KR19990019196A - Direct intermediate frequency signal sampling method of digital demodulation system - Google Patents
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Abstract
본 발명은 디지털 복조 시스템에 관한 것으로 특히, 중간주파수대역 신호(IF)를 기저대역으로 변환하여 복조된 I채널 신호와 Q채널 신호를 얻기 전단계에서, 샘플링된 하향변환 중간주파수 신호를 처리하는 디지털 복조 시스템의 직접 중간주파수 신호 샘플링 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a digital demodulation system and, more particularly, to a digital demodulation system that converts an intermediate frequency band signal (IF) to a baseband signal and processes a sampled down-converted intermediate frequency signal in a pre- To a method of sampling a direct intermediate frequency signal of a system.
본 발명은 중간주파수(IF) 대역의 중심 주파수(fIF)보다 소정의 낮은 주파수를 샘플링 속도(fS)로 설정하여 중간주파수(IF) 신호를 상기 설정된 샘플링 속도(fS)로 직접 아날로그-디지털 변환시켜 샘플링된 하향변환 중간주파수 신호(sampled down-conversion IF)를 얻는 방법으로서, 상기 소정의 샘플링 속도(fS)는 중간주파수대역의 중심 주파수의 '4/7' 배한 값()로 결정된다.The present invention is an intermediate frequency (IF) center frequency of the band (f IF) than the sample rate to a predetermined lower frequency set to (f S) of intermediate frequency (IF) is set sampling rate the signal (f S) as a direct analog to as a method of obtaining the digitally down-converted intermediate frequency signal (IF sampled down-conversion) to convert the sampling, wherein the predetermined sampling rate (f S) is '4/7' multiplying the value of the center frequency of the intermediate frequency band ( ).
본 발명은 샘플링 주파수를 적절히 선택하여 중간주파수(IF) 신호를 직접 샘플링하므로써, 기저대역상에서 샘플링된 하향변환 중간주파수(sampled DC IF) 신호를 얻을 수 있기 때문에 보다 간단한 처리 과정으로 이루어진다. 또한, 종래에 필요했던 국부 발진기와, 믹서, 저역통과필터등의 하드웨어를 사용하지 않아도 되므로 면적 및 비용면에서 경제적인 효과가 있다.The present invention provides a simpler processing procedure because a sampled DC IF signal sampled on the baseband can be obtained by directly sampling an intermediate frequency (IF) signal by appropriately selecting a sampling frequency. In addition, there is no need to use hardware such as a local oscillator, a mixer, and a low-pass filter, which have been required in the past, and it is economical in terms of area and cost.
Description
본 발명은 디지털 복조 시스템에 관한 것으로 특히, 중간주파수대역 신호(Intermediate Frequency, 이하 IF 신호라함)를 기저대역으로 변환하여 복조된 I채널 신호와 Q채널 신호를 얻기 전단계에서, 샘플링된 하향변환 중간주파수 신호를 처리하는 디지털 복조 시스템의 직접 중간주파수 신호 샘플링 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a digital demodulation system and, more particularly, to a digital demodulation system that converts an intermediate frequency signal (hereinafter referred to as IF signal) to a baseband and provides a sampled down-conversion intermediate frequency And more particularly to a direct intermediate frequency signal sampling method of a digital demodulation system for processing signals.
일반적으로 연속적인 정보 신호는 부호화 기술(encode)에 의해 이산 형태로 변환되며 이것은 이진 데이터 스트림(binary data stream)으로 나타난다. 부호화된 이진 데이터 스트림은 적당히 필터링되고 나서 다양한 변조 기술(modulation)에 의해 변조되어 원하는 전송 채널로 전송된다. 정보신호(information signal)를 반송파(carrier)를 이용하여 변조시키는 이유와 목적은 효율적인 다중 무선통신 을 가능하게 하고, 신호간섭을 피하며, 통신 채널의 통과대역 특성에 적합하도록 하기 위함이다. 현재 통신 시스템은 정보신호를 아날로그 변조하기 보다는 디지털 변조시키는 데 이는 디지털 변조시 수신된 신호로부터 잡음을 쉽게 검출할 수 있고 송수신 디지털 시스템의 하드웨어 구성이 간단하기 때문이다.In general, a continuous information signal is converted into a discrete form by an encoding technique, which is expressed as a binary data stream. The encoded binary data stream is suitably filtered and then modulated by various modulation techniques and transmitted on the desired transmission channel. The reason and purpose of modulating an information signal using a carrier is to enable efficient multi-radio communication, to avoid signal interference, and to conform to the passband characteristics of a communication channel. Currently, communication systems digitally modulate information signals rather than analog modulations because they can easily detect noise from received signals in digital modulation and the hardware configuration of the transmitting and receiving digital system is simple.
변조 기법의 일종으로 반송파의 진폭 및 위상을 변화시켜 정보를 전송하는 연속 위상 기법은, 할당된 주파수 대역을 더욱 효율적으로 이용할 수 있다. 연속 위상 기법의 일종으로 직교진폭변조(이하 QAM라함 ,quadrature amplitude modulation)가 있다. QAM은 기저대역의 이진 데이터 스트림을 우수 비트열(우수번째 클럭에서 입력되는 비트)과 기수 비트열(기수번째 클럭에서 입력되는 비트)의 비트쌍으로 분리된 다음 분리된 비트쌍을 반송파의 코사인 성분과 사인 성분으로 각각 믹싱하여 믹싱된 생성된 두 피변조 신호를 합산하여 변조시킨다. 이렇게 형성된 QAM 피변조 신호(S(t))는 코사인 성분과 곱해진 동위상 성분(I(t))과 싸인 성분과 곱해진 직각위상 성분(Q(t))으로 구성되며, 수학적으로 표현하면 S(t)=I(t)cosωt + Q(t)sinωt 이다. 여기서, ω는 반송파의 각주파수로서 2πf이며, I(t)는 실수 변조 성분, Q(t)는 허수 변조성분이라고도 한다. 시간영역의 S(t)는 두개의 서로 직교하는 성분이 더해진 것이므로 두 피변조 신호 성분 사이의 상관 관계는 '0'인 성질을 갖는다.As a kind of modulation technique, the continuous phase technique of transmitting information by changing the amplitude and phase of the carrier wave can use the allocated frequency band more efficiently. One type of continuous phase technique is quadrature amplitude modulation (QAM). The QAM separates the binary data stream of the baseband into a bit pair of an even bit string (bit input from the odd-numbered clock) and an odd bit string (bit input from the odd-numbered clock) And the sine component, respectively, and mixes the resulting two modulated signals to modulate them. The thus formed QAM-modulated signal S (t) consists of an in-phase component I (t) multiplied by a cosine component and a quadrature-phase component Q (t) multiplied by a sine component, S (t) = I (t) cos? T + Q (t) sin? T. Here,? Is an angular frequency of the carrier wave of 2? F, I (t) is a real modulation component, and Q (t) is also called an imaginary modulation component. Since S (t) in the time domain is added with two mutually orthogonal components, the correlation between two modulated signal components has a property of '0'.
한편, 고화질 디지털 텔레비젼(HDTV,high definition television)방식은 보다 질 좋은 영상서비스를 위해 개발되고 있으며, HDTV의 변조방식은 주로 QAM 또는 잔류측파대 변조 방식(VSB,vestigial side band)등이 제안되어 적용되고 있다. 이것은 부호화된 후 발생된 많은 데이터를 기존의 NTSC 전송채널인 6㎒ 대역을 통해 전송하려면 멀티레벨 변조방식을 사용해야 하기 때문이다.On the other hand, high definition digital television (HDTV) is being developed for better quality video services, and QAM or VSB (vestigial side band) is mainly proposed as the modulation method of HDTV . This is because a multilevel modulation scheme must be used to transmit a large amount of data generated after being encoded through the existing NTSC transmission channel, the 6 MHz band.
VSB 변조 방식은 기저대역에서의 입력신호를 일종의 나이퀴스트 필터인 제곱근 발생 코사인필터(square root raised cosine fiter)로 성형한다. 펄스 성형된 동위상 I채널 신호는 다시 복소 필터링되어 직각 Q채널 신호를 발생시킨다. 기저 대역에서의 각 채널의 직교성분들을 D/A 변환 과정을 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 중간주파수 대역의 코사인 및 싸인 신호로 성형변조된다. 변조된 I채널 신호에서 Q채널 신호를 빼줌으로써 하측파대의 성분이 제거된 VSB 신호를 얻는다. VSB 변조신호는 전송하고자 하는 반송파에 실려 수신측으로 전송된다. 즉, VSB 방식은 먼저 중간주파수로 변환된 신호가 다시 국부 발진기와 믹서에 의해 무선 주파수신호(RF,radio frequency)로 변환되어 전송된다.The VSB modulation scheme shapes the input signal in the baseband into a square root raised cosine filter, which is a kind of Nyquist filter. The pulsed in-phase I-channel signal is again complex filtered to produce a quadrature Q-channel signal. Orthogonal components of each channel in the baseband are converted into analog signals through a D / A conversion process, and then modulated into cosine signals and sine signals of an intermediate frequency band. By subtracting the Q channel signal from the modulated I channel signal, the VSB signal with the lower sideband component removed is obtained. The VSB modulation signal is transmitted to the receiving side on the carrier wave to be transmitted. That is, in the VSB method, a signal converted to an intermediate frequency is first converted into a radio frequency (RF) signal by a local oscillator and a mixer, and then transmitted.
QAM 방식은 이미 설명한 바와 같이, 기저대역 I신호와 Q신호를 중간 주파수대역으로 상향변환하여 전송한다.As described above, the QAM system up-converts the baseband I signal and the Q signal to an intermediate frequency band and transmits the same.
도 1은 기저대역신호를 중간주파수대역으로 변조하는 QAM 변조시스템에 대한 구성도이다. QAM 변조시스템은 입력된 디지털 데이터(IN)를 QAM 변조하기 위하여 I성분과 Q성분으로 매핑하는 QAM 맵퍼(10)와, I성분을 아날로그 신호로 변환하는 제1 D/A 변환기(11), Q성분을 아날로그 신호로 변환하는 제2 D/A 변환기(12), 아날로그 변환된 I성분을 펄스 성형하는 제1 제곱근 발생 코사인 필터(root raised cosine filter,13), 아날로그 변환된 Q성분을 펄스 성형하는 제2 제곱근 발생 코사인 필터(14), 중간주파수 반송파 cos(ωIFt)를 발생하는 국부 발진기(15), 상기 중간주파수 반송파의 위상을 90°천이시키는 위상 천이기(16), 상기 국부 발진기(15)의 반송파와 펄스 성형된 I채널 신호를 믹싱하는 제1 믹서(17), 위상 천이기의 반송파와 펄스 성형된 Q채널 신호를 믹싱하는 제2 믹서(18), 및 상기 제 1 믹서(17)와 제 2 믹서(18)로부터 출력된 I채널 신호와 Q채널 신호를 합하여 최종적으로 중간주파수 신호(이하, IF 신호 라함)를 출력하는 합산기(19)로 구성되어있다.1 is a configuration diagram of a QAM modulation system for modulating a baseband signal into an intermediate frequency band. The QAM modulation system includes a QAM mapper 10 for mapping the input digital data IN to an I component and a Q component for QAM modulation, a first D / A converter 11 for converting an I component to an analog signal, a Q A second D / A converter 12 for converting the component into an analog signal, a first raised root cosine filter 13 for pulse-shaping the analog-converted I component, A second square root cosine filter 14, a local oscillator 15 for generating an intermediate frequency carrier cos (ω IF t), a phase shifter 16 for shifting the phase of the intermediate frequency carrier by 90 °, a local oscillator A first mixer 17 for mixing the carrier of the phase shifter with the pulsed Q channel signal and a second mixer 18 for mixing the carrier of the phase shifter with the pulse shaped Q channel signal, ) And the I channel signal and the Q channel signal output from the second mixer 18 are combined A is composed of an intermediate frequency signal (hereinafter, IF signal Abraham) a summer (19) for outputting.
예를 들어, 16 QAM 모드는 샘플링된 데이터를 4비트 심볼로 변환하는데, 20Mbps의 데이터가 변환되면 심볼 전송률(symbol rate)은 원래 신호의 1/4인 5Mbps 가 된다. 즉, 도 1에서와 같이 간단한 D/A 변환기에 의해 처음 2비트(I성분)는 4개의 레벨을 갖는 신호로 변환된 후 cos(ωIFt)로 변조되고, 다음 2비트(Q성분)도 같은 방법으로 이것과 직교를 이루는 sin(ωIFt)의해 변조된다. 이렇게 변조된 I,Q 신호가 합쳐져서 16 QAM 신호를 발생하며, 16 QAM 신호의 성상도를 도 2에 도시하였다. 도 2에서 보는 바와 같이, 가로축은 동위상 I성분인 코사인 축이고, 세로축은 직각위상 Q성분이 싸인 축으로 나타낸다. 16개의 각 심볼은 4비트로 구성되어 있으면서 I값과 Q값은 최대 크기가 3(2비트 표현)이며, 각 심볼들은 가장 가까운 이웃심볼과 똑같은 거리를 두고 존재한다. 그리고, 한 심볼당 에너지를 거의 최소화 하기 위하여 신호공간의 원점에 대해 대칭적으로 위치하고 있다.For example, 16 QAM mode converts sampled data into 4-bit symbols. When 20 Mbps data is converted, the symbol rate becomes 5 Mbps, which is 1/4 of the original signal. 1, the first 2 bits (I component) is converted into a signal having four levels and then modulated to cos (? IF t), and the next 2 bits (Q component) In the same way, it is modulated by sin (ω IF t), which is orthogonal to this. The modulated I and Q signals are combined to generate a 16 QAM signal, and the constellation of the 16 QAM signal is shown in FIG. As shown in FIG. 2, the horizontal axis represents a cosine axis that is an in-phase I component, and the vertical axis represents an axis with a quadrature-phase Q component. Each of the 16 symbols is composed of 4 bits, and the I and Q values have a maximum size of 3 (represented by 2 bits), and each symbol exists at the same distance as the closest neighbor symbol. And is symmetrically located relative to the origin of the signal space in order to minimize the energy per symbol.
도 3은 아날로그 방식으로 중간주파수대역 신호를 기저대역신호로 변환하는 QAM 복조시스템에 대한 구성도로서, 변조 시스템의 반송파와 동일한 주파수를 발생하는 국부 발진기(30)와, 90°위상 천이기(31) 및, 믹서(32,33)를 이용하여 입력된 IF 신호를 I 성분과 Q성분으로 분리시킨다. 즉, 아날로그 소자들을 이용하여 IF 대역에 위치한 신호를 기저대역(baseband)으로 변환하는 데 있어서, IF 대역에 위치한 신호는 국부 발진기(30)에서 발진하는 ωIF성분과 믹싱되어 기저대역과 2ωIF대역에 나뉘어 존재하게 된다. 이 신호들 중 우리가 필요로하는 성분은 기저대역에 위치한 신호이기 때문에 저역통과 필터(Low Pass Filter, 34, 35)를 이용하여 2ωIF대역에 존재하는 신호를 제거 한다. 고주파 성분의 신호를 제거한 뒤 I 성분과 Q성분의 아날로그 신호를 A/D변환기(36, 37)를 통해 각각 샘플링하여 디지털 처리에 필요한 이산 시간 신호열(discrete-time sequence)을 출력한다.3 is a block diagram of a QAM demodulation system for converting an intermediate frequency band signal into a baseband signal in an analog manner. The local oscillator 30 generates the same frequency as the carrier wave of the modulation system, and a 90 ° phase shifter 31 ) And mixers 32 and 33 to divide the input IF signal into an I component and a Q component. That is, to convert the signal in the IF band use analog elements to baseband (baseband), the signal in the IF band are mixed and ω IF component which oscillates at the local oscillator 30. The baseband and 2ω IF band Respectively. Since the required components of these signals are the signals located in the baseband, we use low-pass filters (34, 35) to remove the signals present in the 2ω IF band. After removing the high frequency component signal, analog signals of the I component and the Q component are sampled through the A / D converters 36 and 37, respectively, and a discrete-time sequence necessary for digital processing is output.
QAM 방식이나 VSB 방식과 같이 복소 변조된 신호들을 복조하는 데 있어서, 아날로그 믹서를 사용하여 실수 성분(I(t))과 허수 성분(Q(t))을 분리한 후 그 분리된 각 신호성분을 저역통과시켜 기저대역신호로 주파수 하향시키는 시스템의 경우에 아날로그 믹서에서 4∼6㏈ 가량의 변환손실을 입게된다.In demodulating complex-modulated signals such as QAM or VSB, an analog mixer is used to separate the real component I (t) and the imaginary component Q (t) In the case of a system that lowers the frequency to a baseband signal, the analog mixer has a conversion loss of about 4 to 6 dB.
그러므로 만일 RF 또는 IF 신호의 신호대 잡음비(SNR)가 낮을 경우에는 디지털 방식으로 주파수를 하향시키는 것이 더 바람직하며, 중간주파수 신호를 기저대역으로 낮추면서 디지털 방식으로 복소 신호를 처리하는 것이 요구된다.Therefore, if the signal-to-noise ratio (SNR) of the RF or IF signal is low, it is more desirable to lower the frequency digitally, and it is required to digitally process the complex signal while lowering the intermediate frequency signal to the baseband.
종래에는 IF 신호의 주파수를 하향시키는 과정과, 하향변환된 중간주파수 신호를 다시 샘플링하는 과정을 통해서 기저대역의 이산 신호열을 얻으므로써, 처리 시간에 상당히 소요되는 문제점이 있었다. 또한, 상기 과정을 위해서 도 3에서와 같이 국부 발진기(30)와, 믹서(32, 33), 저역통과필터(34,35) 및 A/D 변환기(36, 37)를 사용해야 하므로 시스템 설계시 하드웨어 면적 및 비용이 추가 부담되는 문제점이 있었다.Conventionally, there has been a problem in that a baseband discrete signal sequence is obtained through a process of lowering the frequency of the IF signal and a process of re-sampling the down-converted intermediate frequency signal, thereby requiring considerable processing time. 3, it is necessary to use the local oscillator 30, the mixers 32 and 33, the low-pass filters 34 and 35 and the A / D converters 36 and 37, There is a problem that an area and a cost are added.
이에, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 종래와 같이 국부 발진기를 이용하여 IF 신호를 하향시킨 후 저역통과된 신호를 샘플링 하지않고, IF 신호를 IF 신호의 주파수보다 낮은 적당한 샘플링 속도로 직접 A/D 샘플링하여 기저대역으로 변환시키는 디지털 복조시스템의 직접 중간주파수 신호 샘플링 방법을 제공하는 데 그 목적이 있다.SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, the present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and it is an object of the present invention to provide an IF signal amplifying method and an IF signal amplifying method, And to provide a direct intermediate frequency signal sampling method of a digital demodulation system that converts A / D sampling directly to a baseband at a sampling rate.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은 기저대역으로부터 중간주파수(IF) 대역의 최저 주파수 영역까지 차단되어 신호가 없다고 가정할 수 있도록 충분히 감쇄되어 있을 경우에 한하여, 중간주파수(IF) 대역의 중심 주파수(fIF)보다 소정의 낮은 주파수를 샘플링 속도(fS)로 설정하여 중간주파수(IF) 신호를 상기 설정된 샘플링 속도(fS)로 직접 아날로그-디지털 변환시켜 샘플링된 하향변환 중간주파수 신호(sampled down-converted IF)를 얻는 과정으로 이루어 진 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the method of the present invention is applied to an intermediate frequency (IF) band only when it is sufficiently attenuated to assume that there is no signal due to blocking from the base band to the lowest frequency band of the IF band of the center frequency (f IF) than setting a predetermined low frequency to the sampling rate (f S) to an intermediate frequency (IF) is set sampling rate the signal (f S) as a direct analog to digital conversion to the sampled down-converted intermediate frequency And a signal sampled down-converted IF is obtained.
도 1은 기저대역신호를 중간주파수대역으로 변조하는 QAM 변조시스템에 대한 구성도,1 is a block diagram of a QAM modulation system for modulating a baseband signal into an intermediate frequency band,
도 2는 도 1에 의해 생성된 QAM 신호의 성상도,FIG. 2 is a block diagram of a QAM signal generated by FIG. 1,
도 3은 아날로그 방식으로 중간주파수대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 QAM 복조시스템에 대한 구성도,3 is a configuration diagram of a QAM demodulation system for converting an intermediate frequency band signal into a baseband signal in an analog manner;
도 4는 디지털 방식으로 중간주파수대역 신호를 기저대역 신호로 변환하여 복조하는 QAM 복조시스템에 대한 구성도,FIG. 4 is a block diagram of a QAM demodulation system that digitally converts an intermediate frequency band signal into a baseband signal and demodulates it;
도 5는 도 4의 작용을 설명하기 위한 직교 함수에 대한 파형도,FIG. 5 is a waveform diagram of an orthogonal function for explaining the operation of FIG. 4,
도 6은 중간주파수대역 신호를 하향 변환된 중간주파수대역 신호(down-conversion IF,DC IF)로 변환하여 샘플링하는 전처리기에 대한 블록도,FIG. 6 is a block diagram of a preprocessor for converting an intermediate frequency band signal to a down-converted intermediate frequency band signal (down-conversion IF, DC IF)
도 7은 도 6의 전처리과정을 설명하기 위한 각 구성요소의 입출력신호에 대한 주파수 스펙트럼,FIG. 7 is a graph illustrating a frequency spectrum of an input / output signal of each component to explain the preprocessing process of FIG. 6,
도 8은 본 발명에 따른 중간주파수대역 신호로부터 직접 샘플링하는 방법을 설명하기 위한 주파수 스펙트럼이다.8 is a frequency spectrum for explaining a method of sampling directly from an intermediate frequency band signal according to the present invention.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 들어 본 발명의 방법을 자세히 설명하기로 한다.Hereinafter, the method of the present invention will be described in detail with reference to preferred embodiments of the present invention.
우선 본 발명의 이해를 돕기 위해 디지털 방식으로 중간주파수대역 신호를 기저대역으로 변환하는 과정을 도 4와 도 5 및 도 6을 참조하여 설명하기로 한다.A method of converting an intermediate frequency band signal to a baseband signal in a digital manner will be described with reference to FIG. 4, FIG. 5, and FIG. 6 to facilitate understanding of the present invention.
도 4는 디지털 방식으로 QAM변조된 중간주파수대역 신호를 기저대역신호로 변환하여 복조하는 QAM 복조시스템에 대한 구성도이다. 디지털 복조시스템은 도 3의 기능을 갖는 도 4와 같은 간단한 디지털 샘플러로 구현할 수 있다. IF 신호 입력을 4ωIF의 샘플링 주파수로 디지털 변환하는 A/D변환기(40)와, 샘플링된 신호값을 4 클럭을 주기로 처음 2클럭동안은 '+1'과 다음 2클럭동안은 '-1' 을 번갈아가며 곱셈하는 곱셈기(41) 및, 곱셈기(41)로부터 출력된 신호를 I성분과 Q성분으로 분리하는 분리기(42)로 구성된다. 여기서, 시간영역의 IF 신호는 두개의 서로 직교하는 성분이 더해진 것이므로(직교 함수 cosωt, sinωt를 이용하여) 두 신호 성분간의 상관 관계가 0이 되며 간섭이 발생하지 않고 cosωt에 실린 I성분과 sinωt에 실린 Q성분을 분리해낼 수 있는 것이다.FIG. 4 is a block diagram of a QAM demodulation system for converting a digital QAM-modulated intermediate frequency band signal into a baseband signal for demodulation. The digital demodulation system can be implemented with a simple digital sampler as shown in Fig. 4 having the function of Fig. An A / D converter 40 for digitally converting the IF signal input to a sampling frequency of 4ω IF , a sampling circuit for sampling the sampled signal value by '+1' for the first 2 clocks and '-1' And a separator 42 for separating the signal output from the multiplier 41 into an I component and a Q component. Here, since the IF signal in the time domain has two orthogonal components added (using the orthogonal functions cos? T and sin? T), the correlation between the two signal components becomes zero and interference does not occur and the I component and sin? It is possible to separate the loaded Q component.
이에 대한 이해를 돕기 위해 도 5를 참조하여 도 4의 작용을 설명하고자 한다.To facilitate understanding, the operation of FIG. 4 will be described with reference to FIG.
도 5의 직교 함수는 도 3의 국부 발진기(30)에서 사용된 정현파에 대한 파형도이다. 도 5의 (a)는 실수 I성분을 분리해내는 cosωIFt의 파형도이고, (b)는 허수 Q성분을 분리해내는 sinωIFt 의 파형도이다. 도 4의 디지털 샘플러는 4ωIF속도로 동작하므로, 도 5에서 영교차점과 최고점 및 최저점에서만 샘플링하는 것과 동일하다고 볼수 있다. 예를 들어, 샘플링 위치가 t=0 일때 입력신호는 I 성분에서 '1', Q 성분에서 '0'과 곱해진다, 그러므로 입력신호는 직접 I 성분만이 출력으로 나타난다. t=T/4 일 때 입력신호는 I 성분에서 '0', Q 성분에서 '1'과 곱해지므로 입력신호는 직접 Q 성분만이 출력으로 나타난다. 이와같은 방식으로 t=T/2 일 때 I성분에서 입력신호에 '-1'이 곱해진 신호가 출력되며, t=3T/4 일 때 Q성분에서 입력신호에 '-1'이 곱해진 신호가 출력된다.The orthogonal function of FIG. 5 is a waveform diagram for a sine wave used in the local oscillator 30 of FIG. FIG. 5A is a waveform diagram of cosω IF t for separating the real I component, and FIG. 5B is a waveform diagram of sinω IF t for separating the imaginary Q component. Since the digital sampler of FIG. 4 operates at a 4ω IF speed, it can be seen that it is the same as sampling only at the zero crossing and peak and lowest points in FIG. For example, when the sampling position is t = 0, the input signal is multiplied by '1' in the I component and '0' in the Q component, so only the I component is directly output to the input signal. When t = T / 4, the input signal is multiplied by '0' in the I component and '1' in the Q component, so only the Q component is directly output from the input signal. In this manner, a signal obtained by multiplying the input signal by '-1' is output from the I component when t = T / 2, and a signal obtained by multiplying the input signal by '-1' Is output.
여기서, 도 4의 디지털 샘플러를 이용하여 얻은 신호는 I성분과 Q성분이 시간적으로 일치하지 않는 문제가 있기는 하나, 이것은 I와 Q 성분값들 중에서 '0'이 존재하는 샘플점을 보간하여(interpolation) '0'값 대신에 새롭게 보간된 값을 삽입하므로써 해결할 수 있을 것이다.Here, the signal obtained by using the digital sampler of FIG. 4 has a problem that the I component and the Q component do not coincide with each other in time, but this is done by interpolating a sample point where '0' is present among the I and Q component values interpolation) By inserting a new interpolated value in place of the '0' value.
한편, 디지털 샘플러를 사용할 때, fIF(= ωIF/2π)의 주파수를 44.0㎒를 그대로 사용한다면 샘플링 속도는 그것의 4배인 176.0㎒가 되어야 한다. 만약 fIF를 심볼 속도와 같게 재설정한다면 상기에서 설명한 디지털 샘플러의 이용가치가 충분이 있게 된다. 44.0㎒ 의 IF 신호를 다시 심볼 속도의 위치로 변환하는 것, 즉 IF 대역 신호를 심볼 속도(symbol rate)의 위치로 옮기는 것을 주파수 하향 변환(down-conversion)이라 하며, 이 변환된 신호를 하향 변환된(down-converted) IF신호(이하 'DC IF'라함)라 한다.On the other hand, when using the digital sampler, if the frequency of f IF (= ω IF / 2π) is used as 44.0 MHz, the sampling rate should be 176.0 MHz which is four times the sampling frequency. If f IF is reset to be equal to the symbol rate, the value of the digital sampler described above will be sufficient. The conversion of the IF signal of 44.0 MHz to the position of the symbol rate, that is, the transfer of the IF band signal to the position of the symbol rate, is called frequency down-conversion, Down-converted IF signal (hereinafter referred to as " DC IF ").
이제, 도 4에서 입력된 IF신호를 대신하여 DC IF 로 바꾸고 샘플링 속도를 fDC IF로 바꾸었다고 가정하자. 이 때 도 4의 구조를 그대로 사용하기 위해서는 IF신호를 DC IF신호로 변환하기 위한 전처리 과정(pre-processing)이 필요하다.Now, suppose that instead of the IF signal input in FIG. 4, it is changed to DC IF and the sampling rate is changed to f DC IF . In this case, in order to use the structure of FIG. 4 as it is, a pre-processing for converting an IF signal into a DC IF signal is required.
일반적으로 DC IF 신호를 만들기 위해서는 하기 도 6과 같은 과정을 거쳐야 한다.Generally, in order to generate a DC IF signal, the process shown in FIG. 6 should be performed.
도 6은 IF 신호를 DC IF 신호로 변환하여 샘플링하는 전처리기에 대한 블록도로서, 국부 발진기(61)와, 믹서(62), 저역통과필터(64) 및 A/D변환기(66)로 구성된다. 믹서(62)는 IF 신호(fIF=44㎒ )와 국부 발진기(61)에서 제공된 신호(fL.O=49㎒)를 믹싱하여 IF신호의 반송파주파수와의 합과 차의 주파수 대역(fIF±fL.O)으로 이동시켜 출력한다. 믹서(62)의 출력신호는 저역통과필터(64)를 통해 고주파 성분의 신호를 제거한 뒤 심볼 속도 위치로 천이된 신호대역(fBS=5㎒)을 얻을 수 있다. A/D변환기(66)는 저역통과필터(64)의 출력신호를 심볼 속도의 4배가 되는 샘플링 속도(fs=20㎒)로 샘플링하여 샘플링된 DC IF(sampled DC IF)신호를 출력한다.6 is a block diagram of a preprocessor for converting an IF signal into a DC IF signal and sampling it, and is composed of a local oscillator 61, a mixer 62, a low-pass filter 64 and an A / D converter 66 . The mixer 62 mixes the IF signal (f IF = 44 MHz) and the signal (f LO = 49 MHz) provided by the local oscillator 61 to generate a sum of the carrier frequency of the IF signal and the frequency band of the difference f IF f LO ). The output signal of the mixer 62 can be obtained by removing the high-frequency component signal through the low-pass filter 64 and then shifting the signal band (f BS = 5 MHz) to the symbol speed position. The A / D converter 66 samples the output signal of the low-pass filter 64 at a sampling rate (f s = 20 MHz) which is four times the symbol rate and outputs a sampled DC IF (sampled DC IF) signal.
도 7은 도 6의 전처리과정을 설명하기 위한 각 구성요소의 입출력신호에 대한 주파수 스펙트럼을 나타내었다.FIG. 7 shows a frequency spectrum of input and output signals of the respective components for explaining the pre-process of FIG.
도 7의 (a)는 도 6에서 입력되는 IF 신호(60)에 대한 주파수 스펙트럼으로 연속 시간상에 실수성분으로 나타난다. 통상 튜너를 통해 원하고자 하는 중간주파수 대역 ±44㎒ 를 선별하여 IF QAM 신호를 얻는다. 도 7의 (b)는 도 6에서 믹서(62)를 통해 국부 발진주파수(49㎒ L.O)와 혼합된(mixed) IF QAM 신호(63)의 주파수 스펙트럼이다. 혼합된 IF QAM 신호는 연속 시간상에 실수 성분으로 나타나며, 그 주파수 대역은 ±5㎒, ±93㎒를 중심으로 분포한다. 도 7의 (c)는 도 6에서 엘리어싱 방지 필터(anti-aliasing filter)인 저역통과필터(64)의 주파수 응답 특성으로 대역폭은 10㎒ 이다. 도 7의 (d)는 도 6에서 저역통과필터(64)의 출력 신호(65)에 대한 주파수 스펙트럼으로서, 고역성분(±93㎒)이 제거된 후 얻은 하향변환된(Down-Converted) 신호 즉, DC IF 신호이다. DC IF신호는 연속 시간상에 실수성분으로 나타나며 그 주파수 대역은 ±5㎒ 이다. 도 7의 (e)는 도 6에서 A/D 변환기(66)의 출력 신호열(67)에 대한 주파수 스펙트럼으로서, 기저대역의 심볼 속도(5㎒)의 4배가 되는 샘플링 속도(fs=20㎒)로 샘플링하여 얻은 샘플링된 DC IF 신호이다. 샘플링된 DC IF 신호는 이산시간 상에서 실수 성분으로 나타나며, 그 주파수 스펙트럼은 ±5n ㎒,(n=1,3,5…)마다 엘리어싱 없이 주기적으로 나타난다.FIG. 7A is a frequency spectrum of the IF signal 60 input in FIG. 6, and is expressed as a real component on a continuous time basis. Normally, the desired intermediate frequency band ± 44 MHz is selected through the tuner to obtain an IF QAM signal. FIG. 7B is a frequency spectrum of the IF QAM signal 63 mixed with the local oscillation frequency (49 MHz LO) through the mixer 62 in FIG. The mixed IF QAM signal appears as a real component on continuous time, and its frequency band is distributed around ± 5 MHz and ± 93 MHz. 7C is a frequency response characteristic of the low-pass filter 64, which is an anti-aliasing filter in FIG. 6, and has a bandwidth of 10 MHz. 7 (d) is a frequency spectrum of the output signal 65 of the low-pass filter 64 in FIG. 6, and shows a down-converted signal obtained after eliminating the high-frequency component (± 93 MHz) , And a DC IF signal. The DC IF signal appears as a real component on continuous time and its frequency band is ± 5 MHz. 6 (e) is a frequency spectrum of the output signal sequence 67 of the A / D converter 66 in FIG. 6, and shows a sampling rate (f s = 20 MHz) which is four times the baseband symbol rate ). ≪ / RTI > The sampled DC IF signal appears as a real component in discrete time, and its frequency spectrum appears periodically with no aliasing per ± 5n MHz (n = 1, 3, 5 ...).
도 8은 본 발명에 따른 중간주파수대역 신호로부터 직접 샘플링하는 방법을 설명하기 위한 주파수 스펙트럼이다. 도 8의 본 실시예는 QAM 변조된 IF 입력신호를 적용하여 시뮬레이션한 결과이다. QAM 변조된 IF 입력신호는 신호대 잡음비(SNR)가 낮으므로 증폭시키고, 증폭된 신호에 포함된 불필요한 신호성분을 필터의 통과대역이 평탄한 특성을 갖는 SAW 필터를 사용하여 제거한다. SAW 필터는 대역 통과 필터(band pass filter, BPF)역할을 하기 때문에, 기저대역부터 IF 대역의 최저주파수 영역까지에는 신호가 없다고 가정할 만큼 충분히 감쇄되어있다고 볼수 있다.8 is a frequency spectrum for explaining a method of sampling directly from an intermediate frequency band signal according to the present invention. The present embodiment of FIG. 8 is a simulation result of applying a QAM-modulated IF input signal. The QAM-modulated IF input signal is amplified because the signal-to-noise ratio (SNR) is low, and unnecessary signal components included in the amplified signal are removed using a SAW filter having a flat filter bandpass characteristic. Since the SAW filter acts as a band pass filter (BPF), it can be considered that there is sufficient attenuation to assume that there is no signal from the baseband to the lowest frequency region of the IF band.
도 8의 (a)는 SAW 필터 및 튜너를 통과한 QAM 변조된 IF대역 신호에 대한 주파수 스펙트럼으로 연속 시간상축상에 실수 성분으로 나타난다. IF QAM 신호는 중심 주파수 fIF=44㎒ 를 중심으로 한 상측파대(R)와 -fIF=44㎒ 를 중심으로 한 하측파대(L)가 분포되어 있다.8 (a) is a frequency spectrum of a QAM modulated IF band signal passing through a SAW filter and a tuner, and appears as a real component on a continuous time axis. The IF QAM signal has a lower side band (L) centered at the center frequency f IF = 44 MHz and a lower sideband (L) centered at -f IF = 44 MHz.
도 8의 (b)는 샘플링 주파수의 스펙트럼으로 이산 시간축상에 실수 성분으로 나타난다. 샘플링 주파수 fS=25.14㎒ 로 결정되어 -2fS,-1fS,0,1fS,2fS(㎒)에 이산적으로 나타난다.8 (b) is a spectrum of the sampling frequency and appears as a real component on the discrete time axis. As determined by the sampling frequency f S = 25.14㎒ shown in -2f S, -1f S, 0,1f S , 2f S (㎒) discretely.
도 8의 (c)는 (a)의 IF 대역 신호를 (b)의 샘플링 주파수 속도로 샘플링한 신호에 대한 주파수 스펙트럼으로 이산 시간축상에 실수 성분으로 나타난다. 샘플링한 결과는 주파수영역에서는 (a) 와 (b)를 콘볼루션한 결과로 나타나므로, 샘플링 속도 fS=25.14㎒로 샘플링된 IF QAM 신호는 (±44±nfS)㎒, n=0,1,2,… 를 중심으로 분포한다.FIG. 8 (c) is a frequency spectrum of a signal obtained by sampling the IF band signal of (a) at the sampling frequency of (b), and is expressed as a real number component on the discrete time axis. Since the result of sampling is a result of convolutions (a) and (b) in the frequency domain, the IF QAM signal sampled at a sampling rate f S = 25.14 MHz is (± 44 ± nf S ) 1,2, ... .
주의할 점은 주파수 대역이 서로 겹치는 엘리어싱이 일어나지 않도록 적당한 샘플링 주파수를 선택하여야 한다는 것이다. 이를 위한 샘플링 주파수는 다음과 같이 정해진다.Note that the proper sampling frequency should be selected so that no overlapping of frequency bands occurs. The sampling frequency for this is determined as follows.
도 8의 (c)에서 보듯이 기저대역(0㎒)에서 2fS(= 50.28㎒) 까지는 6.28㎒ 단위로 정확히 8등분이 된다. IF 대역의 중심주파수인 fIF= 44㎒는 8등분중에서 7번째 위치에 존재하고 있으며, 샘플링 주파수 fS=25.14㎒ 는 4번째 위치에 위치해 있음을 알수 있다. 또한, 기저대역으로 하향변환된 DC IF 신호는 1번째 위치에 존재한다. 따라서, 샘플링 속도는로 결정된다.As shown in FIG. 8 (c), from the baseband (0 MHz) to 2f S (= 50.28 MHz), it equals 8 equally divided by 6.28 MHz. It can be seen that f IF = 44 MHz, which is the center frequency of the IF band, exists at the seventh position among the eighths, and the sampling frequency f S = 25.14 MHz is located at the fourth position. Also, the DC IF signal down-converted to the baseband exists in the first position. Therefore, the sampling rate is .
도 8에서 보는 바와같이, IF 대역의 중심 주파수(fIF)보다 작은 주파수중에서 엘리어싱이 발생하지 않는 적절한 주파수를 선택하여 샘플링 하므로써, 샘플링된 DC IF 신호를 얻을 수 있다.As shown in FIG. 8, a sampled DC IF signal can be obtained by sampling and selecting an appropriate frequency that is less than the center frequency ( IF ) of the IF band from which no aliasing occurs.
따라서, 도 7에서와 같이 종래의 DC IF 신호를 얻기 위한 전처리 과정을 거치지 않고, 도 8과 같이 IF 대역 신호로부터 직접 샘플링된 DC IF 신호를 얻으므로써 보다 효율적으로 처리할 수 있다.Therefore, as shown in FIG. 7, the DC IF signal sampled directly from the IF band signal is obtained as shown in FIG. 8 without performing a preprocessing process for obtaining a conventional DC IF signal, thereby enabling more efficient processing.
이상에서 살펴본 바와 같이, 종래에는 중간주파수(IF) 영역에 위치한 신호를 믹싱하여 기저대역으로 천이시킨 후, 고주파 성분을 제거시킨 다음 심볼 속도의 4배가 되는 샘플링 속도로 샘플링하여 샘플링된 하향변환된 중간주파수(sampled DC IF) 신호를 얻는 데 반해, 본 발명은 샘플링 주파수를 적절히 선택하여 중간주파수(IF) 신호를 직접 샘플링하므로써, 기저대역상에서 샘플링된 하향변환 중간주파수(sampled DC IF) 신호를 얻을 수 있기 때문에 보다 간단한 처리 과정으로 이루어진다. 또한, 종래의 방식을 위해 필요했던 국부 발진기와, 믹서, 저역통과필터등의 하드웨어를 사용하지 않아도 되므로 면적 및 비용면에서 경제적인 효과가 있다.As described above, conventionally, a signal located in an intermediate frequency (IF) region is mixed to be shifted to a baseband, and then a high frequency component is removed. Then, the signal is sampled at a sampling rate which is four times the symbol rate, (Sampled DC IF) signal, the present invention can directly obtain a sampled DC IF signal sampled on the baseband by appropriately selecting the sampling frequency and sampling the intermediate frequency (IF) signal directly This is done by a simpler process. In addition, since it is not necessary to use hardware such as a local oscillator, a mixer, and a low-pass filter, which are necessary for the conventional method, there is an economical effect in terms of area and cost.
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|---|---|---|---|
| KR1019970042512A KR19990019196A (en) | 1997-08-29 | 1997-08-29 | Direct intermediate frequency signal sampling method of digital demodulation system |
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| KR (1) | KR19990019196A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990048041A (en) * | 1997-12-08 | 1999-07-05 | 이형도 | Modulator demodulator of personal communication terminal |
| KR100779106B1 (en) * | 2006-12-07 | 2007-11-27 | 한국전자통신연구원 | Digital mixer without sine wave and method for generating baseband signal using the digital mixer |
-
1997
- 1997-08-29 KR KR1019970042512A patent/KR19990019196A/en not_active Application Discontinuation
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| KR100779106B1 (en) * | 2006-12-07 | 2007-11-27 | 한국전자통신연구원 | Digital mixer without sine wave and method for generating baseband signal using the digital mixer |
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