KR20010006101A - System and method for spectrally shaping transmitted data signals - Google Patents

Abstract

시스템은 프레임 당 소정 수의 부호화된 심볼로 인코드된 디지털 정보 비트를 송신기(40)로부터 망(46)을 통해 수신기로 송신하는데, 송신된 신호 심볼은 원하는 스펙트럼 형태를 가지고, 디지털 정보 비트는 프레임 당 제1의 미리 정해진 수의 크기 정보 비트 및 제2의 미리 정해진 수의 부호 정보 비트로 분할된다. 이 송신기는 크기 정보 비트를 소정 수의 심볼에 대응시키는 크기 대응 장치(50), 및 부호 정보 비트를 프레임 당 소정 수의 인코드된 심볼 부호 비트로 인코드하는 부호 비트 인코더(52), 및 프레임 당 소정 수의 송신된 부호화된 심볼을 형성하기 위해 크기 대응 장치 및 부호 비트 인코더에 응답하여 심볼 크기 및 인코드된 심볼 부호 비트를 조합하는 신호점 선택기(54)를 포함한한다.The system transmits digital information bits encoded with a predetermined number of encoded symbols per frame from the transmitter 40 to the receiver via the network 46, wherein the transmitted signal symbols have the desired spectral form, and the digital information bits are framed. The first predetermined number of size information bits per second and the second predetermined number of sign information bits. The transmitter includes a size correspondence device 50 for mapping the size information bits to a predetermined number of symbols, a code bit encoder 52 for encoding the code information bits with a predetermined number of encoded symbol code bits per frame, and per frame. And a signal point selector 54 that combines the symbol size and the encoded symbol sign bits in response to the magnitude matching device and the sign bit encoder to form a predetermined number of transmitted encoded symbols.

Description

송신된 데이터 신호를 스펙트럼적으로 성형하기 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR SPECTRALLY SHAPING TRANSMITTED DATA SIGNALS}SYSTEM AND METHOD FOR SPECTRALLY SHAPING TRANSMITTED DATA SIGNALS

[본 출원의 관련 출원][Related application of this application]

본 출원은 본 출원과 동일한 양도인에 의해 출원된 다음 U.S 특허 출원, 1997년 4월 8일자로 "출원된 Generalized Spectral Shaping"이란 명칭의 U.S 가출원 No. 60/042,826 [발명자 : M. Vedat Eyuboglu, Pierre A. Humblet, Daeyoung Kim 및 David Tung]의 관련 출원이다.This application is a U.S Provisional Application No. entitled "Generalized Spectral Shaping," filed April 8, 1997, filed by the same assignee as the present application. 60 / 042,826 [Inventor: M. Vedat Eyuboglu, Pierre A. Humblet, Daeyoung Kim and David Tung].

본 출원은 상기 출원에 기초하며, 1996년 11월 13일자로 출원된 "Device, System and Method for Spectrally shaping Transmitted Data Signals"란 명칭의 U.S 특허 출원 No. 08/747,840 [발명자 : M. Vadat Eyuboglu 및 Pierre A. Humblet] ; 및This application is based on the above application, the U.S Patent Application No. No. "Device, System and Method for Spectrally shaping Transmitted Data Signals" filed November 13, 1996. 08 / 747,840 [inventors: M. Vadat Eyuboglu and Pierre A. Humblet]; And

1997년 11월 29자로 출원된 "Device and Method for Precoding Data Signals"이란 명칭의 U.S 특허 출원, 대리인 도켓 No. CX096044P04 [발명자 : M. Vedat Eyuboglu, Pierre A. Humblet, 및 Daeyoung Kim]에 의해 우선권 주장되었다.U.S patent application entitled "Device and Method for Precoding Data Signals" filed Nov. 29, 1997, Representative Dock No. Priority was claimed by CX096044P04 [Inventors: M. Vedat Eyuboglu, Pierre A. Humblet, and Daeyoung Kim].

공중 교환 전화망(public switched telephone network: PSTN)은 디지털 기간망 및 말단 사용자를 이 기간망에 연결하는 아날로그 로컬 루프를 포함한다. 대개의 전화 호에서, 로컬 사용자에 의해 전송된 아날로그 신호는 로컬 중앙전화국에서 디지털화되어 64 Kbps 비트 스트림으로 변환된다. 이 스트림은 디지털 기간망을 거쳐 전송되어 원격 중앙전화국에서 사용자에게 원격 로컬 루프를 거쳐 전송하기 위해 다시 아날로그로 변환된다. 예를 들면, V.34 모뎀인 다이얼업 모뎀은 전송을 위해 디지털 정보를 아날로그 신호로 변조하여 PSTN을 통해 통신한다. 디지털 기간으로의 입수 지점에서의 디지털 대 아날로그 변환 처리는 데이터 전송 속도를 약 30 Kbps로 한정하는 양자화 잡음을 발생시킨다.Public switched telephone networks (PSTNs) include analog local loops that connect digital backbone networks and end users to these backbone networks. In most telephone calls, the analog signal transmitted by the local user is digitized at the local central office and converted into a 64 Kbps bit stream. This stream is transmitted over a digital backbone network and converted back to analog for transmission over a remote local loop from the remote central telephone station to the user. For example, a dial-up modem, a V.34 modem, modulates digital information into an analog signal for transmission and communicates via a PSTN. The digital-to-analog conversion process at the point of entry into the digital period generates quantization noise that limits the data rate to about 30 Kbps.

예를 들면 ISDN 또는 T1을 통해 디지털 망으로 사용자가 직접 연결되어 있을 때 56 Kbps까지도 가능한 30 Kbps 보다 상당히 높은 속도에서 전송가능하게 하는 기술이 개발되었다. 나아가, 이 형태의 전송을 위한 표준화된 프로토콜, 국제 전기통신 연합(International Telecommunications Union(ITU)) 표준 V.90이 있고, 곧 승인될 것으로 여겨진다. 이 기술으로써, 랜덤 디지털 정보는 (지역에 따라) 채널 인코더를 사용하는 디지털 펄스 코드 변조(pulse code modulation: PCM) 모뎀에 의해 μ법칙 또는 A 법칙 옥테트로 인코드된다. 옥테트는 말단 사용자의 중앙전화국에 위치한 디지털 대 아날로그(D/A) 변환기에서 심볼로 바로 대응된다.(다르게 표시되어 있지 않으면, 아래의 모든 설명은 μ법칙을 따른다: A 법칙으로의 확장은 용이하다.) 대응은 평균 전력 상의 조절 제약에 따라 D/A 변환기의 255 수준의 모든 집합 또는 부분 집합을 사용한다.For example, a technology has been developed that enables transmission at speeds considerably higher than 30 Kbps, even up to 56 Kbps when the user is directly connected to the digital network via ISDN or T1. Furthermore, there is a standardized protocol for this type of transmission, the International Telecommunications Union (ITU) standard V.90, which is expected to be approved soon. With this technique, random digital information is encoded into μ-law or A-law octets by a digital pulse code modulation (PCM) modem using a channel encoder (depending on region). Octet corresponds directly to a symbol in a digital-to-analog (D / A) converter located at the end user's central telephone station (unless otherwise indicated, all descriptions below follow the law of μ: expansion to law A is easy The correspondence uses all sets or subsets of 255 levels of the D / A converter depending on the regulation constraints on the average power.

정보가 디지털 망을 통해 옥테트 형태로 전송되므로, 인코드된 데이터는 먼저 전송을 위해 초당 8000 옥테트의 속도로 옥테트로 대응된다. 그리고, 말단 사용자의 중앙전화국에서 옥테트는 D/A 변환기에서 해당 심볼로 변환된다. 생성된 8 kHz 심볼 시퀀스는 저대역 통과 필터(LPF)를 통해 통과되어 아날로그 루프를 통해 말단 사용자의 아날로그 PCM 모뎀으로 발송된다. D/A 변환기의 출력은 각각이 D/A 수준의 하나에 해당하는 진폭을 가진 임펄스의 시퀀스처럼 보일 수 있다. 아날로그 PCM 모뎀은 먼저 어떤 심볼이 전송되었는지를 검출하고, 원래 정보의 추정을 얻기 위해서 이 심볼을 역대응시켜서 원래 정보를 복원한다.Since the information is transmitted in octets over the digital network, the encoded data is first mapped to octets at a rate of 8000 octets per second for transmission. The octet is then converted to the corresponding symbol in the D / A converter at the end user's central telephone station. The generated 8 kHz symbol sequence is passed through a low pass filter (LPF) and sent through an analog loop to the end user's analog PCM modem. The output of the D / A converter may look like a sequence of impulses, each with an amplitude equal to one of the D / A levels. The analog PCM modem first detects which symbol was sent and then reverses it to recover the original information to obtain an estimate of the original information.

정보가 랜덤하게 송신될 때, D/A 변환 후 신호의 스펙트럼적 분석은 D/A 변환기에 의한 시퀀스 출력의 스펙트럼은 완전히 평편하다는 것을 나타낸다. 그러므로, 이 시퀀스가 중앙전화국에서 LPF를 통해 통과될 때, 신호의 스펙트럼은 LPF의 스펙트럼 형태를 가진다. 불행하게도, 이 스펙트럼은 시스템의 변환기를 포화상태로 구동하여 송신되고 있는 신호에 원하지 않는 비선형 왜곡을 야기할 수 있는 상당한 양의 에너지를 DC(f=0) 근처에 가진다. 이 응용에서, 이 형태의 왜곡은 허용될 수 없으므로 이를 제거해야 한다.When the information is transmitted randomly, the spectral analysis of the signal after the D / A conversion indicates that the spectrum of the sequence output by the D / A converter is completely flat. Therefore, when this sequence is passed through the LPF at the central telephone station, the spectrum of the signal has the spectral form of the LPF. Unfortunately, this spectrum has a significant amount of energy near DC (f = 0) that can drive the system's transducers to saturation and cause unwanted nonlinear distortions in the signal being transmitted. In this application, this type of distortion cannot be tolerated and must be removed.

더 일반적으로, PCM에는 D//A 변환기로부터 송신된 신호의 스펙트럼을 성형할 수 있는 기법이 요구된다. 나아가, PCM 외의 다양한 전송 기술에 적용가능한 스펙트럼적 성형 기법이 요구된다.More generally, PCM requires a technique that can shape the spectrum of the signal transmitted from the D / A converter. Furthermore, there is a need for a spectral shaping technique that is applicable to various transmission techniques other than PCM.

본 발명은 일반적으로 고속 데이터 통신에 관한 것으로, 구체적으로는 송신된 데이터 신호를 스펙트럼적으로 성형하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.FIELD OF THE INVENTION The present invention relates generally to high speed data communications, and more particularly to systems and methods for spectrally shaping transmitted data signals.

도 1은 대개의 전화 회사 중앙전화국의 단순화된 블록도.1 is a simplified block diagram of a typical telephone company central office.

도 2는 도 1의 μ법칙 대 선형 변환기로부터의 출력 y_k심볼의 주파수 스펙트럼 및 도 1의 저대역 통과 필터의 스펙트럼적 형태를 도시하는 도면.FIG. 2 shows the spectral form of the low pass filter of FIG. 1 and the frequency spectrum of the output y _k symbols from the μlaw to linear converter of FIG.

도 3은 한 스펙트럼은 DC에서 매우 급격하게 영으로 하강하고 다른 하나는 좀더 완만하게 하강하는 각각이 DC에서 널(null)인 두 주파수 스펙트럼의 일부를 도시하는 도면.3 shows a portion of two frequency spectra, each of which is null at DC, with one spectrum falling very rapidly to zero at DC and the other falling more gently.

도 4는 본 발명에 따라 형성된 중앙측 디지털 PCM 모뎀의 송신기의 개략적인 블록도.4 is a schematic block diagram of a transmitter of a central digital PCM modem formed in accordance with the present invention.

도 5는 본 발명에 따라 형성된 말단 사용자 아날로그 PCM 모뎀의 수신기의 개략적인 블록도.5 is a schematic block diagram of a receiver of an end user analog PCM modem formed in accordance with the present invention.

도 6은 도 4에 도시된 송신기의 부호 비트 인코더의 개략적인 블록도.6 is a schematic block diagram of the sign bit encoder of the transmitter shown in FIG.

도 7은 도 6에 도시된 코셋 대표 발생기의 개략적인 블록도.FIG. 7 is a schematic block diagram of the coset representative generator shown in FIG. 6. FIG.

도 8은 도 6의 심볼 부호 비트 선택기의 개략적인 블록도.8 is a schematic block diagram of the symbol sign bit selector of FIG.

도 9는 종래의 코드를 표현하는 격자도.9 is a grid diagram representing a conventional code.

도 10은 도 8에 도시된 심볼 부호 비트 선택기에 대한 일반화된 로직을 도시하는 흐름도.FIG. 10 is a flow diagram illustrating generalized logic for the symbol sign bit selector shown in FIG. 8; FIG.

도 11은 도 5에 도시된 부호 비트 디코더의 개략적인 블록도.FIG. 11 is a schematic block diagram of the sign bit decoder shown in FIG. 5; FIG.

도 12는 상향스트림 PCM 송신기에서 프리코더로서 사용된 본 발명의 개략적인 블록도.12 is a schematic block diagram of the present invention used as a precoder in an upstream PCM transmitter.

본 발명은 다양한 데이터 전송 기술에 일반적으로 적용가능한 송신된 데이터 신호를 스펙트럼적으로 성형하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다. 설명의 편의를 위해, 본 발명은 본 명세서에서 펄스 코드 변조(pulse code modulation: PCM) 전송 시스템에 대해 기술된다. 그러나, 이 분야의 숙련된 사람은 본 발명이 다른 전송 기술에도 확장될 수 있고 본 명세서에서 기술된 PCM 구현은 이 기술들에 용이하게 확장될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.The present invention relates to systems and methods for spectrally shaping transmitted data signals that are generally applicable to various data transmission techniques. For convenience of description, the present invention is described herein in terms of a pulse code modulation (PCM) transmission system. However, one of ordinary skill in the art will appreciate that the present invention can be extended to other transmission techniques and that the PCM implementation described herein can be readily extended to these techniques.

도 1 및 2는 아날로그 루프(analog loop)를 통해 말단 사용자(end user)의 아날로그 PCM 모뎀(analog PCM modem)으로 전송된 신호에 DC 근처의 에너지가 존재하는 것을 도시한다. 도 1에서, 전화 시스템의 디지털부에 직접 결합된 중앙측 디지털 PCM 모뎀(도시되지 않음)으로부터 송신된 μ법칙 옥테트(μ-law octet)를 입력(12)에서 수신하는 PSTN의 통상의 중앙 전화국(telephone central office)(10)의 일부를 도시한다. 이 옥테트는 μ법칙 대 선형 변환기(μ-law to linear converter)(14)로 공지된 디지털 대 아날로그(digital to analog: D/A) 변환기에 의해 심볼(symbol)의 시퀀스 y_k로 변환된다. 심볼의 각각은 255 μ법칙 수준의 하나에 해당한다. 이 심볼은 도선(16)을 통해 저대역 통과 필터(low pass fileter: LPF)(18)로 출력되어 이는 말단 사용자 아날로그 PCM 모뎀의 수신기로 아날로그 루프(20)를 통해 필터된 아날로그 신호 s(t)를 출력한다. 이 아날로그 신호는 수신 모뎀에 의해 복조되고 디코드되어 디지털 비트 스트림(digital bit stream)으로 출력된다. 디지털 비트 스트림은 원래 송신된 데이터의 추정이다.1 and 2 illustrate the presence of energy near DC in a signal transmitted to an analog PCM modem of an end user through an analog loop. In Fig. 1, a typical central telephone station of a PSTN that receives at input 12 μ-law octets transmitted from a central digital PCM modem (not shown) directly coupled to the digital portion of the telephone system. A part of a telephone central office 10 is shown. This octet is converted into a sequence y _k of symbols by a digital to analog (D / A) converter known as μ-law to linear converter 14. Each of the symbols corresponds to one of the 255 μL law levels. This symbol is outputted to the low pass filer (LPF) 18 via lead 16, which is filtered through an analog loop 20 to the receiver of an end user analog PCM modem. Outputs This analog signal is demodulated and decoded by the receiving modem and output as a digital bit stream. The digital bit stream is an estimate of the data originally transmitted.

μ법칙 대 선형 변환기(14)로부터의 도선(16) 상 심볼의 시퀀스 y_k는 도 2의 평편한 주파수 응답(22)을 가진다. LPF(18)의 스펙트럼적 형태(24)는 점(26)에 도시된 대로 DC(f=0) 근처에 상당한 양의 에너지를 포함한다. 시퀀스 y_k는 평편한 주파수 응답을 가지므로, 필터(18)에 의해 출력된 신호 s(t)의 스펙트럼은 필터(18)와 동일한 스펙트럼 형태(24)를 가지므로 신호 s(t)도 DC 근처에 상당한 양의 에너지를 포함한다. 상기한 바와 같이, DC 근처의 이 에너지는 이 시스템의 변환기를 포화시키는 경향이 있어서, 수신 모뎀으로 송신된 신호 s(t)에 원하지 않는 비선형 왜곡을 생성한다.The sequence y _k of the symbol on the lead 16 from the μ law to linear converter 14 has the flat frequency response 22 of FIG. 2. The spectral form 24 of the LPF 18 contains a significant amount of energy near DC (f = 0) as shown at point 26. Since sequence y _k has a flat frequency response, the spectrum of signal s (t) output by filter 18 has the same spectral form 24 as filter 18, so signal s (t) is also near DC. Contains a significant amount of energy. As mentioned above, this energy near DC tends to saturate the transducers of this system, creating unwanted nonlinear distortion in the signal s (t) transmitted to the receiving modem.

PCM과 같은 응용에서, 이 왜곡은 감소되어야 한다. 이는 DC 널(null)을 생성하기 위해 DC 근처에서 송신된 신호의 신호 에너지를 감소시켜 달성할 수 있다. 이러한 DC 널(28)은 도 3에 도시되어 있다. 현재의 기술 수준에서 공지된 바와 같이, 송신된 신호의 DC에서 스펙트럼적 널을 생성하기 위해서는 송신된 심볼 y_k의 러닝 디지털 합(running digital sum: RDS)(즉, 이전에 송신된 모든 수준의 대수학적 합)은 영 근처로 유지되어야 한다. DC 널(28) 근처의 스펙트럼 형태는 상대적으로 작은 기울기의 스펙트럼(30)에서 DC에서 매우 급격하게 하강하는 스펙트럼(32)으로 변화할 수 있다. 널의 첨예 정도는 RDS가 얼마나 엄격하게 제어되는지에 의존한다.In applications like PCM, this distortion should be reduced. This can be accomplished by reducing the signal energy of the signal transmitted near the DC to produce a DC null. This DC null 28 is shown in FIG. 3. As is known in the state of the art, a running digital sum (RDS) of the transmitted symbol y _k (i.e., all levels of previously transmitted) is needed to generate a spectral null at the DC of the transmitted signal. Mathematical sum) must remain near zero. The spectral shape near the DC null 28 may change from a relatively small slope spectrum 30 to a very rapidly descending spectrum 32 at DC. The sharpness of the null depends on how tightly the RDS is controlled.

아래에 기술된 바와 같이, 본 발명은 RDS를 영 근처로 유지하는 방식으로 전송되고 있는 디지털 데이터를 인코드한다. 이는 DC에서 스펙트럼적 널을 생성하여 변환기 포화에 의해 야기되는 비선형 왜곡을 감소시킨다. 더 일반적으로, 본 발명은 송신된 신호의 스펙트럼을 성형하기 위해 송신되고 있는 디지털 데이터를 바라는 대로 인코드하기 위해 사용될 수도 있다.As described below, the present invention encodes digital data being transmitted in a manner that keeps the RDS near zero. This creates spectral nulls in DC to reduce nonlinear distortion caused by converter saturation. More generally, the present invention may be used to encode the digital data being transmitted as desired to shape the spectrum of the transmitted signal.

디지털 PCM 모뎀의 도 4 송신기(40)는 개인용 컴퓨터와 같은 데이터 단말 장비(도시되지 않음)로부터 직렬(serial) 디지털 비트 스트림(42)를 수신하고, 이 수신된 비트 스트림을 디지털 망(46)을 통해 전송하기 위해 옥테트(44)로 인코드한다. 직렬 비트 스트림(42)은 직렬 대 병렬 변환기(48)에 의해 병렬(parallel) 형태로 변환된다. 본 발명의 송신/인코딩 기법은 n 심볼 데이터 프레임(n symbol data frame)에 기초하는데, k는 데이터 프레임(시간) 인덱스(index)를 표현한다. 예를 들면, 데이터 당 송신된 2, 3, 4, 5, 6 심볼이 있을 수 있다. 송신된 심볼은 정보 비트(information bits)를 표현하기 위해 선택된 μ법칙 칸스텔레이션 점(constellation points)에 해당한다. 각 데이터 프레임에 대해, 직렬 대 병렬 변환기(serial-to-parallel)(48)은 (n-r)+m 정보 비트를 출력하는데, r은 잉여 비트(redundancy bits)의 수이다. V.90 표준에 규정된 것과 같은 잉여 비트의 수는 0, 1, 2, 3이 될 수 있다.The transmitter 40 of the digital PCM modem receives a serial digital bit stream 42 from a data terminal equipment (not shown), such as a personal computer, and sends the received bit stream to the digital network 46. Encode to octet 44 for transmission via The serial bit stream 42 is converted into parallel form by the serial to parallel converter 48. The transmission / encoding scheme of the present invention is based on an n symbol data frame, where k represents a data frame (time) index. For example, there may be 2, 3, 4, 5, 6 symbols transmitted per data. The transmitted symbol corresponds to the µlaw constellation points selected to represent information bits. For each data frame, serial-to-parallel 48 outputs (n-r) + m information bits, where r is the number of redundancy bits. The number of surplus bits, as specified in the V.90 standard, may be 0, 1, 2, 3.

설명의 나머지 부분에서 아래첨자 변수는 스칼라(scalar) 양을 나타내고 윗첨자 변수는 행렬을 나타낸다는 것을 알아야한다. 또한, 행 벡터는 굵은 아래첨자 변수이고 모든 인덱스는 0에서 시작한다. 예를 들면, x_k= (x_k,0, x_k,1,...).In the remainder of the description, it should be noted that subscript variables represent scalar quantities and superscript variables represent matrices. Also, the row vector is a bold subscript variable and all indices start at zero. For example, x _k = (x _{k, 0} , x _{k, 1} , ...).

비트 v_k로 표시된 n-r 비트는 부호 비트(sign bits)(부호 정보 비트)를 통해 전달되는 정보를 표현하고, 비트 u_k로 표시된 m 비트는 크기(magnitude) 비트(크기 정보 비트)를 통해 전달되는 정보를 표현한다. 비트 수, m은 다음을 만족시키는 m을 선택하여 결정될 수 있다.The nr bits, denoted as bits v _k , represent information conveyed through sign bits (signal information bits), and the m bits _denoted as bits u _k are conveyed through magnitude bits (magnitude information bits). Express information. The number of bits, m, can be determined by selecting m that satisfies

여기에서 M₁은 데이터 프레임에서 제i 심볼에 대한 양의 칸스텔레이션 점의 수이다. 이 처리는 V.90 표준에서 완전히 설명되어 있다.Where M ₁ is the number of positive canstellation points for the i th symbol in the data frame. This process is fully described in the V.90 standard.

m 크기 정보 비트 u_k는 크기 대응기(magnitude mapper)(50)에 제공되어 거기에서 m 비트는 ITU V.34 표준에 설명된 것과 같은 쉘 대응(shell mapping)과 같은 대응 기법에 의해 또는 ITU V.90 표준에 설명된 계수 변환(modulus conversion)에 의해 n 심볼 크기 g_k로 대응된다. 크기 정보 비트가 대응되는 크기는 정보 비트를 송신하는데 칸스텔레이션점으로서 사용된 μ법칙점의 크기이다. 이 크기 대응 기법 및 칸스텔레이션점 선택 처리는 이 기술분야에서 숙련된 사람에게는 이해될 수 있고 더 이상의 설명은 본 명세서에서 생략된다. 데이터 프레임의 나머지 정보 비트, 부호 정보 비트 v_k는 부호 비트 인코더(sign bit encoder)(52)로 제공되어 거기에서 아래에 상세히 설명되는 대로 n 부호 비트 s_k(인코드된 심볼 부호 비트)를 발생시킨다. n 심볼 크기 g_k및 n 부호 비트 s_k는 신호점 선택기로 제공되어 n 부호화된 심볼(signed symbol) y_k를 형성하기 위해 조합된다. n 부호화된 심볼 y_k는 그리고나서 신호 심볼의 각각에 해당하는 옥테트를 선택하고 이 옥테트를 디지털망(46)으로 송신하는 옥테트 변환기(octet converter)(56)로 제공된다. 다른 전송 기술을 쓰면, 부호화된 심볼을 PSTN의 디지털부와 호환가능한 형태로 변환하는 옥테트 변환기는 사용되지 않을 수 있고 신호점 선택기는 부호화된 심볼을 망에 바로 출력할 것이다.The m size information bits u _k are provided to a magnitude mapper 50 where the m bits can be provided by a corresponding technique such as shell mapping as described in the ITU V.34 standard or by ITU V. .90 Corresponds to the n symbol size g _k by the modulus conversion described in the standard. The size to which the size information bits correspond is the size of the μ law point used as the canstellation point for transmitting the information bits. This size correspondence technique and the cantilever point selection process can be understood by one skilled in the art and further description is omitted herein. The remaining information bits, sign information bits v _k of the data frame are provided to a sign bit encoder 52 where they generate n sign bits s _k (encoded symbol sign bits) as detailed below. Let's do it. The n symbol size g _k and the n sign bit s _k are provided to the signal point selector and combined to form an n signed symbol y _k . The n encoded symbol y _k is then provided to an octet converter 56 that selects an octet corresponding to each of the signal symbols and transmits the octet to the digital network 46. With other transmission techniques, an octet converter that converts the encoded symbols into a form compatible with the digital portion of the PSTN may not be used and the signal point selector will output the encoded symbols directly to the network.

디지털망(46)을 나온 옥테트(44')(망에서 디지털 손상에 의해 변형되었을 수도 있는)는 중앙전화국(CO)(60)에 의해 수신된다. 옥테트(44')는 CO(60)의 D/A 변환기에 의해 심볼로 변환되어 8 kHz 시퀀스 수준으로 아날로그 루프(62)를 통해 말단 사용자 아날로그 PCM 모뎀의 수신기(64)로 송신된다. 아날로그 수준은 수신기 전단(receiver front end)(66)에 의해 수신되는데 거기에서 아날로그 수준은 디지털화되고 타이밍 복구(timing recovery), 등화(equalization), 심볼 결정(symbol decision)이 수행된다.The octets 44 'leaving digital network 46 (which may have been modified by digital damage in the network) are received by central office CO. The octet 44 'is converted into a symbol by the D / A converter of the CO 60 and transmitted via the analog loop 62 to the receiver 64 of the end user analog PCM modem at the 8 kHz sequence level. The analog level is received by a receiver front end 66, where the analog level is digitized and timing recovery, equalization, and symbol decisions are performed.

수신기 전단(66)은 수신된 심볼 y_k를 직렬 심볼을 n 병렬 부호화된 심볼 y_k의 프레임으로 변환하는 직렬 대 병렬 변환기(68)에 직렬 형태로 출력한다. n 병렬 부호화된 심볼 y_k는 심볼 크기 g_k및 부호 비트 s_k를 y_k로부터 추출하는 크기 및 부호 추출기(70)에 제공된다. 심볼 크기 g_k는 크기 정보 비트 u_k를 복원하기 위해서, 예를 들면, 계수 변환 역대응기인 크기 역대응기(magnitude demapper)(72)에 제공된다. 역대응 처리는 이 기술분야에서 숙련된 사람에게는 이해될 수 있고 더 이상의 설명은 본 명세서에서 생략된다. 부호 비트 s_k는 아래에 설명된 대로 부호 정보 비트 v_k를 복원하기 위해 부호 비트 디코더(sign bit decoder)(74)에 제공된다. 디코드된 정보 비트는 더 처리되어 개인용 컴퓨터와 같은 데이터 단말 장비로 제공된다.Receiver front end 66 and outputs the received symbols y _k the serial symbol n to a serial form to the serial to parallel converter 68 to be converted to a frame of parallel coded symbol y _k. The n parallel coded symbol y _k is provided to a magnitude and sign extractor 70 that extracts the symbol size g _k and sign bit s _k from y _k . The symbol size g _k is provided to a magnitude demapper 72, which is, for example, a coefficient transform inverse corresponder, to recover the magnitude information bit u _k . Backward countermeasures can be understood by those skilled in the art and further explanations are omitted herein. The sign bit s _k is provided to a sign bit decoder 74 to recover the sign information bit v _k as described below. The decoded information bits are further processed and provided to a data terminal equipment such as a personal computer.

부호 비트 인코딩Sign bit encoding

부호 비트 인코더(52)는 도 6에 더 상세히 도시되어 있다. 부호 정보 비트 v_k는 각 프레임 n 코셋 대표(coset representative) 부호 비트 t_k를 발생시켜 심볼 부호 비트 선택기(82)에 제공하는 코셋 대표 발생기(coset representative generator)(80)에 제공된다. 각 프레임 중의 n 코셋 대표 부호 비트 t_k는 심볼 부호 비트 선택기(82)에 의해 사용된 정의된 길쌈 코드(convolutional code) G(D)에 대한 코셋 대표 요소를 정의하고 코셋 대표 부호 비트 t(D)의 전체 시퀀스는 길쌈 코드에 대한 코셋 대표를 종합적으로 정의한다. n 코셋 대표 부호 비트 t_k는 아래에 상세히 설명된 대로 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 포함하는 길쌈 코드의 코셋도 식별한다.The sign bit encoder 52 is shown in more detail in FIG. 6. The sign information bit v _k is provided to a coset representative generator 80 that generates and provides each frame n coset representative sign bit t _k to the symbol sign bit selector 82. The n coset representative sign bit t _k in each frame defines the coset representative element for the defined convolutional code G (D) used by the symbol sign bit selector 82 and the coset representative sign bit t (D). The entire sequence of s defines the corset representation for the convolutional code as a whole. The n coset representative sign bit t _k also identifies a corset of convolutional code that includes candidates of encoded symbol sign bits as described in detail below.

n 코셋 대표 부호 비트 t_k를 사용하여 심볼 부호 비트 선택기(82)는 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 형성하기 위해서 코셋 대표 부호 비트 t_k를 도 9에 도시되고 아래에 설명된 격자도(trellis diagram)와 같은 격자도에 의해 정의된 유효한 길쌈 코드 시퀀스와 비트를 배타적 논리합(EXCLUSIVE OR) 연산을 하여 수정한다. 이 후보는 코셋 대표 부호 비트에 의해 식별된 코셋의 요소이다. 심볼 크기를 사용하여 심볼 부호 비트 선택기(82)는 원하는 스펙트럼 형태를 생성하는 인코드된 심볼 부호 비트의 후보로부터 각 프레임에 대해 인코드된 심볼 부호 비트 s_k를 선택하여 그 부호 비트를 도 4의 신호점 선택기(54)에 제공한다. 프레임 당 기조(a per frame basis)와는 반대로 전체 시퀀스에 대한 심볼 부호 비트 선택기(82)의 출력은 s(D)는 인코드된 심볼 부호 비트이고 t(D)는 길쌈 코드에 대한 코셋 대표가며 c(D)는 길쌈 코드 G(D)의 요소인 코드 시퀀스일 때 s(D)=t(D) c(D)로 표현될 수 있다.using n koset representing the sign bit t _k symbol sign bit selector 82 in order to form a candidate of the code symbol sign bit for koset representing the sign bit t _k is shown in Figure 9 the grid described in the following Figure (trellis Valid convolutional code sequences and bits defined by a lattice diagram are modified by an exclusive OR operation. This candidate is an element of the corset identified by the corset representative sign bit. Using the symbol size, the symbol sign bit selector 82 selects the encoded symbol sign bit s _k for each frame from candidates of encoded symbol sign bits that produce the desired spectral shape, and selects the sign bit of FIG. To the signal point selector 54. In contrast to a per frame basis, the output of the symbol sign bit selector 82 for the entire sequence is where s (D) is the encoded symbol sign bit and t (D) is the coset representative for the convolutional code and c (D) may be expressed as s (D) = t (D) c (D) when the code sequence is an element of the convolutional code G (D).

이 선택 처리를 사용하여 인코드된 심볼 부호 비트의 모든 후보가 사용될 수 있고 아래 설명대로 인코드된 부호 정보 v_k로 디코드될 것이라는 것을 알아야 한다. 그리고, 본 발명의 스펙트럼적 성형 기법은 심볼 크기에 영향을 미치지 않으므로 송신 전력에 영향이 없다. 결국, FCC가 요구하는 송신기 전력 제약을 만족시키면서 스펙트럼적 성형을 수행하는 시스템을 설계하는 것이 용이하다.It should be noted that all the candidates of the symbol sign bits encoded using this selection process can be used and will be decoded into the encoded sign information v _k as described below. In addition, the spectral shaping technique of the present invention does not affect the symbol size and thus does not affect the transmission power. As a result, it is easy to design a system that performs spectral shaping while satisfying the transmitter power constraints required by the FCC.

코셋 대표 발생기(80)는 차동 인코더(differential encoder)(84) 및 행렬 블록(matrix block)(86)을 포함하도록 도 7에 더 상세히 도시되어 있다. 데이터 채널 상의 잡음은 송신된 부호 비트에 영향을 주어 극성 반전(polarity inversion))을 일으킬 수가 있다. 예를 들면, 주어진 H^T, H^-T및 G(D)에 대한 짝수 위치 0, 2, 및 4부호 비트인 임의 비트 위치에 차동 인코딩하는 차동 인코더(84) 및 도 11의 디코딩하는 차동 디코더(132)를 채용하여, 극성 반전 부동(polarity inversion invariance)을 달성하는 것이 가능하다. 차동적으로 인코드된 부호 정보 비트 v_k'는 심볼 부호 비트 선택기(82)에 제공된 n 코셋 대표 부호 비트 t_k를 생성하기 위해 행렬 H^-T _(n-r)xn과 (모듈로 2로) 적산된다.The coset representative generator 80 is shown in more detail in FIG. 7 to include a differential encoder 84 and a matrix block 86. Noise on the data channel can affect the transmitted sign bits and cause polarity inversion. For example, a differential encoder 84 that differentially encodes to any bit position that is even positions 0, 2, and 4 sign bits for a given H ^T , H- ^T, and G (D), and the decoding decoder of FIG. By employing 132, it is possible to achieve polarity inversion invariance. The differentially encoded sign information bit v _k 'is integrated (modulo 2 ₎ with the matrix H ^-T _{(nr) xn} to produce the n coset representative sign bit t _k provided to the symbol sign bit selector 82. .

ITU V.90 표준에 규정된 바와 같은 프레임 당 6 심볼과 1 잉여 비트가 있을 때 이 행렬의 예는 다음과 같다.An example of this matrix is when there are 6 symbols and 1 surplus bits per frame as specified in the ITU V.90 standard.

여기에서 D는 프레임 (시간) 인덱스 k를 기초로 한 지연인 프레임 지연(frame delay)이다.Where D is a frame delay, which is a delay based on frame (time) index k.

도 8에 도시된 대로, 심볼 부호 비트 선택기(82)는 선택기 제어기(88)를 포함하는데 이는 코셋 대표 발생기(80)로부터 각 프레임마다 n 코셋 대표 부호 비트 t_k를 수신하고 도 4의 크기 대응기(50)로부터 n 심볼 크기를 수신하여 각 프레임에 대한 인코드된 심볼 부호 비트 s_k를 출력한다. 선택 제어기(88)는 인코드된 부호화된 심볼 후보를 형성하여 필터(90)에 제공하기 위해 후보 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 크기와 조합한다. 필터(90)는 각 후보에 대해 아래에 설명된 러닝 필터 합(running filter sum: RFS)으로 본 명세서에서 지칭된 거리(metric)를 계산하여 RFS를 최소화하는 인코드된 부호화된 심볼 후보와 연관된 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하는 선택 제어기(88)에 이를 제공한다. 심볼 부호 비트 선택기(82)의 동작은 도 9 및 10을 참조하여 설명된다.As shown in FIG. 8, the symbol sign bit selector 82 includes a selector controller 88 which receives n coset representative sign bits t _k for each frame from the coset representative generator 80 and the magnitude corresponder of FIG. Receive n symbol sizes from 50 and output the encoded symbol sign bit s _k for each frame. The selection controller 88 combines the candidate of the candidate encoded symbol sign bits with the size to form and provide an encoded encoded symbol candidate to the filter 90. Filter 90 calculates the metric referred to herein with the running filter sum (RFS) described below for each candidate to minimize the RFS, resulting in an encoding associated with the encoded coded symbol candidate. This is provided to the selection controller 88 which selects the coded symbol sign bits. The operation of the symbol sign bit selector 82 is described with reference to FIGS. 9 and 10.

선택 제어기(88)는 코셋 대표 부호 비트를 길쌈 코드의 유효한 코드 시퀀스와 배타적 논리합 연산을 하여 프레임 당 n 코셋 대표 부호 비트 t_k를 수정한다. 길쌈 코드는 격자도에 의해 정의된 가능한 시퀀스의 집합이고 유효한 코드 시퀀스는 격자도의 제약을 위반하지 않는 시퀀스이다. 설명을 위해, 선택 제어기(88)는 단일 잉여 비트 r 및 길쌈 코드 G(D) = [1+D 1 1+D 1 1+D 1]를 사용할 것이다. 격자도로 이를 표현하기 위해서는 도 9의 격자도(100)와 같은 2 상태 격자도가 필요하다. 격자도의 제약은 다음과 같이 설명된다.The selection controller 88 performs an exclusive OR operation on the corset representative code bits with a valid code sequence of convolutional code to modify n coset representative code bits t _k per frame. Convolutional code is a set of possible sequences defined by grid diagrams and valid code sequences are sequences that do not violate the constraints of grid diagrams. For illustration purposes, the selection controller 88 will use a single redundant bit r and convolutional code G (D) = [1 + D 1 1 + D 1 1 + D 1]. In order to express this in a grid diagram, a two-state grid diagram such as the grid diagram 100 of FIG. 9 is required. The constraint of the grid diagram is explained as follows.

주어진 프레임 k에 대해 선택 제어기(88)는 격자도(100)의 제약에 따라 n 코셋 대표 부호 비트 t_k를 임의 길쌈 코드 시퀀스와 배타적 논리합 연산하여 수정한다. 이 예에서 길쌈 코드 시퀀스는 다음과 같다.For a given frame k, the selection controller 88 modifies the n coset representative sign bit t _k by an exclusive OR operation with a random convolutional code sequence, subject to the constraints of the grid diagram 100. In this example, the convolutional code sequence is as follows:

A: 000000(즉, 아무 일도 하지 않음)A: 000000 (that is, do nothing)

B: 111111(즉, 프레임 j의 모든 부호 비트를 반전시킴)B: 111111 (i.e. invert all sign bits in frame j)

C: 101010(즉, 프레임 j의 짝수번째 부호 비트를 반전시킴)C: 101010 (that is, inverting the even sign bit of frame j)

D: 010101(즉, 프레임 j의 짝수번째 부호 비트를 반전시킴)D: 010101 (that is, inverting the even sign bit of frame j)

그러므로, 프레임 k의 시작에서 선택 제어기(88)의 상태 Q_k가 0이면, 길쌈 코드 시퀀스 A(102) 및 B(104)만이 프레임 k의 유효한 시퀀스이다. 반대로, 선택 제어기(88)의 상태 Q_k가 1이면, 길쌈 코드 시퀀스 C(106) 및 D(108)만이 프레임 k의 유효한 시퀀스이다. 상기한 대로, 코셋 대표 부호 비트는 유효한 코드 시퀀스 각각과 배타적 논리합 연산되어, 예를 들며,인 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 형성한다. 후보 각각은 또한 코셋 대표 부호 비트에 의해 식별된 길쌈 코드의 코셋 요소(또는 코셋 대표의 요소)이다. 그리고, 각 후보는 각각에 대한 RFS가 계산되는 도 9의 필터(90)에 제공되는 인코드된 부호화된 심볼 후보를 형성하기 위해 심볼 크기와 조합되어 선택 제어기(88)로 리턴된다. 선택 제어기(88)는 RFS를 최소화하는 프레임 j에 대한 인코드된 심볼 부호 비트를 출력한다.Therefore, if the state Q _k of the selection controller 88 at the start of frame k is zero, only convolutional code sequences A 102 and B 104 are valid sequences of frame k. Conversely, if the state Q _k of the selection controller 88 is 1, only convolutional code sequences C 106 and D 108 are valid sequences of frame k. As noted above, the corset representative sign bit is exclusive ORed with each valid code sequence, for example, Form a candidate of encoded symbol sign bits. Each candidate is also a coset element (or element of the coset representative) of the convolutional code identified by the coset representative sign bit. Each candidate is then returned to the selection controller 88 in combination with the symbol size to form an encoded encoded symbol candidate provided to the filter 90 of FIG. 9 in which an RFS for each is calculated. The selection controller 88 outputs the encoded symbol sign bits for frame j that minimizes RFS.

프레임 k에 대해 선택된 인코드된 심볼 부호 비트의 길쌈 코드 시퀀스와 함께 현재 상태 Q_k는 격자도(100)의 제약을 따라 다음 상태를 결정하는데 사용된다. 예를 들면, 후보가 프레임 k에 대해 선택되었다면, 프레임 시작에서의 선택 제어기(88)의 상태 Q_k+1는 1이다.Together with the convolutional code sequence of the encoded symbol sign bits selected for frame k, the current state Q _k is used to determine the next state according to the constraints of grid diagram 100. For example, a candidate If is selected for frame k, then state Q _{k + 1} of selection controller 88 at the start of the frame is one.

본 발명을 사용하여 달성된 스펙트럼적 성형은 룩-어헤드(look-ahead)를 도입하여 개선될 수 있다. 즉, 현재 프레임에만 의존하는 코드된 심볼 부호 비트를 선택하는 대신에, 심볼 부호 비트 선택기(82)는 어느 인코드된 심볼 부호가 최선의 스펙트럼적 성형을 달성하는지를 결정하기 위해 도 4의 크기 대응기(50)에 의해 생성된 심볼 크기 및 현재 프레임과 이후 프레임에 대한 코셋 대표 부호 비트를 사용할 수 있다. V.90 표준은 시동 중에 협의된 룩-어헤드 지연양에 따라 이후에는 3 프레임까지 사용될 수 있음을 규정한다.Spectral shaping achieved using the present invention can be improved by introducing a look-ahead. That is, instead of selecting the coded symbol sign bits that depend only on the current frame, the symbol sign bit selector 82 uses the magnitude correspondent of FIG. 4 to determine which encoded symbol code achieves the best spectral shaping. The symbol size generated by 50 and the corset representative sign bits for the current frame and the subsequent frame may be used. The V.90 standard specifies that up to three frames may be used subsequently, depending on the amount of look-ahead delay negotiated during startup.

필터 전달 함수 h(D)에 기초한 스펙트럼적 성형 거리 RFS는 모든 가능한 경로(또는 후보 시퀀스)에 대해 격자도를 통해 필터(90)에 의해 룩-어헤드 지연 또는 깊이(depth) Δ까지 계산되고, 선택 제어기(88)는 최소 RFS를 생성하는 프레임 k에 대한 후보 시퀀스와 연관된 인코드된 심볼 부호 비트를 선택한다.The spectral shaping distance RFS based on the filter transfer function h (D) is calculated by the filter 90 to the look-ahead delay or depth Δ via the grid for all possible paths (or candidate sequences), The selection controller 88 selects the encoded symbol sign bits associated with the candidate sequence for frame k that produces the minimum RFS.

도 9의 격자도(100)를 다시 참조하여, 깊이 1인 룩-어헤드에 대한 가능한 후보 시퀀스가 설명된다. 프레임 k의 시작에서 선택 제어기(88)의 상태 Q_k가 0이면, 길쌈 코드 시퀀스 A(102) 및 B(104)는 프레임 k에 대한 유효한 시퀀스이다. 그러나, 프레임 k+1에 대한 코드 시퀀스 A(102) 및 B(104)도 고려되어야 한다. 프레임 k에서 코드 시퀀스 A(102) 및 B(104)가 유효하므로, 프레임 k+1에서 상태 Q_k+1는 0 또는 1이고 그러므로 코드 시퀀스 A(102'), B(104'), C(106'), D(108')는 유효하다. 상기한 대로, 코셋 대표 부호 비트는 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 형성하기 위해 유효한 코드 시퀀스 각각과 배타적 논리합 연산된다. 룩-어헤드를 사용하여, 각 프레임 k 및 k+1에 대한 코셋 대표 부호 비트가 격자도의 각 경로의 유효한 코드 시퀀스와 배타적 논리합 연산되어 후보 시퀀스를 형성한다. 이 예에서 후보 시퀀스는 다음의 4 시퀀스 { 3)4)}이다. 각 시퀀스에 대한 RFS가 결정되고 결정된 시퀀스에서 프레임 k에 대해 후보 인코드된 심볼 부호 비트가 선택된다.Referring again to the grid diagram 100 of FIG. 9, a possible candidate sequence for a look-ahead having a depth of 1 is described. If the state Q _k of the selection controller 88 at the start of frame k is zero, convolutional code sequences A 102 and B 104 are valid sequences for frame k. However, code sequence A 102 and B 104 for frame k + 1 should also be considered. Since code sequences A 102 and B 104 are valid in frame k, state Q _{k + 1} in frame _{k + 1} is 0 or 1 and therefore code sequences A 102 ', B 104', C ( 106 '), D 108' is valid. As noted above, the corset representative sign bit is exclusive ORed with each valid code sequence to form a candidate of the encoded symbol sign bit. Using the look-ahead, the corset representative sign bits for each frame k and k + 1 are exclusive ORed with the valid code sequence of each path of the grid diagram to form a candidate sequence. In this example, the candidate sequence is the following four sequences { 3) 4) }to be. The RFS for each sequence is determined and a candidate encoded symbol sign bit is selected for frame k in the determined sequence.

도 10에서, 흐름도(120)는 심볼 부호 비트 선택기(82)의 동작을 설명한다. 단계(122)에서, 선택 제어기(88)는 격자도를 따라 코셋 대표 부호 비트를 수정하여 인코드된 심볼 부호 비트의 후보(또는 룩-어헤드의 경우에 후보 시퀀스)를 발생시킨다. 그리고, 단계(124)에서, 선택 제어기는 인코드된 부호화된 심볼 후보(또는 후보 시퀀스)를 형성하기 위해 심볼 크기와 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 조합하고 이를 필터(90)에 제공한다. 단계(126)에서, 필터(90)는 각 후보(또는 후보 시퀀스)에 대한 RFS를 결정하고 각 후보(또는 후보 시퀀스)에 대한 RFS를 선택 제어기(88)로 제공한다. 마지막으로, 단계(128)에서, 선택 제어기(88)는 RFS를 최소화하는 인코드된 심볼 부호 비트의 후보(또는 후보 시퀀스)를 선택하고 인코드된 심볼 부호 비트를 전송한다.In FIG. 10, a flowchart 120 describes the operation of the symbol sign bit selector 82. In step 122, the selection controller 88 modifies the coset representative code bits along the lattice diagram to generate candidates for encoded symbol code bits (or candidate sequences in the case of look-ahead). And, in step 124, the selection controller combines the candidate of the symbol size and the encoded symbol sign bits to form an encoded encoded symbol candidate (or candidate sequence) and provides it to the filter 90. In step 126, filter 90 determines an RFS for each candidate (or candidate sequence) and provides an RFS for each candidate (or candidate sequence) to selection controller 88. Finally, at step 128, the selection controller 88 selects a candidate (or candidate sequence) of encoded symbol sign bits that minimizes RFS and transmits the encoded symbol sign bits.

본 발명이 다른 격자도 및 다른 길쌈 코드 시퀀스에 의해 표현되는 다양한 길쌈 코드 G(D)를 사용할 수 있다는 것을 알아야 한다. 본 명세서에서 간략된 다양한 길쌈 코드 및 코드 시퀀스로의 확장은 이 분야엣 숙련된 사람에게는 용이할 것이다.It should be appreciated that the present invention may use various convolutional codes G (D) represented by different grid diagrams and different convolutional code sequences. Extensions to the various convolutional codes and code sequences outlined herein will be readily apparent to those skilled in the art.

일반적으로, PCM을 사용하면 본 발명의 스펙트럼적 성형 기법은 원하는 스펙트럼 형태를 달성하기 위해서 도 5 CO(60)의 D/A 변환기로부터 송신된 아날로그 신호의 스펙트럼을 도 8 필터(90)가 응답을 설정하고 RFS를 최소화해서 성형한다. 원하는 스펙트럼 형태를 정의하는 필터(90)의 응답 h(D)은 다음과 같이 표현될 수 있다.In general, the use of PCM allows the spectral shaping technique of the present invention to filter the spectrum of the analog signal transmitted from the D / A converter of FIG. 5 CO 60 to achieve the desired spectral shape. Set up and mold with minimal RFS. The response h (D) of the filter 90 defining the desired spectral shape can be expressed as follows.

여기에서 A(D) 및 B(D)는 함수이고 a 및 b는 원하는 스펙트럼 형태를 달성하기 위해 선택된 실수이다. 그리고, N_A및 N_B는 h(D)를 표현하기 위해 각각 분자 및 분모를 위해 사용된 계수의 개수이다. 심볼 기반 RFS는 다음과 같이 계산될 수 있다.Where A (D) and B (D) are functions and a and b are real numbers chosen to achieve the desired spectral shape. And N _A and N _B are the number of coefficients used for the numerator and denominator, respectively, to represent h (D). The symbol based RFS may be calculated as follows.

그리고 제k 프레임에 대한 프레임 기반 RFS는 다음과 같이 계산될 수 있다.The frame-based RFS for the k-th frame may be calculated as follows.

여기에서 j는 심볼 (시간) 인덱스이다.Where j is the symbol (time) index.

DC에서 스펙트럼적 널을 생성하기 위해 본 발명의 부호 비트 인코더를 사용할 때, RFS는 RDS이고 필터(90)의 RDS 및 응답 h(D)은 다음과 같다When using the sign bit encoder of the present invention to generate spectral nulls in DC, RFS is RDS and RDS and response h (D) of filter 90 is

송신된 부호화된 심볼 y_k로부터 필터(90)은 심볼 시간 j에서의 송신된 부호화된 심볼 y_k의 RDS를 다음과 같이 계산한다.From the transmitted encoded symbol y _k , the filter 90 calculates the RDS of the transmitted encoded symbol y _k at symbol time j as follows.

여기에서 j는 심볼 (시간) 인덱스이고 제k 프레임에 대한 프레임 기반 RDS는 다음과 같이 계산될 수 있다.Here j is a symbol (time) index and the frame-based RDS for the k-th frame can be calculated as follows.

여기에서 j는 심볼 (시간) 인덱스이다.Where j is the symbol (time) index.

룩-어헤드 깊이 Δ를 가진 룩-어헤드에 대해, RDS는 다음과 같이 계산된다.For a look-ahead with a look-ahead depth Δ, the RDS is calculated as follows.

여기에서 LRDS는 룩-어헤드 RDS이다. 다음과 같이 일반적으로 RFS를 최소화하는 룩-어헤드를 도입할 수 있다.Where LRDS is a look-ahead RDS. In general, a look-ahead can be introduced that minimizes RFS as follows.

부호 비트 디코딩Sign bit decoding

도 5 수신기(84)의 부호 비트 디코더(74)가 행렬 블록(110)을 포함하도록 도 11에 도시되어 있다. 행렬 블록(110)에서 부호 비트 s_k는 차동적으로 인코드된 부호 정보 비트를 복원하기 위해서 행렬 H^T _nx(n-r)과 (모듈로 2로) 적산(즉, 필터링)된다.5 is shown in FIG. 11 such that the sign bit decoder 74 of the receiver 84 includes the matrix block 110. In matrix block 110, sign bit s _k is the differentially encoded sign information bit. The matrix H ^T _{nx (nr)} and (to modulo 2) are integrated (ie filtered) to recover.

프레임 당 6 심볼(n=6) 및 1 잉여 비트(r=1)일 때 행렬 H^T의 한 예가 수학식 11에 다음과 같이 도시된다.An example of the matrix H ^T when six symbols per frame (n = 6) and one redundant bit (r = 1) is shown in Equation 11 as follows.

행렬 H^T는 수신된 부호 신호 s_k의 에러로 인한 v_k내 판단 에러가 한 프레임 이상 전파되지 않도록 설계된다. 이는 H^T가 유한 임펄스 응답(finite impulse response: FIR) 형태의 행렬이고 하나의 단일 지연만이 있기 때문이다.The matrix H ^T is designed such that a determination error in v _k due to an error in the received code signal s _k does not propagate more than one frame. This is because H ^T is a matrix in the form of a finite impulse response (FIR) and there is only one single delay.

송신될 심볼의 각 프레임에 대한 인코드된 심볼 부호 비트의 후보 각각이 도 4의 부호 비트 인코더(52)에 의해 발생되는 방법을 명시하기 위해서, 인코딩 및 디코딩 처리는 수학적으로 표현되어야 한다. 복원된 정보 비트(디코딩)는 다음과 같이 수학적으로 표현될 수 있다.In order to specify how each of the candidates of the encoded symbol sign bits for each frame of the symbol to be transmitted are generated by the sign bit encoder 52 of FIG. 4, the encoding and decoding process must be represented mathematically. Restored information bits Decoding can be expressed mathematically as follows.

그리고 부호 비트 s_k(인코딩)는 다음과 같이 수학적으로 표현될 수 있다.And the sign bit s _k (encoding) can be represented mathematically as follows.

수학식 13의 오른쪽을 s_k에 대해 수학식 12로 대입하면, 다음 수학식이 유도된다.Substituting the right side of equation (13) into equation (12) for s _k , the following equation is derived.

다음의 조건 (1) H^TH^-T=I(I는 단위 행렬) (2) GH^T= 0이 만족되도록 G, H^T, H^-T를 선택하면, r_k값에 상관없이이다.The following conditions (1) H ^T H ^-T = I (I is the identity matrix) (2) If G, H ^T and H ^-T are selected so that GH ^T = 0 is satisfied, regardless of the value of r _k to be.

상기 예 도 9의 격자도(100)에서, 단일 잉여 비트는 r_k이고 길쌈 코드 G(D)=(1+D 1 1+D 1 1+D 1)이다. 1*r_k=r_k및 D*r_k=r_k+1이므로 r_kG(D)는 r_k(111111)+r_k+1(101010)과 등가이다. 여기에서, r_k+1는 격자도의 상태 Q_k를 표현하고 r_k는 격자도를 통해 취한 가지(branch) 또는 경로(path)를 표현한다. 4 길쌈 코드 시퀀스 A-D는 r_k+1, r_k표현에 다음과 같이 대응된다.9 In the grid diagram 100 of FIG. 9, the single surplus bit is r _k and the convolutional code G (D) = (1 + D 1 1 + D 1 1 + D 1). R _k G (D) is equivalent to r _k (111111) + r _{k + 1} (101010) since 1 * r _k = r _k and D * r _k = r _{k + 1} . Here, r _{k + 1} represents the state of the Q _k and r _k are grid also represents the branches (branch) or path (path) taken through the grid also. The convolutional code sequence AD corresponds to the expression r _{k + 1} , r _k as follows.

A: 000000 - r_k+1=0, r_k=0A: 000000-r _{k + 1} = 0, r _k = 0

B: 111111 - r_k+1=0, r_k=1B: 111111-r _{k + 1} = 0, r _k = 1

C: 101010 - r_k+1=1, r_k=0C: 101010-r _{k + 1} = 1, r _k = 0

D: 010101 - r_k+1=1, r_k=1D: 010101-r _{k + 1} = 1, r _k = 1

여기에서 코드 시퀀스 A-D는 r_kG(D)로서 생각될 수 있다.Here, the code sequence AD can be thought of as r _k G (D).

r_k값이 정보 비트가 디코드된 방법에 영향을 받지 않으므로, 다른 유효한 코드 시퀀스에 의해 발생된 n 부호 비트의 각 집합이 동일한 디코드된 정보를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 결국, RFS/RDS를 최소화하는 n 부호 비트의 집합이 원하는 대로 스펙트럼적 성형을 수행하기 위해 선택될 수 있다.Since the r _k value is not affected by how the information bits were decoded, each set of n sign bits generated by another valid code sequence can be used to produce the same decoded information. As a result, a set of n code bits that minimize RFS / RDS can be selected to perform spectral shaping as desired.

상향(upstream) PCM 전송Upstream PCM Transmission

본 발명에 따른 스펙트럼적 성형 기법은 프리코딩(precoding)을 수행하기 위해 상향 PCM 전송에 대해 사용되는 아날로그 PCM 모뎀의 송신기에서와 같은 등화와 관련하여 사용될 수 있다. 이 경우, 응답 h(D)은 송신 모뎀과 CO 라인 카드의 아날로그 대 디지털(A/D) 변환기 사이의 채널 응답을 표현하고 대개는 송신 모뎀 전단, 아날로그 로컬 루프, CO 라인 카드의 필터링 효과를 포함한다.The spectral shaping technique according to the present invention can be used in connection with equalization as in the transmitter of an analog PCM modem used for uplink PCM transmission to perform precoding. In this case, the response h (D) represents the channel response between the transmitting modem and the analog-to-digital (A / D) converter of the CO line card and usually includes the filtering effects of the transmitting modem front end, analog local loop, and CO line card. do.

본 발명의 원리를 사용하여, 신호점이 A/D 양자화 수준과 흡사한 A/D 변환기 입력에서 시퀀스 y(D)를 생성하는 채널 출력 시퀀스 x(n)(프리필터링을 한 z(n))가 생성될 수 있다. 이 경우, 목적은 A/D 변환기 입력에서 낮은 칸스텔레이션 확장을 유지하는 동시에 송신 신호 x(D)=y(D)/h(D)의 에너지를 최소화하는 것이다. 보다 큰 칸스텔레이션 확장은 에코 유발 양자화 잡음(echo-induced quantization noise) 및 다른 손상을 증가시킬 수 있기 때문에 칸스텔레이션 확장은 물론 이 경우에 바람직하지 않다.Using the principles of the present invention, a channel output sequence x (n) (z (n) prefiltered) that produces a sequence y (D) at the A / D converter input whose signal point is similar to the A / D quantization level Can be generated. In this case, the goal is to minimize the energy of the transmission signal x (D) = y (D) / h (D) while maintaining a low canstellation extension at the A / D converter input. Larger canstellation extensions are undesirable in this case as well, because of the increased echo-induced quantization noise and other damage.

이 응용에서, 보통 채널 응답 h(D)는 모뎀 시동 중에 얻어진 채널 측정에 기초하여 수신 모뎀에 의해 결정되거나 또는 송신 및 수신 모뎀 모두에 의해 결정될 것이고 데이터 전송 중에 송신 모뎀은 도입 비트를 전송 시퀀스 x(D)로 대응시킬 것이며, 이는 채널을 통과한 후에 채널 출력 시퀀스 y(D)로 변환될 것이다. 채널 응답 h(D)는 보통 최소 위상이도록 선택되는데, 이는 예를 들면 송신기에서 추가적인 필터링을 하여 용이하게 달성된다.In this application, usually the channel response h (D) will be determined by the receiving modem based on the channel measurements obtained during modem startup or by both the transmitting and receiving modems and during the data transmission the transmitting modem will transmit the introductory bits x ( D), which will be converted to the channel output sequence y (D) after passing through the channel. The channel response h (D) is usually chosen to be the minimum phase, which is easily achieved by further filtering at the transmitter, for example.

도 10의 송신기(40')은 상향 PCM 전송이 가능한 아날로그 PCM 모뎀의 송신기이다. 송신기(40')는 도입 데이터 비트 스트림(42')를 프리코더(precoder)(140)를 사용하여 프리코딩하기 위해 본 발명의 스펙트럼적 성형 기법을 사용한다. 한 형태의 PCM 상향스트림 프리코딩(심볼마다 프리코딩하는 1차원 프리코딩이라 지칭됨)은 1997년 12월 29일에 출원되고 발명자가 M.Vedat Eyuboglu, Fierre A. Humblet, Daeyoung Kim이며 발명의 명칭이 Device and Method for Precoding Data Signals인 미국특허출원Attorney Docket No. CX096044P02에 상세히 설명되어 있다. 프리코더(140)는 다차원 프리코딩을 수행하는데, 즉 프레임마다 심볼을 프리코딩한다. 본 발명의 구현은 1차원 프리코딩과 다르지만, 그 개념은 1차원 경우와 비슷하고 더 이상의 상세한 설명은 상기 출원을 참조하면 될 수 있다.10 is a transmitter of an analog PCM modem capable of uplink PCM transmission. Transmitter 40 'uses the spectral shaping technique of the present invention to precode the incoming data bit stream 42' using precoder 140. One form of PCM upstream precoding (referred to as one-dimensional precoding that precodes per symbol) was filed on December 29, 1997 and the inventors are M.Vedat Eyuboglu, Fierre A. Humblet, and Daeyoung Kim. U.S. Patent Application Attorney Docket No. 2, entitled Device and Method for Precoding Data Signals. It is described in detail in CX096044P02. The precoder 140 performs multidimensional precoding, that is, precodes a symbol for each frame. Although the implementation of the present invention is different from one-dimensional precoding, the concept is similar to the one-dimensional case and further details may be referred to the above application.

프리코더(140)은 직렬 대 병렬 변환기(48'), 크기 대응기950'), 부호 비트 인코더(52'), 신호점 선택기(54')를 포함한다. 이 수단들은 작은 부분의 변형을 제외하면 도 4의 번호와 같은 수단과 같이 형성되고 동작한다. 예를 들면, 부호 비트 인코더의 동작은 아래의 설명과 같이 프리코딩을 수행하도록 변형되고 신호점 선택기는 부호화된 심볼 자체 대신에 부호화된 심볼 y_k에 해당하는 프레임 당 n 프리코딩된 수준 x_k를 출력한다. n 프리코딩된 수준 x_k은 프리코딩된 수준을 직렬 형태로 프리필터(prefilter)(144)에 출력하는 병렬 대 직렬 변환기(142)에 제공된다. 프리필터(144)는 그 수준을 필터링하여 필터링된 수준을 디지털 대 아날로그 변환기(146)에 출력하고 이는 이어서 프리코딩된 아날로그 수준을 아날로그 채널(148)을 통해 송신한다. 채널은 프리코딩된 수준 x_k을 변형하고 부호화된 심볼 y_k에 해당하는 수준을 CO(160)의 양자화기에서 이상적으로 생성한다. 즉, 프리코더는 원하는 부호화된 심볼 y_k에 해당하는 수준을 양자화기에서 아날로그 채널(148)의 응답 또는 더 정확하게는 목표 채널 응답 h(D)을 고려하여 생성하는 프리코딩된 수준 x_k을 선택한다.Precoder 140 includes a serial-to-parallel converter 48 ', magnitude matcher 950', sign bit encoder 52 ', and signal point selector 54'. These means are formed and operate in the same way as the number in Fig. 4 except for minor modifications. For example, the operation of the sign bit encoder is modified to perform precoding as described below and the signal point selector takes n precoded level x _k per frame corresponding to the encoded symbol y _k instead of the encoded symbol itself. Output The n precoded level x _k is provided to a parallel-to-serial converter 142 that outputs the precoded level to the prefilter 144 in series form. Prefilter 144 filters the levels and outputs the filtered levels to digital-to-analog converter 146 which then transmits the precoded analog levels through analog channel 148. The channel transforms the precoded level x _k and ideally generates at the quantizer of CO 160 a level corresponding to the coded symbol y _k . That is, the precoder selects a precoded level x _k that generates the level corresponding to the desired coded symbol y _k in the quantizer taking into account the response of the analog channel 148 or more precisely the target channel response h (D). do.

목표 채널 응답 h(D)는 n이 심볼 시간 인덱스이고 h(0)=1일 때 아날로그 채널(148)의 응답인 c(n)으로 컨볼브된 프리필터(144)의 응답인 g(n)과 동일하다. 이 관계는 다음과 같이 표현될 수 있다.The target channel response h (D) is g (n) which is the response of the prefilter 144 convolved to c (n) which is the response of the analog channel 148 when n is the symbol time index and h (0) = 1. Is the same as This relationship can be expressed as

h(0)이 1과 동일하도록 설계되므로 수학식 15는 다음과 같이 간단해진다.Since h (0) is designed to be equal to 1, Equation 15 is simplified as follows.

주어진 시간에서 h(n)에 대한 값은 공지되어 있고 x(n)의 과거값도 공지되어 있다. 도 8의 필터(90)는 수학식 16의 합산 항을 계산하고 이를 선택 제어기(88)에 제공한다. x(n)의 과거값은 공지된 관계 x(D)=y(D)/h(D)에 의해 이전 심볼 y(n)으로부터 결정되어 필터(90)에 저장되고 선택 제어기(88)는 x(n)을 최소화하는 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하여 도 10의 흐름도(120)에 따라 동작한다. 부호화된 심볼 y(n)을 전송하는 대신에 프리코딩된 수준이 송신된다.The value for h (n) at a given time is known and the past value of x (n) is known. The filter 90 of FIG. 8 calculates the summation term of Equation 16 and provides it to the selection controller 88. The past value of x (n) is determined from the previous symbol y (n) by the known relationship x (D) = y (D) / h (D) and stored in the filter 90 and the selection controller 88 is x An encoded symbol sign bit that minimizes (n) is selected and operates according to the flowchart 120 of FIG. Instead of transmitting the coded symbol y (n), the precoded level is transmitted.

상기한 대응 동작에 추가하여, 양방향 전송을 분리하는 에코 제거를 위한 수단, 및 심볼이 망 클럭(network clock)과 동기로(in synchronism) 송신되는 것을 보장하는 타이밍 보간 필터(timing interpolation filter)을 포함해야 한다. 타이밍 보간 필터는 대개 하향스트림(downstream) 수신기에 사용되는 클럭 복원 회로에 의해 구동될 것이다. 송신기는 4 kHz로 전송 대역폭을 한정시키는 일을 주로 하고 전반적 채널 응답 h(D)를 최소 위상으로 만들 필요한 프리필터링을 제공하기 위한 선형 필터도 포함할 수 있다.In addition to the above countermeasures, a means for echo cancellation to separate bidirectional transmissions, and a timing interpolation filter to ensure that the symbols are transmitted in synchronism with the network clock. Should be. The timing interpolation filter will usually be driven by clock recovery circuitry used in downstream receivers. The transmitter is primarily responsible for limiting the transmission bandwidth to 4 kHz and may also include a linear filter to provide the necessary prefiltering to minimize the overall channel response h (D).

나아가, 실제 시스템에서는 잡음 면역을 강화하기 위해 격자 코딩(trellis coding) 형태를 포함할 수도 있다. 예를 들면, 상기에 참조한 출원, 1996년 11월 14일에 출원되고 발명의 명칭이 System and Device for and Method of, Communicating According to a Trellis code of baseband Signals Chosen from a Fixed Set of Baseband Signal Points인 미국특허제08/749040호(Attorney Docket No CX096050)에 설명된 격자 코딩 기술이 사용될 수 있다. 그 출원은 본 명세서에서 완전히 참조적으로 포함되어 있다. 이 시스템의 동작은 격자 코딩에 의해 전혀 영향받지 않는다.Furthermore, in real systems, it may include a trellis coding form to enhance noise immunity. See, for example, the application referred to above, filed Nov. 14, 1996, and entitled `` System and Device for and Method of, Communicating According to a Trellis code of baseband Signals Chosen from a Fixed Set of Baseband Signal Points ''. Lattice coding techniques described in Patent 08/749040 (Attorney Docket No CX096050) can be used. The application is incorporated herein by reference in its entirety. The operation of this system is not affected at all by the lattice coding.

본 발명은 컴퓨터 디스크 또는 메모리 칩과 같은 컴퓨터 사용가능 매체에 저장될 수 있는 소프트웨어 및/또는 펌웨어로 실시될 수 있다는 것을 알아야 한다. 본 발명은 본 발명이 소프트웨어/펌웨어로 실시될 때와 같이 예를 들면 인터넷을 통해 전기적으로 송신된 캐리어 파(carrier wave)로 실시된 컴퓨터 데이터 신호 형태로도 될 수 있다.It should be appreciated that the present invention may be practiced with software and / or firmware that may be stored on a computer usable medium such as a computer disk or memory chip. The invention may also be in the form of a computer data signal implemented in a carrier wave transmitted electrically over the Internet, such as when the invention is implemented in software / firmware.

본 발명이 특정한 예로 기술되고 예시되었지만, 본 개시는 예시로서만 제시된 것이고, 본 기술의 숙련자는, 부분의 결합 및 배열에서의 많은 변화가 청구된 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고 존재할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.Although the present invention has been described and illustrated by way of specific example, the present disclosure has been presented by way of example only, and one skilled in the art will recognize that many changes in the combination and arrangement of parts may exist without departing from the spirit and scope of the claimed invention. You will know.

본 발명은 컴퓨터 통신, 신호 처리 장치, 모뎀 등에 다양하게 이용될 수 있다.The present invention can be used in various ways, such as computer communication, signal processing apparatus, modem.

Claims (44)

프레임(frame) 당 소정 수의 부호화된 심볼(signed symbols)로 인코드된 디지털 정보 비트들을(digital information bits)를 네트워크 상에서 송신기에서 수신기로 프레임 단위로 송신-상기 송신된 부호화된 심볼은 원하는 스펙트럼 형태(spectral shape)를 가지고, 상기 디지털 정보 비트는 프레임 당 미리 정해진 제1 개수의 크기 정보 비트(magnitude information bits) 및 미리 정해진 제2 개수의 부호 정보 비트(sign information bits)를 가짐-하기 위한 시스템에 있어서, 상기 송신기는Transmitting digital information bits encoded in a predetermined number of signed symbols per frame, frame by frame, from transmitter to receiver on a network, wherein the transmitted encoded symbols are in desired spectral form. having a spectral shape, the digital information bits having a first predetermined number of magnitude information bits and a second predetermined number of sign information bits per frame. The transmitter is 상기 크기 정보 비트를 프레임 당 미리 정해진 개수의 심볼 크기로 대응시키기 위한 크기 대응 장치(magnitude mapping device),A magnitude mapping device for mapping the size information bits to a predetermined number of symbol sizes per frame; 상기 부호 정보 비트를 프레임 당 미리 정해진 개수의 인코드된 심볼 부호 비트로 인코딩하는 부호 비트 인코더(sign bit encoder), 및A sign bit encoder for encoding the sign information bits into a predetermined number of encoded symbol sign bits per frame, and 상기 크기 대응 장치 및 상기 부호 비트 인코더에 응답하여 프레임 당 미리 정해진 개수의 송신된 부호화된 심볼을 형성하기 위해서 상기 심볼 크기 및 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 조합하는 신호점 선택기(signal point selector)를 포함하되,A signal point selector combining the symbol size and the encoded symbol sign bits to form a predetermined number of transmitted coded symbols per frame in response to the magnitude corresponding device and the sign bit encoder. Including, 상기 부호 비트 인코더는The sign bit encoder is 각 프레임에 대해서 상기 부호 정보 비트에 대한 코셋 대표 부호 비트(coset representative sign bit)-상기 코셋 대표 부호 비트는 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 포함하는 길쌈 코드(convolutional code)의 코셋을 식별하는 상기 길쌈 코드에 대한 코셋 대표 요소를 정의함-를 발생시키는 코셋 대표 발생기(coset representative generator), 및A coset representative sign bit for the sign information bit for each frame, the coset representative sign bit identifying the coset of convolutional code comprising candidates of encoded symbol sign bits A coset representative generator for generating a coset representative element for convolutional code, and 상기 코셋 대표 부호 비트 및 상기 심볼 크기에 응답하여, 상기 원하는 스펙트럼 형태를 가진 상기 송신된 부호화된 심볼을 생성하는 상기 인코드된 심볼 부호 비트의 후보 중에서, 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하는 심볼 부호 비트 선택기A symbol for selecting the encoded symbol code bit among candidates of the encoded symbol code bit that generates the transmitted encoded symbol having the desired spectral shape in response to the coset representative code bit and the symbol size Sign bit selector 를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.Transmission system comprising a. 제1항에 있어서, n이 프레임 당 심볼의 미리 정해진 개수에 해당하고 r이 상기 부호 비트 인코더에 의해 사용된 잉여 비트(redundancy bits)의 개수라고 할 때, 상기 미리 정해진 제1 개수의 크기 정보 비트는 m 비트이고 상기 미리 정해진 제2 개수의 부호 정보 비트는 n-r 비트인 것을 특징으로 하는 송신 시스템.The predetermined first number of size information bits when n corresponds to a predetermined number of symbols per frame and r is the number of redundancy bits used by the sign bit encoder. Is m bits and the predetermined second number of sign information bits are nr bits. 제2항에 있어서, 상기 코셋 대표 발생기는 극성 반전 불변(polarity inversion invariance)을 달성하기 위해 상기 부호 비트 인코더에 제공된 상기 n-r 비트의 미리 정해진 비트 위치들을 차동적으로 인코딩하기 위한 차동 인코더(differential encoder)를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.3. The differential encoder of claim 2 wherein the coset representative generator is for differentially encoding predetermined bit positions of the nr bits provided to the sign bit encoder to achieve polarity inversion invariance. Transmission system comprising a. 제3항에 있어서, 상기 크기 대응기는 계수 변환 대응 기법(modulus conversion mapping scheme)을 사용하여 상기 m 크기 정보 비트를 프레임 당 n 심볼로 대응시키는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.4. The transmission system of claim 3, wherein the magnitude corresponder maps the m size information bits to n symbols per frame using a modulus conversion mapping scheme. 제4항에 있어서, 상기 코셋 대표 발생기는 프레임 당 상기 n 코셋 대표 부호 비트를 생성하기 위해 상기 n-r 부호 정보 비트를 행렬 H^-T와 적산하는 행렬 블록(matrix block)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.5. The apparatus of claim 4, wherein the coset representative generator further comprises a matrix block integrating the nr code information bits with a matrix H ^-T to generate the n coset representative code bits per frame. Transmission system. 제5항에 있어서, 상기 심볼 부호 비트 선택기는 선택 제어기 및 필터를 포함하되, 상기 선택 제어기는6. The apparatus of claim 5, wherein the symbol sign bit selector comprises a select controller and a filter, wherein the select controller 상기 코셋 대표 부호 비트 후보로부터 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 발생시키기 위한 논리 회로, 및A logic circuit for generating a candidate of an encoded symbol code bit from the corset representative code bit candidate; and 인코드된 부호화된 심볼 후보를 형성하기 위해 상기 인코드된 심볼 부호 비트의 후보와 상기 심볼 크기를 조합하는 논리 회로를 포함하고,A logic circuit that combines the symbol size with the candidate of the encoded symbol sign bits to form an encoded encoded symbol candidate, 상기 필터는The filter is 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보에 응답하여, 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 각각에 대한 RFS를 결정하기 위한 논리 회로, 및Logic circuitry for determining an RFS for each of the encoded encoded symbol candidates in response to the encoded encoded symbol candidate; 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 각각에 대한 상기 RFS를 상기 선택 제어기에 제공하기 위한 논리 회로를 포함하며,Logic circuitry for providing the selection controller with the RFS for each of the encoded encoded symbol candidates; 상기 선택 제어기는The selection controller 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 각각에 대한 상기 결정된 RFS에 응답하여 최소의 결정된 RFS를 가진 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보와 연관된 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하기 위한 논리 회로를 더 포함하는Logic circuitry for selecting the encoded symbol sign bit associated with the encoded encoded symbol candidate with the minimum determined RFS in response to the determined RFS for each of the encoded encoded symbol candidates; 것을 특징으로 하는 송신 시스템.Transmission system, characterized in that. 제5항에 있어서, 상기 심볼 부호 비트 선택기는 룩-어헤드(look-ahead)를 사용하고 선택 제어기 및 필터를 포함하되, 상기 선택 제어기는6. The apparatus of claim 5, wherein the symbol sign bit selector uses a look-ahead and includes a select controller and a filter, wherein the select controller 상기 코셋 대표 부호 비트로부터 인코드된 심볼 부호 비트의 후보 시퀀스를 발생시키기 위한 논리 회로, 및A logic circuit for generating a candidate sequence of encoded symbol code bits from the coset representative code bits, and 인코드된 부호화된 심볼 후보 시퀀스를 형성하기 위해서 상기 후보 시퀀스와 상기 심볼 크기를 조합하기 위한 논리 회로를 포함하고,Logic circuitry for combining the candidate sequence with the symbol size to form an encoded encoded symbol candidate sequence; 상기 필터는The filter is 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 시퀀스에 응답하여 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 시퀀스 각각에 대한 상기 RFS를 결정하기 위한 논리 회로, 및Logic circuitry for determining the RFS for each of the encoded encoded symbol candidate sequences in response to the encoded encoded symbol candidate sequence; 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 시퀀스 각각에 대한 상기 RFS를 상기 선택 제어기에 제공하는 논리 회로를 포함하며,A logic circuit for providing the selection controller with the RFS for each of the encoded encoded symbol candidate sequences, 상기 선택 제어기는The selection controller 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 시퀀스 각각에 대한 상기 결정된 RFS에 응답하여, 상기 최소의 결정된 RFS를 가진 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보로부터 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하기 위한 논리 회로를 더 포함하는In response to the determined RFS for each of the encoded encoded symbol candidate sequences, further comprising a logic circuit for selecting the encoded symbol sign bit from the encoded encoded symbol candidate having the minimum determined RFS. Containing 것을 특징으로 하는 송신 시스템.Transmission system, characterized in that. 제7항에 있어서, 제i 심볼에 대하여 상기 RFS는 상기 필터에 의해8. The method of claim 7, wherein the RFS for the i th symbol is generated by the filter. 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.The transmission system, characterized in that determined as. 제8항에 있어서, 상기 RFS는 제k 프레임에 대해 프레임 기초로 상기 필터에 의해10. The apparatus of claim 8, wherein the RFS is performed by the filter on a frame basis for a kth frame. [여기서, j는 심볼 (시간) 인덱스임]Where j is the symbol (time) index 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.The transmission system, characterized in that determined as. 제9항에 있어서, 상기 RFS는 룩-어헤드를 사용하여 Δ가 룩-어헤드 깊이(look-ahead depth)일 때10. The method of claim 9, wherein the RFS uses a look-ahead when Δ is a look-ahead depth. 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.The transmission system, characterized in that determined as. 제10항에 있어서, 상기 수신기는 상기 송신된 부호화된 심볼을 상기 인코드된 심볼 부호 비트 및 심볼 크기로 분리하는 크기 및 부호 추출기(magnitude and sign extractor) 및 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 상기 부호 정보 비트로 디코딩하는 부호 비트 디코더(sign bit decoder)를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.12. The apparatus of claim 10, wherein the receiver divides the transmitted encoded symbol into the encoded symbol sign bit and symbol size and a magnitude and sign extractor and the encoded symbol sign bit. And a sign bit decoder for decoding into information bits. 제11항에 있어서, 상기 부호 비트 디코더는 상기 부호 정보 비트를 복원하기 위해 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 행렬 H^T와 적산하는 가진 행렬 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.12. The transmission system of claim 11, wherein the sign bit decoder comprises an excitation matrix block that integrates the encoded symbol sign bits with a matrix H ^T to recover the sign information bits. 제12항에 있어서, 상기 복원된 부호 정보 비트의 미리 정의된 비트 위치를 차동적으로 디코딩하는 차동 디코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.13. The transmission system of claim 12, further comprising a differential decoder for differentially decoding a predefined bit position of the recovered coded information bits. 제13항에 있어서, 상기 신호점 선택기에 응답하여 상기 부호화된 심볼에 해당하는 옥테트(octet)를 망을 통해 송신하기 위한 옥테트 변환기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.The transmission system of claim 13, further comprising an octet converter for transmitting an octet corresponding to the encoded symbol through a network in response to the signal point selector. 제13항에 있어서, n이 6이고, r은 1이며, 행렬 H^T는The method of claim 13, wherein n is 6, r is 1, and the matrix H ^T is 와 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.Transmission system, characterized in that as defined. 제15항에 있어서, 길쌈 코드는The method of claim 15, wherein the weaving code is 와 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.Transmission system, characterized in that as defined. 제16항에 있어서, 상기 행렬 H^T은The method of claim 16, wherein the matrix H ^T is 와 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.Transmission system, characterized in that as defined. 제7항에 있어서, 상기 RFS는 러닝 디지털 합(running digital sum: RDS)이고 제i 심볼에 대한 상기 RDS는 필터에 의해8. The method of claim 7, wherein the RFS is a running digital sum (RDS) and the RDS for the i th symbol is generated by a filter. [여기서, j는 심볼 (시간) 인덱스임]Where j is the symbol (time) index 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.The transmission system, characterized in that determined as. 제18항에 있어서, 상기 RDS는 프레임 기초로 제k 프레임에 대해 상기 등가급 선택기(equivalence class selector)에 의해19. The apparatus of claim 18, wherein the RDS is selected by the equivalence class selector for a kth frame on a frame basis. [여기서, j는 상기 심볼 (시간) 인덱스임][Where j is the symbol (time) index] 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.The transmission system, characterized in that determined as. 제19항에 있어서, 상기 RDS는 룩-어헤드를 사용하여20. The system of claim 19, wherein said RDS uses look-ahead [Δ는 룩-어헤드 깊이임][Δ is look-ahead depth] 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.The transmission system, characterized in that determined as. 프레임 당 소정 수의 부호화된 심볼로 인코드된 디지털 정보 비트를 네트워크 상에서 수신기로 프레임 단위로 송신-상기 심볼은 원하는 스펙트럼 형태를 가지고, 상기 디지털 정보 비트는 프레임 당 미리 정해진 제1 개수의 크기 정보 비트 및 미리 정해진 제2 개수의 부호 정보 비트를 가짐-하기 위한 방법에 있어서,Transmitting digital information bits encoded with a predetermined number of encoded symbols per frame from frame to frame to a receiver on a network, wherein the symbols have a desired spectral form, the digital information bits having a first predetermined number of size information bits per frame. And having a second predetermined number of sign information bits; 상기 크기 정보 비트를 프레임 당 미리 정해진 개수의 심볼 크기로 대응시키는 단계,Mapping the size information bits to a predetermined number of symbol sizes per frame; 상기 부호 정보 비트를 프레임 당 미리 정해진 개수의 인코드된 심볼 부호 비트로 인코딩하는 단계, 및Encoding the sign information bits into a predetermined number of encoded symbol sign bits per frame, and 프레임 당 미리 정해진 개수의 송신된 부호화된 심볼을 형성하기 위해서, 상기 심볼 크기 및 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 조합하는 단계를 포함하되,Combining the symbol size and the encoded symbol sign bits to form a predetermined number of transmitted encoded symbols per frame, 상기 인코딩 단계는The encoding step 각 프레임에 대해서 상기 부호 정보 비트에 대한 코셋 대표 부호 비트-상기 코셋 대표 부호 비트는 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 포함하는 길쌈 코드의 코셋을 식별하는 상기 길쌈 코드에 대한 코셋 대표 요소를 정의함-를 발생시키는 단계, 및A corset representative code bit for the sign information bit for each frame—the coset representative code bit defines a coset representative element for the convolutional code that identifies a coset of convolutional code that includes candidates of encoded symbol sign bits Generating-, and 상기 코셋 대표 부호 비트 및 상기 심볼 크기를 사용하여 상기 원하는 스펙트럼 형태를 가진 상기 송신된 부호화된 심볼을 생성하는 상기 인코드된 심볼 부호 비트의 후보들 중에서 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하는 단계Selecting the encoded symbol sign bit from among the candidates of the encoded symbol sign bit producing the transmitted encoded symbol having the desired spectral shape using the coset representative code bit and the symbol size. 를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.Transmission method comprising a. 제21항에 있어서, n이 프레임 당 심볼의 미리 정해진 개수이고 r이 상기 인코딩 단계에서 사용된 잉여 비트(redundancy bits)의 개수라 할 때 상기 미리 정해진 제1 개수의 크기 정보 비트는 m 비트이고 상기 미리 정해진 제2 개수의 부호 정보 비트는 n-r 비트인 것을 특징으로 하는 송신 방법.22. The method of claim 21, wherein when n is a predetermined number of symbols per frame and r is a number of redundancy bits used in the encoding step, the first predetermined number of size information bits is m bits and the And the second predetermined number of sign information bits are nr bits. 제22항에 있어서, 상기 발생 단계는 극성 반전 불변을 달성하기 위해서 상기 n-r 비트의 미리 결정된 비트 위치를 차동적으로 인코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.23. The method of claim 22 wherein the generating step comprises differentially encoding a predetermined bit position of the n-r bits to achieve polarity inversion invariant. 제23항에 있어서, 상기 대응 단계는 계수 변환 대응 기법을 사용하여 상기 m 크기 정보 비트를 프레임 당 n 심볼로 대응시키는 것을 특징으로 하는 송신 방법.24. The transmission method according to claim 23, wherein the correspondence step corresponds to mapping the m size information bits into n symbols per frame using a coefficient transformation correspondence technique. 제24항에 있어서, 상기 발생 단계는 프레임 당 상기 n 코셋 대표 부호 비트를 생성하기 위해 상기 n-r 부호 정보 비트를 행렬 H^T와 적산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.25. The method of claim 24, wherein the generating step further comprises integrating the nr code information bits with a matrix H ^T to generate the n coset representative code bits per frame. 제25항에 있어서, 상기 선택 단계는The method of claim 25, wherein said selecting step 상기 코셋 대표 부호 비트로부터 인코드된 심볼 부호 비트 후보를 발생시키는 단계,Generating an encoded symbol code bit candidate from the coset representative code bits; 인코드된 부호화된 심볼 후보를 형성하기 위해 상기 인코드된 심볼 부호 비트의 후보와 상기 심볼 크기를 조합하는 단계,Combining the symbol size with the candidate of the encoded symbol sign bits to form an encoded encoded symbol candidate; 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 각각에 대한 RFS를 결정하는 단계,Determining an RFS for each of the encoded encoded symbol candidates; 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 각각에 대한 상기 RFS를 제공하는 단계, 및Providing the RFS for each of the encoded encoded symbol candidates, and 상기 최소의 결정된 RFS를 가진 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보와 연관된 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하는 단계Selecting the encoded symbol sign bit associated with the encoded encoded symbol candidate having the minimum determined RFS. 를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.Transmission method comprising a. 제25항에 있어서, 상기 선택 단계는 룩-어헤드를 사용하고The method of claim 25, wherein said selecting step uses a look-ahead 상기 코셋 대표 부호 비트로부터 인코드된 심볼 부호 비트의 후보 시퀀스를 발생시키는 단계,Generating a candidate sequence of encoded symbol code bits from the coset representative code bits, 인코드된 부호화된 심볼 후보 시퀀스를 형성하기 위해서 상기 후보 시퀀스와 상기 심볼 크기를 조합하는 단계,Combining the candidate sequence and the symbol size to form an encoded encoded symbol candidate sequence, 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 시퀀스 각각에 대한 상기 RFS를 결정하는 단계,Determining the RFS for each of the encoded encoded symbol candidate sequences; 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보 시퀀스 각각에 대한 상기 RFS를 제공하는 단계, 및Providing the RFS for each of the encoded encoded symbol candidate sequences, and 상기 최소의 결정된 RFS를 가진 상기 인코드된 부호화된 심볼 후보로부터 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하는 단계Selecting the encoded symbol sign bit from the encoded encoded symbol candidate with the minimum determined RFS 를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.Transmission method comprising a. 제27항에 있어서, 제i 심볼에 대한 상기 RFS는 상기 필터에 의해29. The apparatus of claim 27, wherein the RFS for the i th symbol is generated by the filter. 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.The transmission method, characterized in that determined as. 제28항에 있어서, 상기 RFS는 제k 프레임에 대해 프레임 기초로 상기 필터에 의해29. The apparatus of claim 28, wherein the RFS is performed by the filter on a frame basis for a kth frame. [여기서, j는 심볼 (시간) 인덱스임]Where j is the symbol (time) index 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.The transmission method, characterized in that determined as. 제29항에 있어서, 상기 RFS는 룩-어헤드를 사용하여 Δ는 룩-어헤드 깊이(look-ahead depth)일 때30. The method of claim 29, wherein the RFS uses a look-ahead when Δ is a look-ahead depth. 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.The transmission method, characterized in that determined as. 제30항에 있어서, 상기 수신기에서 상기 송신된 부호화된 심볼을 상기 인코드된 심볼 부호 비트 및 심볼 크기로 분리하는 단계 및 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 상기 부호 정보 비트로 디코딩하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.31. The method of claim 30, further comprising separating at the receiver the encoded coded symbol into the encoded symbol sign bit and symbol size and decoding the encoded symbol sign bit into the sign information bit. The transmission method characterized by the above-mentioned. 제31항에 있어서, 상기 디코딩 단계는 상기 부호 정보 비트를 복원하기 위해 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 행렬 H^T와 적산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.32. The method of claim 31 wherein the decoding step includes integrating the encoded symbol sign bits with a matrix H ^T to recover the sign information bits. 제32항에 있어서, 상기 복원된 부호 정보 비트의 미리 정의된 비트 위치를 차동적으로 디코딩하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.33. The method of claim 32, further comprising differentially decoding a predefined bit position of the recovered coded information bits. 제33항에 있어서, 상기 부호화된 심볼에 해당하는 옥테트를 망을 통해 송신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.34. The method of claim 33, further comprising transmitting an octet corresponding to the encoded symbol through a network. 제33항에 있어서, n은 6이고, r은 1이며, 행렬 H^-T는34. The method of claim 33 wherein n is 6, r is 1 and the matrix H- ^T is 와 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.The transmission method characterized in that it is defined as. 제35항에 있어서, 길쌈 코드는36. The method of claim 35 wherein the weaving code is 와 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.The transmission method characterized in that it is defined as. 제36항에 있어서, 상기 행렬 H^T은The method of claim 36, wherein the matrix H ^T is 와 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.The transmission method characterized in that it is defined as. 제27항에 있어서, 상기 RFS는 러닝 디지털 합이고 제i 심볼에 대한 상기 RDS는,28. The method of claim 27, wherein the RFS is a running digital sum and the RDS for the i th symbol is: [여기서, j는 심볼 (시간) 인덱스임]Where j is the symbol (time) index 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 방법The transmission method characterized in that is determined as 제38항에 있어서, 상기 RDS는 프레임 기초로 제k 프레임에 대해The apparatus of claim 38, wherein the RDS is for a k-th frame on a frame basis. [여기서, j는 상기 심볼 (시간) 인덱스임][Where j is the symbol (time) index] 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.The transmission method, characterized in that determined as. 제39항에 있어서, 상기 RDS는 룩-어헤드를 사용하여40. The method of claim 39, wherein the RDS uses a look-ahead [여기서, Δ는 룩-어헤드 깊이임]Where Δ is the look-ahead depth 와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 방법The transmission method characterized in that is determined as 프레임 당 소정 수의 프리코딩된 수준(precoded level)으로 디지털 정보 비트들-상기 디지털 정보 비트는 프레임 당 미리 정해진 제1 개수의 크기 정보 비트 및 미리 정해진 제2 개수의 부호 정보 비트를 가짐-을 프레임 단위로 송신기에서 프리코딩(precoding)하기 위한 시스템에 있어서,Frame digital information bits at a predetermined number of precoded levels per frame, the digital information bits having a first predetermined number of size information bits and a second predetermined number of sign information bits per frame. In the system for precoding (transcoding) at the transmitter in units, 상기 크기 정보 비트를 프레임 당 미리 정해진 개수의 심볼 크기로 대응시키기 위한 크기 대응 장치,A size correspondence device for mapping the size information bits to a predetermined number of symbol sizes per frame; 상기 부호 정보 비트를 프레임 당 미리 정해진 개수의 인코드된 심볼 부호 비트로 인코딩하는 부호 비트 인코더, 및A sign bit encoder for encoding the sign information bits into a predetermined number of encoded symbol sign bits per frame, and 상기 크기 대응 장치 및 상기 부호 비트 인코더에 응답하여 프레임 당 미리 정해진 개수의 부호화된 심볼을 형성하기 위해서 상기 심볼 크기 및 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 조합하고 상기 부호화된 심볼에 해당하는 상기 프리코딩된 수준을 출력하는 신호점 선택기를 포함하되,Combining the symbol size and the encoded symbol sign bits and forming the precoded symbols corresponding to the encoded symbols to form a predetermined number of encoded symbols per frame in response to the magnitude corresponding device and the code bit encoder. Include a signal point selector to output the level, 상기 부호 비트 인코더는The sign bit encoder is 각 프레임에 대해서 상기 부호 정보 비트에 대한 코셋 대표 부호 비트-상기 코셋 대표 부호 비트는 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 포함하는 길쌈 코드의 코셋을 식별하는 상기 길쌈 코드에 대한 코셋 대표 요소를 정의함-를 발생시키는 코셋 대표 발생기, 및A corset representative code bit for the sign information bit for each frame—the coset representative code bit defines a coset representative element for the convolutional code that identifies a coset of convolutional code that includes candidates of encoded symbol sign bits A representative coset generator for generating-, and 상기 코셋 대표 부호 비트 및 상기 심볼 크기에 응답하여 상기 인코드된 심볼 부호의 후보로부터 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하는 심볼 부호 비트 선택기A symbol code bit selector for selecting the encoded symbol sign bit from a candidate of the encoded symbol code in response to the coset representative code bit and the symbol size 를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리코딩하기 위한 시스템.A system for precoding, comprising a. 프레임 당 소정 수의 프리코딩된 수준으로 디지털 정보 비트들-상기 디지털 정보 비트는 프레임 당 미리 정해진 제1 개수의 크기 정보 비트 및 미리 정해진 제2 개수의 부호 정보 비트를 가짐-을 프레임 단위로 송신기에서 프리코딩하기 위한 방법에 있어서,The digital information bits at a predetermined number of precoded levels per frame, the digital information bits having a first predetermined number of size information bits and a second predetermined number of sign information bits per frame, in the frame unit. In the method for precoding, 상기 크기 정보 비트를 상기 프레임 당 미리 정해진 개수의 심볼 크기로 대응시키는 단계,Mapping the size information bits to a predetermined number of symbol sizes per frame; 상기 부호 정보 비트를 상기 프레임 당 미리 정해진 개수의 인코드된 심볼 부호 비트로 인코딩하는 단계, 및Encoding the sign information bits into a predetermined number of encoded symbol sign bits per frame, and 프레임 당 미리 정해진 개수의 부호화된 심볼을 형성하기 위해서 상기 심볼 크기 및 인코드된 심볼 부호 비트를 조합하고 상기 부호화된 심볼에 해당하는 상기 프리코딩된 수준을 출력하는 단계를 포함하되,Combining the symbol size and encoded symbol sign bits to form a predetermined number of coded symbols per frame and outputting the precoded levels corresponding to the coded symbols, 상기 인코딩 단계는The encoding step 각 프레임에 대해서 상기 부호 정보 비트에 대한 코셋 대표 부호 비트-상기 코셋 대표 부호 비트는 인코드된 심볼 부호 비트의 후보를 포함하는 길쌈 코드의 코셋을 식별하는 상기 길쌈 코드에 대한 코셋 대표 요소를 정의함-를 발생시키는 단계, 및A corset representative code bit for the sign information bit for each frame—the coset representative code bit defines a coset representative element for the convolutional code that identifies a coset of convolutional code that includes candidates of encoded symbol sign bits Generating-, and 상기 코셋 대표 부호 비트 및 상기 심볼 크기를 사용하여 상기 인코드된 심볼 부호의 후보로부터 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 선택하는 단계Selecting the encoded symbol sign bit from a candidate of the encoded symbol code using the corset representative sign bit and the symbol size 를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리코딩하기 위한 방법.A method for precoding, characterized in that it comprises a. 송신기에 의해 프레임 당 소정 수의 부호화된 심볼로 인코드된 디지털 정보 비트들-상기 송신된 부호화된 심볼은 원하는 스펙트럼 형태를 가지고 상기 디지털 정보 비트는 프레임 당 미리 정해진 제1 개수의 크기 정보 비트 및 미리 정해진 제2 개수의 부호 정보 비트를 가짐-을 프레임 단위로 망으로부터 수신하기 위한 수신기에 있어서,Digital information bits encoded by a transmitter into a predetermined number of coded symbols per frame, wherein the transmitted coded symbols have a desired spectral form and the digital information bits comprise a first predetermined number of magnitude information bits per frame and in advance. A receiver for receiving from a network on a frame-by-frame basis a fixed number of sign information bits; 상기 송신된 부호화된 심볼을 인코드된 심볼 부호 비트 및 인코드된 심볼 크기로 분리하는 크기 및 부호 추출기,A size and code extractor that separates the transmitted coded symbols into encoded symbol sign bits and encoded symbol sizes; 상기 인코드된 심볼 크기를 상기 크기 정보 비트로 디코딩하는 크기 역대응기, 및A magnitude counterpart that decodes the encoded symbol size into the magnitude information bits, and 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 상기 부호 정보 비트로 디코딩하는 부호 비트 디코더를 포함하되,A code bit decoder for decoding the encoded symbol code bits into the code information bits, 상기 부호 비트 디코더는 상기 부호 정보 비트를 복원하기 위해 상기 인코드된 심볼 부호 비트를 행렬 H^T와 적산하는 행렬 블록을 포함하는The sign bit decoder includes a matrix block for integrating the encoded symbol sign bits with a matrix H ^T to recover the sign information bits. 것을 특징으로 하는 수신기.Receiver characterized in that. 제43항에 있어서, H^T는The method of claim 43, wherein H ^T is 와 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 수신기.Receiver, characterized in that defined as.