KR20020074529A - Control apparatus of induction motor - Google Patents

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KR20020074529A
KR20020074529A KR1020010014208A KR20010014208A KR20020074529A KR 20020074529 A KR20020074529 A KR 20020074529A KR 1020010014208 A KR1020010014208 A KR 1020010014208A KR 20010014208 A KR20010014208 A KR 20010014208A KR 20020074529 A KR20020074529 A KR 20020074529A
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이시다세이지
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가부시끼가이샤 히다치 세이사꾸쇼
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Abstract

PURPOSE: A control apparatus is provided to prevent degradation of control performance caused due to the difference between the preset integer of the induction motor and actual integer. CONSTITUTION: A control apparatus comprises a current detector(5) for detecting current of an inductor motor(6); a current component detection unit for detecting excitation current and torque current from the current detected by the current detector; a correction unit for outputting a correcting voltage where the difference between the excitation current command the excitation current output from the current component detection unit is zero; a frequency voltage control unit for outputting a frequency command and voltage command in accordance with the output of the correction unit and an inductance ratio; and an integer correction operation unit(16) for correcting the inductance ratio used by the frequency voltage control unit in such a manner that the output of the correction unit is zero.

Description

유도전동기의 제어장치{CONTROL APPARATUS OF INDUCTION MOTOR}CONTROL APPARATUS OF INDUCTION MOTOR}

본 발명은 교류전동기의 제어장치장치에 관한 것으로, 특히 교류전동기의 정수를 추정하는 기술에 관한 것이다.The present invention relates to an apparatus for controlling an alternating current motor, and more particularly to a technique for estimating the constant of an alternating current motor.

종래의 제어방법을 적용한 교류전동기의 제어장치로서, 도 3에 나타내는 구성의 제어장치가 있다. 도 3에 있어서, 1은 교류전원, 2는 컨버터, 3은 평활콘덴서, 4는 인버터, 5는 전류검출기, 6은 유도전동기, 11은 속도제어부, 12a는 전압연산부, 13은 전압변환부, 14는 q축 전류제어부, 15는 d축 전류제어부, 16은 보정전압연산부, 17은 d축 2차 자속지령부, 18a는 주파수 연산부, 19는 적분기, 20은 전류변환부, 21a는 속도 추정부이다.As a control device of an AC motor to which a conventional control method is applied, there is a control device having the configuration shown in FIG. 3, 1 is an AC power supply, 2 is a converter, 3 is a smoothing capacitor, 4 is an inverter, 5 is a current detector, 6 is an induction motor, 11 is a speed controller, 12a is a voltage calculator, 13 is a voltage converter, 14 Is the q-axis current control unit, 15 is the d-axis current control unit, 16 is the correction voltage calculation unit, 17 is the d-axis secondary magnetic flux command unit, 18a is the frequency calculator, 19 is the integrator, 20 is the current converter, 21a is the speed estimator .

교류전원(1)이 출력하는 교류전압을 컨버터(2)로 정류하고, 평활콘덴서(3)로평활함으로써 직류전압으로 변환한다. 변환된 직류전압은 전압변환부(13)의 출력인 U상 전압지령(Vu*), V상 전압지령(Vv*), W상 전압지령(Vw*)에 따라 인버터(4)로 교류전압으로 변환되어 유도전동기(6)를 구동한다. 유도전동기(6)를 흐르는 전류 인 U상 전류(Iu)와 W상 전류(Iw)는 전류검출기(5)로 검출된다. 검출된 전류(Iu와 Iw)는 전류변환부(20)에서 적분기(19)의 출력인 위상(θ)에 의거하여 회전좌표변환되고, dq 회전좌표계의 성분인 d축 전류(Id)와 q축 전류(Iq)로 변환된다.The AC voltage output from the AC power supply 1 is rectified by the converter 2 and smoothed by the smoothing capacitor 3 to convert it into a DC voltage. The converted DC voltage is converted into an AC voltage to the inverter 4 according to the U-phase voltage command (Vu * ), the V-phase voltage command (Vv * ), and the W-phase voltage command (Vw * ), which are outputs of the voltage converter 13. It is converted to drive the induction motor 6. The U-phase current Iu and the W-phase current Iw, which are currents flowing through the induction motor 6, are detected by the current detector 5. The detected currents Iu and Iw are rotated by the current converter 20 based on the phase θ, which is the output of the integrator 19, and the d-axis current Id and the q-axis which are components of the dq rotational coordinate system. Is converted into current Iq.

한편 속도제한부(11)는 속도추정부(21a)의 출력인 추정속도(ωr^)가 외부로부터 주어지는 속도지령(ωr*)과 일치하도록 q축 전류지령(Iq*)을 제어한다. q축 전류제어부(14)에서는 속도제한부(11)가 출력하는 q축 전류지령(Iq*)과 q축 전류 (Iq)를 사용하여 수학식 (1)에 따라서 q축 전류제어량(ΔVq0)을 출력한다. 단, 수학식 (1)의 Kpcq와 Kicq는 제어이득이고, s는 미분연산자이다.On the other hand, the speed limiting unit 11 controls the q-axis current command Iq * so that the estimated speed ωr ^, which is the output of the speed estimating 21a, matches the speed command ωr * given from the outside. The q-axis current control unit 14 uses the q-axis current command Iq * and the q-axis current Iq output by the speed limiter 11 to calculate the q-axis current control amount ΔVq0 according to equation (1). Output However, Kpcq and Kicq in Equation (1) are control gains, and s is a differential operator.

또 d축 전류제어부(15)에서는 외부로부터 주어지는 d축 전류지령(Id*)과 d축전류(Id)를 사용하여 수학식 (2)에 따라 d축 전류제어량(ΔVd0)를 출력한다. 단, 수학식 (2)에서 Kpcd와 Kicd는 제어이득이다.The d-axis current control unit 15 outputs the d-axis current control amount ΔVd0 according to equation (2) using the d-axis current command Id * and the d-axis current Id supplied from the outside. However, in Equation (2), Kpcd and Kicd are control gains.

또한 보정전압연산부(16)에서는 상기의 d축 전류제어량(ΔVd0)과 q축 전류제어량(ΔVq0)으로부터 수학식 (3)에 따라 d축 전압보정량(ΔVd)과 q축 전압보정량(ΔVq)을 연산한다. 단, Kd와 Kq는 제어이득이다.Further, the correction voltage calculation unit 16 calculates the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq from the d-axis current control amount ΔVd0 and the q-axis current control amount ΔVq0 according to equation (3). do. Kd and Kq are control gains.

전압연산부(12a)에서는 d축 전류지령(Id*), q축 전류지령(Iq*), d축 2차 자속지령부(17)의 출력인 d축 2차 자속지령(φd*), 주파수연산부(18a)의 출력인 주파수지령치(ω1*), d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 수학식 (4)에 따라 dq 회전좌표계의 전압지령인 d축 전압지령(Vd*)과 q축 전압지령(Vq*)을 연산한다. 단, RH는 1차 저항설정치, Lσ*는 1차측으로 환산한 누설인덕턴스설정치, Km*은 상호인덕턴스(M*)와 2차 인덕턴스(L2*)로부터 수학식 (5)에 의해 연산되는 인덕턴스비이다.In the voltage calculator 12a, the d-axis current command Id * , the q-axis current command Iq * , the d-axis secondary magnetic flux command φd * , which are outputs of the d-axis secondary magnetic flux command unit 17, and the frequency operation unit. The d-axis voltage command (Vd * ) which is the voltage command of the dq rotary coordinate system according to equation (4) from the frequency command value (ω1 * ), d-axis voltage correction amount (ΔVd) and q-axis voltage correction amount (ΔVq), which are outputs of (18a). ) And q-axis voltage command (Vq * ) are calculated. However, RH is the primary resistance set value, Lσ * is the leakage inductance set value converted to the primary side, and Km * is the inductance ratio calculated by Equation (5) from the mutual inductance (M * ) and the secondary inductance (L2 * ). to be.

전압연산부(12a)에서 연산된 d축 전압지령(Vd*)과 q축 전압지령(Vq*)은 전압변환부(13)에 의해 dq축 회전좌표축으로부터 적분기(19)의 출력인 위상(θ)에 의거하여 고정좌표축으로 변환되고, U상 전압지령(Vu*), V상 전압지령(Vv*), W상 전압지령(Vw*)으로 변환되어 전압제어가 행하여진다.The d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * calculated by the voltage calculator 12a are output by the voltage converter 13 from the dq-axis rotational coordinate axis to the phase (θ). On the basis of this, the signal is converted into a fixed coordinate axis, converted into a U phase voltage command Vu * , a V phase voltage command Vv * , and a W phase voltage command Vw * , and voltage control is performed.

또 d축 전류지령(Id*)으로부터 수학식 (6)에 따라 d축 2차 자속지령부(17)에서 d축 2차 자속지령(φd*)이 연산된다.From the d-axis current command Id * , the d-axis secondary magnetic flux command φd * is calculated by the d-axis secondary magnetic flux command unit 17 according to equation (6).

또한 주파수제어부(18a)에서는 q축 전류지령(Iq*), d축 2차 자속지령(φd*)및 속도추정부(21a)의 출력인 속도 추정치(ωr^)로부터 수학식 (7)에 의해 주파수지령치(ωd*)가 연산된다. 단, R2*는 2차 저항설정치이다.In the frequency controller 18a, the equation (7) is obtained from the q-axis current command Iq * , the d-axis secondary magnetic flux command φd * , and the speed estimation value ωr ^ which is the output of the speed estimating 21a. The frequency command value (ωd * ) is calculated. However, R2 * is the secondary resistance set value.

또한 적분기(19)에서는 주파수지령치(ω1*)를 적분하여 위상(θ)을 연산한다.In the integrator 19, the phase? Is calculated by integrating the frequency command value? 1 * .

또 속도추정부(21a)에서는 q축 전류(Iq)와 d축 2차 자속지령(φd*)으로부터수학식 (8)에 따라 속도 추정치(ωr^)가 연산된다. 단, T1은 추정응답을 정하는 제어정수이다.In the speed estimation unit 21a, the speed estimation value? R ^ is calculated from the q-axis current Iq and the d-axis secondary magnetic flux command φd * in accordance with the equation (8). However, T1 is a control constant that determines the estimated response.

이상의 제어방식에서는 유도전동기(6)의 1차 저항 등의 모터정수와 전압연산부(12a), 주파수연산부(18a) 및 속도추정부(21a)에서 사용되는 모터정수가 일치하고 있으면, 유도전동기(6)의 2차 자속은 일정하게 제어됨과 동시에, q축 전류(Iq)가 토오크에 비례하게 되어 양호한 제어특성이 얻어진다.In the above control method, if the motor constant such as the primary resistance of the induction motor 6 and the motor constant used in the voltage calculator 12a, the frequency calculator 18a and the speed estimator 21a coincide, the induction motor 6 The secondary magnetic flux of) is controlled at the same time, and the q-axis current Iq becomes proportional to the torque to obtain good control characteristics.

이와 같은 제어방법으로서는 일본국 특개평6-105580호 공보, 특개평6-284771호 공보, 특개평8-317698호 공보에 기재된 제어방법이 있다.As such a control method, there exists a control method as described in Unexamined-Japanese-Patent No. 6-105580, Unexamined-Japanese-Patent No. 6-284771, and 8-317698.

또 유도전동기의 정수를 추정하는 방법으로서 일본국 특개평8-80100호 공보가 있다. 이 정수 추정법에 의하면, 1차 자속의 실제치와 1차 자기인덕턴스와 여자전류의 곱으로 주어지는 설정값에 일치하였을 때, 영이 되는 오차전류로부터 유도전동기의 정수를 추정할 수 있다. 또 유도전동기의 정수를 추정하는 다른 방법으로서, 일본국 특개평9-191699호 공보에 기재된 방법이 있다. 이 정수 추정방법에 의하면, d축 전류의 지령치와 d축 전류의 변동에 따라 1차 저항과 누설인덕턴스를 추정하고 있다. 1차 저항은 주파수지령치 및 q축 전류의 적어도 한쪽이 소정치 이하의 경우로 식별하고, 누설인덕턴스는 주파수지령치 및 q축 전류가 모두 소정치 이상의 경우로 식별한다.Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-80100 discloses a method for estimating the constant of an induction motor. According to this constant estimation method, the constant of the induction motor can be estimated from the error current which becomes zero when the actual value of the primary magnetic flux matches the set value given by the product of the primary magnetic inductance and the excitation current. As another method for estimating the constant of an induction motor, there is a method described in Japanese Patent Laid-Open No. 9-191699. According to this constant estimation method, the primary resistance and the leakage inductance are estimated according to the command value of the d-axis current and the variation of the d-axis current. The primary resistance is identified as the case where at least one of the frequency command value and the q-axis current is less than or equal to the predetermined value, and the leakage inductance is identified as the case where both the frequency command value and the q-axis current are more than or equal to the predetermined value.

종래예에 나타낸 유도전동기의 제어방법은 제어장치에 설정된 유도전동기의 정수에 의거하여 유도전동기를 제어하고 있다. 그러나 유도전동기의 정수는 유도전동기의 온도에 의해 변동하는 것이 있고, 운전중에 온도가 변화되면 정수가 변동한다. 또 넓은 속도범위에 걸쳐 제어를 행하기 위하여 고속영역에서 d축 전류지령을 감소시키는 경우, 유도전동기 내부의 자속포화의 영향 때문에 정수가 변동하는 경우가 있다. 이와 같이 정수의 변동에 의해 제어장치에 설정된 유도전동기의 정수와 실제의 정수에 오차가 생기면 제어성능이 나빠지거나, 불안정한 현상이 발생하는 경우가 있다.In the control method of the induction motor shown in the prior art, the induction motor is controlled based on the constant of the induction motor set in the control apparatus. However, the constant of the induction motor may vary depending on the temperature of the induction motor, and the constant changes if the temperature changes during operation. In addition, when the d-axis current command is reduced in the high speed region to perform control over a wide speed range, the constant may change due to the influence of magnetic flux saturation in the induction motor. As described above, if an error occurs between the constant of the induction motor and the actual constant set in the control apparatus due to the fluctuation of the constant, the control performance may deteriorate or an unstable phenomenon may occur.

한편, 종래예에서 나타낸 일본국 특개평8-80100호 공보에 기재된 방법은, 1차 자속을 기준치에 일치시키는 방법이기 때문에 2차 자속을 일정하게 하는 제어방식에는 적용할 수 없다. 또한 일본국 특개평9-191699호 공보에 기재된 방법은, 추정하는 정수를 주파수지령치와 q축 전류로 전환하고 있기 때문에 가감속을 행하는 경우에 전환주파수부근에서 단락이 발생한다. 또 자속에 의한 속도기전력에 관한 항을 추정할 수 없다.On the other hand, the method described in Japanese Patent Laid-Open No. 8-80100 shown in the conventional example is not applicable to the control method of making the secondary magnetic flux constant because it is a method of matching the primary magnetic flux to a reference value. In the method described in Japanese Patent Laid-Open No. 9-191699, since the estimated constant is switched between the frequency command value and the q-axis current, a short circuit occurs near the switching frequency when acceleration / deceleration is performed. Moreover, the term regarding the speed electromotive force by magnetic flux cannot be estimated.

도 1은 본 발명의 제 1 실시형태에 의한 유도전동기의 제어장치의 구성도,1 is a configuration diagram of a control device of an induction motor according to a first embodiment of the present invention;

도 2는 본 발명의 제 1 실시형태의 정수보정 연산부의 구성도,2 is a configuration diagram of an integer correction calculation unit according to the first embodiment of the present invention;

도 3은 종래의 유도전동기의 제어장치의 구성도,3 is a configuration diagram of a control device of a conventional induction motor,

도 4는 본 발명의 제 1 실시형태의 동작설명도,4 is an operation explanatory diagram of a first embodiment of the present invention;

도 5는 본 발명의 제 1 실시형태의 장시간 계속동작에 의한 파형도,5 is a waveform diagram according to a long time continuous operation of the first embodiment of the present invention;

도 6은 본 발명의 제 2 실시형태를 나타내는 도Fig. 6 shows a second embodiment of the present invention.

도 7은 본 발명의 제 2 실시형태의 정수보정 연산부의 구성도이다.7 is a configuration diagram of an integer correction calculation unit in a second embodiment of the present invention.

본 발명의 목적은 2차 자속을 일정하게 하는 제어방법에 있어서 제어에 사용되는 유도전동기의 정수중, 1차 저항, 인덕턴스비 또는 1차 자기인덕턴스, 누설인덕턴스를 운전중에 추정함으로써 이들 정수의 설정 오차나 운전중의 변동에 의한 제어성능의 열화를 억제하는 유도전동기의 제어장치를 제공하는 데 있다.SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to estimate the set error of these constants by estimating the primary resistance, inductance ratio or primary magnetic inductance, leakage inductance during operation in the constants of induction motors used for control in the control method to make the secondary magnetic flux constant. The present invention provides a control device for an induction motor that suppresses deterioration of control performance due to fluctuations during operation.

상기 과제를 해결하기 위하여 유도전동기의 1차 전류를 검출하는 검출기와, 이 검출기에서 검출된 전류로부터 여자전류와 토오크전류를 검출하는 1차 전류성분검출수단과, 여자전류지령치와 상기 1차 전류검출수단의 출력인 여자전류의 차가 영이 되는 바와 같은 보정전압을 출력하는 보정수단과, 이 보정수단의 출력과 상기유도전동기의 1차 저항과 상호인덕턴스와 2차 자기인덕턴스의 비인 인덕턴스비와 누설인덕턴스에 의거하여 주파수지령과 전압지령을 출력하는 주파수전압제어수단으로 이루어지는 유도전동기의 제어장치에 있어서,In order to solve the above problems, a detector for detecting a primary current of an induction motor, primary current component detecting means for detecting an excitation current and a torque current from the current detected by the detector, an excitation current command value and the primary current detection Correction means for outputting a correction voltage such that the difference of the excitation current, which is the output of the means, becomes zero; In the control apparatus of the induction motor comprising a frequency voltage control means for outputting a frequency command and a voltage command based on

주파수전압제어수단의 출력인 전압지령을 1차 저항으로 편미분한 양과 상기보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 1차 저항을 보정하는 제 1 정수 보정수단, 주파수전압제어수단의 출력인 전압지령을 누설인덕턴스로 편미분한 양과 상기 보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 상기 누설인덕턴스를 보정하는 제 2 정수 보정수단, 주파수전압제어수단의 출력인 전압지령을 인덕턴스비로 편미분한 양과 상기보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 인덕턴스비를 보정하는 제 3 정수 보정수단이 적어도 하나를 구비한다. 이에 의하여 제어에서 사용되는 유도전동기의 정수중, 1차 저항, 인덕턴스비 또는 1차 자기인덕턴스, 누설인덕턴스를 운전상태에 따라 적합하게 동정할 수 있어 이들 정수의 설정 오차나 운전중의 변동에 의한 제어성능의 열화를 억제할 수 있다.A first integer correction means for correcting the primary resistance on the basis of the partial derivative of the voltage command, which is the output of the frequency voltage control means, by the primary resistance and the output of the correction means, and the voltage command, which is the output of the frequency voltage control means. The second constant correction means for correcting the leakage inductance based on the amount divided by the leakage inductance and the product multiplied by the output of the correction means, the partial derivative of the voltage command which is the output of the frequency voltage control means by the inductance ratio and the output of the correction means. At least one third integer correction means for correcting the inductance ratio based on the multiplied amount is provided. As a result, the constant, primary resistance, inductance ratio or primary magnetic inductance and leakage inductance of the induction motor used in the control can be appropriately identified according to the operating conditions. Deterioration can be suppressed.

이하, 본 발명의 실시형태에 대하여 도면을 사용하여 설명한다.EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, embodiment of this invention is described using drawing.

도 1은 본 발명의 제 1 실시형태에 의한 유도전동기의 제어장치의 구성을 나타낸다. 도 1에 있어서 1은 교류전원, 2는 컨버터, 3은 평활콘덴서, 4는 인버터, 5는 전류검출기, 6은 유도전동기, 11은 속도제한부, 12b는 전압연산부, 13은 전압변환부, 14는 q축 전류제어부, 15는 d축 전류제어부, 16은 보정전압연산부, 17은 d축 2차 자속지령부, 18b는 주파수연산부, 19는 적분기, 20은 전류변환부, 21b는 속도추정부, 100은 정수보정 연산부가다. 여기서 도 3의 종래예와 동일한 구성의 부분은 동일한 부호를 붙이고 있다. 이 때문에 종래예와 동일한 부호의 부분의 설명은 생략한다.1 shows a configuration of a control device of an induction motor according to a first embodiment of the present invention. 1, 1 is an AC power supply, 2 is a converter, 3 is a smoothing capacitor, 4 is an inverter, 5 is a current detector, 6 is an induction motor, 11 is a speed limiter, 12b is a voltage calculator, 13 is a voltage converter, 14 Is the q-axis current control unit, 15 is the d-axis current control unit, 16 is the correction voltage calculation unit, 17 is the d-axis secondary magnetic flux command unit, 18b is the frequency operation unit, 19 is the integrator, 20 is the current conversion unit, 21b is the speed estimation unit, 100 is an integer correction calculator. Here, the parts of the same configuration as in the conventional example of Fig. 3 are given the same reference numerals. For this reason, description of the code | symbol same as a conventional example is abbreviate | omitted.

전압연산부(12b)는 d축 전류지령(Id*), q축 전류지령(Iq*), 주파수 지령치 (ω1*), d축 전압보정량(ΔVd), q축 전압보정량(ΔVq), 정수보정 연산부(100)의 출력 인 1차 저항 추정치(Rl^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 인덕턴스비 추정치(Km^) 및 d축 2차 자속지령(φd*)로부터 수학식 (9)에 따라 d축 전압지령(Vd*) 및 q축 전압지령(Vq*)을 연산한다.The voltage calculator 12b includes a d-axis current command (Id * ), a q-axis current command (Iq * ), a frequency command value (ω1 * ), a d-axis voltage compensation amount (ΔVd), a q-axis voltage compensation amount (ΔVq), and an integer correction calculation unit. According to equation (9) from the primary resistance estimate Rl ^ and the leakage inductance estimate Lσ ^ and the inductance ratio estimate Km ^ and the d-axis secondary magnetic flux command φd * The axis voltage command Vd * and the q axis voltage command Vq * are calculated.

이 이유를 이하에서 설명한다. 유도전동기(6)의 주파수(ω1)로 회전하는 회전좌표축상에서의 전압방정식은 수학식 (10)으로 나타낸다. 단, Vd는 실제의 d축전압, Vq는 실제의 q축 전압, Id는 실제의 d축 전류, Iq는 실제의 q축 전류, φd는 실제의 d축 2차 자속, φq는 실제의 q축 2차자속, R1은 실제의 1차 저항, Km은 실제의 인덕턴스비, R2는 2차 저항치, Lσ는 실제의 누설인덕턴스, M은 상호인덕턴스, L2는 2차 인덕턴스, ωr은 유도전동기(6)가 회전하는 속도, ωs는 주파수(ω1)와 속도(ωr)의 차인 슬라이드주파수이다.This reason is explained below. The voltage equation on the rotational coordinate axis rotating at the frequency ω 1 of the induction motor 6 is represented by equation (10). Where Vd is the actual d-axis voltage, Vq is the actual q-axis voltage, Id is the actual d-axis current, Iq is the actual q-axis current, φd is the actual d-axis secondary flux, and φq is the actual q-axis Secondary flux, R1 is the actual primary resistance, Km is the actual inductance ratio, R2 is the secondary resistance value, Lσ is the actual leakage inductance, M is the mutual inductance, L2 is the secondary inductance, ωr is the induction motor (6) Is the slide frequency at which the difference between the frequency omega 1 and the speed omega r is obtained.

또한 2차 자속의 방향이 d축과 평행이 되도록, q축 2차 자속(φq)을 수학식(11)로 하면, 수학식 (10)의 제3행으로부터 정상상태(s=0)에서는 d축 2차 자속(φd)은 수학식 (12)가 된다.Further, if the q-axis secondary magnetic flux φq is expressed by Equation (11) so that the direction of the secondary magnetic flux is parallel to the d-axis, in the steady state (s = 0) from the third row of Equation (10), The axis secondary magnetic flux φd becomes (12).

또 수학식 (10)의 제1행과 제2행 및 제4행으로부터 각각 수학식 (13) 및 수학식 (14)를 도출할 수 있다. 단, ωr = ω1 - ωs 이다.In addition, equations (13) and (14) can be derived from the first row, the second row, and the fourth row of the equation (10), respectively. However, ωr = ω1-ωs.

여기서 수학식 (15) 내지 수학식 (16)과 같이 실제의 1차 저항(R1)과 1차 저항 추정치(R1^), 실제의 누설인덕턴스(Lσ)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^), 실제의 인덕턴스비(Km)와 인덕턴스비 추정치(Km^)가 각각 일치하고, d축 전압보정량 (ΔVd), q축 전압보정량(ΔVq)이 0 이다고 가정한다.Here, as shown in equations (15) to (16), the actual primary resistance R1 and the primary resistance estimate R1 ^, the actual leakage inductance Lσ and the leakage inductance estimate Lσ ^, Assume that the inductance ratio Km and the inductance ratio estimate Km ^ coincide with each other, and the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq are zero.

또 q축 전류(Iq)는 q축 전류제어부(14)에 의해 q축 전류지령(Iq*)에 일치하 도록 제어되고, 마찬가지로 d축 전류(Id)는 d축 전류제어부(15)에 의해 d축 전류지령(Id*)에 일치하도록 제어되기 때문에 수학식 (17)이 성립한다.The q-axis current Iq is controlled by the q-axis current control unit 14 to match the q-axis current command Iq * . Similarly, the d-axis current Id is controlled by the d-axis current controller 15. Equation (17) holds because it is controlled to match the axial current command Id * .

또한 회전좌표축의 회전주파수(ω1)는 임의로 취할 수 있으므로 주파수지령치(ω1*)에 맞추면 수학식 (18)이 성립한다.In addition, since the rotational frequency omega 1 of the rotational coordinate axis can be arbitrarily taken, the equation (18) holds when the frequency command value omega 1 * is adjusted.

또한 d축 전압(Vd) 및 q축 전압(Vq)은 인버터(4) 및 전압변환부(13)의 작용에 의해 d축 전압지령(Vd*) 및 q축 전압지령(Vq*)에 각각 일치한다. 따라서 수학식 (13)으로부터 수학식 (11) 및 수학식 (12)가 성립하기 위해서는 수학식 (9)에 의거하여 전압을 제어할 필요가 있다.In addition, the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq coincide with the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * by the action of the inverter 4 and the voltage converter 13, respectively. do. Therefore, in order to hold the equations (11) and (12) from the equation (13), it is necessary to control the voltage based on the equation (9).

주파수연산부(18b)에서는 d축 2차 자속지령(φd*), q축 전류지령(Iq*), 속도추정부(21a)의 출력인 속도 추정치(ωr^) 및 정수보정 연산부(100)의 출력인 인덕턴스비 추정치(Km^)로부터 수학식 (19)에 따라 주파수지령치(ω1*)를 연산한다. 이는 수학식 (14)의 관계를 만족하도록 하기 위해서이다.The frequency calculating unit 18b outputs the d-axis secondary magnetic flux command φd * , the q-axis current command Iq * , the speed estimation value ωr ^, which is the output of the speed estimating 21a, and the integer correction calculating unit 100. From the inductance ratio estimate Km ^, the frequency command value ω1 * is calculated according to equation (19). This is to satisfy the relationship of equation (14).

속도추정부(21b)에서는 d축 2차 자속지령(φd*), q축 전류(Iq), q축 전류지령(Iq*), 주파수지령치(ω1*), q축 전류제어부(14)의 출력(ΔVdO) 및 정수보정 연산부(100)의 출력인 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 인덕턴스비 추정치(Km^)로부터 속도 추정치(ωr^)를 연산한다. 수학식 (9)의 제2행과 수학식 (10)의 제2행에 대하여 수학식 (11) 내지 수학식 (18)을 적용하여 속도(ωr)에 대하여 풀면 수학식 (20)이 되고, 수학식 (21)에서 속도 추정치(ωr^)를 구할 수 있다.In the speed estimator 21b, the output of the d-axis secondary magnetic flux command φd * , q-axis current Iq, q-axis current command Iq * , frequency command value ω1 * , and q-axis current control unit 14 The speed estimate ωr ^ is calculated from the primary resistance estimate R1 ^, the leakage inductance estimate Lσ ^, and the inductance ratio estimate Km ^, which are the outputs of ΔVdO and the integer correction calculation unit 100. Applying Equations (11) to (18) to the second row of Equation (9) and the second row of Equation (10) to solve for the speed? R, the equation (20) is obtained. In Equation (21), a velocity estimate (ωr ^) can be obtained.

이상과 같이 유도전동기(6)를 제어함으로써 2차 자속의 방향이 d축 자속과 평행으로 되고, d축 전류지령을 일정하게 한 상태에서는 d축 전류지령에 비례하는 2차 자속의 크기도 일정해지기 때문에 2차 자속과 직교하는 q축 전류와 토오크가 비례한다. 이에 의하여 q축 전류를 제어하면 토오크의 제어가 가능해진다.By controlling the induction motor 6 as described above, the direction of the secondary magnetic flux becomes parallel to the d-axis magnetic flux, and in the state where the d-axis current command is made constant, the magnitude of the secondary magnetic flux proportional to the d-axis current command is also constant. Because of this, the q-axis current and torque orthogonal to the secondary magnetic flux are proportional to each other. In this way, the torque can be controlled by controlling the q-axis current.

정수보정 연산부(100)에서는 2차 자속을 d축과 평행으로 하기 위하여 정수보정 연산부(100)의 출력인 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 인덕턴스비 추정치(Km^)에 대하여 수학식 (15)가 성립하도록 연산을 행한다. 수학식 (15)가 성립할 때 수학식 (16)이 성립하기 때문에 d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량(ΔVq)이 0 이 되도록 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 인덕턴스비 추정치(Km^)를 보정한다.In order to make the secondary magnetic flux parallel to the d-axis, the integer correction calculator 100 estimates the primary resistance estimate R1 ^, the leakage inductance estimate Lσ ^ and the inductance ratio estimate Km ^, which are outputs of the integer correction operator 100. Is calculated so that equation (15) holds. Since Equation (16) holds when Equation (15) holds, the primary resistance estimate (R1 ^) and the leakage inductance estimate (R1 ^) so that the d-axis voltage correction amount (ΔVd) and the q-axis voltage correction amount (ΔVq) become zero are Lσ ^) and the inductance ratio estimate (Km ^) are corrected.

여기서 문제가 되는 것은 d축 전압보정량(ΔVd)과 q축 전압보정량(ΔVq)의 2개의 양으로부터 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 인덕턴스비 추정치(Km^)의 3개의 양을 보정하기 위하여 각 보정량을 일의로는 정할 수 없다. 따라서 이들 추정치중에서 보정을 행한 경우에 d축 전압보정량(ΔVd)과 q축 전압보정량(ΔVq)에 영향을 미치는 비율에 따라 추정치의 보정을 행한다. 즉, 각 축의 전압지령을 보정하는 추정치로 편미분하여 각 정수를 승산하고, 또한 각자의 보전압보정량을 승산한다. 이 연산을 각 축에 대하여 행하고, 모든 축의 연산결과를 가산하여 적분함으로써 보정하는 추정치로 한다. 구체적으로는 수학식 (22) 내지 수학식 (24)에 따라 보정을 행한다. 단, T는 추정응답을 정하기 위한 이득이다.The problem here is the difference between the primary resistance estimate (R1 ^), leakage inductance estimate (Lσ ^), and inductance ratio estimate (Km ^) from two quantities: d-axis voltage correction (ΔVd) and q-axis voltage correction (ΔVq). In order to correct the three amounts, each correction amount cannot be uniquely determined. Therefore, when correction is performed among these estimated values, the estimated values are corrected according to the ratios affecting the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq. That is, the partial differential is multiplied by an estimated value for correcting the voltage command of each axis to multiply each constant, and the respective complementary voltage correction amount is multiplied. This calculation is performed for each axis, and it is set as the estimated value which corrects by adding and integrating the calculation result of all the axes. Specifically, correction is performed according to equations (22) to (24). However, T is a gain for determining the estimated response.

이것을 실현하기 위한 정수보정 연산부(100)의 상세블록을 도 2에 나타낸다.The detailed block of the integer correction calculating part 100 for realizing this is shown in FIG.

101은 1차 저항설정기, 110은 누설인덕턴스설정기, 120은 인덕턴스비설정기, 102와 103과 106과 111과 112와 114와 116과 121와 122와 124는 승산기, 104와 107과 117과 125는 가산기, 113은 감산기, 105와 111와 123은 적분기이다.101 is the primary resistor setter, 110 is the leakage inductance setter, 120 is the inductance ratio setter, 102, 103, 106, 111, 112, 114, 116, 121, 122, 124 is a multiplier, 104, 107, 117, 125 Is the adder, 113 is the subtractor, 105 and 111 and 123 are the integrators.

d축 전압보정량(ΔVd)과 d축 전류지령(Id*)이 승산기(102)에 접속되고, q축 전압보정량(ΔVq)과 q축 전류지령(Iq*)이 승산기(103)에 접속된다. 승산기(102)의 출력과 승산기(103)의 출력이 가산기(104)로 가산되고, 가산기(104)의 출력은 적분기(105)로 적분된다. 적분기(105)의 출력과 1차 저항의 설정치(R1*)가 설정된 1차 저항설정기(101)의 출력이 승산기(106)에 접속되고, 승산기(106)의 출력과 1차 저항설정기(101)의 출력이 가산기(107)로 가산되어 1차 저항 추정치(R1^)로서 출력된다.The d-axis voltage correction amount ΔVd and the d-axis current command Id * are connected to the multiplier 102, and the q-axis voltage correction amount ΔVq and the q-axis current command Iq * are connected to the multiplier 103. The output of multiplier 102 and the output of multiplier 103 are added to adder 104, and the output of adder 104 is integrated into integrator 105. The output of the integrator 105 and the output of the primary resistor setter 101 in which the set value R1 * of the primary resistor is set are connected to the multiplier 106, and the output of the multiplier 106 and the primary resistor setter ( The output of 101 is added to the adder 107 and output as the primary resistance estimate R1 ^.

또 d축 전압보정량(ΔVd)과 q축 전류지령(Iq*)이 승산기(111)에 접속되고, q 축 전압보정량(ΔVq)과 d축 전류지령(Id*)이 승산기(112)에 접속된다. 승산기(112)의 출력으로부터 승산기(111)의 출력이 감산기(113)로 감산되고, 감산기(113)의 출력과 주파수지령(ω1*)이 승산기(114)에 접속되고, 승산기(114)의 출력이 적분기(115)로 적분된다. 적분기(115)의 출력과 누설인덕턴스의 설정치(Lσ*)가 설정된 누설인덕턴스설정기(110)의 출력이 승산기(116)에 접속되고, 승산기(116)의 출력과 누설인덕턴스설정기(110)가 가산기(117)로 가산되어 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)로서 출력된다.The d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis current command Iq * are connected to the multiplier 111, and the q-axis voltage correction amount ΔVq and the d-axis current command Id * are connected to the multiplier 112. . The output of the multiplier 111 is subtracted from the output of the multiplier 112 to the subtractor 113, the output of the subtractor 113 and the frequency command (ω1 * ) are connected to the multiplier 114, and the output of the multiplier 114. This is integrated into the integrator 115. The output of the inductor 115 and the output of the leakage inductance setter 110 in which the set value of the leakage inductance Lσ * are set are connected to the multiplier 116, and the output of the multiplier 116 and the leakage inductance setter 110 are It is added to the adder 117 and output as an leakage inductance estimate Lσ ^.

또한 q축 전압보정량(ΔVq)과 d축 2차 자속지령(φd*)이 승산기(121)에 접속되고, 승산기(121)의 출력과 주파수지령(ω1*)이 승산기(122)에 접속된다. 승산기(122)의 출력은 적분기(123)로 적분되고, 적분기(123)의 출력과 인덕턴스비의 설정치(Km*)가 설정된 인덕턴스비설정기(120)의 출력이 승산기(124)에 접속된다. 승산기(124)의 출력과 인덕턴스비설정기(120)가 가산기(125)로 가산되어 인덕턴스비 추정치(Km^)로서 출력된다.Further, the q-axis voltage correction amount ΔVq and the d-axis secondary magnetic flux command φd * are connected to the multiplier 121, and the output of the multiplier 121 and the frequency command ω 1 * are connected to the multiplier 122. The output of the multiplier 122 is integrated into the integrator 123, and the output of the integrator 123 and the output of the inductance ratio setter 120 in which the set value Km * of the inductance ratio are set are connected to the multiplier 124. The output of the multiplier 124 and the inductance ratio setter 120 are added to the adder 125 and output as an inductance ratio estimate Km ^.

이와 같은 구성으로 함으로써, d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량 (ΔVq)이 0 이 되도록 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 인덕턴스비 추정치(Km^)가 보정된다. 또 모든 조건에 있어서 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 인덕턴스비 추정치(Km^)가 적정한 비율로 보정된다.With such a configuration, the primary resistance estimate (R1 ^), leakage inductance estimate (Lσ ^), and inductance ratio estimate (Km ^) are set such that the d-axis voltage correction amount (ΔVd) and the q-axis voltage correction amount (ΔVq) become zero. Calibrated. Under all conditions, the primary resistance estimate R1 ^, leakage inductance estimate Lσ ^, and inductance ratio estimate Km ^ are corrected at an appropriate ratio.

다음으로 도 4를 사용하여 본 실시형태의 동작의 일례를 설명한다. 도 4에 있어서, 가로축은 시각, 세로축은 위로부터 순서대로 속도지령(ωr*), 모터의 부하 토오크, d축 전류지령(Id*)과 q축 전류지령(Iq), 속도(ωr), 주파수지령(ω1*), d축 전압보정치(ΔVd), q축 전압보정치(ΔVq), 1차 저항 오차(ΔR1), 누설인덕턴스 오차(ΔLσ) 및 인덕턴스비 오차(Δkm)이다. 여기서 1차 저항 오차(ΔR1)는 1차 저항 추정치(R1^)와 실제의 1차 저항(R1)의 차이고, 누설인덕턴스 오차(ΔLσ)는 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 실제의 누설인덕턴스(Lσ)의 차이고, 인덕턴스비 오차(Δkm)는 인덕턴스비 추정치(Km^)와 실제의 인덕턴스비(Km)의 차이다.Next, an example of operation | movement of this embodiment is demonstrated using FIG. In Fig. 4, the horizontal axis is time, and the vertical axis is speed command (ωr * ), motor load torque, d-axis current command (Id * ), q-axis current command (Iq), speed (ωr), and frequency in order. Command (ω1 * ), d-axis voltage correction (ΔVd), q-axis voltage correction (ΔVq), primary resistance error (ΔR1), leakage inductance error (ΔLσ), and inductance ratio error (Δkm). Here, the primary resistance error ΔR1 is the difference between the primary resistance estimate R1 ^ and the actual primary resistance R1, and the leakage inductance error ΔLσ is the leakage inductance estimate Lσ ^ and the actual leakage inductance Lσ. ), And the inductance ratio error (Δkm) is the difference between the inductance ratio estimate (Km ^) and the actual inductance ratio (Km).

먼저, 도 4에서 가정한 정수보정 연산부(100)의 초기상태에 대하여 설명한다. 시각(T0)에 있어서 1차 저항 오차(ΔR1)가 음의 값, 누설인덕턴스 오차(ΔLσ)가 음의 값, 인덕턴스비 오차(Δkm)가 양의 값이라고 가정한다. 또 시각(T0)에 있어서 1차 저항 추정치(R1^)와 1차 저항설정기(101)의 출력, 누설인덕턴스 추정치 (Lσ^)와 누설인덕턴스설정기(110)의 출력, 인덕턴스비 추정치(Km^)와 인덕턴스비설정기(120)의 출력은 각각 일치하고 있다고 가정한다. 즉, 적분기(105),적분기(115) 및 적분기(123)의 각각의 출력이 모두 0임을 가정한다.First, an initial state of the integer correction calculator 100 assumed in FIG. 4 will be described. Assume that the primary resistance error ΔR1 is negative at time T0, the leakage inductance error ΔLσ is negative, and the inductance ratio error Δkm is positive. At the time T0, the primary resistance estimate R1 ^ and the output of the primary resistor setter 101, the leakage inductance estimate Lσ ^ and the output of the leakage inductance setter 110, and the inductance ratio estimate Km, respectively. ^) And the outputs of the inductance ratio setter 120 are assumed to coincide with each other. That is, it is assumed that the outputs of the integrator 105, the integrator 115, and the integrator 123 are all zero.

다음으로, 도 4에서 가정한 운전조건에 대하여 설명한다. 속도지령(ωr*)은 시각(T0)으로부터 시각(T1)까지의 기간인 기간(ΔT1)의 사이는 작은 값이 주어지고, 시각(T1)에 있어서 큰 값으로 변화된다. 그 다음에 시각(T3)까지의 기간, 즉 기간(ΔT2)과 기간(ΔT3) 사이는 큰 값 그대로 있다. 모터의 부하토오크는 시각(T0)으로부터 시각(T2)의 기간, 즉 기간(ΔT1)과 기간(ΔT2)의 사이는 0 이고, 시각(T2)에서 양의 값이 되고, 그 다음 시각(T3)까지의 기간, 즉 기간(ΔT3)의 사이는 양의 값을 유지한다.Next, the operating conditions assumed in FIG. 4 will be described. The speed command ωr * is given a small value between the period ΔT1 which is a period from the time T0 to the time T1, and changes to a large value at the time T1. The period up to the time T3, that is, between the period ΔT2 and the period ΔT3, remains large. The load torque of the motor is 0 between the time T0 and the time period T2, that is, between the period ΔT1 and the time period ΔT2, and becomes positive at time T2, and then the time T3. The period up to, i.e., between the periods DELTA T3 maintains a positive value.

이 때의 정수보정 연산부(100)에 관련되는 동작을 설명한다. d축 전류지령 (Id*)은 시각(T0)으로부터 시각(T3)의 기간 일정하게 유지된다. q축 전류지령(Iq*)은 모터의 부하토오크와 관계가 깊고, 시각(T1)에서 모터를 가속하기 위하여 양의 값을 취하고 있으나, 기간(ΔT1)과 기간(ΔT2) 사이는 대략 0 이고, 기간(ΔT3)에서는 양의 값이 된다. 속도(ωr)는 속도제한부(11)와 속도추정부(21b)의 동작에 의해 속도지령(ωr*)과 일치하도록 제어된다. 이 때문에 기간(ΔT1)에서는 작은 값, 기간(ΔT2)과 기간(ΔT3)에서는 큰 값이 된다. 또한 시각(T2)에 있어서 약간 감소하고 있는 것은 모터의 부하토오크의 증가에 대하여 모터의 출력토오크가 늦기 때문이다. 주파수지령(ω1*)은 모터의 부하토오크가 0 인 기간(ΔT1)과 기간(ΔT2)에 있어서는 q축 전류지령(Iq*)이 0 이 되기 때문에, 속도(ωr)와 거의 일치하고,기간(ΔT1)에서는 작은 값이고, 기간(ΔT2)에서는 큰 값이 된다. 기간(ΔT3)에서는 모터의 부하토오크가 양의 값이 되기 위하여 q축 전류지령(Iq*)도 양의 값을 취하기 때문에, 슬라이드주파수에 상당하는 만큼, 주파수지령(ω1*)은 증가한다.The operation related to the integer correction operation unit 100 at this time will be described. The d-axis current command Id * is kept constant for a period of time T3 from time T0. The q-axis current command Iq * is deeply related to the load torque of the motor and takes a positive value to accelerate the motor at time T1, but is approximately 0 between the period ΔT1 and the period ΔT2. In the period ΔT3, the value is positive. The speed omega r is controlled to coincide with the speed command omega r * by the operation of the speed limiting unit 11 and the speed estimating unit 21b. For this reason, it becomes a small value in period (DELTA) T1, and a big value in period (DELTA) T2 and period (DELTA) T3. The decrease in time T2 is because the output torque of the motor is slow with respect to the increase in the load torque of the motor. The frequency command (ω1 * ) is almost equal to the speed (ωr) because the q-axis current command (Iq * ) becomes 0 in the period (ΔT1) and period (ΔT2) where the load torque of the motor is zero. It is a small value in ΔT1) and a large value in the period ΔT2. In the period [Delta] T3, the q-axis current command Iq * also takes a positive value so that the load torque of the motor becomes a positive value, so that the frequency command ω1 * increases as it corresponds to the slide frequency.

다음에 도 4에 있어서의 정수보정 연산부(100)의 동작에 대하여 설명한다. 시각(T0)에서는 1차 저항 오차(ΔR1)가 음의 값, 누설인덕턴스 오차(ΔLσ)가 음의 값, 인덕턴스비 오차(Δkm)가 양의 값이고, 주파수지령치(ω1*)가 작은 값, q축 전류지령(Iq*)이 0 이다. 수학식 (9) 제1행의 오른쪽 변으로부터 d축 전압보정량 (ΔVd)을 제외하는 부분은 1차 저항 오차(ΔR1)가 음의 값이기 때문에 1차 저항 오차(ΔR1)가 0 인 경우와 비교하여 작은 값이 된다. 이 때문에 d축 전류(Id)가 작게 흐르고, d축 전류제어부(15)의 출력(ΔVd0)이 증가하고, d축 전압보정량(ΔVd)도 증가한다. 즉 1차 저항 오차(ΔR1)가 0 인 경우와 d축 전류지령(Vd*)이 같아지도록 d 축 전압보정량(ΔVd)은 제어된다. 따라서 d축 전압보정량(ΔVd)은 양의 값이 된다. 한편 q축 전압보정량(ΔVq)은 d축 전류제어부(15)의 출력(ΔVd0)이 증가함으로써 d축 전압보정량(ΔVd)과 마찬가지로 양의 값이 된다. 이는 수학식 (3)의 관계에 의한다. 한편 여기서 q축 전류제어부(14)의 출력(ΔVd0)이 0 이 되도록 속도추정부 (21b)가 속도 추정치를 제어하기 때문에, q축 전류제어부(14)의 출력(ΔVd0)의 영향은 무시할 수 있다.Next, the operation of the integer correction operation unit 100 in FIG. 4 will be described. At time T0, the primary resistance error ΔR1 is negative, the leakage inductance error ΔLσ is negative, the inductance ratio error Δkm is positive, and the frequency command value ω1 * is small. The q-axis current command Iq * is zero. Equation (9) Excluding the d-axis voltage correction amount ΔVd from the right side of the first row is compared with the case where the primary resistance error ΔR1 is 0 because the primary resistance error ΔR1 is negative. It becomes a small value. For this reason, d-axis current Id flows small, the output (DELTA) Vd0 of d-axis current control part 15 increases, and d-axis voltage correction amount (DELTA) Vd also increases. That is, the d-axis voltage correction amount ΔVd is controlled so that the d-axis current command Vd * is equal to the case where the primary resistance error ΔR1 is zero. Therefore, the d-axis voltage correction amount ΔVd becomes a positive value. On the other hand, q-axis voltage correction amount [Delta] Vq becomes a positive value similar to d-axis voltage correction amount [Delta] Vd by the increase of output [Delta] Vd0 of d-axis current control unit 15. This is based on the relationship of equation (3). On the other hand, since the speed estimator 21b controls the speed estimate so that the output ΔVd0 of the q-axis current controller 14 is zero, the influence of the output ΔVd0 of the q-axis current controller 14 can be ignored. .

기간(ΔT1)에 있어서의 정수보정 연산부(100)의 동작은 다음과 같이 된다.d축 전압보정량(ΔVd)으로부터 적분기(105)의 이득이 높고 주파수 지령치(ω1*)가 작은 값이며, q축 전류지령이 0 이기 때문에 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기 (105)의 이득, d축 전압보정량(ΔVd)과 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기 (15)의 이득 및 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(123)의 이득은 작아진다. 이 때문에 적분기(115)의 입력이 양의 값이 되어 1차 저항 추정치가 증가하여 1차 저항 오차(ΔR1)가 증가한다. 또 이에 의하여 수학식 (9) 제1행의 오른쪽 변으로부터 d축 전압보정량(ΔVd)을 제외하는 부분이 증가하고, d축 전류제어부(15)의 출력 (ΔVd0) 및 d축 전압보정량(ΔVd)이 감소한다. 이에 따라 q축 전압보정량(ΔVq)도 감소한다. 한편 누설인덕턴스 오차(ΔLσ)와 인덕턴스비 오차(Δkm)는 적분기 (115)와 적분기(123)의 입력이 작기 때문에 거의 변화하지 않는다. 즉 기간(ΔT1)에서는 수학식 (9)에 있어서 1차 저항 오차의 영향이 크기 때문에 1차 저항 오차가 중점적으로 보정된다. 한편 누설인덕턴스 오차와 인덕턴스비 오차는 영향이 작기 때문에 누설인덕턴스 오차와 인덕턴스비 오차의 q축 전압의 보정은 거의 행하여지지 않는다.The operation of the constant correction operation unit 100 in the period ΔT1 is as follows. The value of the integrator 105 is high from the d-axis voltage correction amount ΔVd and the frequency command value ω 1 * is small, and the q axis Since the current command is zero, the gain of the integrator 105 from the q-axis voltage correction amount (ΔVq), the gain of the integrator 15 from the d-axis voltage correction amount (ΔVd) and the q-axis voltage correction amount (ΔVq), and the q-axis voltage correction amount (ΔVq). ), The gain of the integrator 123 becomes smaller. For this reason, the input of the integrator 115 becomes a positive value, and the primary resistance estimate is increased to increase the primary resistance error ΔR1. As a result, the portion excluding the d-axis voltage correction amount ΔVd increases from the right side of the first row of Equation (9), and the output (ΔVd0) and the d-axis voltage correction amount ΔVd of the d-axis current control unit 15 are increased. This decreases. As a result, the q-axis voltage correction amount [Delta] Vq is also reduced. On the other hand, the leakage inductance error ΔLσ and the inductance ratio error Δkm are hardly changed because the inputs of the integrator 115 and the integrator 123 are small. That is, in the period ΔT1, since the influence of the primary resistance error is large in Equation (9), the primary resistance error is mainly corrected. On the other hand, since the leakage inductance error and the inductance ratio error are small, the correction of the q-axis voltage between the leakage inductance error and the inductance ratio error is hardly performed.

다음으로 시각(T1)에서 주파수지령(ω1*)이 커지면 수학식 (9)의 제2행이 제1행에 대하여 상대적으로 커진다. 이 때문에 제2행에서 설명되는 q축 전압의 관계가 중요하게 된다. 인덕턴스비(ΔKm)가 양의 값이기 때문에 수학식 (9)의 제2행의 오른쪽 변으로부터 q축 전압보정량(ΔVq)을 제외하는 부분이 인덕턴스비 오차 (ΔKm)가 0 인 경우와 비교하여 큰 값이 된다. 이 때문에 q축 전압보정량(ΔVq)이0 인 경우에는 q축 전압이 커지고, 속도기전력을 크게 하기 위하여 d축 자속이 증가한다. 그리고 d축 전류가 증가하고 이에 의하여 d축 전류제어부(15)의 출력 (ΔVd0)이 감소하여 d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량(ΔVq)이 감소한다. 그 결과, d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량(ΔVq)은 음의 값이 된다.Next, when the frequency command ω1 * increases at the time T1, the second row of Equation (9) becomes larger with respect to the first row. For this reason, the relationship between the q-axis voltage described in the second row becomes important. Since the inductance ratio ΔKm is a positive value, the portion excluding the q-axis voltage correction amount ΔVq from the right side of the second row of Equation (9) is larger than the case where the inductance ratio error ΔKm is zero. Value. Therefore, when the q-axis voltage correction amount ΔVq is 0, the q-axis voltage increases, and the d-axis magnetic flux increases to increase the speed electromotive force. In addition, the d-axis current increases, whereby the output ΔVd0 of the d-axis current control unit 15 decreases, thereby reducing the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq. As a result, the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq become negative values.

기간(ΔT2)에 있어서의 정수보정 연산부(100)의 동작은 다음과 같이 된다. d축 전압보정량(ΔVd)으로부터 적분기(105)의 이득은 기간(ΔT1)과 동일하다. 주파수지령(ω1*)이 커졌기 때문에 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(115)의 이득 및 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(123)의 이득이 커진다. 또 q축 전류지령이 0 이기 때문에 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(105)의 이득 및 d 축 전압보정량(ΔVd)으로부터 적분기(115)의 이득은 0 이다. 여기서 주파수지령 (ω1*)이 크기 때문에 적분기(115)의 입력 및 적분기(123)의 입력이 적분기(105)의 입력과 비교하여 커진다. q축 전압보정량(ΔVq)이 음의 값이기 때문에 적분기 (123)의 출력은 감소하여 인덕턴스비 추정치(Km^)가 감소한다. 따라서 인덕턴스비 오차 (ΔKm)도 감소한다. 인덕턴스비 추정치(Km^)가 감소하면 수학식 (9) 제2행의 오른쪽 변으로부터 q축 전압보정량(ΔVq)을 제외하는 부분이 감소하고 d축 전류제어부 (15)의 출력(ΔVd0)이 증가한다. 이 때문에 d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량(ΔVq)이 증가하여 0 에 가까워진다. 또 1차 저항 추정치(R1^)는 적분기(105)의 입력이 음의 값이기 때문에 감소한다. 그러나 d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량(ΔVq)이 증가하여 0 에 가까워지기 때문에 보정량은 약간이다. 또 q축전류지령(Iq*)이 0 이기 때문에 적분기(115)의 입력이 음의 값이 되어 누설인덕턴스 추정치(ΔLσ^)는 감소하여 누설인덕턴스 오차(ΔLσ)도 감소한다. 즉 기간(ΔT2)에서는 수학식 (9)에 있어서의 인덕턴스비 오차의 영향이 크기 때문에 인덕턴스비 오차가 중점적으로 보정된다. 이 때문에 1차 저항 추정치(R1^)나 누설인덕턴스 추정치(ΔLσ^)는 본래 보정해야 할 방향과는 반대로 보정되어 버린다. 그러나 뒤에서 설명하는 도 5와 같이 여러가지 조건에 의한 보정을 실시함으로써 정수의 오차는 0 에 가까워져 간다.The operation of the integer correction calculation unit 100 in the period ΔT2 is as follows. The gain of the integrator 105 from the d-axis voltage correction amount [Delta] Vd is equal to the period [Delta] T1. Since the frequency command ω 1 * is increased, the gain of the integrator 115 is increased from the q-axis voltage correction amount ΔVq and the gain of the integrator 123 is increased from the q-axis voltage correction amount ΔVq. Since the q-axis current command is zero, the gain of the integrator 105 from the q-axis voltage correction amount ΔVq and the gain of the integrator 115 from the d-axis voltage correction amount ΔVd are zero. Since the frequency command ω 1 * is large, the input of the integrator 115 and the input of the integrator 123 are larger than the input of the integrator 105. Since the q-axis voltage correction amount ΔVq is a negative value, the output of the integrator 123 is decreased, thereby reducing the inductance ratio estimate Km ^. Therefore, the inductance ratio error (ΔKm) is also reduced. When the inductance ratio estimate (Km ^) decreases, the portion excluding the q-axis voltage correction amount (ΔVq) decreases from the right side of the second row of Equation (9), and the output (ΔVd0) of the d-axis current controller 15 increases. do. For this reason, the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq increase to approach zero. The primary resistance estimate R1 ^ decreases because the input of the integrator 105 is negative. However, the amount of correction is slightly because the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq increase to approach zero. In addition, since the q-axis current command Iq * is 0, the input of the integrator 115 becomes a negative value, and the leakage inductance estimate ΔLσ ^ decreases, thereby reducing the leakage inductance error ΔLσ. That is, in the period ΔT2, the inductance ratio error is mainly corrected because the influence of the inductance ratio error in Equation (9) is large. For this reason, the primary resistance estimate R1 ^ and the leakage inductance estimate ΔLσ ^ are corrected in the opposite direction to the direction to be originally corrected. However, by performing correction under various conditions as shown in Fig. 5 to be described later, the error of the constant approaches zero.

다음으로 시각(T2)에서 q축 전류지령(Iq*)이 커지면 수학식 (9)의 제2행이 제1행에 대하여 상대적으로 큰 것은 변하지 않으나 시각(T2)까지 인덕턴스비 추정치(Km^)는 거의 보정이 끝나 있기 때문에 수학식 (9)의 제1행이 중요하게 된다. 주파수지령(ω1*)이 크기 때문에 수학식 (9)의 제1행의 오른쪽 변에 있어서 누설인덕턴스 오차(ΔLσ)의 영향이 1차 저항 오차(ΔR1)보다도 커진다. 수학식 (9)의 제1행의 오른쪽 변으로부터 d축 전압보정량(ΔVd)을 제외하는 부분이 누설인덕턴스 오차(ΔLσ)가 음의 값이기 때문에 오차가 0 인 경우와 비교하여 큰 값으로 되어 d축 전압보정량(ΔVd)은 음의 값이 된다. 따라서 d축 전류제어부(15)의 출력 (ΔVd0)이 음의 값이기 때문에 q축 전압보정량(ΔVq)도 음의 값이다.Next, if the q-axis current command Iq * increases at time T2, the second row of Equation (9) is relatively large with respect to the first row, but the inductance ratio estimate Km ^ until time T2. Since the correction is almost finished, the first row of Equation (9) becomes important. Since the frequency command ω 1 * is large, the influence of the leakage inductance error ΔLσ on the right side of the first row of Equation (9) becomes larger than the primary resistance error ΔR1. Since the leakage inductance error ΔLσ is a negative value from the right side of the first row of Equation (9) except for the d-axis voltage correction amount ΔVd, the value becomes large compared to the case where the error is 0. The axis voltage correction amount ΔVd becomes a negative value. Therefore, the q-axis voltage correction amount ΔVq is also negative because the output ΔVd0 of the d-axis current controller 15 is negative.

기간(ΔT3)에 있어서의 정수보정 연산부(100)의 동작은 다음과 같이 된다. d축 전압보정량(ΔVd)으로부터 적분기(105)의 이득은 기간(ΔT1)이나 기간(ΔT2)과 동일하다. q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(115)의 이득 및 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(123)의 이득이 큰 것도 기간(ΔT2)과 동일하다. 또한 q축 전류지령이 양의 값이기 때문에 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(105)의 이득및 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(115)의 이득이 커진다. 여기서 q축 전류지령(Iq*)이 d축 전류지령(Id*)보다도 크기 때문에 q축 전압보정량(ΔVq)으로부터 적분기(115)의 이득은 d축 전압보정량(ΔVd)으로부터 적분기(115)의 이득보다 커진다. 또 기간(ΔT2)과 마찬가지로 주파수지령(ω1*)이 크기 때문에 적분기(123)의 입력이나 적분기(115)의 입력은 적분기(105)의 이득과 비교하여 커진다.The operation of the integer correction calculation unit 100 in the period ΔT3 is as follows. The gain of the integrator 105 from the d-axis voltage correction amount [Delta] Vd is equal to the period [Delta] T1 or the period [Delta] T2. The gain of the integrator 115 from the q-axis voltage correction amount ΔVq and the gain of the integrator 123 from the q-axis voltage correction amount ΔVq are also the same as the period ΔT2. In addition, since the q-axis current command is a positive value, the gain of the integrator 105 increases from the q-axis voltage correction amount ΔVq and the gain of the integrator 115 from the q-axis voltage correction amount ΔVq. Since the q-axis current command Iq * is larger than the d-axis current command Id * , the gain of the integrator 115 from the q-axis voltage correction amount ΔVq is the gain of the integrator 115 from the d-axis voltage correction amount ΔVd. Greater than In addition, as in the period ΔT2, because the frequency command ω1 * is large, the input of the integrator 123 and the input of the integrator 115 become larger than the gain of the integrator 105.

d축 전압보정량(ΔVd)으로부터 적분기(115)의 이득이 크고, 또한 d축 전압보정량(ΔVd)은 승산기(111)를 지나 감산기(113)에 접속되어 있기 때문에 적분기 (115)의 입력은 양의 값이 된다. 이 때문에 적분기(115)의 출력은 증가하여 누설인덕턴스 추정치(ΔLσ^) 및 누설인덕턴스 오차(ΔLσ)는 증가하여 0 에 가까워진다. 한편 적분기(123)의 입력은 음의 값이기 때문에 적분기(123)의 출력이 감소하고, 인덕턴스비 추정치(Km^) 및 인덕턴스비 오차(ΔKm)도 감소한다. 또 1차 저항추정치(R1^)는 적분기(105)의 입력이 음의 값이기 때문에 감소한다. 그러나 d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량(ΔVq)이 증가하여 0 에 가까워지기 때문에 보정량은 약간이다.Since the gain of the integrator 115 is large from the d-axis voltage correction amount ΔVd, and the d-axis voltage correction amount ΔVd is connected to the subtractor 113 through the multiplier 111, the input of the integrator 115 is positive. Value. For this reason, the output of the integrator 115 increases so that the leakage inductance estimate ΔLσ ^ and the leakage inductance error ΔLσ are increased to approach zero. On the other hand, since the input of the integrator 123 is a negative value, the output of the integrator 123 decreases, and the inductance ratio estimate Km ^ and the inductance ratio error ΔKm also decrease. The primary resistance estimate R1 ^ decreases because the input of the integrator 105 is negative. However, the amount of correction is slightly because the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq increase to approach zero.

즉, 기간(ΔT3)에서는 수학식 (9)에 있어서의 인덕턴스 오차의 영향이 크기 때문에 누설인덕턴스 오차가 중점적으로 보정된다. 이 때문에 1차 저항 추정치(R1^)나 인덕턴스비(Km^)는 보정해야 할 방향과는 반대로 보정되어 버린다.그러나 전체의 오차는 감소방향을 향하기 때문에 뒤에서 설명하는 도 5와 같이 여러가지 조건에 의한 보정을 행함으로써 정수의 오차는 0 에 가까워져 간다.That is, in the period ΔT3, the leakage inductance error is mainly corrected because the influence of the inductance error in the expression (9) is large. For this reason, the primary resistance estimate (R1 ^) and inductance ratio (Km ^) are corrected in the opposite direction to the direction to be corrected. However, since the overall error is in the decreasing direction, it is determined by various conditions as shown in FIG. 5 described later. By correcting, the error of the constant approaches zero.

도 5에 본 실시형태에 의한 제어를 장시간 계속하였을 때의 동작파형도를 나타낸다. 도 5에 있어서 모든 그래프의 가로축은 시간이고, 세로축은 위로부터 속도지령(ωr*), 유도전동기(6)에 걸리는 부하토오크, d축 전압보정량(ΔVd), q축 전압보정량(ΔVq), 실제의 1차 저항과 1차 저항 추정치(Rl^)의 편차(ΔR1), 실제의 누설인덕턴스(Lσ)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)의 편차(ΔLσ), 실제의 인덕턴스비(Km)와 인덕턴스비 추정치(Km^)의 편차(ΔKm)이다.5 shows an operation waveform diagram when the control according to the present embodiment is continued for a long time. In Fig. 5, the horizontal axis of all the graphs is time, and the vertical axis represents the speed command (ωr * ) from above, the load torque applied to the induction motor 6, the d-axis voltage correction amount (ΔVd), the q-axis voltage correction amount (ΔVq), and the actual value. Deviation (ΔR1) of the primary resistance and the primary resistance estimate (Rl ^), the deviation of the actual leakage inductance (Lσ) and the estimated leakage inductance (Lσ ^) (ΔLσ), the actual inductance ratio (Km) and the inductance ratio The deviation ΔKm of the estimated value Km ^.

운전을 시작하기 전에 1차 저항 설정기(101), 누설인덕턴스 설정기(110), 인덕턴스비 설정기(120)에 실제의 1차 저항(R1), 실제의 누설인덕턴스(Lσ), 실제의 인덕턴스비(Km)에 대하여 오차가 있는 값을 설정하여 속도지령을 제일 위의 그래프, 부하토오크를 위에서 두번째의 그래프와 같이 가한다. 이 때 운전조건이 변화되는 점에서는 d축 전압보정량(ΔVd), q축 전압보정량(ΔVq)의 절대치가 일시적으로 커지나, 시간과 함께 0으로 수속되어 간다. 또 1차 저항 추정치의 편차(ΔR1), 누설인덕턴스 추정치의 편차(ΔLσ), 인덕턴스비 추정치의 편차(ΔKm)도 시간과 함께 0으로 수속되어 있어 정수의 추정을 실현할 수 있다.Before starting the operation, the primary resistance setter 101, the leakage inductance setter 110, and the inductance ratio setter 120 have actual primary resistance R1, actual leakage inductance Lσ, and actual inductance. Set error value for ratio (Km) and apply speed command as the top graph and load torque as the second graph from above. At this time, the absolute value of the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq increases temporarily, but converges to zero with time at the point where the operating conditions change. In addition, the deviation (ΔR1) of the primary resistance estimate, the deviation (ΔLσ) of the leakage inductance estimate, and the deviation (ΔKm) of the inductance ratio estimate are also converged to zero with time, thereby realizing the estimation of an integer.

도 6은 본 발명의 제 2 실시형태의 구성을 나타낸다. 도 6에 있어서 1은 교류전원, 2는 컨버터, 3은 평활콘덴서, 4는 인버터, 5는 전류검출기, 6은 유도전동기, 11은 속도제한부, 12c는 전압연산부, 13은 전압변환부, 14는 q축 전류제어부,15는 d축 전류제어부, 16은 보정전압연산부, 18c는 주파수연산부, 19는 적분기, 20은 전류변환부, 21c는 속도추정부, 200은 정수보정 연산부가다. 여기서 도 2의 제 1 실시형태와 동일구성의 부분은 동일한 부호를 붙이고 있다. 이 때문에 제 1 실시형태와 동일한 부호의 부분의 설명은 생략한다.6 shows a configuration of a second embodiment of the present invention. In Fig. 6, 1 is an AC power source, 2 is a converter, 3 is a smoothing capacitor, 4 is an inverter, 5 is a current detector, 6 is an induction motor, 11 is a speed limiter, 12c is a voltage calculator, 13 is a voltage converter, 14 Is a q-axis current controller, 15 is a d-axis current controller, 16 is a correction voltage calculator, 18c is a frequency calculator, 19 is an integrator, 20 is a current converter, 21c is a speed estimator, and 200 is an integer correction calculator. Here, the parts of the same configuration as those of the first embodiment of FIG. 2 are given the same reference numerals. For this reason, description of the part of the code | symbol same as 1st Embodiment is abbreviate | omitted.

전압연산부(12c)는 d축 전류지령(Id*), q축 전류지령(Iq*), 주파수지령치 (ω1*), d축 전압보정량(ΔVd), q축 전압보정량(ΔVq) 및 정수보정 연산부(200)의 출력인 1차 저항추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 1차 자기인덕턴스 추정치(L1^)로부터 수학식 (25)에 따라 d축 전압지령(Vd*) 및 q축 전압지령(Vq*)을 연산한다.The voltage calculator 12c includes a d-axis current command (Id * ), a q-axis current command (Iq * ), a frequency command value (ω1 * ), a d-axis voltage compensation amount (ΔVd), a q-axis voltage compensation amount (ΔVq), and an integer correction calculation unit. The d-axis voltage command (Vd * ) and q from the primary resistance estimate (R1 ^), the leakage inductance estimate (Lσ ^) and the primary magnetic inductance estimate (L1 ^), which are outputs of (200), according to equation (25). Calculate the axis voltage command (Vq * ).

수학식 (25)는 수학식 (5)와 수학식 (6)을 수학식 (9)식에 대입하고, 다시 수학식 (26)의 관계를 사용하여 정리함으로써 얻어지고, 제 1 실시형태의 전압연산부(12b)와 동일한 작용을 한다.Equation (25) is obtained by substituting Equation (5) and Equation (6) into Equation (9) and arranging again using the relationship of Equation (26), and the voltage of the first embodiment. Has the same function as the calculating unit 12b.

주파수연산부(18c)에서는 d축 전류지령(Id*), q축 전류지령(Iq*) 및 속도추정부(21c)의 출력인 속도추정치(ωr^)로부터 수학식 (27)에 따라 주파수지령치 (ω1*)를 연산한다. 추정치와 실제의 정수가 일치하고 있다고 가정하면 수학식 (19)에 수학식 (5)와 수학식 (6)을 대입함으로써 얻어지고, 수학식 (14)의 관계를 만족하도록 제어할 수 있다. 단, L2*는 2차 자기인덕턴스의 설정치이다.In the frequency calculating section 18c, the frequency command value (I) is obtained from the d-axis current command Id * , the q-axis current command Iq * and the speed estimation value ωr ^ which is the output of the speed estimating 21c according to equation (27). compute ω1 * ). Assuming that the estimated value and the actual integer coincide, it is obtained by substituting Equation (5) and Equation (6) into Equation (19), and it can be controlled to satisfy the relationship of Equation (14). However, L2 * is the set value of the secondary magnetic inductance.

속도추정부(21c)에서는 q축 전류(Iq), q축 전류지령(Iq)도 q축 전류제어부 (14)의 출력(ΔVd0), 주파수지령치(ω1*) 및 정수보정 연산부(200)의 출력인 1차 저항 추정치(Rl^)로부터 수학식 (28)을 사용하여 속도추정치(ωr^)를 연산한다.In the speed estimating 21c, the q-axis current Iq and the q-axis current command Iq are also outputted by the output of the q-axis current controller 14 (ΔVd0), the frequency command value (ω 1 * ), and the constant correction calculator 200. Calculate the speed estimate ωr ^ using the equation (28) from the primary resistance estimate Rl ^.

이상과 같이 유도전동기(6)를 제어함으로써 2차 자속의 방향이 d축 자속과 평행으로 되고, d축 전류지령을 일정하게 한 상태에서는 d축 전류지령에 비례하는 2차 자속의 크기도 일정하게 되기 때문에 2차 자속과 직교하는 q축 전류와 토오크가 비례한다. 이에 의하여 q축 전류를 제어하면 토오크의 제어가 가능해진다.By controlling the induction motor 6 as described above, the direction of the secondary magnetic flux becomes parallel to the d-axis magnetic flux, and in the state where the d-axis current command is constant, the magnitude of the secondary magnetic flux proportional to the d-axis current command is also constant. Therefore, q-axis current and torque orthogonal to the second magnetic flux are proportional to each other. In this way, the torque can be controlled by controlling the q-axis current.

정수보정 연산부(200)에서는 2차 자속을 d축과 평행으로 하기 위하여 정수보정 연산부(200)의 출력인 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 1차 자기인덕턴스(L1^)에 대하여 수학식 (29)가 성립하도록 연산을 행한다. 수학식 (29)가 성립할 때, 상기한 수학식 (16)이 성립하기 때문에 d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량(ΔVq)이 0 이 되도록 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 1차 자기인덕턴스(L1^)를 보정한다.In order to make the secondary magnetic flux parallel to the d-axis, the integer correction calculator 200 has a primary resistance estimate R1 ^, a leakage inductance estimate Lσ ^ and a primary magnetic inductance L1, which are outputs of the integer correction calculator 200. The calculation is performed so that equation (29) holds for ^). When the equation (29) holds, the above equation (16) holds, so that the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq are zero, and the primary resistance estimate R1 ^ is leaked. Correct the inductance estimate (Lσ ^) and the primary magnetic inductance (L1 ^).

보정의 방법은 제 1 실시형태와 마찬가지로 이들 추정치중에 보정을 행한 경우에 d축 전압보정량(ΔVd)과 q축 전압보정량(ΔVq)에 영향을 미치는 비율에 따라 추정치의 보정을 행한다. 즉 각 축의 전압지령을 보정하는 추정치로 편미분하여 각 정수를 승산하고, 다시 각자의 보전압 보정량을 승산한다. 이 연산을 각 축에 대하여 행하고, 모든 축의 연산결과를 가산하여 적분으로써 보정하는 추정치로 한다. 구체적으로는 상기한 수학식 (22) 내지 수학식 (23) 및 수학식 (30)에 따라 보정을 행한다.In the correction method, similarly to the first embodiment, when correction is performed among these estimated values, the estimated values are corrected according to the ratios affecting the d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis voltage correction amount ΔVq. That is, the partial differential is multiplied by an estimated value for correcting the voltage command of each axis and multiplied by each constant, and the respective complementary voltage correction amount is further multiplied. This calculation is performed for each axis, and it is set as the estimated value which adds and corrects the calculation result of all axes by integration. Specifically, correction is performed according to the above expressions (22) to (23) and (30).

이것을 실현하기 위한 정수보정 연산부(200)의 상세블록을 도 7에 나타낸다. 여기서 도 2의 제 1 실시형태와 동일한 구성의 부분은 동일한 부호를 붙이고 있다. 이 때문에 제 1 실시형태와 동일한 부호의 부분의 설명은 생략한다.The detailed block of the integer correction calculating part 200 for realizing this is shown in FIG. The part of the structure similar to 1st Embodiment of FIG. 2 attaches | subjects the same code | symbol here. For this reason, description of the part of the code | symbol same as 1st Embodiment is abbreviate | omitted.

210은 누설인덕턴스 설정기, 220은 1차 자기인덕턴스 설정기, 211과 214와 216과 221과 222와 224는 승산기, 217과 225는 가산기, 215와 223은 적분기이다.210 is a leakage inductance setter, 220 is a primary magnetic inductance setter, 211 and 214, 216, 221, 222 and 224 are multipliers, 217 and 225 are adders, and 215 and 223 are integrators.

d축 전압보정량(ΔVd)과 q축 전류지령(Iq*)이 승산기(211)에 접속되고, 승산기(211)의 출력과 주파수지령(ω1*)이 승산기(214)에 접속되고, 승산기(214)의 출력이 적분기(215)로 적분된다. 적분기(115)의 출력과 누설인덕턴스의 설정치(Lσ*)가 설정된 누설인덕턴스 설정기(210)의 출력이 승산기(216)에 접속되고, 승산기(216)의 출력과 누설인덕턴스 설정기(210)가 가산기(217)로 가산되고, 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)로서 출력된다.The d-axis voltage correction amount ΔVd and the q-axis current command Iq * are connected to the multiplier 211, the output of the multiplier 211 and the frequency command ω 1 * are connected to the multiplier 214, and the multiplier 214. ) Is integrated into the integrator 215. The output of the inductor 115 and the output of the leakage inductance setter 210 having the set value Lσ * of the leakage inductance are connected to the multiplier 216, and the output of the multiplier 216 and the leakage inductance setter 210 It is added to the adder 217 and output as an leakage inductance estimate Lσ ^.

또 q축 전압보정량(ΔVq)과 d축 전류지령(Id*)이 승산기(221)에 접속되고, 승산기(221)의 출력과 주파수지령(ω1*)이 승산기(222)에 접속된다. 승산기(222)의 출력은 적분기(223)로 적분되고, 적분기(223)의 출력과 1차 자기인덕턴스의 설정치(L1*)가 설정된 1차 자기인덕턴스 설정기(220)의 출력이 승산기(224)에 접속된다. 승산기(224)의 출력과 1차 자기인덕턴스 설정기(220)가 가산기(225)로 가산되고, 1차 자기인덕턴스 추정치(L1^)로서 출력된다.The q-axis voltage correction amount ΔVq and the d-axis current command Id * are connected to the multiplier 221, and the output of the multiplier 221 and the frequency command ω 1 * are connected to the multiplier 222. The output of the multiplier 222 is integrated into the integrator 223, and the output of the primary magnetic inductance setter 220 in which the output of the integrator 223 and the set value L1 * of the primary magnetic inductance are set is the multiplier 224. Is connected to. The output of the multiplier 224 and the primary magnetic inductance setter 220 are added to the adder 225 and output as the primary magnetic inductance estimate L1 ^.

이와 같은 구성으로 함으로써, d축 전압보정량(ΔVd) 및 q축 전압보정량 (ΔVq)이 0 이 되도록 1차 저항 추정치(R1^)와 누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 1차 자기인덕턴스(L1^)가 보정된다. 또 모든 조건에 있어서 1차 저항 추정치(R1^)와누설인덕턴스 추정치(Lσ^)와 1차 자기인덕턴스(L1^)가 적정한 비율로 보정된다.With such a configuration, the primary resistance estimate (R1 ^), leakage inductance estimate (Lσ ^), and primary magnetic inductance (L1 ^) so that the d-axis voltage correction amount (ΔVd) and the q-axis voltage correction amount (ΔVq) become zero. Is corrected. Under all conditions, the primary resistance estimate R1 ^, the leakage inductance estimate Lσ ^, and the primary magnetic inductance L1 ^ are corrected at an appropriate ratio.

한편, 자기인덕턴스(L1)는 상호인덕턴스(M)가 주어지면 수학식 (31)을 사용하여 누설인덕턴스(Lσ)와 인덕턴스비(Km)로부터 산술연산에 의해 구하는 정수이다.On the other hand, the magnetic inductance L1 is an integer obtained by arithmetic operation from the leakage inductance Lσ and the inductance ratio Km using Equation (31) given the mutual inductance M.

따라서 본 발명에 의하면 1차 저항, 누설인덕턴스, 인덕턴스비에 한정하지 않고 이들 정수와 미리 설정된 상호인덕턴스와 같은 값으로부터 산술연산에 의해 구하는 자기인덕턴스와 같은 정수도 추정할 수 있다.Therefore, according to the present invention, not only the primary resistance, the leakage inductance, and the inductance ratio, but also the constants such as the magnetic inductance obtained by arithmetic operation can be estimated from the same values as those constants and the mutual inductance set in advance.

Claims (6)

유도전동기의 1차 전류를 검출하는 검출기와, 이 검출기로 검출된 전류로부터 여자전류와 토오크전류를 검출하는 1차 전류성분 검출수단과, 여자전류 지령치와 상기 1차 전류검출수단의 출력인 여자전류의 차가 영이 되는 보정전압을 출력하는 보정수단과, 이 보정수단의 출력과 상기 유도전동기의 상호인덕턴스와 2차 자기인덕턴스의 비인 인덕턴스비에 의거하여 주파수지령과 전압지령을 출력하는 주파수 전압제어수단을 구비하고,A detector for detecting the primary current of the induction motor, primary current component detection means for detecting the excitation current and the torque current from the current detected by the detector, an excitation current command value and an excitation current that is the output of the primary current detection means Correction means for outputting a correction voltage such that the difference is zero; and a frequency voltage control means for outputting a frequency command and a voltage command based on the output of the correction means and the inductance ratio of the ratio between the mutual inductance of the induction motor and the secondary magnetic inductance. Equipped, 상기 보정수단의 출력이 0 이 되도록 상기 주파수 전압제어수단으로 사용하는 인덕턴스비를 보정하는 정수보정수단을 구비하는 유도전동기의 제어장치.And an integer correction means for correcting the inductance ratio used by the frequency voltage control means such that the output of the correction means is zero. 제 1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 주파수 전압제어수단은, 1차 저항, 누설인덕턴스, 인덕턴스비중 하나 또는 복수개를 대신하여 1차 저항, 인덕턴스비, 누설인덕턴스 및 미리 주어진 값으로부터 산술연산에 의해 구해지는 정수에 의거하여 주파수지령과 전압지령을 출력함과 동시에, 상기 정수보정수단은 상기 정수를 보정하는 유도전동기의 제어장치.The frequency voltage control means includes a frequency command and a voltage based on a primary resistance, an inductance ratio, a leakage inductance, and an integer determined by an arithmetic operation from a predetermined value in place of one or more of the primary resistance, the leakage inductance, and the inductance ratio. And a constant correction means for correcting the constant while outputting a command. 유도전동기의 1차 전류를 검출하는 검출기와, 이 검출기로 검출된 전류로부터 여자전류와 토오크전류를 검출하는 1차 전류성분 검출수단과, 여자전류지령치와 상기 1차 전류검출수단의 출력인 여자전류의 차가 영이 되는 보정전압을 출력하는보정수단과, 이 보정수단의 출력과 상기 유도전동기의 1차 저항, 누설인덕턴스및 상호인덕턴스와 2차 자기인덕턴스의 비인 인덕턴스비에 의거하여 주파수지령과 전압지령을 출력하는 주파수 전압제어수단을 구비하고,A detector for detecting the primary current of the induction motor, primary current component detection means for detecting the excitation current and the torque current from the current detected by the detector, the excitation current command value and the excitation current that is the output of the primary current detection means A correction means for outputting a correction voltage with a difference of zero, and a frequency command and a voltage command based on the output of the correction means and the inductance ratio of the primary resistance, leakage inductance and mutual inductance of the induction motor and the secondary magnetic inductance. A frequency voltage control means for outputting 상기 주파수 전압제어수단의 출력인 전압지령을 1차 저항으로 편미분한 양과 상기 보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 상기 1차 저항을 보정하는 제 1 정수보정수단, 상기 주파수 전압제어수단의 출력인 전압지령을 누설인덕턴스로 편미분한 양과 상기 보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 상기 누설인덕턴스를 보정하는 제 2 정수보정수단, 상기 주파수 전압제어수단의 출력인 전압지령을 인덕턴스비로 편미분한 양과 상기 보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 상기 인덕턴스비를 보정하는 제 3 정수보정수단의 적어도 하나를 구비하는 유도전동기의 제어장치.First integer correction means for correcting the primary resistance on the basis of the amount of the voltage command that is the output of the frequency voltage control means divided by the primary resistance and the product of the output of the correction means, the output of the frequency voltage control means A second constant correction means for correcting the leakage inductance based on the amount of partial derivative of the voltage command by the leakage inductance and the output of the correction means, the amount of partial derivative of the voltage command which is the output of the frequency voltage control means with the inductance ratio and the correction; And at least one of the third integer correction means for correcting the inductance ratio based on an amount multiplied by the output of the means. 제 3항에 있어서,The method of claim 3, wherein 상기 주파수 전압제어수단은 인덕턴스비를 대신하여 1차 저항, 인덕턴스비, 누설인덕턴스 및 미리 주어진 값으로부터 산술연산에 의해 구해지는 정수에 의거하여 주파수지령과 전압지령을 출력함과 동시에, 상기 제 2 정수보정수단은 상기 주파수 전압제어수단의 출력인 전압지령을 상기 정수로 편미분한 양과 상기 보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 상기 정수를 보정하는 유도전동기의 제어장치.The frequency voltage control means outputs a frequency command and a voltage command based on a primary resistance, an inductance ratio, a leakage inductance, and an integer obtained by arithmetic operation from a predetermined value instead of an inductance ratio, and at the same time, the second constant And a correction means for correcting the constant on the basis of an amount obtained by multiplying the voltage command, which is the output of the frequency voltage control means, by the integer and the output of the correction means. 유도전동기의 1차 전류를 검출하는 검출기와, 이 검출기로 검출된 전류로부터 여자전류와 토오크전류를 검출하는 1차 전류성분 검출수단과, 여자전류지령치와상기 1차 전류검출수단의 출력인 여자전류의 차가 영이 되는 보정전압을 출력하는 보정수단과, 이 보정수단의 출력과 상기 유도전동기의 1차 자기인덕턴스에 의거하여 주파수 지령과 전압지령을 출력하는 주파수 전압제어수단을 구비하고,A detector for detecting the primary current of the induction motor, primary current component detection means for detecting the excitation current and the torque current from the current detected by the detector, an excitation current command value, and an excitation current that is the output of the primary current detection means Correction means for outputting a correction voltage such that the difference is zero; and frequency voltage control means for outputting a frequency command and a voltage command based on the output of the correction means and the primary magnetic inductance of the induction motor, 상기 보정수단의 출력이 0 이 되도록 상기 주파수 전압제어수단으로 사용하는 인덕턴스비를 보정하는 정수보정수단을 구비하는 유도전동기의 제어장치.And an integer correction means for correcting the inductance ratio used by the frequency voltage control means such that the output of the correction means is zero. 유도전동기의 1차 전류를 검출하는 검출기와, 이 검출기로 검출된 전류로부터 여자전류와 토오크전류를 검출하는 1차 전류성분 검출수단과, 여자전류지령치와 상기 1차 전류검출수단의 출력인 여자전류의 차가 영이 되는 보정전압을 출력하는 보정수단과, 이 보정수단의 출력과 상기 유도전동기의 1차 저항, 누설인덕턴스및 1차 자기인덕턴스에 의거하여 주파수지령과 전압지령을 출력하는 주파수 전압제어수단을 구비하고,A detector for detecting the primary current of the induction motor, primary current component detection means for detecting the excitation current and the torque current from the current detected by the detector, the excitation current command value and the excitation current that is the output of the primary current detection means Correction means for outputting a correction voltage such that the difference is zero; and a frequency voltage control means for outputting a frequency command and a voltage command based on the output of the correction means and the primary resistance, leakage inductance, and primary magnetic inductance of the induction motor. Equipped, 상기 주파수 전압제어수단의 출력인 전압지령을 1차 저항으로 편미분한 양과 상기 보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 상기 1차 저항을 보정하는 제 1 정수보정수단, 상기 주파수 전압제어수단의 출력인 전압지령을 누설인덕턴스로 편미분한 양과 상기 보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 상기 누설인덕턴스를 보정하는 제 2 정수보정수단, 상기 주파수 전압제어수단의 출력인 전압지령을 1차 자기 인덕턴스로 편미분한 양과 상기 보정수단의 출력을 곱한 양에 의거하여 상기 1차 자기 인덕턴스를 보정하는 제 3 정수보정수단의 적어도 하나를 구비하는 유도전동기의 제어장치.First integer correction means for correcting the primary resistance on the basis of the amount of the voltage command that is the output of the frequency voltage control means divided by the primary resistance and the product of the output of the correction means, the output of the frequency voltage control means Second integer correction means for correcting the leakage inductance based on the amount of partial derivative of the voltage command by the leakage inductance and the output of the correction means, and partial derivative of the voltage command which is the output of the frequency voltage control means by the primary magnetic inductance. And at least one of third integer correction means for correcting the primary magnetic inductance based on an amount multiplied by an amount multiplied by the output of the correction means.
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