KR20040008228A

KR20040008228A - 전송 포맷 조합 표시자 신호 방식을 이용한 변조 및 코딩구성과 다중 코드의 최적화

Info

Publication number: KR20040008228A
Application number: KR10-2003-7016877A
Authority: KR
Inventors: 콴레이몬드; 포우티아이넨에바; 하마라이넨셉포; 말카마키에사
Original assignee: 노키아 코포레이션
Priority date: 2001-06-25
Filing date: 2002-06-25
Publication date: 2004-01-28
Also published as: EP1410517A2; WO2003001681A2; BRPI0210557B1; AU2002314411A1; EP1410517B1; CN1520643A; EP1410517A4; CN1320779C; CA2450234A1; BR0210557A; WO2003001681A3; JP2004536505A; US20030081692A1; CA2450234C; JP4188818B2; US7206332B2

Abstract

적응 변조 및 코딩과 다중 코드 전송간의 이차원 최적화는 가장 높은 사용가능한 변조 및 코딩 집합 또는 구성(MCS)이 채널화 코드의 최대(또는 그보다 적은) 허용 개수를 달성할 수 있는 최고 비트율을 목표로 한다. 최고 비트율에서의 최적화된 MCS와 채널화 코드의 수는 전송 포맷 조합 표시자(TFCI)를 이용한 전력 정보와 함께 송신기에서 수신기로 전달된다. 사용자 장비는 최적화와 노드 B의 시그널링 결과를 실행하는 역할을 하거나 UE로부터 노드 B까지 보내진 무선 링크 성능 측정의 응답에서 노드 B 또는 RNC에 의해 실행된 결과를 대신 받는다.

Description

전송 포맷 조합 표시자 신호 방식을 이용한 변조 및 코딩 구성과 다중 코드의 최적화{Optimization of MCS and multicode with TFCI signaling}

무선 통신에서 스케줄링과 적응 변조 및 코딩은 학문적이고 상업적인 문맥의 양쪽에서 고찰되어 왔다. 예를 들어, Nilo Kasimiro Ericsson이 쓴 논문인 "On Scheduling and Adaptive Modulation in Wireless Communications"(2001년 6월)에서, 서비스되는 응용들을 위하여 요구되는 통신 품질을 충족하면서 무선 링크에서 높은 대역폭 효율성을 달성하기 위하여 모든 수준에서의 적응(adaptivity)이 가장 중요한 방안이라고 지적되었다. 또한, 채널 상태의 지식을 활용함으로써 상황 변화에 따른 적응으로 인한 최악의 설계를 피할 수 있음이 강조되었다. 최악 방식에 의하여 채널 변동을 풀어나가는 것보다는 채널 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio; SNR)가 변함에 따라 변조 포맷을 변화시킬 수 있음이 보여졌다. 예를 들어, 위 논문의 29쪽 그림 5.3을 참조할 수 있다. 선택된 심벌 오류율을 위하여 변조 수준이 채널 SNR의 변동에 따라 적응될 수 있다. 동일한 주제가 Peter Malm이 쓴 논문인 "Channel Separation, Alphabet Size, and Code Rate in Cellular Radio Systems"(1999년 2월)에서 다루어졌다. Malm은 인접 채널 분리(adjacent channel separation), 채널 알파벳 크기(channel alphabet size)와 채널 코드율(channel code rate)이 셀룰러 시스템의 성능에 어떻게 영향을 미치는지를 분석하였다. 그 분석의 결론들 중의 하나는 채널 알파벳 크기의 증가를 통해서는 일정 수준 이상의 셀룰러 시스템의 스펙트럼 효율성(spectrum efficiency)을 향상시킬 수 없다는 것이다. 대신에, 소형에서 중형 알파벳 크기는 최대 성능을 보인다. 이것은 주파수 재사용 메카니즘이 대형 클러스터 크기를 요구함으로써 대형 알파벳을 혹사하기 때문이다. 클러스터 크기가 처리 능력보다 빨리 증가함으로써, 대형 채널 알파벳으로부터 스펙트럼 효율성의 장점을 얻을 수 없다.

최신 기술로 Goldsmith 등이 쓴 "Adaptive Coded Modulation for Fading Channels"(IEEE Transactions on Communications, Vol. 46, N. 5, 1998년 5월)과 T. Ue 등이 쓴 "Symbol Rate and Modulation Level-Controlled Adaptive Modula-tion/TDMA/TDD System for High-Bit-Rate Wireless Data Transmission"(IEEE Tran-sactions on Vehicular Technology, Vol. 47, No. 4, 1998년 11월)과 같은 최근 문헌이 또한 참조될 수 있을 것이다.

표준 분야에서, 제3 세대 제휴 프로젝트(the Third Generation Partnership Project; 3GPP)는 고속 하향 링크 패킷 접근(high-speed downlink packet access; HSDPA)을 위한 타당성을 결정하기 위한 연구를 착수하였으며, 여기서 적응 변조 및 코딩, 혼성 ARQ(hybrid ARQ; HARQ) 및 다른 진보된 특징들에 관한 기술들이 처리 능력을 증가시키고, 지연을 줄이고, 높은 최대 비율(peak rates)을 이루기 위한 목표를 가지고 논의되고 평가되었다. "UTRA High-Speed Downlink Packet Access" (3GPP TR 25.950 v4.0.0, 2001-03; Release 4)를 참조할 수 있다. 위 3 GPP 문헌에서, 셀룰러 통신 시스템에서, 사용자 장비(user equipment; UE)에 의하여 수신된 신호의 품질은 복수의 요소들(희망 및 간섭 기지국간의 거리, 패스 손실 지수, 로그 노멀 셰도잉(log-normal shadowing), 단기 Rayleigh 페이딩과 잡음)에 의존하여 변화한다고 설명되었다. 시스템 용량(system capacity), 피크 데이터율과 커버리지 신뢰도를 높이기 위해서는, 특정 사용자에게 송신되고, 그로부터 수신되는 신호가 링크 적응이라고 통상 일컬어지는 과정을 통한 신호 품질 변화를 설명하기 위하여 수정될 수 있어야 한다. CDMA 시스템은 링크 적응을 위한 선호 방법으로 빠른 전력 제어를 사용하였다.

3GPP 연구에서, 적응 변조 및 코딩(AMC)이 전체 시스템 용량을 높일 것으로 기대되는 차선적인 링크 적응 방법으로 계획되었다. AMC는 변조 코딩 구성이 각 사용자를 위한 평균 채널 상태에 부합하는 유연성(flexibility)을 제공한다. AMC에서, 전송된 신호의 전력은 프레임 간격 동안에 일정하게 유지되고, 변조 및 오류정정 코딩 포맷은 현 수신 신호의 품질 또는 채널 상태에 부합하도록 변화된다. AMC를 채택한 시스템에서, 기지국(base station; BTS)에 가까운 사용자들은 전형적으로 높은 코드율(예를 들어, R=3/4 터보 코드에 의한 64 QAM)에 의한 높은 순위 변조가 할당되나, 변조 순위 및/또는 코드율은 기지국으로부터의 거리가 증가할수록 감소할 것이다. AMC는 3GPP의 하향 링크 공유 채널(Downlink Shared Channel; DSCH)에 의하여 작동되는 것과 같은 팻파이프(fat-pipe) 스케줄링 기술과 결합될 때 가장 효율적이다. 팻파이프 다중화에 귀착하는 최고의 장점으로, 시간 도메인 스케줄링과 결합된 AMC는 UE 페이딩 포락선(envelope)에서의 단기 변동의 장점을 취하여 UE가 항상 건설적인 페이드(constructive fade)로 서비스되는 기회를 제공한다.

확산 코드 도메인에서, HSDPA 전송은 고정된 확산 인자 및 다중 코드 전송을 사용할 수 있을 것으로 제안되었다. TR 25.950 v4.0.0(2001-03) 6.3.1장을 참조할 수 있다. 이러한 고정된 HSDPA 확산 인자의 선택은 성능, UE 복잡도와 유연성( HSDPA 전송을 위한 용량(capacity)의 전체적인 할당의 세분성(granularity))에 대한 영향의 평가에 기초한 것일 것이다. 복잡도 등에의 영향과 비교하여 HSDPA를 위한 가변 확산 인자를 지원함에 있어서 어떤 추가적인 유연성 장점이 어느 가능 범위까지 있을 수 있는지에 대한 고찰이 또한 추천된다. 채널화, 혼합화(scrambling) 및 QPSK 변조를 포함하여 확산에 관한 개론을 위하여 "Spreading and modulation (FDD)"(3G TS 25.213 v4.0.0; 2001-03)과 "Spreading and Modulation (TDD)"(3G TS 25.223 v.4.0.0; 2001-03)이 참조될 수 있다.

적응 변조와 코딩을 위한 스케줄링은 무선 통신을 위하여 이미 고찰되어 왔지만, WCDMA 통신망에서 변조 및 (오류 정정) 코딩 구성(MCS)과 관련하여 직교 가변 확산 인자(Orthogonal Variable Spreading Factor; OVSF) 코드의 수의 선택에 기초하여 사용자 처리 능력을 최적화하는 패킷 스케줄링 알고리즘을 능가하는 구체적인 제안(concrete proposal)은 아직 없었다. 게다가, 이러한 최적화에 기초한 적절한 전력 수준의 신호 방식(signaling)의 필요성에 대하여 인식된 적이 없었다.

본 발명은 이동 통신망에서 무선 링크를 통하여 전송되는 물리 계층의 변조를 위하여 사용되는 변조 및 (오류 정정) 코딩 구성(modulation and (error corre-ction) coding scheme; MCS)의 유형, 최적화된 MCS와 채널화(channelization) 코드 집합 정보의 신호 방식 뿐만 아니라, 채널화(채널화 코드 집합)를 위하여 사용되는 다수의 확산 코드들(spreading codes)을 최적화하기 위한 알고리즘에 관한 것으로, 특히 고속 데이터 패킷 접근(High Speed Data Packet Access; HSDPA)과 광대역 코드 분할 다중 접근(Wideband Code Division Multiple Access; WCDMA)에 적응 변조 및 코딩을 확장함에 관한 것이다.

도 1은 본 발명에 따른, 셀룰러 무선 통신 시스템에서의 적응 변조 및 오류 정정 코딩에 의한 다중 코드 채널화의 사용의 이차원 최적화 흐름도이다.

도 2는 본 발명의 HSDPA 실시예에서의 사용자당 채널화 코드(코드 채널)의 최대값의 함수로서 평균 DSCH 비트율을 도시하고 있다.

도 3은 상기 HSDPA 실시예에서의 사용자당 코드 채널의 최대값의 함수로서 접속당 평균 DSCH 비트율을 도시하고 있다.

도 4는 상기 HSDPA 실시예에서의 사용자당 코드 채널의 최대값의 함수로서 접속당 평균 전송 지연을 도시하고 있다.

도 5는 전송 계층에서 물리계층, 물리계층에서 전송계층으로의 매핑을 위한 상위 계층들과 물리 계층 간의 인터페이스를 도시하고 있다.

도 6은 6 HSDPA 채널(N=6)에서의 HARQ 타이밍도를 도시하고 있다.

도 7은 첫 번째 HSDPA DL 구조를 도시하고 있다.

도 8은 두 번째 HSDPA DL 구조를 도시하고 있다.

도 9는 HSDPA를 위한 전송 채널 코딩 구조를 도시하고 있다.

도 10은 표 2의 QSPK 1/4, 5 코드에서의 채널 코딩과 물리적 세그멘테이션의 첫 번째 예를 도시하고 있다.

도 11은 표 2의 QSPK 3/4, 5 코드에서의 채널 코딩과 물리적 세그멘테이션의 두 번째 예를 도시하고 있다.

본 발명은 이동 통신망에서의 무선 링크를 위한 최적화된 적응 변조 및 코딩과 다중 코드 전송을 제공함을 목적으로 한다.

또한, 본 발명은 무선 링크를 통한 송신기에서 수신기로의 최적화 신호를 위한 적절한 신호 방식을 제공함을 다른 목적으로 한다.

본 발명의 첫 번째 측면에 따른 적응 변조 사용 방법은, 이동 통신 시스템에서 시간에 따라 변하는 무선 통신 링크 품질에 따라 무선 통신 링크를 적응적으로 변조함에 사용하는 방법에 있어서, 전송기에 의하여 무선 통신 링크를 통하여 사용하기 위하여 상기 시간에 따라 변하는 무선 통신 링크 품질에 따라 복수의 변조 및 코딩 구성(MCS)들로부터 채널화 코드들의 개수와 MCS를 적응적으로 선택하는 단계, 및 상기 전송기로부터 상기 무선 통신 링크의 수신기로 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수와 관련된 정보를 신호로 알리는 단계를 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수는 미리 저장된 룩업 테이블로부터 선택될 수 있다. 또한, 상기 룩업 테이블은 각 MCS와 연관된 가능한 채널화 코드들의 개수로 만들어짐이 바람직하다. 또한, 상기 룩업 테이블은 하위 MCS로부터 시작하여, 모든 허용되는 채널화 코드들이 나열되도록 만들어지고, 각 후속 MCS를 위해서는 허용되는 채널화 코드들의 최대값을 갖는 이전 MCS의 최대 비트율보다 더 높은 비트율을 제공하는 코드 채널들만이 단지 나열됨이 바람직하다.

또한, 상기 적응적으로 선택하는 단계 이전에 상기 무선 통신 링크 품질을 측정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 수신기는 사용자 장비일 수 있다. 또한, 상기 측정하는 단계는 상기 무선 통신 링크의 상기 수신기로 역할하는 사용자 장비에서 수행될 수 있다. 또한, 상기 신호로 알리는 단계는 복수의 사용자 장비 수신기 사이에서 공유되는 제어 채널을 통하여 적응적으로 선택된 MCS와 채널화 코드들의 개수와 관련된 정보를 상기 전송기가 전송함으로써 수행될 수 있다. 상기 전송기가 상기 사용자 장비 수신기들에게 상기 적응적으로 변조된 무선 통신 링크의 하향 링크 공유 채널을 전송하기 전에 상기 정보는 상기 제어 채널을 통하여 전송될 수 있다. 상기 제어 채널은 자동 재송 요구 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수와 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성될 수 있다.

또한, 목표 무선 통신 링크 품질을 위하여, 상기 적응적으로 선택하는 단계는: 차례로 점점 상위 순위 MCS들 각각이 상기 목표 무선 통신 채널 품질을 가지는 상기 채널을 위한 특정 오류 측정을 달성할 수 있지를 테스트하는 단계, 및 상기 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지지 않으면서 최대 또는 그보다 적은 허용된 채널화 코드들의 개수라고 검사된 최고 순위 MCS를 선택하는 단계를 포함하는 것이 바람직하다.

또한, 상기 전송기는 사용자 장비일 수 있다.

또한, 상기 신호로 알리는 단계는 전송 포맷 결합 표시자(TFCI)를 이용하여 수행되는 것이 바람직하다.

또한, 목표 무선 통신 채널 품질을 위하여, 상기 적응적으로 선택하는 단계는: 상기 시간에 따라 변하는 무선 통신 채널 품질에 따라 특정 오류 측정을 달성할 수 있는 최하 순위 변조 및 코딩 구성(MCS)으로부터 시작하는 단계, 채널이 상기 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지도록 하지 않으면서 최고 채널화 코드들의 개수가 상기 최하 순위 MCS 또는 이어서 테스트되는 상위 순위 MCS라고 검사될 때까지 증가하는 코드 채널들의 개수로 대응적으로 다른 비트율에서 상기 최하 순위 MCS를 테스트하는 단계, 및 그후 채널이 상기 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지도록 하지 않으면서 상기 최고 채널화 코드들의 개수라고 검사된 최하 순위 MCS 또는 최하 상위 순위 MCS를 선택하는 단계를 포함하는 것이 바람직하다.

또한, 상기 전송기에서 상기 수신기로 상기 선택된 최하 순위 MCS 또는 최하 상위 순위 MCS와 관련된 정보를 신호로 알리는 단계를 더 포함하는 것이 바람직하다.

또한, 상기 신호로 알리는 단계는 전송 포맷 결합 표시자(TFCI)를 이용하여 수행됨이 바람직하다.

본 발명의 두 번째 측면에 따른 변조 및 코딩 구성의 선택 방법은, 이동 통신 시스템에서 사용하기 위하여 변조 및 코딩 구성(MCS)을 선택하는 방법에 있어서, 시간에 따라 변하는 무선 통신 채널 품질을 가지는 채널을 위한 특정 오류 측정을 달성할 수 있는 하나의 MCS를 선택하는 단계, 및 목표 무선 통신 채널 품질 아래로 떨어지지 않고 상기 선택된 MCS와 함께 사용할 수 있는 다수의 채널화 코드들을 선택하는 단계를 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기 시스템의 전송기에서 상기 시스템의 수신기로 상기 선택된 MCS와 관련된 정보를 신호로 알리는 단계를 더 포함할 수 있다. 사용자 장비는 UE 또는 노드 B(3GPP의 기지국)/RNC(무선 통신망 제어기)에서 수행되는지 여부에 따라 전송기와 수신기의 역할을 수행할 수 있다. 또한, 상기 신호로 알리는 단계는 전송 포맷 결합 표시자(TFCI)를 이용하여 수행됨이 바람직하다. 상기 전송기는 사용자 장비일 수 있다.

또한, 상기 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수는 미리 저장된 룩업 테이블로부터 선택될 수 있다. 상기 룩업 테이블은 각 MCS와 연관된 가능한 채널화 코드들의 개수로 만들어짐을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.

또한, 상기 룩업 테이블은 최하 MCS로부터 시작하여, 모든 허용되는 채널화 코드들이 나열되도록 만들어지고, 각 후속 MCS를 위해서는 허용되는 채널화 코드들의 최대값을 갖는 이전 MCS의 최대 비트율보다 더 높은 비트율을 제공하는 코드 채널들만이 단지 나열될 수 있다.

또한, 상기 선택하는 단계 이전에 상기 무선 통신 링크 품질을 측정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 측정하는 단계는 사용자 장비에서 수행될 수 있다. 상기 선택하는 단계와 신호로 알리는 단계는 상기 전송기에서 수행되거나 상기 무선 통신 링크의 상기 수신기로 역할하는 상기 사용자 장비 외의 곳에서 수행될 수 있다. 또한, 이 경우 전송기는 기지국 또는 무선 통신망 제어기일 수 있다. 상기 사용자 장비로부터 상기 무선 통신 채널의 상기 전송기로 측정 신호를 제공하는 단계를 더 포함하고, 상기 측정 신호는 상기 사용자 장비에서 수신된 무선 통신 채널 품질을 표시하는 크기를 가질 수 있다. 상기 신호로 알리는 단계는 상기 전송기에 의하여 복수의 사용자 장비 수신기들 사이에 공유되는 제어 채널을 통하여 상기 정보를 전송함으로써 수행될 수 있다. 상기 전송기가 상기 사용자 장비 수신기들에게 하향 링크 공유 전송 채널을 전송하기 전에 상기 정보는 상기 제어 채널을 통하여 전송될 수 있다. 상기 제어 채널은 자동 재송 요구 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 선택된 MCS와 상기 채널화 코드들과 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성될 수 있다.

본 발명의 세 번째 측면에 따른 적응 선택 방법은, 시간에 따라 변하는 무선 통신 채널 품질의 무선 통신 채널을 가지는 이동 통신 시스템에서 사용하기 위한 방법에 있어서, 다른 순위 복잡도의 복수의 변조 및 코딩 구성(MCS)들로부터 MCS를 적응적으로 선택하고, 무선 통신 채널 품질에 기초한 지정된 적응을 위한 것으로, 최하 순위 MCS로부터 시작하여 그후에 시간에 따라 변하는 무선 통신 채널 품질에 따라 특정 오류 측정을 달성할 수 있는 모든 상위 순위 MCS들로 계속하는 단계, 점점 상위 채널화 코드들의 개수들로 대응적으로 다른 비트율에서 무선 통신 채널이목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지도록 하지 않으면서 최대 또는 그보다 적은 허용된 채널화 코드들의 개수가 상기 최하 순위 MCS라고 검사되거나 이어서 테스트되는 상위 순위 MCS라고 검사될 때까지 상기 최하 순위 MCS를 테스트하는 단계, 및 그후 상기 최하 순위 MCS를 선택하거나 무선 통신 채널이 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지도록 하지 않으면서 상기 최대 또는 그보다 적은 허용된 채널화 코드들의 개수라고 검사된 사용할 수 있는 최고 순위 MCS를 선택하는 단계를 포함함을 특징으로 한다.

또한, 전송기에서 상기 무선 통신 채널의 수신기로 상기 선택된 최하 순위 MCS 또는 최고 순위 MCS와 관련된 정보를 신호로 알리는 단계를 더 포함할 수 있다. 사용자 장비는 전송기 또는 수신기의 기능을 충족할 수 있다. 상기 신호로 알리는 단계는 전송 포맷 결합 표시자(TFCI)를 이용하여 수행되는 것이 바람직하다. 상기 MCS들은 미리 저장된 룩업 테이블로부터 상기 채널화 코드들과 연관된 상기 테스트를 위하여 사용할 수 있다. 상기 룩업 테이블은 각 MCS와 연관된 가능한 채널화 코드들의 개수로 만들어질 수 있다. 상기 룩업 테이블은 최하 MCS로부터 시작하여, 모든 허용되는 채널화 코드들이 나열되도록 만들어지고, 각 후속 MCS를 위해서는 허용되는 채널화 코드들의 최대값을 갖는 이전 MCS의 최대 비트율보다 더 높은 비트율을 제공하는 코드 채널들만이 단지 나열될 수 있다.

또한, 상기 선택하는 단계 이전에 상기 무선 통신 채널 품질을 측정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 측정하는 단계는 사용자 장비에서 수행될 수 있다. 상기 테스트하는 단계와 선택하는 단계는 상기 전송기에서 수행되거나 상기 무선통신 링크의 상기 수신기로 역할하는 상기 사용자 장비 외의 곳에서 수행될 수 있다. 상기 전송기는 기지국 또는 무선 통신망 제어기일 수 있다. 상기 신호로 알리는 단계는 상기 전송기에 의하여 복수의 사용자 장비 수신기들 사이에 공유되는 제어 채널을 통하여 상기 정보를 전송함으로써 수행될 수 있다. 상기 전송기가 상기 사용자 장비 수신기들에게 상기 하향 링크 공유 채널을 전송하기 전에 상기 정보는 상기 제어 채널을 통하여 전송될 수 있다. 상기 제어 채널은 자동 재송 요구 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 채널화 코드의 개수와 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성될 수 있다.

본 발명의 이러한 목적, 특징, 장점들과 기타 사항은 첨부된 도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 최적 실시예에 관한 상세한 설명에 의하여 더욱 분명해 질 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 다중 코드 채널화와 적응 변조 및 (오류 정정) 코딩의 이차원 최적화를 구현하기 위한 흐름도이다. 빨리 움직이는 차량에서의 이동 전화 이용자를 위해서도, 천 분의 수초마다 미래의 수신된 무선 통신 링크 전력 변동을 정확히 예측하기 위하여 채널 예측이 백그라운드에서 사용되고 있음이 가정된다. 예를 들어, 다양한 채널의 신호대 잡음의 측정이 연속적으로 수행될 수 있고, 추정치가 버퍼에 공급될 수 있음이 알려져 있다. 버퍼의 내용은 채널 예측기에 의하여 채널 품질의 미래 추정을 획득하기 위하여 사용된다. 종래 기술은 무선 링크 기준에 관한 이러한 예측이 무선 링크를 통하여 오류 없이, 높은 비율에서 데이터 전송을 증가시키기 위하여 변조 복잡도를 할당하기 위한 목표 지역(target area)과함께 사용될 수 있다는 것을 보여준다. 스케줄 결정은 참가 사용자들에게 방송된다. 예를 들어 N. K. Ericsson이 쓴 논문의 2.2 및 5.3 장과 M. Sternad 등이 쓴 "Power Prediction on Broadband Channels" 출판물(IEEE Vehicular Technology Conference, 2001년 봄; VTC 2001S, Rhodes, Greece, 2001년 5월 6-9일)을 참조할 수 있다.

적응 변조 및 코딩과 관련된 종래 기술의 제안에 따라 적절한 변조 복잡도 수준을 찾을 뿐만 아니라, 도 1은 채널화 증가에 따라 선택된 적절한 비트율의 선택과 함께 최적화된 방법으로 선택된 변조 복잡도 수준에서 사용하기 위한 복수의 채널화 코드를 선택하는 방법을 보여준다.

도 1을 참조하면, 단계 10에서 시작된 후에, j 번째 MCS(변조 및 코딩 구성; 여기서 코딩은 오류 정정 코딩을 의미함)의 특정 프레임 오류율(Frame Error Ratio; FER)을 위한 실제 무선 링크 또는 채널 품질 파라미터, 예를 들어 DSCH Eb/No(X)와 목표 품질, 예를 들어 Eb/No(Yj)을 획득하기 위하여 단계 12가 실행된다. Eb/No는 비트당 에너지 또는 전력 밀도와 간섭 및 잡음 전력 밀도간의 비율을 의미한다. 음성 서비스에서 이 비율은 5dB 수준이 일반적이다. 12.2 kbps 비트율에서의 음성 서비스는 3.84Mbps 칩 비율을 사용하여 25db =의 처리 이득을 가진다. 그러므로 이러한 음성 서비스에서 요구되는 광대역 신호대 간섭 비율은 5db - 처리 이득 = -20db이다. 다시 말하여, 신호 전력은 간섭하에서 20 db가 될 수 있고 WCDMA 수신기는 여전히 신호를 검출할 수 있다. FER 대신에, 심벌 오류 확률 또는 블록 오류율(Block Error Ratio; BLER)과 같은 다른 유사한 오류측정 또는 파라미터가 사용될 수 있다. 마찬가지로 Eb/No 대신에 다른 채널 또는 링크 품질 파라미터가 사용될 수 있다. 일반적으로 Ec/Io에의 참조는 간섭(+잡음)당 광대역 칩 에너지를 의미하는 것으로 가정되고, Eb/No(더욱 정확히는 Eb/Io 또는 Eb/(Io+No))는 간섭(+잡음)당 협대역 비트 에너지를 의미하는 것으로 가정된다.

이 알고리즘은 또한 UE들간의 코드 다중화를 할 때 UE를 위한 최적화된 MCS와 코드 채널(채널화 또는 확산 코드)의 수를 찾기 위하여 사용될 수 있다. DSCH가 매핑되는 코드들은 코드 도메인과 시간 도메인의 양쪽에서 사용자들간에 공유될 수 있다. 이 경우, 예를 들어 고정된 DSCH 전력 및/또는 코드 채널은 초기에 UE들 사이에 분할될 수 있고, 만약 전력이 분할된다면, 이 분할된 전력에 대응하는 품질 값은 MCS와 코드 채널의 최적값을 결정하기 위하여 본 발명에서 제시된 최적화 알고리즘이 사용될 수 있고, 몇 개의 코드 채널이 이미 또다른 UE에 할당된 경우라면, UE를 위한 알고리즘의 사용에서 이 또한 고려되어야 한다. 게다가, 코드 다중화는 예를 들어, 어떤 UE를 위한 코드의 최대 개수가 또다른(다수의 다른) UE들을 위한 할당이 종료된 후에 찾아질 수 있도록 수행될 수 있고, 몇몇의 코드 채널은 나머지 UE들로부터 "남겨져서(left over)" 다른 UE들을 위하여 사용될 수 있다. 만약 B 노드에 UE의 사용을 위한 DSCH를 위하여 할당될 수 있는 가용 전력이 약간 더 있다면, UE를 위한 할당은 할당을 위하여 아직 남아있는 코드의 상기 개수로 이루어진다.

도 1의 알고리즘을 구현하는 하나의 방법은 다양한 UE들이 DSCH Eb/No 또는 대응하는 (가능하다면 광대역) 값(예를 들어, 공통 파이럿 채널; Common PilotChannel(CPICH) Ec/Io)을 예를 들어, RNC 또는 B 노드에 있는 패킷 스케줄러에게 보고하게 하는 것이다(현재 HSDPA를 위하여 패킷 스케줄러는 B 노드에 있는 MAC-hs 엔티티(entity)에 있는 것으로 가정한다). 그러나, 알고리즘은 RNC 또는 B 노드 대신에 UE에서 구동할 수도 있다. 이 경우, UE는 최대 MCS와 코드 채널의 수에 관하여 결정하고 이 선택된 값들을 통신망으로 보고한다. 그 정보에 기초하여 노드 B 또는 RNC는 스케줄을 수행한다. 코드 채널(채널화 코드 집합)의 정규(scheduled) 개수와 그 전력 수준은 UE로부터 요청된 것과는 다를 수 있다. 또한, 노드 B 또는 RNC가 그 UE를 위하여 가용할 수 있는 전력과 UE에서 구동하는 알고리즘이 선택할 수 있는 코드 채널의 최대값, 얼마나 많은 코드 채널이 지원되는지를 보고하도록 할 수도 있다. UE는 선택된 MCS와 코드 채널의 수를 통신망에 보고한다. 만약 본 발명이 다른 사용자들 사이의 코드 자원을 코드 다중화하기 위하여 사용된다면, 위에서 언급한 바와 같이, 이러한 상황이 발생할 수 있다. 현재의 최고 비트율( R_curr_best)은 초기값으로 설정된다. 도 1에 도시된 다양한 변수의 정의는 아래에 나열되어 있다.

X = DSCH Eb/No

Yj = j 번째 MCS의 특정 FER을 위한 목표 Eb/No

j = j 번째 MCS(1에서 j_max 까지)

j_best = 사용된 MCS중에서 최고값

j_max = MCS의 최대값

j_selected = j의 선택값

Rj = j 번째 MCS의 단일 코드 비트율

R_curr = 현재의 비트율

R_curr_best = 현재의 최고 비트율

R_selected = 선택된 비트율

N = 사용된 채널화 코드의 수/사용자

N_best = 사용된 N 중에서 최고값

N_max = N의 최대값

N_curr = N의 현재값

N_selected = N의 선택값

현재의 최고 비트율(R_curr_best)을 초기값으로 설정함과 아울러, 현 비트율의 값(R_curr) 또한 초기값으로 설정된다. 이 초기값은 예를 들어, 최하 MCS(j=1)에 대응하는 Rj(단일 코드 비트율)에 대응하는 비트율, 예를 들어 0이 될 수 있다. 변수 j(j 번째 MCS)는 사용된 MCS중 최고값(j_best)과 함께 1로 설정된다. 단계 12에서, 사용자(N)당 사용되는 채널화 코드의 수 및 사용된 N의 최고값(N_best) 뿐만 아니라 N의 현재값(N_curr)도 또한 최소 MCS(j=1)에 대응하는 코드 채널(채널화 코드)의 최소 허용값, 예를 들어 1로 설정된다. 최소 MCS(j=1)에 대응하는 코드 채널의 최소 허용값이 1과 다르다면, N의 초기값, N_curr과 N_curr_best는 이 값으로 설정된다. 게다가, N의 최소값이 다른 MCS들간에 다르다면, 추후 지정된 X를 위한 또다른 MCS(j)를 테스트할 경우에, N은 이 MCS에 대응하는 채널화 코드의 최소값으로 설정될 것이다. 또한, 다른 MCS들에 대응하는 채널화 코드의 최대값은 다를 수있고, 이는 최적화 알고리즘의 흐름에서 지정된 Eb/No 값(X)을 위한 다른 MCS를 사용할 기회를 테스트할 때, N_max가 항상 테스트중인 현재의 MCS와 대응하도록 설정함으로써 고려될 수 있다.

흐름도와 아래 설명에서 참조되는 목표 Eb/Nos(Yj)는 예를 들어, 링크 수준의 시뮬레이션 결과 또는 실제 실험 데이터로부터 달성될 수 있다. 이 목표 Eb/Nos(Yj)는 통신망의 사용 중에 예를 들어, 언급된다면, 경험된 FER(예를 들어, BLER)이 목표값과 다르게 보이도록 또한 조정될 수 있다. 이는 호의 경로 중에, FER(예를 들어 BLER)이 측정되고 지정된 Yj 값과 비교하도록 하기 위하여 이루어진다. 만약, 지정된 FER과 측정된 FER이 다르다면, 지정된 FER을 위한 목표값 Eb/No(Yj)이 조정된다. 목표는 선택된 MCS와 코드 채널(채널화 코드)의 수에서 희망 FER을 획득하는 것이다. 조정은 단계적일 수 있으며, 그때 매 프레임 또는 프레임 집합 후에 Yj가 정정된다. 만일 측정된 FER이 목표값 이상이라면 Yj는 한 단계만큼 증가될 수 있고, 만일 FER이 목표값 이하라면, 한 단계만큼 감소될 수 있다(이는 상향 조정과 동일 또는 다를 수 있다). 또한, 다른 조정 방식이 사용될 수 있다. Yj는 여러 개의 UE들을 위한 공통값이거나 각 UE가 그들의 무선 통신 환경에 대응하는 분리된(separate) 값을 가질 수 있다.

단계 12에서 초기화를 한 후, j 번째 MCS(j)가 MCS의 최대값(j_max)보다 큰지 여부를 결정하기 위하여 단계 14가 처음으로 실행된다. 만약 크지 않다면, 사용자당(N) 사용된 코드의 개수가 N의 최대값(N_max)보다 큰지를 결정하기 위하여 단계 16이 실행된다. 만약 크지 않다면, 단계 12에서 이미 획득된 DSCH Eb/No(X)가테스트(j)에서 MCS에 대응하는 목표값 Eb/No(Yj) 보다 큰지 여부를 결정하기 위하여 단계 18이 처음으로 실행된다. 만일 크다면, 고속 비트율을 가지는 더욱 많은 코드를 사용할 가능성이 나타난 것이다. 그러므로, 단계 20이 실행된다. 단계 20에서, 현재의 비트율(R_curr)은 j 번째 MCS(Rj)의 단일 코드 비트율의 N(사용자당 코드 개수) 배와 같게 변경된다. 단계 18에서 단계 20으로의 전이는 도 1에 도시된, N의 각 증가값마다 한번씩, 여러번 실행되는 외부 순환의 부분을 이룬다. 이는 N 값이 N++라고 표시된 바와 같이 1 또는 그 이상만큼 단계 20에서 증가하기 때문이다. 예를 들어, 그 단계는 N에서 N+1 (N -> N+1)로 설정될 수 있다. 전력도 또한, 코드의 개수에 의존하여 N 채널들 간에 분할된다. 이 외부 순환의 계속된 반복에서, 만일 분할된 DSCH Eb/No가 단계 18에서 처음으로 목표값 이하로 되지 않으면, 마침내 N 값은 단계 16에서 N_max보다 큰 값이 될 것이다. 이 경우에 단계 22, 24로 구성되는 내부 순환이 실행되고, 여기서 N은 다음 MCS에 대응하여 다중 코드의 최저 가능값과 같게, 예를 들어 1로 재설정되고, MCS 복잡도의 다음 수준으로 증가하여 첫 번째로 선택된 다음 상위의 MCS와는 다른 가능한 다중 코드 조합들을 실시하기 위하여 j가 증가된다. 따라서, 단계 14, 16, 18, 20의 외부 순환은 빠른 순환으로 볼 수 있고, 여기서 다양한 다중 코드는, 각 패스에서 테스트된 코드의 개수에 비례하여 감소되는 DSCH Eb/No를 가지고, 개별적인 MCS에 대하여 순서대로 테스트된다(아래 참조). 내부 순환은 MCS를 목표값 Eb/No 이하로 떨어뜨리지 않으면서 테스트중인 MCS와 가용 다중 코드간의 부합(matches) 가능성들을 고갈(최대화)시킨 후에 다음 상위 순위의 복잡도로 변경하기 위한 느린 순환으로 볼 수 있다. 최적화가 실시된 후에, 다음 단계들(아래에서 기술됨)이 목표값 Eb/No 미만으로 떨어지지 않으면서 최대 코드 개수(N_max일 필요는 없음)를 달성할 수 있는 최적화된 최하 순위의 MCS와 함께 사용하기 위한 비트율을 선택한다.

다시 도 1의 단계 20으로 돌아와서, 현재의 비트율(R_curr)이 j 번째 MCS의 단일 코드 비트율의 복수값으로 설정된 후에, 현재의 N 값(N_curr)은 N으로 설정된다. 그리고 N은 예를 들어, 1의 증가만큼 증가된다(N++). 그 후에, 이미 획득된 DSCH Eb/No(X) 값이 다음과 같이 수정된다.

단계 20에서 실행된 수학식 1은 N 값의 증가는 변조 전에 활용되고, 사용된 확산 코드의 개수에서의 각 증가마다 하나씩인 채널 또는 채널화 분기의 개수에서의 증가를 나타낸다는 점을 고려한 것이다. 그러므로, 전력 수준은 채널화 코드들의 이러한 각 증가를 위하여 균형을 맞추어 감소하여야 할 것이고, X'는 이 감소된 전력 수준을 나타낸다. 개개 채널들의 X' 수준에서의 전력의 합은 최초의 X 값과 일치함을 인식하여야 한다. 이것은 여기서 비제한적인(non-limiting) 방법으로 개시된 바와 같이 도 1의 알고리즘이 다중 코드와 MCS의 적절한 최적화를 결정할 수 있도록 하기 위하여 필요한 전력 감소를 고려하는 직접(straightforward) 방법이며, 이것의 구현은 다른 방법으로도 가능하다.

단계 20을 실행한 후, j가 j_max를 초과하였는지 여부를 결정하기 위하여 단계 14가 다시 실행된다. 만약 이것이 외부 순환의 첫 번째 실행이라면, j는 아직j_max보다 크지 않고, 게다가 N 값도 아직 N_max보다 크지 않고, 따라서 단계 14, 16, 18이 다시 실행된다. X'의 값이 아직 Yj보다 크다고 가정하면, 단계 20이 다시 실행될 것이고, 단계 16, 18에서 각각 결정된 것처럼, 이러한 증가가 허용 또는 용인되는지를 알아내기 위하여 N이 다시 증가되어, 사용자당 사용되는 코드의 수를 증가시키게 된다. 만약 그렇다면, 단계 20의 변수들이 다시 조정될 것이다. N이 N_max보다 크거나(허용되지 않음) 단계 18에서 X'가 Yj보다 큰 상황(용인되지 않음)이 j가 j_max를 초과하는 않았다는 가정에서는 더 이상 충족되지 않을 때까지 외부 순환이 지정된 MCS를 위하여 반복적으로 실행될 것이다.

만일, 단계 16에서 결정되는 것처럼, N이 단계 20에 의하여 N_max값보다 큰 수로 증가할 때까지 외부 순환이 한번 또는 복수 번 반복된 후에 코드 수가 현재의 최적 후보 MCS를 위하여 최대화되면, 상위 순위의 MCS가 사용될 가능성이 여전히 존재한다. 그러므로, 내부 순환 단계 22, 24는 방금 발견된, 즉 j 번째 MCS(Rj)의단일 코드 비트율의 N의 최대값(MCS(j)에 대응하는 N_max) 배수로, 비트율의 최고 현재 후보값(R_curr_best)을 저장하기 위하여 실행된다. 사용된 N의 최고값(N_best )이 N의 최대값(N_max)과 동일하게 설정되는 반면, 사용된 최고 MCS(j_best)는 j가 다음 단계 24에서 증가되기 전에 현재의 최고 후보 MCS의 식별자를 저장하기 위하여 j의 현재값(j)과 동일하게 설정된다. 이것은 다음 MCS가 또한 할 수 있는지를 확인하기 위하여 테스트되면서, 코드의 최대값을 갖는 마지막 MCS를 효율적으로 저장한다.

위에서 기술된 바와 같이 단계 22가 실행 후에, 그리고 도 1에 도시된 바와같이, 단계 24가 실행되어 j를 증가시키고(j++), N이 j의 다음 값, 예를 들어, 1에 대응하는 코드 채널의 최소 허용 개수와 동일하게 재설정된다. 만약 j가 증가로 인하여(j++) j_max 보다 크고, 그래서 j 값에 대응하는 MCS가 없다면, N 값은 원래값으로 그대로 남는다. 왜냐하면, 단계 14가 실행되는 다음 시간에 MCS 최대값에 도달되고, 그래서 단계 16, 18, 20, 22와 24가 더 이상 실행되지 않을 것이기 때문이다. 외부 순환은 모든 N 값에 대하여 단계 16에서 결정된 바와 같이, N이 N_max를 초과하거나(새로운 최적 후보 MCS가 이제 존재하는 것을 의미함), 결정 블록 14, 18중의 하나에서 도 1의 흐름도의 내부 순환/외부 순환 부분 밖으로 전이가 강제될 때까지 다음의 상위 MCS를 위하여 반복될 것이다.

이러한 전이는 단계 14에서 결정된 바와 같이, MCS 최대값에 도달하거나, 단계 18에서 결정된 바와 같이, 다른 채널화의 전력 수준이 테스트 중인 MCS를 위한 목표값 Eb/No(Yj) 미만으로 떨어지면 일어날 수 있다. 만일, 내부/외부 순환이 한번 또는 복수번 반복된 후에 j_max가 초과되거나(단계 14) 채널화 전력이 너무 낮게 떨어지면(단계 18), 본 발명에 따라, 채널화 코드의 최대값을 갖는 최소 순위의 MCS의 최적화가 최종적으로 결정된다.

그 끝에서, 단계 26이 실행되어 이전 MCS를 위하여 단계 22에서 설정된 것처럼 현재의 최고 비트율(R_curr_best)이 테스트된 마지막 MCS를 위하여 단계 20에서 설정된 것처럼 현재의 비트율(R_curr)보다 크거나 같은지가 결정된다. 만일 현재의 최고 비트율(단계 22)이 현재의 비트율(단계 20)보다 크다면, 이것은 테스트 중인 이전 MCS가 선택되어야 함을 의미한다. 그러므로 단계 26에서 단계 22의 현재의 최고 비트율(R_curr_best)이 단계 20의 현재의 비트율(R_curr)보다 크거나 같다고 결정하면, 선택된 비트율(R_selected)은 단계 22에서 설정되는 현재의 최고 비트율( R_curr_best)와 동일하게 설정될 것이고, N의 선택값(N_selected)은 단계 22로부터 N의 최고값(N_best)과 동일하게 설정될 것이고, j의 선택값(j_selected)은 단계 22로부터 현재의 최고 MCS(j_best)와 동일하게 설정될 것이다. 도 1의 단계 30을 참조하기 바랍니다. 단계30 후에, 도 1의 흐름도의 실행은 완료되고, 종료 또는 복귀가 단계 34에서 이루어지며, 이것은 본 발명의 최적화가 종료하는 하나의 방법이다.

반면, 만약 단계 26에서 현재의 최고 비트율(R_curr_best)이 현재의 비트율(R_curr)보다 크거나 동일하지 않다고 결정하면 이는 테스트중인 이전 MCS가 최선이 아니며 마지막으로 테스트된 MCS가 사용되어야 함을 의미한다. 이 경우, 우선 단계 32가 j 값이 아직도 사용중인 최대 MCS보다 작거나 동일한지를 알아보기 위하여 실행될 것이다. 왜냐하면, X 값은 코드의 최대값과 최대 MCS를 지원할 수 있다면, 단계 24에서 j 값은 최대값 MCS(j_max)보다 큰 값으로 이미 설정되기 때문이다. 만약 j가 j_max보다 작거나 동일하다면, 단계 36에서 선택된 비트율(R_selected)이 현재의 비트율(R_curr)로 설정되고 코드의 선택값( N_selected)은 현재의 코드 개수(N_curr)로 설정될 것이고 선택된 MCS(j_selected)는 현재의 MCS(j)로 설정될 것이다. 그 이후에, 도 1의 흐름도의 실행은 완성되고, 종료 또는 복귀가 단계 40에서 이루어지고, 이것은 본 발명의 최적화가 종료하는 하나의 방법이다. 만약, j 값이 j_max 보다 크다면, 즉 단계 32의 조건이 충족되지않았다면, 단계 38에서 선택된 비트율(R_selected)은 현재의 비트율(R_curr)로 설정될 것이고, 코드의 선택값(N_selected)은 현재의 코드 개수(N_curr)로 설정될 것이고 선택된 MCS(j_selected)는 최대 MCS(j_max)로 설정될 것이다. 왜냐하면 이 단계는 단계 24에서 j 값이 j_max보다 크게 이미 증가된 경우에만 도달할 수 있기 때문이며, 이것은 테스트값 X가 우수하여 코드의 최대값과 최대 MCS를 지원할 수 있음을 의미하고 선택된 MCS는 최대값(j_max)임을 의미한다. 그 후에, 도 1의 흐름도의 실행은 완성되고, 종료 또는 복귀가 단계 42에서 이루어지며, 이것은 본 발명에 따른 최적화가 종료되는 하나의 방법이다.

이런 종류의 링크 적응을 수행하는 다른 방법은 룩업 테이블(look-up table)을 사용하는 것이다. 이 경우 Eb/No 또는 이에 대응하는 값이 측정되어 직접적으로 적절한 MCS와 코드 채널의 개수로 매핑된다. 이러한 룩업 테이블을 생성하는 하나의 방법은 위에서 기술된 알고리즘을 사용하는 것이다. 룩업 테이블은 최소 MCS로 시작하여, 허용된 코드의 개수가 나열되도록 만들어질 수 있다. 그리고, 다음 MCS에 있어서는 최대 코드의 개수를 갖는 이전 MCS의 최대 비트율 보다 높은 비트율을 제공하는 허용된 코드 채널의 수만을 나열된다. 동일한 과정이 다음의 MCS 집합들을 위해서 이루어진다. 이것이 각 MCS를 위한 코드 채널의 최적값을 사용함에 의하여 채널 품질을 더욱 잘 활용할 수 있도록 한다. 이것은 만약 다른 MCS 집합들을 갖는 코드의 최대값을 단지 사용하는 것과 비교하면 더욱 좋은 세분성을 허용한다(아래에서 이러한 접근에 대하여는 추가적인 논의를 참조할 것).

이러한 방법으로 다중 코드 및 MCS의 이차원 최적화는 본 발명에 따라, 목표된 최고 비트율로 이루어진다. 아래에서 더욱 자세히 논의되는 바와 같이, 알고리즘에 의하여 테스트되는 MCS들은 다른 가능한 MCS들 사이에서 약간의 제외에 의하여(즉, 특정 "j" 또는 "N" 값을 건너뜀에 의하여) 변화될 수 있다.

통신망 수준의 모의실험(simulation)의 몇 개의 시범 케이스가 본 발명의 성능을 평가하기 위하여 이루어졌다. 그 모의실험들은 "Selection procedures for the choice of radio transmission technologies of the UMTS"(ETSI TR 101 112 v.3.2.0; 1998-04; UMTS 30.03 v3.2.0)에 정의된 매크로 시나리오에 기초하여 이루어졌다. 단일 고정 전력 DSCH가 사용되었고, 셀 내의 인증된 사용자들 사이에서 시간적으로 공유되었다(time-shared). 또한, 참조 케이스가 폐쇄 순환(closed-loop) 전력 제어를 갖추고, AMC와 다중 코드 스케줄링 없이 모의실험되었다. 참조 케이스를 위한 가용 DSCH 비트율은 최대 10 다중 코드에 의한 테스트 케이스들 중의 하나와 동일한 비트율을 충족하도록 고안되었다. 모든 케이스에서, 이동 속도는 3km/h, 소프트 결합(soft combining)을 갖는 혼성 ARQ 유형 I이 사용되었다. 또한, 단일 탭(tap) 채널이 가정되었다.

도 2는 사용자당 코드 채널의 최대값의 함수로서 평균 DSCH 통신망 비트율( kbps/cell/MHz)을 도시하고 있다. 그 결과는 본 발명에 따른 알고리즘을 사용하여 용량에서 복수배의 향상을 제공하는 것이 가능함을 보여준다. 도 3은 사용자당 코드 채널의 최대값의 함수로서 접속당 평균 DSCH 비트율을 도시하고 있다. 도면에 도시된 바와 같이, 단일 코드 케이스와 비교하여 약 8배의 향상이 관찰될 수 있다. 도 4는 사용자당 코드 채널의 최대값의 함수로서 접속당 평균 전송 지연을 도시하고 있다. 이 도면에서, 전송 지연은 무선 통신 인터페이스를 통하여 개별 패킷을 문서로(in a document) 전송하는 시간의 95번째 백분위수(percentile)로 인한 지연을 나타내며 사용자 큐잉 지연(user queuing delay)과 무선 통신 인터페이스를 통한 전송 지연을 포함한다. 다중 코드 선택 스킴의 사용은 전체 전송 지연을 단일 코드 케이스의 지연의 절반 이하로 획기적으로 감소시킬 수 있다. 비교로서, 참조 케이스의 DSCH 통신망 비트율은 10-코드 테스트 케이스(여기서, 최하 순위 MCS를 위한 비트율은 참조 케이스에서 사용되는 비트율과 거의 필적함)의 102 kbps/cell/MHz와 비교하여 단지 약 50kbps/cell/MHz이다. AMC와 제안된 다중 코드 스케줄링 스킴의 사용은 사용자당 DSCH 접속 용량을 640kbps/사용자(참조 케이스)로부터 2.65Mbps/사용자(테스트 케이스)로 향상시킨다. 동일하게, 전체 전송 지연은 3400 ms에서 1200 ms로 감소한다.

이제 도 5를 참조하여, 물리 계층과 상위 계층들간의 인터페이스에서 전송기에서는 전송 채널에 의하여 형성된 데이터의 물리 채널로의 매핑이 이루어지고, 수신기에서는 그 반대이다. 이 도면은 교과서 "WCDMA for UMTS"(H. Holma 등; John Wiley & Sons, Ltd., 2001년 봄)의 도 6.1로부터 선택되어, 본 발명의 신호 방식의 국면(aspect)을 수행하는 하나의 방법을 설명하기 위하여 약간 수정되었다. UE가 상향 링크에서 하나 또는 몇 개의 전송 채널 뿐만 아니라, 하향 링크에서도 동시에 하나 또는 몇 개의 전송 채널을 가질 수 있음이 이해되어야 한다. 도 5는 상향 링크 또는 하향 링크 중 하나의 링크만을 보여주는 바, 즉, 모든 전송 채널들은 단방향으로 정의되고 모두 병렬적이다. 또한 UE는 본 발명에 따라, 선택된 MCS 정보의전송기 또는 수신기의 역할을 수행할 수 있음이 이해되어야 한다. 다시 말하여, UE는 도 1의 알고리즘 또는 그 동종물을 수행하고, 전송기로서 그 결과를 수신기 역할을 하는 노드 B에게 신호 전송(피드백 방향)하는 역할을 수행하도록 지정될 수 있다. 만일 알고리즘이 RNC 또는 노드 B에서 수행된다면, 노드 B가 전송기로 UE가 수신기(전방 전송 방향)로서 역할을 할 것이다.

전송 블록은 물리 계층과 계층 2(MAC)간에 교환되는 기본 유닛이다. 전송 블록은 전형적으로 RLC PDU 또는 그 대응 유닛에 대응한다. 각 전송 블록에는 물리 계층에 의하여 CRC가 부가된다. 전송 블록 집합(Transport block set; TBS)은 도 5에서 전송 채널 1과 전송 채널 2의 양쪽을 위하여 도시되어 있고, 각 집합은 2개의 전송 블록들로 구성된다. TBS는 물리 계층과 MAC 사이에 동일 전송 채널을 이용하여 동시에(same time instant) 교환된다. 전송 블록 크기는 전송 블록에서의 전송 비트수로 정의되며 지정된 TBS 내에서 항상 고정된다. TBS 크기는 전송 블록 집합에서의 비트수로 정의된다. 3G TS 25.302 v3.3.0(2000-01)의 도 6에서 도시된 바와 같이, 전송 시간 간격(Transmission Time Interval; TTI)는 전송 블록 집합들의 도착간의 시간(inter-arrival time)으로 정의되며, 물리 계층에 의하여 무선 통신 인터페이스로 TBS가 전송되는 주기(periodicity)와 일치한다. 이것은 항상 최소 인터리빙 주기, 예를 들어 하나의 무선 통신 프레임의 길이인 10ms의 복수배이다. HSDPA 문헌 3GPP TR 25.950 v4.0.0(2001-03) 6.3.2장에는 하나의 무선 통신 프레임(10ms)보다 짧은 HSDPA TTI의 지원이 언급되어 있음을 주의할 필요가 있다. 게다가, 가변적인 TTI를 위한 제안이 존재한다. 이러한 짧은 HSDPA TTI의 길이는집합으로부터 선택된다. 이러한 짧은 HSDPA TTI 또는 가능한 가변적인 TTI의 선택은 성능, 지연, 통신망과 UE 복잡도 및 유연성(HSDPA 페이로드 세분성)에의 영향에 대한 평가에 기초할 것이다. 출원 데이터로서 우리가 선호하는 HSDPA에서 TTI 길이는 3 슬롯 = 2 ms이다.

여기에서의 가르침에 따라, TTI = 1 슬롯은 감지 측면에서 너무 짧아서 각 TTI를 위한 HSDPA 신호 방식과 관련된 상향 링크 또는 하향 링크를 적합하게 하기가 매우 어렵다. 상향 링크에서 이미 ack/nack이 1 슬롯을 차지할 것인 바, 이를 위한 적적한 코딩이 있어야 하기 때문이다. 그리고 하향 링크에서, 만일 하향 링크 제어 신호 방식이 각 슬롯에서 반복되어야 한다면, 그것은 또한 많은 오버헤드를 의미한다. 여기에서의 가르침과 같이, 특히 하향 링크에서 특정 파라미터들의 타이밍을 최적화하는 것이 바람직하며, 이는 TTI=1 슬롯 경우에는 매우 어렵게 된다. 따라서, 본 발명에 따르면, TTI는 3 슬롯이고, 이 동안에 상향 링크와 하향 링크 신호 방식이 꽤 좋게 부합될 수 있고, 또한 UE 복잡도를 최소화하기 위하여 특정 DL 파라미터들의 타이밍도 최적화할 수 있다.

상상컨대 10 ms 뿐만 아니라 1 슬롯 또는 5 슬롯과 같은 또다른 크기 또는 크기들이 표준화될 수도 있다는 것이 이해되어야 한다. 사건이 발생하면(in any event), MAC은 매 TTI마다 전송 포맷(Transprot Format)에 따라 요청된 하나의 전송 블록 집합을 물리 계층에게 전달한다. 전송 포맷은 전송 채널을 통해 전송 시간 간격 동안에 전송 블록 집합의 전달을 위하여 물리 계층에 의하여 MAC으로(그리고역방향) 제공된 양식으로 정의된다. 전송 포맷은 두 부분으로 구성되며, 하나는 동적 부분이고 하나는 반 정적인(semi-static) 부분이다.

물리 계층에 의하여 제공되는 서비스는 위에서 언급된 반 정적일 뿐만 아니라 동적인 특성을 포함하도록 정의된 전송 포맷을 포함한다. 동적 부분은 전송 블록 크기, 전송 집합 크기와 전송 시간 간격(TDD에만 있는 선택적인 동적 특성)을 포함한다. 제목 "Services Provided by the Physical Layer" (3G TS25.302 v3.3.0;2000-01)의 표 6을 다시 참조하기를 바란다. 다소 정적인 부분의 특성은 전송 시간 간격(FDD에서는 의무적이고, TDD 비실시간 베어러들(non-real time(NRT) bearers)의 동적 부분에서는 선택적임), 적용될 오류 방지 스킴 및 CRC 크기이다. 공유 채널들을 위한 변조 및 코딩에 있어서, 종래의 변조 스킴은 고정적이고( QPSK), 코딩 스킴은 위에서 언급한 바와 같이 반 정적인 바, 즉, 전송 시간 간격( TTI)에서 TTI사이에는 변경되지 않았다. QPSK가 위상 변조이기 때문에, 전력 수준은 신호 전달될 필요가 없었다.

본 발명의 신호 방식 국면(signaling aspect)에 따라, 만일 채널화 코드의 개수가 본 발명의 MCS/다중 코드 최적화 국면에 따라 MCS와 함께 변한다면, 코드 채널의 전력 수준 뿐만 아니라 이 사실도 UE에게 알려질 필요가 있으며, 특히 복수 레벨(multi-level) QAM 변조 스킴의 경우에는 그러하다(도 1의 알고리즘은 RNC 또는 노드 B에서 수행됨을 예를 들어 가정함). 그러므로, 전력 수준은 분리된 파라미터로서 또는 전송 포맷 조합(Transport Format Combination; TFC)의 일부분으로 정의되어 UE에게 신호 전달될 수 있다. 계층 1은 하나 또는 몇 개의 전송 채널을 다중화하며, 각 전송 채널을 위하여, 적용될 수 있는 전송 포맷의 목록(Transport Format Set)이 존재한다. 그럼에도 불구하고, 시간상의 지정 지점에서, 모든 조합들이 아니라 단지 부분 집합(subset)인 전송 포맷 조합만이 계층 1에 제출된다. 이것은 UE의 부호화된 복합 전송 채널(Coded Composite Transport Channel)을 통한 전송을 위하여 동시에 계층 1에 전달될 수 있는 현재 유효한 전송 포맷들의 조합의 인가된 조합으로 정의된다. 즉, 각 전송 채널로부터 하나의 전송 포맷을 포함하게 된다. 만일 도 1의 알고리즘 또는 그 동종물이 UE에서 수행된다면, 그 반대도 사실일 것이다.

고정된 확산 인자, 예를 들어 SF=16을 가정하면, 16개의 가용 코드로부터 10 개의 코드와 같은 복수의 코드가 HSDPA 사용을 위하여 노드 B에서 사용될 수 있다. 이러한 코드들은 예를 들어, 도 5의 전송 포맷 조합 표시자(Transport Format Com-bination Indicator; TFCI)을 이용하여 UE에게 전송될 수 있다. 그러므로 도 5의 TFCI는 위에서 언급된 관련 전력 정보 뿐만 아니라 본 발명의 최적화와 관련된 정보를 전달하도록 적응될 수 있다는 것을 이해하여야 한다. TFCI는 현재의 전송 포맷 조합(TFC)의 표시(representation)이다. 계층 1이 하나 또는 몇 개의 전송 채널을 다중화할 때, 각 전송 채널과 관련된 전송 포맷 집합(TFS)으로부터 선택되어 각 전송 채널을 위하여 사용할 수 있는 많은 전송 포맷들이 있을 것이다. 그럼에도 불구하고, 이미 언급된 바와 같이, 지정 시간에 모든 조합이 아니라, 단지 전송 포맷 조합(TFC)이라 불리는 부분 집합만이 계층 1에 전달되는 것이다. 이것은 UE의 부호화된 복합 전송 채널을 통한 전송을 위하여 동시에 계층 1에 전달될 수 있는 현재유효한 전송 포맷들의 조합의 인가된 조합으로 정의된다. 즉, 각 전송 채널로부터 하나의 전송 포맷을 포함하게 된다. UE의 전송 포맷 조합(TFC)은 예를 들어, 반정적인 TTI 크기, 코딩 유형과 정적 비율 정합 파라미터들 각각과 함께 각 채널을 위하여 사용할 수 있는 블록 크기와 블록 집합 크기의 다른 가능성들로 정의되는(동적 부분) 3개의 전용 채널을 가질 수 있다. 3G TS 25.302 v3.3.0(2000-01)의 7.1.9장을 참조할 수 있다. 위 기술 명세서의 7.1.11장에 언급된 바와 같이, 특정 TFCI 값과 특정 TFC 사이에는 1:1 대응이 있다. TFCI는 수신측에게 현재의 유효한 전송 포맷 조합, 따라서 어떻게 복호화, 역다중화 및 수신 데이터를 적절한 전송 채널을 통하여 전달하는지를 알리기 위하여 사용된다.

전송 포맷 표시자(TFI)는 3G TS 25.302 v3.3.0(2000-01)의 7.1.6장과 7.1.7장 각각에 정의된 바와 같이, 전송 포맷 집합내의 특정 전송 포맷의 표지(label)이다. 이것은 3G TS 25.302의 7.1.2장에 정의된 바와 같이, 전송 블록 집합이 전송 채널을 통하여 두 계층 간에 교환될 때마다, MAC과 L1간의 계층간 통신에서 사용된다. MAC은 TFS에서의 선택들 중에서 어떠한 전송 포맷을 사용할 것인지를 결정한다. DSCH가 DCH와 관련된다면, DSCH의 TFI는 또한 UE가 경청해야할 DSCH의 물리 계층(즉, 채널화 코드)을 표시한다.

MAC은 각 전송 채널을 통한 전송 블록 집합의 각 전달에서 계층 1에게 TFI를 표시한다. 그러면 계층 1은 UE의 모든 병렬 전송 채널들의 TFI로부터 TFCI를 구성하여, 전송 블록을 적절히 처리하고 물리 제어 신호 방식(physical control signaling)에 TFCI를 부가한다(append). TFCI의 검출을 통하여, 수신측은 전송 포맷 조합을 식별할 수 있다. 할당된 전송 포맷 조합으로부터, 수신측은 정보를 복호화하여 적절한 전송 채널을 통하여 MAC에게 전달하기 위하여 필요한 모든 정보를 가진다.

그러므로, 만일 TFCI가 적응 변조 및 코딩(AMC)에서 채널화 코드의 수와 대응하는 변조 및 코딩 구성(MCS)의 신호 전달을 위하여 전송측에서 수신측으로의 신호 방식을 위한 메카니즘으로 활용된다면, 본 발명에 따라 적절한 처리를 위하여 코드 채널의 전력 수준이 UE에게 알려지게 하기 위하여 또한 신호 전송될 수 있다는 것이 이해될 수 있을 것이다. 그러므로, 도 5의 TFCI는 본 발명의 최적화 정보를 전달하기 위하여 적응된 종래 기술의 설명으로 이해되어야 한다.

이제까지 설명을 고려할 때, 전력 수준은 각 패킷을 통하여 명시적으로, 예를 들어 공유 제어 채널을 통하여 전력 수준의 통보를 위하여 지정된 비트수를 사용하여 신호 전달될 수 있음이 이해될 수 있을 것이다(또는 전력 수준이 고정될 수 있고, 그러면 전혀 신호 전달될 필요가 없다).

아이디어는 전력 수준을 전송 포맷 조합에 포함시키는 것인 바, 즉, 예를 들어, 코드 채널당 더 적은 코드를 포함하고 더 많은 전력을 사용하는 추가적인 MCS들을 생성하는 것이다. MCS(그리고 코드 채널 정보)와 함께 전송 포맷 조합을 형성하고, TFCI 또는 TFCI 유형 신호 전달 방식이 사용되는 포맷을 표시하기 위하여 사용되는 사전 정의된 전력 수준들이 있을 수 있다. 그러면 전송 포맷은 전력 수준을 포함할 것이다. 다른 가능성은 MCS를 확장하여 또한 코드 채널의 개수 및/또는 사용되는 전력 수준을 포함하도록 하는 것이다.

또다른 중요한 고려는 UE에서 사용할 수 있는 처리 시간이다. 우리는 아래 표 1에 따라서 처리 시간 요구(requirements)를 이미 공개적으로 제안하였다. UE를 위한 처리 시간 요구의 제안은 버퍼 크기와 처리 시간의 결합 최적화로 도출되었다. 제안은 도 6에 도시된 타이밍의 가정 및 아래의 가정에 기초하였다.

·N=6 이고 TTI=3 슬롯

·결합 DPCH는 1 시간 슬롯을 포함하며, 이를 포인터라고 칭한다. Tpointer=1. 이는 다음을 포함한다:

·UE id

·MCS

·부호 나무(code tree)에서의 시작 지점

·공유 제어 채널은 HSDSCH TTI로 병렬적으로 전송되며, 다음을 포함한다고 가정한다:

·ARQ 파라미터들

·코드 채널들의 개수

·=1 슬롯. 이는 UE가 DPCH로 보내진 파라미터를 복호화하기 위하여 필요한 시간이다.

·=1 슬롯(상향 링크).

표 1. N=6, 포인터 1 슬롯에 기초한 UE와 노드 B의 처리 시간들

처리되기 위하여 필요한 최고 데이터율이 약 10Mbits/s라는 것을 고려할 경우, UE를 위하여 요구되는 처리 시간이 UE 복잡도에 영향을 미치는 주된 논점이라는 것이 우리의 견해이다. 따라서, DL 채널 구조는 최소한 Tuep=5ms가 UE 처리 시간을 위하여 사용될 수 있도록 설계되어야 하고, 그렇지 않으면 N, TTI 쌍을 위한 차선적인(alternative) 제안이 무엇일 것인가를 다시 고려될 필요가 있다는 것이 우리의 추천(recommendation)이다.

물론 N=6에서 N=7로 증가시킬 수도 있지만, 이것은 UE를 위하여 요구되는 버퍼 크기도 증가되는 것(10Mbit/s를 지원하는 가장 높은 클래스의 UE를 위하여)을 또한 의미하게 되며, 이는 매우 만족스럽지 못하다. 따라서, 우리는 Tuep=5ms가 UE 처리 시간을 위하여 사용될 수 있음이 요구사항일 것을 제안한다. 이것은 결합 DPCH 채널에서 DL 채널 구조가 확산되기(spread over) 위한 최대 시간이 TDL_제어=6 슬롯, UE들은 비동기 타이밍임 이미 고려할 경우에, 확산을 위해 1 슬롯임을 의미한다. TDL_제어=6 슬롯은 우리의 이전 DL 구조 제안에서 사용된 값이고, 이것은 우리의 새로운 대안 제안에서도 목표로 하는 것이다.

전송 포맷 파라미터를 위하여 TFCI 유형 매핑 방침을 사용하는 것과 관련된 추가적 고려는 아래에서 기술될 것이다. HS-DSCH 전송의 전송 포맷을 정의하는 파라미터로 볼 수 있는 특정 파라미터들은 함께 전송되어야 한다는 것은 이미 다른 사람들에 의하여 지적된 바 있다. 이러한 파라미터들은 주로:

·코드 다중화 정보

·변조 및 코딩

·HS-DSCH 코드 채널 전력 관련 정보

릴리스(release) 99에서 TFCI를 위하여 정의된 바와 같은 동일한 종류의 아이디어가 사용될 수 있다. 만일 이 모든 세 개의 파라미터들을 정의하는 비트들의 특정 최대값을 반대로 하면, 가끔 더욱 많은 값을 예를 들어, 코드 다중화 정보에 그리고 더욱 적은 값을 MCS에 정의하는 것이 가능하다. 그리고 가끔 더욱 많은 값을 MCS에 그리고 더욱 적은 값을 코드 다중화에 등.

만일 이러한 TF 파라미터들의 일부가 예를 들어, 결합 DCH에서 HS-DSCH TTI 전에 분리되어 전송되고 이들의 일부가 공유 제어 채널에서 HS-DSCH TTI로 병렬적으로 보내졌다면, 이러한 파리미터 값 주위에서 동작하는 유연성의 일정한 양이 낭비될 것이다. 이것은 중요한 점이고, TFCI 개념을 지원하여 TF 파라미터들을 위한 충분한 유연성이 유지되어야 한다는 것이 HSDPA DL 구조를 위한 하나의 요구사항이기를 추천한다. 바람직하게는, 위의 사항은 이러한 파라미터들의 대부분을 동일한 묶음(bunch)으로 전송함에 의하여 달성될 수 있다. 반면에, 예를 들어 ARQ 관련 파라미터들이 TF 파라미터들과 결합될 필요가 있는 파라미터의 유형이 아니고, 요구된다면, 그들은 TF 파라미터들과는 동일 묶음으로 전송되지 않도록 전송될 수 있다.

우리는 이미 공개적으로 특정 파라미터들은 대응하는 HS-DSCH TTI전에 전송되어야 한다는 논점을 제시하였다. HSDPA 단말기는 항상 매우 빠른 처리를 요구하므로, 우리는 이를 UE의 주된 복잡도 논점이라고 본다. 따라서, 명세서는 어디에서든지 가능하면 UE를 위해 복잡도는 최소화되도록 정의되어야 한다. UE id가 미리 전송되어, 최소한 HS-DSCH의 연속적인 처리는 회피되어야 한다는 점에 대한 의견 일치가 있는 것으로 보인다.

이에 추가하여, 우리의 제안은 위에서 언급된 TF 파라미터들, 즉,

·코드 다중화 정보

·변조 및 코딩

·HS-DSCH 코드 채널 전력 관련 정보

가 미리 전송되어야 한다는 것이다. 이것의 하나의 장점은 UE가 작동중에(on the fly) 복조를 할 수 있고 결과적으로 한 장소 이상의 UE 버퍼를 피할 수 있다는 것이다. 따라서 UE는 MCS, 코드 전력 수준과 코드에 관한 정보를 얻기 위하여, HSDSCH TTI의 종료를 기다릴 필요가 없기 때문에, 변조 심벌 수준에서 버퍼가 회피될 수 있다. 만일 작동중에 복조를 할 수 없다면, 변조 심벌 수준에서 양자화하기 위하여 필요한 비트수가 터보 복호화기의 입력에서의 그것보다 아마도 많기 때문에, 변조 심벌 수준에서 버퍼 크기는 상당히 커질 수 있다는 것이 언급되어야 한다.

우리가 여기서 가장 중요한 논점이라고 생각하는, 나머지 이점은 UE 처리 시간의 최적화이다. 만일 UE가 동작중에 복조를 하는 것을 시작할 수 있으면, ack을보내기 전에 UE를 위하여 사용할 수 있는 처리 시간이 최적화될 수 있다. 왜냐하면, 복조를 시작할 수 있기 전에, TTI의 종료를 우선 기다릴 필요가 없기 때문이다. 제안된 TTI 길이는 3 슬롯이므로, 이 시간 규모에서 처리 시간의 절약은 분명히 매우 바람직하다.

따라서, UE 처리 시간을 최적화하기 위하여, 우리의 제안은 UE id와 TF 파라미터들이 대응하는 HSDSCH TTI 이전에 전송되는 것이 DL 구조를 위한 하나의 요구 사항이라는 것이다. 우리가 의미하는 "이전(before)"은 이러한 파라미터들을 복호화하기 위한 시간을 허용하기 위하여, 이 파라미터들과 HSDSCH TTI 사이에 적어도 1 타임 슬롯이 있어야 한다는 것이다.

두가지 차선적인 HSDPA DL 구조가 이제 제시될 것이다. 첫째, 우리의 초기 제안은 도 7에 도시되어 있고, 이에 기초하여 우리는 위에서 기술된 UE를 위한 처리 시간 요구 사항을 도출하였다. 우리의 이 초기 제안은 나열된 아래의 요구사항들을 충족한다:

1) TTI 길이 = 3 슬롯

2) Tuep=5ms 내의 결과, DL 채널 구조가 확산되는 최대 시간인 TDL_제어가 6 슬롯임을 의미한다.

3) 동작중에 복조가 허용되는 이러한 TF 파라미터들(MCS, 부호 나무의 시작 지점)은 대응하는 HSDSCH TTI 이전에 모두 전송된다. HSDSCH TTI 수신의 시작 이전에 그 정보를 처리하기 위하여 1 슬롯 타임이 있다.

완벽하게는 충족되지 않는 요구사항은 다음과 같다:

4) TFCI 유형의 매핑을 위한 완전한 유연성(full flexibility)은 TF 파라미터들을 위하여 보장되지 않는다. 그 이유는 코드 채널의 개수가 MCS로부터 분리되어 전송되기 때문이다. 그러나, 1 슬롯 시간 기간 동안에 DPCH에 충분한 여유 공간이 없기 때문에, 이 구조에서 MCS와 동일 묶음으로 코드 채널의 개수를 전송하는 것은 불가능하다.

이 구조의 또다른 결점은 코드 채널 전력 수준이 TTI 기준마다 신호 전송되지 않도록 제안된 것이다. 그 이유는 다시 1 슬롯 시간 기간 내에 이런 종류의 파라미터를 위한 충분한 여유 공간이 없기 때문이다. 반면 우리는 QPSK와 8PSK의 경우, UE에게 알림없이 코드 채널의 전력 수준이 TTI 기준마다 변화될 수 있다고 말해 왔었다.

두 번째 차선책으로 제안된 HSDPA DL 구조는 도 8에 처음으로 도시되어 있다. 여기서의 아이디어는 공유 제어 채널이 대응 HSDSCH TTI 이전에 전송되고, TF 파라미터들과 FHARQ 파라미터들이 분리되어 부호화된다는 것이다. 새로운 구조는 위에서 정의된 모든 네 가지 요구 사항을 충족한다.

1) TTI 길이 = 3 슬롯

2) 우리의 초기 제안처럼 동일한 Tuep=5ms 내의 결과, DL 채널 구조가 확산되는 최대 시간인 TDL_제어가 여전히 6 슬롯임을 의미한다.

3) TFCI 유형의 매핑을 위한 완전한 유연성이 TF 파라미터들을 위하여 보장되며,이는 모든 세 개의 파라미터들: 코드 다중화 정보, MCS 및 코드 채널 전력이 동일 묶음으로 송신된다는 것을 의미한다.

4) 모든 TF 파라미터들은 대응하는 HSDSCH TTI 이전에 송신되고, UE가 동작중에 복조하는 것이 허용된다. HSDSCH TTI 수신의 시작 이전 그 정보를 처리하기 위하여 1 슬롯 타임이 있다.

이 새로운 구조로부터의 새로운 함축(implication)은 UE가 하나의 SHCCH 또는 몇 개의 SHCCH를 항상 수신해야 한다는 것이다. 복수개의 UE들의 코드 다중화가 있는 경우에, 예를 들어 단지 최대 K개의 UE만이 같은 시간에 코드 다중화 될 수 있다는 것과 같은 제한이 어쨌든 있어야 한다. K는 예를 들어, 2-4일 수 있다. K 값은 통신망이 얼마나 많은 SHCCH를 병렬적으로 전송할 수 있는지를 정의한다. 그러나, 모든 UE가 4 SHCCH를 항상 수신하는 것을 수용할 수 있을 것인지에 관한 추가적인 고려가 필요하다. 왜냐하면 이는 UE가 수신해야 하는 다중 코드의 수를 증가시킬 것이기 때문이다. 하나의 절충안은 UE의 SHCCH로의 미리 정의된 어떤 유형의 매핑을 갖추고, 예를 들어 통신망에 의하여 병렬적으로 전송될 수 있는 최대 4 SHCCH가 있어도, 각 UE는 예를 들어 그 중에서 단지 2개의 SHCCH만을 항상 수신해야 하는 것으로 정의하는 것일 수 있다.

앞에서, HSDPA DL 구조가 충족해야 한다고 생각하는 요구사항을 제시하였다. 우리가 생각하는 하나의 매우 중요한 관점은 UE가 사용할 수 있는 처리 시간을 최적화하는 것이다. 나머지 중요한 사항은 이러한 유형의 구조를 가능한 유연한 TFCI 구조를 지원할 수 있도록 정의하는 것이다. 우리는 다시 우리의 초기 제안을 제시하였으며, 여기서 대부분의 TF 파라미터들은 대응하는 HSDSCH TTI 이전에 결합( associated) DPCH를 통하여 전송된다. 그 구조의 주요 결점은 코드 다중화 정보가 두 부분으로 분할되고, 이는 가장 유연한 방법으로 TFCI 개념을 지원하지 못한다는 것이다. 그것의 나머지 결점은 이 구조를 이용한 결합 DPCH에 코드 채널 전력 정보를 위한 여유 공간이 없다는 것이다. 우리의 새로운 제안에서, 우리는 모든 TF 파라미터들을 대응하는 HSDSCH TTI 이전에, 공유 제어 채널로 전송하는 것을 제안한다. 이것은 가장 유연한 TFCI 개념이 사용될 수 있고, 그리고 또한 UE 처리 시간이 최적화될 수 있도록 보장한다. 그러나 이 구조에서, UE가 얼마나 많은 공유 제어 채널들을 항상 수신해야 하는지에 대한 추가적인 논의가 필요하다.

이하의 추가적인 고려는 HSDPA를 위한 다중화와 채널 코딩 논점에 관한 것이다. 몇 개의 공개 논점(open issue)이 다시 거론되고(revisited), 몇 개의 제안이 이루어진다. 전송 채널의 다중화 관련하여, 첫 번째 고려 사항은 전송 채널의 개수이다. 다른 논리 채널들(logical channels)이 MAC-d에서 하나의 전송 채널로 다중화될 수 있으며, 이는 단일 HS-DSCH 전송 채널로도 복수의 논리 채널들을 지원할 수 있음을 의미한다. 그러나, 만약 다른 논리 채널들이 예를 들어 QoS에 대한, 매우 다른 요구 사항을 가지고 있다면, 하나의 UE를 위한 복수개의 전송 채널이 요구될 것이다. 이것은 예를 들어, 상위 우선 순위 채널들이 먼저 스케줄되는 것을 허용할 것이다. 현재의 유효한(working) 가정은 1 TTI에서 단지 하나의 전송 채널이 HS-DSCH를 통해 지원될 것이라는 것이다. 그러나, 다른 TTI들에 시간 다중화되는 복수의 전송 채널을 가지는 것이 가능할 것이다. 이것은 약간의 함축을 가진다:

· 다른 전송 채널들은 분리된(separate) HARQ 프로세스를 가져야 한다(ARQ 프로세스는 다른 파라미터들 예를 들어, 전송의 최대값을 가질 수 있다)

· 다른 HARQ 프로세스는 번호가 매겨지거나 그렇지 않으면 분리가능하여야 한다(동기식 HARQ와 명시적인 프로세스 번호를 갖는 비동기식 HARQ가 이를 지원할 수 있을 것이며, 단지 패킷 번호만을 갖는 비동기식 HARQ는 약간의 추가적인 번호 부여( numbering)가 요구될 것이다).

·다른 전송 채널들은 다른 전송 포맷들(블록 크기, MCS 집합 등)을 가질 수 있다.

전송 채널들의 다중화와 관련된 두 번째 고려사항은 전송 블록의 크기이다. 하나의 전송 채널 내의 반 정적인 전송 블록 크기가 제안된다(만약 복수개의 전송 채널들이 다른 TTI들에 시간 다중화된다면, 이러한 다른 전송 채널들은 다른 전송 블록 크기를 가질 수 있다). 이것은 MAC-PDU와 RLC-PDU도 역시 반 정적인 크기를 가져야 한다는 것을 의미한다. 승인 모드(acknowledged mode; AM) 서비스의 경우 최근 표준화 릴리스에서는 이미 이것이 사실인 반면, 비승인 모드(unacknowledged mode; UM)는 가변 RLC-PDU 크기를 가질 수 있다. 만약 필요하다면 UM을 위한 가변 RLC-PDU 크기를 정의하는 것이 가능할 것이다. 그러나, MCS와 코드 채널의 개수는 사용되는 전송 포맷을 표시하기에 충분하기 않을 것이기 때문에 이것은 추가적인 TFC를 요구한다. 전송 블록 크기는 가장 강력한(robust) MCS와 특정 UE를 위하여 할당된 코드 채널의 최소값에 기초하여 선택되어야 한다. 그리고 MCS와 코드 채널 개수의 변경은 단지 TTI당 전송 블록 개수만을 변경하고 전송 블록 크기는 변경될 필요가 없다. 또한, MCS 집합은 가장 강력한 MCS가 단일 전송 블록을 포함하고 모든 다른 MCS들은 정수 개수의 전송 블록들을 포함하도록 선택되어야 한다.

전송 채널들의 다중화와 관련된 세 번째 고려 사항은, TTI당 전송되는 전송 블록의 개수는 코드 채널의 개수 뿐만 아니라 선택된 MCS에 의존한다는 것이다. 아래의 테이블을 참조할 수 있다. 선택된 MCS와 코드 개수에 기초하여, MAC-hs는 알려진 개수의 전송 블록들을 물리 계층에 보낼 것이다. 그러므로, 일반적으로 전송 블록의 개수는 개별적으로 신호 전달될 필요가 없다. 그러나, 패킷 호/세션의 마지막에서는 전송되어야 하는 임의 개수의 MAC-PDU가 있을 수 있다.

만약 전송되어야 하는 단일 MAC-PDU가 있다면, 채널 상태가 덜 강력한 MCS의 사용을 허락하는 경우라도 가장 강력한 MCS와 코드의 최소값이 사용되어야 한다. 이것은 단지 블록이 상위의 확률로 진행함을 의미한다.

만일 전송되어야 하는 많은 MAC-PDU가 있어서 어떤 MCS와 코드 개수의 조합도 그 전송 블록의 개수를 가지고 있지 않다면, 몇 가지 가능성이 있다. 예를 들어, 표 3에서 MCS 집합을 고려하고, 전송되어야 하는 7 MAC-PDU(전송 블록)이 있고, 채널 상태는 비율 1/2과 8 코드 값을 갖는 QPSK을 통한 MCS 사용을 허용, 즉 8 전송 블록이 그 모드에서 전송될 수 있다고 가정하라. (최소한) 3 가지 가능성이 있다:

· 비율 1/2과 6 코드를 갖는 QPSK를 통한 처음 6 전송 블록의 전송과 다음에 비율 1/4과 2 코드를 갖는 QPSK를 통한 1 블록의 전송. 이것은 추가적인 신호 전송을 요구하지 않지만 약간의 용량을 낭비하고 조그만 추가적인 지연을 야기한다.

· 모든 7 전송 블록을 전송하고 TTI를 채우기 위하여 비율 정합(rate matching)을사용한다. 이것은 성능 관점에서 보면 최적의 해결책이나 추가적인 신호 전송을 요구한다. 즉, 전송 블록의 개수도 역시 신호 전송되어야 한다(추가적인 TFC)

· 모든 7 전송 블록과 추가적인 가짜(dummy) 블록이 MAC-hs에 의하여 추가된다. 물리 계층은 이것을 8 블록으로 취급할 것이고 수신측의 MAC-hs가 가짜 블록을 제거할 수 있을 것이다. 이것은 추가적인 물리 계층의 신호 전송을 요구하지 않으나 약간의 에너지를 낭비한다.

전송 채널의 다중화와 관련된 네 번째 고려 사항은, 코드 채널 사용과 관련하여, SF=16의 고정 확산 인자(fixed spreading factor)가 표준화를 위하여 제안되었고 그 복수개의 코드가 고속 데이터율을 위하여 사용된다는 것이다. 예를 들어, 10 코드가 노드 B에서 HSDPA 사용을 위하여 예약될(reserved) 수 있다는 것이 제안되었다. 지정된 노드 B에서 HSDPA를 위하여 사용할 수 있는 10 코드가 있다고 해도, 모든 코드들이 TTI 내에 지정된 사용자를 위하여 사용될 필요는 없다. 사용자에게 모든 코드가 전송되지 않는 몇 가지 이유가 있다.

· TTI 내에 몇 '중간(medium)' 비트율 사용자들, 예를 들어 2 내지 4 사용자들의 코드 다중화가 가능하다.

· 나쁜 상태, 말하자면, 셀 끝단에서 상위의 전력을 갖는 더 적은 코드를 사용자에게 전송한다. 여기서 HSDPA를 위하여 할당된 총 노드 B 전력은 코드 채널 간에 분할될 수 있고 코드 채널당 상위 전력을 제공함을 가정한다. 이것은 전형적으로 낮은 비율 코드를 갖는 QPSK를 사용할 것이며, 따라서 코드 채널 전력은 신호 전달될 필요가 없다.

· 최대한의(full) 코드 개수를 갖는 상위(higher) MCS의 사용은 가능하지 않을 수 있고(품질 목표가 충족되지 않음), 최대한의 코드 개수를 갖는 하위(lower) MCS가 목표를 상당히 초과할 것이다. 이 경우 더 적은 코드를 갖는 상위 MCS를 사용하는 것이 좋을 것이다(그리고 총 HSDPA 전력은 이 코드들 사이에 분할된다). 예를 들어 8 코드를 갖는 비율 1/2 QPSK 대신에 6 코드를 갖는 비율 3/4 QPSK를 사용하라(양 경우에 최대한의 HSDPA 전력이 사용자를 위해 사용된다).

HSDPA를 위한 물리 계층 코딩 체인과 관련하여, 도 9는 HSDPA를 위한 전송 채널 코딩 구조를 도시하고 있다.

오류 검출을 위하여, 이전 표준화 릴리스에서와 같은 CRC 길이가 HSDPA를 위하여 제안된다. 현재의 유효한(working) 가정은 CRC가 HSDPA TTI마다 부가된다는 것이다. 그 이유는 만일 어떠한 전송 블록에 오류가 존재하면 HARQ는 전체 TTI를 재전송하기 때문이다. 이것은 약간의 오버헤드를 절약한다. 그러나, 이것은 다른 MCS와 다른 개수의 코드 채널을 갖는 비트수가 상호 정수배가 아니고 프레임을 채우기 위하여 비율 정합이 사용되어야 한다는 것을 의미한다. CRC는 또한 초기 릴리스에서와 같이 각 전송 블록을 위하여 부가될 수도 있다. 이것은 MAC이 다소간 변하는 것을 용이하게 한다(프레임을 채우기 위하여 비율 정합이 필요 없다). 또한, 만일 MAC 계층 HARQ가 전체 TTI(최대 전송 개수에 도달함)를 정정할 수 없다면, 몇 개의 RLC-PDU가 정정될 수 있고 상위 계층들로 전달될 수 있다.

동일한 전송 블록의 연결(concatenation)과 코드 블록 세그멘테이션이 이전 릴리스에서와 같이 HSDPA를 위하여 사용될 것이라는 것은 유효한 가정이다. 터보코딩을 위한 최대 코드 블록 크기는 5114이다.

단지 터보 코딩이 HS-DSCH를 통해 지원된다. 기존의(existing) 비율 정합과 함께 기존의 비율 1/3 코딩과 펑추어링(puncturing)이 3/4, 1/2, 3/8과 같은 다른 코드 비율들을 구하기 위하여 사용될 수 있다. 비율 1/4도 비율 1/3으로부터 반복으로(with repetition) 생성될 수 있다. 차선적으로, 새로운 하위 비율 부호화기가 명세될 수 있다.

이전 릴리스에서와 동일한 비율 정합 알고리즘이 HSDPA를 위해 사용될 것이다. HSDPA에서 비율 정합은 다양한 목적을 위하여 사용된다:

· 다른 MCS를 위한 다른 코드 비율이 비율 정합으로 생성될 수 있다(펑추어링 또는 반복).

· 반복(또는 더 적은 펑추어링)이 상향 링크에서와 같이 프레임을 채우기 위하여( TDX를 피하기 위하여) 사용될 수 있다. 그러나, 전송 블록 크기를 추가적인 채움이 필요하지 않도록 선택하는 것이 더욱 좋다. 이것은 부록 A에 도시된 바와 같이 가능하다.

비율 정합을 위한 추가적인 신호 전송은 불필요하다.: MCS와 고정 전송 블록 크기(호 설정시에 형성됨)는 비율 정합의 분량을 정의한다. 단지 하나의 전송 채널이 HSDPA TTI마다 전송되기 때문에 비율 정합이 다른 전송 채널들의 성능 균형을 맞추기 위하여 필요한 것은 아니라는 것을 주의하라.

HSDPA TTI는 고정되어 있기 때문에, 단지 두 번째 인터리빙이 필요하다.

상위 순위 변조로 DTX를 사용하는 것은 QPSK처럼 직접적이지(straight-forward) 못하다: 예를 들어, 4 비트 순서(sequence)를 어떻게 1 bit를 제거하고 16 QAM 배열(constellation)에 매핑할 것인가. 두 가지 가능한 차선책은 초기 DTX 제안에 제시되어 있다. DTX에 대한 차선책은 프레임을 채우기 위하여 비율 정합 반복(rate matching repetition)을 이용하는 것이다(상향 링크 참조). HS-DSCH에서 TTI마다 단지 하나의 전송 채널이 지원되고, 따라서 비율 정합이 CCTrCH의 다른 전송 채널들의 성능 균형을 맞추기 위하여 필요한 것은 아니기 때문에, 이것이 가능하다. 비록 반복(repetition)이 사용되어도, 전력 수준이 변경되어서는 안 된다는 것을 주의하라. 반복으로 인하여 향상된 성능은 단지 블록 오류율을 줄이고 재전송 회수(그리고 지연)를 줄인다. 우리의 제안은 프레임을 채우기 위하여 DTX를 사용하는 대신에 비율 정합 반복(또는 더 적은 펑추어링)을 사용하는 것이다. 그러나, 전송 블록 크기를 추가적인 채움이 필요하지 않도록 선택하는 것이 더욱 좋다.

물리 채널 매핑에 관하여, 이전 표준화 릴리스에서와 같은 방법으로 비트들은 다른 코드 채널들에 매핑될 수 있다.

이제까지 고려 사항을 요약하면: (1) HSDPA에 의하여 지원되는 전송 채널의 개수가 결정될 필요가 있다; (2) 전송 블록 크기는 반 정적이고 가장 강력한 MCS에 기초하여야 한다; (3) MCS는 단지 하나의 전속 블록 크기가 필요하도록 하여야 한다(RLC 수준 재분할(resegmentation)을 피하기 위함); (4) 전송 블록의 개수는 분리된 파라미터이지 않아야 한다. 즉, MCS와 코드 채널의 개수는 묵시적으로 전송 블록의 개수를 또한 알려준다(필요하다면 MAC-hs에서 가짜 블록을 부가할 가능성이 연구되어야 한다); (5) 각 전송 블록에의 CRC 부가가 다시 고려되어야 한다; 그리고 (6) TTI를 채우기 위하여 DTX 대신에 비율 정합이 사용되어야 한다.

반 정적인 전송 블록 크기에 기초한 가능한 MCS 집합들이 아래에 제시되어 있다. 비트/TTI는 TTI당 비트수의 정보를 제공한다. 표들에서는 몇 개의 데이터율에 대한 여러 가지 차선책들이 제시되어 있다는 것을 주의하여야 한다. 이것은 모든 이러한 차선책들이 제안되는 것을 의미하는 것은 아니다. 그들은 단지 다른 데이터율을 취하는 여러 가지 길이 있음을 보이는 것이다. 마지막으로, 이 구성의 적절한 부분 집합이 성능과 구현 복잡도에 기초하여 선택되어야 한다.

표 2. QPSK 1/4, 5 코드로부터 도출된 MCS 집합

도 10과 11은 표 2의 2 MCS 예를 위한 채널 코딩과 물리 채널 세그멘테이션을 보여준다.

표 3. QPSK 1/4, 2 코드로부터 도출된 MCS 집합, 8PSK 포함

표 4. QPSK 3/8, 5 코드로부터 도출된 MCS 집합

표 5. QPSK 1/3, 5 코드로부터 도출된 MCS 집합

도 1을 참조하여, 모든 가능한 MCS가 테스트되어야 하는 것은 아니라는 것이 다시 언급되어야 한다. 어떤 MCS는 테스트를 위하여 선택될 수 있고, 다른 것은 생략될 수 있다. 다시 말하여, "j"는 모든 값 1, 2, 3, 4, 5, 6, 등을 통하여 단계적일 필요는 없다. 다른 순서가 선택될 수 있다. 하나의 가능성은 UE가 측정( measurement)에 기초하여, SIR 대신에 그가 원하는 MCS를 보고하는 것일 것이다. 이것은 거친(coarse) SIR 측정 또는 요청으로 생각될 수 있다. 이 경우 대응하는 SIR 값은 각자로부터 6dB까지 일 수 있다. 그러므로, 더욱 정확한 SIR을 가지기 위하여 실질 MCS들 사이에 약간의 '중간(intermediate) MCS들'을 정의하는 것이 가능하면, 예를 들어, 하나 또는 두개의 중간 MCS가 각 '실질(real)' MCS 사이에 있을 수 있고, 따라서 측정에 있어서 3 또는 2 dB 세분성을 얻을 수 있다. 실질적으로, 이러한 중간 MCS들은 더 적거나(또는 더 많은) 채널화 코드를 가지는 기존의 MCS를표시할 수 있다. 예를 들어, 우리는 다음 MCS 집합을 가질 수 있다:

MCS0: 전송 없음.

MCS1: QPSK 1/4 (여기서 1/4은 비율 1/4의 터보 코드를 의미함)

MCS2

MCS3: QPSK 1/2

MCS4

MCS5: QPSK 3/4

MCS6

MCS7: 16QAM 3/4

MCS8

MCS9: 64QAM 3/4

여기서 짝수값을 갖는 MCS는 중간 MCS를 표시하고 UE는 상향 링크에서 측정값(measurements)을 신호 전송할 때 그들을 또한 사용할 수 있고, 즉, 만약 채널이 MCS7이 최대한의 코드 개수를 갖는 것이 가능하지 않고 더 적은 코드들을 갖는 것은 가능하게 되어 있을 경우에(최대한의 코드를 갖는 MCS5보다 더 높은 데이터율을 제공함), UE는 MCS6를 요청할 수 있다.

전형적으로(예를 들어, 위의 MCS 집합), MCS들 사이의 데이트율은 (최대한) 2의 배수이며, 예를 들어, MCS1과 MCS3 또는 MCS5와 MCS7이다. 만일 예를 들어 HS-DSCH가 사용할 수 있는 최대 12 채널화 코드가 있다면, 12 코드를 갖는 MCS1과 6 코드를 갖는 MCS3은 동일한 데이터율을 제공한다. 그러나, 더 강력한 MCS(이 경우에는 MCS1)이 더 좋은 성능을 제공하여야 한다(만일 총 HS-DSCH 전력이 하나의 UE를 위하여 할당된다면). 그러므로, '중간 MCS'는 상위 데이터율을 가지기 위하여 코드의 반보다는 많은 코드들을 포함하여야 한다.

더욱 분명히 하기 위하여, MCS는 실질적으로 또한 코드의 개수를 포함하여야 한다. 예를 들어

MCS0: 전송 없음

MCS1: QPSK 1/4, 3 코드(codes)

MCS2: QPSK 1/4, 6 코드

MCS3: QPSK 1/4, 9 코드

MCS4: QPSK 1/4, 12 코드

MCS5: QPSK 1/2, 9 코드

MCS6: QPSK 1/2, 12 코드

MCS7: QPSK 3/4, 9 코드

MCS8: QPSK 3/4, 12 코드

MCS9: 16QAM 3/4, 9 코드

MCS10: 16QAM 3/4, 12 코드

MCS11: 64QAM 3/4, 9 코드

MCS12: 64QAM 3/4, 12 코드

각 MCS와 관련된 코드의 개수는 임의적일 수 있음을 주의하라. 예를 들어, 위 MCS11이 10 코드를 가질 수 있다. 그러나, 앞에서 언급된 것처럼 더 적은 코드를 갖는 덜 강력한 MCS가 보다 많은 코드를 갖는 보다 강력한 MCS보다 더 높은 데이터율을 제공한다(만일, 데이터율이 동일하다면, 더 강력한 MCS가 어쨌든 더 좋은 성능을 보일 것이다). 그럼에도 불구하고, "허용된" 다중 코드와 함께 다양한 가능한 MCS를 갖는 이러한 나열과 표는 무선 통신 링크 상황에 따라, 선택을 위하여 제공될 수 있다.

예를 들어 4 비트로 16개의 다른 MCS들, 즉 코드 채널의 개수와 MCS의 조합들이 가능하다.

UE는 최대한의 HSDPA 전력이 그 UE에게 할당된다는 가정하에 노드 B에게 링크 또는 채널의 품질을 알리기 위하여 이것들을 사용할 것이다. 노드 B의 패킷 스케줄링 알고리즘은 UE에게 또한 더 적은 코드를 할당할 수 있다(예를 들어, 만일 더 많은 사용자들을 동시에 코드 다중화하기를 원한다면). 예를 들어 만일 2 사용자(UE1과 UE2)가 각 최대 6 코드를 가지고 코드 다중화되고, 그리고 UE1은 MCS5를 요청했고 그리고 UE2는 MCS8을 원한다면, 노드 B는 UE1에게 4 코드를 갖는 QPSK 1/2(그리고 절반의 HSDPA 전력)과 UE2를 위해 6 코드를 갖는 QPSK 3/4(그리고 절반의 HSDPA 전력)을 할당할 수 있다.

하향 링크에서, 노드 B는 사용된 전력 수준 뿐만 아니라, 실제 MCS가 무엇인지, 코드의 개수와 어떤 코드인지를 결국 결정하여 UE에게 알려야 한다(UE는 최대한의 전력을 갖는 더 적은 코드가 할당되었는지 또는 코드 다중화 때문에 더 적은 전력을 갖는지를 알지 못한다). 하향 링크에서, TFCI 유형의 신호 전송은 앞에서 기술된 바와 같이 사용될 수 있다.

본 발명이 최선 실시예의 관점에서 제시되고 기술되었지만, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 갖는 자는 본 발명의 정신과 범위를 벗어나지 않고서 이제까지의 기술과 다양한 다른 변경, 형식(form)에 있어서의 생략 및 추가들 및 그 상세한 사항이 이루어질 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

Claims

이동 통신 시스템에서 시간에 따라 변하는 무선 통신 링크 품질에 따라 무선 통신 링크를 적응적으로 변조함에 사용하는 방법에 있어서,

전송기에 의하여 무선 통신 링크를 통하여 사용하기 위하여 상기 시간에 따라 변하는 무선 통신 링크 품질에 따라 복수의 변조 및 코딩 구성(MCS)들로부터 채널화 코드들의 개수와 MCS를 적응적으로 선택하는 단계, 및

상기 전송기로부터 상기 무선 통신 링크의 수신기로 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수와 관련된 정보를 신호로 알리는 단계를 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제1항에 있어서, 상기 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수는 미리 저장된 룩업 테이블로부터 선택됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제2항에 있어서, 상기 룩업 테이블은 각 MCS와 연관된 가능한 채널화 코드들의 개수로 만들어짐을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제2항에 있어서, 상기 룩업 테이블은 하위 MCS로부터 시작하여, 모든 허용되는 채널화 코드들이 나열되도록 만들어지고, 각 후속 MCS를 위해서는 허용되는 채널화 코드들의 최대값을 갖는 이전 MCS의 최대 비트율보다 더 높은 비트율을 제공하는 코드 채널들만이 단지 나열됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제1항에 있어서, 상기 적응적으로 선택하는 단계 이전에, 상기 무선 통신 링크 품질을 측정하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제5항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 상기 무선 통신 링크의 상기 수신기로 역할하는 사용자 장비에서 수행됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제6항에 있어서, 상기 적응적으로 선택하는 단계와 신호로 알리는 단계는 상기 전송기에서 수행되거나 상기 무선 통신 링크의 상기 수신기로 역할하는 상기 사용자 장비 외의 곳에서 수행되고, 상기 방법은 상기 사용자 장비로부터 상기 무선 통신 링크의 상기 전송기로 측정 신호를 제공하는 단계를 더 포함하고, 상기 측정 신호는 상기 측정 단계에서 측정된 무선 통신 링크 품질을 표시하는 크기(magnitude)를 가짐을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제6항에 있어서, 상기 사용자 장비가 상기 측정하는 단계에서 만들어진 측정에 기초하여, MCS를 선택하고 상기 전송기에 의하여 상기 무선 통신 링크를 적응적으로 변조함에 사용하기 위하여 요청된 MCS로 상기 선택된 MCS를 상기 전송기에게 보고하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제8항에 있어서, 상기 신호로 알리는 단계는 상기 전송기에 의하여 복수의 사용자 장비 수신기들 사이에 공유되는 제어 채널을 통하여 상기 정보를 전송함으로써 수행됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제8항에 있어서, 상기 전송기가 상기 요청된 MCS를 상기 수신기로부터 수신한 후, 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 코드 채널들의 개수와 관련된 상기 정보를 결정하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제10항에 있어서, 상기 사용자 장비가 MCS를 선택하는 단계는 채널화 코드들의 개수를 선택하는 것을 포함하고, 상기 선택된 MCS를 상기 보고하는 단계는 상기 선택된 채널화 코드들의 개수를 보고하는 것을 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제9항에 있어서, 상기 전송기가 상기 사용자 장비 수신기들에게 상기 적응적으로 변조된 무선 통신 링크의 하향 링크 공유 채널을 전송하기 전에 상기 정보는 상기 제어 채널을 통하여 전송됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제9항에 있어서, 상기 제어 채널은 자동 재송 요구 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수와 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성됨을 특징으로 하는 적응 변조사용 방법.
제12항에 있어서, 상기 제어 채널은 자동 재송 요구 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 채널화 코드의 개수와 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제12항에 있어서, 상기 하향 링크 공유 채널과 상기 제어 채널 중의 하나 또는 양자는 2 밀리초 또는 3 슬롯과 동일한 전송 시간 간격(TTI)을 가짐을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제15항에 있어서, 패킷에 응답하기 위한 사용자 장비 처리 시간(Tuep)은 2 내지 3 TTI 사이임을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제15항에 있어서, 상기 하향 링크 공유 채널의 지정 TTI 동안에 상기 제어 채널을 통하여 전송되는 상기 정보는 상기 하향 링크 공유 채널의 상기 지정 TTI 이전에 시작하는 제어 채널 TTI에서 다른 정보 이전에 상기 채널화 코드들의 개수와 MCS를 전송할 수 있도록 구성됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제7항에 있어서, 상기 측정 신호는 목표 무선 통신 링크 품질을 충족하는 현재의 최고 가능한 데이터율을 표시함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제18항에 있어서, 상기 최고 가능한 데이터율은 상기 목표 무선 통신 링크 품질을 충족하는 최고 순위 MCS에 의하여 표시됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제19항에 있어서, 상기 MCS는 채널화 코드들의 개수, 변조 스킴 및 오류 정정 스킴의 코드율을 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제19항에 있어서, 상기 MCS는 채널화 코드들의 개수, 변조 스킴 및 TTI당 비트 수를 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제18항에 있어서, 상기 측정 신호는 상기 복수의 MCS들로부터 선택될 경우에 전송이 가능하지 않다는 신호 전송의 가능성(MCS0)을 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제8항에 있어서, 상기 선택된 MCS는 목표 무선 통신 링크 품질을 충족하는 현재의 최고 가능한 데이터율을 표시함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제23항에 있어서, 상기 최고 가능한 데이터율은 상기 목표 무선 통신 링크품질을 충족하는 최고 순위 MCS에 의하여 표시됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제24항에 있어서, 상기 MCS는 채널화 코드들의 개수, 변조 스킴 및 오류 정정 스킴의 코드율을 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제24항에 있어서, 상기 MCS는 채널화 코드들의 개수, 변조 스킴 및 TTI당 비트 수를 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제23항에 있어서, 상기 측정 신호는 상기 복수의 MCS들로부터 선택될 경우에 전송이 가능하지 않다는 신호 전송의 가능성(MCS0)을 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제1항에 있어서, 목표 무선 통신 링크 품질을 위하여, 상기 적응적으로 선택하는 단계는:

차례로 점점 상위 순위 MCS들 각각이 상기 목표 무선 통신 채널 품질을 가지는 상기 채널을 위한 특정 오류 측정을 달성할 수 있지를 테스트하는 단계, 및

상기 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지지 않으면서 최대 또는 그보다 적은 허용된 채널화 코드들의 개수라고 검사된 최고 순위 MCS를 선택하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제1항에 있어서, 상기 전송기는 사용자 장비임을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제1항에 있어서, 상기 수신기는 사용자 장비임을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제1항에 있어서, 상기 신호로 알리는 단계는 전송 포맷 결합 표시자(TFCI)를 이용하여 수행됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제1항에 있어서, 목표 무선 통신 채널 품질을 위하여, 상기 적응적으로 선택하는 단계는:

상기 시간에 따라 변하는 무선 통신 채널 품질에 따라 특정 오류 측정을 달성할 수 있는 최하 순위 변조 및 코딩 구성(MCS)으로부터 시작하는 단계,

채널이 상기 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지도록 하지 않으면서 최고 채널화 코드들의 개수가 상기 최하 순위 MCS 또는 이어서 테스트되는 상위 순위 MCS라고 검사될 때까지 증가하는 코드 채널들의 개수로 대응적으로 다른 비트율에서 상기 최하 순위 MCS를 테스트하는 단계, 및 그후

채널이 상기 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지도록 하지 않으면서 상기 최고 채널화 코드들의 개수라고 검사된 최하 순위 MCS 또는 최하 상위 순위MCS를 선택하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제32항에 있어서, 상기 전송기에서 상기 수신기로 상기 선택된 최하 순위 MCS 또는 최하 상위 순위 MCS와 관련된 정보를 신호로 알리는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
제33항에 있어서, 상기 신호로 알리는 단계는 전송 포맷 결합 표시자(TFCI)를 이용하여 수행됨을 특징으로 하는 적응 변조 사용 방법.
이동 통신 시스템에서 사용하기 위하여 변조 및 코딩 구성(MCS)을 선택하는 방법에 있어서,

시간에 따라 변하는 무선 통신 채널 품질을 가지는 채널을 위한 특정 오류 측정을 달성할 수 있는 하나의 MCS를 선택하는 단계, 및

목표 무선 통신 채널 품질 아래로 떨어지지 않고 상기 선택된 MCS와 함께 사용할 수 있는 다수의 채널화 코드들을 선택하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제35항에 있어서, 상기 시스템의 전송기에서 상기 시스템의 수신기로 상기 선택된 MCS와 관련된 정보를 신호로 알리는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제36항에 있어서, 상기 신호로 알리는 단계는 전송 포맷 결합 표시자(TFCI)를 이용하여 수행됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제36항에 있어서, 상기 전송기는 사용자 장비임을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제36항에 있어서, 상기 수신기는 사용자 장비임을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제35항에 있어서, 상기 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수는 미리 저장된 룩업 테이블로부터 선택됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제40항에 있어서, 상기 룩업 테이블은 각 MCS와 연관된 가능한 채널화 코드들의 개수로 만들어짐을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제35항에 있어서, 상기 룩업 테이블은 최하 MCS로부터 시작하여, 모든 허용되는 채널화 코드들이 나열되도록 만들어지고, 각 후속 MCS를 위해서는 허용되는 채널화 코드들의 최대값을 갖는 이전 MCS의 최대 비트율보다 더 높은 비트율을 제공하는 코드 채널들만이 단지 나열됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택방법.
제36항에 있어서, 상기 선택하는 단계 이전에, 상기 무선 통신 링크 품질을 측정하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제43항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 사용자 장비에서 수행됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제44항에 있어서, 상기 선택하는 단계와 신호로 알리는 단계는 상기 전송기에서 수행되거나 상기 무선 통신 링크의 상기 수신기로 역할하는 상기 사용자 장비 외의 곳에서 수행됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제44항에 있어서, 상기 사용자 장비가 상기 측정하는 단계에서 만들어진 측정에 기초하여, MCS를 선택하고 요청된 MCS로 상기 선택된 MCS를 상기 전송기에게 보고하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제45항에 있어서, 상기 사용자 장비로부터 상기 무선 통신 채널의 상기 전송기로 측정 신호를 제공하는 단계를 더 포함하고, 상기 측정 신호는 상기 사용자 장비에서 수신된 무선 통신 채널 품질을 표시하는 크기를 가짐을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제46항에 있어서, 상기 신호로 알리는 단계는 상기 전송기에 의하여 복수의 사용자 장비 수신기들 사이에 공유되는 제어 채널을 통하여 상기 정보를 전송함으로써 수행됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제46항에 있어서, 상기 전송기가, 상기 수신기로부터 상기 요청된 MCS를 수신한 후에, 상기 MCS와 상기 채널화 코드들의 개수를 상기 선택하는 단계를 수행하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제41항에 있어서, 상기 사용자 장비가 MCS를 선택하는 단계는 채널화 코드들의 개수를 선택하는 것을 포함하고, 상기 선택된 MCS를 상기 보고하는 단계는 요청된 채널화 코드의 개수로 상기 선택된 채널화 코드들의 개수를 보고하는 것을 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제48항에 있어서, 상기 전송기가 상기 사용자 장비 수신기들에게 하향 링크 공유 전송 채널을 전송하기 전에 상기 정보는 상기 제어 채널을 통하여 전송됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제48항에 있어서, 상기 제어 채널은 인증(acknowledgement) 요청 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 선택된 MCS와 상기 채널화코드들과 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제51항에 있어서, 상기 제어 채널은 자동 재송 요구 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 선택된 MCS와 상기 채널화 코드들과 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제51항에 있어서, 상기 하향 링크 공유 채널과 상기 제어 채널 중의 하나 또는 양자는 2 밀리초 또는 3 슬롯과 동일한 전송 시간 간격(TTI)을 가짐을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제54항에 있어서, 패킷에 응답하기 위한 사용자 장비 처리 시간(Tuep)은 2 내지 3 TTI 사이임을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제54항에 있어서, 상기 하향 링크 공유 채널의 지정 TTI 동안에 상기 제어 채널을 통하여 전송되는 상기 정보는 상기 하향 링크 공유 채널의 상기 지정 TTI의 3 슬롯 이전에 시작하는 제어 채널 TTI에서 다른 정보 이전에 상기 채널화 코드들의 개수와 MCS를 전송하도록 구성됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제47항에 있어서, 상기 측정 신호는 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지지 않으면서 최대 또는 그보다 적은 허용된 채널화 코드들의 개수를 허용하는 최고 순위 MCS를 표시함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
제57항에 있어서, 상기 측정 신호는 전송이 가능하지 않다는 신호 전송의 가능성(MCS0)을 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 구성의 선택 방법.
시간에 따라 변하는 무선 통신 채널 품질의 무선 통신 채널을 가지는 이동 통신 시스템에서 사용하기 위한 방법에 있어서,

다른 순위 복잡도의 복수의 변조 및 코딩 구성(MCS)들로부터 MCS를 적응적으로 선택하고, 무선 통신 채널 품질에 기초한 지정된 적응을 위한 것으로,

최하 순위 MCS로부터 시작하여 그후에 시간에 따라 변하는 무선 통신 채널 품질에 따라 특정 오류 측정을 달성할 수 있는 모든 상위 순위 MCS들로 계속하는 단계,

점점 상위 채널화 코드들의 개수들로 대응적으로 다른 비트율에서 무선 통신 채널이 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지도록 하지 않으면서 최대 또는 그보다 적은 허용된 채널화 코드들의 개수가 상기 최하 순위 MCS라고 검사되거나 이어서 테스트되는 상위 순위 MCS라고 검사될 때까지 상기 최하 순위 MCS를 테스트하는 단계, 및 그후

상기 최하 순위 MCS를 선택하거나 무선 통신 채널이 목표 무선 통신 채널 품질 미만으로 떨어지도록 하지 않으면서 상기 최대 또는 그보다 적은 허용된 채널화 코드들의 개수라고 검사된 사용할 수 있는 최고 순위 MCS를 선택하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제59항에 있어서, 전송기에서 상기 무선 통신 채널의 수신기로 상기 선택된 최하 순위 MCS 또는 최고 순위 MCS와 관련된 정보를 신호로 알리는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제60항에 있어서, 상기 신호로 알리는 단계는 전송 포맷 결합 표시자(TFCI)를 이용하여 수행됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제59항에 있어서, 상기 MCS들은 미리 저장된 룩업 테이블로부터 상기 채널화 코드들과 연관된 상기 테스트를 위하여 사용할 수 있음을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제62항에 있어서, 상기 룩업 테이블은 각 MCS와 연관된 가능한 채널화 코드들의 개수로 만들어짐을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제62항에 있어서, 상기 룩업 테이블은 최하 MCS로부터 시작하여, 모든 허용되는 채널화 코드들이 나열되도록 만들어지고, 각 후속 MCS를 위해서는 허용되는 채널화 코드들의 최대값을 갖는 이전 MCS의 최대 비트율보다 더 높은 비트율을 제공하는 코드 채널들만이 단지 나열됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제60항에 있어서, 상기 선택하는 단계 이전에, 상기 무선 통신 채널 품질을 측정하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제65항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 사용자 장비에서 수행됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제66항에 있어서, 상기 테스트하는 단계와 선택하는 단계는 상기 전송기에서 수행되거나 상기 무선 통신 링크의 상기 수신기로 역할하는 상기 사용자 장비 외의 곳에서 수행됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제67항에 있어서, 상기 전송기는 기지국 또는 무선 통신망 제어기임을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제67항에 있어서, 상기 신호로 알리는 단계는 상기 전송기에 의하여 복수의 사용자 장비 수신기들 사이에 공유되는 제어 채널을 통하여 상기 정보를 전송함으로써 수행됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제69항에 있어서, 상기 전송기가 상기 사용자 장비 수신기들에게 상기 하향 링크 공유 채널을 전송하기 전에 상기 정보는 상기 제어 채널을 통하여 전송됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제69항에 있어서, 상기 제어 채널은 자동 재송 요구 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 채널화 코드의 개수와 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제70항에 있어서, 상기 제어 채널은 인증 요청 파라미터들이 또한 상기 제어 채널을 통하여 전송되기 전에 상기 적응적으로 선택된 MCS와 상기 채널화 코드의 개수와 관련된 상기 정보를 전송하도록 구성됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제62항에 있어서, 상기 사용자 장비가, 측정하는 단계에서 만들어진 측정에 기초하여, 상기 테스트하는 단계, 선택하는 단계 및 상기 수신기에게 정보를 신호로 알리는 단계를 수행하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제73항에 있어서, 상기 수신기가, 상기 사용자 장비로부터 신호로 알려진 상기 정보를 수신한 후에, 목표 무선 통신 채널 품질에 기초하여 상기 정보를 결정하고 상기 사용자 장비에게 신호로 알리는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제70항에 있어서, 상기 하향 링크 공유 채널과 상기 제어 채널 중의 하나 또는 양자는 2 밀리초 또는 3 슬롯과 동일한 전송 시간 간격(TTI)을 가짐을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제75항에 있어서, 패킷에 응답하기 위한 사용자 장비 처리 시간(Tuep)은 2 내지 3 TTI 사이임을 특징으로 하는 적응 선택 방법.
제75항에 있어서, 상기 하향 링크 공유 채널의 지정 TTI 동안에 상기 제어 채널을 통하여 전송되는 상기 정보는 상기 하향 링크 공유 채널의 상기 지정 TTI 이전에 시작하는 제어 채널 TTI에서 다른 정보 이전에 상기 채널화 코드들의 개수와 MCS를 전송할 수 있도록 구성됨을 특징으로 하는 적응 선택 방법.