KR20060035939A

KR20060035939A - Apparatus and method for adjusting cyclic prefix length in orthogonal frequency division multiplexing communication system

Info

Publication number: KR20060035939A
Application number: KR1020040084336A
Authority: KR
Inventors: 장영빈; 임치우; 주판유; 조재원
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-10-21
Filing date: 2004-10-21
Publication date: 2006-04-27
Also published as: KR100677187B1

Abstract

본 발명은 직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 순환접두(CP : Cyclic Prefix)길이를 다중경로 물리채널을 고려하여 적응적으로 가변하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 송신방법은, 지연확산 값에 따라 CP(Cyclic Prefix)길이를 조정하는 과정과, 상기 조정된 CP길이에 근거해서 인코딩 데이터중 여분 데이터의 일부를 천공하는 과정과, 상기 천공된 인코딩 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과, 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 조정된 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 과정과, 상기 조정된 CP길이에 따라 상기 OFDM 심볼의 시간샘플간격을 조정하여 송신하는 과정을 포함한다. 이와 같은 본 발명은 OFDM 심볼을 구성하는 CP의 길이를 물리 채널에 맞게 적응적으로 조절함으로서 다중경로를 통해 들어오는 자기신호의 간섭 때문에 생기는 잡음으로 인한 심각한 데이터 오류를 방지할수 있다.
The present invention relates to an apparatus and method for adaptively varying a cyclic prefix (CP) length in consideration of a multipath physical channel in an orthogonal frequency division multiplexing communication system. According to the present invention, there is provided a method of adjusting a cyclic prefix length according to a delay spread value, puncturing a part of extra data in encoded data based on the adjusted CP length, and performing the punctured encoding. Generating an OFDM symbol by copying the data by inverse fast Fourier transform, copying a rear portion of the sample data by the adjusted CP length, and attaching the sample data to the front of the sample data, and generating the OFDM symbol according to the adjusted CP length. And adjusting and transmitting the time sample interval of the OFDM symbol. As described above, the present invention can adaptively adjust the length of a CP constituting an OFDM symbol according to a physical channel, thereby preventing serious data error due to noise caused by interference of a magnetic signal through a multipath.

OFDM, 데이터 심볼, 순환 접두신호, 자기신호 간섭OFDM, data symbols, cyclic prefix, magnetic signal interference

Description

직교 주파수 분할 다중 방식의 통신시스템에서 순환접두 길이 조정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ADJUSTING CYCLIC PREFIX LENGTH IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM} Device and method for adjusting cyclic prefix length in orthogonal frequency division multiplex communication system {APPARATUS AND METHOD FOR ADJUSTING CYCLIC PREFIX LENGTH IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 다수의 부반송파들을 사용하는 OFDM 방식을 설명하기 위한 도면.1 is a view for explaining an OFDM scheme using a plurality of subcarriers.

도 2는 통상적인 OFDM 방식의 무선통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면.2 is a diagram illustrating the structure of a transmitter and a receiver in a conventional OFDM wireless communication system.

도 3은 일반적인 OFDM 심볼을 시간영역과 주파수 영역에 도시한 도면.3 illustrates a general OFDM symbol in time and frequency domains.

도 4는 일반적인 OFDM방식의 통신시스템에서 OFDM심볼이 다중경로를 겪게 될 경우 발생하는 OFDM심볼의 오염을 설명하기 위한 도면.4 is a view for explaining the contamination of the OFDM symbol generated when the OFDM symbol undergoes multipath in a typical OFDM communication system.

도 5는 본 발명에 있어서 OFDM심볼의 CP길이를 가변하는 방법을 도시한 도면.5 is a view showing a method of varying the CP length of an OFDM symbol in the present invention.

도 6은 시간영역에서 CP의 길이를 가변하였을 경우 주파수 영역에서의 변화를 도시한 도면.6 is a view showing a change in the frequency domain when the length of the CP is varied in the time domain.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템의 송신기에서 CP길이를 가변하기 위한 절차를 도시하는 도면.7 is a diagram illustrating a procedure for varying CP length in a transmitter of an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention.

도 8은 본 발명에서 제안하는 가변길이의 CP를 이용하는 응용예를 도시한 도 면.8 is a view showing an application example using a variable length CP proposed in the present invention.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면.9 illustrates a structure of a transmitter and a receiver in an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention.

도 10은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 송신기의 송신 절차를 도시하는 도면.10 is a diagram illustrating a transmission procedure of a transmitter in an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention.

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템에서 수신기의 수신 절차를 도시하는 도면.11 is a diagram illustrating a reception procedure of a receiver in an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention.

도 12는 OFDM시스템에서 다중경로 성분에 의한 링크(Link)성능의 열화를 모의실험을 통해 측정한 그래프.FIG. 12 is a graph of simulations of degradation of link performance due to multipath components in an OFDM system. FIG.

도 13은 도 12와 같은 환경에서 본 발명에서 제안한 CP길이 조정 방법을 사용하였을 경우 개선되는 성능을 보여주는 그래프.
13 is a graph showing improved performance when using the CP length adjustment method proposed in the present invention in the environment as shown in FIG.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에 관한 것으로서, 특히 OFDM심볼의 CP(Cyclic Prefix : 순환접두) 길이를 다중경로 물리채널을 고려하여 적응적으로 조정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. The present invention relates to a communication system using an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) scheme (hereinafter, referred to as an "OFDM communication system"), and in particular, CP of an OFDM symbol ( Cyclic Prefix) Apparatus and method for adaptively adjusting length in consideration of multipath physical channel.

근래, 차세대 무선통신 시스템이라 불리는 4세대(4th Generation) 시스템에서는 고속(약 100Mbps이상)의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히 고속의 서비스를 제공하기 위해서 물리 계층 혹은 그 상위계층에서 다양한 기법들이 필요하게 되는데, 상기 물리 계층에서는 고속의 데이터 전송을 위해 하나의 회선(무선의 경우 1조의 송수신기)을 분할하여 개별적으로 독립된 신호를 동시에 송수신 할 수 있는 다수의 통신로(이하 '채널'이라 칭하기로 한다)를 구성하는 기술로서 다중화(Multiplexing) 기술을 사용하고 있다. 대표적인 다중화 기술로는, 주파수 분할 다중화 (FDM: Frequency Division Multiplexing), 시간 분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 등이 존재한다. 특히, 상기 주파수 분할 다중화 기술 중 고속의 데이터 전송을 구현하기 위한 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 방식은, 현재 구현중인 4세대 무선통신 시스템에서 물리계층의 다중화 기술로 채택되어 연구되어 지고 있다.Recently, in the 4th Generation system, which is called the next generation wireless communication system, active research is being conducted to provide users with various services having a high speed (about 100Mbps or more). In particular, in order to provide high-speed services, various techniques are required at the physical layer or higher layer, and in the physical layer, a separate signal is divided by dividing one line (one set of transceiver in the case of wireless) for high-speed data transmission. Multiplexing technology is used as a technology for constructing multiple communication paths (hereinafter, referred to as 'channels') capable of transmitting and receiving at the same time. Representative multiplexing techniques include frequency division multiplexing (FDM), time division multiplexing (TDM), and the like. In particular, an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) scheme for implementing high-speed data transmission among the frequency division multiplexing techniques has been studied as being adopted as a physical layer multiplexing technique in a fourth generation wireless communication system currently being implemented.

상기 OFDM 방식은 멀티 캐리어(Multi Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.The OFDM method is a method of transmitting data using a multi-carrier, and a plurality of sub-carriers having mutually orthogonality by converting serially input symbol strings in parallel. Multi Carrier Modulation (MCM) is a type of multi-carrier modulation that is modulated and transmitted.

이와 같은 다중 반송파 변조 방식을 사용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 고주파 래디오(HF radio)에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부반송파들을 중첩시키는 상기 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 다중 반송파간의 직교변조 구현의 어려움으로 인해 실제 시스템에 적용에는 한계가 있었다.The system using the multi-carrier modulation scheme was first applied to military high frequency radio (HF radio) in the late 1950s, and the OFDM scheme for superimposing a plurality of orthogonal subcarriers began to develop from the 1970s, but the orthogonality between the multi-carriers Due to the difficulty in implementing the modulation, there are limitations to the practical application.

그러나, 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술 개발이 급속히 발전하였다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 포함한 각종 디지털 신호처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다. 또한, 보호구간(guard interval)과 순환 접두(CP : Cyclic Prefix) 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연확산(delay spread)에 대한 부정적인 영향을 더욱 감소시키게 되었다.However, in 1971, Weinstein et al. Announced that modulation and demodulation using the OFDM scheme can be efficiently processed using a Discrete Fourier Transform (DFT). In other words, due to hardware complexity, it is not widely used, but it is realized by the development of various digital signal processing technologies including the Fast Fourier Transform (FFT) and the Inverse Fast Fourier Transform (IFFT). It became possible. In addition, as the guard interval and cyclic prefix (CP) protection interval insertion schemes are known, the negative effects on multipath and delay spread are further reduced.

이와 같은 OFDM 방식은 고속의 데이터 전송에 적합하기 때문에 무선통신에서는 IEEE 802.11a, HIPERLAN/2의 고속 무선 LAN, IEEE 802.16의 광대역 무선 억세스(BWA: Broadband Wireless Access), 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting)등에 표준방식으로 채택되었고, 유선통신에서도 ADLS과 VDSL의 표준방식으로 채택되었다.
Since the OFDM method is suitable for high-speed data transmission, wireless communication uses IEEE 802.11a, HIPERLAN / 2 high-speed wireless LAN, IEEE 802.16 broadband wireless access (BWA), and digital audio broadcasting (DAB). It is adopted as a standard method for broadcasting, etc., and it is also adopted as a standard method for ADLS and VDSL in wired communication.

이하, 도면을 참조하여 OFDM 방식을 구체적으로 살펴보기로 한다.Hereinafter, the OFDM scheme will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 1은 다수의 부반송파들을 사용하는 OFDM 방식을 설명하기 위한 도면이다. 1 is a diagram for describing an OFDM scheme using a plurality of subcarriers.

만약, 광대역의 대역폭(Bandwidth)을 가지는 반송파를 작은 대역폭을 가지는 반송파로 분할하지 않고, 무선채널을 통해 보낼 경우에는 다중경로 페이딩 (Multipath fading), 도플러 확산(Doppler spread) 등의 영향으로 높은 비트 오류 확률을 갖게 되고, 이를 극복하기 위해서는 수신기의 구조가 복잡해져 구현하기가 매우 힘들다. If a carrier having a wide bandwidth is not divided into a carrier having a small bandwidth and is transmitted through a wireless channel, a high bit error may be caused by the effects of multipath fading and Doppler spread. In order to overcome this, it is very difficult to implement the receiver because the structure of the receiver is complicated.

그래서 도 1의 101과 같이, 데이터 전송을 위해 사용하는 광대역의 반송파를 다수의 작은 주파수 대역인 f₁, f₂,...f_N 로 분할한다. 하지만 상기 101의 경우는 작은 반송파들의 인접대역을 분리하기 위해 주파수 영역에서 성능이 우수한 대역통과필터(Band-pass filter)를 사용해야 하고, 또 다수의 반송파를 만들어내기 위해서 다수의 발진기가 필요하므로, 실제 통신시스템에서 사용하는데 있어서 제약사항이 많다. Thus, as shown in 101 of FIG. 1, a wideband carrier used for data transmission is divided into a plurality of small frequency bands f ₁ , f ₂ , ... f _N. However, in the case of 101, a band-pass filter having excellent performance in the frequency domain must be used to separate adjacent bands of small carriers, and a plurality of oscillators are needed to generate a plurality of carriers. There are many limitations in using it in communication systems.

도 1의 102는 OFDM의 방식을 사용하여 만든 신호의 주파수 스펙트럼 특성을 보여주는 것으로, 상기 101의 경우와 마찬가지로 데이터 전송을 위해 다수의 반송파를 사용하지만, 상기 인접대역을 분리하기 위해 대역통과필터를 사용하지 않으며, 반송파를 만들기 위해서 다수의 발진기를 사용할 필요도 없다. 즉, 앞서 설명한 바와 같이, 송신기의 기저대역에서 IFFT연산을 이용하여 부반송파(sub-carrier)들을 만들어 주면 주파수 영역에서 상기 101과 거의 같은 효과를 가질 뿐만 아니라, 수신기에서도 주파수의 직교성의 원리를 이용하는 FFT연산을 이용하면 장치의 복잡성 없이 부반송파들을 쉽게 분리해 낼 수 있다. 단, 상기 OFDM 방식에서는 부반송파가 상기 102에서와 같이 인접대역의 부반송파의 간섭신호가 들어와도 f₁, f₂,...f_N 의 지점에서는 거의 "0"의 값을 가지도록 설계되어야 복조할 때 문제가 생 기지 않는다. 102 of FIG. 1 shows frequency spectrum characteristics of a signal made using the OFDM scheme. Like the case of 101, a plurality of carriers are used for data transmission, but a bandpass filter is used to separate adjacent bands. No oscillator is needed to create a carrier. That is, as described above, if the sub-carriers are made by using the IFFT operation in the baseband of the transmitter, not only has the same effect as the above 101 in the frequency domain, but also the FFT using the principle of frequency orthogonality in the receiver. Arithmetic allows easy separation of subcarriers without the complexity of the device. However, in the OFDM scheme, when the subcarrier is designed to have a value of almost "0" at the points f ₁ , f ₂ , ... f _N even when interference signals of adjacent carriers in the adjacent band are received as in 102. There is no problem.

상기 도 1의 103에서는 102에서 나타낸 주파수 영역의 신호를 IFFT 연산을 통해 시간영역으로 변환했을 때의 이산 신호를 나타낸 것이다. 상기 이산 신호는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.In FIG. 1, 103 denotes a discrete signal when the signal in the frequency domain shown in 102 is converted into the time domain through an IFFT operation. The discrete signal may be represented by Equation 1 below.

상기 수학식 1에서 x[n]은 IFFT단을 통과하고 난 후의 시간영역의 샘플(sample) n을 변수로 가지는 시간영역에서의 OFDM 복소 이산 신호를 나타내고, 상기 변수 n은 1부터 N까지 값을 가진다. X[k]는 IFFT단으로 입력되는 주파수영역에서의 복소 이산 신호를 나타내며, 상기 k는 복소 이산 신호의 순서를 가리키는 인덱스(Index)이다. 또한 N은 전체 부반송파의 개수를 나타내며, 시간상의 샘플의 개수가 되기도 한다. exp()는 지수(exponential) 함수를 나타내고, 괄호안의 j는 복소수 기호이다. 상기 시간영역에서의 신호 x[n]은 도 1의 103에 도시된 바와 같이 부반송파에 곱해지는 송신 데이터의 X[k] 크기에 따라 예측할 수 없는 형태를 가지며, 실제 매우 큰 값을 가질 수도 있다.
In Equation 1, x [n] represents an OFDM complex discrete signal in a time domain having a sample n of the time domain after passing through the IFFT stage as a variable, and the variable n represents a value from 1 to N. Have X [k] represents a complex discrete signal in the frequency domain input to the IFFT stage, and k is an index indicating the order of the complex discrete signal. In addition, N represents the total number of subcarriers, and may also be the number of samples in time. exp () represents an exponential function, and j in parentheses is a complex symbol. The signal x [n] in the time domain has an unpredictable form according to the size of X [k] of transmission data multiplied by a subcarrier as shown in 103 of FIG. 1 and may have a very large value.

도 2는 통상적인 OFDM 방식의 무선통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면이다.2 is a diagram showing the structure of a transmitter and a receiver in a conventional OFDM wireless communication system.

도시된 바와 같이, 송신기는 부호기(Encoder)(202), 변조기 (Modulator)(203), 직/병렬 변환기(S/P converter)(204), IFFT연산기(205), 병/직렬 변환기(P/S converter)(206), CP추가기(207), RF처리기(208)을 포함하여 구성된다. 그리고 수신기는 RF처리기(210), CP제거기(211), 직/병렬 변환기(212), FFT연산기(213), 등화기(Equalizer)(214), 병/직렬 변환기(215), 복조기(Demodulator)(216), 복호기(Decoder)(217)를 포함하여 구성된다.As shown, the transmitter includes an encoder (202), a modulator (203), an S / P converter (204), an IFFT operator (205), a parallel / serial converter (P /). S converter) 206, CP adder 207, and RF processor 208. The receiver includes an RF processor 210, a CP remover 211, a serial / parallel converter 212, an FFT operator 213, an equalizer 214, a parallel / serial converter 215, and a demodulator. 216, and a decoder 217.

먼저 송신기를 살펴보면, 부호기(Encoder)(202)는 입력되는 정보 데이터(information bits)을 무선채널에 강하게(Robust) 만들기 위해 해당 부호율로 채널부호화(Channel coding)하여 출력한다. 변조기(203)는 상기 부호기(201)로부터의 부호화 데이터를 해당 변조 방식으로 변조하여 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 등이 사용될 수 있다. 직/병렬 변환기(204)는 상기 변조기(203)로부터 입력되는 직렬(Serial)로 배열된 데이터를 병렬(Parallel)로 변환하여 출력한다.First, referring to the transmitter, the encoder 202 outputs by channel coding at a corresponding code rate in order to make the input information data robust to the wireless channel. The modulator 203 modulates the coded data from the encoder 201 by the modulation method and outputs the modulated data. Here, for example, Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), Quadrature Amplitude Modulation (16QAM), 64QAM, etc. may be used as the modulation scheme. The serial / parallel converter 204 converts the serially arranged data input from the modulator 203 into parallel and outputs the parallel data.

상기 IFFT연산기(205)는 상기 직/병렬 변환기(204)로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT)하여 시간 샘플 데이터를 출력한다. 병/직렬 변환기(206)는 상기 IFFT연산기(205)로부터 입력되는 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. CP추가기(207)는 무선채널의 다중경로 페이딩 현상 때문에 발생하는 자기신호에 의한 잡음(Inter Symbol Interference, 이하 'ISI'라고 칭함)을 제거하기 위해서 상기 병/직렬 변환기(206)에서 출력되는 샘플 데이터에 보호구간(CP : Cyclic Prefix)을 삽입하여 출력한다. 상기 보호구간은 초기 일정 구간의 널(null) 데이터 를 전송하는 형태로 제안되었으나, 현재는 시간 영역의 OFDM 심볼의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM심볼의 앞에 삽입하는 순환 접두(Cyclic Prefix) 방식이나 시간영역의 OFDM심볼의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM심볼의 뒤에 삽입하는 순환 접미(Cyclic Postfix) 방식을 사용하고 있다. 이와 같이, 유효구간이 삽입된 데이터열이 실제 무선채널로 전송되는 OFDM 심볼이 된다. 한편, 이하 설명은 보호구간으로 CP를 사용하는 것으로 가정하여 설명하기로 한다.The IFFT operator 205 performs inverse fast Fourier transform (IFFT) on the data from the serial / parallel converter 204 to output time sample data. The parallel / serial converter 206 converts the parallel data input from the IFFT operator 205 into serial data and outputs the serial data. CP adder 207 is a sample output from the parallel / serial converter 206 to remove the noise due to the magnetic signal (Inter Symbol Interference, hereinafter 'ISI') caused by the multi-path fading phenomenon of the wireless channel The protection section (CP: Cyclic Prefix) is inserted into the data and output. The guard interval has been proposed in the form of transmitting null data of an initial predetermined interval, but currently it is a cyclic prefix (Cyclic Prefix) method of copying the last predetermined bit of the OFDM symbol in the time domain and inserting it before the effective OFDM symbol Cyclic Postfix is used to copy the first predetermined bits of the OFDM symbol in the time domain and insert them after the effective OFDM symbol. In this way, the data string into which the validity interval is inserted becomes an OFDM symbol transmitted on the actual wireless channel. On the other hand, the following description will be described on the assumption that using the CP as a protection interval.

RF전단기(208)는 상기 CP추가기(207)로부터의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 상기 아날로그 기저대역 신호를 실제 전송 가능하도록 고주파(RF : Radio Frequency) 대역 신호로 변환하여 무선채널(209)로 전송한다. 이때, 무선채널의 시간적, 주파수적 물리특성인 다중경로 페이딩 현상이 나타나게 되고, 이 때문에 ISI가 일어나지만, 상기 추가한 CP안으로 ISI 신호가 들어오게 되면 상기 ISI를 극복할 수 있다. The RF shear 208 converts the digital signal from the CP adder 207 into an analog signal, and converts the analog baseband signal into a radio frequency (RF) band signal so as to be actually transmitted. 209). In this case, a multipath fading phenomenon, which is a temporal and frequency physical characteristic of the radio channel, appears, and thus ISI occurs, but when the ISI signal enters into the added CP, the ISI can be overcome.

다음으로 수신기를 살펴보면, RF전단기(210)는 무선채널(209)을 통과한 고주파 대역의 신호를 기저대역으로 변환하고, 상기 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환하여 출력한다. CP제거기(211)는 상기 RF전단기(210)로부터의 샘플 데이터에서 보호구간(CP)을 제거하여 OFDM심볼의 유효 데이터를 출력한다. 직/병렬 변환기(212)는 상기 CP제거기(211)로부터의 직렬 데이터를 IFFT연산기(213)의 입력을 위한 병렬 데이터로 변환하여 출력한다. FFT연산기(213)는 상기 직/병렬 변환기(212)로부터의 병렬 데이터에 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역의 데이터를 출력한다. Next, referring to the receiver, the RF shear 210 converts a signal of a high frequency band that has passed through the radio channel 209 into a baseband, and converts the baseband analog signal into time sample data and outputs it. The CP remover 211 outputs valid data of the OFDM symbol by removing the guard interval CP from the sample data from the RF shear 210. The serial / parallel converter 212 converts the serial data from the CP remover 211 into parallel data for the input of the IFFT operator 213 and outputs the serial data. The FFT operator 213 performs Fast Fourier Transform (FFT) on the parallel data from the serial / parallel converter 212 and outputs data in the frequency domain.

등화기(214)는 상기 FFT연산기(213)에서 출력되는 데이터에 대해 상기 무선채널(209)에서 발생한 여러 잡음들을 보상하여 출력한다. 병/직렬 변환기(215)는 상기 등화기(214)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. 복조기(216)는 상기 병/직렬 변환기(215)로부터의 데이터를 해당 복조 방식으로 복조하여 출력한다. 복호기(217)는 상기 복조기(216)로부터의 데이터를 해당 부호율로 채널복호화(channel decoding)하여 정보 데이터를 복원한다.
The equalizer 214 compensates and outputs various noises generated in the wireless channel 209 with respect to the data output from the FFT operator 213. The parallel / serial converter 215 converts the parallel data from the equalizer 214 into serial data and outputs the serial data. The demodulator 216 demodulates and outputs the data from the bottle / serial converter 215 in a corresponding demodulation scheme. The decoder 217 channel-decodes the data from the demodulator 216 at the corresponding code rate to restore the information data.

그러면, 여기서 OFDM 심볼에 대해서 자세히 살펴보기로 한다.Next, the OFDM symbol will be described in detail.

도 3은 일반적인 OFDM 심볼을 시간영역과 주파수 영역에 도시한 도면이다. 3 is a diagram illustrating a general OFDM symbol in a time domain and a frequency domain.

도시된 바와 같이, 시간영역에서의 OFDM 심볼은 보호구간(guard interval)과 데이터 구간으로 구분된다. 상기 데이터 구간은 IFFT단을 통과한 유효 데이터가 실리는 부분이고, 상기 보호구간은 다중경로 지연에 의한 심볼의 오염을 방지하기 위해 삽입되는 부분이다. 앞서 언급한 바와 같이, 상기 보호 구간은 "0"을 삽입하는 형태로 제안되었으나, 현재는 OFDM 데이터의 뒷부분을 복사하여 붙이는 형태로 사용되고 있다. 상기 OFDM 시스템에서 보호구간의 길이는 OFDM 심볼의 1/64, 1/32, 1/16, 1/8, 1/4 등의 비율로 사용된다. 보통 시스템을 초기에 설계할 때 최대 다중경로 지연을 고려하여, 보호구간의 길이를 결정하게 된다. As shown, the OFDM symbol in the time domain is divided into a guard interval and a data interval. The data section is a portion in which valid data passing through an IFFT stage is carried, and the guard section is inserted to prevent contamination of a symbol due to a multipath delay. As mentioned above, the guard interval has been proposed in the form of inserting "0", but is currently used in the form of copying and pasting the back part of the OFDM data. In the OFDM system, the length of the guard interval is used at a ratio of 1/64, 1/32, 1/16, 1/8, 1/4, etc. of the OFDM symbol. Typically, when designing a system initially, the length of the guard interval is determined by considering the maximum multipath delay.

한편, OFDM 심볼을 주파수 상에 나타내면, 도시된 바와 같이, f₁, f₂,...f_N 의 다수의 주파수 성분들로 나타낼 수 있다. 각각의 신호는 자신의 신호의 뒷부분 을 복사해서 앞에 붙임으로써 보호구간을 만든다. 이렇게 생성되는 보호구간을 CP(Cyclic prefix)라 한다. 상기 CP가 가지는 장점은 자기 신호의 주파수 성분인 f₁, f₂,...f_N의 일부를 그대로 신호의 앞에 붙이기 때문에 다른 주파수 성분이 더해지지 않는다. 다시말해, 주파수 영역에서의 신호 왜곡이 발생하지 않는다. 전술한 바와 같이, 만약 보호구간으로 CP를 사용하지 않고, "0"을 채우거나 다른 신호를 사용하게 되면, 주파수 영역에서 다른 주파수 성분이 가산되어 부반송파끼리의 직교성을 깨뜨릴 수 있다. 이와 같이, CP의 장점은 과거의 연구결과로부터 이미 알려진 사실이다.
On the other hand, if the OFDM symbol is represented on the frequency, it can be represented by a plurality of frequency components of f ₁ , f ₂ , ... f _N as shown. Each signal creates a guard interval by copying and pasting the back of its signal. The protection period generated in this way is called a cyclic prefix (CP). The advantage of the CP is that a part of the frequency components f ₁ , f ₂ , ... f _N of the magnetic signal is added to the front of the signal as it is, so that other frequency components are not added. In other words, no signal distortion occurs in the frequency domain. As described above, if CP is used as a guard interval and "0" is filled or another signal is used, other frequency components may be added in the frequency domain to break orthogonality of subcarriers. As such, the benefits of CP are known from past studies.

도 4는 일반적인 OFDM방식의 통신시스템에서 OFDM심볼이 다중경로를 겪게 될 경우 발생하는 OFDM심볼의 오염을 설명하기 위한 도면이다. FIG. 4 is a diagram for describing contamination of an OFDM symbol generated when an OFDM symbol undergoes multipath in a general OFDM communication system.

도시된 바와 같이, 401은 송신기가 무선채널로 전송하는 OFDM 심볼들을 나타낸 것이다. 각각의 OFDM심볼은 CP부분(402)과 데이터 부분(403)으로 구성된다. As shown, 401 represents OFDM symbols transmitted by a transmitter on a wireless channel. Each OFDM symbol consists of a CP portion 402 and a data portion 403.

한편, 404는 상기 OFDM 심볼들이 수신기에 수신되는 형태를 나타낸 것이다. 상기 OFDM 심볼들은 무선채널을 지나면서 실제 공간상에 존재하는 산, 강, 건물 등과 같은 여러 방해물들을 만나게 되는데, 상기 방해물들에 대하여 투과 또는 반사 등의 과정을 거쳐 여러 경로로 수신기에 수신된다.On the other hand, 404 shows a form in which the OFDM symbols are received by the receiver. The OFDM symbols encounter various obstacles such as mountains, rivers, buildings, and the like that exist in real space through the radio channel, and are received by the receiver through various paths through the transmission or reflection process for the obstacles.

405는 가장 먼저 수신된 첫 번째 경로(1st path)를 나타내고, 406은 두 번째 경로(2nd path)를 나타내며, 407은 세 번째 경로(3rd path)를 나타낸다. 도시된 바 와 같이, 시간상으로 첫 번째 경로(405)가 가장 먼저 수신단에 도달된 것으로 가정한다. 일반적으로 상기 3개 보다 더 많은 개수의 경로들로 신호가 수신되지만, 시간상으로 많이 지연되어 들어오는 신호일수록 거리에 따른 신호의 손실이 크기 때문에, 일정 크기 이하의 다중 경로 신호들을 고려하지 않아도 수신기의 데이터 복원에는 문제가 없다. 405 indicates a first path received first, 406 indicates a second path, and 407 indicates a third path. As shown, it is assumed that the first path 405 in time arrives first at the receiving end. In general, the signal is received by more than three paths, but since the delayed signal in time increases the loss of the signal according to the distance, the data of the receiver does not need to be considered even if the multipath signals below a certain size are not considered. There is no problem with restoration.

상기 첫 번째 경로(405)로 수신된 OFDM 심볼들은 두 번째, 세 번째 경로(406,407)의 심볼들과 시간상으로 겹치는 부분이 생겨서 더해지거나 빼지는 현상이 나타나게 되는데, 일반적으로 전술한 도 2의 등화기(214)를 통해 충분히 보상이 가능하다. 즉, 첫 번째 경로(405)의 첫 번째 심볼(408)과 두 번째 경로(406)의 첫 번째 심볼(409)과 겹칠 경우는 시간상에서 보면 신호가 더해지고 빼지는 왜곡이 생기지만, 주파수 영역에서 보면 같은 주파수를 가진 반송파로 구성되어 있으므로 반송파들의 왜곡 현상이 일어나지는 않는다. 즉, OFDM에서 성능에 가장 큰 영향을 미치는 반송파간의 직교성에는 변화가 없으므로, 전술한 도 2의 등화기(214) 및 복호기(217)에서 보상이 가능하다. 또한 첫 번째 경로(405)의 첫 번째 심볼(408)이 세 번째 경로(407)의 첫 번째 심볼(410)과 겹치더라도 마찬가지로 보상이 가능하다. OFDM symbols received on the first path 405 are added to or subtracted from the symbols overlapping in time with symbols of the second and third paths 406 and 407. Generally, the equalizer of FIG. Full compensation is possible through 214. That is, when the first symbol 408 of the first path 405 and the first symbol 409 of the second path 406 overlap, the signal adds and subtracts in time, but in the frequency domain As it is composed of carriers having the same frequency, the distortion of the carriers does not occur. That is, since there is no change in the orthogonality between carriers which has the greatest influence on the performance in OFDM, the equalizer 214 and the decoder 217 of FIG. 2 can be compensated. In addition, even if the first symbol 408 of the first path 405 overlaps with the first symbol 410 of the third path 407, similar compensation is possible.

그러나, 첫 번째 경로(405)의 두 번째 심볼(411)이 두 번째 경로(406)의 첫 번째 심볼(409) 혹은 세 번째 경로(407)의 첫 번째 심볼(410)과 겹치는 부분이 생길 경우는 문제가 되는데, 그 이유는 다음과 같다. However, if the second symbol 411 of the first path 405 overlaps with the first symbol 409 of the second path 406 or the first symbol 410 of the third path 407, This is a problem because:

먼저, 상기 두 번째 경로(406)의 첫 번째 심볼(409) 및 상기 세 번째 경로(407)의 첫 번째 심볼(410)이 가지고 있는 주파수 성분과 상기 첫 번째 경로(405) 의 두 번째 심볼(411)이 가지고 있는 주파수 성분이 서로 상이할 수 있으므로, 서로 더해질 경우 시간상의 왜곡뿐 아니라 주파수 왜곡이 발생할 수 있다. 그리고, 상기 두 번재 경로(406)의 심볼(409)과 심볼(412)의 경계점 또는 상기 세 번째 경로(407)의 심볼(410)과 상기 심볼(413)의 경계점에서는 보통 위상의 불연속이 일어나게 되는데, 상기 위상 불연속 점이 상기 첫 번째 경로(405)의 두 번째 심볼(411)에 영향을 주게 되면 또한 시간상의 왜곡뿐 아니라 주파수 상의 왜곡이 함께 발생한다. 이 경우, 반송파들 간에 직교성에 영향을 미쳐 치명적인 데이터 오류를 가져올 수 있다. First, a frequency component possessed by the first symbol 409 of the second path 406 and the first symbol 410 of the third path 407 and the second symbol 411 of the first path 405. Since the frequency components of) may be different from each other, frequency distortion may occur as well as time distortion. In addition, normal phase discontinuity occurs at a boundary point between the symbol 409 and the symbol 412 of the second path 406 or between the symbol 410 and the symbol 413 of the third path 407. In addition, when the phase discontinuity point affects the second symbol 411 of the first path 405, the distortion in frequency as well as in time occurs. In this case, orthogonality between carriers may be affected, resulting in a fatal data error.

여기서, 두 번째 경로(406)의 첫 번째 심볼(409)은 상기 심볼(411)의 CP부분만 오염(414)을 일으키므로, 수신기에서는 상기 도 2의 CP제거기(211)를 통해 CP를 제거함으로써 오염된 부분을 버리기 때문에 상기 심볼(411)의 데이터 부분을 복원하는데는 문제가 없다. 반면, 세 번째 경로(407)의 심볼(410)은 상기 심볼(411)의 CP부분뿐만 아니라 데이터 부분에도 오염(415)을 일으키므로, 전술한 바와 같은 심각한 데이터 오류를 가져올 수 있다. Here, since the first symbol 409 of the second path 406 causes pollution 414 only in the CP portion of the symbol 411, the receiver removes the CP through the CP remover 211 of FIG. There is no problem in restoring the data portion of the symbol 411 because the contaminated portion is discarded. On the other hand, the symbol 410 of the third path 407 causes contamination 415 not only in the CP portion of the symbol 411 but also in the data portion, and thus may cause serious data errors as described above.

그래서, 일반적으로 OFDM 심볼의 CP를 설계할 때, 수신기에서 예측 가능한 최대 지연시간 만큼을 고려하여 CP의 길이를 결정하는 것으로 알려져 있다. 만약 다중경로 지연에 의한 비트 오류 성능을 좋게 만들고 싶다면, 무조건 CP의 길이를 길게 하면 되지만, 그렇게 되면 데이터 부분이 줄어들기 때문에 CP를 무작정 늘릴 수 없고, 데이터 속도를 향상시키기 위해서 CP를 작게 만들면, 비트 오류 성능이 나빠지므로, 이 두 가지를 동시에 고려하여 CP 길이를 결정해야 한다. 현재까지 알 려진 바로는 CP의 길이를 한번 고정시키면 계속 그 길이의 CP를 사용해야 하므로 다중경로 페이딩 환경이 바뀌더라도 성능이 나빠지는 것을 막을 수가 없다. 그리하여 이를 방지하기 위해서 일부 공지된 종래기술에서는 CP의 길이를 가변적으로 만들어서 데이터 부분에 붙이는 방법이 있는데, 그렇게 하면 OFDM심볼마다 길이가 틀려져서 수신기에서 동기를 맞추는 부분이 너무 복잡해지는 문제점이 있다. 다른 방법으로, 다중경로 지연에 의한 OFDM 심볼의 오염부분을 보상 알고리즘을 사용하여 보상시켜 줄 수도 있는데, 이 또한 수신기의 복잡도가 높아져서 결코 좋은 방법이 될 수 없었다. 그래서 현재는 고정길이의 CP를 사용하는 것을 채택하고 있는 실정이다.
Therefore, in general, when designing a CP of an OFDM symbol, it is known to determine the length of the CP in consideration of the maximum delay time that can be predicted by the receiver. If you want to improve the bit error performance due to multipath delay, you can increase the length of the CP unconditionally, but then you can't increase the CP because it reduces the data portion, and if you make the CP small to improve the data rate, The error performance is worse, so the CP length must be determined by considering both. As far as is known, once the length of a CP is fixed, the CP of that length must be used continuously. Therefore, even if the multipath fading environment is changed, performance cannot be prevented. Thus, in order to prevent this, some known prior arts have a method of making the length of the CP variable and attaching it to the data part. In this case, the length of each OFDM symbol is changed so that the synchronization part of the receiver is too complicated. Alternatively, it is possible to compensate for the contaminated portion of the OFDM symbol due to multipath delay using a compensation algorithm, which is also a good method due to the increased complexity of the receiver. Therefore, the current situation is to use a fixed length CP.

따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 통신시스템에서 OFDM심볼의 CP길이를 다중경로 채널상태에 따라 적응적으로 가변하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide an apparatus and method for adaptively varying the CP length of an OFDM symbol according to a multipath channel state in an OFDM communication system.

본 발명의 다른 목적은 OFDM 통신시스템에서 OFDM심볼의 CP길이를 다중경로 채널상태에 따라 적응적으로 가변하고 상기 CP길이가 조정된 OFDM심볼의 샘플 간격을 조정하여 시간상으로 고정길이를 갖는 OFDM심볼을 통신하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.Another object of the present invention is to adaptively vary the CP length of an OFDM symbol according to a multipath channel state in an OFDM communication system and to adjust the sample interval of the OFDM symbol whose CP length is adjusted to obtain an OFDM symbol having a fixed length in time. An apparatus and method for communicating are provided.

상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 송신기 장치에 있어서, 지연확산 값에 따라 CP(Cyclic Prefix)길이를 조정하는 제어기와, 상기 조정된 CP길이에 근거해서 인코딩 데이터 중 여분 데이터의 일부를 천공하여 출력하는 천공기와, 상기 천공된 인코딩 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT연산기와, 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 조정된 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 CP추가기와, 상기 조정된 CP길이에 따라 상기 OFDM 심볼의 시간샘플간격을 조정한후 아날로그 신호로 변환하는 D/A(digital to analog)변환기를 포함하는 것을 특징으로 한다.According to a first aspect of the present invention for achieving the above object, a transmitter device in a communication system of the orthogonal frequency division multiplexing system, the controller for adjusting the CP (Cyclic Prefix) length in accordance with the delay spread value, and the adjusted CP A puncturer that punctures and outputs a portion of the extra data based on the length, an IFFT operator that outputs sample data by performing inverse fast Fourier transform on the punctured encoded data, and the adjusted CP length A CP adder for generating an OFDM symbol by copying the sample data in front of the sample data, and a digital to analog (D / A) converter for adjusting the time sample interval of the OFDM symbol according to the adjusted CP length and converting it to an analog signal. It is characterized by including.

본 발명의 제2견지에 따르면, 직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 수신기 장치에 있어서, 송신기에서 사용된 CP(Cyclic Prefix)길이를 획득하는 제어기와, 상기 획득된 CP의 길이에 따른 시간 샘플 간격을 이용하여 수신된 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환하는 A/D(analog to digital)변환기와, 상기 획득된 CP의 길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 CP를 제거하여 출력하는 CP제거기와, 상기 CP가 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 데이터를 출력하는 FFT연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 한다.According to a second aspect of the present invention, in a receiver system in a communication system of orthogonal frequency division multiple access, a controller for acquiring a cyclic prefix (CP) length used in a transmitter, and a time sample interval according to the obtained CP length An A / D (analog to digital) converter for converting the received baseband analog signal into time sample data using a CP, and a CP remover for removing and outputting CP from the time sample data using the obtained CP length. And an FFT operator for outputting data in a frequency domain by performing fast Fourier transform on the sample data from which the CP has been removed.

본 발명의 제3견지에 따르면, 직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 송신기의 송신 방법에 있어서, 지연확산 값에 따라 CP(Cyclic Prefix)길이를 조정하는 과정과, 상기 조정된 CP길이에 근거해서 인코딩 데이터중 여분 데이터의 일부를 천공하는 과정과, 상기 천공된 인코딩 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과, 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 조정된 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 과정과, 상기 조정된 CP길이에 따라 상기 OFDM 심볼의 시간샘플간격을 조정하여 송신하는 과정을 포함하 는 것을 특징으로 한다.According to a third aspect of the present invention, in a transmission method of a transmitter in an orthogonal frequency division multiplexing communication system, a process of adjusting a cyclic prefix length according to a delay spread value and based on the adjusted CP length Puncturing a portion of the extra data of the encoded data, generating fast sample data by performing inverse fast Fourier transform on the punctured encoded data, and copying the rear portion of the sample data by the adjusted CP length. Generating an OFDM symbol, and adjusting and transmitting a time sample interval of the OFDM symbol according to the adjusted CP length.

본 발명의 제4견지에 따르면, 직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 수신기의 수신 방법에 있어서, 송신기에서 사용된 CP(Cyclic Prefix)길이를 획득하는 과정과, 상기 획득된 CP의 길이에 따른 시간 샘플 간격을 이용하여 수신된 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환하는 과정과, 상기 획득된 CP의 길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 CP를 제거하는 과정과, 상기 CP가 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 데이터를 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
According to a fourth aspect of the present invention, in a method for receiving a receiver in a communication system using an orthogonal frequency division multiplexing method, a process of acquiring a cyclic prefix length (CP) used in a transmitter and a time according to the obtained length of the CP Converting the received baseband analog signal into time sample data using a sample interval; removing CP from the time sample data using the obtained length of CP; and removing sample data from which the CP is removed. And a process of generating data of a frequency domain by performing fast Fourier transform.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It should be noted that in the following description, only parts necessary for understanding the operation according to the present invention will be described, and descriptions of other parts will be omitted so as not to distract from the gist of the present invention.

이하 본 발명은 OFDM 통신시스템에서 다중 경로 페이딩 환경에 따라 CP길이를 적응적으로 가변하기 위한 기술에 대해 설명한다. 이때, OFDM 심볼 길이를 가변하게 되면 수신기의 복잡도를 가중시키기 때문에, 시간 샘플 간격을 조정하여 시간상으로 OFDM심볼의 길이는 고정시킨다. 가령, 다중 경로에 따른 지연확산(Delay Spread)이 크면, CP 길이를 길게 조정하고 OFDM 심볼의 샘플 간격을 작게 조정한 다. 반면, 지연확산(Delay Spread)이 작으면, CP 길이를 짧게 조정하고 OFDM 심볼의 샘플 간격을 크게 조정한다. Hereinafter, the present invention describes a technique for adaptively varying the CP length according to a multipath fading environment in an OFDM communication system. In this case, varying the length of the OFDM symbol adds complexity to the receiver. Thus, the length of the OFDM symbol is fixed in time by adjusting the time sample interval. For example, if the delay spread according to the multipath is large, the CP length is adjusted long and the sample interval of the OFDM symbol is adjusted small. On the other hand, if the delay spread is small, the CP length is shortened and the sample interval of the OFDM symbol is large adjusted.

이하 설명에서 CP길이는 CP구간 내에 존재하는 샘플의 개수로 정의하여도 무방하다. 즉, CP길이를 조정한다는 것은 IFFT연산을 통해 얻어지는 샘플 데이터에서 CP로 복사되는 샘플개수를 조정하는 것으로 정의할수 있다.
In the following description, the CP length may be defined as the number of samples existing in the CP section. That is, adjusting the CP length may be defined as adjusting the number of samples copied from the sample data obtained through the IFFT operation to the CP.

그러면, 여기서 OFDM심볼의 CP 길이를 적응적으로 조정하는 방안에 대해 구체적으로 살펴보기로 한다.Next, a method of adaptively adjusting the CP length of the OFDM symbol will be described in detail.

도 5는 본 발명에 있어서 OFDM심볼의 CP길이를 가변하는 방법을 도시한 도면이다. 5 is a diagram illustrating a method of varying the CP length of an OFDM symbol according to the present invention.

설명에 앞서, 본 발명에서 사용되는 변수 값들을 정의하면 다음과 같다. 먼저, OFDM 부반송파의 개수, 즉 FFT의 사이즈를 "N_FFT"라고 하고, OFDM 심볼의 데이터 부분의 시간길이를 "T_d", CP의 길이를 "T_c", CP길이(T _c)에 대한 데이터부분의 시간길이(T_d)의 비를 "G", 기준이 되는 OFDM 심볼의 길이를 "T", 시간영역에서의 샘플 간격을 "ΔT"라고 정의한다. 이때, CP의 길이를 "M"배 늘리면 OFDM 심볼의 시간영역에서의 샘플 간격은 하기 수학식 2와 같이 모델링된다.Prior to the description, the variable values used in the present invention are defined as follows. First, the number of OFDM subcarriers, that is, the size of the FFT is referred to as "N _FFT ", and the time length of the data portion of the OFDM symbol is "T _d ", the length of CP is "T _c ", and the CP length (T _c ) A ratio of the time length T _d of the data portion is defined as "G", a reference OFDM symbol length is "T", and a sample interval in the time domain is defined as "ΔT". At this time, if the length of the CP is increased by "M" times, the sample interval in the time domain of the OFDM symbol is modeled as in Equation 2 below.

상기 수학식 2는 본 발명에 따른 CP길이 조정 방법의 중요한 파라미터로 사용되며, 도 5에서는 설명의 편의를 위해 앞서 정의한 여러 변수값들을 구체적으로 명시하였다. Equation 2 is used as an important parameter of the CP length adjusting method according to the present invention. In FIG. 5, various variable values defined above are specifically described for convenience of description.

도 5의 (a)를 살펴보면, N_FFT = 8이고, IFFT단에서 출력되는 OFDM심볼의 데이터 부분의 시간길이는 T_d 이며, CP 길이는 T_c = T_d/8이다. 이 경우, CP의 길이와 데이터부분의 길이의 비를 나타내는 G는 1/8이 된다. 여기서, 앞서 도 1에서 설명한 바와 같이, N_FFT의 개수와 시간상의 샘플의 개수는 같기 때문에, 시간영역에서의 샘플 간격 ΔT = T_d/N_FFT = T_d/8 이 된다. 즉, 상기 (a)에 도시된 OFDM심볼의 길이 T = 9T_d/8 가 된다. Referring to (a) of FIG. 5, N _FFT = 8, the time length of the data portion of the OFDM symbol output from the IFFT stage is T _d , and the CP length is T _c = T _d / 8. In this case, G representing the ratio of the length of the CP to the length of the data portion is 1/8. As described above with reference to FIG. 1, since the number of N _{FFTs and} the number of samples in time are the same, the sample interval ΔT = T _d / N _FFT = T _d / 8 in the time domain. That is, the length T = 9T _d / 8 of the OFDM symbol shown in (a).

종래기술에 따르면, 일반적으로 CP길이가 정해지면, 다중경로 페이딩 채널 특성과 상관없이 CP길이는 고정된다. 하지만 도 4에서 전술한 바와 같이 수신기에서 일정 성능 이상의 비트 오류 확률을 보장하려면 다중경로로 들어오는 잡음신호 보다 CP의 길이가 길어야 한다. 예를 들어, 다중경로로 들어오는 잡음신호의 길이가 CP 길이보다 3배 정도 크다고 가정할 경우, (b)에 도시된 바와 같이 CP길이를 원래 OFDM심볼의 CP보다 3배의 길이로 조정해야 한다.According to the prior art, when the CP length is generally determined, the CP length is fixed regardless of the multipath fading channel characteristic. However, as described above with reference to FIG. 4, in order to guarantee a bit error probability more than a certain performance in the receiver, the length of the CP must be longer than that of the noise signal coming into the multipath. For example, if it is assumed that the length of the noise signal coming into the multipath is three times larger than the CP length, the CP length should be adjusted to be three times the CP of the original OFDM symbol as shown in (b).

(b)를 살펴보면, CP길이를 (a)의 OFDM심볼의 CP보다 3배(M=3, T_c=3T_d/8)의 길이로 조정한 것이다. 이때, 데이터부분의 길이를 그대로 유지하면, 전체 OFDM 심볼의 길이 T = 12T_d/8 가 되고 원래 OFDM심볼보다 CP 길이가 늘어난 만큼 길어지게 된다. 이와 같이 CP길이가 조정된 OFDM심볼을 그대로 사용하게 되면, 다중경로 페이딩 특성에 따라서 OFDM 심볼마다 길이가 가변되고, 복수의 심볼들로 구성되는 프레임(frame)의 길이가 가변되기 때문에, 수신기에서 프레임 동기 및 심볼 동기 획득이 매우 어려워지고, 전력 제어 및 전송율 제어 같은 제어 기법의 복잡도도 증가하게 된다. 상기한 문제점을 해결하기 위해서 본 발명에서는 (c)에 도시된 바와 같이 OFDM심볼의 CP 길이를 늘리면서, OFDM 심볼 길이 자체에는 변화를 주지 않는 방법을 제안한다.Looking at (b), the CP length is adjusted to three times the length (M = 3, T _c = 3T _d / 8) of the CP of the OFDM symbol of (a). At this time, if the length of the data portion is kept as it is, the length of the entire OFDM symbol T = 12T _d / 8 becomes longer as the CP length is longer than the original OFDM symbol. When the CP symbol with the adjusted CP length is used as it is, the length is changed for each OFDM symbol according to the multipath fading characteristic, and the length of a frame composed of a plurality of symbols is changed. Acquiring synchronization and symbol synchronization becomes very difficult and the complexity of control techniques such as power control and rate control increases. In order to solve the above problems, the present invention proposes a method of increasing the CP length of an OFDM symbol while not changing the OFDM symbol length itself as shown in (c).

(c)를 살펴보면, 원래 OFDM심볼의 길이 T=9T_d/8 이었으므로, CP길이를 3배(M=3, T_c=3T_d/8)로 조정하게 되면, 데이터 부분의 길이는 6T_d/8 가 된다. 이 경우, (b)와 같이 데이터구간의 샘플간격을 T_d/8로 하면 시간영역의 샘플의 개수를 6개밖에 쓸 수 없으므로, OFDM 데이터 구간의 신호 자체가 왜곡된다. 이러한 왜곡을 방지하기 위해서는 데이터 부분의 샘플 개수를 N_FFT의 개수와 같은 8개로 만들어야 한다. 즉, 샘플 간격을 조정해야 하는데, 조정되는 샘플 간격은 상술한 수학식 2를 통해 산출할 수 있다. 즉, 원래 (a)에서 T_d/8 이었던 샘플 간격을 (c)과 같이 3T_d/32로 줄이면 6T_d/8인 데이터 구간 내에 8개의 시간샘플들을 모두 전송할 수 있게 된다. 이와 같이, 데이터의 손실 없이 CP의 길이를 3배로 조정할 수 있다. 이때, 전체 OFDM 심볼의 길이 T = 9T_d/8 로 변함이 없기 때문에 OFDM 심볼 길이의 불일치 문제는 발생하지 않는다. 한편, 시간 샘플 간격은 일반적인 송수신 장치에 존 재하는 디지털/아날로그 변환기(D/A convert), 아날로그/디지털 변환기(A/D convert)에서 조정 가능하므로, 추가적인 복잡한 장치가 필요하지 않다.
Looking at (c), since the length of the original OFDM symbol T = 9T _d / 8, if the CP length is adjusted to three times (M = 3, T _c = 3T _d / 8), the length of the data portion is 6T _d / 8 becomes In this case, as shown in (b), when the sample interval of the data interval is T _d / 8, only six samples in the time domain can be written, and thus the signal itself of the OFDM data interval is distorted. To prevent such distortion, the number of samples of the data portion should be made equal to eight equal to the number of N _FFTs . That is, it is necessary to adjust the sample interval, the adjusted sample interval can be calculated through the above equation (2). That is, if the sample interval that was originally T _d / 8 in (a) is reduced to 3T _d / 32 as in (c), all eight time samples can be transmitted in the data interval of 6T _d / 8. In this way, the length of the CP can be adjusted three times without loss of data. At this time, since there is no change in the length T = 9T _d / 8 of the entire OFDM symbol, there is no problem of inconsistency in the OFDM symbol length. On the other hand, the time sample interval can be adjusted in the digital / analog converter (D / A convert), analog / digital converter (A / D convert) existing in a typical transceiver, no additional complicated device is required.

도 6은 시간영역에서 CP의 길이를 가변하였을 경우 주파수 영역에서의 변화를 도시한 도면이다. FIG. 6 illustrates a change in frequency domain when the length of CP is varied in the time domain.

(A)는 도 5의 (a)에 도시된 시간영역에서의 OFDM심볼을 주파수영역에서 살펴본 것이다. 일반적으로 주파수 상에서의 기본 부반송파의 크기(부반송파간의 간격)는 시간상의 OFDM심볼의 데이터 구간의 역수이고, 점유대역폭은 기본 부반송파의 크기에 FFT 크기를 곱한 것이다. 도 5의 (a)에서 데이터 구간은 T_d 이고, FFT의 크기는 8이므로, 주파수 영역에서의 부반송파의 크기 Δf₁ = 1/T_d이 되고, 점유대역폭 BW₁ = Δf*N_FFT = 8/T_d 이 된다. 이와 같이, 주파수 상의 신호의 분포는 시간상에서의 신호의 분포와 밀접하게 연관되어 있다. 도 5의 (b)의 경우, 기본 부반송파의 크기 및 시간상의 OFDM 데이터 구간의 크기가 앞서 설명한 바와 동일하므로, 시간상에서 CP가 늘어나지만 주파수상에서의 변화는 없다. (A) illustrates the OFDM symbol in the time domain shown in FIG. 5A in the frequency domain. In general, the size of a basic subcarrier (frequency between subcarriers) on a frequency is the inverse of the data interval of an OFDM symbol in time, and the occupied bandwidth is the size of the basic subcarrier multiplied by the FFT size. In FIG. 5A, since the data interval is T _d and the FFT size is 8, the subcarrier size Δf ₁ = 1 / T _d in the frequency domain, and the occupied bandwidth BW ₁ = Δf * N _FFT = 8 / Becomes T _d . As such, the distribution of signals on frequency is closely related to the distribution of signals on time. In the case of FIG. 5B, since the size of the basic subcarrier and the size of the OFDM data section in time are the same as described above, CP increases in time but no change in frequency.

그러나 도 5의 (c)의 경우는 기본 부반송파의 크기 및 시간상의 OFDM 데이터 구간의 크기가 변하기 때문에, 주파수 영역에서의 신호 분포도 변한다. 구체적으로, 기본 부반송파의 크기 Δf₂ = 8/6T_d이 되고, 점유대역폭 BW₂ = Δf*N _FFT = 64/6T_d 이 된다. 다시 말해, 상기 도 5의 (c)의 경우 OFDM 심볼의 길이가 도 5의 (a)의 경우와 같으므로 시간상으로 자원은 같지만, (B)에 도시된 바와 같이 (A)와 비교해서 주파수 자원을 더 사용하게 된다. 즉, 도 5의 (c)와 같이 CP의 길이를 조정할 경우, 실제 시간상의 자원은 동일하게 사용하지만, 주파수 영역에서 점유대역폭이 증가하기 때문에, 데이터 용량(Capacity) 면에서 이득이 없는 것처럼 보일 수도 있고, 대역폭을 더 사용하는 만큼 주파수 영역 상에서의 대역 필터 등이 바뀌어야 하는 단점이 발생할 수 있다. 그러나 이러한 문제는 다음의 방법으로 해결할 수 있다. However, in the case of FIG. 5C, since the size of the basic subcarrier and the size of the OFDM data section in time change, the signal distribution in the frequency domain also changes. Specifically, the magnitude Δf ₂ = 8 / 6T _d of the basic subcarrier and the occupied bandwidth BW ₂ = Δf * N _FFT = 64 / 6T _d . In other words, in the case of (c) of FIG. 5, the length of the OFDM symbol is the same as that of the case of (a) of FIG. 5, but the resources are the same in time, but as shown in (B), the frequency resource is compared with (A). Will be used more. That is, when adjusting the length of the CP as shown in (c) of FIG. 5, although resources in real time are used in the same manner, since the occupied bandwidth increases in the frequency domain, it may appear that there is no gain in terms of data capacity. In addition, there may be a disadvantage in that the band pass filter in the frequency domain needs to be changed as much as the bandwidth is used. However, this problem can be solved by the following method.

앞서 <수학식 1>에서 설명한 바와 같이, OFDM에서는 실제 전송하고자 하는 데이터를 부반송파에 싣게 되는데, 도 6의 (A)에서는 점유 대역폭이 8/T_d 이고, 상기 주파수 영역내에서 8개의 부반송파가 존재하여 8개의 데이터 신호를 전송할 수 있지만, (B)에서는 8/T_d의 점유대역폭을 가질 때 6개의 부반송파가 존재하여 6개의 데이터 신호밖에 전송할 수가 없다. 즉, CP를 길게하면, CP의 길이가 길어지는 만큼 데이터를 보낼 수 있는 양도 줄어들게 된다. 하지만 이때, 8개의 데이터 중에 6개를 선별하여 보내게 되면, 8개를 보냈을 때와 비슷한 효과를 가질 수 있는데, 그 방법은 다음과 같다. As described above in Equation 1, in OFDM, data to be actually transmitted is loaded on a subcarrier. In FIG. 6A, the occupied bandwidth is 8 / T _d , and there are eight subcarriers in the frequency domain. 8 data signals can be transmitted. However, in (B), only 6 data signals can be transmitted since 6 subcarriers exist when the bandwidth is 8 / T _d . In other words, if the CP is lengthened, the amount of data that can be sent is reduced as the length of the CP becomes longer. However, in this case, if six of the eight data are selected and sent, the same effect as when sending eight, the method is as follows.

상기 도 2의 송신기를 살펴보면, 부반송파에 데이터를 싣는 구성은 IFFT연산기(205)이고, 그 전에 부호기(202)가 존재한다. 일반적으로, 상기 부호기(202)는 부호화 비율을 나타내는 분수값을 가지고 부호화를 수행한다. 예를들어, 부호화 비율이 1/2 일때, 원래 전송할 데이터가 4개 이면, 이보다 2배 늘린 8개의 부호화 데 이터를 만들어 낸다. 상기 8개의 데이터 중에서 4개는 원래 전송할 정보 데이터(information bits)이고, 나머지 4개는 상기 정보 데이터에 덧붙여지는 여분 데이터(redundancy bits)이다. 즉, CP를 늘렸을 경우, 8개의 데이터 중 6개의 데이터만 전송을 해야하는 상황이라면, 상기 덧붙여진 4개 중 2개만 전송하면, 8개를 다 보냈을 경우보다는 수신기에서의 성능이 나빠지겠지만, 정보 데이터(information bits)는 모두 전송되기 때문에 수신단에서 데이터를 복구하는데는 문제가 발생하지 않는다. 즉 CP를 늘리는 대신에 부호화 비율을 떨어뜨리면, 성능은 다소 열화되지만, 치명적인 데이터 복구 오류는 발생하지 않는다. Referring to the transmitter of FIG. 2, the configuration of loading data on a subcarrier is an IFFT operator 205, and an encoder 202 exists before that. In general, the encoder 202 performs encoding with a fractional value indicating a coding rate. For example, if the encoding rate is 1/2, if the original data to be transmitted is four, eight encoded data are doubled. Of the eight data, four are information bits (information bits) to be transmitted originally, and the remaining four are redundancy bits appended to the information data. In other words, if the CP is increased, if only 6 of the 8 data are to be transmitted, only 2 of the 4 added above will degrade performance at the receiver than if 8 are sent, but the information data Since all of the (information bits) are transmitted, there is no problem in recovering data at the receiving end. In other words, if the coding rate is decreased instead of increasing the CP, the performance is somewhat degraded, but no fatal data recovery error occurs.

정리하면, 기준이 되는 부반송파의 크기를 "Δf₁", 점유 대역폭을 "BW₁"라고 하고, CP가 증가됨으로써 변경된 부반송파의 크기를 "Δf₂", 변경된 점유 대역폭을 "BW₂"라고 하면, CP가 증가된 후 사용할 수 있는 유효 부반송파의 개수 "N' _FFT"는 <수학식 3>과 같이 산출된다. In summary, if the reference subcarrier is "Δf ₁ ", the occupied bandwidth is "BW ₁ ", the CP is increased, and the size of the subcarrier changed is "Δf ₂ ", and the changed occupied bandwidth is "BW ₂ ". After the CP is increased, the number of effective subcarriers that can be used "N ' _FFT " is calculated as shown in Equation 3 below.

상기 수학식 3에서 floor()는 ()안의 값의 소수점은 버리고, 정수만 취하는 함수이다. 이와 같이, CP 길이가 늘어나면 부반송파의 크기도 변경되지만, 그 중에서 유효한 부반송파의 개수는 원래 CP 길이가 늘어나기 전의 점유대역폭 안에 존재하게 되며, 상기 유효 부반송파에 매핑된 데이터만 수신기에 전달된다.
In Equation 3, floor () is a function that discards the decimal point of the value in () and takes only an integer. As such, when the length of the CP increases, the size of the subcarriers also changes, but the number of valid subcarriers exists within the occupied bandwidth before the length of the original CP increases, and only data mapped to the effective subcarrier is transmitted to the receiver.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템의 송신기에서 CP길이를 가변하기 위한 절차를 도시하고 있다. 일반적으로, 다중경로 채널로 인해 단말에서 수신하는 심볼의 길이가 늘어난 정도를 지연 확산(Delay Spread)라고 하는데, 기지국과 단말사이에 일단 통신이 이루어지면, 기지국은 순방향(Downlink) 신호를 수신하는 단말의 지연 확산(Delay Spread)에 대한 정보를 기지국과 단말 사이의 물리 채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용하거나 또는 단말로부터 받는 귀환(Feedback)정보를 통해서 알 수가 있다. 7 illustrates a procedure for varying CP length in a transmitter of an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention. In general, an increase in the length of a symbol received by a terminal due to a multipath channel is called delay spread. Once communication is performed between the base station and the terminal, the base station receives a downlink signal. Information on delay spread of can be obtained by using the reversible nature of the physical channel between the base station and the terminal or through feedback information received from the terminal.

도 7을 참조하면, 먼저 송신기는 701단계에서 상술한 방법으로 단말의 지연 확산(Delay Spread)을 측정한다. 그리고 상기 송신기는 702단계에서 상기 지연 확산 값과 현재의 CP의 길이(αT_c)를 비교한다. 첫 번째 프레임일 경우, 상기 ａ 값은 "1"이 된다. 만일, 상기 지연 확산 값이 현재의 CP의 길이보다 크면, 상기 송신기는 703단계로 상기 ａ값을 크게 하여 CP 길이를 조정한다. 그리고, 상기 송신기는 704단계로 진행하여 상기 ａ값에 따라 시간 샘플 간격을 작게 조정하고, 상기 조정된 샘플 간격에 따라 OFDM심볼을 전송한다. 이후, 상기 송신기는 707단계에서 다음 프레임이 전송되는지 판단한다. 이때, 다음 프레임이 전송되는 경우, 상기 송신기는 상기 701단계로 되돌아가 이하 단계를 재수행한다.Referring to FIG. 7, first, the transmitter measures delay spread of a terminal by the method described above in step 701. In operation 702, the transmitter compares the delay spread value with a length αT _c of the current CP. In the case of the first frame, the value a is “1”. If the delay spread value is greater than the length of the current CP, the transmitter adjusts the CP length by increasing the value of a in step 703. In step 704, the transmitter adjusts the time sample interval small according to the value a and transmits an OFDM symbol according to the adjusted sample interval. In step 707, the transmitter determines whether the next frame is transmitted. In this case, when the next frame is transmitted, the transmitter returns to step 701 to perform the following steps again.

만일, 상기 지연 확산 값이 현재의 CP의 길이보다 작으면, 상기 송신기는 705단계로 진행하여 상기 ａ값을 유지 또는 작게 하여 CP 길이를 조정한다. 이후, 상기 송신기는 706단계에서 상기 ａ 값에 따라 시간 샘플 간격을 유지 또는 크게 조정하고, 상기 조정된 샘플 간격에 따라 OFDM심볼을 전송한다. 이후, 상기 송신기는 상기 707단계에서 다음 프레임이 전송되는지 판단한다. 이때, 다음 프레임이 전송되는 경우, 상기 송신기는 상기 701단계로 되돌아가 이하 단계를 재수행한다.If the delay spread value is smaller than the length of the current CP, the transmitter proceeds to step 705 to adjust the CP length by maintaining or decreasing the value of a. In step 706, the transmitter maintains or adjusts the time sample interval according to the value a, and transmits an OFDM symbol according to the adjusted sample interval. Thereafter, the transmitter determines whether the next frame is transmitted in step 707. In this case, when the next frame is transmitted, the transmitter returns to step 701 to perform the following steps again.

상술한 알고리즘은, 기본적으로 지연 확산 값이 현재 CP의 길이보다 크면 CP의 길이를 크게 조정하고, 지연확산 값이 현재 CP의 길이보다 작으면 CP의 길이를 유지한다. 이럴 경우, 여러 프레임을 거치면서 상기 ａ값이 증가하기만 하여 지연 확산 값에 비해서 CP의 길이(ａT_c)가 필요없이 증가하는 경우가 발생할 수 있다. 따라서, ａT_c값과 지연 확산(Delay Spread) 값의 차이가 일정 크기 이상이면, 상기 ａ값을 작게 조정하여 지연 확산(Delay Spread) 값에 적응적으로 CP값을 조정한다. The algorithm described above basically adjusts the length of the CP when the delay spread value is larger than the length of the current CP, and maintains the length of the CP when the delay spread value is smaller than the length of the current CP. In this case, as the value of a increases only through several frames, the length a _{c of the} CP does not need to be increased compared to the delay spread value. Therefore, when the difference between the value of aT _c and the delay spread value is greater than or equal to a predetermined magnitude, the value of a is adjusted to be small to adjust the CP value adaptively to the delay spread value.

상술한 실시예는 매 프레임마다 CP길이를 조정하는 것으로 설명하고 있지만, 복수의 프레임들 단위로 수행할 수 있으며, 또는 단말로부터의 요청에 의해서만 CP길이를 조정할 수 있다. 또한, 단말로부터 수신되는 채널정보, 예를들어 CQI(Channel Quality Indicator), BER(Bit Error Rate), PER(Packet Error Rate), SNR(Signal to Noise Ratio) 등의 피드백정보를 통해서 필요한 경우만 수행할 수도 있다.
Although the above-described embodiment has been described as adjusting the CP length every frame, the CP length may be adjusted in units of a plurality of frames, or the CP length may be adjusted only by a request from the terminal. In addition, it is performed only when necessary through feedback information such as channel information received from the terminal, for example, channel quality indicator (CQI), bit error rate (BER), packet error rate (PER), and signal to noise ratio (SNR). You may.

도 8은 본 발명에서 제안하는 가변길이의 CP를 이용하는 응용예를 도시한 도면이다. 상기 가변길이의 CP를 이용할 경우, 데이터 용량을 높일수 있고 수신기에 서의 치명적인 데이터 오류를 방지할 수 있다.8 is a view showing an application example using a variable length CP proposed in the present invention. When the variable length CP is used, data capacity can be increased and a fatal data error in the receiver can be prevented.

첫 번째 응용예를 살펴보면, 기지국(801)의 셀 반경을 다수의 Zone들(Zone1∼Zone n)로 구분한다. 이때, 기지국과 Zone 사이의 거리에 따라 지연확산 값이 달라진다. 기지국(801)과 가장 가까이 있는 Zone 1의 경우 지연 확산(Delay Spread) 값이 가장 적고, 기지국(801)과 가장 멀리 있는 Zone n의 경우 지연 확산(Delay Spread) 값이 가장 크다. 따라서, 하나의 응용예로, 기지국(801)의 셀 반경을 다수의 Zone들로 구분한 후 각 Zone에 대한 CP의 길이를 미리 지정해두고, 해당 단말기가 어느 Zone에 속하는지를 판단하여 해당 CP의 길이로 통신을 수행한다. 즉, 기지국과 가까이 있는 Zone 일수록 CP의 길이를 짤게 조정하고, 기지국과 멀리 있는 Zone 일수록 CP의 길이를 길게 조정하여 데이터의 신뢰성을 확보한다.Looking at the first application example, the cell radius of the base station 801 is divided into a plurality of Zones (Zone1 to Zone n). At this time, the delay spread value varies according to the distance between the base station and the zone. Zone 1 closest to the base station 801 has the lowest delay spread value, and Zone n farthest from the base station 801 has the greatest delay spread value. Therefore, as an application example, after dividing the cell radius of the base station 801 into a plurality of zones, the length of the CP for each zone is specified in advance, and the zone of the corresponding CP is determined by determining which zone the terminal belongs to. To communicate. In other words, the longer the zone closer to the base station, the shorter the length of the CP, and the longer the zone is farther from the base station, the longer the length of the CP is secured.

두 번째 응용예를 살펴보면, 전술한 바와 같이 지연 확산(Delay Spread) 값이 일반적으로 기지국과 단말기의 거리가 멀어질수록 커지지만, 만약 거리와 상관없이 특정한 환경 때문에 지연 확산(Delay Spread) 값이 커질 수도 있다. 따라서, 두 번째 응용예는, 기지국과의 거리에 상관없이 단말기에서 측정된 지연 확산(Delay Spread) 값에 의해서만 CP를 가변시킨다. 이렇게 하면, 거리와 상관없이 단말 고유의 지연 확산(Delay Spread)값에 의해서만 CP가 결정된다. Referring to the second application, as described above, the delay spread value generally increases as the distance between the base station and the terminal increases, but the delay spread value increases due to a specific environment regardless of the distance. It may be. Therefore, the second application varies the CP only by the delay spread value measured at the terminal regardless of the distance from the base station. In this case, the CP is determined only by the delay spread value unique to the terminal regardless of the distance.

세 번째 응용예를 살펴보면, 기지국과 단말사이의 거리를 고려했을 때, 셀의 경계 부근에서 단말은 일반적으로 지연 확산(Delay Spread)이 큰 값을 가지게 되어 문제가 생기게 되는 경우가 많으므로, 셀 내의 다른 지역에서는 고정된 CP 값을 사용하고, 셀 경계지역 또는 핸드오버(Handover) 지역에 있는 단말들에 대해서 지연 확산(Delay Spread) 값을 측정하여 가변길이의 CP를 적용시킨다.Referring to the third application example, considering the distance between the base station and the terminal, the terminal in general near the cell boundary has a large delay spread (Delay Spread) is often a problem, so in the cell In other regions, a fixed CP value is used, and a variable length CP is applied by measuring a delay spread value for terminals located in a cell boundary region or a handover region.

상기 세 가지의 전술한 응용예들 중 첫 번째와 세 번째 방법은 기지국에서 단말과의 거리를 고려하여 지연확산(Delay Spread)의 측정 없이 가변길이의 CP를 적용시킬 수도 있고, 또는 거리를 고려하지만 지연확산(Delay Spread)에 대한 측정을 한 후 필요한 경우에만 적용시킬 수도 있다. 그리고 두 번째 방법은 거리에 상관없이 지연확산(Delay Spread)에 대한 측정을 통해서만 가변길이의 CP를 적용시키는 방법이다. 또한 첫 번째 방법은 그 목적이 셀 내에서의 데이터 용량을 늘리는 데 있는 반면, 두 번째와 세 번째 방법은 단말에서의 치명적인 데이터 오류를 방지하기 위함이다.
In the first and third methods of the above three applications, the base station may apply a variable length CP without measuring delay spread in consideration of the distance to the terminal, or consider the distance. Delay spread can also be measured and applied only when necessary. The second method is to apply variable length CP only by measuring delay spread regardless of distance. In addition, the first method is to increase the data capacity in the cell, while the second and third methods are to prevent fatal data error in the terminal.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하고 있다. 9 illustrates a structure of a transmitter and a receiver in an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention.

도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송신기는, 기지국 제어기(901), 부호기(902), 천공기(903), 변조기(904), S/P변환기(905), 제로(Zero) 삽입기(906), IFFT연산기(907), CP추가기(908), P/S변환기(909), D/A변환기(910), 및 RF처리기(912)를 포함하여 구성되고, 수신기는 단말 제어기(920), RF처리기(921), A/D변환기(922), S/P변환기(923), CP제거기(924), FFT연산기(925), 등화기(926), P/S변환기(927), 복조기(928), 및 복호기(929)를 포함하여 구성된다. As shown, the transmitter according to the present invention includes a base station controller 901, encoder 902, puncturer 903, modulator 904, S / P converter 905, zero inserter 906. , An IFFT operator 907, a CP adder 908, a P / S converter 909, a D / A converter 910, and an RF processor 912. The receiver includes a terminal controller 920, RF processor 921, A / D converter 922, S / P converter 923, CP remover 924, FFT operator 925, equalizer 926, P / S converter 927, demodulator ( 928, and a decoder 929.

먼저 송신기를 살펴보면, 먼저 기지국 제어기(BS Controller)(901)는 지연확산(Delay spread) 값에 따라 OFDM심볼의 CP길이를 결정하고, 상기 결정된 CP길이에 따라 천공기(903), 제로 삽입기(906), CP추가기(908) 및 디지털/아날로그 변환기(910)의 동작을 제어한다.Referring to the transmitter, first, the BS controller 901 determines the CP length of the OFDM symbol according to the delay spread value, and puncturer 903 and zero inserter 906 according to the determined CP length. ) Controls the operation of the CP adder 908 and the digital-to-analog converter 910.

여기서, 지연확산값을 획득하는 방법에는 앞서 살펴본 바와 같이 여러 가지 방법들이 존재한다. 예를들어, 수신기로부터 수신되는 주기적인 동기정보 또는 레인징(Ranging) 정보를 활용하여 기지국에서 독자적으로 판단하는 방법이 있고, 또는 수신기에서 기지국으로 피드백되는 시그널링(Signaling) 정보, 예를들어 지연확산(Delay Spread), SNR, BER, PER 등을 활용하여 판단하는 방법 등이 있을 수 있다. 상기 방법들을 통해서 기지국에서 CP를 얼마나 조정해야할지가 결정되면, 기지국 제어기(901)는 해당 구성들로 제어신호를 전달해서 다음과 같은 동작을 수행하도록 제어한다.Here, there are various methods for obtaining the delay spread value as described above. For example, there is a method of independently determining at the base station by using periodic synchronization information or ranging information received from the receiver, or signaling information fed back from the receiver to the base station, for example, delay spreading. There may be a method of determining by using (Delay Spread), SNR, BER, PER. When it is determined how to adjust the CP in the base station through the above methods, the base station controller 901 transfers a control signal to the corresponding configuration to control to perform the following operation.

부호기(902)는 입력되는 정보비트열을 해당 부호율로 부호화하여 부호화 데이터(coded bits 또는 symbols)를 출력한다. 여기서, 입력되는 정보비트의 개수가 k이고, 부호율이 R이라 할때, 출력되는 심볼의 개수는 k/R이 된다. 예를들어, 상기 부호기(902)는 길쌈부호기(convolutional encoder), 터보부호기(turbo encoder), LDPC(low density parity check) 부호기 등으로 구성될 수 있다. 상기 부호기(902)로부터 출력되는 심볼들은 천공기(903)로 입력된다.The encoder 902 encodes an input information bit string at a corresponding code rate and outputs coded bits or symbols. Here, when the number of input information bits is k and the code rate is R, the number of output symbols is k / R. For example, the encoder 902 may be composed of a convolutional encoder, a turbo encoder, a low density parity check (LDPC) encoder, and the like. The symbols output from the encoder 902 are input to the puncturer 903.

상기 천공기(903)는 상기 기지국 제어기(901)의 제어하에 상기 부호기(902)로부터의 심볼들에서 상기 CP길에 따른 소정 개수의 심볼들을 천공(또는 제거)하여 출력한다. 이때, 천공기(903)는 앞서 언급한 바와 같이 상기 부호기(902)로부터의 부호화 데이터에서 소정 개수의 여분 데이터(redundancy bits)를 천공하여 출력한 다. 상기의 천공기(903)는 부호기(902) 자체에 포함되거나 따로 독립해서 존재할 수도 있으며, 이를 이용해서 부호기(902)의 부호율을 조정할 수도 있다. The puncturer 903 punctures (or removes) a predetermined number of symbols along the CP length from the symbols from the encoder 902 under the control of the base station controller 901. At this time, the puncturer 903 punctures and outputs a predetermined number of redundant bits from the coded data from the encoder 902 as described above. The puncturer 903 may be included in the encoder 902 itself or may exist separately, and the code rate of the encoder 902 may be adjusted using this.

변조기(904)는 상기 천공기(903)로부터의 심볼들을 소정 변조방식에 의해 신호점 사상하여 출력한다. 예를들어, 상기 변조방식에는 1개의 비트(s=1)를 하나의 신호점(복소신호)에 사상하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트(s=2)를 하나의 복소신호에 사상하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트(s=3)를 하나의 복소신호에 사상하는 8QAM(8ary Quadrature Amplitude Modulation), 4개의 비트(s=4)를 하나의 복소 신호에 사상하는 16QAM, 6개의 비트(s=6)를 하나의 복소신호에 사상하는 64QAM 등이 있다.The modulator 904 maps the symbols from the puncturer 903 by signal point mapping using a predetermined modulation scheme. For example, in the modulation method, BPSK (Binary Phase Shift Keying) mapping one bit (s = 1) to one signal point (complex signal) and two bits (s = 2) to one complex signal Mapping Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), 8ary Quadrature Amplitude Modulation (8QAM) that maps 3 bits (s = 3) to one complex signal, and 4 bits (s = 4) to map one complex signal 16QAM, 64QAM which maps six bits (s = 6) to one complex signal.

직/병렬 변환기(905)는 상기 변조기(904)로부터의 직렬로 입력되는 데이터를 IFFT연산기(907)의 입력을 위해 병렬로 변환하여 출력한다. 상기 직/병렬 변환기(905)로부터 출력되는 데이터들을 IFFT연산기(907)로 입력하기 위해서는 천공기(903)에서 데이터를 천공시킨 만큼 다시 '0'을 삽입해야 한다. 이때 삽입되는 '0'의 개수는 변조기(904)에서 어떠한 변조방식을 사용하였는지에 따라 달라지는데, 예를 들어 변조방식이 BPSK의 경우는 1개의 데이터가 1개의 데이터 심볼로 변조되므로 천공시킨 데이터의 개수와 삽입해야할'0'의 개수는 같게 되고, QPSK의 경우는 2개의 데이터가 1개의 데이터로 변조되므로, 삽입해야할 '0'의 개수는 천공시킨 데이터의 개수의 1/2로 줄게 된다. 상기와 같은 방법으로 8QAM은 삽입해야 할 '0'의 개수가 천공시킨 데이터의 개수의 1/3로 줄어들고, 16QAM은 1/4로 줄어들며, 64QAM은 1/6으로 줄어들게 된다. The serial / parallel converter 905 converts the serial data input from the modulator 904 in parallel for the input of the IFFT operator 907 and outputs the converted data. In order to input the data output from the serial / parallel converter 905 to the IFFT operator 907, '0' needs to be inserted as much as the puncturer 903 punctures the data. In this case, the number of '0's to be inserted depends on which modulation scheme is used by the modulator 904. For example, when the modulation scheme is BPSK, since one data is modulated into one data symbol, The number of '0's to be inserted is the same, and in the case of QPSK, since two data are modulated into one data, the number of' 0's to be inserted is reduced to 1/2 of the number of punctured data. In the above manner, 8QAM reduces the number of '0' to be inserted to 1/3 of the number of punctured data, 16QAM decreases to 1/4, and 64QAM decreases to 1/6.

즉, 상기 기지국 제어기(901)는 상기와 같은 방식으로 삽입해야할 '0'의 개수를 결정하고, 상기 '0'의 개수와 삽입될 위치들을 결정하여 제로 삽입기(906)로 제공한다. 여기서, '0'이 삽입되는 위치는 상기 도 6에서 설명한 바와 같이 정해진 대역폭을 벗어나는 부반송파들의 위치들로 결정된다. 예를 들면, 상기 도 6에 도시된 바와 같이 고주파에 해당하는 부반송파 부분을 제거해야 하는 경우는 IFFT연산기(907)의 입력단 중 높은 주파수에 해당하는 부분에 '0'을 삽입하면 된다. 만약 정해진 대역폭이 다른 서비스 대역폭과 양쪽부분에서 모두 겹치게 될 경우에는 소정 저주파 및 고주파 부분에 '0'을 삽입하면 된다. That is, the base station controller 901 determines the number of '0' to be inserted in the above manner, determines the number of '0' and the positions to be inserted, and provides it to the zero inserter 906. Here, the position at which '0' is inserted is determined as positions of subcarriers that are out of a predetermined bandwidth as described with reference to FIG. 6. For example, when the subcarrier portion corresponding to the high frequency needs to be removed as illustrated in FIG. 6, '0' may be inserted into a portion corresponding to the high frequency of the input terminal of the IFFT operator 907. If a predetermined bandwidth overlaps with other service bandwidths in both parts, '0' may be inserted in a predetermined low frequency and high frequency part.

즉, 상기 제로 삽입기(906)는 상기 기지국 제어기(901)의 제어하에 직/병렬 변환기(905)로부터의 병렬 데이터에 소정 개수의 '0'을 삽입하여 IFFT연산기(907)의 부반송파에 할당한다. 다시 말해, CP길이 조정에 따라 정해지는 유효 부반송파들로는 직/병렬 변환기(905)로부터의 데이터를 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩한다.That is, the zero inserter 906 inserts a predetermined number of '0's into the parallel data from the serial / parallel converter 905 under the control of the base station controller 901 and assigns it to the subcarriers of the IFFT operator 907. . In other words, data from the serial / parallel converter 905 is allocated to the valid subcarriers determined according to the CP length adjustment, and padded '0' to the remaining subcarriers.

이와 같이, 본 발명에 따라 정상적인 CP길이를 사용하는 기지국에서 CP길이를 길게 조정해야 하는 경우, 상기 천공기(903)는 기지국 제어기(901)로부터 제공되는 CP길에 따라 부호화 데이터의 일부를 천공하게 되고, 제로 삽입기(906)는 사용된 변조방식을 고려해서 천공한 만큼을 다시 '0'으로 채워서 부반송파 할당을 수행한다. 반대로, CP의 길이를 짧게 조정해야 한다면, 상기 천공기(904)는 상기 제어기(901)의 제어하에 부호화 데이터의 천공 개수를 줄이거나 천공을 하지 않음으로써 부반송파에 할당되는 데이터의 개수를 크게 조정한다. 상기 천공기(903)는 상 기 수학식 3에서 구한 주파수 영역의 부반송파 개수를 고려해서 부호화 데이터의 개수를 조정한다. 이후, 상기 천공기(903)에서 천공된 만큼을 다시 '0'을 채워 IFFT연산을 하고, 상기 IFFT연산후의 샘플 데이터의 샘플링 레이트를 조정하게 되면, CP길이가 바뀌더라도 실제 차지하는 시스템의 점유대역폭은 바뀌지 않게 되는 효과를 가지게 된다.As such, when the CP length needs to be adjusted in a base station using a normal CP length according to the present invention, the puncturer 903 punctures a part of the encoded data according to the CP length provided from the base station controller 901. In consideration of the modulation scheme used, the zero inserter 906 performs subcarrier allocation by filling the punctured bits with '0' again. On the contrary, if the length of the CP needs to be shortened, the puncturer 904 may reduce the number of punctures of the encoded data under the control of the controller 901 or do not puncture, thereby greatly adjusting the number of data allocated to the subcarriers. The puncturer 903 adjusts the number of encoded data in consideration of the number of subcarriers in the frequency domain obtained by Equation 3 above. Subsequently, IFFT operation is made by filling '0' as much as punctured by the puncturer 903, and after adjusting the sampling rate of the sample data after the IFFT operation, the occupied bandwidth of the actual occupying system does not change even if the CP length is changed. Has the effect of not being.

상기 IFFT연산기(907)는 상기 제로 삽입기(906)로부터의 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간영역의 샘플 데이터를 출력한다. 이때 상기 제로 삽입기(906)에서 '0'을 삽입한 부분의 부반송파의 주파수는 주파수영역에서 존재하지 않게 된다. CP추가기(908)는 상기 제어기(901)의 제어하에 상기 IFFT연산기(907)로부터의 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 복사해서 상기 샘플데이터의 앞에 붙여 OFDM심볼을 출력한다. 여기서, 상기 샘플데이터의 앞에 붙는 CP의 길이는 상기 제어기(901)의 제어하에 가변된다.The IFFT operator 907 inverses fast Fourier transforms the signal from the zero inserter 906 and outputs sample data in the time domain. At this time, the frequency of the subcarrier of the portion where '0' is inserted in the zero inserter 906 does not exist in the frequency domain. The CP adder 908 copies the rear part of the sample data from the IFFT operator 907 under the control of the controller 901 and pastes the sample data in front of the sample data to output an OFDM symbol. Herein, the length of the CP preceding the sample data is varied under the control of the controller 901.

병/직렬 변환기(909)는 상기 CP추가기(908)로부터의 병렬 데이터를 직렬로 변환하여 출력한다. 디지털/아날로그 변환기(910)는 상기 제어기(901)의 제어하여 상기 병/직렬 변환기(909)로부터의 샘플 데이터의 샘플링 레이트(Sampling Rate)를 조정한 후 아날로그 신호로 변환하여 출력한다. 이때, 상기 샘플링 레이트는 상기 수학식 2에서 구한 시간영역에서의 샘플간격으로 조정된다. 이와 같이, CP의 길이 조정으로 인해 기준보다 길어진 OFDM심볼의 샘플링 레이트를 조정하여 실제 늘어난 데이터 샘플의 개수와 상관없이 OFDM심볼이 항상 같은 길이의 갖도록 만든다. 즉, 시간영역에서 고정된 길이를 갖지만 CP길이는 가변되는 OFDM심볼을 만든다. The parallel / serial converter 909 converts the parallel data from the CP adder 908 into serial and outputs the serial data. The digital-to-analog converter 910 controls the sampling rate of the sample data from the parallel / serial converter 909 under the control of the controller 901, and then converts the analog-to-analog signal. In this case, the sampling rate is adjusted to the sample interval in the time domain obtained from Equation 2. As such, the sampling rate of the OFDM symbols longer than the reference due to the length adjustment of the CP is adjusted so that the OFDM symbols always have the same length regardless of the number of data samples actually increased. That is, an OFDM symbol having a fixed length in the time domain but having a variable CP length is produced.

RF처리기(912)는 상기 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(910)에서 출력한 신호를 실제 전송 가능하도록 RF처리한후 송신안테나(Tx antenna)를 통해 무선채널로 전송한다. 이와 같이, OFDM 심볼을 무선 채널로 전송하기 위해 대역제한을 위한 LPF(Low Pass Filter) 또는 BPF(Band Pass Filter)를 통과하게 되는데, 앞서 장치들에서 대역제한을 벗어나는 주파수 성분을 제거했으므로, 신호의 왜곡 없이 무선 채널을 통과할수 있다. 한편, 상기 송신기에서 송신하는 신호는 다중 경로 채널(multi channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 수신기의 수신안테나(Rx Antenna)로 수신된다.
The RF processor 912 includes components such as a filter and a front end unit. The RF processor 912 RF-processes a signal output from the digital-to-analog converter 910 so that the signal can be actually transmitted. It transmits to a wireless channel through a Tx antenna. As such, an OFDM symbol is passed through a low pass filter (LPF) or a band pass filter (BPF) for band limitation in order to transmit an OFDM symbol on a wireless channel. It can pass through wireless channels without distortion. On the other hand, the signal transmitted from the transmitter is received by a receiver antenna (Rx Antenna) of the receiver in the form of a multi-channel and noise added.

다음으로 수신기를 살펴보면, RF처리기(921)는 전처리기(front end unit)와 필터(filter) 등을 구성들을 포함하며, 상기 무선채널을 통과한 고주파 대역의 신호를 기저대역 신호로 변환하여 출력한다. 아날로그/디지털 변환기(922)는 제어기(920)로부터 제공되는 샘플링 레이트(또는 시간샘플간격)를 이용해 상기 RF처리기(921)로부터의 아날로그 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다. Next, referring to the receiver, the RF processor 921 includes a front end unit, a filter, and the like, and converts and outputs a signal of a high frequency band passing through the radio channel into a baseband signal. . The analog-to-digital converter 922 converts an analog baseband signal from the RF processor 921 into a digital signal by using the sampling rate (or time sample interval) provided from the controller 920.

본 발명은 CP길이에 따라 샘플링 레이트가 변경되므로, 수신기에서 신호를 복원하기 위해서는 미리 송신기가 사용한 샘플링 레이트를 알고 있어야 한다. 수신기에서 송신기가 사용한 샘플링 레이트(시간샘플간격)를 알기 위한 방법에는 여러 가지가 존재한다. 일 예로, 상기 시간샘플간격(또는 샘플링레이트)의 몇 가지 경우의 수를 송신기(기지국)와 수신기(단말기) 사이에 미리 약속하고 수신기에서 블라인드 탐지(Blind Detection)를 통해 샘플간격을 알아낼 수 있다. 다른 예로, 기지 국의 시그널링(Signaling) 메시지를 통해서 수신할 수도 있다. 이미 기존에 기지국과 단말기 사이에 제어(Control)정보를 교환하는 여러 방법들이 있으므로 여기서는 자세한 기술을 생략하기로 한다.In the present invention, since the sampling rate changes according to the CP length, the sampling rate used by the transmitter must be known in advance in order to recover the signal from the receiver. There are several ways to know the sampling rate (time sample interval) used by the transmitter at the receiver. For example, a number of cases of the time sample interval (or sampling rate) may be promised in advance between the transmitter (base station) and the receiver (terminal), and the sample interval may be determined through blind detection at the receiver. As another example, it may be received through a signaling message of a base station. Since there are already several methods for exchanging control information between a base station and a terminal, a detailed description thereof will be omitted.

직/병렬 변환기(923)는 상기 A/D변환기(922)로부터 출력되는 시간영역의 직렬 데이터를 FFT연산기(925)의 입력을 위해 병렬 데이터로 변환하여 출력한다. CP제거기(924)는 상기 제어기(920)로부터 제공되는 CP길이에 따라 상기 직/병렬 변환기(923)로부터의 데이터에서 보호구간(CP)을 제거하여 출력한다. 본 발명은 CP길이가 채널상태에 따라 변경되므로, 수신기에서 신호를 복원하기 위해서는 송신기가 사용한 CP의 길이를 미리 알고 있어야 한다. 예를 들어, 송신기는 CP길이를 시그널링 메시지를 통해 수신기에게 알려 줄수 있다. The serial / parallel converter 923 converts serial data in the time domain output from the A / D converter 922 into parallel data for the input of the FFT operator 925 and outputs the parallel data. The CP remover 924 removes and outputs the guard interval CP from the data from the serial / parallel converter 923 according to the CP length provided from the controller 920. In the present invention, since the length of the CP changes according to the channel state, the receiver needs to know the length of the CP used by the transmitter in order to recover the signal. For example, the transmitter may inform the receiver of the CP length through a signaling message.

FFT연산기(925)는 상기 CP제거기(924)로부터의 데이터를 고속 푸리에 변환(FFT)연산하여 주파수 영역의 데이터를 출력한다. 등화기(equalizer)(926)는 상기 FFT연산기(925)에서 출력되는 데이터에 대해 상기 무선채널에서 발생한 여러 잡음들을 보상하여 출력한다. 병/직렬 변환기(927)는 상기 등화기(926)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. The FFT operator 925 performs fast Fourier transform (FFT) on the data from the CP remover 924 and outputs data in the frequency domain. An equalizer 926 compensates and outputs various noises generated in the radio channel with respect to the data output from the FFT operator 925. The parallel / serial converter 927 converts the parallel data from the equalizer 926 into serial data and outputs the serial data.

복조기(928)는 병/직렬 변환기(927)로부터의 데이터를 송신기의 변조방식에 따라 복조하여 부호화 데이터를 출력한다. 복호기(929)는 상기 복조기(928)로부터의 부호화 데이터를 복호하여 원래의 데이터로 복원한다. 이때, 송신기의 부호기(902) 종류에 따라 송신기의 천공기(903)에서 천공한 데이터에 대한 정보가 필요하다. 그러므로 복호기(922) 역시 제어기(920)로부터 송신측의 정보를 받아서 복호를 수행하게 된다.
The demodulator 928 demodulates the data from the bottle / serial converter 927 according to the modulation scheme of the transmitter and outputs the encoded data. The decoder 929 decodes the coded data from the demodulator 928 and restores the original data. In this case, information on the data punctured by the puncturer 903 of the transmitter is required according to the type of encoder 902 of the transmitter. Therefore, the decoder 922 also receives the information of the transmitter from the controller 920 and performs decoding.

도 10은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 송신기의 송신 절차를 도시하고 있다.10 illustrates a transmission procedure of a transmitter in an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention.

도 10을 참조하면, 먼저 송신기는 1001단계에서 지연확산 값에 근거해서 CP길이를 결정한다. 상기 지연확산 값은 송신기에서 역방향 물리채널을 이용해 자체적으로 추정할 수도 있고, 수신기로부터 피드백되는 정보(예 : Delay Spread, SNR, BER, PER 등)를 이용해 추정할 수 있다. 본 발명의 실시예는 소정 시간 주기(예 : 매 프레임마다)로 CP의 길이는 조정하는 것으로 설명하지만, 수신기의 요청 등에 의해 CP길이를 조정할 수도 있다.Referring to FIG. 10, first, the transmitter determines the CP length based on the delay spread value in step 1001. The delay spread value may be estimated by the transmitter by using a reverse physical channel or by using information fed back from the receiver (for example, delay spread, SNR, BER, PER, etc.). Although the embodiment of the present invention is described as adjusting the length of the CP at a predetermined time period (for example, every frame), the length of the CP may be adjusted at the request of the receiver.

상기 CP길이가 결정되면, 상기 송신기는 1003단계에서 전송해야할 데이터를 해당 부호율로 채널코딩하여 부호화 데이터를 생성한다. 이후, 상기 송신기는 1005단계에서 상기 결정된 CP길이에 따라 상기 부호화 데이터 중 여분 데이터(redundancy date)의 일부를 천공한후 소정 변조방식에 의해 변조한다. When the CP length is determined, the transmitter generates coded data by channel coding the data to be transmitted in step 1003 at a corresponding code rate. In step 1005, the transmitter punctures a part of redundancy date among the encoded data according to the determined CP length, and modulates the data according to a predetermined modulation scheme.

이와 같이, 데이터를 천공하는 경우는 CP길이가 현재의 CP길이보다 크게 조정된 경우이다. 기본적으로, 본 발명은 지연확산 값이 현재 CP의 길이보다 크면 CP의 길이를 크게 조정하고, 지연확산 값이 현재 CP의 길이보다 작으면 CP의 길이를 현재의 값으로 유지한다. 따라서, CP의 길이를 조정한다는 것은 CP의 길이를 크게 조정하는 것으로 간주할수 있다. 하지만, 이럴 경우 여러 프레임을 거치면서 지연확산 값에 비해서 CP의 길이가 필요없이 증가하는 경우가 발생할수 있다. 따라서, CP의 길이와 지연 확산 값의 차이가 일정 크기 이상 발생하게 되면, CP의 길이를 작게 조정하여 지연확산 값에 적응적으로 CP의 길이를 조정한다. 한편, 상기 부호화 데이터의 일부를 천공하는 이유는, CP의 길이에 따라 샘플링 레이트를 작게 조정할 경우, 주파수 상에서의 점유대역폭이 증가하여 부호화 데이터를 모두 보낼수 없는 상황이 발생하기 때문이다. 따라서, 미리 부호화 데이터의 일부를 제거하게 되는데, 이때 반드시 수신기로 전달되어야 하는 정보 데이터를 제외한 여분 데이터의 일부를 제거하게 된다.As described above, in case of puncturing data, the CP length is adjusted to be larger than the current CP length. Basically, the present invention adjusts the length of CP when the delay spread value is greater than the length of the current CP, and maintains the length of CP at the current value when the delay spread value is smaller than the length of the current CP. Therefore, adjusting the length of CP can be regarded as adjusting the length of CP greatly. However, in this case, the length of the CP may increase without a need for a delay spread value over several frames. Therefore, when the difference between the length of the CP and the delay spread value occurs more than a predetermined size, the length of the CP is adjusted to be small to adjust the length of the CP adaptively to the delay spread value. On the other hand, the reason for puncturing a part of the encoded data is that when the sampling rate is adjusted small according to the length of the CP, the occupied bandwidth on the frequency increases, so that a situation in which all the encoded data cannot be sent occurs. Therefore, a part of the encoded data is removed in advance. At this time, a part of the extra data except for the information data that must be delivered to the receiver is removed.

상기와 같이 천공된 데이터를 변조한후, 상기 송신기는 1006단계에서 상기 천공 개수와 상기 변조방식을 이용해서 삽입해야할 '0'의 개수를 산출하고, 상기 산출된 개수만큼의 '0'을 상기 변조 데이터에 삽입한다. 이때, '0'이 삽입되는 위치는 CP길이 조정으로 인해 발생되는 정해진 대역폭을 벗어나는 부반송파들의 위치들로 결정된다. After modulating the punctured data as described above, the transmitter calculates the number of '0's to be inserted by using the number of punctures and the modulation scheme in step 1006, and modulates the' 0's as much as the calculated number. Insert into the data. At this time, the position at which '0' is inserted is determined as positions of subcarriers that deviate from a predetermined bandwidth generated due to CP length adjustment.

이후, 상기 송신기는 1007단계에서 소정 개수의 '0'이 삽입된 변조 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하여 시간 샘플 데이터로 변환한다. 이후, 상기 송신기는 1009단계에서 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 결정된 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성한다.Thereafter, in step 1007, the transmitter converts the modulated data into which a predetermined number of '0' is inserted is converted into time sample data by performing an inverse fast Fourier transform (IFFT). Thereafter, in step 1009, the transmitter copies the rear part of the sample data by the determined CP length and attaches it to the front of the sample data to generate an OFDM symbol.

이후, 상기 송신기는 1011단계로 진행하여 상기 결정된 CP길이에 따라 상기 OFDM 심볼의 샘플링 레이트를 조정한후 아날로그 신호로 변환하다. 즉, CP의 길이 조정으로 인해 기준보다 길어진 OFDM심볼을 샘플링 레이트(시간 샘플 간격)를 조정 하여 원래의 고정된 길이로 조정한후 아날로그 신호로 변환한다. 그리고 상기 송신기는 1013단계에서 상기 아날로그 신호를 실제 전송 가능하도록 RF(Radio Frequency)처리한후 송신안테나를 통해 무선채널로 송신한다.
In step 1011, the transmitter adjusts the sampling rate of the OFDM symbol according to the determined CP length and converts it into an analog signal. That is, the OFDM symbol, which is longer than the reference due to the length adjustment of the CP, is adjusted to the original fixed length by adjusting the sampling rate (time sample interval) and then converted into an analog signal. In step 1013, the transmitter processes the analog signal so that the analog signal can be actually transmitted, and then transmits the radio signal through a transmission antenna.

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템에서 수신기의 수신 절차를 도시하고 있다.11 illustrates a reception procedure of a receiver in an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention.

도 11을 참조하면, 먼저 수신기는 1101단계에서 송신기에서 사용한 CP길이를 획득한다. 앞서 설명한 바와 같이, 상기 CP길이는 기지국에서 시그널링 메시지를 통해 단말에게 알려줄 수 있다.Referring to FIG. 11, first, a receiver acquires a CP length used by a transmitter in step 1101. As described above, the CP length may inform the terminal through a signaling message at the base station.

상기와 같이 CP길이를 획득한후, 상기 수신기는 1103단계에서 무선채널을 통해 수신되는 고주파 대역의 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 이후, 상기 수신기는 1105단계에서 상기 CP길이에 따른 샘플링 레이트(시간 샘플 간격)를 이용해서 상기 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환한다.After acquiring the CP length as described above, the receiver converts the signal of the high frequency band received through the wireless channel to the baseband signal in step 1103. In step 1105, the receiver converts the baseband analog signal into time sample data using a sampling rate (time sample interval) according to the CP length.

그리고, 상기 수신기는 1107단계에서 상기 CP길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 보호구간(CP)을 제거한다. 그리고 상기 수신기는 1109단계에서 상기 보호구간이 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역의 데이터로 변환한다. 이후, 상기 수신기는 1111단계에서 상기 주파수 영역의 데이터에 대해 무선 채널에서 발생한 여러 잡음들을 보상한다. In operation 1107, the receiver removes the guard interval CP from the time sample data using the CP length. In operation 1109, the receiver converts the sample data from which the guard interval has been removed to Fast Fourier Transform (FFT) into data in a frequency domain. In operation 1111, the receiver compensates for various noises generated in a wireless channel with respect to the data in the frequency domain.

이와 같이 채널보상한후, 상기 수신기는 1113단계에서 상기 채널보상된 데이 터를 가지고 복조(demodulation) 및 채널디코딩(channel decoding)하여 정보 비트열을 복원한다. 이때, 송신기에서 부호화 데이터의 일부를 천공해서 보냈기 때문에 채널디코딩 과정에서 성능 열화가 발생할수 있으나, 송신기에서 정보 데이터가 아닌 여분 데이터를 천공하였기 때문에 데이터를 복원하는데는 문제가 되지 않는다.
After the channel compensation as described above, the receiver demodulates and decodes the channel with the data compensated for in step 1113 to restore the information bit stream. In this case, performance may be degraded in the channel decoding process because a part of the encoded data is transmitted by the transmitter. However, since the transmitter punctures the redundant data rather than the information data, it is not a problem to restore the data.

도 12는 OFDM 통신시스템에서 다중경로 성분에 의한 링크(Link) 성능의 열화를 모의 실험을 통해 측정한 그래프이다. 실험 환경으로, FFT 크기 64, CP 길이(τ)는 유효심볼의 1/8, 부호기는 1/2 길쌈부호기(Convolutional Coder), 유효 심볼의 길이는 64us, 채널은 두 개의 다중경로를 가지는 동일세기(Equal power) 레일리히(Rayleigh) 채널을 사용한 것이다. 1201은 다중경로 채널의 지연이 없거나 최대 CP길이(τ)와 동일할 경우의 성능을 나타낸 것이고, 1202는 다중경로 지연이 CP길이(τ)의 1.5배, 1203는 다중경로 지연이 CP길이(τ)의 2배, 1204는 다중경로 지연이 CP길이(τ)의 2.5배, 1202는 다중경로 지연이 CP길이(τ)의 3배를 나타낸 것이다. 도시된 바와 같이, 다중경로 지연이 클수록 성능 열화가 점점 심해져서 수신단에서의 복조가 어렵다.FIG. 12 is a graph measuring simulations of degradation of link performance due to multipath components in an OFDM communication system. Experimental environment, FFT size 64, CP length (τ) is 1/8 of effective symbol, coder is 1/2 convolutional coder, effective symbol is 64us, channel is two multipath (Equal power) The Rayleigh channel is used. 1201 shows the performance when there is no delay of the multipath channel or is equal to the maximum CP length (τ), 1202 shows 1.5 times the CP length (τ), and 1203 shows the CP length (τ). 2204, the multipath delay is 2.5 times the CP length τ, and the 1202 is the multipath delay 3 times the CP length τ. As shown, the greater the multipath delay, the more severe the performance deterioration, which makes it difficult to demodulate at the receiving end.

도 13은 도 12와 같은 환경에서 본 발명에서 제안하는 CP길이 조정 방법을 사용하였을 경우 개선되는 성능을 보여주는 그래프이다. 1201와 1301, 1202와 1302, 1203와 1303, 1204와 1304, 1205와 1305를 비교해 보았을 때, 본 발명에서 제안하는 CP길이 조정 방법을 사용하게 되면, 신호의 세기가 커질 수록 성능이 점점 더 좋아지고, 링크 성능이 상당히 개선됨을 알 수 있다.
FIG. 13 is a graph showing improved performance when the CP length adjusting method proposed by the present invention is used in the environment shown in FIG. 12. Comparing 1201 and 1301, 1202 and 1302, 1203 and 1303, 1204 and 1304, and 1205 and 1305, the CP length adjustment method proposed in the present invention provides better performance as the signal strength increases. As a result, we can see that the link performance is significantly improved.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
Meanwhile, in the detailed description of the present invention, specific embodiments have been described, but various modifications are possible without departing from the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be determined not only by the scope of the following claims, but also by those equivalent to the scope of the claims.

상술한 바와 같이, 본 발명은 OFDM 심볼을 구성하는 CP의 길이를 물리 채널에 맞게 가변적, 적응적으로 조절함으로서 다중경로를 통해 들어오는 자기신호의 간섭 때문에 생기는 잡음으로 인한 심각한 데이터 오류를 방지할 수 있다. 나아가 하나의 셀 내에서 전체 사용자의 데이터 용량을 늘려줄 수 있는 효과를 가진다. 더욱이, CP의 길이를 조정하여도 시간상으로 OFDM심볼의 길이는 고정되기 때문에 OFDM길이가 변경됨으로써 발생하는 수신기의 복잡도를 제거할 수 있다.As described above, the present invention can prevent the serious data error due to noise caused by the interference of the magnetic signal through the multi-path by adjusting the length of the CP constituting the OFDM symbol to the physical channel, adaptively. . Furthermore, it has the effect of increasing the data capacity of the entire user in one cell. Furthermore, even if the length of the CP is adjusted, the length of the OFDM symbol is fixed in time, thereby eliminating the complexity of the receiver caused by the change in the length of the OFDM.

Claims

직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 송신기 장치에 있어서,A transmitter apparatus in a communication system of orthogonal frequency division multiplexing,

지연확산 값에 따라 CP(Cyclic Prefix)길이를 조정하는 제어기와,A controller for adjusting the cyclic prefix length according to the delay spread value,

상기 조정된 CP길이에 근거해서 인코딩 데이터중 여분 데이터의 일부를 천공하여 출력하는 천공기와,A perforator for puncturing and outputting a part of the extra data in the encoded data based on the adjusted CP length;

상기 천공된 인코딩 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT연산기와,An IFFT operator for outputting sample data by performing inverse fast Fourier transform on the punctured encoded data;

상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 조정된 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 CP추가기와,A CP adder for copying a rear portion of the sample data by the adjusted CP length and pasting the sample data in front of the sample data to generate an OFDM symbol;

상기 조정된 CP길이에 따라 상기 OFDM 심볼의 시간샘플간격을 조정한후 아날로그 신호로 변환하는 D/A(digital to analog)변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.And a digital to analog (D / A) converter for adjusting the time sample interval of the OFDM symbol according to the adjusted CP length and converting the time sample interval into an analog signal.

제1항에 있어서,The method of claim 1,

상기 지연확산 값은 수신기로부터 피드백되는 채널상태 정보를 통해 추정되는 것을 특징으로 하는 장치.And the delay spread value is estimated through channel state information fed back from a receiver.

제2항에 있어서,The method of claim 2,

상기 채널상태 정보는, CQI(Channel Quality Indicator), BER(Bit Error Rate), PER(Packet Error Rate), SNR(Signal to Noise Ratio) 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 장치.The channel state information may be any one of a channel quality indicator (CQI), a bit error rate (BER), a packet error rate (PER), and a signal to noise ratio (SNR).

제1항에 있어서,The method of claim 1,

상기 지연확산 값은 수신기로부터 수신되는 주기적인 동기신호 또는 레인징 신호를 이용하여 추정되는 것을 특징으로 하는 장치.Wherein the delay spread value is estimated using a periodic synchronization signal or a ranging signal received from a receiver.

제1항에 있어서,The method of claim 1,

BW₁은 기준이 되는 점유대역폭, Δf₂는 CP길이가 조정된 후의 부반송파 간격이라 할때, Where BW ₁ is the reference occupation bandwidth and Δf ₂ is the subcarrier spacing after the CP length is adjusted,

상기 인코딩 데이터가 할당되는 상기 IFFT연산기의 부반송파 개수

는 다음 수식,Number of subcarriers of the IFFT operator to which the encoded data is allocated

Is the following formula,

을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.Apparatus, characterized in that calculated using.

제1항에 있어서,The method of claim 1,

T는 기준이 되는 OFDM심볼의 길이, N_FFT는 FFT의 사이즈, T_c는 조정되기 전의 CP길이라 할때, T is the length of the OFDM symbol as a reference, N _FFT is the size of the FFT, T _c is the CP length before the adjustment,

CP길이가 M배 조정된다고 가정하면, 송신되는 OFDM 심볼의 시간 샘플 간격 ΔT는 다음 수식,Assuming that the CP length is adjusted by M times, the time sample interval ΔT of the transmitted OFDM symbol is

제1항에 있어서,The method of claim 1,

상기 천공된 인코딩 데이터는 상기 IFFT연산기의 부반송파들중 상기 시간샘플간격 조정에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당되며, 나머지 부반송파들에는 '0'이 패딩되는 것을 특징으로 하는 장치.The punctured encoded data is allocated to valid subcarriers determined according to the time sample interval adjustment among subcarriers of the IFFT operator, and '0' is padded on the remaining subcarriers.

제1항에 있어서,The method of claim 1,

상기 CP길이는 소정 시간 주기 또는 단말의 요청에 의해 조정되는 것을 특징 으로 하는 장치. The CP length is characterized in that the device is adjusted by a predetermined time period or the request of the terminal.

직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 수신기 장치에 있어서,In the receiver device in a communication system of orthogonal frequency division multiplexing system,

송신기에서 사용된 CP(Cyclic Prefix)길이를 획득하는 제어기와,A controller for acquiring a cyclic prefix length used in a transmitter;

상기 획득된 CP의 길이에 따른 시간 샘플 간격을 이용하여 수신된 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환하는 A/D(analog to digital)변환기와,An A / D (analog to digital) converter for converting the received baseband analog signal into time sample data using the time sample interval according to the length of the obtained CP;

상기 획득된 CP의 길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 CP를 제거하여 출력하는 CP제거기와,A CP remover for removing and outputting CP from the time sample data by using the obtained length of CP;

상기 CP가 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 데이터를 출력하는 FFT연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.And a FFT operator for performing fast Fourier transform on the CP-removed sample data to output data in a frequency domain.

제9항에 있어서,The method of claim 9,

상기 CP길이는 시그널링 메시지를 통해 기지국으로부터 수신되는 것을 특징으로 하는 장치.Wherein the CP length is received from a base station via a signaling message.

제9항에 있어서,The method of claim 9,

상기 제어기는, 시간 샘플 간격과 CP길이의 상관관계를 저장하며, 블라인드 탐지(Blind detection)를 통해 검출된 시간 샘플 간격을 이용해 송신기에서 사용된 CP길이를 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.And the controller stores a correlation between the time sample interval and the CP length, and obtains the CP length used at the transmitter using the time sample interval detected through blind detection.

직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 송신기의 송신 방법에 있어서,In the transmission method of a transmitter in a communication system of orthogonal frequency division multiplexing,

지연확산 값에 따라 CP(Cyclic Prefix)길이를 조정하는 과정과,Adjusting the cyclic prefix length according to the delay spread value,

상기 조정된 CP길이에 근거해서 인코딩 데이터중 여분 데이터의 일부를 천공하는 과정과,Puncturing a part of the extra data in the encoded data based on the adjusted CP length;

상기 천공된 인코딩 데이터를 IFFT연산하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과,IFFT performing the punctured encoded data to generate sample data;

상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 조정된 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 과정과,Generating an OFDM symbol by copying a rear portion of the sample data by the adjusted CP length and pasting the sample data in front of the sample data;

상기 조정된 CP길이에 따라 상기 OFDM 심볼의 시간샘플간격을 조정하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.And adjusting and transmitting a time sample interval of the OFDM symbol according to the adjusted CP length.

제12항에 있어서,The method of claim 12,

상기 지연확산 값은 수신기로부터 피드백되는 채널상태정보를 통해 추정되는 것을 특징으로 하는 방법.The delay spread value is estimated through the channel state information fed back from the receiver.

제13항에 있어서,The method of claim 13,

상기 채널상태정보는, CQI(Channel Quality Indicator), BER(Bit Error Rate), PER(Packet Error Rate), SNR(Signal to Noise Ratio) 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 방법.The channel state information may be any one of a channel quality indicator (CQI), a bit error rate (BER), a packet error rate (PER), and a signal to noise ratio (SNR).

제12항에 있어서,The method of claim 12,

상기 지연확산 값은 수신기로부터 수신되는 주기적인 동기신호 또는 레인징 신호를 이용하여 추정되는 것을 특징으로 하는 방법.The delay spread value is estimated using a periodic synchronization signal or a ranging signal received from a receiver.

제12항에 있어서,The method of claim 12,

상기 인코딩 데이터가 할당되는 IFFT의 부반송파 개수

는 다음 수식,The number of subcarriers of the IFFT to which the encoded data is allocated

Is the following formula,

을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.It is calculated using the method.

제12항에 있어서,The method of claim 12,

제12항에 있어서, 상기 IFFT연산하는 과정은,The method of claim 12, wherein the IFFT operation is performed.

상기 천공된 인코딩 데이터를 상기 시간샘플간격 조정에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩하여 IFFT연산하는 것임을 특징으로 하는 방법.And assigning the punctured encoded data to valid subcarriers determined according to the time sample interval adjustment, and padding '0' to the remaining subcarriers and performing IFFT operation.

제12항에 있어서,The method of claim 12,

상기 CP길이는 소정 시간 주기 또는 단말의 요청에 의해 조정되는 것을 특징으로 하는 방법. The CP length is characterized in that it is adjusted by a predetermined time period or the request of the terminal.

직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 수신기의 수신 방법에 있어서,A receiving method of a receiver in a communication system of orthogonal frequency division multiplexing,

송신기에서 사용된 CP(Cyclic Prefix)길이를 획득하는 과정과,Acquiring a cyclic prefix length used in the transmitter;

상기 획득된 CP의 길이에 따른 시간 샘플 간격을 이용하여 수신된 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환하는 과정과,Converting the received baseband analog signal into time sample data using the time sample interval according to the length of the obtained CP;

상기 획득된 CP의 길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 CP를 제거하는 과정과,Removing the CP from the time sample data by using the obtained length of the CP;

상기 CP가 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 데이터를 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.And performing fast Fourier transform on the sample data from which the CP has been removed to generate data in a frequency domain.

제20항에 있어서,The method of claim 20,

상기 CP길이는 시그널링 메시지를 통해 기지국으로부터 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.The CP length is received from a base station via a signaling message.

제20항에 있어서,The method of claim 20,

시간 샘플 간격과 CP길이는 상관관계를 가지며, 블라인드 탐지(Blind detection)를 통해 검출된 시간 샘플 간격을 이용해 송신기에서 사용된 CP길이를 획득하는 것을 특징으로 하는 방법.The time sample interval is correlated with the CP length, and the CP length used in the transmitter is obtained by using the time sample interval detected through blind detection.

직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 CP(Cyclic Prefix)길이를 적응적으로 가변하기 위한 방법에 있어서,A method for adaptively varying a cyclic prefix length in a communication system of an orthogonal frequency division multiplexing system,

지연확산(Delay Spread) 값을 획득하는 과정과,Obtaining a delay spread value,

상기 획득된 지연확산 값이 현재 CP길이보다 클 경우, CP길이를 크게 조정하여 OFDM심볼을 생성하는 과정과,When the obtained delay spread value is larger than the current CP length, generating an OFDM symbol by greatly adjusting the CP length;

상기 OFDM심볼이 시간상에서 고정길이를 갖도록 상기 OFDM심볼의 샘플간격을 작게 조정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.And adjusting the sample interval of the OFDM symbol so that the OFDM symbol has a fixed length in time.

제23항에 있어서,The method of claim 23,

상기 획득된 지연확산 값이 현재 CP길이보다 작을 경우, 상기 지연확산 값과 현재 CP길이 간의 차이를 산출하는 과정과,Calculating a difference between the delay spread value and the current CP length when the obtained delay spread value is smaller than the current CP length;

상기 차이가 소정값보다 작으면, 현재 CP길이를 유지하는 과정과,If the difference is smaller than a predetermined value, maintaining the current CP length;

상기 차이가 소정값보다 크면, CP길이를 작게 조정하여 OFDM심볼을 생성하는 과정과,If the difference is greater than a predetermined value, generating an OFDM symbol by adjusting the CP length to be smaller;

상기 OFDM심볼이 시간상에서 고정길이를 갖도록 상기 OFDM심볼의 샘플간격을 크게 조정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.And adjusting the sample interval of the OFDM symbol so that the OFDM symbol has a fixed length in time.

제23항에 있어서,The method of claim 23,

제23항에 있어서, 상기 CP길이를 크게 조정하여 OFDM심볼을 생성하는 과정은,24. The method of claim 23, wherein generating the OFDM symbol by adjusting the CP length to be large,

상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 조정된 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.And copying a rear portion of the sample data by the adjusted CP length and pasting the sample data to the front of the sample data to generate an OFDM symbol.

제28항에 있어서, 상기 IFFT연산하는 과정은,The method of claim 28, wherein the IFFT operation,

제28항에 있어서,The method of claim 28,

상기 인코딩 데이터가 할당되는 IFFT의 부반송파 개수

Is the following formula,

상기 조정된 CP길이에 근거해서 인코딩 데이터중 여분 데이터(redundancy bits)의 일부를 천공하여 출력하는 천공기와,A puncturer for puncturing and outputting a part of redundancy bits of the encoded data based on the adjusted CP length;

상기 천공된 인코딩 데이터를 소정 변조방식에 의해 변조하여 변조 데이터를 출력하는 변조기와,A modulator configured to output modulated data by modulating the punctured encoded data by a predetermined modulation method;

상기 제어기의 제어하에 상기 변조 데이터를 CP길이 조정에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩하는 제로삽입기와,A zero inserter for allocating the modulated data to effective subcarriers determined according to CP length adjustment and padding '0' to the remaining subcarriers under the control of the controller;

상기 제로삽입기로부터의 부반송파 할당된 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT연산기와,An IFFT operator for inverse fast Fourier transforming the subcarrier allocated data from the zero inserter and outputting sample data;

직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 송신기의 송신방법에 있어서,In a transmission method of a transmitter in a communication system of orthogonal frequency division multiplexing,

상기 조정된 CP길이에 근거해서 인코딩 데이터중 여분 데이터(redundancy bits)의 일부를 천공하는 과정과,Puncturing a part of redundancy bits of the encoded data based on the adjusted CP length;

상기 천공된 인코딩 데이터를 소정 변조방식에 의해 변조하여 변조 데이터를 생성하는 과정과,Generating modulated data by modulating the punctured encoded data by a predetermined modulation scheme;

상기 변조 데이터를 CP길이 조정에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 할당하는 과정과,Allocating the modulated data to valid subcarriers determined according to CP length adjustment, and assigning '0' to the remaining subcarriers;

상기 부반송파 할당된 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과,Generating inverse fast Fourier transform of the subcarrier allocated data to generate sample data;

상기 조정된 CP길이에 따라 상기 OFDM 심볼의 시간샘플간격을 조정하여 송신 하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.And adjusting and transmitting a time sample interval of the OFDM symbol according to the adjusted CP length.