KR20050092000A - Estimating method and apparatus of rotor's location, controling method for motors, compressor and the storage media to read computer program executeing the method - Google Patents
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Abstract
본 발명은 제어기의 설계가 용이하고, 안정성을 얻기 쉬운 회전자 위치 추정방법을 제공하는 것이다.The present invention is to provide a rotor position estimation method that is easy to design the controller and obtains stability.
영구자석모터(20)의 회전자 위치(θ)를 추정하는 회전자 위치 추정방법으로서, 회전 좌표축과 상기 회전 좌표축의 추정축과의 자속 오차를 구하고, 상기 자속 오차에 의거하여 상기 회전자 위치를 추정한다. 상기 자속 오차는, 상기 회전 좌표축인 q축과 상기 회전 좌표축의 추정축인 δ축과의 자속 오차인 것이 바람직하다. 상기 자속 오차는, 모터인가전압(Vγ)으로부터 전류에 있어서의 전압강하(Riγ)의 차를 적분하여 이루어지는 자속과, 모터권선의 인덕턴스(Lq)와 전류(iδ)의 곱에 의한 자속(φδ)을 추정하고, 상기 추정된 자속에 의거하여 구해진다. 영구자석모터의 전압 방정식을 회전자의 각속도(ω)로 제산하여 이루어지는 자속 방정식에 의거하여 회전 좌표축과 상기 회전 좌표축의 추정축과의 자속 오차를 구하고, 상기 자속오차에 의거하여 상기 회전자 위치를 추정한다. A rotor position estimation method for estimating the rotor position (θ) of a permanent magnet motor 20, the magnetic flux error of the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis is calculated, and the rotor position is determined based on the magnetic flux error. Estimate. The magnetic flux error is preferably a magnetic flux error between the q axis as the rotational coordinate axis and the δ axis as the estimated axis of the rotational coordinate axis. The magnetic flux error is a magnetic flux (φδ) obtained by multiplying the difference of the voltage drop Riγ in the current from the motor applied voltage Vγ by the product of the inductance Lq of the motor winding and the current iδ. Is estimated based on the estimated magnetic flux. Based on the magnetic flux equation obtained by dividing the voltage equation of the permanent magnet motor by the angular velocity (ω) of the rotor, the magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis is calculated, and the rotor position is determined based on the magnetic flux error. Estimate.
Description
본 발명은 영구자석모터의 회전자 위치 추정방법 및 장치, 모터의 제어방법, 컴프레서 및 기록매체에 관한 것이다. The present invention relates to a rotor position estimation method and apparatus for a permanent magnet motor, a motor control method, a compressor, and a recording medium.
돌극성을 가지는 영구자석모터(DC 브러시리스모터, IPM 모터)에서는, 구동 인버터측에서 얻어지는 전압, 전류정보 등으로부터 회전자 위치를 연산하여 물리적인 위치센서, 속도센서를 사용하지 않고 모터를 제어하는 이른바 센서리스제어기술이 이용되고 있다. In permanent magnet motors (DC brushless motors and IPM motors) having a polarity, the rotor position is calculated from the voltage and current information obtained on the drive inverter side to control the motor without using a physical position sensor or speed sensor. So-called sensorless control technology is used.
센서리스제어법으로서는, 직사각형파 센서리스제어법과, 정현파 센서리스제어법이 알려져 있다. 직사각형파 센서리스제어법은, 유기전압을 검출하는 방법으로, 이미 기술확립이 이루어져 있으나, 이 방법에서는 구동파형이 120°구동을 중심으로한 직사각형파 구동으로 제한된다. As the sensorless control method, a rectangular wave sensorless control method and a sine wave sensorless control method are known. The rectangular wave sensorless control method is a method for detecting an induced voltage, and the technique has already been established, but in this method, the driving waveform is limited to the rectangular wave driving centering on the 120 ° driving.
저소음화나 고효율화를 목표로 하여, IPM 모터의 구동파형을 정현파로 하고, 또 위치센서리스 구동으로 신뢰성을 확보하고, 비용도 저감하고 싶다는 요구도 크다. 정현파 센서리스제어법은, 전류를 검출하여 유기전압을 연산함으로써 위치를 추정하는 것이다. In order to achieve low noise and high efficiency, there is a great demand for driving waveforms of IPM motors as sine waves, ensuring reliability and reducing costs by position sensorless driving. The sine wave sensorless control method estimates a position by detecting an electric current and calculating an induced voltage.
180°정현파 센서리스제어에 있어서는, 영구자석 회전자의 자속방향의 위치인 d축과, d 축으로부터 회전방향으로 직교하는 방향의 q축으로 이루어지는 d - q축 좌표계를 이용한다. 이 d - q축 실회전 좌표계에서의 모터모델에 의한 전압 방정식을 하기 [수학식 1]에 나타낸다.In the 180 ° sinusoidal wave sensorless control, a d-q axis coordinate system is used which consists of the d axis, which is the position in the magnetic flux direction of the permanent magnet rotor, and the q axis in a direction orthogonal to the rotation direction from the d axis. The voltage equation by the motor model in this d-q-axis real rotation coordinate system is shown in following formula (1).
kE는 유기전압정수이다.k E is the induced voltage constant.
d축 성분의 모터 등가회로 방정식은, 위치센서가 없는 경우에는, 위치 어긋남이 생겨 있다고 생각하고, 이하와 같이 유기전압(Ed)분을 고려하여, 하기 [수학식 2]와 같이 된다. The motor equivalent circuit equation of the d-axis component assumes that a position shift occurs when there is no position sensor, and takes the following formula (Equation 2) in consideration of the induced voltage Ed as follows.
상기 [수학식 2]로부터 유기전압(Ed)은, 하기 [수학식 3]과 같이 나타낸다.From the above [Equation 2], the induced voltage (E d ) is represented by the following [Equation 3].
사단법인 일본 능률협회 주최의 테크노 프론티어 심포지움 2003 세션 C - 5 모터기술 심포지움에 있어서의 (주)도시바 생산기술센서 세기하라씨에 의한 「에어컨디셔너에 있어서의 고성능 모터기술」이라는 자료의 C5 - 1 - 5페이지(비특허문헌 1)에는 로우터위치의 추정오차에 상당하는 유기전압 Ed = 0 이 되도록 각속도(모터 회전수)를 결정하고, 이 값을 적분하여 각도(로우터위치)를 추정한다는 취지가 기재되어 있다.Techno Frontier Symposium hosted by the Japan Management Association 2003 Session C-5 Motor Technology Symposium C5-1-5 Page (Non-Patent Document 1) states that the angular speed (motor rotational speed) is determined so that the induced voltage E d = 0 corresponding to the estimated error of the rotor position, and the value is integrated to estimate the angle (rotor position). It is.
[비특허문헌 1][Non-Patent Document 1]
(주) 도시바 세키하라 소이치씨 「에어컨디셔너에 있어서의 고성능 모터기술」이라는 자료 사단법인 일본 능률협회 주최의 테크노 프론티어 심포지움 2003 세션 C - 5 모터기술 심포지움 2003년 4월 18일Techno Frontier Symposium hosted by Japan Management Association 2003 Session C-5 Motor Technology Symposium April 18, 2003 by Soichi Toshiba Sekihara Co., Ltd. "High-performance Motor Technology in Air Conditioners"
그러나, 유기전압(Ed)은, 각속도(ω)(회전수)에 비례하는 값이다. 즉, 유기전압(Ed)은, 위치의 추정오차와 회전수의 함수로 되어 있기 때문에, 축 어긋남 조정기와 같은 제어기의 설계가 복잡하게 되어, 넓은 운전범위에 있어서 안정성이 좀처럼 얻어지기 어렵다는 과제가 있다. 특히 저속영역에 있어서는 계산 정밀도 등에 의하여 위치추정 정밀도가 나쁜 것이 된다.However, the induced voltage E d is a value proportional to the angular velocity o (rotational speed). That is, since the induced voltage E d is a function of the estimated error of the position and the rotation speed, the design of a controller such as an axial displacement adjuster becomes complicated, and the problem that stability is hardly obtained in a wide operating range is difficult. have. Particularly, in the low speed region, position estimation accuracy is poor due to calculation accuracy or the like.
본 발명의 목적은, 제어기의 설계가 용이하고, 안정성을 얻기 쉬운 회전자 위치 추정방법 및 장치, 모터의 제어방법, 컴프레서 및 기록매체를 제공하는 것이다. SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a rotor position estimation method and apparatus, a motor control method, a compressor, and a recording medium that are easy to design and obtain stability of a controller.
본 발명의 회전자 위치 추정방법은, 영구자석모터의 회전자 위치를 추정하는 회전자 위치 추정방법으로서, 회전 좌표축과 상기 회전 좌표축의 추정축과의 자속오차를 구하고, 상기 자속오차에 의거하여 상기 회전자 위치를 추정하는 것을 특징으로 하고 있다. The rotor position estimating method of the present invention is a rotor position estimating method for estimating the rotor position of a permanent magnet motor, wherein the magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis is obtained, and based on the magnetic flux error, It is characterized by estimating the rotor position.
본 발명의 회전자 위치 추정방법은, 돌극성을 가지는 영구자석모터의 회전자 위치를 추정하는 회전자 위치 추정방법으로서, 모터인가전압으로부터 전류에 있어서의 전압 강하의 차를 적분하여 이루어지는 자속과, 모터권선의 인덕턴스와 전류의 곱에 의한 자속을 추정하고, 상기 추정된 자속에 의거하여 회전 좌표축과 상기 회전 좌표축의 추정축과의 자속 오차를 구하고, 상기 자속 오차에 의거하여 상기 회전자 위치를 추정하는 것을 특징으로 하고 있다. The rotor position estimating method of the present invention is a rotor position estimating method for estimating the rotor position of a permanent magnet motor having a pole polarity, the magnetic flux formed by integrating the difference of the voltage drop in the electric current from the motor applied voltage, The magnetic flux is estimated by the product of the inductance of the motor winding and the current, the magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis is calculated based on the estimated magnetic flux, and the rotor position is estimated based on the magnetic flux error. It is characterized by.
본 발명의 회전자 위치 추정방법은, 돌극성을 가지는 영구자석모터의 회전자 위치를 추정하는 회전자 위치 추정방법으로서, 상기 영구자석모터의 전압 방정식을 회전자의 각속도(ω)로 제산하여 이루어지는 자속 방정식에 의거하여, 회전 좌표축과 상기 회전 좌표축의 추정축과의 자속 오차를 구하고, 상기 자속 오차에 의거하여 상기 회전자 위치를 추정하는 것을 특징으로 하고 있다. The rotor position estimating method of the present invention is a rotor position estimating method for estimating the rotor position of a permanent magnet motor having protrusion polarity, and is obtained by dividing the voltage equation of the permanent magnet motor by the angular velocity (ω) of the rotor. The magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis is calculated on the basis of the magnetic flux equation, and the rotor position is estimated based on the magnetic flux error.
본 발명의 회전자 위치 추정방법에 있어서, 상기 자속 오차는, 상기 회전 좌표축인 q축과 상기 회전 좌표축의 추정축인 δ축과의 자속 오차인 것을 특징으로 하고 있다. In the rotor position estimation method of the present invention, the magnetic flux error is a magnetic flux error between the q axis as the rotational coordinate axis and the δ axis as the estimated axis of the rotational coordinate axis.
본 발명의 회전자 위치 추정방법은, 돌극성을 가지는 영구자석모터의 회전자 위치를 추정하는 회전자 위치 추정방법으로서, 상기 영구자석모터의 전압 방정식과, 실모터와 모터모델의 회전자 위치각의 차(Δθ≒ sinΔθ)의 근사식을 이용함과 동시에, 상기 전압 방정식으로부터 전개한 Δθ= tan-1의 형의 식을 이용하지 않고, 회전자의 각속도(ω)에 의존하지 않는 Δθ를 구하고, 상기 구한 Δθ로부터 회전자 위치를 추정하는 것을 특징으로 하고 있다.The rotor position estimating method of the present invention is a rotor position estimating method for estimating the rotor position of a permanent magnet motor having protrusion polarity, the voltage equation of the permanent magnet motor and the rotor position angle of the real motor and the motor model. By using an approximation equation of the difference (Δθ ≒ sinΔθ) and not using an equation of the form Δθ = tan −1 developed from the above voltage equation, Δθ that does not depend on the angular velocity (ω) of the rotor is obtained. The rotor position is estimated from the obtained Δθ.
Δθ= tan-1의 형의 식의 분모·분자를 그대로 연산하면 연산량이 많아, Δθ≒ 0 으로 하는 제어를 실시간으로 행하기에는 바람직하지 않다. 상기 본 발명에 의하면 상대적으로 계산에 요하는 시간이 적어도 된다.If the denominator and the numerator of the equation of the form Δθ = tan −1 are calculated as it is, the calculation amount is large, and it is not preferable to carry out the control of Δθ ≒ 0 in real time. According to the present invention, the time required for the calculation is relatively small.
본 발명의 회전자 위치 추정방법에 있어서, 상기 자속 오차는, 하기 [수학식 4]에 의하여 구해지는 것을 특징으로 하고 있다. In the rotor position estimation method of the present invention, the magnetic flux error is obtained by the following Equation 4.
Vγ : 전기자 전압의 γ축 성분V γ : γ-axis component of the armature voltage
R : 전기자 권선저항R: armature winding resistance
iγ : 전기자 전류의 γ축 성분i γ : γ-axis component of the armature current
ωre : 회전자의 각속도의 지령치 또는 추정치(전기각)ω re : Command value or estimated value of angular velocity of rotor (electric angle)
Lq : q축 인덕턴스L q : q-axis inductance
iδ : 전기자 전류의 δ축 성분i δ : δ component of the armature current
본 발명의 회전자 위치 추정방법에 있어서, 상기 자속 오차는, 하기 [수학식 5]에 의하여 구해지는 것을 특징으로 하고 있다. In the rotor position estimation method of the present invention, the magnetic flux error is obtained by the following Equation (5).
Vγ : 전기자 전압의 γ축 성분V γ : γ-axis component of the armature voltage
R : 전기자 권선저항R: armature winding resistance
p : 미분 연산자p: derivative operator
Ld : d축 인덕턴스L d : d-axis inductance
iγ : 전기자 전류의 γ축 성분i γ : γ-axis component of the armature current
ωre : 회전자의 각속도의 지령치 또는 추정치(전기각)ω re : Command value or estimated value of angular velocity of rotor (electric angle)
Lq : q축 인덕턴스L q : q-axis inductance
iδ : 전기자 전류의 δ축 성분i δ : δ component of the armature current
본 발명의 회전자 위치 추정방법에 있어서, 상기 인덕턴스는 전류 및 회전수의 적어도 어느 것인가 한쪽에 의존하는 함수인 것을 특징으로 하고 있다. In the rotor position estimation method of the present invention, the inductance is a function that depends on at least one of the current and the rotation speed.
본 발명의 모터의 제어방법은, 상기 본 발명의 회전자 위치 추정방법에 의하여 구해진 상기 자속 오차에 대응하는 상기 회전 좌표축과 상기 회전 좌표축의 추정축과의 위치 오차에 대응하는 회전자의 각속도의 추정값을 구하고, 상기 회전자의 각속도의 추정값을 저대역 통과필터에 입력하고, 상기 저대역 통과필터로부터의 출력값 에 의거하여 상기 영구자석모터의 속도에 관한 피드백제어가 행하여지는 것을 특징으로 하고 있다. The control method of the motor of the present invention includes an estimated value of an angular velocity of a rotor corresponding to a position error between the rotational coordinate axis corresponding to the magnetic flux error obtained by the rotor position estimation method of the present invention and an estimated axis of the rotational coordinate axis. And the estimated value of the angular velocity of the rotor is input to the low pass filter, and the feedback control on the speed of the permanent magnet motor is performed based on the output value from the low pass filter.
본 발명의 모터의 제어방법은, 상기 본 발명의 회전자 위치 추정방법이 적용되는 모터의 제어방법으로서, 전기자 전류의 상기 회전 좌표축의 추정축 성분의 검출값에 대응하는 값과 지령값의 오차를 제로로 하기 위한 전류제어기의 출력인 위상 지령값을 저대역 통과필터에 입력하고, 상기 저대역 통과필터로부터의 출력값과, 상기추정된 회전자 위치에 의거하여 전압지령의 위상을 나타내는 신호를 생성하는 것을 특징으로 하고 있다. The control method of the motor of this invention is a control method of the motor to which the rotor position estimation method of this invention is applied, Comprising: The error corresponding to the detected value of the estimated axis component of the said rotating coordinate axis of armature current, and the error of a command value are shown. Inputting a phase command value, which is an output of the current controller for zero, to the low pass filter, and generating a signal indicating the phase of the voltage command based on the output value from the low pass filter and the estimated rotor position; It is characterized by.
본 발명의 모터의 제어방법은, 상기 본 발명의 회전자 위치 추정방법이 적용되는 모터의 제어방법으로서, 전기자 전류의 상기 회전 좌표축의 추정축 성분의 검출값에 대응하는 값을 저대역 통과필터에 입력하고, 상기 저대역 통과필터로부터의 출력값과, 상기 전기자 전류의 회전 좌표축의 추정축 성분의 지령값의 편차에 의거하여, 전압위상의 지령값을 생성하는 것을 특징으로 하고 있다. The control method of the motor of the present invention is a control method of the motor to which the rotor position estimation method of the present invention is applied, and the value corresponding to the detected value of the estimated axis component of the rotational coordinate axis of the armature current is transferred to the low pass filter. And input a voltage phase command value based on a deviation between the output value from the low pass filter and the command value of the estimated axis component of the rotational coordinate axis of the armature current.
본 발명의 모터의 제어방법은, 돌극성을 가지는 영구자석모터를 제어하는 모터의 제어방법으로서, 회전 좌표축인 q축의 추정축인 δ축의 자속량을 구하고, 상기 δ축의 자속량을 제로에 수속시키도록 제어하는 것을 특징으로 하고 있다. The control method of the motor of the present invention is a control method of a motor for controlling a permanent magnet motor having protrusion polarity, and the magnetic flux amount of the δ axis, which is the estimated axis of the q axis which is the rotational coordinate axis, is obtained and the flux amount of the δ axis is converged to zero. It is characterized by controlling so that.
본 발명의 모터의 제어방법으로서, 상기 δ축의 자속량은 모터인가전압의 추정값(Vγ^)으로부터 저항(R)과 전류(Iγ)의 전압강하의 차를 각속도(ωre^)로 제산함으로써 산출되는 자속과, 인덕턴스(Lq)와 전류(Iδ)의 곱에 의하여 얻어지는 자속과의 합으로서 구해지는 것을 특징으로 하고 있다. In the motor control method of the present invention, the magnetic flux amount on the δ axis is calculated by dividing the difference between the voltage drop between the resistor R and the current Iγ by the angular velocity? Re ^ from the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage. The magnetic flux is obtained as the sum of the magnetic flux obtained by the product of the inductance Lq and the current Iδ.
본 발명의 모터의 제어방법으로서, 상기 δ축의 자속량은 모터인가전압의 추정값(Vγ^)으로부터 저항(R)과 전류(Iγ)의 전압강하와, 인덕턴스(Ld)와 전류(Iγ)의 시간적 변화에 의한 전압강하와의 차를, 각속도(ωre^)로 제산함으로써 산출되는 자속과, 인덕턴스(Lq)와 전류(Iδ)의 곱에 의하여 얻어지는 자속과의 합으로서 구해지는 것을 특징으로 하고 있다. 본 발명에 의하면, 응답성을 향상시킬 수 있다. In the control method of the motor of the present invention, the amount of magnetic flux on the δ axis is the voltage drop of the resistance R and the current Iγ from the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage, and the temporal time of the inductance Ld and the current Iγ. The difference between the voltage drop caused by the change and the magnetic flux calculated by dividing by the angular velocity? Re ^ is obtained as the sum of the magnetic flux obtained by the product of the inductance Lq and the current Iδ. According to this invention, responsiveness can be improved.
본 발명의 모터의 제어방법으로서, 상기 δ축의 자속량은, 모터인가전압의 추정값(Vγ^)으로부터, 저항(R)과 전류(Iγ)의 전압강하와, 양의 게인정수(K")와 전류 (Iγ)의 시간적 변화의 곱에 의한 전압강하와의 차를, 각속도(ωre^)로 제산함으로써 산출되는 자속과, 인덕턴스(Lq)와 전류(Iδ)의 곱에 의하여 얻어지는 자속과의 합으로서 구해지는 것을 특징으로 하고 있다. 본 발명에 의하면 Ld와 같은 모터정수를 사용하지 않음으로써 시스템구성이 간단해진다. 또 K"가 제로인 경우에는, 상기 발명과 동일하게 된다. In the motor control method of the present invention, the amount of magnetic flux on the δ axis is determined from the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage, the voltage drop of the resistor R and the current Iγ, the positive gain constant K "and the like. As the sum of the magnetic flux calculated by dividing the difference from the voltage drop by the product of the temporal change of the current Iγ by the angular velocity ωre ^ and the magnetic flux obtained by the product of the inductance Lq and the current Iδ. According to the present invention, the system configuration is simplified by not using a motor constant such as Ld. When K "is zero, it is the same as the above invention.
본 발명의 모터의 제어방법은, 영구자석모터를 센서리스 구동하는 모터의 제어방법으로서, 자속오차를 연산하고, 상기 연산된 자속 오차를 제로에 수속시키도록 상기 영구자석모터의 회전수를 조정하여, 상기 연산된 자속오차가 제로가 되도록 구해진 속도 추정값을 적분함으로써 상기 영구자석모터의 회전자의 위치를 산출하는 것을 특징으로 하고 있다. The control method of the motor of the present invention is a control method of a motor for sensorlessly driving a permanent magnet motor, and the magnetic flux error is calculated and the rotational speed of the permanent magnet motor is adjusted to converge the calculated magnetic flux error to zero. The position of the rotor of the permanent magnet motor is calculated by integrating the calculated velocity estimate so that the calculated magnetic flux error is zero.
상기 본 발명의 회전자 위치 추정방법을 사용하여 상기 회전자 위치가 추정되는 상기 영구자석모터는, 컴프레서의 컴프레서 모터로서 적합하게 적용 가능하다. 상기 컴프레서는 공기조화기에 대하여 적합하게 적용 가능하다. The permanent magnet motor whose rotor position is estimated using the rotor position estimation method of the present invention can be suitably applied as a compressor motor of a compressor. The compressor can be suitably applied to an air conditioner.
상기 본 발명의 모터의 제어방법에 의하여 제어되는 상기 영구자석모터는, 컴프레서의 컴프레서 모터로서 적합하게 적용 가능하다. 상기 컴프레서는 공기조화기에 대하여 적합하게 적용 가능하다. The permanent magnet motor controlled by the motor control method of the present invention can be suitably applied as a compressor motor of a compressor. The compressor can be suitably applied to an air conditioner.
본 발명의 컴프레서는 자속 오차가 연산되고, 상기 연산된 자속 오차가 제로에 수속되도록 제어됨으로써, 위치센서리스 정현파 구동이 행하여지는 컴프레서 모터를 구비한 것을 특징으로 하고 있다.The compressor of the present invention is characterized by comprising a compressor motor in which a magnetic flux error is calculated and the calculated magnetic flux error is controlled to zero to perform position sensorless sinusoidal drive.
상기 본 발명의 컴프레서는, 공기조화기에 대하여 적합하게 적용 가능하다.The compressor of the present invention can be suitably applied to an air conditioner.
본 발명의 기록매체는 상기 본 발명의 회전자 위치 추정방법의 각 단계를 컴퓨터에 실행시키기 위한 기록매체이다. The recording medium of the present invention is a recording medium for causing a computer to perform each step of the rotor position estimation method of the present invention.
본 발명의 회전자 위치 추정장치는, 돌극성을 가지는 영구자석모터의 회전자 위치를 추정하는 회전자 위치 추정장치로서, 회전 좌표축과 상기 회전 좌표축의 추정축과의 자속 오차를 구하고, 상기 자속 오차에 의거하여, 상기 회전자 위치를 추정하는 것을 특징으로 하고 있다. The rotor position estimating apparatus of the present invention is a rotor position estimating apparatus for estimating the position of a rotor of a permanent magnet motor having a pole polarity. The rotor position estimating apparatus obtains a magnetic flux error between a rotational coordinate axis and an estimated axis of the rotational coordinate axis, and the magnetic flux error. Based on this, the rotor position is estimated.
이하, 본 발명의 회전자 위치 추정방법의 일 실시형태에 대하여 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다. EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, one Embodiment of the rotor position estimation method of this invention is described in detail, referring drawings.
본 실시형태는, 돌극성을 가지는 영구자석모터(DC 브러시리스 모터, IPM 모터)의 180°정현파 센서리스제어에 관한 것이다. 도 6에 나타내는 바와 같이 180° 정현파 센서리스제어에 있어서는, 영구자석회전자의 자속방향의 위치인 d축과, d축으로부터 회전방향으로 90°진행한 q축으로 이루어지는 d-q 축 실회전 좌표계와, 제어상의 가상 회전자 위치(γ)축과, γ축으로부터 회전방향으로 90°진행한 δ축으로 이루어지는 γ- δ축 사이의 축 어긋남(Δθ)을 구하고, 그 Δθ을 제로로 하도록 제어한다. This embodiment relates to 180 degrees sine wave sensorless control of the permanent magnet motor (DC brushless motor, IPM motor) which has protrusion polarity. As shown in FIG. 6, in 180 ° sinusoidal wave sensorless control, a dq-axis actual rotation coordinate system including a d-axis, which is a position in the magnetic flux direction of the permanent magnet rotor, and a q-axis traveling 90 ° in the rotational direction from the d-axis, Axis deviation (Δθ) between the virtual rotor position (γ) axis on the control and the γ-δ axis consisting of the δ axis advancing 90 ° in the rotational direction from the γ axis is obtained, and control is performed so that the Δθ is zero.
회전자의 각도(θ)(회전자 위치)는, 회전자의 각속도(ω)를 적분한 것이기 때문에 위치 어긋남(Δθ)을 제로로 하는 제어에 있어서는, Δθ에 의거하여, Δθ가 제로가 되는 ω를 구하고[뒤에서 설명하는 도 3의 속도 추정기(24)], 그 ω에 의거하여 모터가 제어된다. Since the angle θ (rotator position) of the rotor is the integral of the angular velocity ω of the rotor, ω in which Δθ becomes zero based on Δθ in the control of zero position shift Δθ. Is obtained (speed estimator 24 in FIG. 3 to be described later), and the motor is controlled based on the ω.
본 실시형태에서는 뒤에서 설명하는 바와 같이, 추정한 자속 오차로부터 q축과 δ축의 위치 어긋남(Δθ)을 산출하고, δ축의 위상이 빠른 위상인 경우에는 δ축상의 추정 각속도를 작게 하고, δ축상의 위상이 지연 위상인 경우에는 δ축상의 추정 각속도를 크게 하여, 그 Δθ의 적분값에 대응하는 위치(θ)를 q축에 일치시킨다. In the present embodiment, as described later, the positional shift (Δθ) between the q-axis and the δ-axis is calculated from the estimated magnetic flux error, and when the phase of the δ-axis is a fast phase, the estimated angular velocity on the δ-axis is decreased, When the phase is a delayed phase, the estimated angular velocity on the δ axis is increased, and the position θ corresponding to the integral value of the Δθ coincides with the q axis.
여기서, Δθ가 ω에 비례(의존)하는 값으로서 구해진 경우에는, Δθ가 입력되는 후단측의 제어기의 설계가 어렵게 된다. 제어기의 게인설계 등에 있어서, 회전수(ω)의 의존성이 강해지는 경향에 있어, 게인의 조정이 어렵게 되는 문제가 있어, Δθ의 추정값의 수속상황이 속도에 의존한다. 또 이 조정에는 실험에 의한 맞추어 넣음도 필요하여, 복잡함이 증가한다. 이 때문에 Δθ가 ω에 의존하는 값으로서 구해진 경우에는, 안정성의 확보가 어렵고, 또 제어 오차를 일으킬 염려가 있다. Here, when Δθ is obtained as a value proportional to (dependent) on ω, the design of the controller on the rear end side to which Δθ is input becomes difficult. In the gain design of the controller and the like, the dependence of the rotational speed omega tends to become strong, and there is a problem that adjustment of the gain becomes difficult, and the convergence situation of the estimated value of Δθ depends on the speed. In addition, this adjustment also requires fitting by experiment, which increases the complexity. For this reason, when (DELTA) (theta) is calculated | required as a value which depends on (ω), securing stability is difficult and there exists a possibility of causing a control error.
이것에 대하여, 본 실시형태의 위치 오차 추정기(도 3의 부호 21 참조)에서는 뒤에서 설명하는 바와 같이 유기전압 벡터를 이용하는 것은 아니고, 자속 벡터를 이용하기 때문에, Δθ를 ω에 의존하지 않는 값으로서 구할 수 있다. 이에 의하여 본 실시형태에서는 Δθ가 입력되는 제어기[속도 추정기(24)]의 설계가 용이하고(통상 일반의 PI제어기를 사용 가능), 충분한 안정성을 확보할 수 있으며, 또 제어 오차의 발생이 억제된다. On the other hand, in the position error estimator (see symbol 21 in Fig. 3) of the present embodiment, since the induced voltage vector is not used as described later, the magnetic flux vector is used, so that Δθ can be obtained as a value that does not depend on ω. Can be. As a result, in this embodiment, the controller (speed estimator 24) to which Δθ is input is easy to design (usually a general PI controller can be used), sufficient stability can be ensured, and generation of control errors is suppressed. .
유기전압을 시간 적분한 것이 영구자석의 자속이기 때문에, 자속 벡터의 추정에 관해서는, 유기전압 벡터로부터 90°지연된 위치이며, 또 크기는 영구자석을 중심으로 한 자속량(물리량)이 된다. 따라서 회전수에 의하여 변화되지 않는 물리량의 자속 벡터를 이용하여 전기적인 절대위치를 추정함으로써, q축을 직접 추정하는 것이 가능하게 된다. 그 결과, 추정속도를 산출하는 추정기의 설계가 회전수에 의존하지않는 자속 오차를 기준으로 하기 때문에, 파라미터의 조정이 용이하게 되고, 그 결과, 속도 제어기의 출력 및 추정위치의 산출에 있어서, 안정성이 향상되고 모터 구동의 안정화를 용이하게 도모할 수 있다. Since the time-integrated integration of the induced voltage is the magnetic flux of the permanent magnet, the magnetic flux vector is estimated by 90 degrees from the induced voltage vector, and the magnitude is the magnetic flux (physical quantity) centering on the permanent magnet. Therefore, it is possible to estimate the q-axis directly by estimating the electrical absolute position using the magnetic flux vector of the physical quantity that is not changed by the rotational speed. As a result, since the design of the estimator for calculating the estimated speed is based on the magnetic flux error that does not depend on the rotational speed, adjustment of the parameters is facilitated, and as a result, stability in calculating the output of the speed controller and the estimated position is obtained. This can be improved and the motor drive can be stabilized easily.
도 3을 참조하여, 본 실시형태의 회전자 위치 추정방법이 적용된 모터제어장치에 대하여 설명한다. With reference to FIG. 3, the motor control apparatus to which the rotor position estimation method of this embodiment was applied is demonstrated.
도 3에 있어서, 모터제어장치(10)는 돌극성을 가지는 영구자석모터(20)를 센서리스 구동한다. 모터제어장치(10)는 PWM 인버터(17)와, 전류검출기(도시 생략)와, 좌표변환 연산부(27, 28)와, 위치 오차 추정기(21)와, 속도 추정기(24)와, 적분기(26)와, 속도 제어기(12)와, 전류제어기(14)와, 전압생성부(15)와, 전압보상기(16)를 구비하고 있다. In FIG. 3, the motor control apparatus 10 drives the permanent magnet motor 20 which has salient polarity sensorlessly. The motor controller 10 includes a PWM inverter 17, a current detector (not shown), coordinate conversion calculators 27 and 28, a position error estimator 21, a speed estimator 24, and an integrator 26 ), A speed controller 12, a current controller 14, a voltage generator 15, and a voltage compensator 16.
PWM 인버터(17)는 직류전압을 3상 교류전압으로 변환한다. The PWM inverter 17 converts a DC voltage into a three-phase AC voltage.
전류검출기(도시 생략)는, 모터(20)의 전류(i)(u, w)를 검출한다. The current detector (not shown) detects the currents i (u, w) of the motor 20.
좌표변환 연산부(27)는 그 검출된 전류(i)(u, w)를 회전 좌표상으로 변환한다. The coordinate conversion calculation unit 27 converts the detected current i (u, w) onto the rotational coordinate.
위치 오차 추정기(21)는 회전자의 위치 오차(Δθ^)를 추정한다. The position error estimator 21 estimates the position error Δθ ^ of the rotor.
속도 추정기(24)는, 그 추정된 위치 오차(Δθ^)가 제로가 되는 각속도(ωre^)를 추정한다. The speed estimator 24 estimates the angular velocity? Re ^ at which the estimated position error Δθ ^ becomes zero.
적분기(26)는 그 속도 추정기(24)의 출력(ωre^)을 적분하여, 회전자의 위치 [θ(γδ)^]를 산출한다. The integrator 26 integrates the output? Re ^ of the speed estimator 24 to calculate the position of the rotor [θ (γδ) ^].
속도 제어기(12)는 회전자 위치를 추정하여, 속도 지령값(ωre*)과, 속도 추정기(24)의 출력(ωre^)의 오차를 제로로 하기 위하여 사용된다.The speed controller 12 estimates the rotor position and is used to zero the error between the speed command value ωre * and the output ωre ^ of the speed estimator 24.
전류제어기(14)는 γ축(d축)전류의 지령값(iγ*)과, 실제로 검출된 전류정보로부터 구해진 γ축 전류(iγ)와의 오차를 제로로 하기 위하여 사용된다. The current controller 14 is used to zero the error between the command value iγ * of the γ-axis (d-axis) current and the γ-axis current iγ obtained from the actually detected current information.
속도 제어기(12)의 출력의 전압지령값[V(m)*]과, 전류제어기(14)의 출력의 위상 지령값(Vβ*)에 의거하여 PWM 출력값[V(u, v, w)*]이 산출된다.On the basis of the voltage command value [V (m) * ] of the output of the speed controller 12 and the phase command value V [beta] * of the output of the current controller 14, the PWM output value [V (u, v, w) * ] Is calculated.
전압 생성부(15)는 속도 제어기(12)로부터 출력되는 전압 진폭 지령[V(m)*]과, 가산기(18)로부터 출력되는 전압지령의 위상[V(θ)*]에 의거하여 PWM 인버터(17)에 출력되는 전압지령[V(u, v, w)]을 생성한다.The voltage generation unit 15 is based on the voltage amplitude command [V (m) * ] output from the speed controller 12 and the phase [V (θ) * ] of the voltage command output from the adder 18. Generate a voltage command [V (u, v, w)] output to (17).
전압보상기(16)는 전압 생성기(15)에 의하여 생성된 PWM 인버터(17)에의 전압지령값[V(u, v)*]을 입력하고, 그 값[V(u, v)*]에 대하여 위상, 진폭을 보정한 전압추정값[Vmd(u, v)^]을 출력한다.The voltage compensator 16 inputs a voltage command value [V (u, v) * ] to the PWM inverter 17 generated by the voltage generator 15, and with respect to the value [V (u, v) * ]. Output the voltage estimation value [Vmd (u, v) ^] corrected for phase and amplitude.
좌표변환 연산부(28)는 전압 보상기(16)로부터 출력된 전압 추정치[Vmd(u, v)^]를 회전 좌표상으로 변환한다. The coordinate conversion calculator 28 converts the voltage estimate Vmd (u, v) ^ output from the voltage compensator 16 onto the rotational coordinate.
도 3 내지 도 5는 본 실시형태의 모터제어장치(10)의 다른 구성예를 나타내고 있다. 도 3, 도 4, 도 5의 차이는, 어느 출력의 안정성을 향상시키는지에 따라 다르고, 안정화시키고 싶은 제어출력에 저대역 통과필터(LPF)를 삽입하고 있다. LPF의 삽입에 의하여 응답성이 약간 저하하는 경우도 있으나, 안정성의 확보가 우선하는 경우에는, LPF가 삽입된다. 도 3 내지 도 5의 어느 것의 구성을 채용할지는, 모터의 특징이나 부하의 특징에 따라 다르다. 그 LPF 에 관한 구성 이외는, 공통의 시스템구성이다. 이하에서는 도 3을 참조하여 모터제어장치(10)의 구성을 설명하는 것으로 하고, 필요에 따라 도 4 또는 도 5를 참조하는 것으로 한다. 3 to 5 show another example of the configuration of the motor control apparatus 10 of the present embodiment. 3, 4, and 5 differ depending on which output stability is improved, and a low pass filter (LPF) is inserted into the control output to be stabilized. In some cases, responsiveness may be slightly degraded by the insertion of the LPF. However, when securing the stability is a priority, the LPF is inserted. Which of the configurations in FIGS. 3 to 5 is adopted depends on the characteristics of the motor and the characteristics of the load. It is a common system structure other than the structure regarding the LPF. Hereinafter, the configuration of the motor control apparatus 10 will be described with reference to FIG. 3, and referring to FIG. 4 or 5 as necessary.
모터제어장치(10)에 대한 지령값은, 각속도(ωre*)와 γ축 전류(Iγ*) 이다. The command values for the motor controller 10 are the angular velocity? Re * and the? Axis current I? *.
가산기(11)에서는 각속도 지령값(ωre*)과, 각속도 추정값(ωre^)의 편차가 산출된다. 그 편차는, PI(비례적분)제어기에 의하여 구성되는 속도 제어기(12)에 입력된다. 속도 제어기(12)로부터 출력되는 출력지령은, 전압 진폭 지령[V(m)*]이 된다. 이 전압 진폭 지령[V(m)*]은, 모터(20)의 3상 지령 전압의 진폭 지령이다. In the adder 11, the deviation between the angular velocity command value omega * and the estimated angular velocity omega ^ is calculated. The deviation is input to the speed controller 12 constituted by a PI (proportional integral) controller. The output command output from the speed controller 12 is a voltage amplitude command [V (m) *]. The voltage amplitude command V (m) * is an amplitude command of the three-phase command voltage of the motor 20.
가산기(13)에서는, γ축 전류지령값(Iγ*)과, 모터전류로부터 검출, 연산된 Iγ의 편차가 연산된다. 그 편차는, PI 제어기에 의해 구성되는 전류제어기(14)에 입력된다. 전류제어기(14)로부터 출력되는 출력지령은, 전압위상의 지령값(Vβ*)이 된다. 이 전압위상의 지령값(Vβ*)은 모터(20)의 3상 지령 전압의 위상지령이다. 도 5에 나타내는 바와 같이, 모터(20)의 운전을 안정화시키기 위하여, 이 전압위상의 지령값(Vβ*)의 출력을 디지털의 LPF(31)를 통과시켜 진동성분 등을 저감하고 지령전압 위상을 안정화시켜도 좋다. In the adder 13, the deviation between the γ-axis current command value Iγ * and Iγ detected and calculated from the motor current is calculated. The deviation is input to the current controller 14 constituted by the PI controller. The output command output from the current controller 14 becomes the command value Vβ * of the voltage phase. The command value Vβ * of this voltage phase is a phase command of the three-phase command voltage of the motor 20. As shown in Fig. 5, in order to stabilize the operation of the motor 20, the output of the command value Vβ * of the voltage phase is passed through the digital LPF 31 to reduce the vibration component and the like and to adjust the command voltage phase. You may stabilize.
가산기(18)에서는 전압의 위상지령(Vβ*)과, 추정된 회전자의 위치(θ)(γδ^)와의 합이，전압지령의 위상[V(θ)*]으로서 구해진다. 그 전압지령의 위상[V(θ)*]은, 전압 생성부(15)에 입력된다. 이 전압 생성부(15)에 있어서, 예를 들면 다음과 같은 지령 전압 파형이 생성된다. In the adder 18, the sum of the phase command Vβ * of the voltage and the estimated position θ (γδ ^) of the rotor is obtained as the phase [V (θ) *] of the voltage command. The phase V (θ) * of the voltage command is input to the voltage generator 15. In the voltage generator 15, for example, the following command voltage waveform is generated.
이와 같은 전압지령[V(u, v, w)]이 PWM 인버터(17)에 출력된다. PWM 인버터(17)는 인버터회로 등에 의하여 구성되고, PWM의 파형을 생성한다. 이 PWM 인버터(17)로서는 종래부터 흔히 사용된 일반의 PWM 인버터가 사용되기 때문에, 그 설명은 생략한다. This voltage command V (u, v, w) is output to the PWM inverter 17. The PWM inverter 17 is constituted by an inverter circuit or the like and generates a waveform of PWM. As this PWM inverter 17, since a conventional PWM inverter commonly used conventionally is used, the description is abbreviate | omitted.
PWM 인버터(17)에 의하여 실제로 IPM 모터(20)가 구동되고 있을 때에, 모터(20)의 상전류가 검출된다. 이 검출회로는 CT 등을 사용하고, CT의 2차측에 오퍼레이션 앰플리파이어에 의한 증폭회로를 구성하면, 용이하게 상전류를 전압신호로 변환한 값(파형)을 얻을 수 있다. 이 모터 상전류의 파형은, 아날로그값이기 때문에, 이것을 AD 컨버터 등에 의하여 디지털값으로 변환하여, 연산할 수 있는 값으로 변환한다. When the IPM motor 20 is actually driven by the PWM inverter 17, the phase current of the motor 20 is detected. This detection circuit uses a CT or the like, and if an amplification circuit using an operation amplifier is formed on the secondary side of the CT, a value (waveform) obtained by easily converting a phase current into a voltage signal can be obtained. Since the waveform of the motor phase current is an analog value, it is converted into a digital value by an AD converter or the like and converted into a value that can be calculated.
또, 이 모터의 상전류(iu, iw)는 정지 좌표계에서 본 전류이기 때문에, 이것을 좌표변환 연산부(27)에서 추정 회전 좌표계로 좌표 변환한다. 이 변환 행렬은 다음과 같은 행렬이다. In addition, since the phase currents iu and iw of this motor are the electric currents seen from the stationary coordinate system, this coordinate conversion is carried out by the coordinate conversion calculating part 27 to the estimated rotational coordinate system. This transformation matrix is:
이 연산된 전류(iγ, iδ)는, 모터(20)에 기인하는 고조파성분이나 노이즈가 중첩되어 있기 때문에, 이 연산결과는 디지털의 LPF(32)(도 5)를 통과시켜 고조파성분이나 노이즈 등을 저감할 수 있다. 모터(20)의 특성이나 인버터장치(17) 등의 특성에 의하여 이 LPF(32)를 생략하는 것도 가능하다. Since the calculated currents iγ and iδ are overlapped with harmonic components and noise due to the motor 20, this calculation result is passed through the digital LPF 32 (FIG. 5). Can be reduced. It is also possible to omit this LPF 32 according to the characteristic of the motor 20, the inverter apparatus 17, etc.
가산기(13)에 있어서, 전류(iγ)와 γ축 전류 지령값(iγ*)과의 편차가 산출되고, 그 편차가 전류제어기(14)에 입력된다. 또 전류(iγ)는 위치 오차 추정기(21)에 있어서의 연산이나, 인덕턴스 보상기(22)에 있어서의 연산에 사용된다. 한편 전류(iδ)는, 위치 오차 추정기(21)에 있어서의 연산이나, 인덕턴스 보상기(22)에 있어서의 연산에 사용된다. In the adder 13, the deviation between the current iγ and the γ-axis current command value iγ * is calculated, and the deviation is input to the current controller 14. The current i γ is used for the calculation in the position error estimator 21 and the calculation in the inductance compensator 22. On the other hand, the current i δ is used for the calculation in the position error estimator 21 and the calculation in the inductance compensator 22.
인덕턴스 보상기(22)에 있어서의 인덕턴스 보상은, 인덕턴스의 포화나 모델화오차 등을 보상하는 구성으로 한다. 이 인덕턴스 보상은, 적어도 전류(iγ, iδ)나 회전수의 1개 이상의 변수의 함수가 되도록 구성된다. 이 보상은 근사식이나 테이블 등을 사용하면 좋다. Inductance compensation in the inductance compensator 22 is configured to compensate for inductance saturation, modeling error, and the like. This inductance compensation is configured to be a function of at least one variable of the current iγ, iδ and rotation speed. You can use an approximation or a table for this compensation.
전압 보상기(16)는 전압 생성기(15)에 의하여 생성된 PWM 인버터(17)에의 전압 지령값[V(u, v)*]을 입력하고, 그 값[V(u, v)*]에 대하여 위상, 진폭을 보정한 전압 추정값[Vmd(u, v)^]을 출력한다. 이 전압 보상기(16)로 행하여지는 보정은, PWM 인버터(17)에 있어서의 입출력의 비선형성을 고려한 것으로, PWM 인버터(17)로부터 모터(20)에의 출력에 대응하도록 행하여진다. The voltage compensator 16 inputs a voltage command value [V (u, v) *] to the PWM inverter 17 generated by the voltage generator 15, and with respect to the value [V (u, v) *]. Output the voltage estimation value [Vmd (u, v) ^] with the phase and amplitude corrected. The correction performed by the voltage compensator 16 takes into account the nonlinearity of the input and output in the PWM inverter 17, and is performed to correspond to the output from the PWM inverter 17 to the motor 20.
이하에, 위치 오차 추정기(21)에 있어서의 연산에 대하여 상세하게 설명한다. The calculation in the position error estimator 21 will be described in detail below.
d - q축 실회전 좌표계에서의 모터모델에 의한 전압 방정식을 하기 [수학식 8]에 나타낸다. The voltage equation based on the motor model in the d-q-axis actual rotation coordinate system is shown in Equation 8 below.
kE는, 유기 전압정수이다.k E is an induced voltage constant.
γ- δ축 추정 회전 좌표계에서의 모터모델에 의한 전압 방정식은 하기 [수학식 9]로 나타낸다. The voltage equation by the motor model in the γ-δ axis estimated rotational coordinate system is represented by the following [Equation 9].
여기서, 인덕턴스(L)의 각각의 파라미터는 하기 [수학식 10]으로 나타낸다. Here, each parameter of the inductance L is represented by the following [Equation 10].
여기서, Δθ가 제로가 되도록 제어하고 있기 때문에, Δθ ≒ 0 이고, 따라서 SinΔθ≒ 0, cos Δθ ≒ 1 이다. 이 근사를 이용하면 Δθ에 대하여, 하기 [수학식 11]이 얻어진다.Here, since it controls so that (DELTA) (theta) becomes zero, it is (DELTA) (theta) '0 and therefore Sin (DELTA) (theta)' 0 and cos (DELTA) (theta) '1. Using this approximation, the following [Equation 11] is obtained with respect to Δθ.
여기서, 유기전압(V)은, 자속(φ)을 미분한 것이기 때문에, 자속량에 대한 관계식으로서 하기 [수학식 12]를 얻을 수 있다. 즉, 상기 [수학식 11]의 전압방정식을 각속도(ωre)로 제산함으로써, 하기 [수학식 12]의 자속 방정식을 얻을 수 있다. Since the induced voltage V is the derivative of the magnetic flux φ, the following [Equation 12] can be obtained as a relational expression for the magnetic flux amount. That is, by dividing the voltage equation of [Equation 11] by the angular velocity [omega] re, the magnetic flux equation of [Equation 12] can be obtained.
Δθre ≒ sin Δθre의 근사를 이용하면, 하기 [수학식 13]을 얻을 수 있다. Using the approximation of Δθre ≒ sin Δθre, the following equation (13) can be obtained.
여기서, 전류의 과도항은 무시하고, p(i) ≒ 0 으로 하였다. 또 K'는 유기 전압 정수의 역수에 상당하고, K' > 0을 만족하는 임의의 정수 또는 함수와 같이 가변으로 하여도 좋다.Here, the transient term of the current was ignored, and p (i) p 0 was set. K 'corresponds to the reciprocal of the induced voltage constant, and may be variable as an arbitrary integer or function satisfying K'> 0.
DC 모터가 회전하기 때문에, V는 ω에 비례한 값이 되므로, 상기 [수학식 13]의 식에 있어서, Vγ은, ω에 비례한 값이다. 따라서 상기 [수학식 13]의 (Vγ-Riγ)/ωre의 항은, ω에 의존한 값으로는 되지 않는다. 이 때문에 상기 [수학식 13]으로부터 Δθre를 구하고, 그 Δθre를 제로로 하는 제어를 행하면, 안정적인 제어를 행할 수 있다.Since the DC motor rotates, V becomes a value proportional to ω. In the above formula (13), Vγ is a value proportional to ω. Therefore, the term (Vγ-Riγ) / ωre in the above formula (13) does not become a value depending on ω. For this reason, stable control can be performed by obtaining Δθre from the above Equation 13 and controlling the value of Δθre to zero.
또한, p(i) ≠0이라 하고, 과도항을 고려하면, 하기 [수학식 14]와 같이 된다.In addition, p (i)? 0, and considering the transient term, it becomes as follows.
K"는 K" > 0을 만족하는 임의의 정수 또는 함수로서 제어 가능하다. 응답성을 중시하는 경우에는 K"를 큰 값으로 하고, 응답성보다도 안정성을 중시하고 싶은 경우에는 K" = 0으로 한다. 이 경우에는 상기 [수학식 13]과 동일한 식이 된다.K "can be controlled as any integer or function satisfying K"> 0. When importance is placed on responsiveness, K "is set to a large value, and when importance is placed on stability rather than responsiveness, K" = 0. In this case, it becomes the same formula as [Equation 13] above.
도 1은 상기 [수학식 13]을 이용하여 위치 오차 추정을 행하는 위치 오차 추정기(21)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 2는 상기 [수학식 14]를 이용하여 위치 오차 추정을 행하는 위치 오차 추정기(21)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 2에 있어서, 과도항이란, (Δiγ/ωre)에 대응하고 있다. 도 1 및 도 2에 나타내는 바와 같이 위치 오차 추정기(21)는 자속(φδ)을 추정하는 자속연산부와, 그 추정된 자속 (φδ)에 의거하여 위치오차(Δθ)를 추정하는 위치 오차 연산부를 구비하고 있다. 도 1 및 도 3에 있어서, R은 모터의 권선저항이다. q축 인덕턴스(Lq*)는, 인덕턴스 보상기(22)에 의하여 구해진다. q축 인덕턴스(Lq*)는 미리 센서부착의 모터로 실험에 의하여 구해진 iγ, iδ, ωre의 함수이다.1 is a block diagram showing the configuration of a position error estimator 21 that performs position error estimation using Equation (13) above. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the position error estimator 21 which performs position error estimation using Equation (14). In FIG. 2, the transient term corresponds to (Δiγ / ωre). As shown in Figs. 1 and 2, the position error estimator 21 includes a magnetic flux calculation unit for estimating the magnetic flux φδ and a position error calculating unit for estimating the position error Δθ based on the estimated magnetic flux φδ. Doing. 1 and 3, R is the winding resistance of the motor. The q-axis inductance Lq * is obtained by the inductance compensator 22. The q-axis inductance Lq * is a function of iγ, iδ, and ωre previously obtained by experiments with a motor with a sensor.
도 1에 있어서, 위치 오차 추정기(21)의 자속 연산부는 모터 인가전압(Vγ)으로부터 전류에 있어서의 전압강하(R ·Iγ)의 차(Vγ- R ·Iγ)를 적분하여 이루어지는 자속((Vγ- R ·Iγ)/ωre)과, 모터 권선의 인덕턴스(Lq)와 전류(iδ)의 곱에 의한 자속(Lq ·iδ)을 추정하고, 그 추정된 자속((Vγ- R ·Iγ)/ωre + Lq ·iδ)에 의거하여 회전 좌표축(q축)과 그 회전 좌표축의 추정축(δ축)과의 자속 오차(φδ)를 구하고, 위치 오차 추정기(21)의 위치 오차 연산부는, 그 자속 오차(φδ)에 의거하여 회전자 위치(Δθ)를 추정한다.In Fig. 1, the magnetic flux calculating section of the position error estimator 21 integrates the difference (Vγ-R · Iγ) of the voltage drop R · Iγ in the current from the motor applied voltage Vγ to the magnetic flux (Vγ -The magnetic flux Lq iδ by the product of the inductance Lq of the motor winding and the current iδ is estimated, and the estimated magnetic flux (Vγ-RIγ / ωre). The magnetic flux error (φδ) between the rotational coordinate axis (q-axis) and the estimated axis (δ-axis) of the rotational coordinate axis is calculated on the basis of + Lq.iδ), and the position error calculating unit of the position error estimator 21 has the magnetic flux error. The rotor position Δθ is estimated based on φδ.
또, 도 2에 있어서, 위치 오차 추정기(21)의 자속 연산부는, 모터 인가전압(Vγ)으로부터 전류에 있어서의 전압강하((R + pLd) ·Iγ)의 차(Vγ - (R + pLd) ·Iγ)를 적분하여 이루어지는 자속((Vγ - (R + pLd) ·Iγ)/ωre )과, 모터 권선의 인덕턴스(Lq)와 전류(iδ)의 곱에 의한 자속(Lq ·iδ)을 추정하고, 그 추정된 자속((Vγ - (R + pLd) ·Iγ)/ωre + Lq ·iδ)에 의거하여 회전 좌표축(q축)과 그 회전 좌표축의 추정축(δ축)과의 자속 오차(φδ)를 구하고, 위치 오차 추정기(21)의 위치 오차 연산부는, 그 자속 오차(φδ)에 의거하여 회전자 위치(Δθ)를 추정한다.In Fig. 2, the magnetic flux calculating section of the position error estimator 21 has the difference Vγ-(R + pLd) of the voltage drop ((R + pLd) · Iγ) from the motor applied voltage Vγ to the current. The magnetic flux ((Vγ-(R + pLd) Iγ) / ωre) obtained by integrating Iγ) and the magnetic flux Lq iδ by the product of the inductance Lq of the motor winding and the current iδ are estimated. Based on the estimated magnetic flux ((Vγ-(R + pLd) Iγ) / ωre + Lqiδ), the magnetic flux error (φδ) between the rotational coordinate axis (q-axis) and the estimated axis (δ-axis) of the rotational coordinate axis ), And the position error calculating unit of the position error estimator 21 estimates the rotor position Δθ based on the magnetic flux error φδ.
도 3에 나타내는 바와 같이, 위치 오차 추정기(21)에 의하여 구해진 위치 오차[Δθre((Δθ^)]는, 속도 추정기(24)에 출력된다.As shown in FIG. 3, the position error Δθre ((Δθ ^)) obtained by the position error estimator 21 is output to the speed estimator 24.
위치 오차 추정기(21)로 산출된 위치 오차((Δθ^)는, PI제어기에 의하여 구성된 속도 추정기(24)에 입력된다. 속도 추정기(24)는, 그 Δθ^가 제로가 되는 각속도 추정값(ωre^)을 산출한다. 여기서, 속도 추정기(24)로서는 통상 일반의 PI 제어기가 사용된다. 속도 추정기(24)에 있어서의 연산식은, 하기 [수학식 15]에 나타내는 바와 같다.The position error (Δθ ^) calculated by the position error estimator 21 is input to the speed estimator 24 configured by the PI controller.The speed estimator 24 has an angular velocity estimated value ωre such that Δθ ^ becomes zero. ^) Here, the general PI controller is used normally as the speed estimator 24. The calculation formula in the speed estimator 24 is as shown in following formula (15).
속도 추정기(24)에 의하여 구해진 각속도 추정값(ωre^)은, 가산기(11)에 출력되고, 상기한 바와 같이 속도의 피드백제어에 이용된다. 그 속도 피드백제어에 의하여 전압 진폭 지령[V(m)*]이 생성된다. 또 각속도 추정값(ωre^)을 적분기(26)로 적분하여, 회전자의 위치 추정값[θre(γδ)^]을 산출한다. 그 산출된 위치 추정값 [θre(γδ)^]은, 전압 위상 지령의 가산기(18) 및 좌표 변환기(27, 28)의 각각에 입력된다. The angular velocity estimated value? Re ^ obtained by the speed estimator 24 is output to the adder 11 and used for the feedback control of the speed as described above. The voltage feedback command V (m) * is generated by the speed feedback control. In addition, the angular velocity estimated value? Re ^ is integrated into the integrator 26 to calculate the position estimate value? Re (? Δ) ^ of the rotor. The calculated position estimation value [theta] re ([gamma] [delta]) ^] is input to each of the adder 18 and the coordinate converters 27 and 28 of the voltage phase command.
가산기(18)에서는 위치 추정값[θre(γδ)^]에 의거하여 전압 생성부(15)에 입력되는 전압 위상 지령[V(θ)*]이 생성된다. 이와 같이 위치 오차 추정기(21)에 의하여 추정된 Δθ^의 위치 어긋남이 전압 위상 지령[V(θ)*]에 반영됨으로써, Δθ^의 위치 어긋남이 모터(20)에 반영된다. In the adder 18, a voltage phase command [V ([theta]) *] input to the voltage generator 15 is generated based on the position estimate value [theta] re ([gamma] [delta]) ^]. Thus, the position shift of Δθ ^ estimated by the position error estimator 21 is reflected in the voltage phase command V (θ) *, whereby the position shift of Δθ ^ is reflected in the motor 20.
모터(20)의 실제의 위치가 추정값과 일치하도록 각속도 추정값(ωre^)의 조정을 행하여, 그 적분값인 추정 좌표계상의 위치[θre(γδ)^]를 구하고, 그 d - q 축과 γ- δ축의 위치가 일치하도록 피드백제어가 행하여진다. 또 그 각속도 추정값 (ωre^)을 속도 피드백제어에 이용하는 경우에는, 안정화시키기 위하여 LPF(33)(도 4)를 통과시켜도 좋다. The angular velocity estimated value ωre ^ is adjusted so that the actual position of the motor 20 coincides with the estimated value, and the position [θre (γδ) ^] on the estimated coordinate system as the integral value is obtained, and the d-q axis and γ- Feedback control is performed so that the position of the delta axis coincides. When the angular velocity estimated value? Re ^ is used for the speed feedback control, the LPF 33 (Fig. 4) may be passed in order to stabilize.
상기한 바와 같이 본 실시형태의 모터제어장치(10)에서는 전류치로서는 센서에 의하여 검출된 값이 사용되나, 전압값으로서는 지령값 또는 추정값이 사용된다(전압센서는 사용되고 있지 않다). 돌극성을 가지는 모터(IPM 모터)의 운전에 있어서 중요한 요소인 인덕턴스에 대해서는, 인덕턴스 추정값(지령값)이, 인덕턴스 보상기(22)에 의하여 구해진다. 각속도(ω)에 관해서는 본 실시형태에서는 과도적인 것이 나타내는 것을 고려하여 추정값이 사용되나, 지령값이 사용되는 것도 가능하다. As described above, in the motor control apparatus 10 of the present embodiment, a value detected by the sensor is used as the current value, but a command value or an estimated value is used as the voltage value (the voltage sensor is not used). The inductance estimation value (command value) is obtained by the inductance compensator 22 for the inductance which is an important factor in the operation of the motor having the pole polarity (IPM motor). Regarding the angular velocity omega, in the present embodiment, an estimated value is used in consideration of what is shown to be transient, but a command value may be used.
상기한 바와 같이, 본 실시형태에 의하면 자속을 사용하여 위치 추정을 행함으로써, ωre에 무관계한 물리량이 얻어진다. [수학식 13] 또는 [수학식 14]의 식을 사용함으로써, 게인 조정이 용이하게 되고, 간단하고 또한 단시간으로의 연산으로 안정성이 향상된 모터제어를 실현할 수 있다. 본 실시형태의 회전자 위치 추정방법이 적용된 모터제어장치에 의하여 모터를 제어하면, 안정된 모터의 운전이 가능하게 된다. 본 실시형태의 회전자 위치 추정방법이 적용된 모터제어장치에 의하여 제어되는 모터를 컴프레서 모터로서 이용하면, 고효율, 저소음의 컴프레서(도시 생략)를 제공할 수 있다. 또 그 컴프레서를 공기조화기(도시 생략)에 적용하면, 공기조화기의 소비전력의 저감에 기여할 수 있다. As described above, according to the present embodiment, by performing the position estimation using the magnetic flux, a physical quantity irrelevant to ωre is obtained. By using the equations (13) or (14), gain adjustment can be facilitated, and motor control with improved stability can be realized by simple and short time operation. When the motor is controlled by the motor control apparatus to which the rotor position estimation method of the present embodiment is applied, stable motor operation becomes possible. When a motor controlled by the motor control apparatus to which the rotor position estimation method of the present embodiment is applied is used as a compressor motor, a highly efficient, low noise compressor (not shown) can be provided. In addition, if the compressor is applied to an air conditioner (not shown), it can contribute to the reduction of power consumption of the air conditioner.
상기 비특허문헌 1에 기재된 기술과 대비하면, 유기전압이 회전수(ω)에 비례하는 값이기 때문에, 유기전압에 의거하여 추정된 위치 오차(Δθ)는 ω에 의존하는 값이 되어, 참값으로부터 크게 어긋나 있을 가능성이 높은 데 대하여, 영구자석의 자속은 ω에 의존하지 않는 물질 고유의 값이기 때문에 자속에 의거하여 추정된 위치 오차(Δθ)는 참값 또는 참값에 가까운 값이다. 따라서 자속은 위치추정(위치 오차 추정)에 사용하는 데 적합하다. Compared with the technique described in the above Non-Patent Document 1, since the induced voltage is a value proportional to the rotational speed ω, the position error Δθ estimated based on the induced voltage becomes a value dependent on ω, and from the true value The magnetic flux of the permanent magnet is a material-intrinsic value that does not depend on ω. However, the positional error Δθ estimated based on the magnetic flux is a true value or a value close to the true value. The magnetic flux is therefore suitable for use in position estimation (position error estimation).
또한 Δθre를 구함에 있어서, 상기 [수학식 11]로부터 하기 [수학식 16] 및 [수학식 17]과 같이 전개할 수 있다. In addition, in obtaining (DELTA) (theta) re, it can develop from said [Equation 11] like following [Equation 16] and [Equation 17].
여기서, Δθ≒ 0으로 하는 제어를 행하기 위하여, 실제상은 상기 [수학식 17]의 분모까지 고려하지 않아도 분자만을 고려한 이하의 [수학식 18]에 의하여 제어를 행하는 것이 있다. Here, in order to perform control of Δθ ≒ 0, the control may be performed by the following Equation 18 considering only the numerator without actually considering the denominator of Equation 17 above.
Δθ≒ 0 으로 하는 제어를 실시간으로 행하기 위하여, 연산량을 적게 하도록 상기 [수학식 17]의 식이 아니라, 상기 [수학식 18]의 식과 같이 sin으로 근사한 식으로부터 Δθ를 구하는 경우가 있다. In order to perform the control of Δθ ≒ 0 in real time, Δθ may be obtained from an equation approximated by sin as in the above Equation 18, rather than the above Equation 17 to reduce the amount of computation.
그러나, [수학식 17]의 식인 Δθ= tan-1( )의 속은, ω의존성이 잘 상쇄되는 (분모와 분자에 ω에 의존하는 항이 있기 때문에 양자로 상쇄할 수 있고, ω 의존성이 없다)것에 대하여, [수학식 18]의 식을 계산하는 경우에는, Δθ가 ω에 의존하는 값이 되어 버린다.However, the genera of [Delta] [theta] = tan -1 (), which is expressed in Equation 17, can be canceled bilaterally because there is a term that depends on ω in the denominator and the molecule, and can be canceled by both. On the other hand, when calculating the formula of [Equation 18], Δθ becomes a value depending on ω.
이것은 [수학식 18]의 식에서는, 유기전압을 산출하고 있기 때문에, 회전수에 비례하는 특징량이 되고, 상기한 [수학식 3]의 식을 이용한 경우(상기 비특허문헌 1의 기술)와 동일한 문제를 가지게 된다. 즉, Δθ의 0으로의 수속성은 나쁜 것이 되고, 또 축 어긋남 조정기의 게인 조정에 있어서는, 모터(20)의 회전속도에 따라 다른 게인 조정이 필요하게 되어 제어 구성상 복잡하게 된다. 이것에 대하여 본 실시형태에 의하면 상기한 바와 같이 자속을 이용하여 위치추정을 행함으로써 ω에 무관계한 Δθ를 추정할 수 있다. Since the induced voltage is calculated in the formula of [Equation 18], this is a characteristic amount proportional to the rotational speed, and the same as in the case of using the formula of [Equation 3] described above (described in the above Non-Patent Document 1) You have a problem. That is, the convergence property of Δθ to zero is poor, and in gain adjustment of the axial shift controller, different gain adjustments are required depending on the rotational speed of the motor 20, which is complicated in the control configuration. In contrast, according to the present embodiment, Δθ irrelevant to ω can be estimated by performing position estimation using the magnetic flux as described above.
또한 본 실시형태의 모터제어장치(10)에서는 q축과 δ축과의 사이에서 Δθ (자속 오차)를 구한 쪽이 바람직하다. d축에는 영구자석에 의한 자속(φ)이 존재하고, d축에 직교하는 q축에서는 φ= 0 이다. q축과 δ축과의 사이에서 Δθ를 구한 경우에는, φ= 0(q축)으로 피드백 제어하면 좋다. 이것은 d축과 γ축과의 사이에서 Δθ를 구하여, φ(d축)으로 피드백으로 제어하는 경우에 비하여 제어가 행하기 쉽다. d축과 γ축과의 사이에서 Δθ를 구하여, 자속(φ)으로 피드백 제어하고자 하면, 자속(φ)은 영구자석의 물질에 고유의 값이기 때문에, 영구자석의 세기 등에 의하여 변하는 φ의 값에 따라, 모터마다 지령값을 바꾸지 않으면 안되기 때문이다. 한편, 상기를 대신하여 본 실시형태에 있어서도, d축과 γ축과의 사이에서 Δθ를 구하는 것도 가능하다. In the motor control apparatus 10 of the present embodiment, it is preferable to obtain Δθ (magnetic flux error) between the q axis and the δ axis. The magnetic flux? by the permanent magnet is present on the d-axis, and? = 0 on the q-axis orthogonal to the d-axis. When Δθ is obtained between the q axis and the δ axis, feedback control may be performed at φ = 0 (q axis). This is easier to control as compared with the case where DELTA? When Δθ is obtained between the d-axis and the γ-axis, and the feedback control is performed by the magnetic flux φ, the magnetic flux φ is intrinsic to the material of the permanent magnet. This is because the command value must be changed for each motor. In addition, in this embodiment instead of the above, it is also possible to calculate (DELTA) (theta) between d-axis and (gamma) axis.
본 발명에 의하면, 제어기의 설계가 용이하고, 안정성을 얻기 쉽다. 또 저속 영역에서의 위치추정 정밀도가 향상된다. According to the present invention, the design of the controller is easy and stability is easily obtained. In addition, the position estimation accuracy in the low speed region is improved.
도 1은 본 발명의 회전자 위치 추정방법의 일 실시형태가 적용되는 모터제어장치의 위치 오차 추정기에 있어서의 과도항이 없는 경우의 연산의 블럭도,1 is a block diagram of the calculation when there is no transient term in the position error estimator of the motor control apparatus to which an embodiment of the rotor position estimation method of the present invention is applied;
도 2는 본 발명의 회전자 위치 추정방법의 일 실시형태가 적용되는 모터제어장치의 위치 오차 추정기에 있어서의 과도항이 있는 경우의 연산의 블럭도,Fig. 2 is a block diagram of the calculation when there is a transient term in the position error estimator of the motor control apparatus to which an embodiment of the rotor position estimation method of the present invention is applied;
도 3은 본 발명의 회전자 위치 추정방법의 일 실시형태가 적용되는 모터제어장치의 구성을 나타내는 블럭도,3 is a block diagram showing the configuration of a motor control apparatus to which an embodiment of the rotor position estimation method of the present invention is applied;
도 4는 본 발명의 회전자 위치 추정방법의 일 실시형태가 적용되는 모터제어장치의 다른 구성을 나타내는 블럭도,4 is a block diagram showing another configuration of a motor control apparatus to which an embodiment of the rotor position estimation method of the present invention is applied;
도 5는 발명의 회전자 위치 추정방법의 일 실시형태가 적용되는 모터제어장치의 또 다른 구성을 나타내는 블럭도,5 is a block diagram showing another configuration of a motor control apparatus to which an embodiment of the rotor position estimation method of the invention is applied;
도 6은 센서리스제어를 위한 모델을 나타내는 도면이다.6 is a diagram illustrating a model for sensorless control.
※도면의 주요부분에 대한 부호의 설명※ Explanation of symbols for main parts of drawing
10 : 모터제어장치 11 : 가산기 10: motor control device 11: adder
12 : 속도 제어기 13 : 가산기 12 speed controller 13 adder
14 : 전류제어기 15 : 전압생성부14 current controller 15 voltage generator
16 : 전압보상기 17 : PWM 인버터16: voltage compensator 17: PWM inverter
21 : 위치 오차 추정기 22 : 인덕턴스 보상기21: position error estimator 22: inductance compensator
24 : 속도 추정기 26 : 적분기 24: speed estimator 26: integrator
27 : 좌표변환 연산부 28 : 좌표변환 연산부27: coordinate conversion calculator 28: coordinate conversion calculator
31 : LPF 32 : LPF31: LPF 32: LPF
33 : LPF 33: LPF
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