KR20050073586A - 무선 수신기 및 ａｍ 억제와 ｄｃ-오프셋 제거를 위한 방법 - Google Patents

Abstract

통신 수신기는 데이터 수신을 위해 낮은-IF 아키텍쳐를 사용하는 기저대역 신호 복구 회로(4)를 포함한다. 기저대역 신호 복구 회로는 채널 선택 및 필터링(5)을 위해 풀-아날로그 구현을 사용한다. 따라서, 아날로그-디지털 변환기의 설계에 있어서의 오버헤드가 상당히 완화되고, 대부분의 하드웨어는 단순한 변경만으로 멀티-모드 애플리케이션들에 다시 사용될 수 있다.

Description

무선 수신기 및 ＡＭ 억제와 ＤＣ-오프셋 제거를 위한 방법{RADIO RECEIVER AND METHOD FOR AM SUPPRESSION AND DC-OFFSET REMOVAL}

본 발명은 일반적으로 신호 처리 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 통신 시스템의 수신기에서 기저대역 신호를 수신하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.

모뎀 무선 통신 시스템들에 사용하기에는 소형 폼 팩터를 갖고, 저비용으로 제조될 수 있는 무선 송수신기의 설계가 매우 바람직하며, 이는 특히 셀룰러 시스템에서 더욱 그러하다. 그러나, 다수의 셀룰러 표준들이 감도 및 선택성이라는 점에서 엄격한 성능을 요구하기 때문에 완전히 집적화된 무선 송수신기 설계는 곤란하다.

직접-변환 무선 송수신기 아키텍쳐는 널리 사용되는 슈퍼헤테로다인 아키텍쳐를 대체하기 위한 이상적인 해결적이라 생각된다. 선택성 및 감도 요건들이 수신기에서 동시에 충족되어야 하기 때문에 설계의 곤란성은 송신기 측에서 보다 수신기 측에서 훨씬 엄격하다.

도 1은 종래 기술의 슈퍼헤테로다인 무선 수신기 아키텍쳐를 나타내고, 도 2는 종래 기술의 직접-변환 무선 수신기 아키텍쳐를 나타낸다.

이들 아키텍쳐 사이의 차이점 중 하나는 슈퍼헤테로다인 아키텍쳐가 일부 특정된 IF(중간 주파수; Intermediate Frequency)에서 채널 선택과 증폭을 수행한다는 점이다. 하나 이상의 외부 채널 선택 필터들은 세라믹 필터 또는 SAW 필터들에 의해 형성되더라도, IF에서 채널 선택을 수행하는 것이 적어도 이하의 면에서 유리하다.

첫째, 간단한 AC 커플링이 DC-오프셋의 생성을 제거할 수 있고 빠른 세팅을 가능하게 하므로, DC-오프셋은 이슈가 아니다. 또한, 증폭은 DC와는 거리가 먼 IF 주파수에서 수행되기 때문에, 종래 기술의 직접 변환 무선 수신기에서 발견된 1/f 노이즈 문제점이 최소화된다. 둘째, 강한 차단기들과 인접 채널 신호들은 거의-이상적인 패시브 필터들에 의해 대부분 필터링된다. 따라서, 선형성에 대한 고려는 완화된다.

직접-변환 무선 수신기 아키텍쳐는 종래 기술의 상술된 문제점들을 해결하고 이에 대처하여야 한다. 수퍼헤테로다인 수신기와는 달리, 직접 변환 수신기에서 DC-오프셋은 이슈가 되고, 따라서 적절한 DC-오프셋 제거 회로가 채택되어야 한다. 이러한 DC-오프셋 제거 회로가 작동하더라도, 실제 애플리케이션들에는 많은 단점들이 존재한다.

첫째, DC-오프셋 상쇄 루프의 컷-오프 주파수는 심볼간 간섭 효과를 감소시키기 위해 요구되는 신호 대역폭보다 충분히 작아야 한다. 통상적으로, DC-오프셋 상쇄 루프의 컷-오프 주파수는 채널 대역폭의 1/1000로 설정된다. 이러한 DC 서보 루프를 소형 다이 사이즈로 할 수 있는 기술들이 제안되어 왔지만, GSM 및 PDC 통신 네트워크에서 사용되는 등의 매우 작은 채널 대역폭의 경우에, 회로 파라미터들의 설계는 현실적이지 못하다.

GSM 표준에서, 채널 간격은 200KHz이고 PDC에서만 25KHz이다. 설상가상으로, GMS 표준에서 사용되는 GMSK 신호는 DC로 다운-변환될 때 대부분의 신호 에너지가 DC에 있다. 따라서, GSM 애플리케이션들에서 DC-오프셋 상쇄는 더욱 수행하기 어렵게 된다. DC-오프셋 상쇄 루프는 스태틱 DC-오프셋을 리젝트(reject)할 수 있지만, 다이나믹 DC-오프셋이 발생할 때 긴 과도 현상(transient)이 발견된다. 세팅 시간은 컷-오프 주파수에 역비례하고, 따라서 일부 애플리케이션들에 대해서는 수용되지 못할 수 있다.

특히, GSM의 모든 요건들을 만족시키기 위해, 무선 수신기는 싱글-톤 차단 테스트 및 AM 억제 테스트를 통과하도록 설계되어야 한다. 싱글 톤 차단기의 경우 신호 파워가 크더라도, 차단 신호는 연속적인 사인파 신호로 가정되기 때문에, 내장 DC-오프셋 제거 회로는 강한 차단기 신호로부터의 2차 왜곡에 의해 유발된 DC-오프셋을 용이하게 필터링해 낼 수 있다. 그러나, AM 억제 테스트에서, 강한 차단 신호는 패킷의 중간지점에 도달하고, 따라서 이러한 차단기에 의해 유발된 DC-오프셋은 그리 빠르게 필터링될 수 없고 세팅을 위해 긴 시간동안 남게 된다.

GSM 애플리케이션들에서도, 패킷-기반 신호 전송으로 인해 1회(one-time) DC-오프셋이 일반적으로 채택된다. 이러한 경우, DC-오프셋은 디지털 기저대역 모뎀에서 적절하게 필터링되지 않는다면 기저대역 출력에서의 신호-대-잡음 비를 떨어뜨리게 될 것이다. 모뎀 GMSK 복조기들은 디지털 신호 처리 이전에 고성능 아날로그-디지털 변환기를 포함한다. DSP에 다이나믹 레인지가 높고 추가적인 DC-오프셋 정정 방법을 갖는 아날로그-디지털 변환기를 사용하는 것이 이러한 문제점을 해결할 수 있지만, 이는 여전히 아날로그-디지털 변환기에 대한 설계 곤란성을 초래하고, DC-오프셋은 아날로그-디지털 변환기의 다이나믹 레인지를 초과하지 않아야 한다.

DC-오프셋 문제점 및 AM 억제를 해결하기 위해 제안되어 왔던 방법 중 하나는 다이나믹 레인지가 높은 아날로그-디지털 변환기를 사용하는 것과 디지털 신호 처리기에서 동작하는 DC-오프셋 상쇄 알고리즘을 채택하는 것이다. 이러한 경우, DC-오프셋량은 아날로그-디지털 변환기의 최대 다이나믹 레인지를 초과하지 않기에 충분히 작아야 한다. 통상적으로, 대부분의 채널 선택 및 이득 제어는 수신기의 아날로그 부분이 아니라 기저대역 모뎀에서 수행된다. 주요한 설계 과제는 고성능 아날로그-디지털 변환기를 설계하는 것이다.

DC-오프셋 문제점 또는 2차 왜곡을 해결하기 위해 제안되어 왔던 다른 방법은 직접-변환 아키텍쳐 보다는 매우 낮은 IF 아키텍쳐를 사용하는 것이다. 매우 낮은 IF 아키텍쳐에서는, 2차 왜곡에 의해 유발된 DC-오프셋이 신호 대역 외부에 놓이므로 디지털 필터링에 의해 용이하게 제거된다. 2차 왜곡량을 나타내는 IIP2에 대한 요건은 낮은 IF 수신기에서의 필터링량에 의해 완화된다. 그러나, 디지털 필터링은 또한 아날로그-디지털 변환기에 다수의 비트들을 요구하며, 전류 소비로 인해 수용되지 않을 수 있다. 따라서, 디지털 낮은 IF 무선 수신기 아키텍쳐의 사용은 GSM 등의 애플리케이션에 제한된다.

상술한 참조사항들은 추가적인 또는 대안적인 상세사항들, 특징들 및/또는 기술 배경을 시사하기에 적절한 부분이 본 명세서에 통합된다.

본 발명은 동일 참조번호들이 동일한 구성요소들을 지칭하는 첨부 도면들을 참조하여 이하에 보다 상세히 설명될 것이다:

도 1은 종래 기술의 수퍼헤테로다인 무선 수신기를 나타내는 블럭도이다;

도 2는 종래 기술의 직접 변환 무선 수신기를 나타내는 블럭도이다;

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 무선 수신기의 블럭도이다;

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 타원형 필터의 전달 함수를 나타내는 도면이다;

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 구현되는 무선 수신기의 여러 스테이지들에서 생성되는 파형들을 나타내는 도면이다;

도 6은 본 발명의 제2 국부 발진기(LO) 신호에 대응하는 발진기 신호를 생성하기 위한 DDFS 회로를 나타내는 블럭도이다;

도 7은 본 발명의 제2 국부 발진기(LO) 신호에 대응하는 발진기 신호를 생성하기 위한 다른 회로를 나타내는 블럭도이다.

본 발명의 목적은 적어도 상술한 문제점들 및/또는 단점들을 해결하고, 이하 설명되는 장점들을 적어도 제공하고자 하는 것이다.

본 발명은 데이터 수신을 위해 낮은 IF 아키텍쳐를 사용하는 기저대역 신호 복구 회로를 포함하는 수신기를 제공한다. 이러한 수신기가 바람직하게는 채널 선택 및 필터링을 위해 풀-아날로그(full-analog) 구현을 사용한다. 따라서, 아날로그-디지털 변환기의 설계에 있어서의 오버헤드가 상당히 완화되고, 대부분의 하드웨어는 단순한 변경만으로 멀티-모드 애플리케이션들에 다시 사용될 수 있다. 본 발명은 고집적 무선 수신기 아키텍쳐들을 요구하는 애플리케이션들에 사용하기 적합하다.

본 발명의 추가적인 장점들, 목적들 및 특징들은 일부가 이하의 설명에 개시될 것이며, 일부는 본 발명을 따라 고찰하면 당업자들에게 자명하게 되거나, 또는 본 발명의 실행으로부터 학습될 수 있다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 기저대역 신호 복구 회로를 나타낸다. 종래 기술의 직접 변환 무선 아키텍쳐 대신에, 본 발명은 데이터 수신을 위해 낮은 IF 아키텍쳐를 사용한다. 그러나, 다른 종래 기술 시스템들과는 달리, 본 발명의 적어도 일 실시예는 채널 선택 및 필터링을 위해 풀-아날로그 구현을 사용한다. 따라서, 아날로그-디지털 변환기의 설계에 있어서의 오버헤드가 상당히 완화되고, 대부분의 하드웨어는 단순한 변경만으로 멀티-모드 애플리케이션들에 다시 사용될 수 있다.

도 3에 도시된 바와 같이, RF 전단(front-end) 믹서는 믹서들(2 및 3)을 포함하는 쿼드러쳐 믹서를 사용하여 LNA(1)로부터의 RF 신호를 개별 중간 주파수 I 및 Q 신호들로 다운-변환한다. 쿼드러쳐 믹서는 충분한 이미지 리젝트를 위해 I/Q 신호에 잘-정합된 위상과 이득을 가져야 한다. GSM 표준에서의 약한 인접 채널 신호 파워에 의해, 요구되는 이미지 리젝트량은 약 40dB이다.

제1 다운-변환 스테이지 이후, 최적 이득 스테이지 및 필터링 스테이지가 채택되어, 강한 대역외 신호들을 부분적으로 리젝트하고 노이즈가 후속 스테이지들에 전파되는 것을 차단한다.

제2 다운-변환 믹서(4)는 낮은 IF 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 이러한 제2 다운-변환을 수행한 후, 최적 이득 스테이지 또한 노이즈가 후속 스테이지에 입력되는 것을 차단하도록 구현된다. 잔여 DC-오프셋 신호 또는 2차 왜곡으로부터 유도된 다이나믹 DC-오프셋은 제2 믹서를 통해 주파수 전환을 경험하게 되어, 주파수는 제2 LO 신호의 주파수와 동일하게 된다.

제2 다운-변환 후, 제2 LO 신호의 주파수와 동일한 주파수에서 노치가 깊은 노치-필터(5)가 제공되어 원하지 않는 신호를 억제한다. 저역 통과 필터가 사용되어 원하지 않는 신호를 리젝트할 수 있지만, 스태틱 또는 다이나믹 DC-오프셋에 의해 유발된 싱글-톤 신호를 제거하기에는 노치 필터가 훨씬 적합하다. 노치 필터는 타원형 필터 및/또는 일부 소망하는 주파수에 제로를 갖는 채비셰프(chebyschef)-II 타입으로 구현될 수 있다. DC 서보 루프와는 달리, DC-오프셋이 DC에 놓이는 것 보다는 오히려 고 주파수로 전환되기 때문에 현재 오프셋 상쇄 회로의 응답 시간은 매우 빠르다. 따라서, DC-오프셋으로부터의 부작용들이 그 절대값 및 정정 시간 양자 모두에서 상당히 완화된다. 제2 LO 주파수의 설계는 본 발명에서 이미지 리젝션 및 AM 억제 능력이라는 점에서 중요하다. 낮은 IF 아키텍쳐가 사용되면, 제1 LO 믹서 및 제1 LO 믹서(도 3의 "2" 및 "3")에서의 이득과 위상 불균형으로 인해, 대역내 차단 신호로부터 원하는 대역으로의 어느 정도 신호 누설량이 불가피하다.

예를 들어, 제2 LO 신호가 GSM 애플리케이션에서 100KHz이면, 원하는 신호는 100KHz에 집중될 것이다. 원하는 신호로부터 400KHz 아래에 놓인 대역내 차단 신호는 300KHz에 일부 이미지 성분을 가질 것이다. 그 주파수에서의 대역내 차단 신호는 원하는 신호에 비해 40dB 이상 큰 크기를 갖기 때문에, 제1 믹서로부터의 이미지 리젝션은 원하는 SNR을 얻기 위한 36dB보다 우수하다. 제2 LO 신호가 보다 높은 주파수 쪽으로 이동하면, 보다 높은 차단 신호 레벨로 인하여 이미지 리젝션에서의 요건이 훨씬 엄격하게 된다. 따라서, 제1 믹서에 주어지는 이미지 요건을 완화하기 위해서는 제2 LO 주파수를 가능한 낮게 하는 것이 바람직하다. 그러나, 노치 필터의 과도 응답은 노치의 위치에 의존하고, 안정화 시간은 주파수에 역비례한다. GSM 애플리케이션에서 강한 차단 신호에 의해 유발되는 DC-오프셋은 제2 믹서(도 3의 "4")에 의해 주파수 전환을 경험하고, 캐리어 누설이 된다. 이러한 캐리어 누설은 DC-오프셋량에 비례하고, 주파수는 제2 LO 신호와 동일하다. 이러한 캐리어 누설은 기저대역 모뎀에서의 복조 프로세서중 비트 에러를 유발하는 것을 회피하기 위해 빠르게 제거되어야 한다. 노치 필터의 도움에 의한 DC-오프셋 제거의 과도 시간이 매우 긴 경우에 비트 에러가 발생하기 때문에, 노치의 위치는 가능한 높아야 한다. 이미지 리젝션 및 과도 응답의 요건 양자 모두를 고려할 때, 제2 LO 주파수는 일반적으로 100KHz 근처로 결정된다.

도 4는 설계된 위치에 제로를 갖는 타원형 필터의 전달 함수의 일 예를 나타내는 도면이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 노치는 필터 전달 함수의 제로에 의해 유발된다. 필터 전달 함수의 제로는 특정 신호 주파수에서의 이득을 의미하고, 따라서 충분히 억제될 수 있다. GSM 수신기의 특정 예를 고려할 때, 2차 왜곡에 대한 요건은 이하와 같이 계산된다.

입력 차단 신호가 원하는 신호로부터 6MHz 주파수 오프셋에서 -31dBm의 파워를 갖고, 원하는 신호가 감도 레벨로부터 3dB 위에 있는 -99dBm을 갖는 경우를 고려하자. 9dB의 SNR을 유지하기 위해, LNA 입력에서의 IIP2는 이하의 식보다 커야 한다.

2×(-31)－(-99)＋9=46dBm

LNA의 이득이 15dB라고 가정하면, 제1 다운-변환 믹서는 61dBm 이상의 IIP2 성능을 가져야 한다. 이러한 값은 종래 기술에서 사용되는 다른 회로 설계 기술들에 의해서는 아직 달성될 수 없다. 그러나, 본 발명의 실시예들의 2-단계 다운-변환 아키텍쳐에서는, 노치 필터가 신호를 제로 위치에서 30dB 억제한다고 가정하면, IIP2 성능은 동일량 만큼 완화될 수 있다. 믹서에 대한 IIP2의 궁극적인 요건은 약 16dBm으로, 달성될 수 있다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성되는 수신기의 여러 스테이지들에서 생성되는 동작 파형의 다양한 예를 나타낸다. 도시된 바와 같이, LAN(1)의 입력에 강한 차단 신호가 도달하면, 특히 제1 다운-변환 믹서에 어느 정도의 DC-오프셋이 생성된다. 제1 다운-변환 믹서 이후의 저역 통과 필터가 이러한 차단 신호를 억제하더라도, 2차 왜곡으로 인해 DC-오프셋이 생성된다. IF 신호는 신호 대역폭보다 크고, 따라서 DC-오프셋 자체는 원하는 신호 외부에 놓인다.

제2 다운-변환 후, 원하는 신호는 DC에 집중되고, DC-오프셋은 제2 LO 주파수에서 싱글-톤 신호가 된다. 노치 필터는 이러한 싱글-톤 신호를 무시할 수 있는 또는 수용할 수 있는 레벨까지 억제한다. 또한, 제2 다운-변환 후, 최적 이득 스테이지들 및 필터링 스테이지들은, 원하는 신호를 제공하고 아날로그-디지털 변환기에 대한 신호 강도를 충족시키기 위해, 남아있는 간섭요소들을 리젝트한다.

본 발명의 실시예들을 구현함에 있어, 제2 LO 신호는 수용할만한 신호-대-잡음 비(SNR)를 실현하기 위해 스펙트럼 순도(spectral purify)로 설계되는 것이 바람직하다. 제2 LO 신호의 고조파들은 고조파 믹싱 또는 스퓨리어스 믹싱(spurious 믹싱)에 의한 심각한 간섭 문제점들을 발생시키지 않도록 충분히 억제되어야 한다. 또한, LO 신호의 주파수는 제1 LO 신호의 주파수와 정확히 같은 것이 바람직하다.

일 실시예에 따르면, LO 신호들은 위상 고정 루프(PLL; Phase Locked Loop) 회로를 사용하여 생성될 수 있다. 그러나, 제2 LO 신호의 주파수는 일부 환경에서 너무 낮고, 이러한 조건이 존재할 때, 제2 LO 생성을 위해 PLL을 사용하는 것은 상당히 비효율적이다.

따라서, 다른 실시예에 따르면, 본 발명은 제2 국부 발진기(LO) 주파수를 2가지 방식들 중 하나에 의해 생성한다. 첫째 방식은 제2 LO 신호의 생성을 위해 DDFS(Direct Digital Frequency Synthesizer)를 사용하는 것과 관련된다. 본 발명에 사용하기 적합한 DDFS 기술의 일 예는 웹 사이트 "www.analog.com"에 개시되어 있다.

도 6은 DDFS 기술을 구현하는 회로의 일반적인 블럭도를 나타낸다. 본 도면에서, ROM 테이블 및 DAC는 기준 클럭 입력에 의해 클럭킹되고, 회로는 제2 LO 신호를 위해 순수 싱글-톤을 생성한다. ROM의 사이즈 및 DAC의 비트에 의존하여, 본 예의 스펙트럼 순도는 -90dBc보다 적게 된다. 도 6에서, 사인 룩업 테이블은 정수 사이클에 대한 사인(sine) 데이터를 포함한다. 당업자라면 선험적인 함수 데이터가 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고도 룩업 테이블에 사용될 수 있다는 것을 이해할 것이다.

둘째 방식은 고조파 신호들을 리젝트하기 위해 후처리 필터링에 의해 분할된 기준 클럭 입력을 사용하는 것과 관련된다. 도 7은 이러한 접근방식에 기초하여 LO 주파수 신호를 생성하는 회로예를 나타낸다. GSM 애플리케이션에서 구현될 때, 예를 들어, 전체 시스템은 외부 수정 발진기(oscillator)로부터의 기준 클럭 신호 소스로서 13MHz 또는 26MHz를 사용한다. 100 또는 200회 분할되면, 제2 LO 신호는 130KHz가 된다. 4-분할 회로는 싱글-사이드다운 변환에 정확한 쿼드러쳐 신호를 제2 믹서에 제공한다. 클럭 신호의 여러 고조파들은 최종 분할 스테이지 이후 추가적인 필터링 신호에 의해 제거된다.

본 발명은 적어도 이하의 면에서 종래 기술의 시스템들 보다 성능이 좋다. 본 발명의 무선 수신기 아키텍쳐는 강한 차단 신호에 의해 유발된 스태틱 DC-오프셋 및 다이나믹 DC-오프셋을 제거하는데 아날로그 회로 기술을 사용한다. 이미지-리젝팅 구조 및 매우 낮은 주파수에서 동작하는 제2 믹서를 사용하므로써, IIP2의 시스템 요건이 상당히 완화된다. 또한, DC-오프셋은 주파수 전환으로 인해 고 주파수 신호로 전환되기 때문에, 임의 종류의 부정합 또는 차단 신호 레벨의 급격한 변화의 결과로서 발생되는 임의의 DC-오프셋이 매우 빨리 제거될 수 있다.

다른 종래 기술의 DC-오프셋 상쇄 루프에 요구되는 작은 시상수(time constant)가 더 이상 요구되지 않기 때문에, DC-오프셋을 제거하는데 요구되는 과도 응답도 빠르다. DC-오프셋을 억제하는 무선 수신기의 아날로그 구현을 이용하므로써, 본 발명의 무선 수신기 아키텍쳐는 GSM 애플리케이션을 포함하여 대부분의 무선 애플리케이션들에서 완전히 집적화된 무선 송수신기에 적용될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에서, 무선 수신 방법은, 제1 전단 다운 변환 믹서를 사용하여, 제1 LNA(Low Noise Amplifier)로부터의 RF 신호를 개별 중간 주파수 I 및 Q 신호들로 다운-변환하는 것을 포함한다.

본 발명의 다른 실시예에서, 무선 수신 방법은, 다운-변환 동작을 사용하여, DC에 집중되는 원하는 신호를 얻고, DC-오프셋은 복수의 LO(Local Oscillator) 주파수들 중 하나에서 싱글-톤 신호가 된다.

본 발명에 대한 다른 변경들 및 변화들이 지금까지의 설명으로부터 당업자들에게는 자명할 것이다. 따라서, 본 발명의 특정 실시예들만이 구체적으로 설명되었지만, 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 여러가지 변형이 이루어질 수 있다는 것은 자명할 것이다.

지금까지의 실시예들 및 장점들은 단지 예시적인 것으로 본 발명을 제한하려는 것은 아니다. 본 발명에서 시사하는 바는 다른 타입의 장치들에도 바로 적용될 수 있다. 본 발명의 설명은 예시적인 것이며, 청구 범위의 범위를 제한하려는 것은 아니다. 당업자들에게는 많은 대안들, 변경들 및 변화들이 자명할 것이다. 청구범위에서, 수단-기능(means-plus-function) 절들은 본 명세서에 설명된 구조들을 언급된 기능들을 수행하는 것으로서 커버하기 위한 것으로서, 구조적 등가물들 뿐만 아니라 등가 구조물들도 커버하기 위한 것이다.

Claims (24)

1. 제1 저잡음 증폭기(LNA; Low Noise Amplifier)로부터의 RF 신호를 개별 중간 주파수 I 및 Q 신호들로 다운-변환하는 제1 전단(front-end) 다운-변환 믹서를 포함하는 무선 수신기.
2. 제 1 항에 있어서,

   쿼드러쳐 믹서가 상기 RF 신호의 다운-변환을 수행하고, 상기 믹서는 상기 I/Q 신호에서의 위상 및 이득과 정합하는 무선 수신기.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 위상 및 이득이 정합되어 이미지 리젝션량을 달성하는 무선 수신기.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 이미지 리젝션량은 약 40dB인 무선 수신기.
5. 제 1 항에 있어서,

   이득 스테이지 및 필터링 스테이지가 사용되어, 대역외 신호들을 부분적으로 리젝트하고, 노이즈가 후속 스테이지에 전파되는 것을 차단하는 무선 수신기.
6. 제 1 항에 있어서,

   제2 다운-변환 믹서가 낮은-IF 신호를 기저 대역 신호로 변환하는 무선 수신기.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 제2 믹서는 캐리어 누설을 초래하는 스태틱 또는 다이나믹 DC 오프셋을 주파수 도메인에서 전환하고, 상기 캐리어 누설은 상기 제2 LO 주파수와 동일한 주파수에 놓이는 무선 수신기.
8. 제 6 항에 있어서,

   노이즈가 후속 스테이지로 입력되는 것을 차단하기 위해 이득 스테이지가 사용되는 무선 수신기.
9. 제 6 항에 있어서,

   스태틱 또는 다이나믹 DC-오프셋에 의해 유발된 캐리어 누설을 제거하기 위해 노치 필터가 사용되는 무선 수신기.
10. 제 8 항에 있어서,

    상기 노치 필터는 적어도 하나의 타원형 필터(elliptic filter) 및 채비셰프-II 타입 필터를 포함하는 무선 수신기.
11. 제 1 항에 있어서,

    적어도 하나의 LO 신호를 포함하는 복수의 국부 발진기(LO) 신호들 및 제2 LO 신호가 위상 고정 루프(PLL; Phase Locked Loop) 회로를 사용하여 생성되는 무선 수신기.
12. 제 10 항에 있어서,

    상기 제2 LO 신호는 DDFS(Direct Digital Frequency Synthesizer)를 사용하여 생성되는 무선 수신기.
13. 제 10 항에 있어서,

    상기 제2 LO 신호는 필터링에 의해 분할된 기준 클럭 입력을 사용하여 생성되어 고조파 신호들을 리젝트하는 무선 수신기.
14. 제1 전단 다운-변환 믹서를 사용하여 제1 저잡음 증폭기(LNA)로부터의 RF 신호를 개별 중간 주파수 I 및 Q 신호들로 다운-변환하는 무선 수신 방법.
15. 제 14 항에 있어서,

    이득 스테이지 및 필터링 스테이지가 사용되어, 대역외 신호들을 부분적으로 리젝트하고 노이즈가 후속 스테이지에 전파하는 것을 차단하는 무선 수신 방법.
16. 제 14 항에 있어서,

    제2 다운-변환 믹서가 낮은-IF 신호를 기저대역 신호로 변환하는 무선 수신 방법.
17. 제 14 항에 있어서,

    이득 스테이지가 사용되어 노이즈가 후속 스테이지에 입력되는 것을 차단하는 무선 수신 방법.
18. 제 14 항에 있어서,

    낮은-IF 아키텍쳐가 사용되어 데이터를 수신하는 무선 수신 방법.
19. 다운-변환 동작을 사용하여, DC에 집중되는 원하는 신호를 취득하고, DC-오프셋은 제2 LO 주파수에서 캐리어 누설이 되는 무선 수신 방법.
20. 제 19 항에 있어서,

    노치 필터가 사용되어 상기 캐리어 누설을 수용가능한 레벨로 억제하는 무선 수신 방법.
21. 제 19 항에 있어서,

    제2 LO 신호의 고조파들이 스펙트럼 순도(spectral purify)에 의해 설계되어, 수용가능한 신호-대-잡음 비(SNR)을 달성하는 무선 수신 방법.
22. 제 21 항에 있어서,

    제1 LO 신호와 제2 LO 신호의 주파수 합계는 안테나로부터의 원하는 RF 신호 주파수와 동일한 무선 수신 방법.
23. 제 21 항에 있어서,

    제1 LO 신호의 주파수는 제2 LO 신호의 주파수와 동일한 무선 수신 방법.
24. 제 23 항에 있어서,

    제1 LO 신호는 안테나로부터의 인입 캐리어 신호와 가까운 매우 높은 주파수이고, 제2 LO 신호는 DC에 가까우며, 전체 수신기 아키텍쳐는 낮은-IF 아키텍쳐가 되는 무선 수신 방법.