 간섭 신호들은 모듈로 계산을 사용하여 중앙 송신기의 피드백 브랜치에서 비트마다 사전보상될 수 있다. 각각의 수신기들에서는, (다른 수신기들로의 동시 송신 경로를 갖는) 다른 사용자들이 존재하지 않는 것처럼 데이터가 나타난다.

그러므로, 서로간에 상호간섭 신호들이 비선형적인 사전코딩 방법들을 사용할 경우에 완전히 회피되기 때문에, 각각의 수신기에서는 송신되는 데이터 심볼들 a_k이 복원될 수 있거나 또는 그들에 대한 추정 값들이 진폭 값들이나 신호 포인트 간격들(모듈로 결정 장치)의 주기적인 연속성을 고려하는 임계치 결정 수행을 통해 형성될 수 있다. 그러나, 이러한 사전코딩 방법들의 단점은 어떤 "다이버시티 이득"도 상호 간섭 신호들의 완전한 방지로 인해 달성될 수 없다는 점이다. 각각의 송신 서브시스템(연관된 수신기로의 한 사용자 신호)은 마치 그것이 (하나의 입력 및 출력을 갖는) 별도의 채널을 통해 동작되는 것처럼 기능한다. 특히, 페이딩 채널의 경우에는, 그것은 열악한 송신 상황에서 높은 에러율을 수반한다. 그러나, 만약 신호들이 공동으로 처리되어 송신된다면, 다이버시티 이득이 원칙적으로 달성 될 수 있다. 만약 두 송신 경로의 경우에 상기 두 경로 중 하나가 열악한 송신 상황을 갖는다면, 다른 송신 경로가 사실상 사용가능하게 되는 것이 가장 가장하다.

따라서, publication Ⅵ에 기초해서, 본 발명의 목적은 존재하는 간섭 신호들로 인한 방송 채널의 이용가능한 다이버시티가 활용될 수 있는 방식으로 분산된 수신기들을 갖는 방송 채널에 대한 일반적인 타입의 비선형적인 사전코딩 방법을 더욱 개선하는 것이다. 그 방법은 실행이 간단하고 또한 높은 송신 품질을 보장하도록 설계된다. 본 발명의 목적을 달성하기 위한 신규한 해결책이 독립항에 기재되어 있다. 본 발명에 따른 비선형적인 사전코딩 방법의 유리한 개선점들이 종속항들에 개시되어 있다. 이들은 이제 본 발명과 관련하여 더욱 상세히 설명될 것이다.

사용자 신호들에 대한 송신측에서의 공동 사전처리를 위한 본 발명에 따른 사전코딩 방법은 위의 설명된 THP에 기초하며, 각각의 데이터 심볼들 a_k에 대한 가능한 대표들의 주기적인 연속성의 아이디어로 돌아가는데, 상호 중첩된 간섭 신호들은 더 이상의 제로 포싱(zero forced)되지 않고 정확하게 정해진 값들 세트들로부터의 값들을 이러한 간섭 값들에 또한 할당함으로써 공동 사전처리를 통해 포함되고, 상기 간섭 신호들 특징화하기 위해서 허용되는 값들은 수신측 모듈로 결정 장치들이 존재하는 간섭 신호들을 심지어 갖는 송신된 데이터 심볼 a_k에 대해서 신뢰적으로 결정할 수 있도록 선택된다. THP를 사용할 경우에는 수신측 모듈로 결정 장치들이 이미 데이터 심볼들 a_k의 주기적인 모호성을 이미 고려하고 있기 때문에, 간섭 신호들은 이제 가능한 대표들 세트로부터의 다른 대표 v_k(그러나, 그것은 동일한 데이터 심볼 a_k를 나타냄)가, 수신기에서, 사용자 I로부터 수신기 k로의 중첩된 간섭 신호들에 대한 값들의 범위(A_k·M_k·M_k·z_IK, 여기서 z_IK는 제로를 포함해서 양 또는 음의 정수임)로부터 단지 본래 데이터 심볼 a_k만큼만 차이가 나는 방해없이 사용자 k로부터 수신기 k로 송신되는 데이터 심볼들에 대한 값의 범위(a_k+A_k·M_k·z_kk, 여기서 z_kk는 제로를 포함해서 양 또는 음의 정수임)를 나타낸다. 본 발명에 따른 사전코딩 방법을 통해서, 존재하는 간섭 신호들은, 모듈로-코딩된 사용자 신호들을 동일한 데이터 심볼들에 대한 결정 간격들로 허용가능한 시프팅을 생성함으로써, 고려되며 동시-처리된다. 비록 주기적인 시프팅은 결정 간격들이 상이하다는 것을 의미하지만, 그 결정 및 그것의 신뢰성 결과는 동일하다.

이진 데이터 송신을 위한 상술된 수학적인 예에 있어서, 상호 간섭 신호들은 따라서 -4; -2; 0; +2; +4;...인 값들(짝수들)을 가정하며 그로 인해 짝수로 넘버링될 수 있다. 그러나, 간섭 신호들을 정수들의 배수들에 매핑시키는 것은 M_k-레벨 신호 배열들의 임의의 다른 선택에 또한 적용된다. 본 발명에 따른 사전코딩은 또한 복소수 공간을 사용하여 직교 진폭 변조 방식(예컨대, 4QAM 또는 16QAM)에 적용될 수 있다. 이러한 종류의 변조에 있어서는, 데이터 벡터 a는 복소값 QAM 알파벳으로부터의 데이터 심볼들 a_k(신호 포인트들로도 알려져 있음)로 구성된다. 심볼들의 실수부들은 코사인파 변조를 통해 송신되고, 허수부들은 사인파 변조를 통해 송신된다(직교 혼합). 복소값 채널 설명(복소값 행렬 엔트리들)을 사용할 경우에는, 먼저 엔트리들을 두 개의 실제 값 성분들, 즉 실수부 및 허수부로 분할하고 그것들을 두 배 많은 서브-신호들을 사용하는 실제 송신으로서 나타낸다. 그러므로, 채널 행렬 H _r 은 두 배인 디멘션(2K)을 획득한다. 수신측 상에서는, 전압 값들을 위상-정확하게 검출하며 실제 성분들에 실수 및 허수부를 재할당하는 복조기들이 제공된다. 다음으로, 복소값 공간으로의 최종적인 역변환이 다시 이루어진다. 따라서, 다음이 얻어진다:

여기서, Re 및 Im은 관련된 변수의 실수부 및 허수부를 나타내며, 선택된 정의에 따라서 다음의 수식에 따라 등가의 2K-차원적인 실수값(MIMO)의 채널 모델을 정의한다:

y_r = H_rx_r + n_r

상기 등화를 간단히 하고 가능한 다이버시티를 유리하게 활용하기 위해서, 본 발명에 따른 사전코딩 방법을 통해서, 존재하는 방송 채널이 두 부분들로 개념적으로 세분된다. 제 1 부분은 사전코딩에 의해서 완전히 등화되고, 따라서 사용자 신호들이 디커플링되지만, 데이터 심볼들의 주기적인 연속성이 이루어진다. 데이터 심볼들 a_k에 대한 현재의 대표 v_k는 본래 레벨 번호 M_k의 정수배 만큼 차이가 나는 가능한 값들에 기초하여 선택되고, 그럼으로써 선택된 대표 v_k의 선형적인 등화 사전등화 이후에는 필요한 송신 전력이 최소가 된다. 채널의 제 2 부분은 등화되지 않고 따라서 사용자 신호들 사이에 잔여 간섭을 발생시킨다. 그러나, 이 부분을 적절히 선택함으로써, 한편으로는 상기 잔여 간섭은 수신기들에서 이루어지는 결정에 악영향을 주지않도록 기여하고, 다른 한 편으로는 채널의 제 1 부분의 등화가 더 낮은 수신측 이득을 갖는 것이 가능하고 따라서 채널의 더 낮은 잡음 증폭 또는 다이버시티가 적어도 부분적으로 활용될 수 있다. 사전등화 방법들을 사용할 때는 사용자 신호들이 이미 수신기들에서 주기적으로 연속해서 나타나기 때문에, 잔여 간섭은 가능한 대표들의 간격에 일치하는 값들을 가정할 있고, 상기 간섭은 다른 대표들의 (가상적인) 선택에 있어서만 반영되며, 그것의 효과는 이미 존재하는 모듈로 결정 장치에서 완전히 제거된다. 본 발명의 중요한 장점은 상당히 증가된 신호 송신 전력 효율이다. 청구된 사전코딩 방법을 통해서, 더 낮은 비트 에러율, 즉, 신뢰적인 수신이 공지된 사전코딩 방법들을 이용하는 것과 동일한 평균 송신 전력으로 달성될 수 있다. 특히, 청구된 사전코딩 방법을 사용함으로써, 방송 채널의 송신 품질이 향상될 때 비트 에러율에 있어 확실히 두각을 나타내는 다이버시티 이득이 획득될 수 있다.

송신 채널의 부분적인 등화는 채널 행렬 H _r 을 감소된 채널 행렬 H _red 로 변환하는 수학적인 조건들에서 변경된 채널 설명을 사용하는 것에 상응한다. 다음으로, 나머지 상호 커플링들을 설명하는 적절한 잔여 간섭 행렬 R과 그것의 곱은 다음의 분해에 따라 채널 행렬 H_r을 다시 한번 산출한다:

H_r= RH_red

잔여 간섭 행렬 R은 단지 채널의 현재 송신 동작에만 의존한다. 채널 행렬 H(또는 H _r )이 변하지 않는 한(버스트 송신), 잔여 간섭 행렬 R도 또한 변하지 않는다. 메인 대각선에서는 잔여 간섭 행렬 R이 1(직접적인 신호 경로들)에 의해 점유되고, 모든 다른 엘리먼트들은 레벨 번호 M_k의 행방향으로만 정수(양 또는 음) 배를 가정한다. 성분마다 이진 송신의 경우에는, 이러한 엘리먼트들은 단지 (양 또는 음의) 짝수이다:

채널 행렬 H의 적절한 분해를 위해 여러 방법들이 사용될 수 있다. Monte Carlo 방법을 사용함으로써, 적절한 계수들이 예컨대 실험을 통해 결정될 수 있다. 가능한 낮아야 하는 그들의 복잡도에 대해서 및 가능한 작아야 하는 필요한 수신측 이득에 대해 최적의 분해 방법들이 선택되어야 한다(예컨대, AGC(Automatic Gain Control)을 통해).

MIMO 채널들을 위한 다른 행렬 감소들이 종래에는 격자 감소로서 공지되어 있다. publication Ⅴ에서의 H.Yao 등에 의한 "Lattice-Reduction-Aided Detectors For MIMO Communication Systems"(Proceedings of IEEE Globecom 2002, Taipei, Taiwan, November 2002)에서는, 다수의 입력들 및 출력들을 갖는 채널들에 대한 저복잡도 검출 방법이 설명되어 있다. 기본적인 개념은 격자 이론 분야(규칙적인 격자들의 이론)에 공지되어 있는 수학적인 방법들의 사용인데, MIMO 채널은 완전하게 선형적으로 등화되지 않지만, 다른 더욱 적절한 표현에 기초하면(감소된 기초), 채널은 단지 간단한 성분마다의(즉, 각각의 사용자 신호들에 대해) 임계치 결정이 가능하도록 부분적으로 등화된다. 단지 추가적인 사후처리 후에, 송신된 데이터 신호들에 대한 필요한 추정 값들이 획득된다. 그러나, 두 송신 안테나 및 두 수신 안테나를 특별히 고려한 공지된 방법은 다중-안테나 시스템에서 모든 사용자 수신 신호들이 수신측에 통보되고 공동 신호 처리가 가능하다는 점에서 본 발명과 기본적으로 상이하다. 이와는 대조적으로, 본 발명에 따른 사전코딩 방법은 오로지 다운링크 방향을 갖는 다중사용자 시스템에서의 문제에 관한 것이다. 여기서는, 사용자 신호들이 통보되고 처리될 수 있는 공통 송신기가 존재한다. 다른 한 편으로는, 서비스 영역에 걸쳐 흩어져 있는 수신기들은 협력하지 않는데, 즉, 각각의 수신기는 자신의 수신 신호만을 본다(공통 처리가 가능하지 않다). 공지된 (부분적인) 등화가 오로지 선형적으로만 수신측 상에서만 이루어지는데, 즉, 채널의 감소된 부분이 역채널 행렬을 사용하여 등화된다. 본 발명은 THP에 기초하여 송신측 상에서 비선형적으로만 동작한다.

Ch.Windpassinger 및 R.Fischer의 publication Ⅵ: "Low-Complexity Near-Maximum-Likelihood Detection and Precoding for MIMO Systems using Lattice Reduction"(Proceedings of IEEE Information Theory Workshop 2003, pp.345-348, Paris, France, March/April 2003)은 publication Ⅴ에 기초하며 그것을 확장한다. 다수의 입력들 및 출력들을 갖는 MIMO 채널들을 위한 저복잡도 검출 방법이 2×2 시나리오로부터 K 입력들 및 출력들을 갖는 일반적인 경우로 확장된다. 또한, 선형적인 부분 등화가 비선형적인 사전코딩으로 대체된다. 그러나, 본 발명과의 중요한 차이점은 이러한 방법들이 또한 모든 부분적인 수신 신호들이 수신측 상에 통보되고 공동 처리가 가능한 다중-안테나 시스템들에 관한 것이라는 점이다. 본 발명에 청구된 사전등화 방법은, 한편으로는, 협력할 수 없는 분산된 수신기들을 위해 설계되는데, 여기에는 신호 처리에 있어 부분적인 어려움이 존재하며, 그 이유는 그것이 송신측 상에서만 이루어질 수 있기 때문이다.

감소된 부분 H _red 에 의해 설명되는 채널 부분을 등화시키기 위해서, 이러한 감소된 행렬은 또한 적절한 행렬들로 인수분해된다. 이러한 분해는 예컨대 다음의 형태를 가질 수 있다:

P^TH_red=1/g B F^-1

여기서, F는 직교하는 열들을 갖는 행렬이고, B는 하삼각 행렬이고, P는 치환 행렬(각각의 행 및 각각의 열은 하나의 1을 포함함), g는 수신측 이득 인자(자동 이득 제어)이다. 모든 세 개의 행렬들 및 스칼라가 미리 정해진 기준(바람직하게는 최소 g)에 따라 H_red로부터 불명료하게 결정될 수 있다

위에서 제공된 수치적인 예에서 1/2만큼 시프트된 정수들 어레이로부터 신호 포인트들을 선택하기 위해, 시스템적인 오프셋이 수신측 상에서 생성된다. 이는 상응하게 변경된 수신기들에 의해서나 또는 더욱 간단하게는 어떠한 추가적인 송신 에너지도 필요하지 않은 송신측 오프셋 보상에 의해서 제거될 수 있다. 이는 다음의 수식에 따라서 벡터 O의 감산에 의해 이루어진다:

O = P^T(R-I)[1/2....1/2]^T

본 발명의 실시예들이 이제 도면들을 참조하여 더욱 상세하게 설명될 것이다.

도 1은 방송 채널을 나타내는 도면.

도 2는 종래의 사전코딩 방법에 의한 방송 채널의 디커플링을 나타내는 도면.

도 3은 방송 채널 상에 중첩된 본 발명에 따른 사전코딩 방법을 갖는 방송 채널을 나타내는 도면.

도 4는 본 발명에 따른 사전코딩 방법의 블록도.

도 5는 여러 등화 방법들에 대한 비트 에러 곡선을 나타내는 도면.

도 6은 여러 등화 방법들에 대한 이득 인자들을 나타내는 도면.

도 1은 공통의 중앙 송신기 CT(예컨대, 기지국)로부터 K 분산된 수신기들 DR _k (예컨대,이동국들)로 K 사용자 신호들 SK _k 를 디지털 통신하기 위한 방송 채널 BC의 구조를 개략적으로 나타내는데, 상기 K 분산된 수신기들은 각각의 경우에 단지 자신들의 수신 신호 SR _k 만을 수신할 것이고 또한 인접한 수신기들 DR _k 와 접촉하지 않을 것이다. 송신은 단지 다운링크 방향으로만 이루어지는데, 비유선 무선 송신이 도시된 경우에 사용된다. 완전히 고려되고 있는 방송 채널 BC은 많은 수의 입력들 및 많은 수의 출력들을 가지고 있으며, 따라서 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 출력으로서 해석될 수 있다. 여기서는, MIMO 채널을 마찬가지로 정의하는 다중-안테나 시스템과는 구별되어야 하는 다중사용자 시스템이 존재한다.

도 2는, M_k=2, A_k=1 및 k=1,...,K를 갖는 선택된 예시적인 실시예에 대해서, 이미 위에서 설명된 모듈로 계산을 사용하는 공지된 비선형적인 사전코딩 방법 THP(Tomlinson-Harashima-Precoding)을 적용하는 것에 기초하는 완전히 디커플링된 방송 채널 BC을 나타낸다. 기본적으로는, 신호 배열(A_k·M_k·z, 여기서 z은 제로를 포함해서 양 또는 음의 정수임)의 신호 포인트 간격 A_k 및 레벨 번호 M_k의 곱의 정수배의 특수 값을 각각의 데이터 심볼 a_k(사용자 신호들 ST _k 에 할당됨)에 추가하고, 최소 송신 전력에 대한 최상의 값이 선택되고, 그럼으로써 획득된 신호 대표가 선형적으로 사전등화된다. THP는 각각의 분산된 수신기 DR _k 가 자신의 필요한 수신 신호 SR _k 를 수신하도록 하기 위해서 공통 송신 신호를 중앙 송신기 CT에서 생성하기 위해 송신측 상에서 사용된다. 존재하는 간섭 신호들은 이러한 사전코딩 방법 THP를 통해 완전히 제거되고, 그럼으로써 채널 다이버시티가 사용될 수 없다.

도 3은, 다른 한편으로, 간섭 신호들이 고려되고 있는 본 발명에 따른 비선 형적인 사전코딩 방법의 적용을 나타낸다. 이 방법을 통해서, 사용자 신호들 ST _k 에 대한 값들 사이에 짝수의 정수값들을 갖는 이진(M_k=2, A_k=1 및 k=1,...,K를 갖는 예시적인 실시예에서) 송신의 경우에 간섭 신호들은 곱셈으로 표현되고, 데이터 심볼 a_Ⅰ(I는 1 내지 K이고, k와 동일하지 않음)과 데이터 심볼 a_k 사이의 간섭 심볼들은 값 범위 A_k _·M_k·z_IK(여기서, z_IK는 정소 세트로부터의 값임)로부터의 주기적인 대표들이 할당된다. 간섭 신호들을 짝수의 정수값들(짝수로 넘버링된 간섭들)에 매핑시키는 것은 EIIP(Even-Integer Interference Precoding)을 사용하여 적절히 짧아질 수 있다. 도 3에서는, EIIP가 기초하는 부분 채널 등화의 기본 원리를 명확히 알 수 있고, 이를 통해서 방송 채널 BC는 사실상 비선형적인 사전코딩(선형화된 형태로 도시됨)이 수행되는 커플링(제 1 추가 위치들)없이 감소된 채널로 [변환]되고, 적합하게 형성된 간섭 신호들(제 1 추가 위치들)의 중첩이 구별된다.

도 4는 제안되어진 부분 등화 사전코딩 방법 EIIP에 제공될 때의 전체 송신 시스템을 나타낸다. 채널 행렬 H는 K 사용자들을 갖는 실질적인 송신 채널을 나타낸다. 그것의 입력단에서는, 모든 송신 신호들이 함께 액세스될 수 있는데, 이는 넓은 벡터 화살표로 표시되어 있다. 그것의 출력단에서는, 사용자 신호들 y_k(k는 1...K임)이 단지 하나씩 처리되는데, 여기서는 각각의 스칼라 화살표들로 표시되어 있다. 수신측 상에서는, 추가적인 잡음 n_k가 중첩된다. 도시되어 있는 정상적인 추상적인 표현에 있어서는, 수신기들 각각이 단지 스케일링 장치(자동 이득 제어) 및 임계치 결정 장치(임계치 결정을 갖는 이중-테두리 박스 및 원으로 도 4에서 표시되어 있고, 이중-테두리는 비선형적인 동작을 나타냄)로 구성된다. 송신기는 제 1의 세 개의 기능 블록들로 구성된다. 상기 송신기는 현존하는 채널 행렬 H(또는 H _red )에 의존하는 치환 행렬 P^T, 비선형적인 모듈로 동작 MOD를 갖는 피드백 루프, 항등 행렬 I 및 하삼각 행렬 B 뿐만 아니라 직교 열들을 갖는 행렬 F를 포함한다. (QAM 알파벳으로 취해지는) 송신될 데이터 심볼들은 K차원 벡터 a에서 결합된다. 각각의 수신기는 자신의 데이터 심볼 a_k(그리고 그것만을) 수신하려 한다. 복소 엔트리를 갖는 이러한 벡터는 먼저 실벡터로 변환되고(이미 위에서 설명한 바와 같이 복소 성분을 실수부 및 허수부로 분리함), 기호 a/a _r 로 나타낸다. 송신기에서의 추가적인 처리는 실수값에 기초하여 이루어진다. 송신기는 벡터 x_r에 결합된 송신 심볼들을 생성한다. 다음으로, 상기 송신 심볼들은, 채널이 복소값 입력 심볼들을 처리할 때, 복소값 표현(복소수를 형성하기 위해 실수부 및 허수부의 결합; 위에서의 역처리)으로 변환된다.

송신기의 제 1 스테이지는 벡터 a_r의 성분들의 치환(재분류)이다. 그 다음 기능 블록은 사전코딩 방법들에서 공지된 비선형적으로 동작하는 피드백 루프이다. 여기서는, 채널을 통한 송신 동안에 발생하는 간섭 신호들이 이미 사전에 보상된다. 송신 전력을 증가시키지 않기 위해서, 여기서는 모듈로 동작 MOD이 사용되는데, 상기 모듈로 동작은 적절한 정수값(본래 신호 배열의 주기적인 연속성에 상응 함)의 가산/감산에 의해서 고정되는 미리 정해진 간격으로 출력 심볼들을 제한한다. 예컨대 이진 송신(M_k=2) 및 A_k·M_k=2와 등가인 신호 포인트 간격 A_k=1의 경우에 서로 미리 정해진 간격 A_k·M_k을 처리하는 모든 신호 포인트들은 동일한 메시지(비트 결합)를 나타낸다. 마지막으로 다른 단위 행렬 F이 적용되는데, 상기 단위 행렬은 송신 전력을 증가시키지 않으면서 일반적인 채널 행렬을 하삼각 행렬로 변환한다. 따라서, 단지 연속적인 처리가 필요시 송신기에서 이루어질 수 있다.

수신 신호들이 수신기들에서 오프셋 O 없이 나타나도록 보장하기 위해서, 상기 오프셋은 송신기에서 이미 사전에 보상된다. 행렬들 P, B 및 F은 위에서 설명된 바와 같이 채널 행렬의 감소된 형태로부터 고유하게 계산된다. 그러므로, 사전코딩은 단지 이러한 감소된 부분만을 등화시키고, 잔여 간섭 행렬 R(위 참조)로 인한 간섭 신호들은 남아 있다.

송신 동작 모드는 도 4에서 중간 및 하단 행에 도시되어 있다. 먼저 사전코딩 루프가 그것의 선형화된 표현을 대체된다. 모듈로 동작은 정정 항 d의 가산에 의해서 대체된다. 다음으로, 나머지 선형 피드백 루프(순방향 송신 루프; 피드백 B-I)는 행렬 B ^-1 (B의 역행렬)에 의해서 정확하게 구현된다. 채널 행렬은, 위의 예시적인 실시예에서 설명한 바와 같이, 감소된 채널 행렬 H _red 및 잔여 간섭 행렬 R의 캐스케이드로서 표현된다. H _red 로부터 행렬들(B 및 F)의 특정 구성으로 인해, B ¹ , F 및 H _red 의 캐스케이드는 행렬 P/g(위의 수식)를 정확하게 생성하고, 그럼으로 써 하단 행에 도시된 구조를 생성한다. 치환 행렬들(P ^T 및 P)은 서로 상쇄시키고; 송신 행렬로서, 따라서, 잔여 간섭 행렬 R만이 남는다. 이는 사용자 신호들 사이의 간섭들(커플링들)을 나타낸다. 메인 대각선이 1이기 때문에, 원하는 신호들이 이상적으로 송신된다. 사용자들 사이의 누화를 나타내는 제 2 대각선 엘리먼트들은 이진 송신의 경우에 짝수로 넘버링되고; 따라서 단지 짝수로 넘버링된 간섭들만이 발생한다. 그러나, 이는 현존하는 모듈로 결정에 악영향을 주지 않는다.

도 5는 여러 신호 처리 방법들을 위한 사용자들의 평균 비트 에러 곡선을 나타낸다. 각각의 경우에 평균 비트 에러율 BER은 추가 잡음의 스펙트럼 전력 밀도 N₀에 대한 정보비트당 평균 송신 에너지 E_b의 비율(dB로 표현)에 대하여 도시되어 있다. 두 명의 사용자들(K=2)이 가정되는데, 이는 예컨대 낮은 데이터 레이트 및 송신 전력을 갖는 많은 수의 사용자들 외에도 사전처리가 제한되는 높은 데이터 레이트 및 송신 전력을 갖는 두 명의 사용자들이 존재하는 경우에 비교적 자주 발생한다. 선택되는 방법, 특히 감소된 채널 행렬 H_red를 g, F, B 및 P로 분해하는 것에 기초해서, 동일한 비트 에러 특징이 두 사용자들 모두에 대해서 생성된다. 가장 유리한 비트 에러 특징은 수신기에서의 공동 신호처리(수신기 JPR에서의 공동 처리, 곡선 a)에 의해서 제공되고, 가장 덜 유리한 비트 에러 특징은 송신측에서의 순전히 선형적인 채널 인버전(선형적인 사전등화 LPE, 곡선 b)에 의해서 제공된다. 다음으로, 점점 유리한 에러 동작이 송신측의 비선형적인 복소값 사전코딩(CVP, 곡선 c) 및 실수값 사전코딩(RVP, 곡선 d)을 갖는 송신 채널에 의해 도시되어 있다. 수신측 공동 신호 처리에 가장 필적하는 에러 동작이 간선을 고려하는 부분 채널 등화(EIIP, 곡선 e)를 갖는 본 발명에 따른 사전코딩 방법을 사용하여 달성된다.

본 발명에 따른 비선형 사전코딩 방법(EIIP)을 통해 상당히 향상된 에러 동작으로 인해서, 최소의 송신 전력에도 불구하고 수신측 상에서는 훨씬 낮은 이득 인자들이 요구된다. 두 명의 사용자들(K=2)을 갖는 송신 시스템에 대해서, 도 6은 간섭을 고려하지 않은 실수값 사전코딩 방법을 통해 발생하는 이득 인자들 g_PREC에 대해 본 발명에 따른 비선형 사전코딩을 사용하는 이득 인자들 g_EIIP _- _PREC를 도시한다(표현은 신호대잡음비 SNR가 이러한 조건들에 비례하고 이러한 조건은 직접적으로 상기 방법의 성능을 나타내기 때문에 제곱의 역으로서 dB이다). 이득 인자 g_PREC의 크기는 X-축 상에 도시되며 또한 바(bar)의 하단으로서 직선 y=x를 통해 식별가능하다. 상응하는 이득 인자들 g_EIIP _- _PREC는 상기 바의 상단으로서 도시되어 있다. 다음으로, 상기 바의 길이는 달성가능한 이득을 나타낸다. 공지된 방법들이 매우 나쁜 결과들을 발생시키는 상황들에서 특히 큰 이득이 나타난다.

참조 문자 리스트

A _k 송신 심볼 a_k에 대한 신호 포인트 간격

AGC 자동 이득 제어

a 데이터 벡터

a_k 1...K인 k를 갖는 k번째 심볼

a _r 실수값 데이터 벡터

B 메인 대각선에서 1을 갖는 하삼각 행렬

BC 디지털 통신을 위한 방송 채널

BER 비트 에러율

CT 중앙 송신기

DR _k 분산된 수신기

E_b 평균적인 비트당 송신 에너지

EIIP 짝수 정수 간섭 사전코딩

F 단위(직교) 행렬

g 이득 인자

H 채널 행렬

H _red 감소된 채널 행렬

I 항등 행렬

I,k 사용자 서브스크립트

K 사용자들 또는 수신기들의 수

M_k 송신 심볼 a_k 에 대한 신호 배열 레벨 수

MIMO 다중입력다중 출력

MOD 비선형적인 모듈로 감소

n_k 1...K인 k를 갖는 k번째 잡음 신호

O 오프셋

P 치환 행렬

PREC 사전코딩 방법

QAM 직교 진폭 변조

R 잔여 간섭 행렬

SR _k 수신 신호

ST _k 사용자 신호

THP Tomlinson-Harashima Precoding

x _r 실수값 송신 벡터

y_k 1...K인 k를 갖는 k번째 사용자 신호

z 제로를 포함해서 양 또는 음의 정수

Claims

중앙 송신국과 K개의 분산된 비-상호접속 수신국들 간에 설정되어진 공지된 송신 동작을 통해서 동일한 시간 및 동일한 주파수로 디지털 방송 채널을 통해 송신되어질 K 사용자 신호들의 송신측 사전등화를 위한 모듈로 계산 - 상기 사용자 신호들은 K개의 수신측 모듈로 결정 장치들에 따라 데이터 심볼 간격들로 방해받지 않게 송신된 데이터 심볼들 a_k의 주기적인 다중 표현을 갖는 신호 포인트 간격 A_k를 가진 M_k-레벨 신호 배열(constellation)로부터의 데이터 심볼들 a_k(k는 1 내지 K)로 구성됨 -,

a_k+A_k·M_k·z_kk 값들의 범위로부터(z_kk는 정수 세트의 정수임) 송신-전력-최소인 대표들(representatives) v_k의 선택, 및

송신될 송신 신호들 x_k를 형성하기 위해 상기 선택된 대표들 v_k의 선형적인 사전등화에 기초하는, 비선형적인 사전코딩 방법으로서,

상기 방송 채널(BC)에서 발생하고 또한 크로스-교차-연결된 사용자 신호들(ST_k)로 인해 상기 데이터 심볼들 a_k 및 상기 심볼들의 주기적인 다중 표현 상에 중첩되는 상기 간섭 심볼들은 적응된 주기적인 다중 표현을 통해 상기 데이터 심볼 a_k의 주기적인 다중 표현에 포함되며 또한 K 수신측 모듈로 결정 장치들에 의해서 제거되고, I(1 내지 K이지만 K와 동일하지는 않음)를 갖는 데이터 심볼 a_I와 상기 데 이터 심볼 a_k 사이의 간섭 심볼들에는 상기 정수 세트로부터의 z_IK를 갖는 값들의 범위 a_k·M_k·z_Ik로부터의 주기적인 대표들이 할당되는 것을 특징으로 하는, 비선형적인 사전코딩 방법.
제 1항에 있어서,

수학적으로, 상기 방송 채널(BC)의 필요한 송신 동작은 현재 송신 동작을 나타내고 송신측에 통보된 채널 행렬 H를 사전 등화될 감소된 채널 행렬 H _red 및 잔여 간섭 행렬 R로 다음 수식에 따라 인수분해됨으로써 달성되고,

H = R H _red

상기 잔여 간섭 행렬 R은 단지 메인 대각선에 1의 값을 가정하고, 모든 다른 엘리먼트들이 행방향에서는 사용되는 신호 배열의 레벨 수 M_k의 정수배이고, 감소된 채널 행렬 H _red 는

P ^T H _red=1/g B F ^-1에 따라 수신측 스칼라 이득 인자 g의 삽입을 통해 직교 열들을 갖는 행렬 F, 하삼각 행렬(lower triangular matrix) B 및 치환 행렬 P로의 인수분해를 통해 획득되는 것을 특징을 하는, 비선형적인 사전코딩 방법.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

송신측 상에서 오프셋 보상(O)이 송신된 송신 신호들 x_k에서 이미 실행되는 것을 특징으로 하는, 비선형적인 사전코딩 방법.