KR20010033694A - Ｐｃｍ 전송을 위해 데이터 신호를 프리코딩하는 디바이스및 방법 - Google Patents

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비센트 비.인그라시아
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Abstract

펄스 코드 변조 (pulse code modulation, PCM) 전송을 위해 데이터 신호를 프리코딩 (precoding)하는 디바이스 및 장치는 아날로그 채널을 통해 양자화 디바이스에 전송되는 아날로그 레벨의 시퀀스를 전송하는 송신기(52)를 포함하는데, 상기 송신기(52)는 상기 아날로그 채널이 전송된 아날로그 레벨을 수정하고, 전송될 데이터 비트를 하나 이상의 배치점 (constellation point)을 포함하는 동일 클래스 (equivalence class)의 시퀀스로 맵핑 (mapping)하는 맵핑 디바이스(150); 및 맵핑 디바이스(150)에 상호연결되어, 전송될 데이터 비트를 나타내도록 각각의 동일 클래스에서 배치점을 선택하고, 선택된 배치점을 양자화 디바이스의 입력에서 생성하는 아날로그 레벨을 전송하는 배치점 선택기(152)를 포함한다.

Description

ＰＣＭ 전송을 위해 데이터 신호를 프리코딩하는 디바이스 및 방법 {DEVICE AND METHOD FOR PRECODING DATA SIGNALS FOR PCM TRANSMISSION}
V.34 모뎀과 같은 종래의 모뎀은 신호가 대부분의 네트워크를 통해 디지털화되더라도 공중 스위치 전화 네트워크 (public switched telephone network, PSTN)를 순수 아날로그 채널로 다룬다. 대조적으로, 펄스 코드 변조(PCM) 모뎀은 대부분의 네트워크가 디지털이고 인터넷 서비스 제공자 및 온라인 (on-line) 서비스와 같이, 전형적으로 중앙 위치 모뎀이 디지털 연결 (예를 들면, 미국에서의 T1 및 유럽에서의 E1)을 통해 PSTN에 연결된다는 사실을 이용한다. 제1 세대 PCM 모뎀은 데이터를 PCM 모드 다운스트림 (downstream) (즉, 중앙 위치 디지털 모뎀에서 아날로그 단말 사용자 모뎀으로)으로만 전송하고, 아날로그 모드, 예를 들면 V.34 모드로 데이터 업스트림 (upstream) (즉, 단말 사용자 모뎀에서 중앙 위치 모뎀으로)을 전송한다. 차세대 PCM 모뎀은 데이터 업스트림도 PCM 모드로 전송하게 된다.
PCM 다운스트림에서, 중앙 위치 PCM 모뎀은 디지털 네트워크를 통해 다른 중앙 사무국 코덱 (codec) 출력 레벨에 대응하는 8 비트의 디지털 워드 (word) (옥텟 (octet))을 전송한다. 단말 사용자의 중앙 사무국에서, 그 옥텟은 아날로그 루프를 통해 전송되는 아날로그 레벨로 변환된다. 단말 사용자의 PCM 모뎀은 이어서 펄스 코드 진폭 변조 (pulse code amplitude modulated, PAM) 신호로 관찰되는 아날로그 레벨을 등화된 디지털 레벨로 변환한다. 등화된 디지털 레벨은 이상적으로 원래 전송된 옥텟과 옥텟이 나타내는 데이터로 다시 맵핑 (mapping)된다.
PCM 업스트림에서, 단말 사용자 PCM 모뎀은 전송될 데이터에 대응하는 아날로그 루프를 통해 아날로그 레벨을 전송한다. 아날로그 레벨은 아날로그 루프의 채널 특성에 의해 수정되고, 수정된 레벨은 단말 사용자의 중앙 사무국에서 코덱에 의해 옥텟을 형성하도록 양자화된다. 코덱은 디지털 네트워크를 통해 PCM 중앙 위치 모뎀에 옥텟을 전송한다. PCM 중앙 위치 모뎀은 옥텟으로부터 전송 레벨을 결정하고, 그 레벨로부터 단말 사용자 PCM 모뎀에 의해 전송된 데이터가 회복된다.
업스트림 PCM 전송에 존재하는 난점은 단말 사용자 PCM 모뎀에 의해 전송되는 레벨이 아날로그 루프에 의해 수정된다는 점이다. 수정된 레벨은 코덱에 의해 옥텟을 형성하도록 양자화된 레벨이지 실제 전송되는 레벨이 아니므로, 중앙 위치 모뎀이 옥텟으로부터 단말 사용자 PCM 모뎀에 의해 전송될 데이터를 정확하게 결정하는 것이 어려울 수 있다. 이러한 난점은 아날로그 루프에서 채널 널 (null), 단말 사용자 중앙 사무국에서 코덱에 의해 주어지는 양자화 잡음, 및 다운스트림 PCM 에코 (echo)가 있다는 사실과 혼합되어, 중앙 위치 PCM 모뎀이 전송 데이터를 정확하게 회복하는 것을 더 어렵게 만든다.
그러므로, 단말 사용자 PCM 모뎀에 의해 전송되는 아날로그 레벨이 단말 사용자 중앙 사무국의 코덱 입력에서 단말 사용자 PCM 모뎀에 의해 전송될 데이터에 대응하는 소정의 아날로그 레벨 (배치점 (constellation point))을 정확하게 제공하도록 PCM 전송을 위해 데이터 신호를 프리코딩 (precoding)하는 디바이스 및 방법에 대한 필요성이 존재한다. 또한, 전송 전력을 제한하고 아날로그 루프에 의해 주어지는 채널 널 및 단말 사용자 중앙 사무국의 코덱에 의해 주어지는 양자화 잡음을 제거하는 PCM 전송용 데이터 신호를 프리코딩하기 위한 디바이스, 시스템, 및 방법이 필요하다.
본 발명은 1996년 11월 13일 출원된 미국 출원 일련 No. 08/747,840의 연속 부분이고, 이는 여기서 전체적으로 참고로 포함된다.
본 발명은 펄스 코드 변조 (pulse code modulation, PCM) 전송을 위해 데이터 신호를 프리코딩 (precoding)하는 디바이스 및 방법에 관한 것이다.
도 1은 전형적인 전화 회사 중앙 사무국의 간략화된 블록도.
도 2는 도 1의 μ-로우 대 선형 변환기 (μ-law to linear converter)로부터 출력된 yk 신호의 주파수 스펙트럼과 도 1의 저역 통과 필터의 스펙트럼 형상을 도시하는 도면.
도 3은 각각이 DC에서 널 (null)을 갖는 2개의 주파수 스펙트럼을 도시하는 것으로, 한 스펙트럼은 DC에서 0으로 매우 급격히 떨어지고 다른 스펙트럼은 보다 완만하게 떨어지는 것을 도시하는 도면.
도 4는 전형적인 μ-로우 배치 (μ-law constellation)를 나타내는 도면.
도 5는 본 발명에 따라 스펙트럼으로 신호를 정형화하는 송신기를 포함하는 전화 시스템을 통한 모뎀 데이터 연결의 블록도.
도 6은 PSTN의 아날로그 루프를 통해 상기 아날로그 신호에서 DC 널을 생성하는데 특별히 사용되는 인코더의 블록도.
도 7은 아날로그 루프에서 단말 사용자로 출력되는 신호의 주파수 스펙트럼을 원하는 경우 수정하기 위해 일반적으로 사용될 수 있는 도 6의 인코더의 블록도.
도 8은 전형적인 아날로그 PCM 모뎀 대 디지털 PCM 모뎀 통신 시스템의 블록도.
도 9는 본 발명에 따른 PCM 업스트림 (upstream) 전송을 도시하는 보다 상세한 블록도.
도 10은 도 9의 블록도와 동일한 이산 시간 블록도.
도 11은 CO 샘플링 비율의 2배인 아날로그 모뎀 샘플링 비율을 갖는 도 9의 블록도와 동일한 이산 시간 블록도.
도 12는 본 발명에 따른 동일 클래스 (equivalence class)를 갖는 전송 배치의 예를 도시하는 도면.
도 13은 본 발명에 따른 도 10의 아날로그 PCM 모뎀 송신기에 대해 보다 상세한 블록도.
도 14A는 본 발명에 따른 동일 클래스를 갖는 전송 배치의 또 다른 예를 도시하는 도면.
도 14B는 본 발명에 따른 동일 클래스를 갖는 전송 배치의 또 다른 예를 도시하는 도면.
도 15는 전형적인 아날로그 PCM 모뎀 대 아날로그 PCM 모뎀 통신 시스템의 블록도.
도 16은 도 15의 PCM 모뎀 통신 시스템을 갖춘 PCM 전송을 도시하는 보다 상세한 블록도.
도 17은 도 16의 블록도와 동일한 이산 시간 블록도.
먼저, 이후에는 데이터 신호의 PCM 다운스트림 (downstream) 스펙트럼 정형화 (shaping) 또는 프리코딩 (precoding)에 대한 기술이 설명된다. 이어서, 데이터 신호의 PCM 업스트림 (upstream) 전송에 대한 프리코딩 기술이 설명된다. 마지막으로, 본 발명에 따른 PCM 업스트림 프리코딩 기술이 전형적인 아날로그 PCM 모뎀 및 디지털 PCM 모뎀 상호연결과 대립하는 것으로, 두 아날로그 PCM 모뎀을 상호연결시키는 PCM 통신 시스템에서 사용되도록 일반화되는 방법이 설명된다.
PCM 다운스트림 스펙트럼 정형화/프리코딩
도 1 및 도 2는 아날로그 루프를 통해 원격 사용자의 모뎀에 전송되는 신호에서 DC 부근의 에너지 존재를 설명한다. 도 1에는 상기 언급된 진행중인 출원에서 설명되는 것과 같이, 디지털 데이터를 전송용 옥텟 (octet)으로 직접 부호화하고 전화 시스템의 디지털 부분에 직접 부착된 모뎀 (전송 모뎀, 도시되지 않은)으로부터 전송되는 μ-로우 옥텟 (μ-law octet)을 입력(12)에서 수신하는 PSTN상의 전형적인 전화 중앙 사무국(10) 일부가 도시된다. 이들 옥텟은 μ-로우 대 선형 변환기 (μ-law to linear converter)(14)로 공지된 D/A 변환기에 의해 각각이 255 μ-로우 레벨 중 하나인 전압 레벨 yk의 시퀀스로 변환된다. 그 레벨은 선(16)을 통해 LPF(18)로 출력되고, LPF(18)는 레벨의 아날로그 표시인 필터링된 아날로그 신호 s(t)를 원격 모뎀의 수신기 쪽으로 아날로그 루프(20)를 통해 출력한다. 아날로그 신호는 수신 모뎀에 의해 복조 및 복호화되고, 수신 모뎀은 원래 전송된 데이터를 평가한 것인 디지털 비트스트림 (bitstream)을 출력한다.
선(16)에서 μ-로우 대 선형 변환기(14)로부터의 레벨 시퀀스 yk는 도 2의 평평한 주파수 응답(22)을 갖는다. LPF(18)의 스펙트럼 형상(24)은 점(26)에서 설명되는 바와 같이 DC (f=0) 가까이에 상당한 양의 에너지를 포함한다. 시퀀스 yk가 평평한 주파수 응답을 가지므로, 필터(18)에 의해 출력되는 신호 s(t)의 스펙트럼은 필터(18)와 똑같은 스펙트럼 형상(24)을 갖고, 그러므로 신호 s(t)도 또한 DC 가까이에 상당한 양의 에너지를 포함한다. 상기에 설명된 바와 같이, DC 가까이의 이러한 에너지는 수신 모뎀 쪽으로 전송되는 신호 s(t)에서 원하지 않는 비선형 왜곡을 생성하는 시스템에서 변압기를 포화시키는 (transformer saturation) 경향이 있다.
일부 응용에서는 이러한 왜곡이 감소되어야 한다. 이는 전송 신호에서 DC 가까이의 신호 에너지를 감소시킴으로서 이루어질 수 있다. 이러한 DC 널 (null)(28)은 도 3에 도시된다. 종래 기술에서 공지된 바와 같이, 전송 신호의 DC에서 스펙트럼 널을 생성하기 위해서는 전송 레벨 yk의 RDS (running digital sum) (즉, 앞서 전송된 모든 레벨의 산술적 합산)가 0에 가깝게 유지되어야 한다. DC 널(28) 주위의 스펙트럼 형상은 비교적 얕은 기울기의 스펙트럼(30)으로부터 DC에서 매우 급격히 떨어지는 스펙트럼(32)으로 변화될 수 있다. 널의 가파름은 RDS가 얼마나 철저하게 제어되는가에 의존한다.
그에 따라, 본 발명은 DC에서 원하는 스팩트럼 널을 생성하도록 RDS를 0 가까이에 유지하는 방식으로 μ-로우 옥텟으로 전송되고 있는 디지털 데이터를 부호화하고, 그에 의해 변압기 포화로 발생되는 비선형 왜곡을 감소시킨다.
스펙트럼 널을 생성하는 방법을 설명하기 위해, 모든 심볼 yk에 6 비트를 전송하는 예가 고려된다. 종래 기술에 숙련된 자에게는 본 발명이 심볼 당 다른 비트의 수를 전송할 때 또는 전송되는 심볼 당 비트의 수가 심볼에 따라 변할 때 사용될 수 있음이 명백하다. 스펙트럼 널이 없는 시스템에서는 먼저 레벨 사이의 최소 거리 dmin가 유지되도록 이용가능한 255개의 μ-로우 레벨로부터 64개 레벨의 서브세트를 먼저 선택한다. 이들 64개 레벨은 모든 양의 레벨에 대해 똑같은 크기를 갖는 음의 레벨이 있다는 점에서 대칭적이다. 예를 들면, 규정 한계치인 -12 dBm0 아래에서 평균적인 에너지로 32의 dmin을 이룰 수 있다.
도 4에는 모두 255개인 μ-로우 레벨(34) (128개의 양의 값과 127개의 음의 값)이 부분적으로 도시된다. 이들 레벨은 대수 법칙을 따르므로, 원점에 가장 가까운 64개 레벨은 2의 간격으로 -63과 63 사이에서 균일하게 간격을 둔다. 다음 양과 음의 세그먼트 (segment)는 +/-66에서 시작하고, 이들은 각각 4의 간격을 둔 16개 점을 포함한다. 스케일은 16개 점의 세그먼트로 계속되어, 각각이 .75*2n의 간격 만큼 이전 세그먼트로부터 분리된 2n형태의 간격을 갖는다. 마지막 세그먼트는 128의 간격으로 +/-2112와 +/-4032 사이에서 확장된다. 세트(35)는 각각이 6개 비트의 조합, 즉 26= 64개를 나타내도록 255개 레벨로부터 선택된 64개 레벨의 세트이다.
송신기에서, 들어오는 비트는 6의 그룹으로 수집되고, 이어서 원하는 레벨을 나타내는 μ-로우 옥텟으로 맵핑 (mapping)된다. 중앙 사무국에서, μ-로우 옥텟은 레벨로 변환되고, 결과의 레벨은 전송된다. 수신기에서, 등화기는 LPF 및 로컬 루프 (local loop)에 의한 왜곡을 보상하고, 이어서 결정 디바이스는 수신된 점에 가장 가까운 레벨을 선택함으로서 전송 레벨을 평가한다.
상기의 예에서 스펙트럼 정형화를 이루기 위해, 추가 레벨이 또한 사용되지만, 레벨간의 최소 거리는 아직 32로 유지된다. 예를 들면, 92개 레벨이 사용되는 경우를 고려해 본다. 먼저, 92개 레벨은 동일한 클래스 (class)로 분할된다. 이러한 동일 클래스를 발생하는데는 여러가지 다른 방법이 있다. 여기서는 특별히 유용한 한가지 방법이 설명된다: 예를 들어, 레벨 0을 가장 작은 레벨 (가장 큰 수의 음의 값)로 지정하고, 레벨 1을 다음으로 가장 작은 레벨로 지정함으로서, 레벨을 정수 0 내지 91로 라벨을 정한다. 이어서, 라벨이 정확하게 64 만큼 다른 레벨을 함께 그룹화함으로서 64개 "동일 클래스 (equivalence class)"를 정의한다. 이와 같은 그룹화로 가장 작은 크기의 가장 안쪽 36개 레벨 중 하나에 대응하는 단 하나의 레벨만을 갖는 36개의 동일 클래스와, 라벨이 64 만큼 다른 두 레벨을 갖는 28개의 동일 클래스가 주어진다. 동일 클래스를 발생하는 다른 방법이 사용될 수도 있다. 전송되는 6 비트의 가능한 조합은 각각 하나의 동일 클래스로 나타내진다.
예를 들면, 비트 조합 000000은 각각이 다른 옥텟을 나타내는 두 레벨로 구성된 제1 동일 클랙스에 대응할 수 있다. D/A 변환기의 전체적인 동적 범위를 사용할 필요가 없음을 주목한다. 그 기술은 64개 이상의 레벨이 사용되는 한 임의의 수의 레벨로 작용될 수 있다. 물론, 더 많은 레벨이 사용되면 사용될수록, 원하는 스펙트럼 형상이 더 잘 이루어질 수 있다. 실험적으로, 비교적 가파른 노치 (notch)를 갖는 DC 널을 발생하는데는 추가 레벨이 거의 고려될 필요가 없는 것으로 나타난다.
상기의 예에서는 6개 정보 비트의 각 조합이 동일 클래스로 나타내지고 때로는 한 동일 클래스에 하나 이상의 레벨이 있으므로, 정보 비트는 그 레벨을 나타내는 옥텟이 전송되기 이전에 선택된 동일 클래스에서 한 레벨로 맵핑되어야 한다. 이러한 기능은 이후에 도 5 내지 도 7을 참고로 설명된다.
도 5의 송신기(52)는 컴퓨터와 같은 디지털 데이터 소스로부터 디지털 데이터의 비트스트림을 수신하고, 예를 들어 비트 수집기(54)로 비트를 6의 그룹으로 분할한다. 각각의 6-비트 그룹은 DC에서 스펙트럼 널을 이루는데 바람직한 레벨이 선택될 동일 클래스를 선택하는 인코더(56)로 제공된다. 선택된 레벨을 나타내는 옥텟은 인코더(56)에서 출력되고 디지털 회로-스위치 전화 네트워크(58)를 통해 전송되어, 원격 사용자의 중앙 사무국(60)에 도착한다. 중앙 사무국(60)에서, 옥텟은 μ-로우 대 선형 변환기(62)에 의해 레벨 yk로 변환되고, 이어서 LPF(64)를 통과하여 DC에서 스펙트럼 널을 갖는 신호 s(t)로 로컬 아날로그 루프(65)를 통해 출력된다. 수신기(66)에서, 신호 s(t)는 샘플러 (sampler)(68)에 의해 샘플링되고, 등화기(70)는 LPF(64) 및 로컬 루프에 의한 왜곡을 보상하고, 이어서 결정 디바이스 또는 디코더(72)는 수신점에 가장 가까운 레벨을 선택함으로서 전송 레벨을 평가한다. 그 레벨로부터, 디코더(72)는 동일 클래스를 결정하고, 역맵핑 기능을 실행함으로서 6 정보 비트를 회복한다.
수신기(66)의 동작은 기본적으로 상기에 참고된 진행중인 출원에서 설명되는 수신기와 비교해 변한 것이 없다. 차이점은 단지 수신기가 더 많은 가능한 레벨의 세트를 고려할 필요가 있고 역맵핑이 동일 클래스의 결정을 포함한다는 점이다. 등화기(70)는 상기 진행중인 출원에서 설명된 바와 같이 LPF(64) 및 로컬 루프(65)에 의한 선형 왜곡을 보상한다. 예를 들면, 선형 등화기가 사용될 때, 등화기의 출력은 다음과 같이 나타난다.
여기서, nk는 등화기의 출력에서 주어지는 총 잡음과 왜곡의 합을 나타낸다. 디코더(72)는 rk에 가장 가까운 레벨 yk를 결정치로 선택하고, 그 등화 클래스를 결정하고, 이어서 역맵핑에 의해 6 정보 비트를 회복한다.
등화기가 최대 공산 시퀀스 평가기 (maximum-likelihood sequence estimator) (예를 들면, 비터비 (Viterbi) 등화기)를 포함하면, 수신된 신호는 다음의 형태로 나타내질 수 있다:
이때, 디코더는 비터비 디코더를 사용해 가장 가까운 시퀀스 {yk}를 선택한다. 평가된 각 심볼 yk에 대해, 디코더는 동일 클래스를 결정하고, 이어서 역맵핑을 통해 6 정보 비트를 찾는다.
도 6의 인코더(56)는 도 5의 비트 수집기(54)로부터 수신된 데이터의 6-비트 그룹에서 가능한 각 조합을 포함하는 룩업 테이블 (look-up table)인 MAP(74)을 포함하고, 레벨은 각 동일 등급 i (여기서, i는 0과 63 사이의 한 정수)를 나타낸다. 각 레벨, 본 예에서는 2개의 y(i,1) 및 y(1,2)는 레벨 선택기(76)에 제공되고, 여기서는 어느 레벨 yk이 전송되는가를 결정한다.
이 결정은 다음과 같이 이루어진다. 먼저, 인코더(56)는 레벨 선택기(76)의 출력을 기능 블록(78)으로 피드백 (feedback)함으로서 전송 레벨 yk의 RDS (running digital sum)를 주시한다. 앞서 전송된 레벨 yk로부터, 기능 블록(78)은 가중화된 RDS, zk = -(1-b)RDS (여기서, 0 ≤ b ＜ 1은 가중화 계수 (weighting factor)이다)를 계산한다. D/A 비선형성 때문에, yk 레벨의 정확한 값은 인코더(56)에 알려지지 않을 수 있다; 그러나, 이는 현저한 효과를 갖지 말아야 한다. 보다 정확하게 계산하기 위해 에러를 결정하고 이 정보를 다시 인코더(56)에 전달하는 것이 가능하다.
전송되는 6 비트의 그룹이 주어지면, 레벨 선택기(76)는 동일 클래스 {y(i,1), y(i,2)}로부터 가중화된 RDS에 가장 가까운 레벨을 레벨 yk로 선택한다. RDS가 양수일 때, zk는 음수가 됨을 알 수 있다. 이는 그 값이 RDS에 더해질 때, 동일 클래스내의 다른 레벨 보다 0에 더 가까워지도록 인코더가 각 동일 클래스로부터 레벨 yk을 선택할 수 있게 한다. 레벨 yk를 선택한 이후에, 옥텟 변환기(80)에 의해 레벨 yk를 나타내는 옥텟이 결정되고 디지털 네트워크를 통해 전송된다. 전송된 옥텟의 값은 룩업 테이블로부터 구해질 수 있다.
변수 b는 스펙트럼 널의 가파름과 전송 신호의 평균 에너지 사이에서 균형을 제어하는 가중화 계수이다. 레벨의 수가 동일 클래스의 수 보다 충분히 더 클 때, 시퀀스 yk는 필터 응답 h(D) = (1-D)/(1-bD)로 근접화될 수 있는 스펙트럼을 갖게 되는 것으로 분석되었다. 명확하게, b = 0일 때, h(D) = 1-D이고, 이는 DC에서 널을 갖는 사인파 스펙트럼 형상을 갖는 공지된 클래스 I 부분 응답 (Class I Partial Response)이다. 한편, b가 0에 접근함에 따라, 스펙트럼은 DC에서 매우 가파른 스펙트럼 널을 갖는 것을 제외하고 대부분의 대역에 걸쳐 평평해진다. b = 0에서, yk의 평균 에너지는 평평한 스펙트럼 형상의 경우의 2배 크기이다. 그러나, b가 0에 접급할 때, 평균 에너지의 증가는 사라지게 된다. 일부 응용에서는 동일 클래스의 수에 대한 레벨수의 비율로 측정되는 배치 (constellation) 확장을 유지하는 것이 바람직하다. 종래 기술에 숙련된 자에게는 본 발명이 임의의 수의 레벨 배치 및 더 작은 수의 동일 클래스로 사용될 수 있음이 명백하다.
본 발명은 중앙 사무국의 μ-로우 대 선형 변환기로부터 출력된 아날로그 신호를 원하는 바에 따라 스펙트럼으로 정형화하는데 보다 폭넓게 사용될 수 있다. 상기에 설명된 예는 DC 주위에서 전송 신호의 에너지를 줄이는데 본 발명을 사용하는 특수한 경우이지만, 그 예에서 사용된 본 발명의 원리는 예를 들어, 신호를 미리 등화시키기 위해 다양한 방법으로 신호를 스펙트럼으로 정형화하도록 일반화될 수 있다.
본 발명의 인코더를 일반화한 버전, 인코더(56a)는 도 7에 도시된다. 상기에 설명된 스펙트럼 널의 특수한 경우와 일반적인 경우 사이의 차이점은 단지 시퀀스 또는 스펙트럼 함수 yk가 일반화되는 방법이다. h(D)를 원하는 스펙트럼 형상을 나타내는 필터의 모닉 커절 임펄스 응답 (monic causal impulse response)으로 놓는다. 여기서, D는 지연 연산자이다. 또한, 시퀀스 {yk} 및 {zk}를 각각 y(D) 및 z(D)의 D-변환 표시를 사용해 나타낸다고 가정한다. 이때, 시퀀스 z(D)는 다음과 같이 나타내질 수 있다:
상기 수학식을 조사해보면, 소정의 시간 k에서, zk는 단지 yk의 과거값에만 의존하므로 회귀적으로 결정될 수 있음을 알게 된다. 그래서, 6 비트 그룹 각각에 대해, 인코더(56a)는 연관된 동일 클래스로부터 어느 레벨이 zk의 값으로 가장 가까운가를 결정하고, 그 레벨을 선택한다. 이어서, 그 레벨을 나타내는 옥텟이 전송된다. 다시, 충분하게 큰 수의 레벨에 대해, 중앙 사무국(60)에 의해 전송된 시퀀스 {yk}는 응답 h(D)을 갖는 필터의 스펙트럼을 가깝게 근접화한 스펙트럼을 갖게 되는 것으로 분석된다.
여기서 설명되는 기술은 또한 정보 비트를 동일 클래스에 맵핑하는 보다 복잡한 구조와 연관되어 사용될 수 있다. 예를 들면, V.34 고속 모뎀 명세서에서 사용되는 맵핑 기술인 쉘 맵핑 (shell mapping)과 연관되어 사용될 수 있다.
상기에 설명된 예는 비코드화 시스템에 대한 것이다. 그러나, 그 원리는 예를 들어, 격자 코드화 시스템 (trellis coded system)과 같은 코드화 시스템에 쉽게 적용될 수 있다. 이 경우에서의 차이점은 단지 동일 클래스가 서브 세트로 더 분할되어 격자 코드를 구성하는데 사용된다는 점이다.
예를 들어, 4-방향 세트 분할을 근거로 하는 1차원 격자 코드가 심볼 당 5 비트를 전달하도록 똑같은 64-레벨 신호 배치와 함께 사용될 때, 동일 클래스는 다음과 같이 서브세트로 분할된다: a1, b1, c1, d1, a2, b2, c2, d2, ..., an, bn, cn, dn. 상기에 설명된 예에서, 64개 동일 클래스는 각각이 16개의 동일 클래스를 포함하는 4개의 서브세트로 분할된다. 비율 1/2 콘볼루션 인코더 (rate-1/2 convolutional encoder)의 출력, 예를 들면 한 그룹에서 2개의 6 비트는 서브 세트를 결정하고, 나머지 4개의 "비코드화 (oncoded)" 비트는 그 서브세트내에서 특정한 동일 클래스를 선택한다. 선택된 서브세트에서 선택된 동일 클래스로부터의 실제 레벨은 상기에 설명된 바와 같이 선택된다. 다른 점에서는 인코더의 동작이 변하지 않는다.
물론, 격자 코드화가 사용될 때, 수신기는 가장 가능성이 있는 시퀀스를 선택하도록 디코더를 사용하게 된다. 격자 디코더는 또한 등화기가 되어, 공동으로 격자 코드를 복호화하고 심볼간 간섭을 등화시킬 수 있다.
또한, 수신기에서 프레임 동기화의 손실을 검출할 수 있도록 본 발명을 사용하는 것이 가능하다. 이는 소정의 동일 클래스에서 신호점을 선택하는 규칙을 자주는 아니지만 주기적으로 위반함으로서 이루어질 수 있고, 여기서 주기는 원하는 프레임 기간의 정수배로 선택된다. 프레임 동기화의 손실은 이와 같은 규칙 위반을 모니터함으로서 수신기에서 검출될 수 있다. 수신기는 또한 프레임 동기화를 다시 얻거나, 단순히 송신기로부터 동기화 패턴 (트레이닝 (training) 시퀀스)을 요구할 수 있다.
PCM 업스트림 프리코딩
도 8에는 전형적인 PCM 통신 시스템(100)이 도시된다. 시스템(100)은 로컬 아날로그 루프나 채널(103)을 통해 전화 회사 중앙 사무국 (central office, CO)(104)에 연결된 아날로그 PCM 모뎀(102)을 포함한다. 또한, CO(104) 및 디지털 PCM 모뎀(108)에 상호연결된 디지털 네트워크(106)가 포함된다. 이 시스템으로, PCM 데이터는 다운스트림 방향 (즉, 디지털 PCM 모뎀(108)에서 아날로그 PCM 모뎀(102)으로) 및 업스트림 방향 (즉, 아날로그 PCM 모뎀(102)에서 디지털 PCM 모듬(108)으로)으로 모두 전송될 수 있다. 이러한 종류의 양방향 PCM 통신 시스템은 본 발명의 양수인에게 지정되고 여기서 전체적으로 참고로 포함되는 하이브리드 디지털/아날로그 통신 디바이스 (Hybrid Digital/Analog Communication Device)명의 미국 출원 일련 No. 08/724,491에서 설명된다.
상기 섹션에서는 데이터 신호의 PCM 다운스트림 스펙트럼 정형화 또는 프리코딩에 대한 기술이 설명되었다. 이 섹션에서는 데이터 신호의 PCM 업스트림 프리코딩에 대한 프리코딩 기술이 설명된다.
도 9에서는 본 발명에 따른 PCM 업스트림 전송의 예를 블록도(110)로 도시한다. 블록도(110)에는 아날로그 채널(110)에 상호연결된 아날로그 PCM 모뎀(112)이 포함된다. 아날로그 PCM 모뎀(112)은 프리코더 (precoder)(122), 프리필터 (prefilter)(124), 및 디지털 대 아날로그 변환기 (D/A)(126)를 갖춘 송신기(120)를 포함한다. 프리코더(122)는 디지털 데이터 u(n)를 수신하여 프리코딩된 디지털 데이터 신호 x(n)을 출력한다. 프리코딩된 디지털 데이터는 프리필터(124)에 의해 필터 처리되어 D/A(126)로 제공되는 신호 z(n)를 형성한다. D/A(126)는 필터 처리된 신호 z(n)를 아날로그 형태로 변환하고, 아날로그 신호 z(t)를 채널 특성 c(t)를 갖는 아날로그 채널(113)을 통해 전송한다.
아날로그 채널은 전송 신호 z(t)를 수정하여 신호 y(t)를 형성한다. 신호 y(t)는 이어서 다운스트림 PCM 에코 echo(t)(128)를 만나 그와 합해져 신호 r(t)를 만든다. 신호 r(t)는 중앙 사무국(CO)(114)에서 μ-로우 (미국 이외의 일부 나라에서는 A-로우)에 의해 수신되고, μ-로우에 따라 양자화된다. 국제 전기통신 연합 (International Telecommunications Union), 추천 (Recommendation) G.711, 음성 주파수의 펄스 코드 변조(PCM), 1972년을 참고한다.
양자화된 옥텟 (디지털값) q(n)은 8 kHz의 주파수에서 디지털 네트워크(116)를 통해 전송되고, 여기서는 이후 논의될 바와 같이 다양한 디지털 손상에 의해 영향을 받을 수 있다. 영향을 받았을 가능성이 있는 옥텟 v(n)은 이상적으로 옥텟 v(n)을 대응하는 배치점 y(t)으로 복호화하는 디지털 PCM 모뎀(118)에 의해 수신되고, 그로부터 원래 디지털 데이터 u(n)가 회복될 수 있다. v(n)의 복호화는 본 발명의 양수인에게 지정되고 여기서 전체적으로 참고로 포함되는 최적화된 전송 배치를 사용하는 PCM 업스트림 전송을 위한 시스템, 디바이스, 및 방법 (System, Device, and Method for PCM Upstream Transmission Utilizing an Optimized Transmit Constellation), CX097028명의 진행중인 출원에서 설명된다.
데이터가 업스트림 전송되기 이전에, 아날로그 PCM 모뎀(112)에서 D/A(126)의 클럭(f1)은 CO(114)의 클럭(f2)에 동기화되어야 한다. 이는 다운스트림 PCM 신호 (도시되지 않은)로부터 클럭을 알아내고, 여기서 전체적으로 참고로 포함되는 제1 및 제2 디지털 비율 변환기 동기화 디바이스 및 방법 (First and Second Digital Rate Converter Synchronization Device and Method)명의 미국 특허 No. 5,199,046에서 제안된 기술을 사용해 클럭을 동기화시킴으로서 이루어질 수 있다. 일단 클럭이 동기화되면, 도 9의 PCM 업스트림 블록도(110)는 도 10의 동일한 이산 시간 블록도(110')로 나타내질 수 있고, 도 10에서는 똑같은 구성성분이 프라임(')을 포함한 똑같은 참고 번호로 나타진다. 블록도(110')에서는 f1= f2인 것으로 가정한다; 그러나, 두 클럭이 동기화되는 한, f1은 f2와 똑같을 필요는 없음을 주목하여야 한다. CO(24)의 클럭(f2)은 8 kHz에 고정되므로, f1이 f2와 똑같을 때, n은 8 kHz 샘플에 대한 시간 인덱스이다.
f1이 f2와 똑같지 않은 경우의 예는 도 11에 도시된다. 도 11의 동일한 이산 시간 블록도(110a')는 f1= 2f2라는 사실을 고려하여 송신기(120a')내의 2X 업-샘플러 (up-sampler)(123a') 및 2X 다운-샘플러 (down-sampler)(129a')가 있는 것을 제외하면, 도 10의 동일한 이산 시간 블록(110')와 똑같다. 변수 "m" 및 "n"은 각각 16 kHz 및 8 kHz 샘플에 대한 시간 인덱스이다.
본 발명에 따른 프리코더(122') 및 프리필터(124')는 μ-로우 양자화기(130')의 입력에서 디지털 데이터 u(n)에 대응하는 소정의 배치점 y(n)이 만들어지도록 (존재하는 경우, 에코 성분 echo(n)과 조합되어) 아날로그 채널(113)을 통해 신호 z(n)을 전송하게 설계된다. 다른 말로 하면, μ-로우 양자화기(130')의 입력은 echo(n)이 있는 경우 y(n) + e(n)이고, echo(n)이 없는 경우 y(n)이다.
이후 설명될 PCM 업스트림 프리코딩 기술이나 다른 프리코딩 기술을 사용할 때, 적절하게 설계된 전송 배치점 y(n)이 없으면, 에코, 양자화, 및 디지털 손상이 존재하는 경우 디지털 PCM 모뎀(118')이 v(n)으로부터 u(n)을 정확하게 복호화하는 것은 어렵다. 에코, 양자화, 및 디지털 손상이 존재하는 경우 최소의 에러 확률로 y(n) (결국은 v(n)으로부터 u(n))이 복호화될 수 있게 하도록 y(n)에 대한 전송 배치를 설계하는 방법은 진행중인 출원 CX097028에서 설명된다.
진행중인 출원 CX097028에서 설명된 바와 같이, 소정의 연결에서는 연결선 조건에 따라, 각 RBS (robbed bit signalling) 시간 슬롯에 대한 전송 배치가 선택된다. 한 예로, 도 12에는 전송 배치(140)가 도시된다. 이 배치는 -39 내지 39 범위에 있는 10개의 배치점 y0- y9을 포함한다. 배치점 y(n)이 반드시 G.711 μ-로우 레벨이 되는 것은 아님을 주목하여야 한다.
배치점 y(n)은 전송되는 디지털 데이터 u(n)에 대응한다. 다른 말로 하면, 각 배치점은 데이터 비트의 그룹을 나타내고, 각 배치점으로 나타내지는 데이터 비트의 수는 배치내의 점의 수 (또한 이후 설명될 동일 클래스의 수)에 의존한다. 배치내에 더 많은 점이 있을수록, 나타내질 수 있는 데이터의 비트는 더 많아진다. 도 12에 도시된 바와 같이, 디지털 데이터 u(n)는 예를 들면, 00, 01, 10, 및 11에 대응하는 4개의 비트 그룹 0, 1, 2, 및 3으로 분할된다. 그래서, 본 예에서는 전송되는 각 배치점이 두 비트를 나타내고, 배치점이 8 k/sec로 전송되므로, 데이터 비율은 16 kbps이다. 이는 간략화된 예이고 데이터는 셀 맵핑이나 모듈러스 변환과 같이, 비트를 동일 클래스로 맵핑할 수 있는 맵핑 구조를 사용하여 u(n)으로 맵핑될 수 있음을 이해하여야 한다.
본 발명에 따라, 배치점은 동일 클래스로 그룹화된다. 동일 클래스는 전형적으로 전송되는 디지털 데이터나 비트의 그룹을 나타내는 둘 이상의 배치점의 세트이다. 배치(140)에서는 배치점 y0(-60), y4(-6), 및 y8(45)가 u(n) = 0에 대한 동일 클래스를 형성하는 것으로 도시된다. 배치점 y1(-45), y5(6), 및 y9(60)은 u(n) = 1에 대한 동일 클래스를 형성하고, 배치점 y2(-31) 및 y6(18)은 u(n) = 2에 대한 동일 클래스를 형성한다. 마지막으로, 배치점 y3(-18) 및 y7(31)은 u(n) = 3에 대한 동일 클래스를 형성한다.
동일 클래스 선택은 일반적으로 다음과 같이 이루어진다. M개 점을 갖는 배치는 오름 (또는 내림) 순서에서 y0, y1, ..., yM-1로 표시된다. u(n)이 U값, 예를 들어 상기의 예에서와 같이 U = 4를 갖는다고 가정하면, u(n) = u에 대한 동일 클래스는 모든 yk를 포함하고, k 모듈로 (modulo) U는 u이다. 예를 들면, 도 11에서, u(n) = 0에 대한 동일 클래스는 y0, yU, y2U이고, 여기서 U = 4이다. 각 동일 클래스는 같은 수의 배치점을 갖도록 요구되지 않음을 주목한다.
u(n)에 대한 지지 데이터 레벨의 수는 다음의 두 조건을 만족하도록 선택되어야 한다: 1) y(n)에 대한 배치점의 수와 u(n)에 대한 지지 데이터 레벨의 수 사이의 비율로 정의되는 확장 비율, 즉 M/U; 2) TX 전력 제한.
확장 비율은 안정된 동작을 보장하기에 충분하게 커야 한다. 확장 비율의 크기는 채널 특성에 의존한다. 음성 대역 모뎀 응용에서는 f = 0에 적어도 하나의 스펙트럼 널이 있다. 그러므로, 시스템을 안정되게 만들기 위해서는 M/U ≥ 2의 확장 비율을 가져야 한다. 실질적으로, 안정성을 보장하기 위해서는 채널의 질이 채널 응답 c(n)으로부터 결정되고, 그에 따라 최소 확장 비율이 설정되어야 한다. 예를 들면, 채널의 질로서 C (f = 4 kHz), 4 kHz (2 kHz와 같이 다른 주파수에 대해)에서의 채널 주파수 응답을 사용할 수 있고, 그 질에 의존하여 최소 확장 비율을 설정한다. C(f = 4 kHz) ≒ C(f = 2 kHz)이면, M/U ≥ 2.0을 설정한다. C(f = 4 kHz)가 더 작아짐에 따라, 확장 비율은 증가되어야 한다.
이후 설명될 바와 같이, 프리코더(122')는 전송될 데이터 u(n)에 대한 동일 클래스로부터 적절한 배치점 yk을 선택하고, 선택된 배치점을 μ-로우 양자화기(130')의 입력에서 생성하게 되는 x(n)의 값을 결정한다.
이제는 프리코딩 구조, 즉 프리코더(122') 및 프리필터(124')의 설계가 다음과 같이 설명된다. 아날로그 채널(113')의 특성으로부터, 본 발명의 양수인에게 지정되고 여기서 전체적으로 참고로 포함되는 진행중인 출원 통신 네트워크에서 PCM 업스트림 디지털 손상을 검출하는 디바이스 및 방법 (Device and Method for Detecting PCM Upstream Digital Impairments in a Communication Network)명의 CX097029에서 설명된 바와 같이 디지털 PCM 모뎀(118')에 의해 결정되는 c(n) (n = 0, 1, ..., Nc-1), 최적 타켓 응답 p(n) (n = 0, 1, ..., Np-1), 및 대응하는 프리필터 g(n) (n = -Δ, -Δ+1, ..., -Δ+Ng-1, 여기서 Δ는 결정 지연)이 도 10에 도시된 바와 같이 결정된다. 이 문제는 DFE (decision feedback equalizer)에 대해 최적의 피드포워드 (feedforward) 및 피드백 (feedback) 필터를 결정하는 것과 유사하다. 프리필터는 DFE의 피드포워드 필터에 대응하고, 타켓 응답은 DFE의 피드백 필터에 대응한다. N.Al-Dhahir의 "지연 최적 유한 길이 MMSE-DFE의 효율적인 계산 (Efficient Computation of the Delay Optimized Finite Length MMSE-DFE)", IEEE Transactions On Signal Processing, vol. 44, no. 5, 1996년 5월, pp. 1288-1292를 참고한다. 바람직하게, 타켓 응답 p(n)과 필터 g(n)는 아날로그 모뎀에서 결정되지만, 이들은 디지털 모뎀에서 결정되어 아날로그 모뎀으로 전송될 수 있다.
프리필터 g(n) (n = -Δ, -Δ+1, ..., -Δ+Ng-1) 및 타켓 응답 p(n) (n = 0, 1, ..., Np-1) (여기서, p(0) = 1)은 다음과 같이 비용 함수 ζ를 최소화함으로서 소정의 c(n)으로 유도될 수 있다:
첫번째 항은 작은 심볼간 간섭 (small intersymbol interference, ISI)을 보장한다. 즉, 디지털 PCM 모뎀(118')의 수신기는 프리코더(122')가 부호화하려 했던 것을 수신하고, 두번째 항은 운송 (TX) 전력이 유한하고 작게 유지되도록 한다. α는 응용에 의존하여 선택되어야 하는 상수항이다. α가 커질수록, TX 전력이 더 낮이지지만, ISI가 희생된다. 더 작은 α는 TX 전력을 희생시켜 더 작은 ISI를 제공하게 된다. 그러므로, α는 소정의 응용에서 ISI 및 TX 전력에 대해 바라는 것에 의존하여 선택되어야 한다. 한 예로, α는 시스템의 신호 대 잡음비 (SNR)가 되도록 선택될 수 있어, σn 2/E(x2) 또는 채널 에너지에 의해 표준화된 SNR, 즉 SNR/∥c∥2이 된다. E(x2)로는 업스트림 전송에 대한 전력 제한인 -9 dBm을 사용할 수 있다. 이러한 최소화 문제점은 DFE 탭 (tab) 초기화 문제점과 똑같다. σn 2는 진행중인 출원 CX097028에서 설명된 바와 같이 결정될 수 있다.
아날로그 채널 c(n)이 시간 불변이면, 초기에 결정된 p(n) 및 g(n)이 항상 사용될 수 있다. 그러나, 실제로 c(n)은 매우 느리게 변하더라도 시간에 따라 변한다. 그러므로, 일부 종류의 적응 구조가 필요하다. 이를 실행하는 한가지 방법은 성능을 모니터하고 성능이 나빠지는 경우 재조정하는 것이다. 즉, 디지털 모뎀(118')에서 c(n)을 재평가하고 새로운 c(n)을 다시 아날로그 모뎀(112')으로 전달하여 g(n) 및 p(n)을 재계산하는 것이다. 또 다른 방법은 진행중인 출원 CX097029에서 설명된 바와 같이, 아날로그 채널 에러 신호 error(n)를 다운스트림 데이터 전송을 통해 디지털 모뎀(118')에서 아날로그 모뎀(112')으로 피드백시키고, 그 에러 신호를 p(n) 및 g(n)을 적응시키는데 사용하는 것이다.
일단 타켓 응답 p(n)이 결정되면, 프리코더(122')는 실시될 수 있다. 상기에 설명된 바와 같이, 도 10의 양자화기(130')로의 입력에서 u(n)의 동일 클래스내의 점들 중 하나인 배치점 y(n)을 만들도록 x(n)을 전송함으로서 데이터 u(n)을 전달할 수 있다. u(n)의 동일 클래스로부터 어느 배치점이 u(n)을 나타내는데 사용되는가는 언제나 송신기(120')의 TX 전력을 최소화하도록 선택된다. 송신기(120')의 TX 전력은 z(n) (또는 일부 다른 메트릭)의 전력이다. 실제로 z(n)의 전력을 최소화하는 것이 어려우므로, 그 대신에 z(n)을 최소화하는 것의 가까운 근사치인 x(n)의 전력이 최소화된다.
다음은 x(n), y(n), 및 p(n) 사이의 공지된 관계이다:
여기서, "*"는 콘볼루션 (convolution)을 나타낸다. 그 관계는 다음과 같이 표시될 수 있다:
p(0)이 1로 설계되므로, 수학식 6은 다음과 같이 간략화될 수 있다:
또한, p(n) 및 x(n)의 과거값이 공지되므로, 송신기(120')의 TX 전력을 최소화하기 위해 x2(n)을 최소화하도록 소정의 u(n)의 등급 클래스내의 배치점 중에서 적절한 y(n)이 선택된다.
또는, y(n)을 선택하는데 예견력 (lookahead) (즉, 결정 지연)이 제시될 수 있다. 즉, u(n-Δ)에 대한 동일 클래스의 세트로부터 ｜x(n-Δ)｜2+ ｜x(n-Δ+1)｜2+ ... + ｜x(n)｜2을 최소화하도록 y(n-Δ)가 선택될 수 있고, 여기서:
이고, j = 0, 1, ..., Δ이고, 또한 y(n-j)는 u(n-j) (j = 0, 1, ..., Δ-1)의 동일 클래스 세트로부터 선택된다.
프리코더(122')는 도 13에 도시된 바와 같이 본 발명에 따라 실시될 수 있다. 프리코더(122')는 디지털 데이터 소스로부터 들어오는 디지털 데이터 u(n)을 수신하고, 각 배치점으로 전송될 수 있는 비트의 수에 의존하여 각 비트 그룹에 대해 비트 그룹과 연관된 동일 클래스를 결정하는 맵핑 디바이스(150)를 포함한다. 맵핑 디바이스(150)는 동일 클래스를 형성하는 배치점 yk을 TX 신호/배치점 선택기(152)에 출력하고, TX 신호/배치점 선택기(152)는 동일 클래스로부터 배치점 yk을 선택하여 계산 디바이스(154)로부터의 입력을 근거로 전송 신호 x(n)을 결정한다.
필터 디바이스(154)는 전송 신호 x(n)를 수신하여 상기 수학식 7의 합산항 (또는 RFS (running filter sum))을 계산한다. RFS의 값을 근거로, TX 신호/배치점 선택기(152)는 수학식 7의 x(n)이 0의 값에 가장 가깝게 하는 동일 클래스내의 배치점을 선택하고, 계산된 RFS 및 선택된 배치점으로부터 x(n)의 값을 계산한다. 계산된 전송 신호 x(n)는 이어서 프리필터(124')로 제공되고, 여기서 x(n)은 도 10의 아날로그 채널(113')을 통해 전송되는 신호 z(n)를 형성하도록 필터 처리된다.
도 10의 송신기(120')에서 TX 전력을 FCC 규정내에 유지시키도록 이를 제한하기 위해서는 그에 따라 u(n)에 대한 동일 클래스가 설계되어야 한다. 소정의 수의 배치점을 갖는 배치에서, 더 많은 데이터를 전달하기 원하면, 데이터 그룹 u(n)이 더 많아지므로, u(n)에 대한 동일 클래스가 요구된다. 그 결과로, 배치점은 더 멀어지고 더 많은 전송 전력을 요구하게 된다. 이는 이후 설명되는 바와 같이 x2(n)을 최소화하도록 수학식 7에 따라 y(n)이 선택되기 때문이다. 그러므로, 동일 클래스내의 배치점이 더 떨어져 위치하면, x2(n)이 커질 가능성이 더 크다. 그래서, TX 전력을 줄이기 위해, 비율을 희생하여 u(n)의 동일 클래스를 더 가깝게 만들 수 있다. 이는 도 14A 및 도 14B에 도시된다.
도 14A 및 도 14B에서, 도 14A의 배치(156) 및 도 14B의 배치(158)는 모두 똑같은 수의 배치점을 갖는다; 그러나, 배치(156)는 3개의 동일 클래스 u(n) = 0, 1, 및 2만을 갖는 반면, 배치(158)는 5개의 동일 클래스 u(n) = 0, 1, 2, 3, 및 4를 갖는다. 배치(158)를 사용하는 것은 배치(156) 보다 더 큰 TX 전력을 요구하지만, 이는 더 높은 데이터 비율로 전송할 수 있다.
U가 u(n)을 지지하길 원하는 점의 수일 때, 대략적인 TX 전력 (z(n)의 전력)은 다음과 같이 계산될 수 있다:
여기서, ｜g(n)｜2는 프리필터의 에너지이고, dist(u(n)=i)는 동일 점내의 점들 사이에서 최소 거리이다. 예를 들면, 도 12에서, dist(u(n)=0) = ｜-6-(-60)｜ = 54이다. 전력 제한을 만족시키는 값을 찾기 위해서는 수개의 U값이 시도되어야 한다. 또한, 이는 각 시간 슬롯에 대해 행해져야 함을 주목한다.
본 발명에 따른 전송 배치 선택 및 동일 클래스 선택은 다음과 같이 요약될 수 있다:
1) 진행중인 출원 CX097028에서 설명된 바와 같이, 디지털 손상을 구하고, 잡음 분산 σn 2및 에코 분산 σe 2을 계산한다;
2) 진행중인 출원 CX 097028에서 또한 설명된 바와 같이, σe 2, σn 2, 및 디지털 손상으로부터, 각 시간 슬롯에 대해 y(n)의 적절한 배치를 선택한다; 또한
3) 각 시간 슬롯에 대해, 안정된 동작을 보장하도록 TX 전력 제한 및 최소 확장 비율을 만족시키면서 u(n)에 지지될 수 있는 점의 수를 찾는다. 이 U로부터, y(n)의 배치 및 u(n)의 동일 클래스가 결정될 수 있다.
1차원 배치를 사용하는 상기의 프로코딩 기술은 u(n)의 동일 클래스 정의를 확장시킴으로서 다차원의 배치로 확장될 수 있다. 다음의 참고 문헌은 다차원 배치를 사용하는 다양한 다운스트림 프리코딩 기술을 설명한다: Eyuboglu, Vedat; "PCM 모뎀에 대해 일반화된 스펙트럼 정형화 (Generalized Spectral Shaping for PCM Modems)", Telecommunications Industry Association, TR30.1 Meeting, Norcross, Georgia, 1997년 4월 9-11일, 페이지 1-5; Eyuboglu, Vedat; "콘볼루션 스펙트럼 정형화 (Convolutional Spectral Shaping)", Telecommunications Industry Association, TR30.1 Meeting, Norcross, Georgia, 1997년 4월 9-11일; Eyuboglu, Vedat; "콘볼루션 스펙트럼 정형화에 대한 상세 내용 (More on Convolutional Spectral Shaping)", ITU Telecommunications Standardization Sector 009, V.pcm Rapporteur Meeting, La Jolla, CA, 1997년 5월 5-7일; Eyuboglu, Vedat; "콘볼루션 스펙트럼 정형화에 대한 드래프트 텍스트 (Draft Text for Convolutional Spectral Shaping)", ITU-T SG 16 Q23 Rapporteur Meeting, 1997년 9월 2-11일, Sun River, Oregon; Eyuboglu, Vedat; "CSS와 최대 반전의 비교 (Comparison of CSS and Maximum Inversion)", Telecommunications Industry Association, TR30.1 Meeting on PCM Modems, Galveston, Texas, 1997년 10월 14-16일; 및 Eyuboglu, Vedat; "콘볼루션 스펙트럼 정형화에 대한 드래프트 텍스트 (Draft Text for Convolutional Spectral Shaping)", Telecommunications Industry Association, TR30.1 Meeting Galveston, Texas, 1997년 10월 14-16일.
또한, 상기에 설명된 예는 비코드화 시스템에 대한 것이다. 그러나, 그 원리는 코드화 시스템, 예를 들면 격자 코드화 시스템 (trellis coded system)에 쉽게 적용될 수 있다. 이 경우에 차이점은 단지 동일 클래스가 서브세트로 더 분할되어 격자 코드를 구성하는데 사용된다는 점이다.
일반화된 PCM 프리코딩
상기에 설명된 PCM 업스트림 프로코딩 기술 (즉, 도 10의 아날로그 PCM 모뎀(112')에서 디지털 PCM 모뎀(118)으로)은 도 15에 도시된 바와 같이 아날로그 PCM 모뎀 대 아날로그 PCM 모뎀 연결에 적용될 수 있다. 시스템(160)은 아날로그 루프나 채널(164)을 통해 CO(166)에 연결된 아날로그 PCM 모뎀(162)을 포함한다. CO(166)는 디지털 네트워크(168)로 상호연결된다. 유사하게, 아날로그 PCM 모뎀(174)은 아날로그 루프나 채널(172)을 통해 CO(170)에 연결된다. CO(170)는 디지털 네트워크(168)에 연결된다.
도 16의 블록도(180)는 본 발명에 따른 아날로그 PCM 모뎀 대 아날로그 PCM 모뎀 연결을 도시한다. 블록도(180)에는 아날로그 채널(184)에 상호연결된 아날로그 PCM 모뎀(182)이 포함된다. 아날로그 PCM 모뎀(182)은 프리코더(202), 프리필터(204), 및 디지털 대 아날로그 변환기(D/A)(206)를 갖춘 송신기(200)를 포함한다. 프리코더(202)는 디지털 데이터 u(n)을 수신하고, 프리코딩된 디지털 데이터 x(n)을 출력한다. 프리코딩된 디지털 데이터는 프리필터(204)에 의해 필터 처리되어 D/A(206)에 제공되는 신호 z(n)를 형성한다. D/A(206)는 필터 처리된 신호 z(n)을 아날로그 형태로 변환하고, 채널 특성 c(t)를 갖는 아날로그 채널(84)을 통해 아날로그 신호 z(t)를 전송한다.
아날로그 채널은 전송된 신호 z(t)를 수정하여 신호 y(t)를 형성한다. 신호 y(t)는 이어서 y(t)에 부가되는 PCM 에코 echo(t)(208)를 만나 신호 r(t)를 만든다. 신호 r(t)는 중앙 사무국(CO)(186)의 μ-로우 (미국을 제외한 일부 나라에서는 A-로우) 양자화기(210)에 의해 수신되어 μ-로우에 따라 양자화된다. 국제 전기통신 연합, 추천 G.711, 음성 주파수의 펄스 코드 변조(PCM), 1972년을 참고한다.
양자화된 옥텟 (디지털값) q(n)은 8 kHz의 주파수로 디지털 네트워크(188)를 통해 전송되고, 여기서 이들은 이후 논의될 바와 같이 다양한 디지털 손상에 의해 영향을 받을 수 있다. 영향을 받았을 가능성이 있는 옥텟 v(n)은 CO(190)에 의해 수신되고, 옥텟 v(n)은 아날로그 채널(192)을 통한 전송을 위해 μ-로우 D/A(212)에 의해 아날로그 레벨로 변환된다. 레벨은 그 레벨을 데이터 u(n)으로 변환하는 아날로그 PCM 모뎀(194)에 의해 수신된다.
일단 D/A(206) 및 D/A(210)의 클럭 f1 내지 f2가 동기화되면, 블록도(180)는 도 17의 이산 시간 블록도(180')로 모델링될 수 있다. 아날로그 PCM 모뎀은 종래 기술에 공지된 바와 같이 다운스트림 PCM 모뎀 작업과 똑같은 방식으로 g(n)으로부터 v(n)을 구하도록 등화를 실행한다. 이어서, v(n)으로부터 y(n)을 복호화하기 위한 PCM 업스트림 복호화 알고리즘이 시작된다.
상기는 단지 아날로그 PCM 모뎀(182')에서 아날로그 PCM(194')으로의 전송만을 설명한다; 그러나, 똑같은 방식으로 다른 방향의 전송이 이루어질 수 있다. 상기에 설명된 PCM 업스트림 프리코딩 기술 (즉, 도 10의 아날로그 PCM 모뎀(112')에서 디지털 PCM 모뎀(118)으로)은 도 15 내지 도 17에 도시된 바와 같이 아날로그 PCM 모뎀 대 아날로그 PCM 모뎀 연결에 직접 적용될 수 있다.
본 발명은 컴퓨터 디스크나 메모리 칩과 같이, 컴퓨터 사용가능 매체에 저장될 수 있는 소프트웨어 및/또는 펌웨어 (firmware)로 실현될 수 있음을 주목하여야 한다. 본 발명은 또한 예를 들어 인터넷을 통해 전기적으로 전송되는 소프트웨어/펌웨어로 본 발명이 실현될 때와 같이, 반송파 (carrier wave)로 실현되는 컴퓨터 데이터 신호의 형태를 취할 수 있다.
본 발명은 그 의도나 기본적인 특성에서 벗어나지 않고 다른 특정 형태로 실현될 수 있다. 설명되는 실시예는 모든 면에서 단지 설명되는 것이지 제한되는 것으로 생각되지 말아야 한다. 그러므로, 본 발명의 범위는 상기 설명 보다는 첨부된 청구항에 의해 나타내진다. 청구항의 의미내에 있고 그와 동일한 것의 범위내에 있는 모든 변화는 그 범위내에 포함되어야 한다.

Claims (31)

  1. 아날로그 채널을 통해 양자화 디바이스에 전송되는 아날로그 레벨의 시퀀스를 프리코딩 (precoding)하는 송신기에 있어서,
    상기 아날로그 채널이 상기 전송된 아날로그 레벨을 수정하고,
    상기 송신기는
    전송될 데이터 비트를 하나 이상의 배치점 (constellation point)을 포함하는 동일 클래스 (equivalence class)의 시퀀스로 맵핑 (mapping)하는 맵핑 디바이스; 및
    상기 맵핑 디바이스에 상호연결되어, 전송될 데이터 비트를 나타내도록 각각의 동일 클래스에서 배치점을 선택하고, 선택된 배치점을 상기 양자화 디바이스의 입력에서 생성하는 레벨을 전송하는 배치점 선택기
    를 포함하는 송신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 배치점 선택기에 동작가능하게 연결되어, 앞서 전송된 레벨을 입력에서 수신하고 그 출력을 상기 배치점 선택기에 제공하는 필터 디바이스
    를 더 포함하는 송신기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 배치점 선택기는 상기 필터 디바이스의 출력을 근거로 각 동일 클래스로부터 배치점을 선택하는 송신기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 배치점 선택기에 의해 전송되는 레벨을 필터 처리하도록 소정의 필터 응답 g(n)을 갖는 프리필터 (prefilter)
    를 더 포함하는 송신기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 필터 디바이스의 응답은
    이고, 여기서 p(i)는 타켓 응답이고, x(n-i)는 앞서 전송된 레벨을 나타내는 송신기.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 타켓 응답 p(n)과 상기 프리필터 응답 g(n)은 상기 아날로그 채널의 소정의 응답 c(n)으로부터 유도되는 송신기.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 배치점 선택기는 다음의 함수에 따라 레벨 x(n)을 전송하고,
    여기서 y(n)은 배치점인 송신기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 배치점 선택기는 x(n)에 대해 가장 작은 값을 만드는 배치점 y(n)을 선택함으로서 상기 송신기의 전송 전력을 최소화하는 각 동일 클래스내의 배치점을 선택하는 송신기.
  9. 아날로그 채널을 통해 양자화 디바이스에 아날로그 레벨의 프리코딩된 시퀀스를 전송하는 방법에 있어서,
    상기 아날로그 채널이 상기 전송된 아날로그 레벨을 수정하고,
    상기 방법은
    전송될 데이터 비트를 하나 이상의 배치점을 포함하는 동일 클래스의 시퀀스로 맵핑하는 단계;
    전송될 데이터 비트를 나타내도록 각 동일 클래스에서 배치점을 선택하는 단계; 및
    선택된 배치점을 상기 양자화 디바이스의 입력에서 생성하는 레벨을 전송하는 단계
    를 포함하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    배치점을 선택하는 상기 단계는, 앞서 선택된 배치점을 필터 디바이스로 필터 처리하고, 상기 필터 디바이스의 출력을 근거로 배치점을 선택하는 단계를 포함하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    전송된 레벨을 소정의 필터 응답 g(n)을 갖는 프리필터로 필터 처리하는 단계를 더 포함하는 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 필터 디바이스의 응답은
    이고, 여기서 p(i)는 타켓 응답이고, x(n-i)는 앞서 전송된 레벨을 나타내는 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 타켓 응답 p(n)과 상기 프리필터 응답 g(n)은 상기 아날로그 채널의 소정의 응답 c(n)으로부터 유도되는 방법.
  14. 제12항에 있어서,
    전송하는 상기 단계는 다음의 함수에 따라 레벨 x(n)을 전송하는 단계를 포함하고,
    여기서 y(n)은 배치점인 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    선택하는 상기 단계는 x(n)에 대해 가장 작은 값을 만드는 배치점 y(n)을 선택함으로서 상기 송신기의 전송 전력을 최소화하는 각 동일 클래스내의 배치점을 선택하는 단계를 포함하는 방법.
  16. 아날로그 채널을 통해 양자화 디바이스에 아날로그 레벨의 프리코딩된 시퀀스를 전송하기 위한 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 갖는 컴퓨터 사용가능 매체에 있어서,
    상기 아날로그 채널이 상기 전송된 아날로그 레벨을 수정하고,
    상기 매체는
    전송될 데이터 비트를 하나 이상의 배치점을 포함하는 동일 클래스의 시퀀스로 맵핑하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단;
    전송될 데이터 비트를 나타내도록 각각의 동일 클래스에서 배치점을 선택하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단; 및
    선택된 배치점을 상기 양자화 디바이스의 입력에서 생성하는 레벨을 전송하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단
    을 포함하는 컴퓨터 사용가능 매체.
  17. 제16항에 있어서,
    배치점을 선택하는 상기 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단은 앞서 선택된 배치점을 필터 디바이스로 필터 처리하고, 상기 필터 디바이스의 출력을 근거로 배치점을 선택하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 사용가능 매체.
  18. 제17항에 있어서,
    전송된 레벨을 소정의 필터 응답 g(n)을 갖는 프리필터로 필터 처리하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 더 포함하는 컴퓨터 사용가능 매체.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 필터 디바이스의 응답은
    이고, 여기서 p(i)는 타켓 응답이고, x(n-i)는 앞서 전송된 레벨을 나타내는 컴퓨터 사용가능 매체.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 타켓 응답 p(n)과 상기 프리필터 응답 g(n)을 상기 아날로그 채널의 소정의 응답 c(n)으로부터 유도하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 더 포함하는 컴퓨터 사용가능 매체.
  21. 제19항에 있어서,
    전송하는 상기 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단은 다음의 함수에 따라 레벨 x(n)을 전송하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 포함하고,
    여기서 y(n)은 배치점인 컴퓨터 사용가능 매체.
  22. 제21항에 있어서,
    선택하는 상기 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단은 x(n)에 대해 가장 작은 값을 만드는 배치점 y(n)을 선택함으로서 상기 송신기의 전송 전력을 최소화하는 각 동일 클래스내의 배치점을 선택하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 사용가능 매체.
  23. 반송파 (carrier wave)에 구현된 컴퓨터 데이타 신호에 있어서,
    아날로그 채널을 통해 양자화 디바이스에 아날로그 레벨의 프리코딩된 시퀀스를 전송하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단이 상기 컴퓨터 데이타 신호에 구현되고, 상기 아날로그 채널이 전송된 아날로그 레벨을 수정하며,
    상기 컴퓨터 데이타 신호는
    전송될 데이터 비트를 하나 이상의 배치점을 포함하는 동일 클래스의 시퀀스로 맵핑하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단;
    전송될 데이터 비트를 나타내도록 각 동일 클래스에서 배치점을 선택하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단; 및
    선택된 배치점을 상기 양자화 디바이스의 입력에서 생성하는 레벨을 전송하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단
    을 포함하는 컴퓨터 데이터 신호.
  24. 제23항에 있어서,
    배치점을 선택하는 상기 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단은 앞서 선택된 배치점을 필터 디바이스로 필터 처리하고, 상기 필터 디바이스의 출력을 근거로 배치점을 선택하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 데이터 신호.
  25. 제24항에 있어서,
    전송된 레벨을 소정의 필터 응답 g(n)을 갖는 프리필터로 필터 처리하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 더 포함하는 컴퓨터 데이터 신호.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 필터 디바이스의 응답은
    이고, 여기서 p(i)는 타켓 응답이고, x(n-i)는 앞서 전송된 레벨을 나타내는 컴퓨터 데이터 신호.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 타켓 응답 p(n)과 상기 프리필터 응답 g(n)을 상기 아날로그 채널의 소정의 응답 c(n)으로부터 유도하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 더 포함하는 컴퓨터 데이터 신호.
  28. 제26항에 있어서,
    전송하는 상기 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단은 다음의 함수에 따라 레벨 x(n)을 전송하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 포함하고,
    여기서 y(n)은 배치점인 컴퓨터 데이터 신호.
  29. 제28항에 있어서,
    선택하는 상기 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단은 x(n)에 대해 가장 작은 값을 만드는 배치점 y(n)을 선택함으로서 상기 송신기의 전송 전력을 최소화하는 각 동일 클래스내의 배치점을 선택하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 데이터 신호.
  30. 디지털 펄스 코드 변조 (pulse code modulation, PCM) 모뎀으로의 업스트림 (upstream) PCM 데이터 전송에 적응된 아날로그 PCM 모뎀에서, 아날로그 채널을 통해 양자화 디바이스에 전송되는 아날로그 레벨의 시퀀스를 프리코딩하는 송신기에 있어서,
    상기 아날로그 채널이 전송된 아날로그 레벨을 수정하고,
    상기 송신기는
    전송될 데이터 비트를 하나 이상의 배치점을 포함하는 동일 클래스의 시퀀스로 맵핑하는 맵핑 디바이스; 및
    상기 맵핑 디바이스에 상호연결되어, 전송될 데이터 비트를 나타내도록 각 동일 클래스에서 배치점을 선택하고, 선택된 배치점을 상기 양자화 디바이스의 입력에서 생성하는 아날로그 레벨을 전송하는 배치점 선택기
    를 포함하는 송신기.
  31. 다른 아날로그 PCM 모뎀으로의 PCM 데이터 전송에 적응된 아날로그 PCM 모뎀에서, 아날로그 채널을 통해 양자화 디바이스에 전송되는 아날로그 레벨의 시퀀스를 프리코딩하는 송신기에 있어서,
    상기 아날로그 채널이 전송된 아날로그 레벨을 수정하고,
    상기 송신기는
    전송될 데이터 비트를 하나 이상의 배치점을 포함하는 동일 클래스의 시퀀스로 맵핑하는 맵핑 디바이스; 및
    상기 맵핑 디바이스에 상호연결되어, 전송될 데이터 비트를 나타내도록 각 동일 클래스에서 배치점을 선택하고, 선택된 배치점을 상기 양자화 디바이스의 입력에서 생성하는 아날로그 레벨을 전송하는 배치점 선택기
    를 포함하는 송신기.
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