KR20020077389A - 광대역 신호의 코딩을 위한 대수적 코드북에서의 펄스위치 및 부호의 인덱싱 - Google Patents
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Abstract
본 발명에 따른 인덱싱 방법은 펄스 위치의 트랙 세트를 형성하는 단계, 펄스 위치의 트랙 세트에 따라 코드북의 조합으로부터 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 제한하는 단계, 및 코드북에서 적어도 대응하는 트랙에서의 위치, 펄스의 진폭, 및 대응하는 트랙에서의 펄스 위치들의 수와 관련하여 조합의 각 넌-제로-진폭 펄스를 인덱싱하는 단계를 포함한다. 하나의 트랙에서 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 인덱싱하기 위해, 절차 code_1 펄스 및 code_2 펄스가 각각 사용된다. X개의 넌-제로-진폭의 위치가 하나의 트랙에 위치할 때에(X ≥3), X개 펄스의 서브인덱스는 절차 code_1 펄스 및 code_2 펄스를 이용하여 계산되고, 전체 인덱스는 이들 서브인덱스를 조합함으로써 계산된다.
Description
시청각 원격회의, 멀티미디어 및 무선 애플리케이션 뿐만 아니라 인터넷 및 패킷 네트워크 애플리케이션과 같은 다양한 애플리케이션에 대해, 양호한 주관적(subjective) 품질/비트 레이트의 균형을 갖는 효과적인 디지털 광대역 음성(speech)/오디오(audio) 인코딩 기술의 요구가 증가되고 있다. 최근까지, 200-3400Hz 범위에서 필터링되는 전화 대역폭이 음성 코딩 애플리케이션에 주로 사용되었다. 그러나, 음성 신호의 요해성(intelligibility) 및 자연스러움(naturalness)을 증가시키기 위해 광대역 음성 애플리케이션에 대한 요구가 증가하고 있다. 50-7000Hz 범위내의 대역폭이 페이스-투-페이스(face-to-face) 음성 품질을 전달하는데 충분한 것으로 알려졌다. 오디오 신호에 대하여, 이 범위는 수용 가능한 오디오 품질을 제공하지만, 여전히 20-20000 Hz 범위에서 동작하는 CD(컴팩트 디스크) 품질보다는 더 낮다.
음성 인코더는 음성 신호를 디지털 비트스트림으로 변환하는데, 이것은 통신 채널을 통해 전송된다(또는 저장 매체에 저장된다). 음성 신호는 디지털화되고 (대개 샘플당 16-비트로 샘플링 및 양자화되고), 음성 인코더는 양호한 주관적 품질을 유지하면서 보다 적은 수의 비트를 가진 디지털 샘플을 표현하는 역할을 한다. 음성 디코더 또는 합성기(synthesizer)는 전송 또는 저장된 비트스트림을 조작하여 이것을 사운드(sound) 신호로 다시 변환한다.
양호한 품질/비트 레이트의 균형을 달성할 수 있는 가장 좋은 종래의 기술 중 하나는 소위 CELP(Code Excited Linear Prediction) 기술이다. 이 기술에 따르면, 샘플링된 음성 신호는 대개 프레임이라고 부르는L샘플의 연속적인 블록으로 처리되는데, 여기서,L은 (10-30ms의 음성에 대응하는) 소정의 수이다. CELP 에서, LP(Linear Prediction: 선형 예측) 합성 필터가 매 프레임마다 컴퓨팅 및 전송된다. 그리고 나서,L-샘플 프레임은N샘플 사이즈의 서브프레임이라 부르는 보다 작은 블록으로 나누어지는데, 여기서,L=kN이고,k는 하나의 프레임에서의 서브프레임의 수이다(N은 대개 4-10ms의 음성에 대응한다). 여기(excitation) 신호가 각서브프레임에서 결정되는데, 이것은 대개 2개의 성분 - 과거 여기(past excitation) 코드북으로부터의 하나의 성분(피치 기여(pitch contribution) 또는 적응(adaptive) 코드북이라 부름), 및 혁신(innovative) 코드북(고정(fixed) 코드북이라 부름)으로부터의 또다른 성분 - 으로 구성된다. 이 여기 신호는 전송되어 합성된 음성을 얻기 위해 LP 합성 필터의 입력으로서 디코더에서 사용된다.
CELP 기술에 따라 음성을 합성하기 위해,N샘플의 각 블록이 음성 신호의 스펙트럼 특성을 모델링하는 시변 필터를 통해 혁신 코드북으로부터 적합한 코드벡터(codevector)를 필터링함으로써 합성된다. 이 필터들은 피치 합성 필터(대개 이전의 여기 신호를 포함하는 적응 코드북으로서 구현됨) 및 LP 합성 필터로 구성된다. 인코더 측에서, 코드북으로부터의 코드벡터의 서브세트 또는 모두에 대해 합성 출력이 컴퓨팅된다 (코드북 검색). 보유된(retained) 코드벡터는 인식 가중(perceptually weighted) 왜곡 척도에 따라 원래의 음성 신호에 가장 근접한 합성 출력을 생성하는 것이다. 이 인식 가중(perceptual weighting)은, 대개 LP 합성 필터로부터 유도되는, 소위 인식 가중 필터를 사용하여 수행된다.
CELP 환경에서의 혁신 코드북은N-차원의 코드벡터로 참조될 수 있는N-샘플 길이의 시퀀스의 인덱싱된 세트이다. 각 코드북 시퀀스는1내지M범위의 정수 k에 의해 인덱싱되는데, 여기서,M은 종종 비트b수로 표현되는 코드북 크기를 나타내고,M=2 b 이다.
코드북은, 예로 룩-업 테이블(확률적 코드북)과 같은 물리적인 메모리에 저장될 수 있거나, 또는 수식(대수적 코드북)과 같은 대응하는 코드벡터에 인덱스를 관련시키는 메커니즘을 참조할 수 있다.
제1 형태의 코드북인 확률적 코드북(stochastic codebooks)의 단점은 그것이 종종 실질적인 물리적 저장을 포함한다는 것이다. 그것은 확률적, 즉, 인덱스로부터 연관된 코드벡터까지의 경로가 임의적으로 생성된 수 또는 큰 음성 트레이닝 세트에 적용되는 확률적 기술의 결과인 룩-업 테이블을 포함한다는 점에서 임의적이다. 확률적 코드북의 크기는 저장 및/또는 검색 복잡성에 의해 제한되는 경향이 있다.
제2 형태의 코드북은 대수적 코드북(algebraic codebooks)이다. 확률적 코드북에 대조적으로, 대수적 코드북은 임의적이지 않고, 실질적인 저장을 필요로하지 않는다. 대수적 코드북은,k번째 코드벡터의 펄스의 위치 및 진폭이 물리적인 저장을 필요로하지 않거나 또는 최소값을 필요로하는 규칙을 통해 대응하는 인덱스k로부터 유도될 수 있는 인덱싱된 코드벡터의 세트이다. 따라서, 대수적 코드북의 크기는 저장 요건에 의해 제한되지 않는다. 대수적 코드북은 또한 효과적인 검색을 위해 디자인될 수 있다.
CELP 모델은 전화 대역 사운드 신호를 인코딩하는데 매우 성공적이였고, 몇몇 CELP-기반 표준이 광범위의 애플리케이션, 특히 디지털 셀룰러 애플리케이션에 존재한다. 전화 대역에서, 사운드 신호는 200-3400Hz로 대역-제한되고, 8000 샘플/초(samples/sec.)로 샘플링된다. 광대역 음성/오디오 애플리케이션에서, 사운드 신호는 50-7000Hz로 대역-제한되고, 16000 샘플/초로 샘플링된다.
광대역 신호에 대해 전화 대역에 최적화된 CELP 모델을 적용할 때에 약간의 어려움이 발생하고, 고품질의 광대역 신호를 얻기 위해 부가적인 특징들이 그 모델에 추가되어야 할 필요가 있다. 이 특징들은 효과적인 인식 가중 필터링, 가변 대역폭 피치 필터링 및 효과적인 이득 평활화(gain smoothing) 및 피치 강화 기술을 포함한다. 광대역 신호를 코딩할 때에 발생하는 다른 중요한 문제는 매우 큰 여기(excitation) 코드북을 사용해야할 필요성이다. 따라서, 최소 저장을 필요로 하고 빠르게 검색될 수 있는 효과적인 코드북 구조가 매우 중요해진다. 대수적 코드북은 그 효율성에 대해 알려져 왔고, 이제 다양한 음성 코딩 표준에서 광범위하게 사용되고 있다. 대수적 코드북 및 관련된 고속 검색 절차는 1995년 8월 22일에 등록된 미국특허 제5,444,816호(Adoul 등), 1997년 12월 17일에 Adoul 등에게 양도된 미국특허 제5,699,482호, 1998년 5월 19일에 Adoul 등에게 양도된 미국특허 제5,754,976호, 및 1997년 12월 23일자 미국특허 제5,701,392호에 기재되어 있다.
본 발명은 신호, 특히 음성(speech) 신호(이 신호에 제한되지 않음)를 전송 및 합성하는 것에 있어서 이 신호를 디지털 방식으로 인코딩하는 기술에 관한 것이다. 보다 상세히 말하면, 본 발명은, 특히 ACELP(Algebraic Code Excited Linear Prediction) 기술에 기반한 광대역 신호의 고품질 코딩에 필요한 매우 큰 대수적 코드북(algebraic codebooks)(이것에 제한되지 것은 아님)에서 넌-제로-진폭(non-zero-amplitude) 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하는 방법에 관한 것이다.
도1은 광대역 인코딩 장치의 바람직한 실시예를 개략적으로 도시한 블록도.
도2는 광대역 디코딩 장치의 바람직한 실시예를 개략적으로 도시한 블록도.
도3은 피치 분석 장치의 바람직한 실시예를 개략적으로 도시한 블록도.
도4는 도1의 광대역 인코딩 장치 및 도2의 광대역 디코딩 장치가 구현될 수 있는 셀룰러 통신 시스템을 개략적으로 도시한 블록도.
도5는 펄스 위치 및 부호의 인덱싱을 포함하는,k=2 M 인 경우에 2개의 사인된 펄스를 인코딩하기 위한 절차에 대한 바람직한 실시예를 도시한 순서도.
본 발명의 목적은, 이에 제한되지는 않지만 특히 광대역 신호의 효과적인 인코딩을 위한 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 크기를 인덱싱하기 위한 새로운 절차를 제공하는 것이다.
발명의 요약
본 발명에 따르면, 사운드 신호의 효과적인 인코딩 및 디코딩을 위해 대수적 코드북에서 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하는 방법이 제공된다. 상기 코드북은 다수의 상이한 위치를 각각 정의하고 각각의 조합의 위치에 할당된 제로-진폭 펄스 및 넌-제로-진폭 펄스를 모두 포함하는 펄스 진폭/위치 조합의 세트를 포함한다. 각각의 넌-제로-진폭 펄스는 다수의 가능한 진폭 중 하나를 갖고, 상기 인덱싱 방법은, 상기 펄스 위치의 적어도 하나의 트랙의 세트를 형성하는 단계; 상기 펄스 위치의 적어도 하나의 세트에 따라 상기 코드북 조합으로부터 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 제한하는 단계; 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치만이 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차1을 설정하는 단계; 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치만이 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차2를 설정하는 단계; 및 X개(X ≥3)의 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누는 단계; 및 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차X를 이용하는 단계를 포함하고, 상기 절차X는, 상기 2개의 트랙 센션 중 각각의 넌-제로-진폭 펄스가 위치하는 하나를 식별하는 단계; 상기 섹터 중 적어도 하나 및 전체 트랙에서 상기 설정된 절차1 및 절차2를 이용하여 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 서브인덱스를 계산하는 단계; 및 상기 서브인덱스를 조합함으로써 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하는 단계를 포함한다.
바람직하게, 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하는 단계는, 상기 서브인덱스 중 적어도 2개를 조합함으로써 적어도 하나의 중간 인덱스를 계산하는 단계; 및 나머지 서브인덱스와 상기 적어도 하나의 중간 인덱스를 조합함으로써 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하는 단계를 포함한다.
본 발명은 또한, 사운드 신호의 효과적인 인코딩 및 디코딩을 위해 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 장치에 관한 것이다. 상기 코드북은 펄스 진폭/위치 조합의 세트를 포함하고, 각각의 펄스 진폭/위치 조합은 다수의 상이한 위치를 정의하고, 상기 조합의 각각의 위치에 할당되는 제로-진폭 펄스 및 넌-제로-진폭 펄스를 모두 포함하고, 각각의 넌-제로-진폭 펄스는 다수의 가능한 진폭 중 하나를 갖는다. 상기 인덱싱 장치는, 상기 펄스 위치의 적어도 하나의 트랙의 세트를 형성하기 위한 수단; 상기 펄스 위치의 적어도 하나의 세트에 따라 상기 코드북 조합으로부터 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 제한하기 위한 수단; 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치만이 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차1을 설정하기 위한 수단; 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치만이 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차2를 설정하기 위한 수단; 및 X개(X ≥3)의 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누기 위한 수단; 및 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차X를 설정하기 위한 수단을 포함하고, 상기 절차X 설정 수단은, 상기 2개의 트랙 센션 중 각각의 넌-제로-진폭 펄스가 위치하는 하나를 식별하기 위한 수단; 상기 트랙 섹션 중 적어도 하나 및 전체 트랙에서 상기 설정된 절차1 및 절차2를 이용하여 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및 상기 서브인덱스를 조합함으로써 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하기 위한 수단을 포함한다.
바람직하게, 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하기 위한 수단은, 상기 서브인덱스 중 적어도 2개를 조합함으로써 적어도 하나의 중간 인덱스를 계산하기 위한 수단; 및 나머지 서브인덱스와 상기 적어도 하나의 중간 인덱스를 조합함으로써 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하기 위한 수단을 포함한다.
본 발명은 또한, 사운드 신호를 인코딩하고, 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 사운드 신호에 응답하는 사운드 신호 처리 수단을 포함하는 인코더에 관한 것으로, 여기서, 상기 사운드 신호 처리 수단은, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단; 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 전술된 것과 같은 장치를 포함한다.
본 발명은 또한, 사운드 신호 인코딩 파라미터에 응답하여 사운드 신호를 합성하기 위한 디코더에 관한 것으로, 여기 신호(excitation signal)를 생성하기 위해 상기 사운드 신호 인코딩 파라미터에 응답하는 인코딩 파라미터 처리 수단; 및 상기 여기 신호에 응답하여 상기 사운드 신호를 합성하기 위한 합성 필터를 포함하고, 상기 인코딩 파라미터 처리 수단은, 상기 여기 신호의 일부분을 생성하기 위해상기 사운드 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나에 응답하는 대수적 코드북; 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 전술된 것과 같은 장치를 포함한다.
본 발명은 또한, 다수의 셀로 분할된 큰 지리적 영역에 서비스를 제공하기 위한 셀룰러 통신 시스템에 관한 것으로, 이동 송신기/수신기 유닛; 상기 셀들에 각각 위치한 셀룰러 기지국; 상기 셀룰러 기지국들 사이에 통신을 제어하기 위한 수단; 하나의 셀에 위치한 각각의 이동 유닛과 상기 하나의 셀의 셀룰러 기지국 사이의 양방향 와이어리스 통신 서브-시스템 - 상기 양방향 와이어리스 통신 서브-시스템은, 상기 이동 유닛 및 상기 셀룰러 기지국 양쪽에, 음성 신호를 인코딩하기 위한 수단 및 상기 인코딩된 음성 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하는 (a) 송신기, 및 송신된 인코딩된 음성 신호를 수신하기 위한 수단 및 상기 수신된 인코딩된 음성 신호를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 (b) 수신기를 포함함 - 을 포함하고, 여기서, 상기 음성 신호 인코딩 수단은 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 음성 신호에 응답하는 수단을 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 생성 수단은 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단, 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 전술된 것과 같은 장치를 포함하고, 상기 음성 신호는 상기 사운드 신호를 구성한다.
본 발명은 또한, 음성 신호를 인코딩하기 위한 수단 및 상기 인코딩된 음성 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하는 (a) 송신기, 및 송신된 인코딩된 음성 신호를 수신하기 위한 수단 및 상기 수신된 인코딩된 음성 신호를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 (b) 수신기을 포함하는 셀룰러 네트워크 엘리먼트에 관한 것으로, 여기서, 상기 음성 신호 인코딩 수단은 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 음성 신호에 응답하는 수단을 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 생성 수단은 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단, 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 전술된 것과 같은 장치를 포함하고, 상기 음성 신호는 상기 사운드 신호를 구성한다.
본 발명은 또한, 음성 신호를 인코딩하기 위한 수단 및 상기 인코딩된 음성 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하는 (a) 송신기, 및 송신된 인코딩된 음성 신호를 수신하기 위한 수단 및 상기 수신된 인코딩된 음성 신호를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 (b) 수신기를 포함하는 셀룰러 이동 송신기/수신기 유닛에 관한 것으로, 여기서, 상기 음성 신호 인코딩 수단은 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 음성 신호에 응답하는 수단을 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 생성 수단은 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단, 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 전술된 것과 같은 장치를 포함하고, 상기 음성 신호는 상기 사운드 신호를 구성한다.
본 발명은 또한, 다수의 셀로 분할된 큰 지리적 영역에 서비스를 제공하고, 이동 송신기/수신기 유닛; 상기 셀들에 각각 위치한 셀룰러 기지국; 및 상기 셀룰러 기지국들 사이에 통신을 제어하기 위한 수단을 포함하는 셀룰러 통신 시스템에서, 하나의 셀에 위치한 각각의 이동 유닛과 상기 하나의 셀의 셀룰러 기지국 사이의 양방향 와이어리스 통신 서브-시스템에 관한 것으로, 상기 이동 유닛 및 상기 셀룰러 기지국 양쪽에, 음성 신호를 인코딩하기 위한 수단 및 상기 인코딩된 음성 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하는 (a) 송신기, 및 송신된 인코딩된 음성 신호를 수신하기 위한 수단 및 상기 수신된 인코딩된 음성 신호를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 (b) 수신기를 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 수단은 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 음성 신호에 응답하는 수단을 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 생성 수단은 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단, 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 전술된 것과 같은 장치를 포함하고, 상기 음성 신호는 상기 사운드 신호를 구성한다.
본 발명의 상기 및 다른 목적, 장점 및 특징들은 첨부된 도면을 참조하여, 제한적이 아닌 예시적인 방법으로 제시된 다음의 바람직한 실시예로부터 보다 명확해질 것이다.
이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 주지된 바와 같이, 401(도4)과 같은 셀룰러 통신 시스템은 큰 지리적인 영역을C개의 보다 작은 셀로 분할함으로써 큰 지리적인 영역을 통해 통신 서비스를 제공한다.C개의 보다 작은 셀은 각각의 셀룰러 기지국(4021, 4022, ... ,402C)에 의해 서비스되어, 각각의 셀에 무선 시그널링, 오디오 및 데이터 채널을 제공하게 된다.
무선 시그널링 채널은 셀룰러 기지국(402)의 커버 영역(셀)의 한계내에 403과 같은 이동 무선전화(이동 송신기/수신기 유닛)에 호를 신청하고, 기지국 셀의 내부 또는 외부에 위치한 다른 무선전화(403) 또는 PSTN(Public Switched Telephone Network)(404)과 같은 다른 네트워크에 호를 신청하는데 사용된다.
무선전화(403)가 호를 성공적으로 수신받으면, 이 무선전화(403)와 이 무선전화(403)가 놓인 셀에 대응하는 셀룰러 기지국(402) 사이에 오디오 또는 데이터 채널이 수립되고, 이 오디오 또는 데이터 채널을 통해 기지국(402)과 무선전화(403) 사이의 통신이 수행된다. 무선전화(403)는 또한 호가 처리되는 동안에 시그널링 채널을 통해 제어 또는 타이밍 정보를 수신할 수 있다.
호가 처리되는 동안에 무선전화(403)가 하나의 셀을 떠나 다른 인접한 셀로 진입하는 경우, 무선전화(403)는 새로운 셀 기지국의 가용 오디오 또는 데이터 채널로 호를 핸드오버(hand over)한다. 호가 처리되지 않는 동안에 무선전화(403)가 하나의 셀을 떠나 다른 인접한 셀로 진입하는 경우에는, 무선전화(403)는 새로운 셀의 기지국(402)에 로깅하기 위해 시그널링 채널을 통해 제어 메시지를 전송한다. 이 방식으로 넓은 지리적 영역에 걸쳐 이동 통신이 가능하다.
셀룰러 통신 시스템(401)은 또한, 예를 들면, 무선전화(403)와 PSTN(404) 사이의 통신 또는 제1 셀에 위치한 무선전화(403)와 제2 셀에 위치한 무선전화(403) 사이의 통신 동안에, 셀룰러 기지국(402)과 PSTN(404) 사이에 통신을 제어하기 위한 제어 터미널을 더 포함한다.
물론, 양방향 와이어리스 무선 통신 서브시스템은 하나의 셀의 기지국(402)과 그 셀에 위치한 무선전화(403) 사이에 오디오 또는 데이터 채널을 수립하는 것이 요구된다. 도4에 매우 간략한 형태로 도시된 바와 같이, 이러한 양방향 와이어리스 무선 통신 서브시스템은 통상적으로 무선전화(403) 내에, 송신될 음성 신호 또는 다른 신호를 인코딩하기 위한 인코더(407); 및 인코더(407)로부터 인코딩된 신호를 409와 같은 안테나를 통해 송신하기 위한 송신 회로(408)를 포함하는 송신기(406); 및 대개 동일한 안테나(409)를 통해 송신된 인코딩 음성 신호 또는 다른 신호를 수신하기 위한 수신 회로(411); 및 수신 회로(411)로부터 수신된 인코딩 신호를 디코딩하기 위한 디코더(412)를 포함하는 수신기(410)를 포함한다.
무선전화(403)는 또한 인코더(407)로 음성 신호 또는 다른 신호를 공급하고, 디코더(412)로부터의 음성 신호 또는 다른 신호를 처리하기 위한 전형적인 무선전화 회로(413)를 더 포함한다. 이 무선전화 회로(413)는 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지되어 있기 때문에, 본 명세서에서는 더 이상 상세히 기술하지 않을 것이다.
또한, 이러한 양방향 와이어리스 무선 통신 서브시스템은 통상적으로 기지국(402) 내에, 송신될 음성 신호 또는 다른 신호를 인코딩하기 위한 인코더(415); 및 인코더(415)로부터 인코딩된 신호를 417과 같은 안테나를 통해 송신하기 위한 송신 회로(416)를 포함하는 송신기(414); 및 대개 동일한 안테나(417) 또는 다른 상이한 안테나(미도시)를 통해 송신된 인코딩 음성 신호 또는 다른 신호를 수신하기 위한 수신 회로(419); 및 수신 회로(419)로부터 수신된 인코딩 신호를 디코딩하기 위한 디코더(420)를 포함하는 수신기(418)를 포함한다.
기지국(402)은 또한, 통상적으로, 그것의 연관된 데이터베이스(422)를 따라, 제어 터미널(405)과 송신기(414), 수신기(418) 사이의 통신을 제어하기 위한 기지국 제어기(421)를 더 포함한다. 기지국 제어기(421)는 기지국(402)과 동일할 셀내에 위치한 403과 같은 2개의 무선전화 사이에서 통신하는 경우에, 송신기(414)와 수신기(418) 사이의 통신을 제어할 수 있다.
이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된 바와 같이, 양방향 와이어리스 무선 통신 서브시스템을 통해, 즉 무선전화(403)와 기지국(402) 사이에, 예를 들면, 음성 신호를 송신하는데 필요한 대역폭을 감소시키기 위해, 인코딩이 요구된다.
CELP 인코더와 같이 통상적으로 13 kbits/초 이하에서 동작하는 (415 및 407과 같은) LP 음성 인코더는 통상적으로 음성 신호의 단기간 스펙트럼 엔벨로프를 모델링하기 위해 LP 합성 필터를 사용한다. LP 정보는 통상적으로 디코더(420, 412)에 매 10 또는 20 ms마다 송신되고, 디코더 측에서 추출된다.
본 명세서에 기재된 새로운 기술은 음성을 포함한 전화-대역 신호, 음성과는 다른 사운드 신호 뿐만 아니라 다른 형태의 광대역 신호와 함께 사용될 수 있다.
도1은 광대역 신호를 보다 잘 수용하도록 수정된 CELP형 음성 인코딩 장치(100)의 포괄적인 블록도를 도시하고 있다. 광대역 신호는 그 밖의 것들 중에 음악 및 비디오 신호와 같은 신호를 포함할 수 있다.
샘플링된 입력 음성 신호(114)는 "프레임"이라 부르는 연속적인L-샘플 블록으로 나누어진다. 각각의 프레임에서, 프레임 내에서 음성 신호를 나타내는 상이한 파라미터가 컴퓨팅, 인코딩 및 송신된다. LP 합성 필터를 나타내는 LP 파라미터는 대개 매 프레임마다 한번씩 컴퓨팅된다. 프레임은N샘플(길이N의 블록)의 보다 작은 블록으로 다시 나누어 지는데, 여기서, 여기 파라미터(excitation parameters)(피치 및 혁신)가 결정된다. CELP 문헌에서, 길이N의 블록들을 "서브프레임"이라 부르고, 서브프레임내의N-샘플 신호는N-차원 벡터로 언급된다. 이 바람직한 실시예에서, 길이N은 5ms에 대응하고, 길이L은 20ms에 대응하며, 이것은 하나의 프레임이 4개의 서브시스템을 포함한다는 것을 의미한다(16kHz 샘플링 레이트에서N=80이고 12.8kHz로 다운-샘플링한 후에 64임). 여러가지N-차원 벡터가 인코딩 절차에서 발생한다. 도1 및 도2에서 나타나는 벡터의 리스트와 송신된 파라미터의 리스트가 아래에 주어져 있다.
주요 N-차원 벡터의 리스트
S광대역 신호 입력 음성 벡터(다운-샘플링(down-sampling), 전처리(pre-processing) 및 프리엠퍼시스(preemphasis) 후)
S w 가중 음성 벡터
S 0 가중 합성 필터의 제로-입력 응답
S p 다운-샘플링된 전처리 신호
S^오버샘플링된 합성 음성 신호
S'디엠퍼시스 전의 합성 신호
S d 디엠퍼시스된 합성 신호
S h 디엠퍼시스 및 후처리 후의 합성 신호
X피치 검색에 대한 타깃 벡터
X 2 혁신 검색에 대한 타깃 벡터
h가중 합성 필터 임펄스 응답
V T T지연에서의 적응(피치) 코드북 벡터
Y T 필터링된 피치 코드북 벡터(V T 가 h 로 감김)
C k 인덱스k에서의 혁신 코드벡터(혁신 코드북의k번째 엔트리)
C f 강화된 스케일링 혁신 코드벡터
u여기 신호(스케일링된 혁신 및 피치 코드벡터)
u'강화된 여기
z대역-통과 노이즈 시퀀스
w'화이트 노이즈 시퀀스
w스케일링된 노이즈 시퀀스
송신된 파라미터의 리스트
STP단기간 예측 파라미터(A(z)정의)
T피치 래그(또는 피치 코드북 인덱스)
b피치 이득(또는 피치 코드북 이득)
j피치 코드벡터에서 사용되는 저역-통과 필터의 인덱스
k코드벡터 인덱스(혁신 코드북 엔트리)
g혁신 코드북 이득
바람직한 실시예에서, STP 파라미터는 프레임당 한번 송신되고, 나머지 파라미터는 매 서브프레임마다 송신된다(프레임당 4번).
인코더 측
샘플링된 음성 신호는, 101 부터 111까지 넘버링된 1하나의 모듈로 나누어진, 도1의 인코딩 장치(100)에 의해 블록 단위로 인코딩된다.
입력 음성 신호는 프레임이라 부르는 전술된 L-샘플 블록으로 처리된다.
도1을 참조하면, 샘플링된 입력 음성 심호(114)는 다운-샘플링 모듈(101)에서 다운-샘플링된다. 예를 들면, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 주지된 기술을 이용하여, 신호가 16kHz 부터 12.8kHz까지 다운-샘플링된다. 다른 주파수로의 다운-샘플링도 물론 구상될 수 있다. 다운-샘플링은, 보다 작은 주파수 대역폭으로 인코딩되기 때문에, 코딩 효율을 증가시킨다. 이것은 또한 프레임 내의 샘플의 수가 감소되기 때문에 알고리즘의 복잡성을 감소시킨다. 비트 레이트가 16kbits/s 이하로 감소될 때, 다운-샘플링의 사용이 의미가 있으며, 16kbits/s 이상에서는 다운-샘플링이 반드시 필요하진 않다.
다운-샘플링 후에, 20 ms의 320-샘플 프레임이 256-샘플 프레임으로 감소된다(4/5의 다운-샘플링 비율).
그리고 나서, 입력 프레임은 선택적인 전처리 블록(102)에 제공된다. 전처리 블록(102)은 50Hz 차단(cut-off) 주파수를 갖는 고역-통과 필터로 구성될 수 있다. 고역-통과 필터(102)는 50Hz 이하의 원치않는 사운드 성분을 제거한다.
다운-샘플링된 전처리 신호는S p (n), n = 0, 1, 2, ..., L-1로 표시되는데, 여기서,L은 프레임의 길이이다(12.8kHz의 샘플링 주파수에서 256). 바람직한 실시예에서, 신호S p (n)는 다음과 같은 전달 함수를 갖는 프리엠퍼시스 필터(103)를 이용하여 프리엠퍼시스된다.
여기서,μ는 0과 1 사이에 위치한 값(통상적인 값은μ= 0.7)을 갖는 프리엠퍼시스 팩터이고,z는 다항식P(z)의 변수를 나타낸다. 보다 높은 순서의 필터가 사용될 수도 있다. 고역-통과 필터(102) 및 프리엠퍼시스 필터(103)는 보다 효과적인 고정-소수점 구현예를 얻기 위해. 교환될 수 있다는 것을 나태냈다.
프리엠퍼시스(103)의 프리엠퍼시스 필터의 기능은 입력 신호의 고 주파수 컨텐츠를 강화하는 것이다. 또한, 이것은 고정-소수점 구현예에 보다 적합하도록 렌더링하는 입력 음성 신호의 동적 범위를 감소시킨다. 프리엠퍼시스 없이, 단일-정밀도 산술을 이용하여 고정-소수점에서의 LP 분석은 구현하기 어렵다.
또한, 프리엠퍼시스는 사운드 품질을 향상시키는데 기여하는. 양자화 에러의 적절한 전체 인식 가중을 수행하는데 중요한 역할을 한다. 이것은 이하에서 보다 상세히 설명될 것이다.
프리엠퍼시스 필터(103)의 출력은s(n)으로 표시된다. 이 신호는 계산기 모듈(104)에서 LP 분석을 수행하는데 사용된다. LP 분석은 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 주지된 기술이다. 이 바람직한 실시예에서는,자동상관(autocorrelation) 접근법이 사용된다. 자동상관 접근법에서, 신호s(n)은 해밍 윈도우(대개 30-40 ms의 순의 길이를 가짐)를 이용하여 먼저 윈도우된다. 윈도우된 신호로부터 자동상관이 컴퓨팅되고, LP 필터 계수a i -i=1,...,p이고,p는 LP 순서이고, 통상적으로 광대역 코딩에서 16임 - 를 컴퓨팅하기 위해 레빈슨-더빈 귀납(Levinson-Durbin recursion)이 사용된다. 파라미터a i 는 LP 필터의 전달 함수의 계수이고, 이것은 다음과 같은 관계에 의해 주어진다.
LP 분석이 계산기 모듈(104)에서 수행되는데, 이것은 또한 LP 필터 계수의 양자화 및 보간(interpolation)을 수행한다. LP 필터 계수는 양자화 및 보간 목적에 보다 적합한 다른 등가의 도메인으로 먼저 변환된다. LSP(line spectral pair) 및 ISP(immitance spectral pair) 도메인은 양자화 및 보간이 표과적으로 수행될 수 있는 두 도메인이다. 16 LP 필터 계수a i 는 스플릿(split) 또는 멀티-스테이지(multi-stage) 또는 이것의 조합을 이용하여 30 내지 50 비트 순으로 양자화될 수 있다. 보간의 목적은 매 프레임마다 한번씩 전송되는 동안 매 서브프레임마다 LP 필터 계수를 갱신하도록 인에이블하는 것이고, 이것은 비트 레이트를 증가시키지 않고 인코더 성능을 향상시킨다. LP 필터 계수의 양자화 및 보간은 이기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 주지된 것으로 믿어지므로, 따라서, 본 명세서에서는 더 이상 설명되지 않을 것이다.
다음의 단락에서는 서브프레임 기반으로 수행되는 나머지 코딩 동작을 설명할 것이다. 다음의 설명에서, 필터A(z)는 서브프레임의 양자화되지 않고 보간된 LP 필터를 나타내고, 필터A^(z)는 서브프레임의 양자화되고 보간된 LP 필터를 나타낸다.
인식 가중(Perceptual Weighting)
분석-합성(analysis-by-synthesis) 인코더에서, 인식 가중 도메인에서 입력 음성과 합성된 음성 사이의 평균 제곱된 에러를 최소화함으로써, 최적의 피치 및 혁신 파라미터가 검색된다. 이것은 가중 입력 음성과 가중 합성 음성 사이의 에러를 최소화하는 것과 동일하다.
가중 신호s w (n)은 인식 가중 필터(105)에서 컴퓨팅된다. 통상적으로, 가중 신호s w (n)은 다음과 같은 형식으로 전달 함수W(z)를 갖는 가중 필터에 의해 컴퓨팅된다.
이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 주지된 바와 같이, 앞의분석-합성(AbS) 인코더에서, 분석은 양자화 에러가 전달 함수W -1 (z)- 인식 가중 필터(105)의 전달 함수의 역 - 에 의해 가중된다는 것을 보여준다. 이 결과는 B.S. Atal 및 M.R. Schroeder의 문헌 "Predictive coding of speech and subjective error criteria"(IEEE Transaction ASSP, vol.27, no.3, pp.247-254, June 1979)에 잘 설명되어 있다. 전달 함수W -1 (z)는 입력 음성 신호의 포먼트(formant) 구조의 일부를 나타낸다. 따라서, 이 영역에서 나타나는 강한 신호 에너지에 의해 차단되는 포먼트 영역에서 보다 큰 에너지를 갖도록 양자화 에러를 형상화함으로써 인간의 귀의 차단 특성이 이용된다. 가중 양은 팩터및에 의해 제어된다.
상기 종래의 인식 가중 필터(105)는 전화 대역 신호에서 잘 작동한다. 그러나, 이 종래의 인식 가중 필터(105)는 광대역 신호의 효과적인 인식 가중에 적합하지 않다. 종래 인식 가중 필터(105)는 포먼트 구조 및 요구된 스펙트럼 틸트를 동시에 모델링하는데 고유의 제한을 가진다는 것이 알려졌다. 스펙트럼 틸트는 저주파수와 고주파수 사이에 넓은 동적 범위로 인해 광대역 신호에서 보다 더 나타난다.
이 문제에 대한 좋은 해결책은 입력에 프리엠퍼시스 필터(103)를 도입하고, 프리엠퍼시스된 음성s(n)에 기반하여 LP 필터A(z)를 컴퓨팅하고, 그것의 분모를 고정하여 수정된 필터W(z)를 이용한다.
LP 필터A(z)를 얻기 위해, 프리엠퍼시스 신호s(n)에 대해 모듈(104)에서 LP 분석이 수행된다. 또한, 고정된 분수를 가진 새로운 인식 가중 필터(105)가 이용된다. 이 인식 가중 필터(104)에 대한 전달 함수의 예는 다음의 관계에 의해 주어진다.
보다 높은 순위가 분모에 사용될 수 있다. 이 구조는 실질적으로 틸트로부터 포먼트 가중을 줄이게 된다.
A(z)가 프리엠퍼시스 음성 신호s(n)에 기반하여 컴퓨팅되기 때문에, 필터의 틸트1/A(Z/ )는A(z)가 본래의 음성에 기반하여 컴퓨팅되는 경우에 비해 덜 나타난다. 다음과 같은 전달 함수를 가진 필터를 이용하여 디코더 측에서 디엠퍼시스가 수행되기 때문에, 양자화 에러 스펙트럼은 전달 함수W -1 (z)P -1 (z)를 가진 필터에 의해 형상화된다.
이 통상적으로 그 경우에μ와 동일하게 설정될 때에, 양자화 에러의 스펙트럼은, 프리엠퍼시스된 음성 신호에 기반하여 컴퓨팅된A(z)를 이용하여, 그 전달 함수가1/A(z/ )인 필터에 의해 형상화된다. 주관적 청음(subjective listening)은 프리엠퍼시스 및 수정된 가중 필터링의 조합에 의해 에러 형상화를 달성하기 위한 이 구조는 광대역 신호를 인코딩하는데 매우 효과적이고, 덧붙여 고정-소수점 알고리즘을 쉽게 구현하는 장점을 나타내었다.
피치 분석(Pitch Analysis)
피치 분석을 간략화하기 위해, 개방-루프 피치 래그T OL 이 가중 음성 신호s w(n) 을 이용하여 개방-루프 피치 검색 모듈(106)에서 먼저 추정된다. 그리고 나서, 서브프레임 기반으로 폐쇄-루프 피치 검색 모듈(107)에서 수행되는 폐쇄-루프 피치 분석이, LTP 파라미터T및b(피치 래그 및 피치 이득)의 검색 복잡성을 상당히 감소시키는 거의 개방-루프 피치 래그T OL 로 제한된다. 개방-루프 피치 분석은 대개 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된 기술을 이용하여 매 10 ms(2 서브프레임)마다 한번씩 모듈(106)에서 수행된다.
LTP(Long Term Prediction) 분석에 대한 타깃 벡터x가 먼저 컴퓨팅된다. 이것은 대개 가중 음성 신호S W(n) 로부터 가중 합성 필터W(z)/A^(z)의 제로-입력 응답s 0 를 감산함으로써 수행된다. 이 제로-입력 응답s 0 는 제로-입력 응답 계산기(108)에 의해 계산된다. 상세히 말하면, 타깃 벡터x는 다음의 관계를 이용하여 계산된다.
x = s
w
- s
0
여기서, x 는N-차원 타깃 벡터이고,s w 는 서브프레임내의 가중 음성 벡터이고,s 0 는 그것의 초기 상태로 인해 결합된 필터W(z)/A^(z)의 출력인 필터W(z)/A^(z)의 제로-입력 응답이다. 제로-입력 응답 계산기(108)는, 필터W(z)/A^(z)의 제로-입력 응답s 0 (제로와 같은 입력을 설정함으로써 결정되는 것과 같은 초기 상태로 인한 응답의 일부분임)를 계산하기 위해, LP 분석으로부터 양자화되고 보간된 LP 필터A^(z), 양자화 및 보간 계산기(104) 및 메모리 모듈(111)에 저장된 가중 합성 필터W(z)/A^(z)의 초기 상태에 응답한다. 이 연산은 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된 것이므로, 더 이상 설명되지는 않을 것이다.
물론, 대안적이지만 수학적인 등가의 접근방법이 타깃 벡터 x 를 컴퓨팅하는데 사용될 수 있다.
가중 합성 필터W(z)/A^(z)의N-차원 임펄스 응답 벡터 h 는 모듈(104)로부터 LP 필터 계수A(z)및A^(z)를 이용하여 임펄스 응답 발생기(109)에서 컴퓨팅된다. 또한, 이 동작도 역시 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된 것이므로, 본 명세서에서는 더 이상 설명되지는 않을 것이다.
폐쇄-루프 피치(또는 피치 코드북) 파라미터b, T, j는 폐쇄-루프 피치 검색 모듈(107)에서 컴퓨팅되는데, 이것은 입력으로 타깃 벡터 x , 임펄스 응답 벡터 h 및 개방-루프 피치 래그T OL 을 사용한다. 통상적으로, 피치 예측은 다음과 같은 전달 함수를 가진 피치 필터에 의해 표현되고 있다.
여기서,b는 피치 이득이고,T는 피치 지연 또는 래그이다. 이 경우에, 여기 신호u(n)에 대한 피치 기여도(contribution)는bu(n-T)로 주어지는데, 여기서, 총 여기는 혁신 코드북 이득인g와 인덱스k에서의 혁신 코드벡터인c k (n)을 이용하여 다음과 같이 주어진다.
이 표현은 피치 래그T가 서브프레임 길이N보다 짧은 경우에 제한된다. 다른 표현에서, 피치 기여는 과거의 여기 신호를 포함하는 피치 코드북으로 보여질 수 있다. 일반적으로, 피치 코드북내의 각 벡터는 이전 벡터의 1만큼 시프트된 버전이다(하나의 샘플을 버리고, 새로운 샘플을 추가함).T>N인 피치 래그에 대하여, 피치 코드북은 필터 구조와 등가이고, 피치 래그T에서의 피치 코드북 벡터V T (n)은 다음과 같이 주어진다.
N보다 작은 피치 래그T에 대하여, 벡터V T (n)은 벡터가 완료될 때까지 과거의 여기로부터 가용한 샘플을 반복함으로써 이루어진다(이것은 필터 구조와 동등하지 않음).
최근의 인코더에서, 음성 사운드 세그먼트의 품질을 상당히 개선시키는 보다 높은 피치 해상도가 이용된다. 이것은 다상(polyphase) 보간 필터를 이용하여 과거의 여기 신호를 오버샘플링함으로써 이루어진다. 이 경우에, 벡터V T (n)는 대개 비-정수 지연(예로, 50.25)인 피치 래그T를 가진, 과거 여기의 보가된 버전에 대응한다.
피치 검색은, 타깃 벡터 x 와 스케일링 및 필터링된 과거 여기 사이의 평균 제곱된 가중 에러E를 최소화하는 가장 좋은 피치 래그T및 이득b를 찾는 것으로 구성된다. 에러E는 다음과 같이 표현된다.
여기서,y T 는 피치 래그T에서의 필터링된 피치 코드북 벡터이다.
에러E는 검색 기준을 최대화함으로써 최소화되는 것을 볼 수 있다.
여기서,t는 벡터 전치(transpose)를 나타낸다.
바람직한 실시예에서는, 1/3 서브샘플 피치 해상도가 사용되고, 피치(피치 코드북) 검색은 3개의 스테이지로 구성된다.
제1 스테이지에서, 개방-루프 피치 래그T OL 이 가중 음성 신호s w (n)에 응답하여 개방-루프 피치 검색 모듈(106)에서 추정된다. 앞의 설명에서 나타난 바와 같이, 이 개방-루프 피치 분석은 대개 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된 기술을 이용하여 매 10ms 마다(2 서브프레임) 한번씩 수행된다.
제2 스테이지에서, 검색 기준C가 추정된 개방-루프 피치 래그T OL (대개 ±5) 근처의 정수 피치 래그에 대하여 폐쇄-루프 피치 검색 모듈(107)에서 검색되는데, 이것은 검색 절차를 상당히 간소하게 한다. 다음의 설명은, 모든 피치 래그에 대해 컨볼루션을 컴퓨팅할 필요없이, 필터링된 코드벡터y T 를 갱신하기 위한 간단한 절차를 제안하고 있다.
제2 스테이지에서 최적의 정수 피치 래그가 얻어지면, 검색의 제3 스테이지 (모듈 107)는 그 최적의 정수 피치 래그 근처의 분수를 테스트한다.
피치 예측자(predictor)가형식의 필터 - 피치 래그T>N에 대한 유효 가정임- 에 의해 표현될 때에, 피치 필터의 스펙트럼은1/T에 관련된 고조파주파수(harmonic frequency)를 갖는 전체 주파수 범위에 걸쳐 고조파 구조를 나타낸다. 광대역 신호의 경우에, 이 구조는 광대역 신호에서의 고조파 구조는 전체 확장 스펙트럼을 커버하지 못하기 때문에 효과적이지 못하다. 고조파 구조는 음성 세그먼트에 의존하여, 임의의 주파수까지만 존재한다. 따라서, 광대역 음성의 음성 세그먼트내에 피치 기여의 효과적인 표현을 달성하기 위해, 피치 예측 필터는 광대역 스펙트럼에 걸쳐 주파의 양을 변화하는 유연성을 가질 필요가 있다.
광대역 신호의 음성 스펙트럼의 고조파 구조의 효과적인 모델링을 달성할 수 있는 개선된 방법이 본 명세서에 기재되어 있으며, 이로써, 몇몇 형태의 저역 통과 필터가 과거 여기(past excitation)에 적용되고, 보다 높은 예측 이득을 갖는 저역 통과 필터가 선택된다.
서브샘플 피치 해상도가 사용될 때에, 저역 통과 필터는 보다 높은 피치 해상도를 얻기 위해 사용되는 보간 필터에 포함될 수 있다. 이 경우에, 선택된 정수 피치 래그 주변의 분수가 테스트되는 피치 검색의 제3 스테이지는, 상이한 저역 통과 특성을 갖는 몇몇 보간 필터에 대해 반복되고, 검색 기준C를 최대화하는 필터 인덱스 및 분수가 선택된다.
보다 간단한 접근방법은 임의의 주파수 응답을 갖는 하나의 보간 필터만을 이용하여 최적의 분수 피치 래그를 결정하고, 선택된 피치 코드북 벡터v T 에 대해 상이한 소정의 저역 통과 필터를 적용함으로써 종단에서 최적의 저역 통과 필터 형태를 선택하고, 피치 예측 에러를 최소화하는 저역 통과 필터를 선택하도록, 상술한 세 스테이지에서 검색을 완료하는 것이다. 이 접근방법은 아래에서 보다 상세히 논의된다.
도3은 나중에 제안된 접근방법의 바람직한 실시예의 개략적인 블록도를 도시하고 있다.
메모리 모듈(303)에, 과거의 여기 신호u(n), n<0가 저장된다. 피치 코드북 검색 모듈(301)은 위에서 정의된 검색 기준C를 최소화하는 피치 코드북 검색을 수행하기 위해, 메모리 모듈(303)로부터 과거 여기 신호u(n), n<0, 개방-루프 피치 래그T OL 및 타깃 벡터x에 응답한다. 모듈(301)에서 수행된 검색 결과로부터, 모듈(302)은 최적의 피치 코드북 벡터v T 를 발생한다. 서브-샘플 피치 해상도가 사용되기 때문에(분수 피치), 과거 여기 신호u(n), n<0가 보간되고, 피치 코드북 벡터v T 는 보간된 과거 여기 신호에 대응한다. 이 바람직한 실시예에서, (도시되진 않았지만 모듈(301)내의) 보간 필터는 7000Hz 이상의 주파수 컨텐츠를 제거하는 저역 통과 필터 특성을 가진다.
바람직한 실시예에서,K개의 필터 특성이 사용되는데, 이 필터 특성은 저역-통과 또는 대역-통과 필터 특성일 수 있다. 최적 코드벡터v T 가 결정되고, 피치 코드벡터 발생기(302)에 의해 제공되면,v T 의K개의 필터링된 버전은 305(j), j-1,2,...,K와 같은K개의 상이한 주파수 정형 필터(frequency shaping filters)를이용하여 각각 컴퓨팅된다. 이들 필터링된 버전은v f (j) , j=1,2,...,K로 표시된다. 상이한 벡터v f (j) 는 각각의 모듈(304(j),j=0,1,2,...,K)에서 임펄스 응답h와 컨벌브된다(convolved). 각 벡터y (j) 에 대한 평균 제곱된 피치 예측 에러를 계산하기 위해,y (j) 값은 대응하는 증폭기(307(j))를 이용하여 이득b로 승산되고,by (j) 값은 대응하는 감산기(308(j))를 이용하여 타깃 벡터x로부터 감산된다. 선택기(309)는 평균 제곱된 피치 예측 에러를 최소화하는 주파수 정형 필터(305(j))를 선택한다.
각y (j) 값에 대한 평균 제곱 피치 예측 에러를 계산하기 위해,y (j) 값은 대응하는 증폭기(307(j))를 이용하여 이득b로 승산되고,b (j) y (j) 값은 대응하는 감산기(308(j))를 이용하여 타깃 벡터x로부터 감산된다. 각 이득b (j) 은 다음의 관계식을 이용하여, 인덱스j에서 주파수 정형 필터와 관련하여 대응하는 이득 계산기(306(j))에서 계산된다.
선택기(309)에서, 파라미터b, T, j는 평균 제곱 피치 예측 에러e를 최소화하는v T 또는v f (j) 에 기반하여 선택된다.
도1을 다시 참조하면, 피치 코드북 인덱스T는 인코딩되어, 멀티플렉서(112)로 전송된다. 피치 이득b는 양자화되어 멀티플렉서(112)로 전송된다. 이 새로운 접근방법에 따라, 멀티플렉서(112)에서 선택된 주파수 정형 필터의 인덱스j를 인코딩하기 위해 추가의 정보가 필요하다. 예를 들면, 3개의 필터가 사용되는 경우(j=0, 1, 2, 3), 이 정보를 표현하기 위해 2비트가 필요하다. 필터 인덱스 정보j는 또한 피치 이득b와 함께 인코딩될 수 있다.
혁신 코드북(Innovative codebook)
피치 또는 LTP(Long Term Prediction) 파라미터b, T, j가 결정되면, 다음 단계는 도1의 검색 모듈(110)을 이용하여 최적의 혁신 여기(innovative excitation)를 검색하는 것이다. 먼저, LTP 기여도를 감산함으로써 타깃 벡터 x가 갱신된다.
여기서,b는 피치 이득이고,y T 는 필터링된 피치 코드북 벡터(도3을 참고하여 전술한 바와 같이 선택된 저역 통과 필터로 필터링되고 임펄스 응답h로 컨벌브된, 지연T에서의 과거 여기)이다.
CELP에서의 검색 절차는 타깃 벡터와 스케일링 필터링된 코드벡터 사이의 평균 제곱 에러를 최소화하는 이득g및 최적의 여기 코드벡터c k 를 찾는 것으로 수행된다.
여기서,H는 임펄스 응답 벡터h로부터 유도되는 하위 삼각 컨볼루션 매트릭스이다.
사용된 혁신 코드북은, 미국 특허 제5,444,816호에 따라, 합성 음성 품질을 개선하기 위해, 특별 스텍트럼 성분을 강화하는 적응형 프리필터F(z)가 뒤따르는 대수적 코드북으로 구성되는 동적 코드북이이라는 것은 가치있는 것이 아니다. 이 프리필터를 디자인하기 위해 다른 방법이 사용될 수 있다. 여기서, 광대역 신호에 관한 디자인은 두 부분, 즉, 주기성 강화 부분및 틸트 부분으로 구성되는F(z)로써 사용되고, 여기서,T는 피치 래그의 정수 부분이고,은 이전 서브프레임의 유성화(voicing)에 관련되고, [0.0,0.5]로 바운스된다. 코드북 검색 이전에, 임펄스 응답h(n)이 프리필터F(z)를 포함해야 한다는 것을 주목하라. 즉,
혁신 코드북 검색은 1995년 8월 22일에 등록된 미국특허 제5,444,816호(Adoul 등), 1997년 12월 17일에 Adoul 등에게 양도된 제5,699,482호, 1998년 5월 19일 Adoul 등에게 양도된 제5,754,976호 및 1997년 12월 23일자 제5,701,392호(Adoul 등)에 기술된 바와 같은 대수적 코드북을 이용하여 모듈(110)에서 수행되는 것이 바람직하다.
대수적 코드북을 디자인하기 위한 많은 방법이 존재한다. 본 실시예에서, 대수적 코드북은N p 넌-제로-진폭 펄스(또는 단음절(short)에 대한 넌-제로 펄스)p i 를 가진 코드벡터로 구성된다.
i번째 넌-제로 펄스의 위치 및 진폭을m i 및이라 하자.i번째 진폭은 고정되거나 또는 코드북 검색 전에을 선택하는 방법이 존재하기 때문에, 진폭은 알려져 있다고 가정하자. 펄스 진폭의 사전선택은 전술한 미국특허 제5,754,976호에 기술된 바와 같은 방법에 따라 수행된다.
i번째 넌-제로 펄스가 0과N-1사이를 차지할 수 있는 위치 세트p i 를 "트랙i"T i 라 하자. 일부의 트랙 세트는 N=64 가정하여 주어진다.
몇몇 디자인 예가 미국특허 제5,444,816호에 제시되어 있고, "ISPP(Interleaved Single Pulse Permutations"로 언급된다. 이 예들은 N=40 샘플인 코드벡터 길이에 기반하였다.
여기서, N=64인 코드벡터 길이 및 표1에 주어진 ISPP(64,4)에 기반한 새로운 디자인 예를 제공한다.
표1 : ISPP(64,4) 디자인
ISPP(64,4) 디자인에서, 64 위치 세트는 60/4=16 유효 위치의 4 인터리빙된 트랙에서 분할된다. 주어진 넌-제로 펄스의 유효 위치 16=24를 특정하기 위해 4비트가 요구된다. 펄스 또는 코딩 비트의 수에 대해 특정한 요건을 만족시키기 위해 코드북 구조 및 이 ISPP 디자인을 유도하는 많은 방법이 있다. 몇몇 코드북은 각 트랙에 위치될 수 있는 넌-제로 펄스의 수를 변화시킴으로써 이 구조에 기반하여 디자인될 수 있다.
각 트랙에 하나의 넌-제로 펄스가 위치하는 경우, 펄스 위치는 4비트로 인코딩되고, 그 부호는 (각 넌-제로 펄스가 + 또는 - 중 하나를 갖는 경우) 1비트로 인코딩된다. 따라서, 특정한 대수적 코드북 구조에 대한 펄스 위치 및 부호를 특정하기 위해 총 4×(4+1)=20 코딩 비트가 요구된다.
각 트랙에 2개의 넌-제로 펄스가 위치하는 경우, 2개의 펄스 위치는 8비트로 인코딩되고, 이에 대응하는 부호는 펄스 순서(ordering)을 명시함으로써 단지 1 비트로 인코딩될 수 있다(이것은 본 명세서에서 이후에 상세히 기술될 것이다). 따라서, 이러한 특정 대수적 코드북 구조에 대한 펄스 위치 및 부호를 특정하기 위해 총 4×(4+4+1)=36 코딩 비트가 요구된다.
각 트랙에 3, 4, 5 또는 6 개의 넌-제로 펄스가 위치함으로써, 다른 코드북 구조가 디자인될 수 있다. 이러한 구조에서 효과적으로 펄스 위치 및 부호를 코딩하기 위한 방법은 후술될 것이다.
또한, 상이한 트랙에 동일하지 않은 수의 넌-제로 펄스가 위치하거나, 임의의 트랙을 무시하거나 또는 임의의 트랙을 조합함으로써, 다른 코드북이 디자인될 수 있다. 예를 들면, 트랙T 0 및T 2 에 3개의 넌-제로 펄스가 위치하고, 트랙T 1 및T 3 에는 2개의 넌-제로 펄스가 위치함으로써 하나의 코드북이 디자인될 수 있다(13+9+13+9 비트 코드북). 트랙T 2 와T 3 이 결합하여,T 0 ,T 1 및T 2 -T 3 에 넌-제로 펄스가 위치함으로써 다른 코드북이 디자인될 수 있다.
여기서 볼 수 있는 바와 같이, ISPP 디자인의 일반적인 주제에 대해 매우 다양한 코드북이 설계될 수 있다.
펄스 위치 및 부호의 효과적인 코딩(코드북 인덱싱)
여기서, 트랙당 1 내지 6개의 넌-제로 펄스가 위치하는 몇몇 경우가 고려될 것이며, 주어진 트랙에서 펄스 위치 및 부호를 효과적으로 결합 코딩하는 방법이 기재된다.
먼저, 트랙당 하나의 넌-제로 펄스 및 2개의 넌-제로 펄스를 코딩하는 예를 제공할 것이다. 트랙당 하나의 넌-제로 펄스를 코딩하는 것은 간단하고, 트랙당 2개의 넌-제로 펄스를 코딩하는 것은 문헌, EFR 음성 코딩 표준(Global System for Mobile Communications, GSM 06.60, "Digital cellular telecommunications system; Enhanced Full Rate (EFR) speech transcoding", European Telecommunication Standard Institute, 1996)에 기재되어 있다.
2개의 넌-제로 펄스를 코딩하는 방법을 제공한 후에, 트랙당 3, 4, 5, 6개의 넌-제로 펄스를 효과적으로 코딩하는 방법이 기재될 것이다.
트랙당 1 펄스 코딩
길이K인 트랙에서, 하나의 넌-제로 펄스는 그 부호에 대해 1 비트 및 그 위치에 대해log 2 (K)비트를 필요로한다. 우리는 여기서 펄스 위치를 인코딩하는데 M비트가 필요하다는 것을 의미하는,K=2 M 인 특정 경우를 가정할 것이다. 이에 따라,K=2 M 길이의 트랙에서 하나의 넌-제로 펄스에 대해 총M+1비트가 필요하다. 이 바람직한 실시예에서, 넌-제로 펄스가 +인 경우에 부호(부호 인덱스)를 표현하는 비트는 0으로 설정되고, 넌-제로 펄스가 -인 경우에는 1로 설정된다. 물론 그 반대의표시법이 사용될 수도 있다.
임의 트랙에서의 펄스의 위치 인덱스는 트랙에 차지하는 펄스로 나눠진(정수 나눗셈) 서브프레임에서의 펄스 위치로 주어진다. 트랙 인덱스는 이 정수 나눗셈의 나머지로 얻어진다. 표1의 ISPP(64,4) 예를 이용하면, 서브프레임 크기는 64(0-63)이고, 펄스 공간은 4이다. 서브프레임 위치 25에서의 펄스는 25 DIV 4=6인 위치 인덱스, 및 25 MOD 4 =1인 트랙 인덱스를 갖는데, 여기서 DIV는 정수 나눗셈을 나타내고, MOD는 그 나눗셈의 나머지를 나타낸다. 유사하게, 40의 서브프레임 위치에서의 펄스는 위치 인덱스 10 및 트랙 인덱스 0을 갖는다.
2M길이의 트랙에서 위치 인덱스p및 부호 인덱스s를 갖는 하나의 넌-제로 펄스의 인덱스는 다음과 같이 주어진다.
K=16(M=4비트)인 경우에 대해서, 펄스의 5-비트 인덱스는 아래의 표에서와 같이 표현된다.
| 부호 | 위치 | |||
| s | b 3 | b 2 | b 1 | b 0 |
절차 code_1 펄스(p,s,M)은2 M 길이의 트랙에서 위치 인덱스p및 부호 인덱스s에서의 펄스를 인코딩하는 방법을 보여준다.
절차1:M+1비트를 이용한K=2 M 길이의 트랙에서의 하나의 넌-제로 펄스 코딩
트랙당 2 펄스 코딩
K=2 M 퍼텐셜 위치의 트랙당 2개의 넌-제로 펄스인 경우에, 각 펄스는 부호에 대해 1비트 및 위치에 대해M비트를 필요로하여, 총2M+2비트를 제공한다. 그러나, 펄스 순서의 중요하지 않음으로 인해 약간의 리던던시(redundancy)가 존재한다. 예를 들면, 위치p에 제1 펄스, 위치q에 제2 펄스를 배치하는 것은 위치q에 제1 펄스, 위치p에 제2 펄스를 배치하는 것과 동일하다. 하나의 부호만을 인코딩하고, 그 인덱스에서의 위치의 순서로부터 제2 부호를 추론함으로써 1 비트가 절약될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 인덱스는 다음과 같이 주어진다.
여기서,s는 위치 인덱스p 0 에서의 넌-제로 펄스의 부호 인덱스이다.
인코더에서, 두 부호가 동일한 경우, 보다 작은 위치가p 0 로 설정되고, 보다 큰 위치가p 1 으로 설정된다. 반면에, 두 부호가 같지 않은 경우에는, 보다 큰 위치가p 0 로 설정되고, 보다 작은 위치가p 1 으로 설정된다.
디코더에서, 위치p 0 에서의 넌-제로 펄스의 부호는 쉽게 이용할 수 있다. 제2 부호는 펄스 순서로부터 추론된다. 위치p 1 이p 0 보다 작은 경우, 위치p 1 에서의 넌-제로 펄스의 부호는 위치p 0 에서의 넌-제로 펄스의 부호와 반대이다. 위치p 1 이p 0 보다 큰 경우에는, 위치p 1 에서의 넌-제로 펄스의 부호는 위치p 0 에서의 넌-제로 펄스의 부호와 같다.
바람직한 실시예에서, 인덱스에서의 비트의 순서는 아래에 나타난 바와 같다.s는 넌-제로 펄스p 0 의 부호에 대응한다.
| 부호 | 위치p 0 | 위치p 1 | ||||||
| s | b 3 | b 2 | b 1 | b 0 | b 3 | b 2 | b 1 | b 0 |
위치 인덱스p 0 및p 1 , 및 부호 인덱스및을 가진 2개의 넌-제로 펄스를 인코딩하는 절차가 도5에 도시되어 있다. 이것은 아래의 절차2에서 다시 설명된다.
절차2:2M+1비트를 이용한K=2 M 길이의 트랙에서의 2개의 넌-제로 펄스 코딩
트랙당 3 펄스 코딩
트랙당 3개의 넌-제로 펄스의 경우에는, 2개의 넌-제로 펄스의 경우와 유사한 로직이 사용될 수 있다.2 M 위치를 가진 트랙에 대해,3M+3비트 대신에3M+1비트를 필요로 한다. 본 명세서에서 기술되는, 넌-제로 펄스를 인덱싱하는 간단한 방법은 트랙 위치를 두 부분(또는 섹션)으로 나누고, 적어도 2개의 넌-제로 펄스를 포함하는 반을 식별하는 것이다. 각 섹션에서의 위치들의 수는이고, 이것은M-1비트로 표현될 수 있다. 적어도 2개의 넌-제로 펄스를 포함하는 섹션에서의 2개의 넌-제로 펄스는 절차 code_2 펄스([p0 p1], [s0 s1])로 인코딩되는데, 이것은2(M-1)+1비트를 필요로하고, 트랙(두 섹션)에 어디에나 있을 수 있는 나머지 펄스는 절차 code_1 펄스(p,s,M)로 인코딩되고, 이것은M+1비트를 필요로 한다. 마지막으로, 2 넌-제로 펄스를 포함하는 섹션의 인덱스는 1 비트로 인코딩된다. 따라서, 필요한 총 비트 수는2(M-1)+1+M+1+1=3M+1이다.
2 넌-제로 펄스가 트랙의 같은 절반에 위치하는지를 확인하는 간단한 방법은 그 위치 인덱스의 최상위 비트(MSB)가 동일한지으 여부를 확인함으로써 수행된다. 이것은 MSB가 동일한 경우에는 0을, 동일하지 않은 경우에는 1을 제공하는 배타적 OR 논리 연산에 의해 간단히 수행될 수 있다. MSB=0 은 그 위치가 트랙의 하위 절반 (0 ~ (K/2-1))에 속한다는 것을 의미하고, MSB=1 은 상위 절반 (K/2 ~ (K-1))에 속한다는 것을 의미한다. 2개의 넌-제로 펄스가 상위 절반에 속하는 경우,2(M-1)+1비트를 이용하여 그것을 인코딩하기 전에 범위 (0 ~ (K/2-1))로 시프트될 필요가 있다. 이것은M-1최하위 비트(LSB)를M-11's(수2 M-1 -1에 대응함)를 구성하는 마스크로 차단함으로써 수행될 수 있다.
위치 인덱스p 0 , p 1 , p 2 및 부호 인덱스에서의 3 펄스의 코딩 절차는 아래의 절차에서 기재된다.
절차3:3M+1비트를 이용한K=2 M 길이의 트랙에서의 3개의 펄스 코딩
아래의 표는M=4(K=16)의 경우에 대한 바람직한 실시예에 따른 13-비트 인덱스에서의 비트 분포를 보여주고 있다.
| 부호 | 3번째 펄스 위치 | 섹션인덱스 | 섹션k에서의 2펄스 | |||||||||
| s 0 | p 0 | p 1 | ||||||||||
| s | b 3 | b 3 | b 2 | b 0 | k | s | b 2 | b 1 | b 0 | b 2 | b 1 | b 0 |
트랙당 4 펄스 코딩
길이K=2 M 의 트랙에서 4개의 넌-제로 펄스는4M비트를 이용하여 인코딩될 수 있다.
3 펄스의 경우와 유사하게, 트랙내의K위치가 2개의 섹션(1/2)으로 나누어지는데, 여기서, 각 섹션은K/2펄스 위치를 포함한다. 여기서, 위치 0 내지K/2-1를 가진 섹션을 섹션 A로,K/2내지K-1위치를 가진 섹션을 섹션 B로 나타내었다. 각 섹션은 0 내지 4개의 넌-제로 펄스를 포함할 수 있다. 아래의 표는 각 섹션에서 가능한 펄스의 수를 표현한 5가지 경우를 보여주고 있다.
| 경우 | 섹션A의 펄스 | 섹션B의 펄스 | 필요 비트 |
| 0 | 0 | 4 | 4M-3 |
| 1 | 1 | 3 | 4M-2 |
| 2 | 2 | 2 | 4M-2 |
| 3 | 3 | 1 | 4M-2 |
| 4 | 4 | 0 | 4M-3 |
0 또는 4의 경우에,K/2=2 M-1 길이의 섹션에서 4 펄스가4(M-1)+1=4M-3비트를 이용하여 인코딩될 수 있다(이것은 이후에 설명될 것이다).
1 또는 3의 경우에,K/2=2 M-1 길이의 섹션에서 1펄스가M-1+1=M으로 인코딩될 수 있고, 다른 섹션의 3 펄스는3(M-1)+1=3M-2비트로 인코딩될 수 있다. 이것은 총M+3M-2=4M-2비트를 제공한다.
2의 경우에,K/2=2 M-1 길이의 섹션에서 펄스들이2(M-1)+1=2M-1비트로 인코딩될 수 있다. 따라서, 두 섹션에 대해2(2M-1)=4M-2비트가 요구된다.
이제, 0과 4가 결합된 경우를 가정하여 경우 인덱스가 2 비트(4 가능 경우)로 인코딩될 수 있다. 그리고, 1,2,3의 경우에 대해 필요한 비트 수는4M-2이다. 이것은 총4M-2+2=4M비트를 제공한다. 0 또는 4의 경우에 대해, 두 경우를 식별하기 위해 1 비트가 필요하고, 섹션내의 4 펄스를 인코딩하기 위해4M-3비트가 필요하다. 일반적인 경우에 대해 필요한 2 비트를 추가하여, 총1+4M-3+2=4M비트를 제공한다.
이에 따라, 전술한 것으로부터 볼 수 있는 바와 같이, 4 펄스는 총4M비트로 인코딩될 수 있다.
4M비트를 이용하여K=2 M 길이의 트랙에서 4개의 넌-제로 펄스를 인코딩하는 절차가 아래의 절차4에 나타나 있다.
아래 4개의 표는M=4(K=16)인 경우에 바람직한 실시예에 따른 전술된 상이한 경우에 대한 인덱스에서의 비트 분포를 나타낸다.
경우 0 또는 4
| 전체 경우 | 0 또는 4 경우 | 섹션 A 또는 B내의 4 펄스 |
| 2 | 1 | 13 |
경우 1
| 전체 경우 | 섹션 A에 1 펄스 | 섹션 B에 4 펄스 |
| 2 | 1+3=4 | 1+3+1+1+2+2=10 |
경우 2
| 전체 경우 | 섹션 A에 2 펄스 | 섹션 B에 2 펄스 |
| 2 | 1+3+3=7 | 1+3+3=7 |
경우 3
| 전체 경우 | 섹션 A에 3 펄스 | 섹션 B에 1 펄스 |
| 2 | 1+3+1+1+2+2=10 | 1+3=4 |
절차4:4M비트를 이용한K=2 M 길이의 트랙에서의 4개의 넌-제로 펄스 코딩
4개의 넌-제로 펄스가 동일한 섹션에 있는 0 또는 1의 경우에 대해,4(M-1)+1=4M-3비트가 필요하다. 이것은K/2=2M-1비트 길이의 섹션내에 4개의 넌-제로 펄스를 인코딩하기 위한 간단한 방법을 이용하여 수행된다. 이것은 섹션을K/4=2M-2길이의 2개의 서브섹션으로 나누고, 적어도 2개의 넌-제로 펄스를 포함하는 섹션을 식별하고, 그 서브섹션내의 2개의 넌-제로 펄스를2(M-2)+1=2M-3비트를 이용하여 코딩하고, 적어도 2개의 넌-제로 펄스를 포함하는 서브섹션의 인덱스를 1 비트를 이용하여 코딩하고, 섹션내의 어디에나 위치할 수 있다고 가정하고 나머지 2개의 넌-제로 펄스를2(M-1)+1=2M-1비트를 이용하여 코딩함으로써 수행된다. 이것은 총(2M-3)+(1)+(2M-1)=4M-3비트를 제공한다.
4M-3비트를 이용하여K/2=2 M-1 길이의 섹션내의 4개의 넌-제로 펄스를 인코딩하는 단계가 절차4_섹션에 나타나 있다.
절차4_섹션:4M-3을 이용한K/2=2 M-1 길이의 섹션에서의 4개의 펄스 코딩
트랙당 5 펄스 코딩
K=2 M 길이의 트랙에서 5개의 넌-제로 펄스는5M비트를 이용하여 인코딩될 수 있다.
4개의 넌-제로 펄스의 경우와 유사하게, 트랙내의K위치가 2개의 섹션(1/2)으로 나누어지는데, 여기서, 각 섹션은K/2펄스 위치를 포함한다. 여기서, 위치 0 내지K/2-1를 가진 섹션을 섹션 A로,K/2내지K-1위치를 가진 섹션을 섹션 B로나타낸다. 각 섹션은 0 내지 5개의 펄스를 포함할 수 있다. 아래의 표는 각 섹션에서 가능한 펄스의 수를 표현한 6가지 경우를 보여주고 있다.
| 경우 | 섹션A의 펄스 | 섹션B의 펄스 | 필요 비트 |
| 0 | 0 | 5 | 5M-1 |
| 1 | 1 | 4 | 5M-1 |
| 2 | 2 | 3 | 5M-1 |
| 3 | 3 | 2 | 5M-1 |
| 4 | 4 | 1 | 5M-1 |
| 5 | 5 | 0 | 5M-1 |
0, 1 및 2의 경우에는, 섹션 B에 적어도 3개의 넌-제로 펄스가 존재한다. 반면에, 3, 4, 5의 경우에는, 섹션 A에 적어도 3개의 넌-제로 펄스가 존재한다. 따라서, 5개의 넌-제로 펄스를 인코딩하기 위한 간단한 접근방법은 3(M-1)+1=3M-1를 필요로하는 절차3을 이용하여 동일한 섹션내에 3개의 넌-제로 펄스를 인코딩하고, 2M+1을 필요로하는 절차2를 이용하여 나머지 2개의 펄스를 인코딩하는 것이다. 적어도 3개의 넌-제로 펄스를 포함하는 섹션(경우(0,1,2) 또는 경우(3.4.5))을 식별하기 위해 여분의 비트가 필요하다. 따라서, 5개의 넌-제로 펄스를 인코딩하는데 총 5M 비트가 요구된다.
5M비트를 이용하여K=2 M 길이의 트랙에서 5개의 넌-제로 펄스를 인코딩하는 절차가 아래의 절차5에 나타나 있다.
아래 2개의 표는M=4(K=16)인 경우에 바람직한 실시예에 따른 전술된 상이한 경우에 대한 인덱스에서의 비트 분포를 나타낸다.
경우 0, 1 및 2
| 섹션 식별자 | 섹션 B에 최소 3 펄스 | 트랙에 다른 2 펄스 |
| 1 | 1+3+1+1+2+2=10 | 1+4+4=9 |
경우 3, 4 및 5
| 섹션 식별자 | 섹션 A에 최소 3 펄스 | 트랙에 다른 2 펄스 |
| 1 | 1+3+1+1+2+2=10 | 1+4+4=9 |
절차5:5M비트를 이용한K=2 M 길이의 트랙에서의 5개의 넌-제로 펄스 코딩
트랙당 6 펄스 코딩
K=2 M 길이의 트랙에서 6개의 넌-제로 펄스는6M-2비트를 이용하여 인코딩될 수 있다.
5개의 넌-제로 펄스의 경우와 유사하게, 트랙내의K위치가 2개의 섹션(1/2)으로 나누어지는데, 여기서, 각 섹션은K/2펄스 위치를 포함한다. 여기서, 위치 0 내지K/2-1를 가진 섹션을 섹션 A로,K/2내지K-1위치를 가진 섹션을 섹션 B로 나타낸다. 각 섹션은 0 내지 6 펄스를 포함할 수 있다. 아래의 표는 각 섹션에서 가능한 펄스의 수를 표현한 7가지 경우를 보여주고 있다.
| 경우 | 섹션A의 펄스 | 섹션B의 펄스 | 필요 비트 |
| 0 | 0 | 6 | 6M-5 |
| 1 | 1 | 5 | 6M-5 |
| 2 | 2 | 4 | 6M-5 |
| 3 | 3 | 3 | 6M-4 |
| 4 | 4 | 2 | 6M-5 |
| 5 | 5 | 1 | 6M-5 |
| 6 | 6 | 0 | 6M-5 |
0 및 6의 경우는 6개의 넌-제로 펄스가 상이한 섹션에 있다는 것을 제외하면 유사하다. 유사하게, 경우 1 및 5와 경우 2 및 4 사이의 차는 더 많은 펄스를 포함하는 섹션이다. 따라서, 이 경우는 결합될 수 있고, 더 많은 펄스를 포함하는 섹션을 식별하기 위해 여분의 비트가 할당될 수 있다. 이 경우는 초기에6M-5비트를필요로하기 때문에, 섹션 비트를 고려하면 결합된 경우는6M-4비트를 필요로 한다.
따라서, 우리는 이제, 상태에 대해 필요한 여분의 2 비트를 갖는, 결합된 경우의 4가지 상태를 가진다. 이것은 6개의 넌-제로 펄스에 대해 총6M-4+2=6M-2비트를 제공한다. 이 결합된 경우는 아래의 표에 나타나 있다.
| 결합된경우 | 섹션A의 펄스 | 섹션B의 펄스 | 필요 비트 |
| 0,6 | 0 | 6 | 6M-4 |
| 1,5 | 1 | 5 | 6M-4 |
| 2,4 | 2 | 4 | 6M-4 |
| 3 | 3 | 3 | 6M-4 |
경우 0 또는 6에서는, 6개의 넌-제로 펄스를 포함하는 섹션을 식별하기 위해 1 비트가 필요하다. 그 섹션내의 5개의 넌-제로 펄스는5(M-1)비트를 필요로하는 절차5를 이용하여 인코딩되고(펄스가 그 섹션에 대해 제한되기 때문), 나머지 펄스는1+(M-1)비트를 필요로 하는 절차1을 이용하여 인코딩된다. 따라서, 이 결합된 경우에 대해 총1+5(M-1)+M=6M-4비트가 필요하다. 결합된 경우의 상태를 인코딩하기 위해 여분의 2 비트를 필요로 하여, 총6M-2비트를 제공한다.
경우 1 또는 5에서는, 5개 펄스를 포함하는 섹션을 식벽하기 위해 1 비트가 필요하다. 그 섹션내의 5개의 펄스는5(M-1)비트를 필요로 하는 절차5를 이용하여 인코딩되고, 다른 섹션내의 펄스는1+(M-1)비트를 필요로 하는 절차1을 이용하여 인코딩된다. 따라서, 이 결합된 경우에 대해 총1+5(M-1)+M=6M-4비트가 필요하다. 결합된 경우의 상태를 인코딩하기 위해 여분의 2 비트를 필요로 하여, 총6M-2비트를 제공한다.
경우 2 또는 4에서는, 4개의 넌-제로 펄스를 포함하는 섹션을 식별하기 위해 1 비트가 필요하다. 그 섹션내의 4개의 펄스는4(M-1)비트를 필요로하는 절차4를 이용하여 인코딩되고, 다른 섹션내의 2개의 펄스는1+2(M-1)비트를 필요로 하는 절차2를 이용하여 인코딩된다. 따라서, 이 결합된 경우에 대해 총1+4(M-1)+1+2(M-1)=6M-4비트가 필요하다. 결합된 경우의 상태를 인코딩하기 위해 여분의 2 비트를 필요로 하여, 총6M-2비트를 제공한다.
경우 3에서는, 각 섹션내의 3개의 넌-제로 펄스는3(M-1)+1비트를 필요로하는 절차3을 이용하여 인코딩된다. 이것은, 두 섹션에 대해6M-4비트를 제공한다. 경우의 상태를 인코딩하기 위해 여분의 2 비트를 필요로 하여, 총6M-2비트를 제공한다.
6M-2비트를 이용하여K=2 M 길이의 트랙에서 6개의 넌-제로 펄스를 인코딩하는 절차가 아래의 절차6에 나타나 있다.
아래 2개의 표는M=4(K=16)인 경우에 바람직한 실시예에 따른 전술된 상이한 경우에 대한 인덱스에서의 비트 분포를 나타낸다. 트랙당 6개의 넌-제로 펄스를 인코딩하는 것은 이 경우에 22비트를 필요로 한다.
경우 0 및 6
| 결합된 경우 상태 | 6-펄스 섹션 식별자 | 섹션내에 5 펄스 | 다른 섹션내에 다른 펄스 |
| 2 | 1 | 5(4-1)=15 | 1+3=4 |
경우 1 및 5
| 결합된 경우 상태 | 5-펄스 섹션 식별자 | 섹션내에 5 펄스 | 다른 섹션내에 다른 펄스 |
| 2 | 1 | 5(4-1)=15 | 1+3=4 |
경우 2 및 4
| 결합된 경우 상태 | 4-펄스 섹션 식별자 | 섹션내에 4 펄스 | 다른 섹션내에 다른 2 펄스 |
| 2 | 1 | 4(4-1)=12 | 1+3+3=7 |
경우 3
| 결합된 경우 상태 | 섹션 A에 3 펄스 | 섹션 B에 3 펄스 |
| 2 | 3(4-1)+1=10 | 3(4-1)+1=10 |
절차6:6M-2비트를 이용한K=2 M 길이의 트랙에서의 6개의 넌-제로 펄스 코딩
ISPP(64,4)에 기반한 코드북 구조의 예
여기에, 상이한 코드북 디자인의 예들이 전술된 ISPP(64,4) 디자인에 기반하여 제공된다. 트랙 크기는 트랙당M=4비트를 필요로 하는K=16이다. 상이한 디자인 예들은 트랙당 넌-제로 펄스의 수를 변경함으로써 얻어진다. 아래에 8개의 가능한 디자인이 기재된다. 트랙당 넌-제로 펄스의 상이한 조합을 선택함으로써, 다른 코드북 구조가 쉽게 얻어질 수 있다.
디자인 1: 트랙당 1 펄스 (20 비트 코드북)
이 예에서, 각 넌-제로 펄스는 (4+1) 비트(절차1)를 필요로하여, 4개의 트랙내의 4개의 펄스에 대해 총 20 비트를 제공한다.
디자인 2: 트랙당 2 펄스 (36 비트 코드북)
이 예에서, 각 트랙에서의 2개의 넌-제로 펄스는 (4+4+1)=9 비트(절차2)를 필요로하여, 4개의 트랙내의 8개의 넌-제로 펄스에 대해 총 36 비트를 제공한다.
디자인 31: 트랙당 3 펄스 (52 비트 코드북)
이 예에서, 각 트랙에서의 3개의 넌-제로 펄스는 (3×4+1)=13 비트(절차3)를 필요로하여, 4개의 트랙내의 12개의 펄스에 대해 총 52 비트를 제공한다.
디자인 4: 트랙당 4 펄스 (64 비트 코드북)
이 예에서, 각 트랙에서의 4개의 넌-제로 펄스는 (4×4)=16 비트(절차4)를 필요로하여, 4개의 트랙내의 16개의 펄스에 대해 총 64 비트를 제공한다.
디자인 5: 트랙당 5 펄스 (80 비트 코드북)
이 예에서, 각 트랙에서의 5개의 넌-제로 펄스는 (5×4)=20 비트(절차5)를필요로하여, 4개의 트랙내의 20개의 펄스에 대해 총 80 비트를 제공한다.
디자인 6: 트랙당 6 펄스 (88 비트 코드북)
이 예에서, 각 트랙에서의 6개의 넌-제로 펄스는 (6×4-2)=22 비트(절차6)를 필요로하여, 4개의 트랙내의 24개의 펄스에 대해 총 88 비트를 제공한다.
디자인 7: 트랙T 0 및T 2 에 3 펄스, 및 트랙T 1 및T 3 에 2 펄스 (44 비트 코드북)
이 예에서,T 0 및T 2 트랙에서의 3개의 넌-제로 펄스는 (3×4+1)=13 비트(절차3)를 필요로 하고, 트랙T 1 및T 3 에서의 2개의 넌-제로 펄스는 (1+4+4)=9 비트(절차2)를 필요로 하여, 4개의 트랙내의 10개의 넌-제로 펄스에 대해 총 (13+9+13+9)=44 비트를 제공한다.
디자인 8: 트랙T 0 및T 2 에 5 펄스, 및 트랙T 1 및T 3 에 4 펄스 (72 비트 코드북)
이 예에서,T 0 및T 2 트랙에서의 5개의 넌-제로 펄스는 (5×4)=20 비트(절차5)를 필요로 하고, 트랙T 1 및T 3 에서의 4개의 넌-제로 펄스는 (4×4)=16 비트(절차4)를 필요로 하여, 4개의 트랙내의 18개의 넌-제로 펄스에 대해 총 (20+16+20+16)=72 비트를 제공한다.
코드북 검색
바람직한 실시예에서, 미국특허 제5,701,392호에 기재된 깊이-우선 검색(depth-first search)을 수행하는 특별한 방법이 사용되어, 이로써, 매트릭스H t H(이후에 정의됨)의 원소들을 저장하기 위한 메모리 요건이 상당히 감소하게 된다. 이 매트릭스는 임펼스 응답h(n)의 자동상관을 포함하고, 이것은 검색 절차의 수행에 필요하다. 이 바람직한 실시에에서는, 이 매트릭스의 한 부분만이 컴퓨팅 및 저장되고, 다른 부분은 검색 절차 안에서 온라인으로 컴퓨팅된다.
대수적 코드북은 타깃 벡터와 스케일링 필터링된 코드벡트 사이의 평균 제곱 에러를 최소화하는 최적의 여기 코드벡터c k 및 이득g를 얻음으로써 검색된다.
여기서,H는 임펄스 응답 벡터h로부터 유도된 하위 삼각 컨볼루션 매트릭스이다. 매트릭스H는 대각선h(0)및 하위 대각선h(1),...,h(N-1)을 가진 하위 삼각 Toeplitz 컨볼루션 매트릭스로 정의된다.
평균-제곱된 가중 에러 E는 검색 기준을 최대화함으로써 최소화될 수 있다는 것을 보여줄 수 있다.
여기서,는 타깃 신호x 2 (n)과 임펼스 응답h(n)사이의 상관관계이고(또한, 백워드 필터링 타깃 벡터로 알려짐),는h(n)상관관계의 매트릭스이다.
벡터d의 원소는 다음과 같이 컴퓨팅된다.
그리고, 대칭 매트릭스Φ의 원소는 다음과 같이 컴퓨팅된다.
벡터d및 매트릭스Φ는 코드북 검색 이전에 컴퓨팅될 수 있다.
코드북의 대수 구조는, 혁신 벡터c k 가 단지 약간의 넌-제로 펄스를 포함하기 때문에, 매우 빠른 검색 절차를 가능하게 한다. 검색 기준Q k 의 분자에서의 상관관계는 다음과 같이 주어진다.
여기서,m i 는i번째 펄스의 위치이고,는 그것의 진폭이고,N p 는 펄스의 수이다. 검색 기준Q k 의 분모는 다음과 같이 주어진다.
검색 절차를 간소화하기 위해, 펄스 진폭은 임의 기준 신호b(n)를 양자화함으로써 사전결정된다. 이 기준 신호를 정의하기 위해 몇몇 방법이 사용될 수 있다. 이 실시예에서,b(n)은 다음과 같이 주어진다.
여기서,E d =d t d는 신호d(n)의 에너지이고,E r =r t LTP r LTP 는 긴주기 예층 후의 잔여 신호인 신호r LTP (n)의 에너지이다. 스케일링 팩터α는 기준 신호d(n)에 대한 의존량을 제어한다.
미국특허 제5,754,976호에 기재된 신호-선택 펄스 진폭 접근방법에서, 위치 i에서의 펄스의 부호는 그 위치에서의 기준 신호의 부호와 동일하게 설정된다. 검색을 간소화하기 위해, 신호d(n)및 매트릭스Φ는 사전-선택된 부호를 포함하도록 수정된다.
s b (n)은b(n)의 부호를 포함하는 벡터를 나타낸다. 수정된 신호d'(n)는 다음과 같이 주어진다.
그리고, 수정된 자동상관 매트릭스는 다음과 같이 주어진다.
검색 기준Q k 의 분자에서의 상관관계는 다음과 같이 주어진다.
그리고, 검색 기준Q k 의 분모에서의 에너지는 다음과 같이 주어진다.
이제 검색의 목표는 펄스의 진폭이 전술된 것과 같이 선택되었다고 가정하고,N p 펄스 위치의 최적의 세트를 가진 코드벡터를 결정하는 것이다. 기본적인 선택 기준은 전술된 비율Q k 의 최대화이다.
미국특허 제5,701,392호에 따르면, 검색의 복잡성을 줄이기 위해, 펄스 위치들은 한번에N m 펄스가 결정된다. 보다 정확하게,N p 가용 펄스는N 1 +N 2 ,,,+N m +N M =N p 가 되도록N m 펄스의M개의 넌-제로 서브세트로 분할된다. 고려된 첫번째에 대한 위치의 특정 선택은 레벨-m경로 또는 길이J의 경로로 부른다.J관련 펄스만을 고려할 때에J펄스 위치의 경로에 대한 기본적인 기준은Q k (J)비율이다.
검색은 서브세트 #1로 시작하고, 트리 구조에 따라 후속의 서브세트로 진행하여, 이로써 서브세트m은 트리의m번째 레벨에서 검색된다.
레벨1에서의 검색의 목적은, 레벨1에서의 트리 노드인 길이N 1 의 후보 경로 중 하나 또는 여러 개를 결정하기 위해, 서브세트 #1의N 1 펄스 및 그것의 유효 위치를 고려하는 것이다.
레벨m-1의 각 종결 노드에서의 경로는N m 개의 새로운 펄스 및 그것의 유효위치를 고려함으로써, 길이으로 확장된다. 레벨-m노드를 구성하기 위해 확장된 후보 경로 중 하나 또는 여러 개가 결정된다.
최적의 코드벡터는 주어진 기준, 예를 들면 모든 레벨-M노드에 대한 기준Q k (N p )에 대해 최대화되는 길이N p 의 경로에 대응한다.
바람직한 실시예에서는, 검색 절차에서 한번에 2개의 펄스가 항상 고려된다. 즉,N m =2이다. 그러나,N×N워드(바람직한 실시예에서는64×64=4K워드)의 메모리를 필요로 하는, 매트릭스Φ가 사전에 컴퓨팅되고 저장된다고 가정하는 대신에, 메모리 요건을 상당히 감소시키는 메모리-효율 접근방법이 사용된다. 이 새로운 접근방법에서, 상관 매트릭스의 필요한 원소의 일 부분만이 사전에 컴퓨팅되고 저장되는 방식으로 검색 절차가 수행된다. 이 부분은 연속적인 트랙내의 퍼텐셜 펄스 위치에 대응하는 임펄스 응답의 상관관계, 및에 대응하는 상관관계에 관련된다(즉, 매트릭스Φ의 메인 대각선의 원소).
메모리 절약의 예로서, 바람직한 실시예에서는, 서브프레임 크기가 N=64인데, 이것은 상관 매트릭스가 64×64=4096 크기라는 것을 의미한다. 펄스가 연속된 트랙, 즉,T 0 -T 1 , T 1 -T 2 , T 2 -T 3 또는T 3 -T 0 에서 2 펄스가 검색되기 때문에, 필요한 상관 원소는 인접한 트랙에서의 펄스에 대응하는 것이다. 각 트랙은 16 퍼텐셜 위치를 포함하기 때문에, 두 인접한 트랙에 대응하는 상관 원소는 16×16=256 개가 존재한다. 따라서, 메모리-효율 접근방법에 따르면, 필요한 원소는 인접한 트랙(T 0 -T 1 , T 1 -T 2 , T 2 -T 3 및T 3 -T 0 )의 4가지 가능성에 대해 4×256=1024 이다. 또한, 매트릭스의 대각선에서 64 상관관계가 필요하므로, 4096 워드 대신에 1088 저장 요건을 제공한다.
깊이-우선 트리 음성 절차의 특정 형식이 이 바람직한 실시예에서 사용되는데, 여기서, 두 연속 트랙에서의 두 펄스가 동시에 검색된다. 복잡성을 감소시키기 위하여, 제1 펄스의 퍼텐셜 위치의 제한된 수가 테스트된다. 또한, 많은 수의 펄스를 가진 대수적 코드북에 대해. 상위 레벨의 검색 트리내의 일부 펄스는 고정될 수 있다.
어떤 퍼텐셜 펄스 위치가 제1 펄스에 대해 고려되는지를 지능적으로 추측하기 위해, 또는 일부 펄스 위치를 고정하기 위해, "펄스-위치 가능성-추정 벡터" b가 사용되는데, 이것은 음성-관련 신호에 기반한다. 이 추정 벡터b의p번째 성분b(p)는 우리가 검색하는 최선의 코드벡터내에 펄스 차지 위치p(p=0,1,...,N-1)의 확률을 특정짓는다.
주어진 트랙에 대해, 추정 벡터b는 각 유효 위치의 상대적인 확률을 나타낸다. 이 특성은 기본 선택 기준Q k (j)의 위치에 트리 구조의 제1 레벨내의 선택 기준으로서 유용하게 사용될 수 있는데, 이것은 유효 위치를 선택하는데 신뢰할 수 있는 성능을 제공하기 위해, 어떤 식으로든, 제1 레벨에서 2개의 펄스에 대해 동작한다.
이 바람직한 실시예에서, 추정 벡터b는 전술된 펄스 진폭을 사전-선택할 대에 사용된 것과 동일한 기준 신호이다. 즉,
여기서,E d =d t d는 신호d(n)의 에너지이고,E r =r t LTP r LTP 는 긴주기 예층 후의 잔여 신호인 신호r LTP (n)의 에너지이다.
최적의 여기 코드벡터c k 및 이득g이 모듈(110)에 의해 선택되면, 코드북 인덱스k및 이득g는 멀티플렉서(112)에 의해 인코딩 및 전송된다.
도1을 참조하면, 파라미터b, T, j, A^(z), k, g는 통신 채널을 통해 전송되기 전에 멀티플렉서(112)를 통해 멀티플렉싱된다.
메모리 갱신(Memory update)
메모리 모듈(111)(도1)에서, 가중 합성 필터W(z)/A^(z)는 가중 합성 필터를 통해 여기 신호를 필터링함으로써 갱신된다. 이 필터링 후에, 필터의 상태가 메모리되고, 계산기 모듈(108)에서의 제로-입력 응답을 컴퓨팅하기 위한 초기 상태로서 다음의 서브프레임에서 사용된다.
타깃 벡터x의 경우에 있어서, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된, 다른 대안으로 수학적으로 등가인 접근방법이 필터 상태를 갱신하는데 사용될 수 있다.
디코더 측
도2의 음성 디코딩 장치(200)는 디지털 입력(222)(디멀티플렉서(217)로의 입력 스트림)과 음성 샘플링된 출력(223)(가산기(221)로부터의s out ) 사이에 수행되는 여러 단계를 도시하고 있다.
디멀티플렉서(217)는 디지털 입력 채널로부터 수신된 2진 정보로부터 합성 모델 파라미터를 추출한다. 각각 수신된 2진 프레임으로부터 추출된 파라미터는 다음과 같다.
- 라인(225) 상의 단기간 예측 파라미터(STP)A^(z)(프레임당 한번)
- 장기간 예측 파라미터(LTP)T, b및j(각 서브프레임에 대해)
- 혁신 코드북 인덱스k및 이득g(각 서브프레임에 대해)
현재의 음성 신호는 이들 파라미터에 기반하여 합성되며, 이것은 이하에서 설명될 것이다.
혁신 코드북(218)은 증폭기(224)를 통해 인코딩된 이득g에 의해 스케일링되는, 혁신 코드벡터c k 를 생성하기 위해 인덱스k에 응답한다. 바람직한 실시에에서는, 미국특허 제5,444,816호, 제5,699,482호, 제5,754,976호 및 제5,701,392호에 기재된 것과 같은 혁신 코드북(218)이 혁신 코드벡터c k 를 표현하는데 사용된다.
증폭기(224)의 출력에서 발생된 스케일링된 코드벡터gc k 는 혁신 필터(205)를 통해 처리된다.
주기성 강화(Periodicity enhancement)
증폭기(224)의 출력에서 발생된 스케일링된 코드벡터gc k 는 또한 주파수-종속 피치 강화기(enhancer), 즉 혁신 필터(205)를 통해 처리된다.
여기 신호u의 주기성을 강화하는 것은 유성화된 세그먼트의 경우에 품질을 개선한다. 이것은 과거에, 도입된 주기성의 양을 제어하는,ε이 0.5 이하의 팩터인 경우에,형식으로 필터를 통해 혁신 코드북(고정된 코드북)(218)으로부터의 혁신 벡터를 필터링함으로써 수행되었다. 이 접근방법은 전체 스펙트럼에 걸쳐 주기성을 도입하기 때문에 광대역 신호의 경우에는 덜 효과적이다. 본 발명의 일부인 새로운 대안적인 접근방법이 기재되는데, 이것에 의해, 그 주파수 응답이 보다 낮은 주파수보다는 높은 주파수를 강조하는 혁신 필터(205)(F(z))를 통해 혁신 (고정된) 고드북으로부터 혁신 코드벡터c k 를 필터링함으로써 주기성 강화가 달성된다.F(z)의 계수는 여기 신호u에서의 주기성의 양에 관련된다.
이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된 많은 방법은 유효 주기성 계수를 획득하는데 이용가능하다. 예를 들면, 이득b의 값은 주기성의 표시를 제공한다. 즉, 이득b가 1에 근접한 경우, 여기 신호u의 주기성은 높고, 이득b가 0.5 이하인 경우에는 주기성은 낮다.
필터F(z)계수를 유도하는 또 다른 효과적인 방법은 그것을 총 여기 신호u에서의 피치 기여량에 관련시키는 것이다. 이것은 서브프레임 주기성에 의존하는 주파수 응답을 초래하는데, 여기서, 보다 높은 주파수는 보다 높은 피치 이득에 대해 더 강하게 강조된다. 혁신 필터(205)는 여기 신호u가 보다 주기적일 때에 저 주파수에서 혁신 코드벡터c k 의 에너지를 낮추는 효과를 갖는데, 이것은 보다 높은 주파수보다 낮은 주파수에서 여기 신호u의 주기성을 강화한다. 혁신 필터(205)에 대해 제안된 형태는 다음과 같다.
여기서, σ는 여기 신호u의 주기성 레벨로부터 유도된 주기성 팩터이다.
F(z)의 제2의 3-기간(three-term) 형식이 바람직한 실시예에서 사용된다. 주기성 팩터 σ는 유성화 팩터 발생기(204)에서 컴퓨팅된다. 몇몇 방법이 여기 신호 u의 주기성에 기반하여 주기성 팩터 σ를 유도하는데 사용될 수 있다. 2가지 방법이 아래에 제시된다.
방법 1
총 여기 신호u에 대한 피치 기여도의 비율이 다음에 의해 유성화 팩터 발생기(204)에서 먼제 컴퓨팅된다.
여기서,v T 는 피치 코드북 벡터이고,b는 피치 이득이고,u는 가산기(219)의 출력에서 주어진 여기 신호u이다.
bv T 는 피치 래그T및 메모리(203)에 저장된u의 과거값에 응답하여 피치 코드북(201)내에 자신의 소스를 갖는다. 그리고 나서, 피치 코드북(201)로부터의 피치 코드벡터v T 는 그 차단 주파수가 디멀티플렉서(217)로부터의 인덱스j를 이용하여 조정되는 저역-통과 필터(202)를 통해 처리된다. 그후, 결과로서 생성되는 코드벡터v T 는 신호bv T 를 얻기 위해 증폭기(226)를 통해 디멀티플렉서(217)로부터 이득b로 곱해진다.
팩터 σ는 유성화 팩터 발생기(204)에서 다음에 의해 계산된다.
α = qR
p
, α < q
여기서,q는 강화량을 제어하는 팩터이다(q는 이 실시예에서 0.25로 설정된다).
방법 2
주기성 팩터 σ를 계산하기 위한 다른 방법이 아래에서 논의된다.
먼저, 유성화 팩터(voicing factor)r v 가 유성화 팩터 발생기(204)에서 다음에 의해 컴퓨팅된다.
r
v
= (E
v
- E
c
) / (E
v
+ E
c
)
여기서, E v 는 스케일링된 피치 코드벡터bvT의 에너지이고,E c 는 스케일링된 혁신 코드벡터gc k 의 에너지이다. 즉,
r v 값은 -1 내지 1 사이에 존재한다는 것을 주목하자(1은 순수하게 유성화된신호에 대응하고, -1은 순수하게 무성화된 신호에 대응한다
바람직한 실시예에서, 그후, 팩터 σ는 유성화 팩터 발생기(204)에서 다음에 의해 컴퓨팅된다.
α = 0.125 (1 + r
v
)
이것은 완전히 무성화된 신호에 대해 0의 값에 대응하고, 완전히 유성화된 신호에 대해서는 0.25에 대응한다.
처음F(z)의 2-기간 형식에서, 주기성 팩터 σ는 위의 방법 1 및 2에서σ= 2α를 이용하여 근사화될 수 있다. 이러한 경우에, 주기성 팩터 σ는 위의 방법1에서 다음과 같이 계산된다.
σ= 2qR
p
, σ< 2q
방법 2에서, 주기성 팩터 σ는 다음과 같이 계산된다.
σ= 0.25 (1 + r
v
)
이에 따라, 강화된 신호c f 는 혁신 필터(205)를 통해 스케일링된 혁신 코드벡터gc k 를 필터링함으로써 컴퓨팅된다(F(z)).
강화된 여기 신호u'는 가산기(220)에 의해 다음과 같이 컴퓨팅된다.
이 프로세스는 인코더(100)에서 수행되지 않는 것을 주목하자. 따라서, 인코더(100)와 디코더(200) 사이의 동시성을 유지하기 위해, 강화없이 여기 신호u를 이용하여 피치 코드북(201)의 컨텐츠를 갱신할 필요가 있다. 따라서, 여기 신호u는 피치 코드북(201)의 메모리(203)를 갱신하는데 사용되고, 강화된 여기 신호u'는 LP 합성 필터(206)의 입력에서 사용된다.
합성 및 디엠퍼시스(Synthesis and deemphasis)
합성된 신호s'는1/A^(z)형식 - 여기서,A^(z)는 현재의 서브프레임에서의 보간된 LP 필터임 - 을 갖는 LP 합성 필터(206)를 통해 강화된 여기 신호u'를 필터링함으로써 컴퓨팅된다. 도2에서 볼 수 있는 바와 같이, 디멀티플렉서(217)로부터 라인(225) 상의 양자화된 LP 계수A^(z)가 LP 합성 필터(206)로 제공되어, 이에 따라 LP 합성 필터(206)의 파라미터를 조정하게 된다. 디엠퍼시스 필터(207)는 도1의 프리엠퍼시스 필터(103)의 역이다. 디엠퍼시스 필터(207)의 전달 함수는 다음과 같이 주어진다.
여기서,μ는 0과 1 사이에 위치한 값(통상적인 값은μ=0.7)을 갖는 프리엠퍼시스 팩터이다. 보다 높은-순위의 필터가 사용될 수도 있다.
벡터s'는 디엠퍼시스 필터D(z)(모듈(207))를 통해 필터링되어, 고역-통과 필터(208)을 통해 통과되는 벡터s d 를 회득하게 되고, 50 Hz 이하의 원치않는 주파수를 제거하여s h 를 더 획득한다.
오버샘플링 및 고-주파수 재발생
오버-샘플링 모듈(209)은 도1의 다운-샘플링 모듈(101)의 역 프로세스를 수행한다. 바람직한 실시예에서, 오버샘플링은, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된 기술을 이용하여, 12.8 kHz 샘플링 레이트로부터 원래의 16 kHz 샘플링 레이트로 변환한다. 오버샘플링된 합성 신호는s^로 나타낸다. 신호s^는 또한 합성된 광대역 중간 신호로 언급된다.
오버샘플링된 합성 신호s^는 인코더(100)에서의 다운샘플링 프로세스(도1의 모듈(101))에 의해 손실되었던 보다 높은 주파수 성분을 포함하지 않는다. 이것은 합성된 음성 심호에 대해 저역-통과 인식을 제공한다. 원래 신호의 전체 대역을 복구하기 위해, 고주파수 발생 절차가 기재된다. 이 절차는 모듈(210~216) 및 가산기(221)에서 수행되고, 유성화 팩터 발생기(204)(도2)로부터의 입력을 필요로한다.
이 새로운 접근방법에서, 고주파수 컨텐츠는 여기 도메인에서 적당히 스케일링된 화이트 노이즈를 갖는 스펙트럼의 상위 부분을 필터링함으로써 발생되고, 다운-샘플링된 신호s^를 합성하는데 사용된 동일한 LP 합성 필터로 정형화함으로써 음성 도메인으로 변환된다.
본 발명에 따른 고 주파수 발생 절차는 이하에서 기술된다.
임의 노이즈 발생기(213)는, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 주지된 기술을 이용하여, 전체 주파수 대역폭에 걸처 편평한 스펙트럼을 가진 화이트 노이즈 시퀀스w'를 발생시킨다. 발생된 시퀀스는 원래 도메인에서의 서브프레임 길이인N'길이를 갖는다.N은 다운-샘플링된 도메인내의 서브프레임 길이이다. 바람직한 실시예에서, 5ms 에 대응하는N=64이고N'=80이다.
화이트 노이즈 시퀀스는 이득 조정 모듈(214)에서 적절히 스케일링된다. 이득 조정은 다음의 단계를 포함한다. 먼저, 생성된 노이즈 시퀀스w'의 에너지가 에너지 컴퓨팅 모듈(210)에 의해 컴퓨팅된 강화된 여기 신호u'의 에너지와 동일하게 설정되고, 결과로서 생성되는 스케일링된 노이즈 시퀀스는 다음과 같이 주어진다.
이득 스케일링에서의 제2 단계는 유성화 팩터 발생기(204)에서의 합성된 신호의 고 주파수 컨텐츠를 고려하여, 유성화된 세그먼트의 경우에 생성된 노이즈의 에너지를 감소시킨다(여기서, 무성화된 세그먼트에 비해 고 주파수에서 보다 적은 에너지가 나타난다). 고 주파수 컨텐츠는 스펙트럼 틸트 계산기(212)를 통해 합성 신호의 틸트를 측정하고, 이에 따라 에너지를 감소시킴으로써 구현된다. 제로 교차(crossing) 측정과 같은 다른 측정법이 동일하게 사용될 수 있다. 유성화된 세그먼트에 대응하는 틸트가 매우 큰 경우에, 노이즈 에너지는 더욱 감소된다. 합성 신호s h 의 제1 상관 계수로서 틸트 팩터가 모듈(212)에서 컴퓨팅되고, 이것은 다음과 같이 주어진다.
여기서, 유성화 팩터r v 는 다음과 같이 주어진다.
r
v
= (E
v
- E
c
) / (E
v
+ E
c
)
여기서, 앞서 기술된 바와 같이,E v 는 스케일링된 피치 코드벡터bv T 의 에너지이고,E c 는 스케일링된 혁신 코드벡터gc k 의 에너지이다. 유성화 팩터r v 는 틸트보다 대부분 거의 적지만, 이 조건은 틸트값이 음의 값이고r v 값이 높은 경우에 고 주파수 톤에 대한 대비책으로서 도입되었다. 이에 따라, 이 조건은 이러한 톤 신호에 대한 노이즈 에너지를 감소시킨다.
편평한 스펙트럼의 경우에 틸트 값은 0이고, 강한 유성화된 신호의 경우에는 1이고, 무성화 신호의 경우에는 음의 값인데, 여기서, 보다 큰 에너지가 고 주파수에서 나타난다.
고 주파수 컨텐츠의 양으로부터 스케일링 팩터g t 를 유도하기 위해 다른 방법이 사용될 수 있다. 본 발명에서는, 전술된 신호의 틸트에 기반하여 2가지 방법이 주어진다.
방법 1
스케일링 팩터 gt는 틸트로부터 다음과 같이 유도된다.
g
t
= 1 - tilt, 0.2 ≤g
t
≤1.0
틸트가 1에 근사한 경우에, 강한 유성화 신호에 대해g t 는 0.2이고, 강한 무성화 신호에 대해g t 는 1.0이 된다.
방법 2
틸트 팩터g t 가 먼저 0과 같거나 더 크게 제한되고, 스케일링 팩터가 틸트로부터 다음과 같이 유도된다.
g
t
= 10
-0.6tilt
이에 따라, 이득 조정 모듈(214)에서 발생된 스케일링된 노이즈 시퀀스w g 는 다음과 같이 주어진다.
w
g
= g
t
w'
틸트가 0에 근접한 경우, 스케일링 팩터g t 는 1에 근접해지는데, 이것은 에너지 감소를 초래하지 않는다. 틸트값이 1인 경우, 스케일링 팩터g t 는 발생된 노이즈의 에너지에서 12 dB의 감소를 초래한다.
노이즈가 적절히 스케일링(w g )된 후에, 이것은 스펙트럼 정형기(215)를 이용하여 음성 도메인으로 제공된다. 바람직한 실시에에서, 이것은 다운-샘플링된 도메인 (1/A^(z/0.8))에서 사용된 것과 동일한 LP 합성 필터의 대역폭 확장 버전을 통해 노이즈w g 를 필터링함으로써 달성된다. 대응하는 대역폭 확장된 LP 필터 계수는 스펙트럼 정형기(215)에서 계산된다.
그리고 나서, 필터링된 스케일링 노이즈 시퀀스w f 는 요구된 주파수 범위로 대역-통과 필터링되어, 대역-통과 필터(216)를 이용하여 복구된다. 바람직한 실시예에서, 대역-통과 필터(216)는 노이즈 시퀀스를 5.6-7.2 kHz 주파수 범위로 제한한다. 결과로서 생성되는 대역-통과 필터링된 노이즈 시퀀스z는 가산기(221)에서 오버샘플링된 합성 음성 신호s^에 가산되어, 출력(223)상에 최종 재구성된 사움드 신호s out 를 얻게 된다.
이상에서, 본 발명이 바람직한 실시예를 이용하여 설명되었지만, 이 실시예는, 본 발명의 사상 및 범주에서 벗어나지 않는 한, 첨부된 청구 범위 내에서 수정될 수 있다. 바람직한 실시예가 광대역 음성 신호를 이용하여 논의되었지만, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는, 본 발명이 포괄적인 광대역 신호를 이용하는 다른 실시예를 포함할 수 있으며, 이것은 음성 애플리케이션에 제한될 필요가 없다는 것이 명백할 것이다.
Claims (62)
- 사운드 신호의 효과적인 인코딩 및 디코딩을 위해 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하는 방법에 있어서, - 여기서, 상기 코드북은 펄스 진폭/위치 조합의 세트를 포함하고, 각각의 펄스 진폭/위치 조합은 다수의 상이한 위치를 정의하고, 상기 조합의 각각의 위치에 할당되는 제로-진폭 펄스 및 넌-제로-진폭 펄스를 모두 포함하고, 각각의 넌-제로-진폭 펄스는 다수의 가능한 진폭 중 하나를 가짐 -상기 펄스 위치의 적어도 하나의 트랙의 세트를 형성하는 단계;상기 펄스 위치의 적어도 하나의 트랙의 세트에 따라 상기 코드북 조합의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 제한하는 단계;하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치만이 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차1을 설정하는 단계;2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치만이 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차2를 설정하는 단계;X개(X ≥3)의 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누는 단계; 및상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차X를 이용하는 단계를 포함하고,상기 절차X는,상기 2개의 트랙 센션 중 각각의 넌-제로-진폭 펄스가 위치하는 하나를 식별하는 단계;상기 섹터 중 적어도 하나 및 전체 트랙에서 상기 설정된 절차1 및 절차2를 이용하여 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 서브인덱스를 조합함으로써 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하는 단계를 포함하는방법.
- 제1항에 있어서,각 트랙의 펄스 위치를 다른 트랙의 펄스 위치와 인터리빙하는 단계를 포함하는 단계.
- 제1항에 있어서,상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하는 단계는,상기 서브인덱스 중 적어도 2개를 조합함으로써 적어도 하나의 중간 인덱스를 계산하는 단계; 및나머지 서브인덱스와 상기 적어도 하나의 중간 인덱스를 조합함으로써 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하는 단계를 포함하는방법.
- 제1항에 있어서,상기 절차1은, 상기 하나의 트랙내의 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 나타내는 위치 인덱스, 및 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 포함하는 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제4항에 있어서,상기 위치 인덱스는 제1 그룹의 비트를 포함하고, 상기 진폭 인덱스는 적어도 하나의 비트를 포함하는방법.
- 제5항에 있어서,상기 진폭 인덱스의 적어도 하나의 비트는 상위 계층(higher rank)의 비트인방법.
- 제5항에 있어서,각각의 넌-제로-진폭 펄스의 상기 다수의 가능한 진폭은 +1 및 -1을 포함하고, 상기 진폭 인덱스의 적어도 하나의 비트는 부호 비트인방법.
- 제1항에 있어서,상기 각각의 넌-제로-진폭 펄스의 상기 다수의 가능한 진폭은 +1 및 -1을 포함하고,상기 절차1은- 여기서,p는 상기 하나의 트랙내의 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 인덱스이고,s는 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 부호 인덱스이고,2 M 은 상기 하나의 트랙내의 위치들의 수임- 형식을 갖는 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제8항에 있어서,상기 하나의 트랙내의 위치들의 수는 16이고, 상기 위치-및-진폭 인덱스는 다음의 표에서 나타난 5-비트 인덱스인
부호 위치 s b 3 b 2 b 1 b 0 방법. - 제1항에 있어서,상기 절차2는, 상기 하나의 트랙내의 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 각각 나타내는 제1 및 제2 위치 인덱스, 및 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 포함하는, 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제10항에 있어서,상기 위치-및-진폭 인덱스에서, 상기 진폭 인덱스는 적어도 하나의 비트를포함하고, 상기 제1 위치 인덱스는 제1 그룹의 비트를 포함하고, 상기 제2 위치 인덱스는 제2 그룹의 비트를 포함하는방법.
- 제11항에 있어서,상기 위치-및-진폭 인덱스에서, 상기 진폭 인덱스의 적어도 하나의 비트는 상위 계층의 비트이고, 상기 제1 그룹의 비트는 중간 계층의 비트이고, 상기 제2 그룹의 비트는 보다 하위 계층의 비트인방법.
- 제11항에 있어서,각각의 넌-제로-진폭 펄스의 상기 가능한 진폭은 +1 및 -1을 포함하고, 상기 진폭 인덱스의 적어도 하나의 비트는 부호 비트인방법.
- 제10항에 있어서,상기 절차2는,상기 2개의 펄스가 동일한 진폭을 가질 때에,상기 제1 위치 인덱스에 의해 그 위치가 지시된 상기 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 생성하는 단계;상기 하나의 트랙내의 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스 중 보다 작은 위치를 나타내는 제1 위치 인덱스를 생성하는 단계; 및상기 하나의 트랙내의 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스 중 보다 큰 위치를 나타내는 제2 위치 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 2개의 펄스가 상이한 진폭을 가질 때에,상기 제1 위치 인덱스에 의해 그 위치가 지시된 상기 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 생성하는 단계;상기 하나의 트랙내의 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스 중 보다 큰 위치를 나타내는 제1 위치 인덱스를 생성하는 단계; 및상기 하나의 트랙내의 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스 중 보다 작은 위치를 나타내는 제2 위치 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제1항에 있어서,상기 절차2는, 위치 인덱스및 부호 인덱스의 제1 넌-제로-진폭 펄스의 위치, 및 위치 인덱스및 부호 인덱스의 제2 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 다음과 같은 형식의 상기 제1 및 제2 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는- 여기서, 2M은 상기 하나의 트랙내의 위치들의 수임 -방법.
- 제15항에 있어서,상기 하나의 트랙내의 위치들의 수는 16이고, 상기 위치-및-진폭 인덱스는 다음의 표에서 나타난 9-비트 인덱스인
부호 위치p 0 위치p 1 s b 3 b 2 b 1 b 0 b 3 b 2 b 1 b 0 방법. - 제1항에 있어서,X=3일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누는 단계는 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누는 단계를 포함하고,상기 절차3은,적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하는 상위 및 하위 트랙 섹션 중 하나를 식별하는 단계;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제17항에 있어서,상기 절차2를 이용하여 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계는, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 상기 상위 섹션에 위치할 때에, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 상기 상위 섹션으로부터 상기 하위 섹션으로 시프트하는 단계를 포함하는방법.
- 제18항에 있어서,상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 상기 상위 섹션으로부터 상기 하위 섹션으로 시프트하는 단계는, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 인덱스의 다수의 최하위 비트를 그 수만큼의 1로 구성되는 마스크로 마스킹하는 단계를 포함하는방법.
- 제17항에 있어서,상기 절차2를 이용하여 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계는, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스가 위치하는 상기 하위 및 상위 트랙 섹션 중 하나를 지시하는 섹션 인덱스를 삽입하는 단계를 포함하는방법.
- 제17항에 있어서,상기 하나의 트랙내의 위치들의 수는 16이고, 상기 위치-및-진폭 인덱스는 다음의 표에서 나타난 13-비트 인덱스인
부호 3번째 펄스의 위치 섹션인덱스 섹션 k 내의 2펄스 s 0 p 0 p 1 s b 3 b 2 b 1 b 0 k s b 2 b 1 b 0 b 2 b 1 b 0 방법. - 제1항에 있어서,상기 절차1은, 상기 하나의 트랙내의 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 나타내는 위치 인덱스, 및 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 포함하는 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 절차2는, 상기 하나의 트랙내의 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 각각 나타내는 제1 및 제2 위치 인덱스, 및 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을나타내는 진폭 인덱스를 포함하는 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고 - 여기서, 상기 진폭 인덱스는 적어도 하나의 비트를 포함하고, 상기 제1 위치 인덱스는 제1 그룹의 비트를 포함한고, 상기 제2 인덱스는 제2 그룹의 비트를 포함함 -,X=3일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누는 단계는 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누는 단계를 포함하고,상기 절차3은,적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하는 상위 및 하위 트랙 섹션 중 하나를 식별하는 단계;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제22항에 있어서,X=4일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누는 단계는 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누는 단계를 포함하고,상기 절차4는,상기 상위 트랙 섹션이 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션을 하위 및 상위 트랙 서브섹션으로 다시 나누는 단계;적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하는 상위 및 하위 트랙 서브섹션 중 하나를 식별하는 단계;상기 하나의 트랙 서브섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하나의 트랙 서브섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 하위트랙 섹션내에 위치한 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션을 하위 및 상위 트랙 서브섹션으로 다시 나누는 단계;적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하는 상위 및 하위 트랙 서브섹션 중 하나를 식별하는 단계;상기 하나의 트랙 서브섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하나의 트랙 서브섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제23항에 있어서,상기 절차4는, 상기 하나의 트랙 서브섹션이 상위 서브섹션일 때에, 상기 절차2를 이용하여 상기 하나의 트랙 서브섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계는, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 상기 상위 트랙 서브섹션으로부터 상기 하위 트랙 서브섹션으로 시프트하는 단계를 포함하는방법.
- 제24항에 있어서,상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 상기 상위 서브섹션으로부터 상기 하위 서브섹션으로 시프트하는 단계는, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 인덱스의 다수의 최하위 비트를 그 수만큼의 1로 구성되는 마스크로 마스킹하는 단계를 포함하는방법.
- 제23항에 있어서,X=5일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 트랙 섹션으로 나누는 단계는 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 섹션으로 나누는 단계를 포함하고,상기 절차5는,적어도 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 위치되는 상기 하위 및 상위 트랙 섹션 중 하나를 검출하는 단계;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제23항에 있어서,X=5일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누는 단계는 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누는 단계를 포함하고,상기 절차5는,상기 상위 트랙 섹션이 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 제27항에 있어서,X=6일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누는 단계는 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누는 단계를 포함하고,상기 절차6은,상기 상위 트랙 섹션이 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차5를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차5를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차4를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차4를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차5를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차5를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하는 단계;상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하는 단계; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하는 단계를 포함하는방법.
- 사운드 신호의 효과적인 인코딩 및 디코딩을 위해 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 장치에 있어서, - 여기서, 상기 코드북은 펄스 진폭/위치 조합의 세트를 포함하고, 각각의 펄스 진폭/위치 조합은 다수의 상이한 위치를 정의하고, 상기 조합의 각각의 위치에 할당되는 제로-진폭 펄스 및 넌-제로-진폭 펄스를 모두 포함하고, 각각의 넌-제로-진폭 펄스는 다수의 가능한 진폭 중 하나를 가짐 -상기 펄스 위치의 적어도 하나의 트랙의 세트를 형성하기 위한 수단;상기 펄스 위치의 적어도 하나의 트랙의 세트에 따라 상기 코드북 조합의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 제한하기 위한 수단;하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치만이 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차1을 설정하기 위한 수단;2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치만이 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차2를 설정하기 위한 수단;X개(X ≥3)의 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누기 위한 수단; 및상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위한 절차X를 설정하기 위한 수단을 포함하고,여기서, 상기 절차X 설정 수단은,상기 2개의 트랙 센션 중 각각의 넌-제로-진폭 펄스가 위치하는 하나를 식별하기 위한 수단;상기 트랙 섹션 중 적어도 하나 및 전체 트랙에서 상기 설정된 절차1 및 절차2를 이용하여 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 서브인덱스를 조합함으로써 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제29항에 있어서,각 트랙의 펄스 위치를 다른 트랙의 펄스 위치와 인터리빙하기 위한 수단을 포함하는 장치.
- 제29항에 있어서,상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하기 위한 수단은,상기 서브인덱스 중 적어도 2개를 조합함으로써 적어도 하나의 중간 인덱스를 계산하기 위한 수단; 및나머지 서브인덱스와 상기 적어도 하나의 중간 인덱스를 조합함으로써 상기 X개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 계산하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제29항에 있어서,상기 절차1은, 상기 하나의 트랙내의 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 나타내는 위치 인덱스, 및 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 포함하는 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제32항에 있어서,상기 위치 인덱스는 제1 그룹의 비트를 포함하고, 상기 진폭 인덱스는 적어도 하나의 비트를 포함하는장치.
- 제33항에 있어서,상기 진폭 인덱스의 적어도 하나의 비트는 상위 계층의 비트인장치.
- 제33항에 있어서,각각의 넌-제로-진폭 펄스의 상기 다수의 가능한 진폭은 +1 및 -1을 포함하고, 상기 진폭 인덱스의 적어도 하나의 비트는 부호 비트인장치.
- 제29항에 있어서,상기 각각의 넌-제로-진폭 펄스의 상기 다수의 가능한 진폭은 +1 및 -1을 포함하고,상기 절차1은- 여기서,p는 상기 하나의 트랙내의 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 인덱스이고,s는 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 부호 인덱스이고,2 M 은 상기 하나의 트랙내의 위치들의 수임- 형식을 갖는 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제36항에 있어서,상기 하나의 트랙내의 위치들의 수는 16이고, 상기 위치-및-진폭 인덱스는 다음의 표에서 나타난 5-비트 인덱스인
부호 위치 s b 3 b 2 b 1 b 0 장치. - 제29항에 있어서,상기 절차2는, 상기 하나의 트랙내의 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 각각 나타내는 제1 및 제2 위치 인덱스, 및 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 포함하는 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제38항에 있어서,상기 위치-및-진폭 인덱스에서, 상기 진폭 인덱스는 적어도 하나의 비트를 포함하고, 상기 제1 위치 인덱스는 제1 그룹의 비트를 포함하고, 상기 제2 위치 인덱스는 제2 그룹의 비트를 포함하는장치.
- 제39항에 있어서,상기 위치-및-진폭 인덱스에서, 상기 진폭 인덱스의 적어도 하나의 비트는상위 계층의 비트이고, 상기 제1 그룹의 비트는 중간 계층의 비트이고, 상기 제2 그룹의 비트는 보다 하위 계층의 비트인장치.
- 제39항에 있어서,각각의 넌-제로-진폭 펄스의 상기 가능한 진폭은 +1 및 -1을 포함하고, 상기 진폭 인덱스의 적어도 하나의 비트는 부호 비트인장치.
- 제39항에 있어서,상기 절차2는,상기 2개의 펄스가 동일한 진폭을 가질 때에,상기 제1 위치 인덱스에 의해 그 위치가 지시된 상기 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단;상기 하나의 트랙내의 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스 중 보다 작은 위치를 나타내는 제1 위치 인덱스를 생성하기 위한 수단; 및상기 하나의 트랙내의 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스 중 보다 큰 위치를 나타내는 제2 위치 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 2개의 펄스가 상이한 진폭을 가질 때에,상기 제1 위치 인덱스에 의해 그 위치가 지시된 상기 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단;상기 하나의 트랙내의 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스 중 보다 큰 위치를 나타내는 제1 위치 인덱스를 생성하기 위한 수단; 및상기 하나의 트랙내의 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스 중 보다 작은 위치를 나타내는 제2 위치 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제29항에 있어서,상기 절차2는, 위치 인덱스및 부호 인덱스의 제1 넌-제로-진폭 펄스의 위치, 및 위치 인덱스및 부호 인덱스의 제2 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 상기 세트의 하나의 트랙내에 위치할 때에, 다음과 같은 형식의 상기 제1 및 제2 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는- 여기서,2 M 은 상기 하나의 트랙내의 위치들의 수임 -장치.
- 제43항에 있어서,상기 하나의 트랙내의 위치들의 수는 16이고, 상기 위치-및-진폭 인덱스는 다음의 표에서 나타난 9-비트 인덱스인
부호 위치p 0 위치p 1 s b 3 b 2 b 1 b 0 b 3 b 2 b 1 b 0 장치. - 제29항에 있어서,X=3일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누는 단계는 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누기 위한 수단을 포함하고,상기 절차3은,적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하는 상위 및 하위 트랙 섹션 중 하나를 식별하기 위한 수단;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제45항에 있어서,상기 절차2를 이용하여 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단은, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 상기 상위 섹션에 위치할 때에, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 상기 상위 섹션으로부터 상기 하위 섹션으로 시프트하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제46항에 있어서,상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 상기 상위 섹션으로부터 상기 하위 섹션으로 시프트하기 위한 수단은, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 인덱스의 다수의 최하위 비트를 그 수만큼의 1로 구성되는 마스크로 마스킹하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제45항에 있어서,상기 절차2를 이용하여 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단은, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스가 위치하는 상기 하위 및 상위 트랙 섹션 중 하나를 지시하는 섹션 인덱스를 삽입하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제45항에 있어서,상기 하나의 트랙내의 위치들의 수는 16이고, 상기 위치-및-진폭 인덱스는 다음의 표에서 나타난 13-비트 인덱스인
부호 3번째 펄스의 위치 섹션인덱스 섹션 k 내의 2펄스 s 0 p 0 p 1 s b 3 b 2 b 1 b 0 k s b 2 b 1 b 0 b 2 b 1 b 0 장치. - 제29항에 있어서,상기 절차1은, 상기 하나의 트랙내의 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 나타내는 위치 인덱스, 및 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 포함하는 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 절차2는, 상기 하나의 트랙내의 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 각각 나타내는 제1 및 제2 위치 인덱스, 및 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 진폭을 나타내는 진폭 인덱스를 포함하는 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고 - 여기서, 상기 진폭 인덱스는 적어도 하나의 비트를 포함하고, 상기 제1 위치 인덱스는 제1 그룹의 비트를 포함한고, 상기 제2 인덱스는 제2 그룹의 비트를포함함 -,X=3일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누기 위한 수단은 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누기 위한 수단을 포함하고,상기 절차3은,적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하는 상위 및 하위 트랙 섹션 중 하나를 식별하기 위한 수단;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제50항에 있어서,X=4일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누기 위한 수단은 상기 하나의트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누기 위한 수단을 포함하고,상기 절차4는,상기 상위 트랙 섹션이 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션을 하위 및 상위 트랙 서브섹션으로 다시 나누기 위한 수단;적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하는 상위 및 하위 트랙 서브섹션 중 하나를 식별하기 위한 수단;상기 하나의 트랙 서브섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하나의 트랙 서브섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위트랙 섹션내에 위치한 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 상위트랙 섹션내에 위치한 나머지 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션을 하위 및 상위 트랙 서브섹션으로 다시 나누기 위한 수단;적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하는 상위 및 하위 트랙 서브섹션 중 하나를 식별하기 위한 수단;상기 하나의 트랙 서브섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하나의 트랙 서브섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제51항에 있어서,상기 절차4는, 상기 하나의 트랙 서브섹션이 상위 서브섹션일 때에, 상기 절차2를 이용하여 상기 하나의 트랙 서브섹션내에 위치한 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단은, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 상기 상위 트랙 서브섹션으로부터 상기 하위 트랙 서브섹션으로 시프트하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제52항에 있어서,상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 상기 상위 서브섹션으로부터 상기 하위 서브섹션으로 시프트하기 위한 수단은, 상기 적어도 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치 인덱스의 다수의 최하위 비트를 그 수만큼의 1로 구성되는 마스크로 마스킹하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제51항에 있어서,X=5일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 트랙 섹션으로 나누기 위한 수단은 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 섹션으로 나누기 위한 수단을 포함하고,상기 절차5는,적어도 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치가 위치되는 상기 하위 및 상위 트랙 섹션 중 하나를 검출하기 위한 수단;상기 하나의 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하나의 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제51항에 있어서,X=5일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누기 위한 수단은 상기 하나의 트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누기 위한 수단을 포함하고,상기 절차5는,상기 상위 트랙 섹션이 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 전체 하나의 트랙의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 제55항에 있어서,X=6일 때에,상기 하나의 트랙의 위치를 2개의 섹션으로 나누기 위한 수단은 상기 하나의트랙의 위치를 하위 및 상위 트랙 섹션으로 나누기 위한 수단을 포함하고,상기 절차6은,상기 상위 트랙 섹션이 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차5를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차5를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차4를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차3을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 3개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차4를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 4개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차2를 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 2개의 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함하고, 상기 상위 트랙 섹션이 나머지 하나의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차5를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 상위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 상위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하고,상기 하위 트랙 섹션이 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치를 포함할 때에,상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차5를 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 상기 5개의 넌-제로-진폭 펄스의 제1 서브인덱스를 계산하기 위한 수단;상기 하위 트랙 섹션의 위치에 적용되는 상기 절차1을 이용하여, 상기 하위 트랙 섹션내에 위치한 나머지 넌-제로-진폭 펄스의 제2 서브인덱스를 계산하기 위한 수단; 및상기 제1 및 제2 서브인덱스를 조합함으로써 상기 6개의 넌-제로-진폭 펄스의 위치-및-진폭 인덱스를 생성하기 위한 수단을 포함하는장치.
- 다수의 셀로 분할된 큰 지리적 영역에 서비스를 제공하기 위한 셀룰러 통신 시스템에 있어서,이동 송신기/수신기 유닛;상기 셀들에 각각 위치한 셀룰러 기지국;상기 셀룰러 기지국들 사이에 통신을 제어하기 위한 수단;하나의 셀에 위치한 각각의 이동 유닛과 상기 하나의 셀의 셀룰러 기지국 사이의 양방향 와이어리스 통신 서브-시스템 - 상기 양방향 와이어리스 통신 서브-시스템은, 상기 이동 유닛 및 상기 셀룰러 기지국 양쪽에, 음성 신호를 인코딩하기위한 수단 및 상기 인코딩된 음성 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하는 (a) 송신기, 및 송신된 인코딩된 음성 신호를 수신하기 위한 수단 및 상기 수신된 인코딩된 음성 신호를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 (b) 수신기를 포함함 -을 포함하고,여기서, 상기 음성 신호 인코딩 수단은 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 음성 신호에 응답하는 수단을 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 생성 수단은, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단, 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 상기 청구항 제29항 내지 제56항 중 어느 한 항에 기재된 바와 같은 장치를 포함하고, 상기 음성 신호는 상기 사운드 신호를 구성하는셀룰러 통신 시스템.
- 셀룰러 네트워크 엘리먼트에 있어서,음성 신호를 인코딩하기 위한 수단 및 상기 인코딩된 음성 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하는 (a) 송신기, 및 송신된 인코딩된 음성 신호를 수신하기 위한 수단 및 상기 수신된 인코딩된 음성 신호를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 (b) 수신기를 포함하고,여기서, 상기 음성 신호 인코딩 수단은 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 음성 신호에 응답하는 수단을 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 생성 수단은 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단, 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 상기 청구항 제29항 내지 제56항 중 어느 한 항에 기재된 바와 같은 장치를 포함하고, 상기 음성 신호는 상기 사운드 신호를 구성하는셀룰러 네트워크 엘리먼트.
- 셀룰러 이동 송신기/수신기 유닛에 있어서,음성 신호를 인코딩하기 위한 수단 및 상기 인코딩된 음성 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하는 (a) 송신기, 및 송신된 인코딩된 음성 신호를 수신하기 위한 수단 및 상기 수신된 인코딩된 음성 신호를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 (b) 수신기를 포함하고,여기서, 상기 음성 신호 인코딩 수단은 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 음성 신호에 응답하는 수단을 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 생성 수단은 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단, 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 상기 청구항 제29항 내지 제56항 중 어느 한 항에 기재된 바와 같은 장치를 포함하고, 상기 음성 신호는 상기 사운드 신호를 구성하는셀룰러 이동 송신기/수신기 유닛.
- 다수의 셀로 분할된 큰 지리적 영역에 서비스를 제공하고, 이동 송신기/수신기 유닛; 상기 셀들에 각각 위치한 셀룰러 기지국; 및 상기 셀룰러 기지국들 사이에 통신을 제어하기 위한 수단을 포함하는 셀룰러 통신 시스템에서, 하나의 셀에 위치한 각각의 이동 유닛과 상기 하나의 셀의 셀룰러 기지국 사이의 양방향 와이어리스 통신 서브-시스템에 있어서,상기 이동 유닛 및 상기 셀룰러 기지국 양쪽에, 음성 신호를 인코딩하기 위한 수단 및 상기 인코딩된 음성 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하는 (a) 송신기; 및송신된 인코딩된 음성 신호를 수신하기 위한 수단 및 상기 수신된 인코딩된 음성 신호를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 (b) 수신기를 포함하고,여기서, 상기 음성 신호 인코딩 수단은 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 음성 신호에 응답하는 수단을 포함하고, 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 생성 수단은 상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단, 및 상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 상기 청구항 제29항 내지 제56항 중 어느 한 항에 기재된 바와 같은 장치를 포함하고, 상기 음성 신호는 상기 사운드 신호를 구성하는양방향 와이어리스 통신 서브-시스템.
- 사운드 신호를 인코딩하고, 음성 신호 인코딩 파라미터를 생성하기 위해 상기 사운드 신호에 응답하는 사운드 신호 처리 수단을 포함하는 인코더에 있어서,상기 사운드 신호 처리 수단은,상기 음성 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나를 생성하기 위해 대수적 코드북을 검색하기 위한 수단; 및상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 상기 청구항 제29항 내지 제56항 중 어느 한 항에 기재된 바와 같은 장치를 포함하는인코더.
- 사운드 신호 인코딩 파라미터에 응답하여 사운드 신호를 합성하기 위한 디코더에 있어서,여기 신호(excitation signal)를 생성하기 위해 상기 사운드 신호 인코딩 파라미터에 응답하는 인코딩 파라미터 처리 수단; 및상기 여기 신호에 응답하여 상기 사운드 신호를 합성하기 위한 합성 필터를 포함하고,상기 인코딩 파라미터 처리 수단은,상기 여기 신호의 일부분을 생성하기 위해 상기 사운드 신호 인코딩 파라미터 중 적어도 하나에 응답하는 대수적 코드북; 및상기 대수적 코드북에서의 펄스 위치 및 진폭을 인덱싱하기 위해 상기 청구항 제29항 내지 제56항 중 어느 한 항에 기재된 바와 같은 장치를 포함하는디코더.
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