KR20060042492A - 이동 단말에서 음향 반향 제거 방법 및 장치 - Google Patents

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KR20060042492A KR1020040091084A KR20040091084A KR20060042492A KR 20060042492 A KR20060042492 A KR 20060042492A KR 1020040091084 A KR1020040091084 A KR 1020040091084A KR 20040091084 A KR20040091084 A KR 20040091084A KR 20060042492 A KR20060042492 A KR 20060042492A
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Abstract

본 발명은 이동 단말을 일반적인 통화이외의 화상회의나 스피커폰 모드로 구동시킬 시에 발생하는 반향신호(Echo)를 줄이기 위한 방법 및 장치에 관한 것으로서, 제 1분석 필터 뱅크에서 미리 정해진 기준에 비해 고대역 성분의 신호는 적응 필터링을 거치지 않고 스테이트 머신을 통하여 센터 클리핑 함수를 적용하여 합성 필터 뱅크로 출력시키고, 제 2분석 필터 뱅크에서는 원단화자 신호 중 저대역 신호만을 적응 필터링을 통하여 출력시키며, 상기 제 1분석 필터 뱅크에서는 마이크로폰을 통해 전기적인 신호로 변환된 신호 중 미리 정해진 일정한 기준에 비해 고대역 성분을 제거한 신호는 가산기로 출력시킴으로써 일반적인 NLMS알고리즘을 사용하는 반향 제거기에 비해 연산량 및 메모리 사용량을 줄일 수 있다.
반향 제거기, AEC, 부대역 코딩, NLMS, 필터 뱅크, 스테이트 머신, 센터 클리핑

Description

이동 단말에서 음향 반향 제거 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ELIMINATING ACOUSTIC ECHO IN MOBILE TERMINAL}
도 1은 이동 단말에 구비된 반향 제거기와 그 주변 회로의 구성도,
도 2는 이동 단말에 구비된 부대역 코딩(Subband Coding)을 사용한 일반적인 반향 제거 장치의 블록 구성도,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 4대역 부대역 코딩 분석을 실시한 음성 신호의 대역별 에너지 분포도,
도 4는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 부대역 코딩을 사용하는 음향 반향 제거기의 구성을 나타낸 블록도,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 적용되는 센터 클리핑(Center Clipping)함수,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 이동 단말에서 반향 신호를 제거하는 과정을 도시한 흐름도,
도 7은 본 발명과 종래 기술에서의 반향 성분 제거 능력을 시각적으로 도시한 도면.
본 발명은 반향(Echo) 제거 방법 및 장치에 관한 것으로서, 특히 이동 통신 시스템의 이동 단말에서 통화시 발생하는 음향 반향 신호를 제거하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
일반적으로 반향이란, 음원(音源)에서 나온 음파가 물체 면에서 반사하여 다시 들려오는 현상을 일컫는 것이다. 이런 반향은 일상 생활에서도 쉽게 찾을 수 있는 것으로 단순한 1회 반사의 예로 메아리가 있다. 반향과 대별되는 것으로 직접 음이 있다. 상기 직접 음이란, 물체 면에서 반사되지 않고 직접 들리는 음을 말한다. 따라서 반향은 감각적으로는 직접 음보다 약 0.05초 이상 늦게 도달하는 반사 음으로서, 직접 음과 구별할 수 있게 들린다. 한편, 실내나 동굴 안과 같이 반사면을 가진 구조물의 내부에서는 반사가 여러 차례 반복될 뿐 아니라 반사파의 방향도 각각이어서 복잡하게 울린다. 이것은 다중반향의 예이며, 잔향(殘響)이라고도 한다.
한편, 현대 사회는 정보화 사회로 빠르게 발전하고 있다. 이러한 정보화 사회로 진행하는 과정에서 통신 수단은 매우 중요한 요소로 부각되고 있다. 상기한 통신 수단은 사회의 발전에 더불어 유선 통화 방식에서 무선 통신 방식으로 바뀌어 가고 있으며, 보다 편리한 통화 환경을 제공하기 위해 송수화기를 사용하지 않고 마이크와 스피커를 이용하는 핸드프리(Hand-free) 방식으로 발전해가고 있다. 이러 한 핸드프리 방식은 자동차용 핸드프리 전화기, 원거리 회의 시스템, 스피커 폰(Speaker-phone) 시스템, IMT-2000(International Mobile Telephone) 단말기 등에 응용할 수 있으며, 사용 범위가 점차 확대되고 있다.
그러나 일반적으로 사람과 기계장치간의 자연스러운 음성통신을 하는데 있어 스피커와 마이크로 이루어진 통신 수단에서는 스피커에서 출력된 음성 또는 음향이 마이크로 입력되는 것을 고려하여야 한다. 즉, 반향 성분을 고려해야만 원활한 통화를 할 수 있다. 왜냐하면, 전 이중(full duplex) 방식의 핸드프리 음성 통화 시스템에서 반향 성분을 적절히 제거하지 않는다면 원단화자(Far-End-User)는 근단화자(Near-End-User)의 음성 신호와 함께 자신이 한 말을 일정 시간 후에 다시 듣게 된다. 즉, 통화 중에 메아리와 같은 현상을 느끼게 될 수 있다. 이러한 현상으로 인하여 음성 통화를 하는 사람들은 통화 시에 이질감을 느끼게 되어 통화에 불편함을 초래한다.
이러한 반향이 발생하는 이유는 스피커를 통해 출력된 원단화자 신호가 반향 경로를 경유하여 마이크로폰으로 잡음과 함께 입력되어 다시 원단화자에게 송신되게 되므로 발생한다. 그 결과 원단화자는 근단화자 신호와 더불어 원치 않는 반향 신호를 수신하게 되는 것이다. 이러한 현상을 통신 공학에서는 하울링 현상이라고도 한다. 또한 반향 신호의 영향은 반향 신호의 크기와 지연시간에 비례하여 증가하는 특성을 가진다.
일반적인 음성 통화 뿐 아니라 화상회의 또는 스피커폰 모드로 이동 단말을 동작할 시엔 반향 신호의 반향 경로가 시간에 따라 매우 빠르게 변하게 된다. 예를 들어, 화상회의 중에 회의 참석자가 머리, 팔, 어깨 등을 움직이는 것에 대해서도 반향 경로 영향을 미치게 된다.
따라서 현재 이동 단말에는 상기와 같은 반향 현상을 제거하기 위하여 반향 제거기(Acoustic Echo Cancellation : 이하 "AEC"라 함)를 사용한다. 상기 반향 제거기는 원단화자의 음성 신호와 근단화자 신호로 입력되는 반향 신호를 적응 알고리즘(Adaptive Algorithm)을 이용하여 추정한 후 차감하는 원리를 이용한다.
상기 적응 알고리즘을 사용하는 이유는 반향 제거기의 대표적인 입력신호인 음성 신호가 이웃 샘플들간의 상관도가 매우 높고 통계적 특성이 비정적이기 때문이다. 따라서 주위 환경에 따라 필터계수가 변하는 적응 알고리즘을 사용하여 반향 제거기를 구성해야 한다.
따라서 상기의 반향 제거기는 시간에 따라 변하는 반향 경로를 추정하여 반향 신호를 추정하는 적응 필터(Adative Filter) 기법이 활용되고 있다. 상기 적응 필터에는 구조가 간단하고 안정한 수렴을 위해 정규화된 최소 제곱 평균(Normalized Least Mean Square :이하 "NLMS"라 함) 알고리즘이 널리 사용되고 있다.
도 1은 이동 단말에 구비된 반향 제거기와 그 주변 회로의 구성도이다.
그러면 이하에서 도 1을 참조하여 현재 이동 단말에 구비된 NLMS 알고리즘을 사용하는 반향 제거 장치의 블록 구성과 그 동작에 대해 설명하기로 하겠다.
먼저 상기 주변 회로에는 원단화자 신호 x(k)(100)를 입력받아 출력하는 스피커(102)와 근단화자의 음성 신호 s(k)(130) 및 잡음 신호 n(k)(140)를 전기적인 음성 신호로 변환하는 마이크로폰(103)을 구비한다. 또한 마이크로폰(103)은 스피커(102)를 통해 출력된 원단 화자의 출력 신호 y(k)(101)가 상기 근단화자의 음성 신호(130) 및 잡음 신호(140)와 함께 입력된다.
상기 도 1에서는 간략화를 위해 보코더(161)로부터 디코딩된 원단화자 신호 x(k)(100)를 입력받는 스피커(102)와, 근단화자 신호 s(k)(130)와 주변 잡음 신호 n(k)(140) 및 반향되어 입력되는 원단화자의 신호를 수신하여 전기적인 신호로 변환하는 마이크로폰(103)과 반향 제거기(116) 및 반향 제거기(116)로부터 출력과 마이크로폰(103)의 출력 신호의 차를 계산하는 가산기(206)와 상기 가산기로부터 출력된 잔여 반향 신호 e(k)(120)를 인코딩하는 보코더(160)를 도시하였다.
상기 스피커(102)는 앞에서 상술한 바와 같이 상기 원단화자 신호 x(k)(100)를 입력받아 출력한다. 그리고 상기 마이크로폰(103)은 근단화자 신호 s(k)(130)와 상기 근단화자 주변의 잡음 n(k)(140)와 상기 스피커(102)로부터 출력된 상기 원단화자 신호 x(k)(100)가 반향 경로를 거친 반향 신호 y(k)(101)를 수신한다. 이와 같이 수신된 신호들은 마이크로폰(103)에 의해 모두 하나의 신호 형태로 합쳐져서 전기적인 신호로 변환되며, 상기 전기적인 신호로 변환된 d(k)(104) 신호를 출력한다.
한편, 상기 반향 제거기(116)는 상술한 바와 같이 NLMS 알고리즘을 적용한 적응 필터를 사용한다. 상기 반향 제거기(116)는 상기 원단화자 신호 x(k)(100)를 입력받아 반향 추정신호
Figure 112004051906324-PAT00001
(114)를 생성하여 출력한다. 이와 같이 반향 제거기 (116)에서 출력된 반향 추정신호
Figure 112004051906324-PAT00002
(114)는 가산기(206)로 입력된다. 따라서 가산기(206)는 상기 마이크로폰(103)으로부터 출력된 전기적인 신호(104)에서 상기 반향 추정신호
Figure 112004051906324-PAT00003
(114)를 차를 계산하여 출력한다. 이와 같이 출력된 차의 신호는 잔여 반향 신호 e(k)(120)로서, 보코더(160)로 입력되는 동시에 상기 반향 제거기(116)로 입력되어 적응 필터의 추정 능력을 제어한다.
앞에서 상술한 바와 같이 상기 가산기(206)는 상기 마이크로폰(103)에서 출력된 상기 d(k)신호(104)와 상기 반향 제거기(116)에서 출력된 상기 반향 추정신호
Figure 112004051906324-PAT00004
(114)를 감산하여 잔여 반향 신호 e(k)(120)를 출력한다. 따라서 상기 마이크로폰(103)에서 출력되는 신호 d(k)(104)는 하기의 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004051906324-PAT00005
상기 반향 제거기(116)는 x(k)(100)를 참조 입력 신호(reference input signal)로 하여 예측된 반향 신호
Figure 112004051906324-PAT00006
(114)를 하기의 <수학식 2>를 이용하여 생성한다.
Figure 112004051906324-PAT00007
상기 <수학식 2>에서
Figure 112004051906324-PAT00008
는
Figure 112004051906324-PAT00009
(100)의 전치행렬이며, W(k)는 상기 적응 필터의 계수를 의미한다. 상기 적응 알고리즘을 이용한 반향 제거기(116)는 매순간 반향 성분을 추정하여 추정된 값(204)과 실제 반향 성분의 차이 즉 오차가 작아지도록 필터계수를 조정해야한다.
상기 도 1에서 가산기(206)는 d(k)(104)에서 상기의 <수학식 2>에서 구한 (204)을 감산해줌으로써 잔여 반향 신호 e(k)(120)의 평균 파워를 구하게 되는데 이는 하기의 <수학식 3>과 같다.
Figure 112004051906324-PAT00010
상기 <수학식 3>에서 구한 잔여 반향 신호 e(k)(120)를 이용하여 상기 반향 제거기(116)의 적응 필터의 계수인 W(k)를 구하여 새로운 반향 성분을 추정하여야 하는데 이는 하기의 <수학식 4>와 하기 <수학식 5>를 이용한다.
Figure 112004051906324-PAT00011
Figure 112004051906324-PAT00012
상기 <수학식 4>에서 W(k+1)는 새로운 반향 성분을 추정하기 위해 업데이트된 적응필터 계수이며, 이동 단말 중 슬라이드형과 폴더형같이 기구적인 특성이 다름으로써 생기는 특성을 고려한 값이다. 또한 상기 μ는 필터의 적응 속도 계수 (adapt rate)이다. 상기 <수학식 5>는 상기 적응필터가 방향신호를 추정하기 위한 원단화자 신호인 x(k)의 값들이며 이를 칼럼 행렬로 나타낸 것이다. 상기 <수학식 5>에서 n은 반향 신호의 경로 길이인 적응 필터의 탭(tap) 수를 나타낸다.
상기 도 1에서 보코더(160)는 송신 신호를 처리하는 보코더(160)와 수신 신호를 처리하는 보코더(161)로 구분하여 도시하였다. 그러나 실제로 이동 단말에 칩으로 구성될 경우에 하나의 칩에서 수신 신호와 송신 신호를 동시에 처리하도록 구성할 수 있다. 상기 도 1에서는 설명의 편의를 위해 송신할 신호를 처리하는 보코더(160)와 수신할 신호를 처리하는 보코더(161)를 구분하여 도시한 것이다.
상술한 바와 같은 현재 이동 단말에 적용된 반향 제거기는 반향 경로가 짧은 일반적인 통화에서는 우수한 반향 제거 성능을 보여준다. 하지만, 이동 단말에서 화상 회의 또는 스피커 폰 모드 등의 모드로 동작할 경우에 반향 경로의 길이가 길어지게 된다. 이와 같이 반향 경로의 길이가 길어지는 경우 적응 필터의 길이 즉, n 값이 커지게 된다. 결과적으로 상기 <수학식 2>와 상기 <수학식 4>에서 알 수 있는 바와 같이 보다 긴 시간의 지연 값들을 추정하여 계산해야 하므로 전체 연산량이 증가되게 된다.
상기 도 1에서는 하나의 신호를 대역별로 구분하지 않고 반향 성분을 제거하는 장치 및 방법에 관해 알아보았다. 신호를 대역으로 구분하지 않고 반향 성분을 제거하는 방법 이외에 반향 제거기에 입력된 신호들을 여러 개의 부대역으로 나누어 반향을 제거하는 장치 및 방법 이 있는데 이는 도 2를 참조하여 설명하기로 하겠다.
도 2는 이동 단말에 구비된 부대역 코딩(Subband Coding)을 사용한 일반적인 반향 제거 장치의 블록 구성도이다. 이하 도 2를 참조하여 일반적인 반향 제거 장치의 블록 구성과 그 동작에 대하여 살펴보기로 한다. 상기 도 2에서는 디코딩된 원단화자 신호 x(k)(100)를 출력하는 보코더(161)와 잔여 반향 신호 e(k)(120)를 인코딩하는 보코더(160)를 다른 참조부호를 붙여 도시하였다. 하지만, 실제 이동 단말에 칩으로 구성될 경우에는 하나의 칩에서 수신 신호와 송신 신호를 동시에 처리하도록 구성할 수 있다. 상기 도 2에서는 설명의 편의를 위해 송신할 신호를 처리하는 보코더와 수신할 신호를 처리하는 보코더를 구분하여 도시한 것이다.
부대역 코딩이란, 디지털 신호를 합성에 의한 분석(Analysis-By-Synthesis : ABS)방법으로 코딩을 하는 방법이다. 상기 부대역 코딩은 입력 신호를 등간격의 주파수 성분으로 나누어 대역분할 부호화를 수행하여 출력한다. 상기 대역분할을 위해 폴리페이즈 필터 뱅크(Polyphase Filter Bank)를 사용한다. 분석 필터 뱅크(Analysis Filter Bank)(200, 202)에서는 입력 신호를 여러 개의 부대역(Subband)으로 나누어 주파수 영역으로 변환하면서 발생할 수 있는 앨리어싱(aliasing)을 방지하기 위한 PR(Perfect Reconstruction) 필터 설계를 가능하게 하는 필터 뱅크(Filter Bank)를 이용하여 주파수 대역별로 신호를 분석한다.
상기 원단화자의 신호(100)를 입력받는 분석 필터 뱅크(200)에서 각각의 부대역으로 나뉘어 출력된 각각의 신호를 합성 필터 뱅크(Synthesis Filter Bank)(212)에서는 상기 분석된 신호를 원 신호로 복원하여 시간영역으로 변환하는 역할을 하게된다.
그러면, 상술한 부대역 코딩 방법을 이용하여 음향 반향을 제거하는 방법에 대해 상기 도 2를 참조하여 설명하기로 하겠다.
상기 도 2는 이동 단말에 구비된 부대역 코딩을 이용한 반향 제거기와 그 주변 회로의 구성이다. 먼저 상기 주변 회로에는 원단화자 신호 x(k)(100)를 입력받아 출력하는 스피커(102)와 근단화자의 음성 신호 s(k)(130) 및 잡음 신호 n(k)(140)를 전기적인 음성 신호로 변환하는 마이크로폰(103)을 구비한다. 또한 마이크로폰(103)은 스피커(102)를 통해 출력된 원단 화자의 출력 신호 y(k)(101)가 상기 근단화자의 음성 신호(130) 및 잡음 신호(140)와 함께 입력된다.
또한, 상기 원단화자 신호(100)는 분석 필터 뱅크(200)로 입력된다. 상기의 분석 필터 뱅크(200)는 상기 원단화자 신호 x(k)(100)를 주파수 영역으로 변환하여 적당한 간격의 대역별로 분리함으로써 각각의 부대역으로 분리된 출력신호
Figure 112004051906324-PAT00013
(208)를 적응 필터 뱅크(210)로 전달한다. 상기 출력신호
Figure 112004051906324-PAT00014
(208)을 NLMS 알고리즘을 적용한 적응 필터 뱅크(210)에서 입력받아 각각의 부대역별로 추정된 반향 추정 신호
Figure 112004051906324-PAT00015
(204)를 가산기(206)로 출력한다.
반면 상술한 바와 같이 상기 스피커(102)에서 출력된 원단화자 신호가 음향 경로(Echo path)를 거친 신호 y(k)(101)와 출력된 신호와 근단화자의 음성 신호 s(k)(130) 및 잡음 신호 n(k)(140)가 마이크로폰(103)을 통해 전기적인 음성 신호 d(k)(104)로 변환된다.
상기 d(k)(104)는 서브 밴드 코딩을 위한 분석 필터 뱅크(202)에서, 상기 입 력된 d(k)(104)신호를 주파수 영역으로 변환하여 신호 분석을 수행한다. 음향 경로를 거치지 않은 원단화자 신호 x(k)는 분석 필터 뱅크(200)로 입력되어 원단 화자의 신호를 분석한 뒤, NLMS 알고리즘을 적용한 적응 필터로 입력된다. 상기 적응 필터는 대역별로 같은 필터 계수 길이에 다른 적응 필터 계수를 갖고 있다. 예를 들어 1024 taps수의 필터 계수를 갖는 적응 필터를 4개의 대역으로 나눈다면 상기 NLMS 적응 필터 뱅크(204)에서는 각각 256 taps수가 필요하고 256*4 즉 1024개가 필요하다. 그러나 필터 뱅크는 프레임 단위로 처리를 하기 때문에 샘플단위로 처리하는 일반적인 방법 보다 연산량을 줄일 수 있다.
상기 적응 필터 뱅크(210)에서 출력된 추정 반향 추정 신호
Figure 112004051906324-PAT00016
(204)는 가산기(206)로 입력된다. 상기 가산기(206)는 상기 <수학식 3>을 이용하여 상기 분석 필터 뱅크(202)에서 주파수 영역으로 변환되어 출력된 부대역 신호
Figure 112004051906324-PAT00017
(105)에서 상기 반향 추정 신호
Figure 112004051906324-PAT00018
(204)의 차를 계산하여 합성 필터 뱅크(212)로 출력한다.
상기 합성 필터 뱅크(212)는 적응 필터 알고리즘 적용후 주파수 영역의 각 대역의 신호들을 신호 영역으로 돌려주는 합성을 수행한다.
상기 합성 필터 뱅크(212)에서 출력된 잔여 반향 신호 e(k)(120)는 인코딩을 위한 보코더(600)로 입력된다. 상술한 서브 밴드 코딩을 이용한 반향 제거기에서는 원단 화자의 신호와 이동 통신 단말기의 스피커(102)로 출력되어 반향 경로를 거쳐 마이크로폰(103)으로 입력되는 반향 신호를 주파수 영역으로 변환 후 이를 대역별 로 분리하여 출력하게 된다. 그리하여, 상기 출력된 대역별 주파수 데이터를 적응 알고리즘을 적용한 후 상기 합성 필터 뱅크(212)에서 합성하는 과정을 거친 후 잔여 반향 신호 e(k)(120)를 출력하게 된다.
상기 도 2와 같이 일반적인 NLMS 알고리즘이 샘플당 연산을 하는 것과 달리 일정한 프레임 단위로 연산을 하게되므로 연산량이 많이 줄어들고 필터의 수렴 속도가 빨라지게 되어 반향 경로가 긴 반향 신호를 보다 효과적으로 제거하게 된다.
이렇듯, 상기 서브 밴드 코딩을 이용한 음향 반향 제거기의 특성은 디지털 신호를 주파수 대역으로 변환 한 후 대역별로 분리하여 적응 필터를 적용시키는 것이다. 이렇게 하면, 각 대역별로 각각의 동일한 필터 계수 길이의 적응 필터 뱅크(210)를 갖게 되며 동일한 연산 량을 필요로 하게된다.
본 명세서에서는 음성 신호의 대역을 몇 개의 대역으로 구분하고 구분한 대역 중 미리 결정된 기준(reference)을 정하여 그 이하를 저대역이라 칭하며, 그 기준을 초과하는 대역을 고대역이라 칭하기로 하겠다. 또한, 상기에서 언급한 저대역 부분과 고대역 부분의 정의는 실시 예에 따라 달라질 수 있으며, 고정적이지 않다.
상기 저대역과 고대역의 기준은 미리 나와 있는 것이 아니고 상대적 인 기준이다. 즉 0번째 대역은 1번째 대역에 비해 저대역이고 1번째 대역은 0번째 대역에 비해 상대적으로 고대역이다.
그러면, 상기에서 언급한 고대역 부분과 저대역 부분에서의 에너지 분포와 정보량을 알아보기로 하겠다. 일반적인 나이퀴스트(Nyquist)조건을 만족하기 위한 4Khz 대역을 전체 대역으로 설정하기로 한다.
본 발명의 실시 예에서는 4개의 대역으로 구분하였으며, 각 대역별로 정보와 에너지량을 도 3과 하기의 <표 1>에 나타내었다. 상기 도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 4대역 부대역 코딩 분석을 실시한 음성 신호의 대역별 에너지 분포도이다.
실제로 음성 신호의 특성상 대부분의 정보와 에너지는 저대역 부분에 위치하고 고대역 부분에는 상대적으로 적은 정보와 에너지를 갖는다.
구분 0 ~ 1000Hz 1001 ~ 2000Hz 2001 ~ 3000Hz 3001~ 4000Hz
평균 파원(신호) -34.37 dB -50.59 dB -59.99 dB -62.39 dB
총 파워(신호) -30.06 dB -44.94 dB -55.45 dB -57.14 dB
상기 도 3과 <표 1>에서 보이는 바와 같이 대부분 신호의 정보 및 에너지는 상대적으로 저대역인 제 1대역 0~1000Hz와 제 2대역 1001~2000대역에 집중되어 있음을 알 수 있다.
또한, 높은 주파수의 신호는 변화가 심하므로, 적응 필터를 이용하여 신호를 추정해 나가는 것이 저주파수 신호보다 어려워 적응 필터링을 실시한다고 해도 잔여 반향 신호가 많이 존재하게 된다. 상기 도 3과 <표 1>의 대역별 에너지 분포도를 보면 저대역인 제 1 및 제 2대역의 에너지가 상대적으로 고대역인 제 3 및 제 4대역 보다 에너지를 많이 갖고 있음을 알 수 있다.
현재 사용되고 있는 EVRC(Enhanced Variable Rate Codec) 방식의 이동통신 단말의 보코더는 입력된 음성 신호의 비트율(bit rate)을 full rate, half rate 그리고 1/8 rate로 조절한다.
따라서, full rate 미만, 즉 half rate 나 1/8 rate가 할당이 되면 전체의 대역을 모두 처리하는 것은 비효율적이다. 또한 이동통신 단말기 환경에서는 반향 성분을 제거하기 위해 많은 메모리와 연산 량을 반향 제거기에 할당하기가 어려워 연산 량과 메모리를 이동 단말에 최적화하여 구현을 해야한다.
또한 이동 단말을 스피커폰 모드로 전환하게 되면, 이동 단말의 스피커의 볼륨은 높아지고 이동 단말의 마이크로폰의 감도 또한 민감하게 셋팅 된다. 그러면 상기 스피커를 통해서 출력된 원단화자의 음성이 벽이나 물체들에 반사되거나 혹은 직접 고감도의 마이크로폰을 통해서 원단화자에게 들리게된다. 이때 벽이나 물체에 반사된 반향 신호들의 경로가 증가되어 이를 제거하기 위해서는 NLMS 알고리즘의 적응 필터 탭(tap) 수를 증가시켜야 한다.
일반적으로 AEC의 경우 64ms ~ 128ms 정도의 경로 지연에 최적으로 설계되어 있으며 8KHz의 표본화 주파수를 갖는 디지털 신호에서는 적응 필터의 탭 수가 512 ~ 1024 탭이 된다. 그러나 이동 단말은 메모리와 배터리의 제한으로 인하여 상술한 바와 같은 복잡한 연산량을 수행하기가 어렵다.
따라서 본 발명의 목적은 이동 통신 시스템의 이동 단말에서 연산량을 크게 증가시키지 않으면서 각 모드에 적응적인 반향 제거기 장치와 그 제어 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 이동통신 시스템의 이동 단말에서 화자의 거리에 따 라 변화하는 반향 성분을 효과적으로 제거하기 위한 반향 제거 장치 및 그 제어 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 이동통신 시스템의 이동 단말에서 적응 필터의 탭 수를 크게 증가시키지 않고 적응적으로 반향 성분을 제거하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 이동통신 시스템의 이동 단말에서 메모리를 크게 증가시키지 않고 반향 성분을 효과적으로 제거하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 반향제거기를 구비한 이동 단말에서 마이크로폰으로 입력된 신호의 반향신호를 제거하기 위한 방법에 있어서, 상기 원단화자의 신호를 다수의 부대역 신호들로 분리하는 과정과, 상기 각 부대역의 신호들 중에서 미리 결정된 기준 값 이하의 부대역 신호들만을 이용하여 반향 신호를 추정하는 과정과, 상기 마이크로폰으로부터 입력되는 신호를 다수의 부대역 신호들로 분리한 후 상기 미리 결정된 기준에 따라 저대역의 부대역 신호들과 고대역의 신호들로 구분하는 과정과, 상기 구분된 각 저대역 신호들에서 상기 추정한 신호를 감산하여 잔여 반향 신호를 출력하는 과정과, 상기 잔여 반향 신호를 합성하는 과정을 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 이동 단말에서 마이크로폰으로 입력된 신호의 반향신호를 제거하기 위한 반향 제거 장치에 있어서, 상기 마이크로폰으로 입력되는 신호를 다수의 부대역 신호들로 분리한 후 미리 결정된 기준에 따라 저대역 신호와 고대역 신호로 구분하여 출력하는 제 1분석 필터 뱅크와, 상기 원단화자 신호를 다수의 부대역 신호들로 분리하여 기준 대역 이하인 부대역 신호들만을 적응 필터 뱅크로 출력하는 제 2분석 뱅크 필터와, 상기 제 2분석 뱅크 필터에서 출력된 각 부대역 신호들을 입력받아 각 부대역마다의 반향 추정 신호를 생성하여 출력하는 상기 적응 필터 뱅크와, 상기 제 1분석 뱅크 필터에서 출력된 신호 중 상기 저대역 신호들과 상기 적응 필터 뱅크에서 출력된 상기 반향 추정 신호의 차를 계산하여 출력하는 가산기와, 상기 가산기로부터 출력된 신호를 대역별로 합성하여 시간 영역으로 변환시키는 합성 필터 뱅크를 포함한다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 하겠다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 부대역 코딩을 사용하는 음향 반향 제거기의 구성을 나타낸 블록도로서 하기에서 상세히 설명하기로 하겠다.
상기 도 4에서는 디코딩된 원단화자 신호를 출력하는 보코더(161)와 잔여 반향 신호를 인코딩하는 보코더(160)를 다른 참조부호를 붙여 도시하였다. 하지만, 실제 이동 단말에 칩으로 구성될 경우에는 하나의 칩에서 수신 신호와 송신 신호를 동시에 처리하도록 구성할 수 있다. 상기 도 4에서는 설명의 편의를 위해 송신할 신호를 처리하는 보코더(161)와 수신할 신호를 처리하는 보코더(160)를 구분하여 도시한 것이다.
상기 부대역 코딩은 입력 신호를 등간격의 주파수 성분으로 나누어 대역분할 부호화를 수행하여 출력한다. 상기 대역분할을 위해 폴리페이즈 필터 뱅크(Polyphase Filter Bank)를 사용한다. 폴리페이즈 필터 뱅크(다상필터뱅크)는 일반적으로 필터링을 수행할 시에 불필요한 연산을 하지 않기 위해 필요한 과정으로 분석 필터 뱅크와 합성 필터 뱅크 모두에 구비된다.
분석 필터 뱅크(Analysis Filter Bank)(200, 202)에서는 입력 신호를 여러 개의 부대역(Subband)으로 나누어 주파수 영역으로 변환하면서 발생할 수 있는 앨리어싱(aliasing)을 방지하기 위한 PR(Perfect Reconstruction) 필터 설계를 가능하게 하는 필터 뱅크(Filter Bank)를 이용하여 주파수 대역별로 신호를 분석한다.
본 발명의 실시 예에서는 상기 분석 필터 뱅크(202)에서 입력된 d(k)(202)를 0~1000Hz, 1001~2000Hz, 2001~3000Hz, 3001~4000Hz의 4개의 서브밴드로 분리하였다. 하지만, 서브밴드를 4개로 나눈 것은 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시 예일 뿐 각각의 서브밴드 개수는 고정적이지 않으며, 가변적일 수 있다.
또한, 본 발명의 실시 예에서는 0~1000Hz을 제 1대역, 1001~2000Hz을 제 2대역, 2001~3000Hz을 제 3대역, 3001~4000Hz을 제 4대역이라 칭하기로 하겠다.
상기 도 4는 상기 보코더(161)에서 디코딩된 원단화자 신호 x(k)(100)를 입력받아 출력하는 스피커(102)와 근단화자의 음성 신호 s(k)(130) 및 잡음 신호 n(k)(140)를 전기적인 음성 신호로 변환하는 마이크로폰(103)을 구비한다. 또한 마 이크로폰(103)은 스피커(102)를 통해 출력된 원단 화자의 출력 신호 y(k)(101)가 상기 근단화자의 음성 신호(130) 및 잡음 신호(140)와 함께 입력된다.
상기 마이크로폰(103)에서 전기적 신호로 변환된 d(k)(104)는 서브 밴드 코딩을 위한 분석 필터 뱅크(202)에서, 입력된 신호를 대역별로 나누어 주파수 영역으로 변환하는 신호 분석을 수행한다.
반면에, 반향 경로를 거치지 않은 원단화자 신호 x(k)(100)는 저 대역 신호만을 처리하는 분석 필터 뱅크(300)로 입력되어 대역별로 주파수 영역으로 변환된다.
본 발명에서는 입력되는 신호 d(k)(104)의 전 대역을 분석 필터링하는 분석 필필터 뱅크(202)를 제 1분석 필터 뱅크(202)라 칭하기로 하겠으며, 상기 원단화자 신호 x(k)(100)의 저대역 만을 분석하는 분석 필터 뱅크(300)을 제 2분석 필터 뱅크(300)라 칭하기로 하겠다.
제 2분석 필터 뱅크(300)는 상기 원단 화자의 신호(100)를 주파수 영역으로 변환하여 분석한 신호
Figure 112004051906324-PAT00019
(400)을 NLMS 알고리즘을 적용한 적응 필터(210)로 출력한다. 상기 적응 필터는 대역별로 같은 길이에 다른 적응 필터 계수를 갖고 있다.
상기 적응 필터(210)에서 출력된 추정 반향 신호(204)들은 가산기들(206)로 입력되어 상기 제 1분석 필터 뱅크(202)에서 출력된 신호와 감산되어 합성 필터 뱅크(212)로 입력된다.
상기 스피커(102)는 앞에서 상술한 바와 같이 상기 원단화자 신호 x(k)(100) 를 입력받아 출력한다. 그리고 상기 마이크로폰(103)은 근단화자 신호 s(k)(130)와 상기 근단화자 주변의 잡음 n(k)(140)와 상기 스피커(102)로부터 출력된 상기 원단화자 신호 x(k)(100)가 반향 경로를 거친 반향 신호 y(k)(101)를 수신한다.
상기 반향 경로를 거친 신호 y(k)(101)와 근단화자 신호 s(k)(130) 및 주변 잡음 n(k)(140)이 합성된 d(k)로 출력되어 제 1분석 필터 뱅크(202)로 입력된다. 상기 제 1분석 필터 뱅크(202)에서는 상기 d(k)(104)를 주파수 대역별로 분석하고 저대역 부분과 고대역 부분으로 구분한다. 상기 분석된 주파수 대역 중 저대역 부분은 상기 가산기(206)로 출력되어, 상기 적응 필터 뱅크(210)에서 출력된 반향 추정 신호(204)와 감산되어, 합성 필터 뱅크(212)로 입력된다.
상기 제 1분석 필터 뱅크(202)는 상기 마이크로폰(103)으로부터 입력된 신호를 주파수 영역으로 변환한 뒤에 대역별로 모두 분석하여 고대역 부분은 스테이트 머신(302)으로 입력된다. 본 발명의 실시 예에서는 상기 고대역 부분을 제 4대역으로 정하였으며, 이는 상대적인 개념임으로, 필요에 따라 고대역 영역과 저대역 영역은 바뀔 수 있다.
상기 가산기(206)는 상기 제 1분석 필터 뱅크(202)에서 출력된 신호(105)와 상기 적응 필터 뱅크(210)로부터 출력된 반향 추정 신호(204)를 감산하여 합성 필터 뱅크(212)로 출력한다. 상기 적응 필터 뱅크(210)로 입력된 데이터는 일반적인 NLMS 알고리즘을 적용한 적응 필터 방법이 적용되어 반향 추정 신호(204)를 출력한다.
상기 제 1분석필터 뱅크(202)는 주파수 변환된 고대역 신호(108)를 상기 스 테이트 머신(State machine)(302)으로 출력한다. 상기 스테이트 머신(302)은 상기 보코더(161)로부터 입력된 비트 율 정보와 대역 별 에너지 값을 이용하여 데이터 처리방법을 결정하게 된다.
만일, 상기 보코더(161)에서 입력된 비트 율(Bit rate)이 full rate가 아닐 경우에는 상기 스테이트 머신(312)로 입력된 신호를 모두 클리어(clear)시켜 모두 "0"이 출력되게 한다. 반면에, 상기 보코더(161)에서 입력된 비트 율이 full rate 일 경우에는 대역별 에너지 값을 계산하고 문턱 값(Threshold)과 비교하여 높은 에너지를 갖는 데이터에 대해서는 하기의 <수학식 6>인 센터 클리핑(Center Clipping)을 사용하고, 상기 문턱 값보다 낮은 에너지를 갖는 신호에 대해서는 모두 무시하고 역시 "0"을 출력하는데 도 5를 참조하여 설명하기로 하겠다. 상기 도 5는 본 발명의 실시 예에 적용되는 센터 클리핑(Center Clipping)함수이다.
Figure 112004051906324-PAT00020
상기 <수학식 6>에서 Δ는 임의의 문턱 값(Threshold)를 의미하며, 이동 단말의 제조시 혹은 소프트웨어를 통해 바뀔 수 있는 값이다. 상기 Sin 는 상기 스테 이트 머신(302)에 입력되는 신호를 의미하며, 상기 Sout는 상기 스테이트 머신(302)에서 출력되는 신호를 의미한다.
상기 도 5에서는 x축은 상기 스테이트 머신(302)에 입력되는 신호 Sin 이며, y축은 상기 스테이트 머신(302)에서 출력되는 신호 Sout이다.
예를 들어 설명하자면, 입력된 신호 Sin가 - Δ보다 작을 경우는 상기 입력된 신호 Sin에 + Δ를 더한 Sout를 상기 합성 필터 뱅크(212)로 출력한다.
상술한 바와 같은 방법으로 상기 스테이트 머신(302)은 상기 보코더(161)에서 입력되는 비트 율 정보에 따라서 상기 <수학식 6>을 적용하여 신호를 출력하게 된다.
이때 고 대역 데이터 대신 "0" 값을 출력해도 저대역 데이터는 상기 적응 필터 뱅크(210)에서 적응 필터링을 통해 출력되기 때문에 이들을 합성해서 출력되는 신호는 비교적 자연스러운 신호가 된다.
마지막으로, 상기 합성 필터 뱅크(212)는 상기 가산기에서 감산되어 출력된 신호들과 상기 스테이크 머신(302)에서 출력된 각 대역의 신호들을 시간 영역으로 돌려주는 합성을 수행하여 잔여 반향 신호 e(k)(120)를 인코딩하는 보코더(160)로 출력하게 된다.
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 실시 예에 따른 이동 단말에서 반향 신호를 제거하는 과정을 도시한 흐름도로서 하기에서 상세히 설명하기로 하겠다.
600단계에서 이동 단말의 보코더(161)는 원단화자 신호(100)를 제 2분석 필터 뱅크(300)로 출력하며, 스피커(102)를 통해 상기 원단화자 신호(100)를 출력한다. 상기 600단계에서 스피커(102)를 통해 출력된 원단화자 신호(100)가 620단계에서 근단화자 신호(130)와 잡음 신호(140)가 마이크로폰(103)으로 입력된다.
상기 602단계에서는 상기 제 2분석 필터 뱅크(300)가 입력된 상기 원단화자 신호(100)를 주파수 영역으로 변환시키고, 604단계에서 상기 제 2분석 필터 뱅크(300)가 주파수 영역으로 변환된 신호를 부호화할 시에 생기는 불필요한 연산을 줄이기 위해 폴리페이즈 필터링(Polyphase Filtering)을 통해 각각의 대역별로 분리한다.
606단계에서는 상기 제 2분석 필터 뱅크(300)가 각각 분리된 대역 중 저대역 신호만을 추출하여 상기 적응 필터 뱅크(210)로 출력한다. 608단계에서 상기 적응 필터 뱅크(210)는 대역별로 입력된 신호에 각각 적응 필터링을 수행하여 상기 가산기(206)로 출력한다.
반면, 상기 620단계에서 마이크로폰(103)으로 입력된 신호는 상기 마이크로폰(103)에 의해 622단계에서 전기적 신호로 변환되어 상기 제 1분석 필터 뱅크(202)로 출력된다. 624단계에서 상기 제 1분석 필터 뱅크(202)는 입력된 신호를 주파수 영역으로 변환시키고, 일반적인 필터링을 시 발생하는 불필요한 연산을 막기 위해 626단계에서 폴리 페이즈 필터링을 실시한다.
상기 626단계에서 폴리 페이즈 필터링을 실시한 제 1분석 필터 뱅크(202)는 628단계에서 각각의 대역별로 분리하여 저대역 신호와 고대역 신호를 각각 출력한 다. 상기 저대역 신호와 고대역 신호는 상대적인 개념으로서, 본 발명의 실시 예에서는 제 4대역을 고대역으로 설정하였다.
610단계에서 가산기(206)는 상기 적응 필터 뱅크(210)에서 출력된 반향 추정신호와 상기 제 1분석 필터 뱅크(202)에서 출력된 신호와의 차를 계산한다. 반면, 상기 628단계에서 상기 제 1분석 필터 뱅크(202)가 출력한 고대역 신호는 630단계에서 상기 스테이트 머신(302)으로 출력된다.
상기 630단계에서 상기 스테이트 머신(302)으로 입력된 신호는 632단계에서 상기 보코더(161)에서 입력된 비트 율 정보를 이용하여 634단계에서 상기 보코더(161)에서 디코딩된 신호의 비트 율이 full rate 인지 검사한다. 상기 634단계에서 상기 스테이트 머신으로 입력된 신호의 비트 율이 full rate가 맞다면, 636단계로 진행하여 스테이트 머신(302)이 상기 입력된 신호가 문턱 값(Threshold)을 초과하는지 검사한다. 반면에 상기 634단계에서 상기 스테이트 머신(302)로 입력된 신호의 정보 율이 full rate가 아니라면, 640단계로 진행하여 합성 필터 뱅크(212)로 출력되는 신호를 "0"으로 클리어 시킨다. 상기 636단계에서 상기 스테이트 머신(302)은 상기 입력 신호가 문턱 값을 초과하면, 638단계로 진행하여 센터 클리핑을 실시하고, 초과하지 않는다면, 640단계로 진행하여 출력신호를 "0"으로 클리어 시켜 상기 합성 필터 뱅크(212)로 출력한다.
상기 스테이트 머신(302)에서 출력된 신호들과 상기 가산기(206)에서 출력된 신호들은 612단계에서 상기 합성 필터 뱅크(212)로 입력되며, 대역별로 합성되게 된다.
상기 612단계에서 상기 합성 필터 뱅크(212)가 대역별로 합성한 신호들은 614단계에서 상기 합성 필터 뱅크(212)에서 다시 폴리 페이즈 필터링을 수행한 후 616단계에서 시간영역으로 다시 변환되게 된다.
상기 616단계에서 상기 합성 필터 뱅크(212)에서 시간 영역으로 변환된 잔여 반향 신호 e(k)(120)는 보코더(160)로 출력한다. 그러면, 상기 보코더(160)는 618단계에서 입력된 상기 잔여 반향 신호 e(k)(120)의 인코딩을 실시하게 된다.
그러면 도 7을 참조하여 본 발명에 따른 반향 제거 효과를 시뮬레이션 결과를 통해 확인해 보기로 한다. 도 7은 원단화자 신호와 근단화자 신호를 근거로 본 발명의 실시 예와 일반적인 반향 제거기를 사용하여 반향 성분을 제거한 시뮬레이션 결과이다.
상기 도 7에서 (a)의 도면은 종래 기술을 적용하여 반향 성분을 제거한 잔여 반향 신호 e(k)(120)의 주파수 분석도이며, (b)는 본 발명의 실시 예에 따라 출력된 잔여 반향 신호의 주파수 분석도이다. 각각의 도면에서 가로축은 시간 도메인(Domain)을 세로축은 주파수 도메인을 나타내며, 색의 진함은 음성 신호의 에너지 세기의 강약을 나타낸다.
또한, 하기의 <표 2>에서는 종래 기술에서의 잔여 반향 신호와 본 발명의 실시 예에 따른 잔여 반향 신호의 파워를 비교하였다.
구분 평균파워(신호) 총 파워(신호) 비고
종래기술 -61.79 dB -57.23 dB
본 발명 -61.83 dB -57.25 dB 최고대역인 4 대역만 스테이트 머신 적용
상기 <표 2>는 종래 기술에 따른 잔여 반향 신호의 파워와 본 발명의 실시 예에 따른 잔여 반향 신호의 파워를 비교한 표로서, 시뮬레이션에 사용된 반향 신호는 -39.06 dB의 평균 파워와 -36.15 dB의 총 파워를 갖는 신호이며 최대 4000 샘플 지연을 갖는 다중 반향 경로를 갖는 신호이다.
본 발명의 실시 예에서는 4가지 대역의 부대역 코딩만을 실시하였고, 그 중 4대역을 최고 대역으로 지정하여 상기 4대역에 대하여만 상기 스테이트 머신(302)를 적용하였다.
상기 도 7과 상기 <표 2>에 보이는 바와 같이 종래 기술보다 본 발명의 실시 예에서처럼 고대역의 신호에 센터 클리핑을 적용하는 것이 보다 양호한 반향 신호 제거 성능을 보여주었다.
상술한 바와 같이 본 발명은 일반적으로 고주파 부분은 실제로 적응 필터링을 실시하여도 순간적으로 신호가 변하기 때문에 적응 필터가 반향 신호를 추정하기 어려웠다. 따라서, 정보가 적은 고주파 성분에 대해서는 적응 필터링을 수행하지 않게 되므로, 연산량을 많이 줄일 수 있다. 또한, 종전의 반향 제거기는 처리해야할 모든 대역에 대해 적용할 적응 필터 계수와 그에 따른 버퍼를 메모리에 구비해야 했지만, 본 발명은 정보량이 적은 고주파 성분에 대해서는 적응 필터링을 수행하지 않으므로, 메모리나 연산 능력에 있어서 제약이 많은 이동 단말에서 효율적인 반향 신호를 제거할 수 있다.

Claims (13)

  1. 반향제거기를 구비한 이동 단말에서 마이크로폰으로 입력된 신호의 반향신호를 제거하기 위한 방법에 있어서,
    상기 원단화자의 신호를 다수의 부대역 신호들로 분리하는 과정과,
    상기 각 부대역의 신호들 중에서 미리 결정된 기준 값 이하의 부대역 신호들만을 이용하여 반향 신호를 추정하는 과정과,
    상기 마이크로폰으로부터 입력되는 신호를 다수의 부대역 신호들로 분리한 후 상기 미리 결정된 기준에 따라 저대역의 부대역 신호들과 고대역의 신호들로 구분하는 과정과,
    상기 구분된 각 저대역 신호들에서 상기 추정한 신호를 감산하여 잔여 반향 신호를 출력하는 과정과,
    상기 잔여 반향 신호를 합성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 마이크로폰으로 입력된 신호 중 상기 고대역의 부대역 신호를 비트율 정보에 따라 출력하거나 차단하는 과정과,
    상기 마이크로폰으로 입력된 신호 중 상기 고대역의 부대역 신호가 출력될 시 상기 각 부대역의 잔여 반향 신호와 합성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 비트 율 정보가 풀 레이트를 지시하지 않는 경우 상기 상기 마이크로폰으로 입력된 신호 중 상기 고대역의 부대역 신호를 '0'으로 클리어함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 마이크로폰으로 입력된 신호 중 상기 고대역의 부대역 신호의 출력 시 상기 각 고대역의 부대역 신호는 에너지 값에 따라 센터 클리핑되어 출력함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 센터 클리핑은,
    하기 <수학식 7>을 이용함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 방법.
    Figure 112004051906324-PAT00021
    상기 <수학식 7>에서 Δ는 임의의 문턱 값(Threshold)을 의미하며, 상기 Sin 는 상기 센터 클리핑될 입력 신호를 의미하며, 상기 Sout는 상기 센터 클리핑된 신호를 의미한다.
  6. 제 1 항에 있어서, 대역별로 분리하는 과정은,
    폴리 페이징 필터링을 사용함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 방법.
  7. 이동 단말에서 마이크로폰으로 입력된 신호의 반향신호를 제거하기 위한 반향 제거 장치에 있어서,
    상기 마이크로폰으로 입력되는 신호를 다수의 부대역 신호들로 분리한 후 미리 결정된 기준에 따라 저대역 신호와 고대역 신호로 구분하여 출력하는 제 1분석 필터 뱅크와,
    상기 원단화자 신호를 다수의 부대역 신호들로 분리하여 기준 대역 이하인 부대역 신호들만을 적응 필터 뱅크로 출력하는 제 2분석 뱅크 필터와,
    상기 제 2분석 뱅크 필터에서 출력된 각 부대역 신호들을 입력받아 각 부대역마다의 반향 추정 신호를 생성하여 출력하는 상기 적응 필터 뱅크와,
    상기 제 1분석 뱅크 필터에서 출력된 신호 중 상기 저대역 신호들과 상기 적응 필터 뱅크에서 출력된 상기 반향 추정 신호의 차를 계산하여 출력하는 가산기와,
    상기 가산기로부터 출력된 신호를 대역별로 합성하여 시간 영역으로 변환시키는 합성 필터 뱅크를 포함함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 장치.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 제 2분석 필터 뱅크는,
    대역별로 신호를 분리할 시에 폴리 페이징 필터링을 수행함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1분석 뱅크 필터에서 출력된 신호 중 고대역 신호들을 입력받아 비트 율 정보에 따라 출력을 온/오프하는 스테이트 머신을 더 포함함을 특징으로 하 는 이동 단말에서 반향 제거 장치.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 스테이트 머신은,
    상기 비트 율 정보가 풀 레이트를 지시하는 경우에만 상기 고대역 신호들을 출력함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 장치.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 스테이트 머신은,
    상기 비트 율 정보가 풀 레이트를 지시하지 않는 경우 상기 마이크로폰으로 입력된 신호 중 상기 고대역의 부대역 신호를 "0"으로 클리어시킴을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 장치.
  12. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서, 상기 스테이트 머신은,
    상기 입력된 고대역 신호들의 신호를 출력할 시 각 대역의 에너지 값에 따라 각 대역마다의 출력신호를 결정함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 장치.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 스테이트 머신은,
    상기 고대역 신호들을 출력할 시 하기의 <수학식 8>을 이용하여 각 대역의 신호를 출력함을 특징으로 하는 이동 단말에서 반향 제거 장치.
    Figure 112004051906324-PAT00022
    상기 <수학식 8>에서 Δ는 임의의 문턱 값(Threshold)를 의미하며, 상기 Sin 는 상기 스테이트 머신에 입력되는 신호를 의미하며, 상기 Sout는 상기 스테이트 머신에서 출력되는 신호를 의미한다.
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