KR20010089521A - A pulse width modulation power converter - Google Patents
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Abstract
본 발명은 다수의 반송파[22]로 펄스폭 변조를 활용한 전력 변환과 관련된다. 본 발명은 아날로그 또는 디지털 입력[21]이 사용될 수 있다. 반송파 사이의 위상 변이(θP)의 지능 제어에 의해 많은 이익을 얻을 수 있다. 이에 의하여, 반송파로부터 고주파수 성분의 감소가 얻어진다. 게다가, 이러한 공통 모드 자유출력은 특별한 경우(예를 들면, N=4와 θP= π)가 존재할 수 있다. 결국, 스위칭 디바이스에서 전류의 감소는 전력 운용능력을 증가시킨다.The present invention relates to power conversion utilizing pulse width modulation with multiple carriers [22]. In the present invention, an analog or digital input 21 may be used. Many benefits can be obtained by intelligent control of the phase shift θ P between carriers. As a result, a decrease in high frequency components is obtained from the carrier wave. In addition, such a common mode free output may have special cases (eg, N = 4 and θ P = π). As a result, the reduction in current in the switching device increases the power operability.
Description
스위치 방식 전력 변환기는 전형적인 H형 브리지에 의해 종종 구현된다. 상기 스위치 방식 전력 변환기는 AD급 변조기 또는 BD급 변조기에 의해 제어될 수 있다. 상기 AD급 변조기 또는 BD급 변조기는 "Journal of the Audio Engineering Society" 1997년 7/8월호의 pp. 554-570에 개시되어 있다. AD급 변조기는 간단히 구현되며, 공통 모드 자유 출력(common mode free output)을 가지는 이점이 특징이다. 그러나, 이에 반해서 반송파 및 상호변조의 제 1 고조파 성분이 존재하며, 고전력에서 단일 스위칭 장치의 전류가 매우 높아지고, 상기 H형 브리지 구현에 적당하지 않은 단점이 있다.Switched power converters are often implemented by typical H-type bridges. The switched power converter may be controlled by an AD class modulator or a BD class modulator. The AD class modulator or BD class modulator can be found in the July, August, 1997 issue of "Journal of the Audio Engineering Society." 554-570. Class AD modulators are simple to implement and feature the advantage of having a common mode free output. On the other hand, however, there is a first harmonic component of carrier and intermodulation, the current of a single switching device becomes very high at high power, and is not suitable for the H-type bridge implementation.
BD급 변조기는 고주파수 성분이 제 2 고조파 이상에서만 존재하기 때문에, 상기 반송 및 상호변조의 제 1 고조파 성분 문제를 해결한다. 반면에, 공통 모드 신호는 출력에 존재한다. 상기 BD급 변조기 역시 H형 브리지를 사용하기 때문에 BD급 변조기의 전력 운용능력은 AD급 변조기와 동일한 제한을 가진다.The BD class modulator solves the problem of the first harmonic component of the carrier and intermodulation because the high frequency component exists only above the second harmonic. On the other hand, a common mode signal is present at the output. Since the BD class modulator also uses an H-type bridge, the power operation capability of the BD class modulator has the same limitation as that of the AD class modulator.
PWM에 의해 전력을 변환하는 것은 알려져 있으며, 멀티-레벨 PWM과 같은 개선예들은 G.Carrara, S. Gardella, M. Marchesoni, R. Salutari와 G.Sciutto의IEEE Transactions of Power Electronics, Vol 7, No.3인 "A New Multilevel PWM Method - a Theoretical Analysis"에 개시되어 있다. 위 문헌의 논거는 다중 전력 공급 전압레벨과 복잡한 제어 회로로 전력을 스위칭 하는 스테이지(stage)이다. 그러나, 각 스위치는 여전히 전부하 전류(full load current)를 처리할 수 있어야만 하며, 그리고 그러한 방식의 통상적인 결점은 신호경로에서 다이오드에 의해 심각한 왜곡이 삽입된다는 것이다. 상기 왜곡은 가청 자왜 잡음을(audible magnetostriction noise) 일으키며, 잔류 DC 성분은 포화를 일으킬 수 있기 때문에, 이것은 예를 들면, 전기 모터 드라이브에 불리하다. 오디오 앰프에서는 왜곡이 허용되지 않는다. 그러므로, 상기 단점들을 피할 수 있는 다른 접근법이 요구된다. 특히, 본 발명의 목적은It is known to convert power by PWM, and improvements such as multi-level PWM are described in IEEE Transactions of Power Electronics, Vol 7, No. of G. Carrara, S. Gardella, M. Marchesoni, R. Salutari and G. Sciutto. .3, "A New Multilevel PWM Method-a Theoretical Analysis." The argument in the above document is the stage of switching power to multiple power supply voltage levels and complex control circuits. However, each switch must still be able to handle full load current, and a common drawback of such a method is that severe distortion is inserted by the diode in the signal path. This distortion is, for example, disadvantageous for electric motor drives since the distortion causes audible magnetostriction noise and the residual DC component can cause saturation. Distortion is not allowed in audio amplifiers. Therefore, another approach is needed to avoid the above drawbacks. In particular, the object of the present invention
▶ 차동 출력을 위해 고주파수 성분을 감소시키며,Reduces high frequency components for differential output
▶ 공통 모드 자유 출력을 얻고,▶ get common mode free output,
▶ 단일 스위칭 장치에서 전류를 감소시키는 것이다.▶ Reduce current in a single switching device.
본 발명은 펄스폭 변조(PWM)를 사용하는 전력 변환에 대한 것이다.The present invention is directed to power conversion using pulse width modulation (PWM).
본 발명은 도면에 관하여 이하에서 상술될 것이다.The invention will be described below with reference to the drawings.
도 1은 본 발명을 위한 범용 변조기 구조를 도시한다.1 illustrates a general purpose modulator structure for the present invention.
도 2는 실현 가능한 전력 스테이지를 지닌 범용 변조기 구조를 도시한다.2 shows a general purpose modulator structure with a power stage that is feasible.
도 3은 상기 변조기의 특정한 실시예를 도시하며, 상기 경우에 N/2는 짝수이며 θP= 4π/N 인 간단화된 전력 스테이지이다.3 shows a specific embodiment of the modulator, in which case N / 2 is an even and simplified power stage with θ P = 4π / N.
도 4는 상기 변조기의 특정한 실시예를 도시하며, 상기 경우에 N=4이며 θP= 4π인 간단화된 전력 스테이지이다.4 shows a specific embodiment of the modulator, in which case N = 4 and θ P = 4π.
도 5는 본 발명에 유용한 반송파 신호를 도시한다.5 shows a carrier signal useful in the present invention.
도 6은 전체 궤환과 필터링 전의 궤환을 지니며, 아날로그 입력이 시스템에 인가된 제어 시스템의 한 예를 도시한다.FIG. 6 shows an example of a control system in which an analog input is applied to the system, with a full feedback and a feedback before filtering.
도 7은 각각의 반 브리지를(half bridge) 위한 국부 궤환을 지닌 시스템을도시한다.7 shows a system with local feedback for each half bridge.
도 8 - 11은 N=4인 경우에, 본 발명에 대한 시간영역 특성을 도시한다.8-11 show time domain characteristics for the present invention when N = 4.
본 발명의 목적은 전체 N개 PWM 발생기를 사용하여, N/2개의 PWM 발생기가 부하의 각 측단에 병렬로 연결되는 본 발명에 따른 방법에 의해 달성된다. 각 PWM 발생기의 변조는 반송파의 N/2개 위상 변이된 버전에 의해 얻어진다. 상기 N/2개 반송파는 180°또는 360°마다 균일하게 분포된다.The object of the invention is achieved by the method according to the invention, using N total PWM generators, in which N / 2 PWM generators are connected in parallel to each side of the load. The modulation of each PWM generator is obtained by the N / 2 phase shifted version of the carrier. The N / 2 carriers are uniformly distributed every 180 ° or 360 °.
상기 변환은 각기 발생된 PWM 신호에 의해 각각 제어된 두 개 이상의 반 브리지 (half bridge)의 구조에서 실행된다. 상기 PWM 신호는 아날로그 또는 디지털이 될 수 있는 기준 신호와 반송파의 수 개의 위상변이된 버전을 지닌 반전된 기준신호를 비교하여 발생된다. 상기 기준 신호에 따라 발생된 신호는 부하의 한 측단에서 사용되며, 그리고 상기 반전된 기준 신호에 따른 PWM 신호는 부하의 다른 측단에서 사용된다. 상기 반 브리지로부터의 출력은 상기 부하의 각 측단이 함께 합쳐진다.The conversion is carried out in a structure of two or more half bridges, each controlled by a generated PWM signal. The PWM signal is generated by comparing an inverted reference signal with several phase-shifted versions of the reference signal, which can be analog or digital. The signal generated according to the reference signal is used at one side of the load, and the PWM signal according to the inverted reference signal is used at the other side of the load. The output from the half bridge combines each side of the load together.
상기 반송파 사이의 위상 변이를 제어함으로써 몇 가지 이익을 얻을 수 있다. 본 발명은 오디오 앰프, 모터 제어, DC-DC 변환기 등과 같은 많은 응용에 사용될 수 있다.Several benefits can be obtained by controlling the phase shift between the carriers. The present invention can be used in many applications such as audio amplifiers, motor control, DC-DC converters, and the like.
본 발명은 평형 위상변이 반송파 펄스폭 변조(Balanced Phase Shifted Carriers Pulse Width Modulation)(BPSCPWM)으로 불릴 것이다.The present invention will be referred to as Balanced Phase Shifted Carriers Pulse Width Modulation (BPSCPWM).
상기 반송파 사이의 위상 변이를 위한 수학적 표현은 다음과 같다.The mathematical expression for phase shift between the carriers is as follows.
1) 청구항 제 2 항에 따르면, θp= 2π/N1) According to claim 2, θ p = 2π / N
2) 청구항 제 3 항에 따르면, θp= 4π/N2) According to claim 3, θ p = 4π / N
N/2 개 PWM 신호는 반송파와 기준신호 사이의 비교에 의해 발생된다. 상기 N/2 개 PWM 신호는 부하의 한 측단에서 합쳐진다. 부하의 다른 측단상에서 반송파는 반전된 기준 신호와 비교되며, 그리고 함께 합쳐진다.N / 2 PWM signals are generated by the comparison between the carrier and reference signals. The N / 2 PWM signals are combined at one side of the load. On the other side of the load, the carriers are compared with the inverted reference signal and combined together.
N/2 개의 반송파와 N 개의 반 브리지를 사용하면 다음과 같은 이점이 있다.Using N / 2 carriers and N half bridges has the following advantages.
▶ 상기 부하의 전류는 상기 부하의 한 측단의 반 브리지 사이에 고르게 분배된다. 이것은 단일 스위칭 디바이스의 스트레스를 감소시킬 것이다.The current in the load is evenly distributed between the half bridges on one side of the load. This will reduce the stress of the single switching device.
▶ 고주파수 성분은 위상 변이( θp)의 두 가지 선택을 위해 감소될 것이다.The high frequency component will be reduced for two choices of phase shift (θ p ).
▶ θp= 2π/N의 경우에, 차동 모드를 위한 고주파주 성분은 상호 변조곱에 상응하는 Nㆍfs주위에서 발생할 것이다. fs는 반송파 주파수이다. 공통 모드 고주파수 성분은 반송파 주파수의 제 1 고조파 주위에서 발생할 것이다.For θ p = 2π / N, the high frequency components for the differential mode will occur around N · f s , which corresponds to the intermodulation product. f s is the carrier frequency. The common mode high frequency component will occur around the first harmonic of the carrier frequency.
▶ θp= 4π/N의 경우에, 차동 모드를 위한 고주파수 성분은 N/2가 홀수라면 Nㆍfs주위에서 발생할 것이고, N/2가 짝수라면 (Nㆍfs)/2 주위에서 발생할 것이다.For θ p = 4π / N, the high-frequency components for the differential mode will occur around N · f s if N / 2 is odd, or around (N · f s ) / 2 if N / 2 is even will be.
본 발명의 가능한 구현예는 이하에서 설명된다. N 개의 PWM 신호는 전술한 바와 같이 생성된다. 비교기는 반송파와 기준신호 사이의 비교를 실행한다. 간단한 반 브리지는 상기 비교기로부터 PWM 신호를 증폭시킨다. PWM 신호의 증폭된 버전의 가산은 인덕터에 의해 수행되며, 각 PWM 발생기는 인덕터를 거쳐 출력에 연결된다. 인덕터는 필터링을 제공하지만, 가능한 더 많은 필터링을 하는 것이 바람직하다.Possible embodiments of the present invention are described below. N PWM signals are generated as described above. The comparator performs a comparison between the carrier and the reference signal. A simple half bridge amplifies the PWM signal from the comparator. The addition of the amplified version of the PWM signal is performed by an inductor, with each PWM generator connected to the output via an inductor. The inductor provides filtering, but it is desirable to do as much filtering as possible.
N=4 와 θp= π인 경우에, 쉽게 구현된 버전은 반전 및 비반전된 출력을 지닌 비교기를 사용함으로써 얻어진다. 이러한 경우에, 단지 하나의 반송파와 두 개의 비교회로를 사용할 수 있다. 이러한 경우에, 비교기로부터의 출력은 일반적인 상술에서 설명한 대로 연결되지 않지만, 반전 및 비반전된 출력은 부하의 양 측단에 사용되며, 그리고 두 출력은 각 비교 기로부터 얻어진다.In the case of N = 4 and θ p = π, an easily implemented version is obtained by using a comparator with inverted and non-inverted outputs. In this case, only one carrier and two comparison circuits can be used. In this case, the outputs from the comparators are not connected as described above in general, but inverted and non-inverted outputs are used at both ends of the load, and two outputs are obtained from each comparator.
N/2이 짝수이고, θp= 4π/N 인 경우라면, 가산 인덕터를 위한 특히 간단화된 구현이 존재한다. 부하의 각 측단으로부터 나오는 두 개의 인덕터는 하나의 인덕터 코어를 공유한다. 한 측단으로부터의 PWM 신호는 부하의 다른 측단으로부터의 PWM 신호의 반전된 버전을 지닌 인덕터 코어를 공유한다.If N / 2 is even and θ p = 4π / N, there is a particularly simplified implementation for the addition inductor. Two inductors from each side of the load share one inductor core. The PWM signal from one side shares the inductor core with an inverted version of the PWM signal from the other side of the load.
BPSCPWM 시스템의 구현에서, 얼마나 많은 반 브리지를 사용할 것인지에 대한 결정과 어떠한 θp를 사용할 것인지에 대한 결정은 실제적인 요구에 의존한다. 몇몇 요소들이 상기의 결정에 영향을 주는데, 그러한 요소들은 다음과 같다.In the implementation of the BPSCPWM system, the decision of how many half bridges to use and which θ p to use depends on the actual needs. Several factors influence the above decision, which factors include:
▶ 공통 모드 스펙트럼에서 요구된 고주파수 성분. 상기 고주파수 성분은 N이 증가함에 따라 감소될 것이다.▶ High frequency components required in common mode spectrum. The high frequency component will decrease as N increases.
▶ 차동 모드 스펙트럼에서 고주파수 성분. 상기 고주파수 성분은 N이 증가함에 따라 감소될 것이다.High-frequency components in the differential mode spectrum. The high frequency component will decrease as N increases.
▶ 스위칭 디바이스에서 전류. 상기 단일 스위칭 디바이스에서 전류는 N이 증가함에 따라 감소될 것이다.▶ Current in the switching device. In the single switching device the current will decrease as N increases.
▶ 변조기의 복잡성은 N과 함께 증가한다.The complexity of the modulator increases with N.
반송파 때문에, 단측(single-sided)및 양측(double-sided) 신호가 가능하거나 또는 두 종류의 결합이 가능하다. 본 발명은 반송파가 최적 실행을 위해 DC 프리인 것이 요구되며, 그러므로 비교기 전에 반송파의 고역 필터링을 하는 것이 바람직하다.Because of the carrier wave, single-sided and double-sided signals are possible or two types of combinations are possible. The present invention requires that the carrier be DC free for optimal performance, and therefore it is desirable to perform high pass filtering of the carrier before the comparator.
PWM 신호는 예를 들면, DSP에서 디지털적으로 발생될 수 있다.The PWM signal can be generated digitally at the DSP, for example.
제어 시스템은 시스템 선형성을 개선하기 위해 구현될 수 있다. 전체 궤환을 사용하여 구현할 수 있다. 국부 궤환 역시 각 반 브리지 주위에 구현될 수 있다. 상기 두 가지 제안된 제어 시스템은 결합될 수 있다. 일반적인 전체 궤환은 궤환경로에서 A/D 변환기를 요구하기 때문에, 국부 궤환 토포로지는 디지털 입력을 활용하는 시스템을 위해 요구된다.The control system can be implemented to improve system linearity. This can be achieved using full feedback. Local feedback can also be implemented around each half bridge. The two proposed control systems can be combined. Local feedback is required for systems utilizing digital inputs, because a general overall feedback requires an A / D converter in the feedback path.
본 발명의 원리는 PWM 신호의 활용이나, 전력 증폭기 스테이지(들)의 구조에 상관없이 적용된다.The principles of the present invention apply regardless of the utilization of the PWM signal or the structure of the power amplifier stage (s).
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예를 위한 통상적인 변조기 구조이다. 시스템[11]의 입력(Vr(t))은 아날로그 또는 디지털이다. 기준 신호의 반전이 실행된다 [12]. 한 반송파와 그 다음 반송파 사이의 각도(θP)[14] 만큼 위상 변이된다는 점에서, 반송파(VC,1(t))는 반송파의 다른 위상 변이된 버전을 발생시키기 위한 기초이다. 기준 신호는 발생된 반송파와 비교되며[15], 그리고 N/2 개의 PWM 신호가 발생되며, 그것은 함께 가산된다[16]. 기준 신호의 반전된 버전은 반송파와 비교되며, 그리고 발생된 N/2 개의 PWM 신호는 함께 가산된다. 부하[17]는 PWM 신호의 두 가산기 사이에 놓여진다.1 is a conventional modulator structure for a preferred embodiment of the present invention. The input V r (t) of the system [11] is analog or digital. Inversion of the reference signal is performed [12]. Carrier V C , 1 (t) is the basis for generating another phase shifted version of the carrier in that the phase shifts by an angle θ P between the one carrier and the next. The reference signal is compared with the generated carrier [15], and N / 2 PWM signals are generated, which are added together [16]. The inverted version of the reference signal is compared with the carrier, and the generated N / 2 PWM signals are added together. The load [17] is placed between two adders of the PWM signal.
도 2는 실현가능한 해결책을 도시한다. 전술한 바와 같이, 기준 신호[21]와 반송파[22]는 비교[23]되며, PWM 신호를 발생시킨다. 상기 발생된 PWM 신호는 상기 PWM 신호를 증폭시키는 반 브리지[24]를 제어한다. 왜냐하면, PWM 신호의 고상태 전압이 공급 전압(Vcc)과 같기 때문이다. 상기 PWM 신호의 가산은 인덕터[25]에 의해 실행된다. 상기 인덕터도 가산된 PWM 신호의 결과를 여과하지만, 더 많은 필터링이 필요하다. 부하[27]에 병렬로 커패시터[26]를 연결함으로써 더 많은 필터링을 쉽게 한다. 이것이 출력 신호의 효과적인 2차 필터링을 충족시킨다. 더 많은 필터링이 요구되는 경우에, 부가적인 차동 또는 공통 모드 필터가 적용될 수 있다.2 shows a feasible solution. As described above, the reference signal 21 and the carrier wave 22 are compared [23] and generate a PWM signal. The generated PWM signal controls a half bridge 24 that amplifies the PWM signal. This is because the high state voltage of the PWM signal is equal to the supply voltage V cc . The addition of the PWM signal is performed by the inductor 25. The inductor also filters the result of the added PWM signal, but more filtering is required. Connecting a capacitor [26] in parallel with the load [27] makes more filtering easier. This satisfies the effective second order filtering of the output signal. If more filtering is required, additional differential or common mode filters may be applied.
도 3은 N/2 이 짝수이며, θP= 4π/N 인 다른 방법을 도시한다. 도시된 바와 같이, 이 경우에는 단지 N/4 개의 반송파만이 요구된다. 상기 방법은 반전 및 비반전된 두 개의 출력을 지닌 N/2 개의 비교기를 요구한다. 기준 신호로부터 발생된 비반전된 PWM 신호[31]와 반전된 기준 신호로부터 발생된 반전된 PWM 신호[32]는 부하의 한 측단에서 함께 사용되며, 그 나머지는 부하의 다른 측단에서 사용된다. PWM 신호는 반전된 버전이기 때문에, 동일한 비교기에서 나오는 증폭된 PWM 신호에 따른 가산 인덕터는 동일한 인덕터 코어[33]를 공유한다.3 illustrates another method where N / 2 is even and θ P = 4π / N. As shown, in this case only N / 4 carriers are required. The method requires N / 2 comparators with two inverted and noninverted outputs. The non-inverted PWM signal [31] generated from the reference signal and the inverted PWM signal [32] generated from the inverted reference signal are used together on one side of the load and the other on the other side of the load. Since the PWM signal is an inverted version, the adding inductors according to the amplified PWM signals coming from the same comparator share the same inductor core [33].
도 4는 전술된 시스템의 실시예를 도시한다. N=4 이고, θP= π인 경우에는 도시된 바와 같이, 단지 두 개의 비교기와 한 개의 반송파가 요구된다. 게다가, 네 개의 인덕터(L)를 위해 두 개의 인덕터 코어가 사용된다.4 illustrates an embodiment of the system described above. When N = 4 and θ P = π, only two comparators and one carrier are required, as shown. In addition, two inductor cores are used for the four inductors (L).
도 5는 본 발명에서 사용되는 반송파 신호의 세 가지 다른 종류의 예시를 도시한다. 제 1 종류의 두 개는 톱니파인 반면에, 마지막 하나는 삼각파이다. 일반적으로 주기 신호가 반송파에 적당하다. 그러나, 차동 모드와 공통 모드를 위해 좋은 고주파수 특성은 양측 반송파에서 획득되어야 된다.5 shows three different kinds of examples of carrier signals used in the present invention. Two of the first kind are sawtooth waves, while the last one is a triangular wave. In general, a periodic signal is suitable for a carrier wave. However, good high frequency characteristics for the differential mode and the common mode must be obtained at both carriers.
도 6은 시스템을 위한 일반적인 제어를 도시한다. 상기 그림은 출력으로부터의 궤환[61]과 PWM 신호의 궤환이 되는 출력전의 궤환[62]을 도시한다.6 shows a general control for the system. The figure shows the feedback from the output [61] and the feedback before output [62] which becomes the feedback of the PWM signal.
도 7은 개별적인 반 브리지를 위한 특정 부분의 제어 시스템이다. 이것은 도 6의 제어 시스템과 결합될 수 있다. 증폭되지 않은 PWM 신호[71]는 PWM 신호의증폭된 버전[72]으로부터의 궤환과 비교를 하기 위한 기준으로서 사용된다. 이것은 수정을 위해 이용되는 오차 신호[73]를 발생시킬 것이다.7 is a specific part of the control system for the individual half bridge. This can be combined with the control system of FIG. 6. The unamplified PWM signal 71 is used as a reference for comparison with the feedback from the amplified version 72 of the PWM signal. This will generate an error signal [73] used for correction.
도 8 - 11은 N=4인 경우에, 본 발명에 대한 시간 영역 특성을 도시한다.8-11 show time domain characteristics for the present invention when N = 4.
네 가지 도면 모두에서, 상부 그래프는 변조 신호와 사이에 끼워진 반송파를 도시하며, 중간 그래프는 차동 출력 신호 결과를 도시하며, 그리고 하부 그래프는 공통 모드 출력 결과를 도시한다. 도 8과 도 10은 단측 변조된 파형을 도시하며, 도 9와 도 11은 양측 변조된 파형을 도시한다. 도 11은 두 개의 반송파가 360°상에 동일하게 분배되며, 반송파가 양측이며, 출력에서 공통 모드 신호가 없는 것을 도시한다.In all four figures, the upper graph shows the carrier interposed with the modulated signal, the middle graph shows the differential output signal result, and the lower graph shows the common mode output result. 8 and 10 show single side modulated waveforms, and FIGS. 9 and 11 show both side modulated waveforms. 11 shows that two carriers are equally distributed on 360 °, the carriers are on both sides, and there is no common mode signal at the output.
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