KR102581966B1

KR102581966B1 - Ultrathin electromagnetic wave absorber

Info

Publication number: KR102581966B1
Application number: KR1020210105818A
Authority: KR
Inventors: 현가담; 정경민; 김민지; 전석우; 도상길
Original assignee: 이화여자대학교 산학협력단; 율촌화학 주식회사; 한국과학기술원
Priority date: 2020-08-12
Filing date: 2021-08-11
Publication date: 2023-09-25
Also published as: KR20220020743A; KR20220020788A

Abstract

공명 파장보다 훨씬 얇은 두께의 물질로 전자파를 완전히 흡수하는 능력은 초소형, 유연성 및 경량의 전자파 소자에 필수적인 요건이다. 본 발명자들은, 유전체 분리기를 통해 역구조 십자가 금속 안테나 (inverse cross metal antenna)에 금속 층 어레이를 결합하고 하단에 반사기를 배치하여, 목표 파장의 1/1250만큼 얇은 메타물질 전자파, 특히 마이크로파 완전 흡수체를 입증한다. 본원의 수정된 디자인은 종래의 3-층 흡수체와 비교하여, 패치 및 유전체 층을 변경하지 않고, 유도 전류의 경로를 재구성함으로써 쌍극자 자기장의 방향을 바꾸고 자속을 현저히 증가시켜, 공명 주파수를 최대 10 배까지 감소시킬 수 있다. 본원의 초박막 전자파 흡수체는 스택을 반사기와 함께 포함하여, 임계 결합 조건에서 완전 흡수를 실현하였으며, 상기 임계 결합 조건은 공명 주파수에 걸친 반사 위상 변이(reflection phase shift)를 모니터링하여 식별할 수 있다. 본 발명은 두께를 더욱 줄이기 위한 지침을 제공하며, 다른 주파수로 확장될 수 있다.The ability to completely absorb electromagnetic waves in a material much thinner than the resonance wavelength is an essential requirement for ultra-small, flexible and lightweight electromagnetic wave devices. The present inventors combined a metal layer array to an inverse cross metal antenna through a dielectric separator and placed a reflector at the bottom to perfectly absorb metamaterial electromagnetic waves, especially microwaves, as thin as 1/1250 of the target wavelength. Prove. Compared with conventional three-layer absorbers, our modified design changes the direction of the dipole magnetic field and significantly increases the magnetic flux by reconfiguring the path of the induced current, without changing the patch and dielectric layer, increasing the resonance frequency by up to 10 times. It can be reduced up to. The ultra-thin electromagnetic wave absorber of the present application includes a stack with a reflector to achieve complete absorption under critical coupling conditions, which can be identified by monitoring the reflection phase shift over the resonance frequency. The present invention provides guidelines for further reducing thickness and can be extended to other frequencies.

Description

초박막 전자파 흡수체 {ULTRATHIN ELECTROMAGNETIC WAVE ABSORBER} Ultra-thin electromagnetic wave absorber {ULTRATHIN ELECTROMAGNETIC WAVE ABSORBER}

본원은 초박막 전자파 흡수체 및 이를 포함하는 디바이스에 관한 것이다.The present application relates to ultra-thin electromagnetic wave absorbers and devices containing the same.

서브 파장의 전자파(electromagnetic wave, EM wave) 흡수체는 전자파 스펙트럼의 모든 영역에 걸쳐 상당한 주목을 받고 있으며, 특히, MHz 및 GHz 영역은, 스텔스 (stealth) 기술, 열 감지, 센서, 및 통신에서의 실용적인 중요성으로 인하여 중요하다. 특히, 자율주행 차량 또는 항공 시스템은, 표유 (stray) 전자파 신호를 충분히 차단하지 못할 경우 오작동을 일으켜 인간의 안전에 심각한 위험을 초래할 수 있으므로, 전자파 흡수체는 중요한 역할을 한다. 이에, 고성능 전자파 흡수체는 복잡한 전자 시스템의 필수적인 구성 요소이다. 실용적인 관점에서, 상기 흡수체는 100% 흡수 효율을 나타내야 할뿐만 아니라, 가볍고 초박형으로서 기계적 유연성을 제공하고, 휴대성이 개선되고, 호스트 장치의 성능을 향상시키는 데 도움이 되어야 한다.Subwavelength electromagnetic wave (EM wave) absorbers are receiving significant attention across all regions of the electromagnetic spectrum, especially the MHz and GHz regions, for practical applications in stealth technology, thermal sensing, sensors, and communications. It is important because of its importance. In particular, electromagnetic wave absorbers play an important role in self-driving vehicles or aviation systems, as they may malfunction and pose a serious risk to human safety if stray electromagnetic signals are not sufficiently blocked. Accordingly, high-performance electromagnetic wave absorbers are essential components of complex electronic systems. From a practical point of view, the absorber should not only exhibit 100% absorption efficiency, but also be light and ultra-thin, provide mechanical flexibility, improve portability, and help improve the performance of the host device.

전자파 흡수체를 극한 서브 파장 두께 (extreme subwavelength thicknesses)로 줄이는 것은 지난 수십 년 동안 활발히 연구되어온 분야이다. 일반적으로, 신중하게 설계된 고 임피던스 구조 또는 손실 유전체는, 금속 평면 상에 매달거나 배치되고, 작동 파장의 1/4인 호스트 (host) 두께의 솔즈베리 스크린 (Salisbury screen) 및 달렌바흐 (Dallenbach) 흡수체와 같은 고전적인 디자인으로 각각 대표될 수 있다. GHz 및 MHz 복사 (radiation)의 센티미터 내지 미터 스케일의 파장을 고려할 때, 특히, 현대의 전기 및 통신 소자의 경우, 1/4 파장 (quarter wavelength) 두께는 크므로, 강한 입사각 의존성을 초래한다. 최근, 인공적으로 설계된 서브 파장 요소의 어레이로 구성된, 메타물질(metamaterial) 또는 메타표면의 출현으로 현저한 두께 감소가 이루어졌다. 일반적으로, 상기 어레이는, 전자파 투과를 방지하고 상기 요소의 적절한 구조화에 의해 반사가 상쇄되도록 하는, 고체 금속 평면 상의 유전체 층에 의해 지지된다. 랜디 외(Landy et al.)는 분할 고리(split-ring) 모양의 구성 요소의 구조적 수정을 통해 독립적으로 조정 가능한 유효 유전율과 투자율을 제공하는 최초의 메타물질인 "완전 (perfect)" 흡수체를 보고하였다. 완전 흡수는, 구조를 자유 공간 (free space) (즉, ε = μ)에 임피던스 매칭하여 달성하였다. 반사가 없는 경우, 입사 전자파는, 메타물질의 손실 유전체 층 내에서 소산될 수 있으며, 상기 구조를 λ₀/35만큼 얇게 유지되도록 할 수 있다 [여기서, λ₀는 자유 공간 작동 파장(free space operating wavelength)임]. 그 후, λ₀/40 및 λ₀/75의 두께를 나타내는 더 얇은 분할 고리 메타물질이 보고되어 왔다.Reducing electromagnetic wave absorbers to extreme subwavelength thicknesses has been an area of active research for the past several decades. Typically, a carefully designed high impedance structure or lossy dielectric, suspended or placed on a metal plane, is coupled with a Salisbury screen and Dallenbach absorber with a host thickness of one quarter of the operating wavelength. Each can be represented by the same classic design. Considering the centimeter to meter scale wavelengths of GHz and MHz radiation, especially for modern electrical and communication devices, the quarter wavelength thickness is large, resulting in a strong angle of incidence dependence. Recently, significant thickness reductions have been achieved with the advent of metamaterials, or metasurfaces, composed of arrays of artificially engineered subwavelength elements. Typically, the array is supported by a dielectric layer on a solid metal plane, which prevents electromagnetic wave transmission and allows reflections to be canceled out by appropriate structuring of the elements. Landy et al. report the first metamaterial, a “perfect” absorber, that provides independently tunable effective permittivity and permeability through structural modification of split-ring shaped components. did. Full absorption was achieved by impedance matching the structure to free space (i.e., ε = μ). In the absence of reflection, incident electromagnetic waves can be dissipated within the lossy dielectric layer of the metamaterial, keeping the structure as thin as λ ₀ /35 [where λ ₀ is the free space operating wavelength. wavelength]. Subsequently, thinner split ring metamaterials exhibiting thicknesses of λ _0/40 and λ _0/75 have been reported.

메타 물질에 사용되는 여러 유형의 요소 중 하나로서, 패치 안테나 (patch antenna)는 간단하고 실용적이다. 수십 년 전에 라디오파 엔지니어에 의해 구현된, 금속 평면으로 뒷받침된 유전체 층 상의 패치 안테나 어레이는 목표 주파수가 큰 입사각에서 고정된 상태를 유지하도록 하고, 그것의 4중 대칭(four-fold symmetry)에 의하여 편광 독립 (polarization independent)을 유지하도록 한다. 상기 디자인은 극한 서브 파장 두께를 특징으로 하는 공명 전자파 흡수체에 사용되어 왔다. 밀접하게 이격된 원형 디스크는 λ₀/130의 흡수체 두께를 달성한 것으로 나타났다.As one of several types of elements used in metamaterials, patch antennas are simple and practical. Implemented by radio engineers decades ago, patch antenna arrays on dielectric layers backed by metal planes allow the target frequency to remain fixed at large angles of incidence, and by virtue of its four-fold symmetry Ensure polarization independence. This design has been used in resonant electromagnetic wave absorbers featuring extreme subwavelength thicknesses. Closely spaced circular disks were shown to achieve an absorber thickness of λ ₀ /130.

서브파장 흡수체 두께를 달성하기 위한 분명한 전략은, 패치 안테나 영역을 확대함으로써 공명을 적색편이 (redshift)시켜 커패시턴스 (capacitance)를 증가시키는 것이다. 그러나, 상기 접근 방식은, 패치 안테나 크기를 고정하거나 또는 서브파장으로 유지해야 하는, 응용에 대한 문제가 발생할 수 있다. 커패시턴스를 증가시키는 또 다른 방법은 유전체 층의 두께를 감소시키는 것이다. 그러나, 이는 인덕턴스 (inductance) 감소를 수반하며, 증가된 커패시턴스로 인한 이득을 상쇄하여, 결국 유전체 두께에 대한 공명 주파수의 둔감성을 유지한다. An obvious strategy to achieve subwavelength absorber thickness is to redshift the resonance and increase capacitance by enlarging the patch antenna area. However, this approach may cause problems for applications where the patch antenna size must be fixed or maintained at a sub-wavelength. Another way to increase capacitance is to reduce the thickness of the dielectric layer. However, this is accompanied by a reduction in inductance, which offsets the gain due to the increased capacitance, ultimately maintaining the insensitivity of the resonance frequency to the dielectric thickness.

기본적인 공명 (fundamental resonance)에서 상기 디자인의 두드러진 특징은, 패치와 바닥 금속 평면 사이에서 쌍극자 자기장이 나타나는 것으로서, 인가된 전기장에 수직이고, 상기 평면에 평행하다. 상기 자기장은, 상단 및 하단 평면에서 유도된 반평행 (antiparallel) 전류로부터 발생하며, 관련 인덕턴스를 정의하는 자기 에너지를 저장할 수 있는 능력을 나타낸다.A distinguishing feature of the design at fundamental resonance is the appearance of a dipole magnetic field between the patch and the bottom metal plane, perpendicular to the applied electric field and parallel to this plane. The magnetic field arises from antiparallel currents induced in the top and bottom planes and exhibits the ability to store magnetic energy, defining an associated inductance.

Y. Ra'di, C. R. Simovski, S. A. Tretyakov, Thin Perfect Absorbers for Electromagnetic Waves: Theory, Design, and Realizations. Physical Review Applied 3, 037001 (2015).Y. Ra'di, C. R. Simovski, S. A. Tretyakov, Thin Perfect Absorbers for Electromagnetic Waves: Theory, Design, and Realizations. Physical Review Applied 3, 037001 (2015).

본원은 초박막 전자파 흡수체 및 이를 포함하는 디바이스를 제공하고자 한다.The present application seeks to provide an ultra-thin electromagnetic wave absorber and a device containing the same.

본원은 단위체가 일정한 주기를 가지고 배열되어 있을 때, 유효한 전자기적 특성을 발현하는 메타 물질을 사용하여 초박막 전자파 흡수체를 제공한다. 메타물질 흡수체에 많이 사용되는 디자인은 간단하고 실용적인 패치 안테나이다. 서브 파장 흡수체를 달성하기 위해서는 패치 안테나의 패치 크기를 확대시켜 정전용량(capacitance)을 증가시켜야 한다. 그러나 패치 안테나의 크기를 확대하게 되면, 유연성이 떨어지고 전자기기 적용에 문제가 될 수 있다. 정전 용량을 늘리는 다른 방법은 유전체 층의 두께를 줄이는 방법이다. 하지만 이로 인해, 유도용량(inductance)이 감소하게 되어 결과적으로 공명 주파수가 유전체 층의 두께에 민감하게 작용하지 않는다. 그러므로 본원에서는 역구조(inverse)를 도입하여 변경된 전류 이동 경로에 의해 유도되는 유도용량을 증가시켜 파장 대 두께 비의 급격한 증가를 달성할 수 있다. 결합된 패치와 역구조 안테나 어레이에 완전 흡수를 위한 금속 평면(ground plane)을 도입해 파장의 간섭으로 인해 반사파를 없앤다. 또한 완전 흡수를 위해 임계 결합 조건(critical coupling)을 만족시키는 적절한 유전체 층의 두께 범위를 찾아 완벽한 흡수를 달성한다. The present application provides an ultra-thin electromagnetic wave absorber using a metamaterial that exhibits effective electromagnetic properties when the units are arranged with a certain period. A commonly used design for metamaterial absorbers is the simple and practical patch antenna. In order to achieve a sub-wavelength absorber, the capacitance must be increased by enlarging the patch size of the patch antenna. However, if the size of the patch antenna is enlarged, its flexibility decreases and it may become a problem in electronic device applications. Another way to increase capacitance is to reduce the thickness of the dielectric layer. However, because of this, the inductance is reduced, and as a result, the resonance frequency is not sensitive to the thickness of the dielectric layer. Therefore, by introducing an inverse structure herein, we can achieve a rapid increase in the wavelength-to-thickness ratio by increasing the inductance induced by the changed current movement path. By introducing a metal plane (ground plane) for complete absorption in the combined patch and inverse structure antenna array, reflected waves due to wavelength interference are eliminated. In addition, perfect absorption is achieved by finding an appropriate thickness range of the dielectric layer that satisfies the critical coupling condition for complete absorption.

그러나, 본원이 해결하고자 하는 과제는 이상에서 언급한 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 과제들은 아래의 기재로부터 통상의 기술자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.However, the problem to be solved by the present application is not limited to the problems mentioned above, and other problems not mentioned can be clearly understood by those skilled in the art from the description below.

본원의 제 1 측면은, 스택 및 반사기를 포함하는, 초박막 전자파 흡수체로서, 상기 스택은 금속 층, 유전체 층 및 역구조 십자가 구조체(inverse cross structure)를 포함하는 것인, 초박막 전자파 흡수체를 제공한다.A first aspect of the present disclosure provides an ultra-thin electromagnetic wave absorber comprising a stack and a reflector, wherein the stack includes a metal layer, a dielectric layer and an inverse cross structure.

본원의 제 2 측면은, 제 1 측면에 따른 초박막 전자파 흡수체를 포함하는 디바이스를 제공한다.A second aspect of the present application provides a device including the ultra-thin electromagnetic wave absorber according to the first aspect.

본원의 구현예들에 따른 초박막 전자파 흡수체는 세로 방향 쌍극자 자기장 (longitudinal dipolar magnetic field)을 가로 방향 (transverse) 쌍극자 자기장의 비대칭 쌍으로 교체하여 총 인덕턴스를 10 배 이상 높임으로써, 파장 대 두께 비율의 현저한 증가를 달성할 수 있음을 입증한다. 상기 변화는 패치 안테나 또는 유전체 층의 두께를 수정하지 않고, 반평행 전류를 평면 내(in-plane) 전류 루프로 고안하는, 인덕턴스를 재정의하는 금속 평면 내에 적절하게 맞춤화된 애퍼쳐(aperture)를 도입함으로써 실현될 수 있다.The ultra-thin electromagnetic wave absorber according to embodiments of the present application replaces the longitudinal dipolar magnetic field with an asymmetric pair of transverse dipolar magnetic fields, thereby increasing the total inductance by more than 10 times, resulting in a remarkable wavelength-to-thickness ratio. Demonstrate that increase can be achieved. The change introduces a suitably tailored aperture within the metal plane that redefines the inductance, devising the antiparallel current into an in-plane current loop, without modifying the thickness of the patch antenna or dielectric layer. It can be realized by doing this.

본원의 구현예들에 따른 초박막 전자파 흡수체를 사용하여, 본 발명자들은 약 80% 이상, 약 90% 이상, 약 95% 이상, 약 98% 이상, 또는 약 99% 이상, 특히, 약 99.2% 이상의 흡수 효율 및 약 λ₀/500 내지 약 λ₀/2500의 두께, 특히, λ₀/1250의 두께만큼 작은 전례 없는 서브 파장 두께를 갖는 메타물질 흡수체를 실험적으로 입증하였다. 여기서, 본 발명자들은 금속 층, 유전체 층, 및 4중 대칭 역구조 금속 십자가 구조체를 포함하는 3-층 스택을 사용하여, 스택 두께를 공명 파장보다 약 10³배 더 작게 설정하였다. 주요 애퍼쳐 파라미터에 관한 결합의 직관적인 형태인, 역구조 십자가 팔을 제공하여, 큰 공명 주파수 감소를 초래하는 인덕턴스의 부스트를 설명하였다. 또한, 전자파의 완전 흡수를 달성하기 위하여, 상기 스택을 금속 평면 상에 매달아 파 간섭을 이용하여 반사파를 상쇄하였다. 유전체 층의 주어진 고유 손실량에 대하여, 본 발명자들은 임계 결합 (critical coupling) 조건을 만족하는 적절한 유전체 층의 두께 범위를 찾아 완벽한 흡수를 유도하였다. 극한 서브파장 두께 스택으로, 스택과 반사기, 특히, 금속 평면 (metal ground) 사이의 스페이서 (spacer)를 포함한 전체 초박막 전자파 흡수체는, 종래의 패치 안테나 흡수체 보다 훨씬 얇고, 넓은 범위의 입사 각에 대한 둔감성을 유지할 수 있다. Using ultra-thin electromagnetic wave absorbers according to embodiments of the present disclosure, the present inventors achieved an absorption of about 80% or more, about 90% or more, about 95% or more, about 98% or more, or about 99% or more, especially about 99.2% or more. Metamaterial absorbers have been experimentally demonstrated for efficiency and thickness from about λ ₀ /500 to about λ ₀ /2500, especially with unprecedented subwavelength thicknesses as small as λ ₀ /1250. Here, we used a three-layer stack comprising a metal layer, a dielectric layer, and a four-fold symmetric inverse metal cross structure, and set the stack thickness to be about 10 ³ times smaller than the resonance wavelength. An intuitive form of coupling regarding the key aperture parameters, the inverse structural cross arm, is provided to account for the boost in inductance that results in a large resonance frequency reduction. Additionally, in order to achieve complete absorption of electromagnetic waves, the stack was hung on a metal plane and reflected waves were canceled out using wave interference. For a given intrinsic loss of a dielectric layer, the present inventors found an appropriate thickness range of the dielectric layer that satisfies the critical coupling condition and induced perfect absorption. With extreme subwavelength thickness stacks, the entire ultra-thin electromagnetic wave absorber, including the spacer between the stack and the reflector, especially the metal ground, is much thinner than conventional patch antenna absorbers and is insensitive to a wide range of angles of incidence. can be maintained.

도 1은, 본원의 극한 서브 파장 두께의 흡수체 설계에서 애퍼쳐의 역할을 확인한 것으로서, 도 1a, 도 1b, 및 도 1c는, 각각 금속 막대, 유전체 층, 및 금속 평면을 포함하는 3-층 스택, 90° 회전된 역구조 막대를 특징으로 하는, 금속 막대, 유전체 층, 및 금속 평면 (metal plane)을 포함하는 개량된 3-층 스택, 및 금속 접지 평면 (metal ground plane) 상에 매달린 역구조 막대를 포함하는 개량된 스택의 단위 셀 개략도를 나타낸 것이다 (여기서, 빨간색 화살표 및 파란색 화살표는, 각각, 유도 전류 및 쌍극자 자기장을 나타냄). 도 1a 및 도 1b의 삽입도는, 각각, 분홍색의 자속 영역을 나타내며, 여기서, 상기 역구조 막대의 도입으로 자속 영역이 크게 증가하였으며, 도 1c의 삽입도는 임계 결합 조건에서 투과 및 반사의 상쇄를 나타낸다. 도 1d는, 각각 도 1a 및 도 1b에 따른 3-층 스택의 계산된 반사 스펙트럼에 관한 그래프이며, 도 1e는, 각각 도 1b 및 도 1c에 해당하는 임계 결합 조건에서 금속 접지 평면의 존재에 따른 개량된 스택의 계산된 흡수 스펙트럼에 관한 그래프이다.
도 2는, 본원의 실시예에 따른 애퍼쳐 파라미터에 대한 3층-스택의 공명 주파수 의존성을 확인한 것으로서, 도 2a는 유전체 층(두께: 50 μm)을 포함하는 금속 평면 내의 역구조 십자가 애퍼쳐에 결합된 패치 안테나 어레이의 개략도이며, 도 2b는 다양한 십자가의 길이(l)에 대하여, 패치/유전체 층의 접합면 (상단 행) 및 유전체 층/역구조 십자가 접합면 (하단 행)에서 시각화된, 공명 표면 전하 밀도 분포 및 표면 전류 벡터를 나타낸 것이다 (상기 전기장은 x-축을 따라 수직으로 입사되고 분극됨). 도 2c는 다양한 십자가의 길이에 대하여, 전기장에 평행한 중앙 평면 (상단 행) 및 수직 (하단 행)에서 시각화된 공명 자기장 강도 분포 및 해당 자기장 벡터를 나타낸 것이며, 도 2d는 3 개 범위의 l의 뚜렷한 전기장 및 자기장 특성을 기반으로 하는 LC 회로 모델을 나타낸 것이다. 도 2e는 LC 회로 모델에 의해 예측된 공명 주파수와 중첩된 유한 요소 방법에서 시뮬레이션된 l의 함수로서의 반사 스펙트럼을 나타낸 그래프이며, 도 2f는 l의 함수로서 시뮬레이션된 투과 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 3은, 금속 접지 평면을 사용한 초박형 3-층 스택의 제조 및 이의 특성 측정과 관련된 도면이다. 도 3a는, 금속 접지 평면 상의 3-층 메타물질 스택 어레이를 포함하는 초박형 완전 흡수체의 개략도이며, 도 3b는 반사 손실 측정 구성의 사진으로서, 사용된 2 개의 혼 안테나는 전자파 신호를 생성하고 수신하며 Cu 벽에 단단히 부착된 스택으로 향하는 것이다. 도 3c 및 도 3d는, 각각 선택된 공극 간격에 대하여 시뮬레이션된 흡수 스펙트럼 및 절연 스택 (패치/유전체/역구조 십자가), 금속 접지 평면 (metal ground plane) 위 스택, 및 애퍼쳐가 없는 스택에 대한 구성 유전체 층 두께의 함수로서, 시뮬레이션된 작동 파장 대 총 두께의 비율을 나타낸 것이다.
도 4는, 임계 결합 조건 및 각도 의존성의 특성에 관한 그래프들이다. 도 4a는 유전체 층에서 손실 탄젠트의 함수로서 나타낸 전반사 위상 전이의 시뮬레이션된 스퍽트럼이며 (점선의 원은 임계 결합 및 공명 주파수에 대한 손실 탄젠트 값을 표시함. 유전체 층의 두께 t_d는 25 μm이고, 공극 두께 t_a는 100 μm임), 도 4b는 다른 손실 탄젠트 값에 대한 도 4a의 해당 흡수 스펙트럼이고, 도 4c는 유전체 층 두께 25 μm, 50 μm 및 125 μm 인 흡수체 구성에서 시뮬레이션된 반사 손실 스펙트럼 및 임계 결합을 달성하기 위한 탄젠트 손실 값을 나타낸 것이다 (삽입도는 세가지 구성에 대한 해당 흡수 스펙트럼을 나타냄). 도 4d는 유전체 두께가 25 μm, 50 μm 및 125 μm인 흡수체 구성에서 측정된 반사 손실 스펙트럼이며, 도 4e는 t_d = 25 μm 및 t_a = 100 μm인 흡수체에 대해 입사각의 함수로서 계산된 흡수 스펙트럼이고, 도 4f는 다른 입사각에서 t_d = 25 μm 구성에 대한 측정된 반사 손실을 나타낸 것이다.1 confirms the role of apertures in our extreme sub-wavelength thickness absorber design, with FIGS. 1A, 1B, and 1C showing a three-layer stack comprising a metal rod, a dielectric layer, and a metal plane, respectively. , an improved three-layer stack comprising a metal rod, a dielectric layer, and a metal plane, featuring an inverted structure bar rotated 90°, and an inverted structure suspended on a metal ground plane. A schematic diagram of the unit cell of the modified stack containing the rod is shown (where red and blue arrows represent induced current and dipole magnetic field, respectively). The insets of Figures 1A and 1B, respectively, show the pink magnetic flux area, where the magnetic flux area is greatly increased with the introduction of the inverse structure bar, and the inset of Figure 1C shows the cancellation of transmission and reflection under critical coupling conditions. represents. Figure 1d is a graph of the calculated reflection spectra of the three-layer stack according to Figures 1a and 1b, respectively, and Figure 1e is a graph of the calculated reflection spectrum of the three-layer stack according to Figures 1b and 1c, respectively, with the presence of a metal ground plane at the critical coupling conditions corresponding to Figures 1b and 1c, respectively. This is a graph of the calculated absorption spectrum of the improved stack.
FIG. 2 confirms the dependence of the resonance frequency of the three-layer stack on the aperture parameters according to an embodiment of the present application, and FIG. 2a shows the inverse structure cross aperture in the metal plane containing the dielectric layer (thickness: 50 μm). Schematic diagram of a combined patch antenna array, FIG. 2B visualized at the patch/dielectric layer junction (top row) and dielectric layer/inverse structure cross junction (bottom row), for various cross lengths (l). Resonant surface charge density distribution and surface current vector are shown (the electric field is incident and polarized perpendicularly along the x-axis). Figure 2c shows the resonant magnetic field intensity distribution and corresponding magnetic field vectors visualized in the central plane parallel (top row) and perpendicular (bottom row) to the electric field, for various cross lengths, and Figure 2d shows the three ranges. It shows an LC circuit model based on the distinct electric and magnetic field characteristics of l. Figure 2e is a graph showing the reflection spectrum as a function of l simulated in the finite element method overlaid with the resonance frequency predicted by the LC circuit model, and Figure 2f is a graph showing the simulated transmission spectrum as a function of l.
Figure 3 is a diagram related to the fabrication of an ultra-thin three-layer stack using a metal ground plane and measurement of its properties. Figure 3a is a schematic diagram of an ultrathin perfect absorber comprising a three-layer metamaterial stack array on a metal ground plane, and Figure 3b is a photograph of the return loss measurement configuration, where two horn antennas are used to generate and receive electromagnetic signals. It is directed to a stack that is firmly attached to the Cu wall. Figures 3C and 3D show simulated absorption spectra and configurations for an insulating stack (patch/dielectric/inverse structure cross), stack on metal ground plane, and stack without aperture, respectively, for selected air gap spacings. It plots the ratio of simulated operating wavelength to total thickness as a function of dielectric layer thickness.
Figure 4 is a graph showing the characteristics of critical coupling conditions and angle dependence. Figure 4a is a simulated spectrum of the total reflection phase transition as a function of the loss tangent in the dielectric layer (the dotted circles indicate the loss tangent values for the critical coupling and resonance frequencies). The thickness t _d of the dielectric layer is 25 μm. , the pore thickness t _a is 100 μm), Figure 4b is the corresponding absorption spectrum in Figure 4a for different loss tangent values, and Figure 4c is the simulated reflection loss in absorber configurations with dielectric layer thicknesses of 25 μm, 50 μm and 125 μm. The spectra and tangent loss values to achieve critical coupling are shown (the insets show the corresponding absorption spectra for the three configurations). Figure 4d is the measured reflection loss spectrum for absorber configurations with dielectric thicknesses of 25 μm, 50 μm and 125 μm, and Figure 4e is the calculated absorption as a function of incidence angle for absorbers with t _d = 25 μm and t _a = 100 μm. The spectrum is shown in Figure 4f at different angles of incidence. The measured return loss is shown for the t _d = 25 μm configuration.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본원의 구현예 및 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본원은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 구현예 및 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다. Hereinafter, with reference to the attached drawings, implementation examples and embodiments of the present invention will be described in detail so that those skilled in the art can easily implement the present invention. However, the present application may be implemented in various different forms and is not limited to the implementation examples and examples described herein. In order to clearly explain the present invention in the drawings, parts that are not related to the description are omitted, and similar parts are given similar reference numerals throughout the specification.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. Throughout this specification, when a part is said to be “connected” to another part, this includes not only the case where it is “directly connected,” but also the case where it is “electrically connected” with another element in between. do.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부재가 다른 부재 "상에" 위치하고 있다고 할 때, 이는 어떤 부재가 다른 부재에 접해 있는 경우뿐 아니라 두 부재 사이에 또 다른 부재가 존재하는 경우도 포함한다.Throughout this specification, when a member is said to be located “on” another member, this includes not only the case where the member is in contact with the other member, but also the case where another member exists between the two members.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.Throughout the specification of the present application, when a part “includes” a certain element, this means that it may further include other elements rather than excluding other elements, unless specifically stated to the contrary.

본 명세서에서 사용되는 정도의 용어 "약", "실질적으로" 등은 언급된 의미에 고유한 제조 및 물질 허용오차가 제시될 때 그 수치에서 또는 그 수치에 근접한 의미로 사용되고, 본원의 이해를 돕기 위해 정확하거나 절대적인 수치가 언급된 개시 내용을 비양심적인 침해자가 부당하게 이용하는 것을 방지하기 위해 사용된다.As used herein, the terms “about,” “substantially,” and the like are used to mean at or close to a numerical value when manufacturing and material tolerances inherent in the stated meaning are presented, and to aid understanding of the present application. It is used to prevent unscrupulous infringers from unfairly exploiting disclosures in which precise or absolute figures are mentioned.

본원 명세서 전체에서 사용되는 정도의 용어 “~ 하는 단계” 또는 “~의 단계”는 “~를 위한 단계”를 의미하지 않는다.The terms “step of” or “step of” as used throughout the specification herein do not mean “step for.”

본원 명세서 전체에서, 마쿠시 형식의 표현에 포함된 "이들의 조합(들)"의 용어는 마쿠시 형식의 표현에 기재된 구성 요소들로 이루어진 군에서 선택되는 하나 이상의 혼합 또는 조합을 의미하는 것으로서, 상기 구성 요소들로 이루어진 군에서 선택되는 하나 이상을 포함하는 것을 의미한다.Throughout this specification, the term "combination(s) thereof" included in the Markushi format expression means a mixture or combination of one or more selected from the group consisting of the components described in the Markushi format expression, It means containing one or more selected from the group consisting of the above components.

본원 명세서 전체에서, "A 및/또는 B"의 기재는, "A 또는 B, 또는 A 및 B"를 의미한다.Throughout this specification, description of “A and/or B” means “A or B, or A and B.”

본원 명세서 전체에서, "전자파"는 주파수 약 1 MHz 내지 약 400 THz 의 전자기파를 의미한다. Throughout this specification, “electromagnetic waves” means electromagnetic waves of frequencies from about 1 MHz to about 400 THz.

본원 명세서 전체에서, "역구조 십자가"는 평면에서 십자가 부분이 뚫린 애퍼쳐로 형성된 것을 의미한다. Throughout this specification, “inverted structural cross” means that the cross portion is formed with an open aperture in a plane.

이하, 본원의 구현예를 상세히 설명하였으나, 본원이 이에 제한되지 않을 수 있다.Hereinafter, embodiments of the present application have been described in detail, but the present application may not be limited thereto.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 스택과 상기 반사기 사이에 공극(air space) 또는 유전체 스페이서(dielectric spacer)가 존재할 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. In one embodiment of the present application, an air space or a dielectric spacer may exist between the stack and the reflector, but may not be limited thereto.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 반사기는 금속 평면일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. In one embodiment of the present application, the reflector may be a metal plane, but may not be limited thereto.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 금속 층 및 상기 역구조 십자가 구조체는 동일 또는 상이한 금속을 포함하는 것일 수 있다. 상기 금속 층 및 상기 역구조 십자가 구조체는, 각각 독립적으로, 구리, 은, 금, 알루미늄, 몰리브덴, 아연, 리튬, 니켈, 브라스(brass), 강철(steel), 백금, 팔라듐, 주석, 청동, 납, 티타늄, 철, 크롬, 코발트, FeCrAl 등의 철 합금, 및 스테인리스강으로 이루어지는 군, 이들의 합금, 및 조합들로부터 선택되는 것일 수 있다. In one embodiment of the present application, the metal layer and the inverted cross structure may include the same or different metals. The metal layer and the inverted cross structure are each independently selected from copper, silver, gold, aluminum, molybdenum, zinc, lithium, nickel, brass, steel, platinum, palladium, tin, bronze, lead. , titanium, iron, chromium, cobalt, iron alloys such as FeCrAl, and stainless steel, alloys, and combinations thereof.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 금속 층은 막대, 패치, 직사각형, 또는 정사각형의 형태를 가진 것일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 본원의 일 구현예에 있어서, 상기 금속 층은 금속 패치일 수 있다. 본원의 일 구현예에 있어서, 상기 금속 층은 정사각형 형태의 패치일 수 있다. In one embodiment of the present application, the metal layer may have the shape of a rod, patch, rectangle, or square, but may not be limited thereto. In one embodiment of the present application, the metal layer may be a metal patch. In one embodiment of the present application, the metal layer may be a square-shaped patch.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 역구조 십자가 구조체는 그리스 십자가로서, 4중 대칭 구조일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. In one embodiment of the present application, the inverted cross structure is a Greek cross and may have a four-fold symmetric structure, but may not be limited thereto.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 역구조 십자가 구조체의 길이는 상기 금속 층의 길이와 같거나 또는 보다 작은 것일 수 있다. 이 경우, 유도용량은 자속이 분할되어 두 개의 인덕턴스와 같이 보여지며, 이는 같은 방향의 쌍극 자기장이 병렬로 배열된 두 개의 솔레노리드 인덕터로 생각할 수 있다. 본원의 일 구현예에 있어서, 상기 역구조 십자가 구조체의 길이는 상기 금속 층의 길이보다 클 수 있다. 이 경우, 상기 역구조 십자가 구조체가 없는 경우 대비 자속 면적 및/또는 유도 용량이 상당히 증가하고, 공명 주파수가 상당히 감소한다. 여기서, 상기 역구조 십자가 구조체의 팔 부분 및 상기 금속 층의 각각의 길이는 가장 긴 모서리를 기준으로 한다. In one embodiment of the present application, the length of the inverted cross structure may be equal to or smaller than the length of the metal layer. In this case, the inductance appears as two inductances due to the splitting of the magnetic flux, which can be thought of as two solenolid inductors with dipole magnetic fields in the same direction arranged in parallel. In one embodiment of the present application, the length of the inverted cross structure may be greater than the length of the metal layer. In this case, the magnetic flux area and/or inductance are significantly increased and the resonance frequency is significantly reduced compared to the case without the inverted cross structure. Here, the length of each arm of the inverted cross structure and the metal layer is based on the longest edge.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 초박막 전자파 흡수체의 두께는 약 λ₀/500 내지 약 λ₀/2500일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 예를 들어, 상기 초박막 전자파 흡수체의 두께는 약 λ₀/500 내지 약 λ₀/2500, 약 λ₀/500 내지 약 λ₀/2000, 약 λ₀/500 내지 약 λ₀/1500, 약 λ₀/1000 내지 약 λ₀/2500, 약 λ₀/1000 내지 약 λ₀/2000, 약 λ₀/1000 내지 약 λ₀/1500, 약 λ₀/1500 내지 약 λ₀/2500, 약 λ₀/1500 내지 약 λ₀/2000, 또는 약 λ₀/2000 내지 약 λ₀/2500일 수 있다. 본원의 일 구현예에 있어서, 상기 초박막 전자파 흡수체의 두께는 약 λ₀/500 내지 약 λ₀/1500일 수 있다. In one embodiment of the present application, the thickness of the ultra-thin electromagnetic wave absorber may be about λ ₀ /500 to about λ ₀ /2500, but may not be limited thereto. For example, the thickness of the ultra-thin electromagnetic wave absorber is about λ ₀ /500 to about λ ₀ /2500, about λ ₀ /500 to about λ ₀ /2000, about λ ₀ /500 to about λ ₀ /1500, about λ ₀ /1000 to about λ ₀ /2500, about λ ₀ /1000 to about λ ₀ /2000, about λ ₀ /1000 to about λ ₀ /1500, about λ ₀ /1500 to about λ ₀ /2500, about λ ₀ /1500 to about λ _0/2000 , or from about λ _0/2000 to about λ _0/2500 . In one embodiment of the present application, the thickness of the ultra-thin electromagnetic wave absorber may be about λ ₀ /500 to about λ ₀ /1500.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 초박막 전자파 흡수체는 전자파의 입사각과 관계없이 공명 주파수 및/또는 흡수도가 일정하게 유지되는 것일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. In one embodiment of the present application, the ultra-thin electromagnetic wave absorber may have a resonance frequency and/or absorption constant regardless of the angle of incidence of electromagnetic waves, but may not be limited thereto.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 금속 층, 상기 역구조 십자가 구조체 및 상기 반사기의 두께는, 각각 독립적으로, 약 5 μm 내지 약 20 μm일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 예를 들어, 상기 금속 층, 상기 역구조 십자가 구조체 및 상기 반사기의 두께는, 각각 독립적으로, 약 5 μm 내지 약 20 μm, 약 5 μm 내지 약 15 μm, 약 5 μm 내지 약 10 μm, 약 10 μm 내지 약 20 μm, 또는 약 15 μm 내지 약 20 μm일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. In one embodiment of the present application, the thickness of the metal layer, the inverted cross structure, and the reflector may each independently be from about 5 μm to about 20 μm, but may not be limited thereto. For example, the thickness of the metal layer, the inverted cross structure, and the reflector may each independently be about 5 μm to about 20 μm, about 5 μm to about 15 μm, about 5 μm to about 10 μm, about 10 μm. It may be, but is not limited to, μm to about 20 μm, or about 15 μm to about 20 μm.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 유전체 층의 두께는 약 10 μm 내지 약 250 μm일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 예를 들어, 상기 유전체 층의 두께는 약 10 μm 내지 약 250 μm, 약 10 μm 내지 약 200 μm, 약 10 μm 내지 약 150 μm, 약 10 μm 내지 약 100 μm, 약 10 μm 내지 약 90 μm, 약 10 μm 내지 약 80 μm, 약 10 μm 내지 약 70 μm, 약 10 μm 내지 약 60 μm, 약 10 μm 내지 약 50 μm, 약 10 μm 내지 약 40 μm, 약 10 μm 내지 약 30 μm, 약 10 μm 내지 약 20 μm, 약 20 μm 내지 약 250 μm, 약 20 μm 내지 약 200 μm, 약 20 μm 내지 약 150 μm, 약 20 μm 내지 약 100 μm, 약 20 μm 내지 약 90 μm, 약 20 μm 내지 약 80 μm, 약 20 μm 내지 약 70 μm, 약 20 μm 내지 약 60 μm, 약 20 μm 내지 약 50 μm, 약 20 μm 내지 약 40 μm, 약 20 μm 내지 약 30 μm, 약 30 μm 내지 약 250 μm, 약 30 μm 내지 약 200 μm, 약 30 μm 내지 약 150 μm, 약 30 μm 내지 약 100 μm, 약 30 μm 내지 약 90 μm, 약 30 μm 내지 약 80 μm, 약 30 μm 내지 약 70 μm, 약 30 μm 내지 약 60 μm, 약 30 μm 내지 약 50 μm, 약 30 μm 내지 약 40 μm, 약 40 μm 내지 약 250 μm, 약 40 μm 내지 약 200 μm, 약 40 μm 내지 약 150 μm, 약 40 μm 내지 약 100 μm, 약 40 μm 내지 약 90 μm, 약 40 μm 내지 약 80 μm, 약 40 μm 내지 약 70 μm, 약 40 μm 내지 약 60 μm, 약 40 μm 내지 약 50 μm, 약 50 μm 내지 약 250 μm, 약 50 μm 내지 약 200 μm, 약 50 μm 내지 약 150 μm, 약 50 μm 내지 약 100 μm, 약 50 μm 내지 약 90 μm, 약 50 μm 내지 약 80 μm, 약 50 μm 내지 약 70 μm, 약 50 μm 내지 약 60 μm, 약 60 μm 내지 약 250 μm, 약 60 μm 내지 약 200 μm, 약 60 μm 내지 약 150 μm, 약 60 μm 내지 약 100 μm, 약 60 μm 내지 약 90 μm, 약 60 μm 내지 약 80 μm, 약 60 μm 내지 약 70 μm, 약 70 μm 내지 약 250 μm, 약 70 μm 내지 약 200 μm, 약 70 μm 내지 약 150 μm, 약 70 μm 내지 약 100 μm, 약 70 μm 내지 약 90 μm, 약 70 μm 내지 약 80 μm, 약 80 μm 내지 약 250 μm, 약 80 μm 내지 약 200 μm, 약 80 μm 내지 약 150 μm, 약 80 μm 내지 약 100 μm, 약 80 μm 내지 약 90 μm, 약 90 μm 내지 약 250 μm, 약 90 μm 내지 약 200 μm, 약 90 μm 내지 약 150 μm, 약 90 μm 내지 약 100 μm, 약 100 μm 내지 약 250 μm, 약 100 μm 내지 약 200 μm, 약 100 μm 내지 약 150 μm, 약 150 μm 내지 약 250 μm, 약 150 μm 내지 약 200 μm, 또는 약 150 μm 내지 약 250 μm일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 본원의 일 구현예에 있어서, 상기 유전체 층의 두께는 약 15 μm 내지 약 200 μm일 수 있다. In one embodiment of the present application, the thickness of the dielectric layer may be from about 10 μm to about 250 μm, but may not be limited thereto. For example, the thickness of the dielectric layer may be from about 10 μm to about 250 μm, from about 10 μm to about 200 μm, from about 10 μm to about 150 μm, from about 10 μm to about 100 μm, from about 10 μm to about 90 μm, About 10 μm to about 80 μm, about 10 μm to about 70 μm, about 10 μm to about 60 μm, about 10 μm to about 50 μm, about 10 μm to about 40 μm, about 10 μm to about 30 μm, about 10 μm to about 20 μm, about 20 μm to about 250 μm, about 20 μm to about 200 μm, about 20 μm to about 150 μm, about 20 μm to about 100 μm, about 20 μm to about 90 μm, about 20 μm to About 80 μm, about 20 μm to about 70 μm, about 20 μm to about 60 μm, about 20 μm to about 50 μm, about 20 μm to about 40 μm, about 20 μm to about 30 μm, about 30 μm to about 250 μm μm, from about 30 μm to about 200 μm, from about 30 μm to about 150 μm, from about 30 μm to about 100 μm, from about 30 μm to about 90 μm, from about 30 μm to about 80 μm, from about 30 μm to about 70 μm, About 30 μm to about 60 μm, about 30 μm to about 50 μm, about 30 μm to about 40 μm, about 40 μm to about 250 μm, about 40 μm to about 200 μm, about 40 μm to about 150 μm, about 40 μm μm to about 100 μm, about 40 μm to about 90 μm, about 40 μm to about 80 μm, about 40 μm to about 70 μm, about 40 μm to about 60 μm, about 40 μm to about 50 μm, about 50 μm to About 250 μm, about 50 μm to about 200 μm, about 50 μm to about 150 μm, about 50 μm to about 100 μm, about 50 μm to about 90 μm, about 50 μm to about 80 μm, about 50 μm to about 70 μm μm, from about 50 μm to about 60 μm, from about 60 μm to about 250 μm, from about 60 μm to about 200 μm, from about 60 μm to about 150 μm, from about 60 μm to about 100 μm, from about 60 μm to about 90 μm, about 60 μm to about 80 μm, about 60 μm to about 70 μm, about 70 μm to about 250 μm, about 70 μm to about 200 μm, about 70 μm to about 150 μm, about 70 μm to about 100 μm, about 70 μm μm to about 90 μm, about 70 μm to about 80 μm, about 80 μm to about 250 μm, about 80 μm to about 200 μm, about 80 μm to about 150 μm, about 80 μm to about 100 μm, about 80 μm to About 90 μm, about 90 μm to about 250 μm, about 90 μm to about 200 μm, about 90 μm to about 150 μm, about 90 μm to about 100 μm, about 100 μm to about 250 μm, about 100 μm to about 200 μm μm, about 100 μm to about 150 μm, about 150 μm to about 250 μm, about 150 μm to about 200 μm, or about 150 μm to about 250 μm, but may not be limited thereto. In one embodiment of the present application, the thickness of the dielectric layer may be about 15 μm to about 200 μm.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 유전체 층의 두께에 따라 공명 주파수가 달라지는 것일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 본원의 일 구현예에 있어서, 상기 유전체 층의 두께가 커질수록 공명 주파수가 증가하는 것일 수 있다. 예를 들어, 두께가 각각 약 25 μm, 약 50 μm, 및 약 125 μm인 유전체 층을 사용한 경우, 공명 주파수는 각각 약 1.5 GHz, 약 2.1 GHz, 및 약 3 GHz일 수 있다. In one embodiment of the present application, the resonance frequency may vary depending on the thickness of the dielectric layer, but may not be limited thereto. In one embodiment of the present application, the resonance frequency may increase as the thickness of the dielectric layer increases. For example, when using dielectric layers having thicknesses of about 25 μm, about 50 μm, and about 125 μm, respectively, the resonant frequencies may be about 1.5 GHz, about 2.1 GHz, and about 3 GHz, respectively.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 공극 또는 상기 유전체 스페이서의 두께는 약 50 μm 내지 약 500 μm일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 예를 들어, 상기 공극의 두께는 약 50 μm 내지 약 500 μm, 약 50 μm 내지 약 400 μm, 약 50 μm 내지 약 300 μm, 약 50 μm 내지 약 200 μm, 약 50 μm 내지 약 100 μm, 약 100 μm 내지 약 500 μm, 약 100 μm 내지 약 400 μm, 약 100 μm 내지 약 300 μm, 약 100 μm 내지 약 200 μm, 약 200 μm 내지 약 500 μm, 약 200 μm 내지 약 400 μm, 약 200 μm 내지 약 300 μm, 약 300 μm 내지 약 500 μm, 약 300 μm 내지 약 400 μm, 또는 약 400 μm 내지 약 500 μm일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. In one embodiment of the present application, the thickness of the air gap or the dielectric spacer may be about 50 μm to about 500 μm, but may not be limited thereto. For example, the thickness of the pores can range from about 50 μm to about 500 μm, from about 50 μm to about 400 μm, from about 50 μm to about 300 μm, from about 50 μm to about 200 μm, from about 50 μm to about 100 μm, about 100 μm to about 500 μm, about 100 μm to about 400 μm, about 100 μm to about 300 μm, about 100 μm to about 200 μm, about 200 μm to about 500 μm, about 200 μm to about 400 μm, about 200 μm It may be, but is not limited to, about 300 μm, about 300 μm to about 500 μm, about 300 μm to about 400 μm, or about 400 μm to about 500 μm.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 초박막 전자파 흡수체는 상기 스택 및 상기 반사기를 포함하는 단위체가 약 6 mm 내지 약 50 mm의 주기로 하나 이상 배열되는 것일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 예를 들어, 상기 초박막 전자파 흡수체는 상기 스택 및 상기 반사기를 포함하는 단위체가 약 6 mm 내지 약 50 mm, 약 6 mm 내지 약 40 mm, 약 6 mm 내지 약 30 mm, 약 6 mm 내지 약 20 mm, 약 10 mm 내지 약 50 mm, 약 10 mm 내지 약 40 mm, 약 10 mm 내지 약 30 mm, 약 10 mm 내지 약 20 mm, 약 15 mm 내지 약 50 mm, 약 15 mm 내지 약 40 mm, 약 15 mm 내지 약 30 mm, 또는 약 15 mm 내지 약 20 mm 주기로 하나 이상 배열되는 것일 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. 본원의 일 구현예에 있어서, 상기 초박막 전자파 흡수체는 상기 스택 및 상기 반사기를 포함하는 단위체가 약 15 mm 내지 약 20 mm의 주기로 하나 이상 배열되는 것일 수 있다. In one embodiment of the present application, the ultra-thin electromagnetic wave absorber may have one or more units including the stack and the reflector arranged in a period of about 6 mm to about 50 mm, but may not be limited thereto. For example, in the ultra-thin electromagnetic wave absorber, the unit including the stack and the reflector has a size of about 6 mm to about 50 mm, about 6 mm to about 40 mm, about 6 mm to about 30 mm, and about 6 mm to about 20 mm. , about 10 mm to about 50 mm, about 10 mm to about 40 mm, about 10 mm to about 30 mm, about 10 mm to about 20 mm, about 15 mm to about 50 mm, about 15 mm to about 40 mm, about One or more may be arranged in a period of 15 mm to about 30 mm, or about 15 mm to about 20 mm, but may not be limited thereto. In one embodiment of the present application, the ultra-thin electromagnetic wave absorber may have one or more units including the stack and the reflector arranged in a period of about 15 mm to about 20 mm.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 단위체는 어레이 형태로 배열되는 것일 수 있다. In one embodiment of the present application, the units may be arranged in an array.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 금속 층의 규격, 상기 역구조 십자가 구조체의 규격, 및 상기 주기가 일괄적으로 동일한 배수로 증가 또는 감소하는 경우, 상기 동일한 배수만큼 공명 주파수가 증가 또는 감소하는 것일 수 있다. 즉, 공명 주파수는 본원에 따른 초박막 전자파 흡수체의 규격에 따라 확대 또는 축소하여도 난조가 생기지 않고 적절하게 작동할 수 있다. In one embodiment of the present application, when the specifications of the metal layer, the specifications of the inverted structure cross structure, and the period are uniformly increased or decreased by the same multiple, the resonance frequency may be increased or decreased by the same multiple. there is. In other words, even if the resonance frequency is enlarged or reduced according to the specifications of the ultra-thin electromagnetic wave absorber according to the present application, it can operate properly without hunting.

본원의 제 1 측면과 중복되는 부분들에 대해서는 상세한 설명을 생략하였으나, 본원의 제 1 측면에 대해 설명한 내용은 본원의 제 2 측면에서 그 설명이 생략되었더라도 동일하게 적용될 수 있다.Detailed description of parts overlapping with the first aspect of the present application has been omitted, but the description of the first aspect of the present application can be applied equally even if the description is omitted in the second aspect of the present application.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 디바이스는 전자파 흡수와 관련되는 현재 통용되는 기술분야 뿐만 아니라 미래에 본원에 부합하여 활용 가능한 기술 분야에 제한없이 사용될 수 있다. In one embodiment of the present application, the device can be used without limitation not only in currently used technical fields related to electromagnetic wave absorption but also in technical fields that can be utilized in accordance with the present application in the future.

본원의 일 구현예에 있어서, 상기 디바이스는 전자 기기, 스텔스, 센서, 또는 통신 기기에 사용될 수 있으나, 이에 제한되지 않을 수 있다. In one implementation of the present application, the device may be used in electronic devices, stealth, sensors, or communication devices, but may not be limited thereto.

이하, 본원에 대하여 실시예를 이용하여 좀더 구체적으로 설명하지만, 하기 실시예는 본원의 이해를 돕기 위하여 예시하는 것일 뿐, 본원의 내용이 하기 실시예에 한정되는 것은 아니다.Hereinafter, the present application will be described in more detail using examples. However, the following examples are merely illustrative to aid understanding of the present application, and the content of the present application is not limited to the following examples.

[실시예][Example]

도 1a 내지 1c는 극한 서브파장 두께에서 완전 흡수를 달성하기 위한 핵심 단계의 일련의 단순화된 체계를 나타낸다. 먼저, 도 1a에서 나타난 바와 같이, 얇은 유전체 층으로 분리된 금속 평면상의 금속 막대 (strip)의 단위 셀 사진을 고려하여, 파장 대 두께 비율을 증가시켜 공명 주파수를 줄이기 위해 어떤 구조적 수정이 필요한지 확인하였다. 본 실시예에서 금속 막대의 긴 길이, 금속 막대의 짧은 길이 및 유전체 층의 두께는, 각각, 주기(period)의 40%, 13% 및 0.17%이다. 기본적인 (fundamental) 공명 주파수에서, 전자파가 금속 막대를 따라 편광된 전기장을 갖는 흡수체에 직각으로 입사되면, 서로 반평행인 상기 막대와 금속 평면에서 전류가 유도된다. 유전체 층의 두께 및 손실 양에 의존하여, 투과는 금속 평면에 의하여 차단되고 반사는 유도된 전류로부터 생성된 전자파에 의해 부분적으로 또는 완전히 상쇄되기 때문에, 상기 3-층 시스템은 입사파를 부분적으로 또는 완전히 흡수할 수 있다. 당연하게도 이러한 전류는, 전류를 포함하는 평면에 수직 (normal)인 상기 유전체 내에서 쌍극자 자기장을 수립 (set up)하고, 도 1a에서 분홍색 영역으로 표시된 자속에 비례하는 관련 인덕턴스(L)를 생성한다. 마찬가지로, 상기 금속 막대와 금속 평면 사이의 쌍극자 전기장은 패치 안테나의 면적에 비례하는 커패시턴스, C를 수립 (set up)한다. L과 C는

에 따라 공명 주파수를 정의한다. 상기 금속 막대, 유전체 및 금속 평면은 종래의 2-면 커패시터 (capacitor)를 구성하기 때문에, 금속 막대를 확대하여 C를 증가시킴으로써 공명 주파수를 최소화할 수 있다.Figures 1A-1C present a simplified scheme of a series of key steps to achieve full absorption at extreme subwavelength thicknesses. First, by considering a unit cell photograph of a metal strip on a metal plane separated by a thin dielectric layer, as shown in Figure 1a, we determined what structural modifications are needed to reduce the resonance frequency by increasing the wavelength-to-thickness ratio. . In this embodiment, the long length of the metal rod, the short length of the metal rod and the thickness of the dielectric layer are 40%, 13% and 0.17% of the period, respectively. At the fundamental resonant frequency, when an electromagnetic wave is incident at right angles to an absorber with an electric field polarized along a metal rod, a current is induced in planes of the rod and metal that are antiparallel to each other. Depending on the thickness of the dielectric layer and the amount of loss, the three-layer system partially or completely blocks the incident wave, since transmission is blocked by the metal plane and reflection is partially or completely canceled by the electromagnetic waves generated from the induced current. Can be completely absorbed. Naturally, this current sets up a dipole magnetic field in the dielectric normal to the plane containing the current, producing an associated inductance (L) proportional to the magnetic flux, indicated by the pink area in Figure 1a. . Likewise, the dipole electric field between the metal rod and the metal plane sets up a capacitance, C, which is proportional to the area of the patch antenna. L and C are

Define the resonance frequency according to . Since the metal rod, dielectric, and metal plane constitute a conventional two-sided capacitor, the resonance frequency can be minimized by increasing C by enlarging the metal rod.

그러나, 여기서 본 발명의 목표는 막대 크기를 변경하지 않고 흡수체의 공명 주파수를 감소시키는 것이다. 본 발명자들은, 금속 막대와 동일한 모양 및 크기의 막대-모양 애퍼쳐를, 금속 막대의 장축에 수직으로 하단의 금속 평면 (metal plane)에 삽입하는 것을 가정하였다. 공명 주파수에서 전자파가 상기 배열에 수직으로 입사할 때, 도 1b에 나타난 바와 같이, 하단 금속 평면 내의 전류는 역구조 막대의 양쪽 끝단 주위로 분할되어 흘러야 한다. 이 과정에서, 전류를 포함하는 평면에 수직인 반평행 쌍극자 자기장이 역구조 막대의 끝에서 생성되고, 반면 세로 방향 (longitudinal) 쌍극자 자기장은 본래의 전류 경로가 끊어짐에 따라 더 이상 지속되지 않는다. 따라서, 자기장이 유지되는 면적에 비례하는 자속은, 종래의 패치 안테나 배치의 자속과 비교하여 적어도 10 배 이상 크며, 이는 종래의 구성은 막대 치수로 정의되는 반면, 본원의 구성은 서브 파장 유전체 두께로 정의되기 때문이다. 이는, 애퍼쳐를 삽입함으로써 발생하는 커패시턴스의 감소보다 훨씬 큰 크기의 인덕턴스의 증가가 수반되는 것으로 해석된다. 또한, 두 쌍극자 자기장은 서로 반평행을 이루고 있으므로, 상호 인덕턴스 (mutual inductance)는 총 인덕턴스를 더욱 강화한다. 이는, 한 쌍의 가로 방향 (transverse) 반평행 자기 쌍극자는 쌍을 이루지 않은 자기 쌍극자보다 에너지가 더 낮다는 것이 분명한, 쌍극자의 단순한 배열로서 복잡한 결합 나노광자 요소 (complex coupled nanophotonic elements)를 모델링한 연구에서 얻은 통찰과 일치한다. However, the goal of the invention here is to reduce the resonant frequency of the absorber without changing the rod size. The present inventors assumed that a rod-shaped aperture of the same shape and size as the metal rod was inserted into the lower metal plane perpendicular to the long axis of the metal rod. When an electromagnetic wave at the resonant frequency is incident perpendicularly to the array, the current in the bottom metal plane must split and flow around both ends of the inverted structural bar, as shown in Figure 1b. In this process, an antiparallel dipole magnetic field perpendicular to the plane containing the current is created at the end of the inverted structural rod, while a longitudinal dipole magnetic field no longer persists as the original current path is broken. Therefore, the magnetic flux, which is proportional to the area over which the magnetic field is maintained, is at least 10 times greater compared to the magnetic flux of a conventional patch antenna arrangement, which means that while the conventional configuration is defined by the bar dimensions, our configuration is defined by the sub-wavelength dielectric thickness. Because it is defined. This is interpreted as accompanied by an increase in inductance that is much larger than the decrease in capacitance caused by inserting the aperture. Additionally, since the two dipole magnetic fields are antiparallel to each other, the mutual inductance further strengthens the total inductance. This study models complex coupled nanophotonic elements as simple arrays of dipoles, where it is clear that a pair of transverse antiparallel magnetic dipoles has lower energy than an unpaired magnetic dipole. This is consistent with the insights obtained from .

애퍼쳐 삽입으로 인한 공명 주파수의 변화를 도 1d에 나타내었으며, 여기서 반사는 스케일 불변 주파수 (즉, 주기 대 파장의 비율) [(scale-invariant frequency (i.e., the ratio of period to wavelength)]에 대해 플롯되어, 다양한 공간의 스케일에서 디자인의 적용 가능성을 강조한다. 반사의 급격한 감소를 특징으로 하는 공명은, 패치 안테나와 유전체 층의 어떠한 변경도 없이 역구조 막대의 도입으로 인해 주파수가 6 배 이상 현저히 감소하는 것으로 나타났다.The change in resonance frequency due to aperture insertion is shown in Figure 1d, where the reflection is expressed relative to the scale-invariant frequency (i.e., the ratio of period to wavelength). plotted, emphasizing the applicability of the design at different spatial scales: the resonance, characterized by a sharp reduction in reflections, is significantly reduced by a factor of more than six times in frequency due to the introduction of the inverse structural bars without any changes in the patch antenna and dielectric layers. appeared to be decreasing.

금속 평면에 역구조 막대를 형성한 결과, 전자파는 애퍼쳐를 통하여 누출될 수 있으므로 투과는 더 이상 0이 아니다. 이는 3-층 스택이 완전 흡수를 달성하는 것을 막는다. 상기 문제에 대한 해결책은 도 1c에서 나타난 바와 같이, 스택과 금속 평면 사이의 근거리장 결합을 무시할 수 있도록 상기 스택 아래에 충분한 간격을 두고 금속 접지 평면을 배치하는 것이다. 상기 금속 접지 평면은, 투과를 완전히 차단하고, 임계 결합을 충족하는 조건에서 중첩이 전반사 (total reflection)를 방해하고 상쇄하는 스페이서 층 내에 다중 반사 전자파 (multiple reflected EM waves)를 구성한다. 이 조건은 주어진 유전체 층 두께에 대해 스택에 적절한 유전 손실을 통합함으로써 실현될 수 있으며, 이는 집중된 주파수 범위에서 유전체 층 두께의 6 배로 스택에서 떨어진 금속 접지 평면이 있는 경우와 없는 경우에 유전체 파라미터를 일치시켜 만든 스택의 흡수 스펙트럼을 나타내는 도 1e에 나타난다. 상기 금속 접지 평면이 없는 경우, 스택은 애퍼쳐를 통한 전력 누출로 인하여 제대로 흡수하지 않는다. 그러나, 상기 접지와 함께, 흡수는 통합에 도달한다. 스페이서(공극) 두께가 구성(setup)의 총 두께를 증가시키는 것이 분명하지만, 스택의 극한 서브 파장 두께로 인해, 전체 두께에 대한 파장의 비율은 도 1a의 본래의 흡수체의 비율보다 여전히 1.4배 더 크다.As a result of forming an inverted structural bar on a metal plane, electromagnetic waves can leak through the aperture, so transmission is no longer zero. This prevents the three-layer stack from achieving complete absorption. A solution to this problem is to place a metal ground plane below the stack with sufficient clearance so that near-field coupling between the stack and the metal plane is negligible, as shown in Figure 1C. The metal ground plane completely blocks transmission and constitutes multiple reflected EM waves within the spacer layer whose overlap counteracts and cancels total reflection under conditions of satisfying critical coupling. This condition can be realized by incorporating an appropriate dielectric loss in the stack for a given dielectric layer thickness, which matches the dielectric parameters with and without a metal ground plane away from the stack at six times the dielectric layer thickness in a concentrated frequency range. It is shown in Figure 1e, which shows the absorption spectrum of the stack made as follows. Without the metal ground plane, the stack does not absorb properly due to power leakage through the aperture. However, with the above grounding, absorption reaches unity. It is clear that the spacer (void) thickness increases the total thickness of the setup, but due to the extreme subwavelength thickness of the stack, the ratio of wavelength to total thickness is still 1.4 times greater than that of the pristine absorber in Figure 1a. big.

상기 설명된 흡수체는 편광 의존적이다. 따라서, 상기 개념을 사용하여 편광 독립성을 보장하기 위하여, 4중 대칭 패치 (four-fold symmetric patch) 및 애퍼쳐 구성으로 디자인을 확장하였다. 상기 막대는 정사각형 패치로 대체되었고, 상기 애퍼쳐는 패치 치수보다 더 가늘고 긴 역구조 십자가로 수정되었다. 도 2a는 기하학적 파라미터로 표시된 스택 어레이의 모식도를 나타낸다. 상기 수정된 구성에서 공명 주파수에 대한 상기 애퍼쳐의 역할을 명확하게 설명하기 위하여, 역구조 십자가 팔의 길이를 0 mm에서 14 mm로 점진적으로 증가시키면서 관련 평면에서의 유도 전하, 전류 및 자기장을 관찰하였다. 시뮬레이션은 유한 요소 법 (finite element method) 솔버 (solver) (COMSOL, Inc)를 사용하여 수행하였으며, 사용된 치수는 p=15 mm, w=5.8 mm, d=2 mm, l=14 mm, t_m=12 μm 및 t_d=50 μm이다. 금속은 구리 모델을 사용하였다. 유전체 층의 인덱스는, 공명 주파수의 변화에 대한 분석의 초점을 유지하기 위하여, 초기에 실수(n = 1.82)로 설정하였다. 복합 굴절률 (refractive index)에서 파생된 유전 손실은 이후 완전 흡수에 대한 연구에서 고려되었다. 달리 명시되지 않는 한 전자파는 흡수체에 수직으로 입사하고 x-방향을 따라 편광된다.The absorbers described above are polarization dependent. Therefore, using the above concept, the design was extended to a four-fold symmetric patch and aperture configuration to ensure polarization independence. The bar was replaced with a square patch, and the aperture was modified into an inverted structural cross that was thinner and longer than the patch dimensions. Figure 2a shows a schematic diagram of a stacked array expressed in terms of geometric parameters. To clearly illustrate the role of the aperture on the resonance frequency in the modified configuration, the length of the inverted structural cross arms was gradually increased from 0 mm to 14 mm while the induced charges, currents and magnetic fields in the relevant planes were observed. did. Simulations were performed using the finite element method solver (COMSOL, Inc), and the dimensions used were p=15 mm, w=5.8 mm, d=2 mm, l=14 mm, t _m =12 μm and t _d =50 μm. The copper model was used for metal. The index of the dielectric layer was initially set to a real number (n = 1.82) to keep the analysis focused on changes in resonance frequency. The dielectric loss derived from the complex refractive index was subsequently considered in the study of complete absorption. Unless otherwise specified, electromagnetic waves are incident perpendicularly to the absorber and are polarized along the x-direction.

먼저, 도 2b에서 나타난 바와 같이, 본 발명자들은 다양한 l(역구조 십자가 팔의 길이)에 대한 상기 패치(상단) 및 애퍼쳐 (하단)의 유도 표면 전하 밀도 및 전류의 주요 특징을 강조한다. 상기 상단 및 하단 평면에서 유도된 표면 전하 밀도는 서로 대칭된 거울상이다. 이는, 상기 상단 및 하단 평면의 결합 특성을 명확하게 나타내며, 추가로, 한 평면에서 전류 및 전하 역학을 변경하면 다른 평면의 역학에 영향을 미친다는 것을 의미한다. 이것은 패치의 물리적 치수를 변경하지 않고 3-층 스택의 전류 및 전하 패턴을 제어하고자 할 때, 강력한 옵션이다. 금속 평면 (metal plane)에 l=2 mm의 애퍼쳐(즉, 정사각형 애퍼쳐)가 도입될 때, 이 능력을 더 명확하게 관찰할 수 있다 (도 2b). 상기 패치에 물리적 애퍼쳐는 없지만, 패치의 전류 및 전하 분포는 마치 애퍼쳐가 존재하는 것처럼 동작한다. 마찬가지로, 모든 l 값에 대해 두 평면에서 유도된 전하는 각각 패치 및 역구조 십자가의 외부 및 내부 경계에 공간적으로 제한된다. 이 전하는 패치 외부와 각 평면의 애퍼쳐 내부에서 경로가 금지된 전류 흐름을 나타낸다.First, as shown in Figure 2b, we highlight the main features of the induced surface charge density and current in the patch (top) and aperture (bottom) for various l (length of the inverse structural cross arm). The surface charge densities derived from the top and bottom planes are mirror images of each other. This clearly indicates the coupling properties of the top and bottom planes and further means that changing the current and charge dynamics in one plane affects the dynamics in the other plane. This is a powerful option when one wants to control the current and charge patterns of a three-layer stack without changing the physical dimensions of the patch. When an aperture of l = 2 mm (i.e., a square aperture) is introduced in the metal plane, this ability can be observed more clearly (Figure 2b). Although there is no physical aperture in the patch, the current and charge distribution in the patch behaves as if an aperture were present. Likewise, for all values of l, the induced charges in both planes are spatially confined to the outer and inner boundaries of the patch and inverse structural cross, respectively. This charge represents a path-inhibited current flow outside the patch and inside the aperture of each plane.

L의 증가에 따른 공명 주파수의 변화를 설명하기 위하여, 간단한 회로 모델을 개발하였다. 도 2b 및 도 2c에서 설명되는, 전류, 전하 및 관련 자기장 패턴의 플롯으로부터, 세 가지 회로 모델을 보증하는, 세 가지 뚜렷한 경향을 식별할 수 있다. 첫 번째 모델은 애퍼쳐가 없는 경우 (l=0 mm)에 해당하며, 도 2d에 묘사된 바와 같이 병렬 LC 회로 (parallel LC circuit)를 나타내며, 가능한 출력은 자기 및 전기 에너지의 교환에 의해 매개되는 반사뿐이다. 자기장은 각각 도 2c의 상단 및 하단 패널에 나타난 대로, 패치 표면에 평행하고 수직인 중앙 평면에서 시각화할 수 있다. 예상한 바와 같이, 거의 균일한 자기장이 유도 전류에 수직으로 흐르는 y-방향을 따라 유전체 층 내에서 생성된다. 마찬가지로, 패치와 금속 평면 사이의 z-방향을 따라 패치 폭에 걸쳐 교류 극성 (alternating polarity)의 강한 전기장이 생성된다. 이러한 관찰에 따르면, 인던턴스 L과 캐패시턴스 C는, 하기 식과 같이, 너비가 w인 두 개의 평행한 정사각형 판으로부터 정의될 수 있다.To explain the change in resonance frequency as L increases, a simple circuit model was developed. From the plots of current, charge, and associated magnetic field patterns, illustrated in FIGS. 2B and 2C, three distinct trends can be identified, warranting three circuit models. The first model corresponds to the case without aperture (l = 0 mm) and represents a parallel LC circuit as depicted in Figure 2d, where the possible output is mediated by the exchange of magnetic and electrical energy. It's just a reflection. The magnetic field can be visualized in a central plane parallel and perpendicular to the patch surface, as shown in the top and bottom panels of Figure 2c, respectively. As expected, a nearly uniform magnetic field is generated within the dielectric layer along the y-direction running perpendicular to the induced current. Likewise, a strong electric field of alternating polarity is generated across the patch width along the z-direction between the patch and the metal plane. According to this observation, the indentance L and capacitance C can be defined from two parallel square plates of width w, as follows:

(1)

(One)

(2)

여기서, a는 불균일한 자기장 및 모든 l에 대해 고정된 상태를 유지하는 조정 계수이다. ε₀ 및μ₀는, 각각, 절대 유전율 및 진공에서의 투자율이다. Here, a is an adjustment coefficient that remains fixed for non-uniform magnetic fields and for all l. ε ₀ and μ ₀ are the absolute permittivity and permeability in vacuum, respectively.

애퍼쳐가 도입되면, 상단 및 하단 평면의 전하, 전류 및 자기장은 애퍼쳐 내부의 상기 전하, 전류, 및 자기장의 배제로 인하여 재배열된다. 결과 동작은, 역구조 십자가 팔이 패치 크기보다 짧은, l < w에서도 유사하게 유지된다. 확대된 애퍼쳐로 인하여 두 평면에서 유도 전하를 지지하는 면적이 감소하기 때문에 C가 감소하는 것은 분명하다. 반면, L은, 도 2c에서 나타난 바와 같이, 본래의 (original) 자속이 역구조 십자가에 의해 분리된 두 영역으로 분할되어 증가한다. 분할 자속은 두 개의 인덕턴스를 나타내며, 도 2d의 중간 패널에 표시된 것과 같이, 대칭 세로 (longitudinal) 쌍극자 자기장과 병렬로 배열된 두 개의 솔레노이드 유형 인덕터 (solenoid-type inductors)에 근사할 수 있다. 회로 요소에 대한 표현은 지원 정보에 자세히 나타나 있다. 도 2c에 표시된 중요한 특성은, 도 2b에 표시된 대로, 좁아지는 통로를 통해 흐르는 증가된 표면 전류 밀도에서 w까지 l이 증가함에 따라 자기장이 강화된다는 것이다. 더 큰 l은 각 인덕터의 자기장을 강화시키는 감소된 솔레노이드 길이에 해당하기 때문에 본원의 모델은 이 현상을 포착한다. 또한, 두개의 인덕터 간의 상호 작용을 다루는 상호 인덕턴스 M도 고려해야 한다. 두 개의 대칭 세로 자기 쌍극자의 상호 작용은 단독 자기 쌍극자 (lone magnetic dipole)의 상호 작용보다 에너지적으로 더 안정적인 상태를 초래한다는 것을 쉽게 확인할 수 있다. 따라서, 결과 인덕턴스를 절반으로 줄이는 두 개의 인덕터의 병렬 구성에도 불구하고, M의 기여는 궁극적으로 총 L을 향상시켜 공명 주파수를 효과적으로 감소시킨다. When an aperture is introduced, the charges, currents and magnetic fields in the top and bottom planes are rearranged due to the exclusion of the charges, currents and magnetic fields inside the aperture. The resulting behavior remains similar even for l < w, where the inverse structure cross arms are shorter than the patch size. It is clear that C decreases because the enlarged aperture reduces the area supporting the induced charge in both planes. On the other hand, L increases as the original magnetic flux is split into two regions separated by an inverted structural cross, as shown in Figure 2c. The split magnetic flux represents two inductances and can be approximated by two solenoid-type inductors arranged in parallel with a symmetric longitudinal dipole magnetic field, as shown in the middle panel of Figure 2d. Representations of circuit elements are detailed in the Supporting Information. An important property shown in Figure 2c is that the magnetic field strengthens as l increases up to w at increased surface current density flowing through the narrowing passage, as shown in Figure 2b. Our model captures this phenomenon because a larger l corresponds to a reduced solenoid length that strengthens the magnetic field of each inductor. Additionally, the mutual inductance M, which deals with the interaction between the two inductors, must also be considered. It is easy to see that the interaction of two symmetric vertical magnetic dipoles results in an energetically more stable state than the interaction of a lone magnetic dipole. Therefore, despite the parallel configuration of the two inductors reducing the resulting inductance by half, the contribution of M ultimately enhances the total L, effectively reducing the resonant frequency.

역구조 십자가의 팔이 패치 너비보다 긴 l > w의 경우, 전자기 특성은 몇 가지 주요 변화를 특징으로 하는 극적 전환 (transition)을 겪는다. 첫째, 유도 전하를 유지할 수 있는 영역이 변하지 않기 때문에 C는 고정 상태를 유지한다 (도 2b 참조). 한편, L은 l < w 경우와는 완전히 다른 방식으로 증가한다. 두 개의 쌍극자 자기장 벡터는 유전체 층의 y-방향을 따른 정렬에서 패치 외부의 두 개의 열린 십자가 팔 내의 z-방향으로 전환된다. 도 2b에 나타난 바와 같이, 애퍼쳐 평면에서 전류 경로가 재배치되어 두 개의 열린 십자가 팔 주위로 전류가 흐르기 때문에, 이러한 수정된 자기장이 발생한다. 결과적으로, l=0 mm인 경우에 비하여 l=14 mm인 경우 자속의 면적이 57 배 확대되며, 이는 l=14 mm인 경우 서브 파장 유전체 층 두께를 포함하는 치수인 반면, l=0 mm인 경우 상기 패치와 동일한 크기를 갖기 때문이다. 첫 번째 근사값으로서, 열린 십자가 팔의 경계로서 정의되고 와이어 직경이 금속 두께 t_m과 동일한, 직사각형 루프에 연결된 4개의 긴 와이어에서 전류가 발생한다고 가정하여, 각 인덕터에 대한 L을 구하였다. 단순함에도 불구하고, 상기 모델은 열린 십자가 팔의 가장자리에서 자기장의 정점인 주요 특징을 보유한다. For l > w, where the arms of the inverted cross are longer than the patch width, the electromagnetic properties undergo a dramatic transition characterized by several key changes. First, C remains fixed because the area capable of holding the induced charge does not change (see Figure 2b). Meanwhile, L increases in a completely different way than in the l < w case. The two dipole magnetic field vectors are converted from alignment along the y-direction of the dielectric layer to the z-direction within the two open cross arms outside the patch. As shown in Figure 2b, this modified magnetic field arises because the current path in the aperture plane is rearranged so that the current flows around the two open cross arms. As a result, the area of the magnetic flux is enlarged by 57 times for l = 14 mm compared to the case for l = 0 mm, a dimension that includes the sub-wavelength dielectric layer thickness for l = 14 mm, whereas for l = 0 mm This is because it has the same size as the patch. As a first approximation, we find L for each inductor assuming that the current arises from four long wires connected in a rectangular loop, defined as the boundaries of the open cross arms and with wire diameters equal to the metal thickness t _m . Despite its simplicity, the model retains its main feature: the peak of the magnetic field at the edge of the open cross arm.

도 2c를 참조하면, 두 개의 열린 십자가 팔의 가로 방향 자기장은 x-축에 대한 전류 흐름의 거울 대칭으로 인해 서로 반평행하다. 상기 시나리오는 도 1b에 나타난 금속 막대 모델을 나타낸다. 따라서, l > w인 3-층 스택의 공명은 애퍼쳐가 없는 경우(l=0 mm)보다, 에너지가 더 낮을 것을 예상할 수 있다. l < w 경우, 두 개의 결합 자기 쌍극자는 지원 정보에 나타난 M을 통해 모델링될 수 있다. l이 14 mm에 근접함에 따라, 인접 셀의 상호 인덕턴스 M'도 고려해야 하며, 이는 인접한 열린 십자가 팔의 반대쪽 두 끝이 더 가까워져 상호 작용이 향상되기 때문이다. M과 M'의 가로 방향 자기 쌍극자의 반평행 구성은 총 L을 추가로 증가시키는데 확실히 기여하지만, 크기는 애퍼쳐의 개별 인덕턴스보다 훨씬 작으므로 기여도는 약하다. 실제로, 본원의 LC 회로 모델에서 계산된 총 L에 대한, l=14 mm에서 M과 M'의 상대적 기여도는 각각 1.5%와 8.5%에 불과한 반면, l=2 mm의 경우 M은 64.3%이다. 이는 l > w에 대한 자기 쌍극자 결합은, l < w의 경우에 비해 훨씬 약하다는 것을 나타낸다. l < w 및 l > w의 경우 간의 M의 기여도 차이는 두 인덕터의 고유한 결합 특성으로부터 기인할 수 있다. 세로 방향으로 결합된 쌍극자 (l < w)는 동일한 거리만큼 분리되어 있을 때 가로 방향 결합된 쌍극자(l > w)보다 더 큰 에너지 저하를 초래한다고 알려져 있다. 본원의 경우, M의 자기 쌍극자 사이의 분리 거리는 l < w보다 l > w에서 훨씬 더 크며, 이는 l < w에서 자기 쌍극자 결합이 상대적으로 약하다는 것을 의미한다. Referring to Figure 2c, the transverse magnetic fields of the two open cross arms are antiparallel to each other due to the mirror symmetry of the current flow about the x-axis. The above scenario represents the metal bar model shown in Figure 1b. Therefore, the resonance of a three-layer stack with l > w can be expected to have lower energy than in the case without an aperture (l = 0 mm). For l < w, two coupled magnetic dipoles can be modeled through M as shown in the Supporting Information. As l approaches 14 mm, the mutual inductance M' of adjacent cells must also be considered, since the two opposite ends of adjacent open cross arms become closer together, improving their interaction. The antiparallel configuration of the transverse magnetic dipoles of M and M' certainly contributes to further increase the total L, but the magnitude is much smaller than the individual inductance of the aperture, so the contribution is weak. In fact, the relative contributions of M and M' to the total L calculated in our LC circuit model are only 1.5% and 8.5%, respectively, at l = 14 mm, whereas for l = 2 mm, M is 64.3%. This indicates that the magnetic dipole coupling for l > w is much weaker than for l < w. The difference in contribution of M between the l < w and l > w cases may result from the unique coupling properties of the two inductors. It is known that vertically coupled dipoles (l < w) result in a greater energy drop than horizontally coupled dipoles (l > w) when separated by the same distance. For our case, the separation distance between the magnetic dipoles of M is much larger for l > w than for l < w, which means that the magnetic dipole coupling is relatively weak at l < w.

궁극적으로, l=14 mm에서 회로 모델로부터 계산된 총 L은, 애퍼쳐가 없는 경우에 비하여 78 배 증가하여, 패치와 유전체 층은 그대로 유지하면서 공명 주파수는 7.5배 감소시켰다. 도 2e에, 본원의 세 가지 LC 회로 모델에서 수득한 공명 주파수와 여러 l에서 제한적인 요소 방법으로 시뮬레이션된 반사 스펙트럼을 비교하였다. 회로 모델을 구축하는 간단한 가정을 사용했음에도 불구하고, 예측 모델과 시뮬레이션 간에 양호한 일치를 발견하였다. 여기서, 상기 모델에 의해 예측된 l=0 및 14 mm에서의 공명 주파수는 각각 14.2 GHz 및 2.5 GHz였고, 시뮬레이션된 결과는 14.2 GHz 및 1.9GHz이었다. 필드 (자기장) 특성을 보다 정확하게 처리하는 L 및 C 모델은 일치도를 향상시킬 것으로 예상된다. 본원의 간단한 모델 구성은 l<w에서 급격한 주파수 변화와 l>w에서 상대적으로 더 작은 주파수 변화를 특징으로 하는, l에 대한 뚜렷한 공명 주파수 의존성을 정확하게 설명할 수 있다는 것이다. 상기 회로 모델에 따르면, 이 두 가지 뚜렷한 경향은, l < w에 대한 자기 쌍극자 결합과 l > w에 대한 애퍼쳐 크기 종속 자속 변화인, 공명 이동 이면의 지배적인 메커니즘을 이해함으로써 설명할 수 있다. 상기 통찰은, 패치 및 유전체 층을 변경하지 않고 l로 공명을 조정하기 위한 정성적 지침을 제공한다.Ultimately, the total L calculated from the circuit model at l = 14 mm increased by a factor of 78 compared to the case without an aperture, reducing the resonance frequency by a factor of 7.5 while maintaining the patch and dielectric layer. In Figure 2e, the resonant frequencies obtained from our three LC circuit models and the reflection spectra simulated by the limiting element method at several l are compared. Despite using simple assumptions to build the circuit model, we found good agreement between the predicted model and simulation. Here, the resonance frequencies at l=0 and 14 mm predicted by the model were 14.2 GHz and 2.5 GHz, respectively, and the simulated results were 14.2 GHz and 1.9 GHz. L and C models that handle field (magnetic) properties more accurately are expected to improve agreement. The simple model construction herein is able to accurately describe the pronounced resonance frequency dependence on l, characterized by sharp frequency changes at l<w and relatively smaller frequency changes at l>w. According to the circuit model above, these two distinct trends can be explained by understanding the dominant mechanism behind the resonance shift, which is the magnetic dipole coupling for l < w and the aperture size dependent flux change for l > w. The above insights provide qualitative guidance for tuning the resonance to l without changing the patch and dielectric layer.

애퍼쳐 삽입에 의한 공명 적색편이는 투과를 통한 전력 이탈을 야기한다. 이것을 보다 명확하게 관찰하기 위하여, 도 2f에서 l의 함수로서 스택을 통한 투과를 플로팅하였다. 상기 플롯은 최대 투과율이 l에 따라 증가함을 보여주며, 이는 명백한 확대된 애퍼쳐 삽입의 결과이다. 궁극적으로 l=14 mm에서, 공명에서의 투과율은 통합 (unity)에 도달하고 반사율은 0이된다. 즉, 상기 스택은 통과대역 필터 (bandpass filter) 가 된다. 상기 변환은, 복사 손실률이 흡수 손실률과 일치할 수 없기 때문에, 유전체에 손실이 통합된 경우에도 스택이 완전 흡수체로 기능하는 것을 막는다.Resonant redshift due to aperture insertion causes power escape through transmission. To observe this more clearly, we plotted the transmission through the stack as a function of l in Figure 2f. The plot shows that the maximum transmission increases with l, which is clearly a result of enlarged aperture insertion. Ultimately, at l=14 mm, the transmittance at resonance reaches unity and the reflectance becomes zero. In other words, the stack becomes a passband filter. This conversion prevents the stack from functioning as a perfect absorber even when losses are integrated into the dielectric, since the radiative loss rate cannot match the absorptive loss rate.

통과대역 필터를 완전 흡수체로 쓰기위하여, 복사 및 흡수 손실률 사이의 균형을 복원할 수 있는 조정이 이루어져야 한다. 첫 번째 단계로, 애퍼쳐를 통한 전자파 투과를 방지해야 한다. 상기 시나리오는 도 3a에서 나타난 바와 같이, 금속 접지 평면 위에 스택을 매달아 달성할 수 있다. 앞서 설명한 금속 막대 모델에서와 같이, 금속 접지는 무투과(제로 투과)를 가능하게 하고, 적절한 유전체 파라미터를 선택하여 무반사(제로 반사)를 위한 시스템을 구성한다.In order to use a passband filter as a perfect absorber, adjustments must be made to restore the balance between radiative and absorptive loss rates. As a first step, electromagnetic wave transmission through the aperture must be prevented. This scenario can be achieved by suspending the stack over a metal ground plane, as shown in Figure 3A. As in the previously described metal bar model, a metal ground enables zero transmission, and selecting appropriate dielectric parameters configures the system for no reflection (zero reflection).

l = 14 mm 및 본원의 상기 시뮬레이션에서 사용된 기하학적 파라미터로 3-층 스택을 제작하여, 상기 능력을 입증하였다. 스택을 Cu 벽에 부착하고 두 개의 혼 (horn)을 사용하여, 거의 수직 입사한 0.5 GHz 내지 6 GHz의 전자파를 여기 및 감지하여, 흡수 측정을 수행하였다. 상기 혼과 Cu 벽 사이의 거리는 1 m이었다. 송신 혼에서 수신 혼으로의 신호는 무반사 챔버 (anechoic chamber)에서 네트워크 분석기(agilent Network Analyzer, E8364B)로 측정하였다 (도 3b).This capability was demonstrated by fabricating a 3-layer stack with l = 14 mm and the geometrical parameters used in the simulations herein. Absorption measurements were performed by attaching the stack to a Cu wall and using two horns to excite and detect electromagnetic waves between 0.5 GHz and 6 GHz at nearly normal incidence. The distance between the horn and the Cu wall was 1 m. The signal from the transmitting horn to the receiving horn was measured with an agile Network Analyzer (E8364B) in an anechoic chamber (FIG. 3b).

Cu 벽 앞쪽의 스택 배치는 투과를 상쇄시키기 위한, 도 3a의 본원의 방식을 나타낸다. 스택이 Cu 벽에 부착되었을 때, 상기 스택의 측면은 시트의 중앙 영역이 공기 중에 약간 떠 있는 상태로 남겨둔 접착제를 사용하여 벽에 단단히 고정되었다. 상기 시트와 Cu 벽 사이의 공극 (air gap)은 100 μm 내지 150 μm로 측정되었다. 정확한 공극 간격은 지점마다 다르지만, 상기 차이는 목표 파장의 무시할 수 있는 부분을 구성하기 때문에, 공명 주파수 위치 또는 흡수 특성에 영향을 미치지 않는다. 실제로, 100 μm 및 150 μm의 두 간격으로 인한 위상 지연 (즉, β=nk_d)은 공명 및 흡수 특성에 큰 영향을 미치기에는 너무 작은 0.0063 및 0.0094에 불과하다. 이를 보다 명확하게 설명하기 위하여, 도 3c에서 나타난 바와 같이, 최대 500 μm의 선택된 공극 간격에 대한 흡수 스펙트럼을 시뮬레이션하였다. 예상대로 공명 주파수와 흡수는 100 μm 내지 500 μm의 고려된 스페이서 두께 범위의 넓은 부분에서 크게 변하지 않았다. 그러나 청색 편이 (blueshift) 증가와 스페이서 두께 감소에 대한 흡수 감소로 특징지어지는, 큰 편차는 흡수 손실률 및 복사 손실률 사이의 불일치를 수반하는 스택과 평면 사이의 강화된 근거리장 상호 작용으로 인하여, 100 μm 미만에서 분명해진다.The arrangement of the stack in front of the Cu wall represents our approach in Figure 3a to cancel out transmission. When the stack was attached to the Cu wall, the sides of the stack were secured to the wall using adhesive leaving the central area of the sheet slightly floating in the air. The air gap between the sheet and the Cu wall was measured to be 100 μm to 150 μm. The exact gap spacing varies from point to point, but since this difference constitutes a negligible fraction of the target wavelength, it does not affect the resonance frequency location or absorption characteristics. In fact, the phase retardation (i.e. β=nk _d ) due to the two spacings of 100 μm and 150 μm is only 0.0063 and 0.0094, which is too small to have a significant effect on the resonance and absorption properties. To explain this more clearly, the absorption spectra for selected pore spacings of up to 500 μm were simulated, as shown in Figure 3c. As expected, the resonance frequency and absorption did not change significantly over a wide portion of the considered spacer thickness range from 100 μm to 500 μm. However, the large deviation, characterized by an increase in blueshift and a decrease in absorption with decreasing spacer thickness, is due to the enhanced near-field interaction between the stack and the plane, accompanied by a mismatch between the absorption and radiative loss rates, up to 100 μm. It becomes clear below.

공극이 존재하더라도, 전체 구성은 동일한 공명 주파수에 대해 종래의 3-층 패치 안테나 흡수체보다 몇 배 더 얇을 수 있다. 도 3d는 상기 개념을 설명하며, 여기서, 종래의 3-층 흡수체 및 본원의 공극을 포함한 구성의 총 두께에 대한 작동 파장의 비율을 15 μm 내지 200 μm의 구성 유전체 층 두께에 대해 플롯하였다. 여기서, 총 두께는 유전체 층, 공극 및 모든 금속 평면의 두께를 포함하며, 여기서, 금속 접지 평면은 다른 금속 평면과 동일한 두께 (t_m)를 공유한다고 가정하였다. 참고로, 통과대역 필터로서 작동하는 l=14 mm의 절연 스택에 대한 결과도 제시한다. 상기 결과는 본원의 구성 (setup)에 대한 파장 대 총 두께 비율의 상한을 나타내며, 고려되는 15 μm의 가장 얇은 t_d에 대해 10⁴에 접근하는 값을 나타낸다. 또한, 상기 플롯은 종래의 3-층 흡수체보다 절연 스택의 수축 t_d에 따른 파장 대 총 두께 비율의 더 큰 증가율을 나타낸다. 전자의 공명 주파수가 t_d에 의존하는 반면 후자의 공명 주파수는 t_d의존성을 나타내지 않기 때문에, 상기 효과가 발생한다. l=0 mm의 경우 식 (1) 및 (2)으로부터 정의된 해당 커패시턴스와 인덕턴스의 곱이 t_d 종속성을 상쇄시키는 반면, l=14 mm의 경우 상기 커패시턴스와 인덕턴스의 곱은, 인덕턴스는 t_d에 독립적이므로, 커패시턴스에 의해 수행되는 역구조 t_d 종속성을 유지한다는 것을 확인할 수 있다. 따라서, t_d가 감소하고 작동 파장이 증가하면, 극한 파장 대 총 두께의 비율은 통과대역 필터에 대하여 100배 이상 증가할 수 있다.Even if voids are present, the overall construction can be several times thinner than a conventional three-layer patch antenna absorber for the same resonant frequency. Figure 3d illustrates this concept, where the ratio of the operating wavelength to the total thickness of a conventional three-layer absorber and an inventive void-containing configuration is plotted for configuration dielectric layer thicknesses from 15 μm to 200 μm. Here, the total thickness includes the thickness of the dielectric layer, voids and all metal planes, where the metal ground plane was assumed to share the same thickness (t _m ) as the other metal planes. For reference, we also present results for an insulating stack of l = 14 mm acting as a passband filter. The results represent an upper limit for the wavelength-to-total thickness ratio for our setup, with values approaching 10 ⁴ for the thinnest t _d of 15 μm considered. Additionally, the plot shows a greater increase in the wavelength-to-total thickness ratio with shrinkage t _d of the insulating stack than for conventional three-layer absorbers. The above effect occurs because the resonance frequency of the former depends on t _d while the resonance frequency of the latter does not show t _d dependence. For l = 0 mm, the product of the corresponding capacitance and inductance defined from equations (1) and (2) cancels out the t _d dependence, while for l = 14 mm the product of the capacitance and inductance is such that the inductance is independent of t _d . Therefore, it can be confirmed that the inverse structural t _d dependence performed by the capacitance is maintained. Therefore, as t _d decreases and the operating wavelength increases, the ratio of extreme wavelength to total thickness can increase by a factor of more than 100 for a passband filter.

이러한 극한 비율로 인하여, 스택에 100 μm 두께의 공극 및 금속 접지 평면을 추가하는 것은, 구성 (set up)의 총 두께가 고려된 범위에서 동일한 작동 파장에 대해 종래의 패치 안테나보다 몇 배 더 얇아지고 서브 파장이 깊게 유지될 수 있다. 예를 들어, 공극을 포함하는 구성 (setup)은 25 μm, 50 μm 및 125 μm의 선택된 t_d 값에서, 종래의 패치 안테나 흡수체의 파장 대 두께 비율 434, 286 및 143과 비교하여, 1246, 798 및 390의 우수한 비율을 나타낸다. 공극이 전도성 표면에 부착되는 접착제가 될 수 있는 유전체로 대체되면, 상기 비율을 추가로 향상시킬 수 있다. Because of these extreme ratios, adding a 100 μm thick air gap and metal ground plane to the stack results in the total thickness of the set up being several times thinner than a conventional patch antenna for the same operating wavelength in the considered range. Sub-wavelengths can be maintained deeply. For example, a setup containing an air gap has a wavelength-to-thickness ratio of 1246, 798, compared to the wavelength-to-thickness ratios of 434, 286, and 143 for a conventional patch antenna absorber, at selected t _d values of 25 μm, 50 μm, and 125 μm. and 390. This ratio can be further improved if the voids are replaced by a dielectric that can become an adhesive that adheres to the conductive surface.

본원 구성 (set up)의 흡수 특성은 완전 흡수를 달성하는 데 필요한 조건에 대한 직관적인 설명을 제공하는 파동 간섭 이론을 사용하여 분석할 수 있다 (24-26). 상기 이론에 따르면, 본원의 구성 (setup)의 반사는 스택 외부의 반사와 스택 및 금속 접지 평면 내에서 생성된 다중 반사의 중첩 사이의 결과적인 파동 간섭으로 설명할 수 있다. 상기 스택과 금속 접지 평면 사이에 강력한 근거리 결합 없는 경우 전반사 계수는 하기 식 3과 같이 나타낼 수 있다. The absorption properties of the set up can be analyzed using wave interference theory, which provides an intuitive description of the conditions required to achieve complete absorption (24-26). According to the above theory, reflections in our setup can be explained by the resultant wave interference between reflections outside the stack and the superposition of multiple reflections generated within the stack and the metal ground plane. In the case where there is no strong near-field coupling between the stack and the metal ground plane, the total reflection coefficient can be expressed as Equation 3 below.

(3) (3)

상기 식 3에서, 첫 번째 항은 스택의 반사를 설명하고, 두 번째 항은 스택과 금속 접지 평면 사이에서 튀는 (bouncing) 전자파에 의해 설정된 공극 영역의 다중 반사 효과를 포착한다. 여기서, 상기 β는 전파 위상 지연(propagation phase delay)이고, 은 공기-스택 계면에서의 복합 반사 및 투과 (transmission) 계수이다. 상기 계수들은 시뮬레이션으로부터 수득한 S 매트릭스 (matrix)로부터 수득하였다. 여기서, 상기 스택은 극한 서브 파장 두께로 인해 균일한 평면으로 처리된다.In Equation 3 above, the first term accounts for the reflection of the stack, and the second term captures the effect of multiple reflections in the void region established by electromagnetic waves bouncing between the stack and the metal ground plane. Here, β is the propagation phase delay, is the combined reflection and transmission coefficient at the air-stack interface. The coefficients were obtained from the S matrix obtained from simulation. Here, the stack is treated as a uniform plane due to its extreme sub-wavelength thickness.

상기 식 3을 사용하여, 유전체 층의 손실과 두께를 통해 반사 계수 및 투과 계수를 조절하여, 고정된 공극 두께에서 완전 흡수를 위한 조건을 수득하였다. 종래의 메타물질 완전 흡수체에서, 상기 두 파라미터는 종종 복사 손실률과 흡수 손실률 사이의 균형을 제어하여 흡수체를 다른 작동 모드로 전환시킨다. 특히, 복사 손실률이 흡수 손실률보다 크거나, 작거나, 또는 동일한 경우, 시스템은, 각각, 저감쇠되거나 (underdamped), 과감쇠되거나 (overdamped) 또는 완벽히 흡수될 수 있다. 두 손실률이 동일한 조건을 임계 결합이라고도 하며, 공명 주파수 부근에서 전반사의 위상 변이를 분석함으로써 쉽게 식별할 수 있다. 상기 반사 위상 변이는, 상기 저감쇠 상태에서 공명 주파수에 걸쳐 전체 2π 범위를 커버할 수 있는 반면, 상기 과감쇠 상태에서는 π보다 작은 범위로 제한된다. 이 두 가지 서로 다른 영역은, 주어진 주파수 범위에서 계산된 반사 위상 변이 대 손실 탄젠트 (즉, 유전체 손실)을 나타내는 도 4a에 나타내었다. 여기서, 유전체 층과 공극 두께를 각각 25 μm 및 100 μm로 설정하여, 가장 얇은 실험적 구성(setup)을 모델링하였다. 시뮬레이션에서 다양한 손실 탄젠트 값에 대한 스택의 복잡한 반사 및 투과 계수를 검색한 다음, 구성 (setup)에서 전체 반사의 위상 이동을 얻기 위해 방정식 (3)에 사용하였다. 임계 결합 조건은 도 4a에서 0.0253의 손실 탄젠트 값에 위치한 저감쇠 영역과 과감쇠 영역 사이의 위상 전이가 있을 때 발생한다. 도 4b에서 나타낸 다양한 손실 탄젠트 값에서의 흡수 스펙트럼은, 설정 (setup)이 지정된 손실 탄젠트 값에서 100% 흡수를 나타내는 반면, 0 및 0.053의 다른 손실 탄젠트 값에서, 각각, 저감쇠 및 과감쇠됨을 확인하였다. Using Equation 3 above, the reflection coefficient and transmission coefficient were adjusted through the loss and thickness of the dielectric layer to obtain conditions for complete absorption at a fixed pore thickness. In conventional metamaterial perfect absorbers, the above two parameters often control the balance between radiative and absorptive loss rates, switching the absorber into different operating modes. In particular, when the radiative loss rate is greater than, less than, or equal to the absorption loss rate, the system may be underdamped, overdamped, or completely absorbed, respectively. The condition where the two loss rates are equal is also called critical coupling, and can be easily identified by analyzing the phase shift of total reflection near the resonance frequency. The reflection phase shift can cover the entire 2π range over the resonant frequency in the underdamped state, whereas it is limited to a range of less than π in the overdamped state. These two different regions are shown in Figure 4a, which shows the calculated reflection phase shift versus loss tangent (i.e. dielectric loss) over a given frequency range. Here, the thinnest experimental setup was modeled by setting the dielectric layer and pore thicknesses to 25 μm and 100 μm, respectively. The complex reflection and transmission coefficients of the stack for various loss tangent values were retrieved from the simulation and then used in equation (3) to obtain the phase shift of the total reflection in the setup. The critical coupling condition occurs when there is a phase transition between the under-attenuated and over-attenuated regions located at the loss tangent value of 0.0253 in Figure 4a. The absorption spectra at various loss tangent values shown in Figure 4b confirm that the setup exhibits 100% absorption at a given loss tangent value, whereas it is under- and over-attenuated at different loss tangent values of 0 and 0.053, respectively. did.

50 μm 및 125 μm의 폴리이미드 필름 두께로 만든 다른 두 스택에 대해 상기 분석을 반복하여, 임계 결합에 도달하는 데 필요한 손실 탄젠트 값을 확인하였다. 완전 흡수는, 각각, 0.0386과 0.0662의 손실 탄젠트 값에서 발생하는 것으로 나타났으며, 이는 더 두꺼운 유전체 층이 임계 결합에 도달하기 위해 더 큰 손실이 필요함을 나타낸다. 도 4c는 임계 결합 조건에서 금속 접지와 100 μm 떨어진, 세 스택의 결과 반사 손실 스펙트럼을 나타낸다. 3개의 스택에 대한 공명 주파수는, 유전체 층의 두께가 증가하는 순서대로, 1.5 GHz, 2.1 GHz 및 3.0 GHz였으며, 감소된 커패시턴스로 인해 더 두꺼운 유전체 층의 청색 편이 (blueshift)를 나타낸다. 가장 얇은 스택의 공명 주파수는 애퍼쳐가 없는 스택에 비해 약 10배 감소하였다. 약 35 dB 미만의 반사 손실이 계산되었으며, 이는 삽입된 그림과 같이 세 가지 구성 (setup) 모두에 대해 약 100% 흡수에 해당한다.The analysis was repeated for two other stacks made with polyimide film thicknesses of 50 μm and 125 μm to determine the loss tangent value required to reach critical bonding. Full absorption was found to occur at loss tangent values of 0.0386 and 0.0662, respectively, indicating that thicker dielectric layers require larger losses to reach critical coupling. Figure 4c shows the resulting return loss spectra of three stacks, 100 μm apart from metal ground, at critical coupling conditions. The resonance frequencies for the three stacks, in order of increasing dielectric layer thickness, were 1.5 GHz, 2.1 GHz, and 3.0 GHz, showing a blueshift of thicker dielectric layers due to reduced capacitance. The resonance frequency of the thinnest stack was reduced by approximately 10 times compared to the stack without an aperture. A return loss of less than about 35 dB was calculated, which corresponds to about 100% absorption for all three setups, as shown in the inset.

실제 반사 손실 측정을 도 4d에 나타내었다. 3개의 스택에 대한 1.49 GHz, 2.01 GHz 및 3.06 GHz의 공명 주파수는 파동 간섭 이론의 예측과 매우 일치하여 스택과 금속 접지가 강하게 결합되지 않았음을 확인하였다. 반면, 측정된 반사 손실 값은 계산된 값과 달랐다. 99.19%, 99.61% 및 99.82%의 거의 완전-흡수에 해당하는 -20.89 dB, -24.1 dB 및 -27.34 dB의 반사 손실은, 각각, 25 μm, 50 μm 및 125 μm 두께의 유전체 층을 사용한 구성으로부터 기록되었다. 공명 주파수가 계산된 결과와 잘 일치하고, 이는 실험적 치수가 목표 파라미터에 근접한다는 것을 나타내므로, 3 개의 구성(setup) 사이의 흡수의 일관성은 3 개의 유전체 구성 요소 각각이 약간 다른 복잡한 굴절률을 나타낸다는 것을 암시하며, 이는 3개의 폴리이미드 필름을 만드는 데 사용되는 서로 다른 공정 조건으로부터 발생한다. 도 4b에 나타난 바와 같이, 3 개의 필름 각각의 유효 손실 탄젠트 값이 0.0253 내지 0.0662 이여야 한다고 추론할 수 있으며, 이는 n=1.82 + i0.02와 n=1.82 + i0.06 사이의 복합 굴절률에 해당하는, 마이크로파장 범위의 폴리머에 대한 합리적인 값이다.The actual return loss measurements are shown in Figure 4d. The resonant frequencies of 1.49 GHz, 2.01 GHz, and 3.06 GHz for the three stacks were in excellent agreement with the predictions of wave interference theory, confirming that the stack and metal ground were not strongly coupled. On the other hand, the measured return loss values were different from the calculated values. Reflection losses of -20.89 dB, -24.1 dB and -27.34 dB, corresponding to near-complete absorption of 99.19%, 99.61% and 99.82%, respectively, from configurations using 25 μm, 50 μm and 125 μm thick dielectric layers. It was recorded. Since the resonance frequencies are in good agreement with the calculated results, indicating that the experimental dimensions are close to the target parameters, the consistency of absorption between the three setups suggests that each of the three dielectric components exhibit slightly different complex refractive indices. This results from the different process conditions used to make the three polyimide films. As shown in Figure 4b, it can be inferred that the effective loss tangent value of each of the three films should be between 0.0253 and 0.0662, which corresponds to a complex refractive index between n = 1.82 + i0.02 and n = 1.82 + i0.06. This is a reasonable value for polymers in the microwave range.

3 개의 구성 (setup)의 총 두께는 금속, 유전체 및 공극 층을 포함한 모든 구성요소의 측정된 두께의 합이다. 본원의 Cu 벽인 금속 접지의 경우, 두께 t_m = 12 μm가 사용되었다. 100 μm 두께의 스페이서를 사용하여, 결과적인 파장 대 총 두께 비율은, 25 μm, 50 μm 및 125 μm 두께의 유전체 층이 있는 구성 (setup)에 대해, 각각 1250, 802 및 375이었다. 150 μm 두께의 공극을 사용하여도, 25 μm 두께의 유전체 층은 947의 비율을 나타낼 수 있다. 여기서, 1250은 현재까지 보고된 가장 큰 비율이지만 더 얇은 Cu 층을 사용하여 상기 비율을 추가로 증가시킬 수 있다. 왜냐하면, Cu는 마이크로파장 범위에서 완벽한 전도체로 작용하여 공극 (air spacer)을 유전체 스페이서로 대체하고, 도 3d와 같이, 유전체 층 두께를 감소시키고 스택의 애퍼쳐 설계를 최적화하기 때문이다.The total thickness of the three setups is the sum of the measured thicknesses of all components including metal, dielectric, and void layers. For the metal ground, the Cu wall herein, a thickness t _m = 12 μm was used. Using 100 μm thick spacers, the resulting wavelength to total thickness ratios were 1250, 802, and 375, respectively, for setups with 25 μm, 50 μm, and 125 μm thick dielectric layers. Even with 150 μm thick pores, a 25 μm thick dielectric layer can exhibit a ratio of 947. Here, 1250 is the largest ratio reported to date, but the ratio can be further increased using thinner Cu layers. This is because Cu acts as a perfect conductor in the microwave range, replacing air spacers with dielectric spacers, reducing the dielectric layer thickness and optimizing the aperture design of the stack, as shown in Figure 3d.

실제로, 상기 구성 (setup)은 현재 사용되는 공극 및 Cu 벽 구성을 대신하여 얇은 Cu 필름에 부착된 유전체 스페이서를 채택하여 독립형 흡수체 시트로 사용할 수 있다.In fact, the setup can be used as a stand-alone absorber sheet by employing dielectric spacers attached to thin Cu films instead of the currently used void and Cu wall configuration.

도 4e에 나타난 바와 같이, 최대 70도의 입사각 범위에서 흡수 스펙트럼을 계산하여, 임계 결합 아래에서 유전체 두께가 25 μm이고 스페이서 (spacer) 두께가 100 μm인 l=14 mm 스택의 입사각 의존성을 조사하였다. 플롯은, 고려된 각도 범위에서 상기 구성이 공명 주파수와 완전 흡수를 유지함을 나타내며, 이는 흡수체가 고각도 (high angle)까지의 입사각에 독립적이여야 함을 나타낸다. 상기 기능을 확인하기 위하여, 다양한 입사각에서의 구성 (setup)으로부터 정반사 손실을 측정하였다. 측정은 전자파 차폐 환경에서 수행하였으며, 송신 혼 (transmitting horn)은 수직 입사각으로부터 10 도, 30 도, 50 도 및 70 도에 위치하고, 감지 혼 (detecting horn)은 수신단 (receiving end) 반대쪽에 위치하였다. 혼에서 구성(setup)까지의 거리는 5 m로 고정하였다. 도 4f는 계산에 의해 예측된 대로 공명 주파수가 최대 70 도까지 거의 일정하게 유지되는 결과를 나타낸다. 그러나, 계산된 결과와 달리 공명 강도는 스펙트럼에서 노이즈 및 표유 피크 (stray peak)의 증가와 함께 더 큰 각도에서 감소하는 것으로 나타났다. 이러한 효과는, 아마도, 타겟 외부의 외부 신호가 빔 경로를 통해 포착되는 방식으로 빔의 초점을 흐리게 하는, 두 개의 혼 사이로 전파되는 마이크로파 빔의 발산으로 인한 것이다. 개선된 전자파 콜리메이션 (collimation)으로, 더 큰 타겟 영역 및 나은 차폐 환경은, 반사 손실이 고각도 (high angles)에서 예측된 값에 도달할 수 있도록 허용한다. As shown in Figure 4e, the absorption spectrum was calculated in the range of incidence angles up to 70 degrees to investigate the incidence angle dependence of a l = 14 mm stack with a dielectric thickness of 25 μm and a spacer thickness of 100 μm below critical coupling. The plot shows that the configuration maintains the resonance frequency and full absorption over the angular range considered, indicating that the absorber should be independent of the angle of incidence up to high angles. To confirm this functionality, the specular reflection loss was measured from the setup at various angles of incidence. Measurements were performed in an electromagnetic shielding environment, with the transmitting horn positioned at 10 degrees, 30 degrees, 50 degrees, and 70 degrees from the normal angle of incidence, and the detecting horn positioned opposite the receiving end. The distance from the horn to the setup was fixed at 5 m. Figure 4f shows the results in which the resonance frequency remains almost constant up to 70 degrees, as predicted by calculations. However, contrary to the calculated results, the resonance strength was found to decrease at larger angles with an increase in noise and stray peaks in the spectrum. This effect is probably due to the divergence of the microwave beam propagating between the two horns, defocusing the beam in such a way that external signals outside the target are picked up through the beam path. Improved electromagnetic collimation, larger target area and better shielding environment allow return loss to reach predicted values at high angles.

요약하면, 본 발명자들은 작동 파장보다 최대 10³배 작은 극한 서브 파장 두께를 갖는 메타물질 완전 흡수체를 입증하였다. 상기 흡수체는 금속 접지 위의 패치 안테나, 유전체 층 및 금속 애퍼쳐 어레이로 구성된 3-층의 스택으로 구성된다. 상기 스택의 공명 주파수는, 상기 유전체 층 및 패치를 수정하지 않고, 유도 전류 경로를 재정의하는 패치 안테나 아래에 위치한 금속 평면에 십자가-모양의 애퍼쳐를 삽입함으로써 현저히 감소할 수 있다. 상기 간단한 수정 (modification)은, 상기 스택의 인덕턴스를 종래의 패치 안테나 흡수체의 인덕턴스 크기와 비교하여 10 내지 10² 배 증가시키고, 단일 쌍극자 자기장 (lone dipolar magnetic field)을 상대적인 패치 크기에 대한 역구조 십자가 팔의 길이에 의해 결정되는 결합 특성을 갖는 쌍극자 자기장의 결합 쌍으로 추가 변환한다. 본원에서는, 이러한 효과가 공명 주파수의 현저한 감소를 초래하여 스택을 두께에서 서브 파장으로 깊게 렌더링하는 것을 입증하였다. 상기 애퍼쳐를 통한 투과를 상쇄시키기 위하여, 금속 접지를 상기 스택 아래에 배치하고, 공명 주파수에 대한 전반사의 위상 변이 (phase shift)를 분석하여 식별된 구성 유전체 층의 정확한 손실 탄젠트 값 및 두께를 목표로 하여, 반사를 0으로 설정하였다. 이러한 개념을 적용하여, 서로 다른 유전체 두께로 제조된 본 발명의 흡수체는 99% 이상의 흡수 효율을 나타내었고, 여기서 가장 얇은 흡수체 시트는 파장 대 총 두께 비율이 1250으로 나타났으며, 이는 지금까지 가장 얇은 완전 전자파 흡수체이다. 또한, 상기 결과는 구조 및 물질 변화 외에, 패치 및 애퍼쳐 디자인에 대한 적절한 수정으로 추가 두께 감소의 여지가 있음을 제시한다. 지금까지 논의된 지침을 통해 전례없이 얇고 유연하며 가벼운 전자파 흡수체를 복잡한 전자 및 통신 시스템에 사용할 수 있도록 실현할 수 있다. In summary, we have demonstrated a metamaterial perfect absorber with an extreme subwavelength thickness up to ¹⁰ times smaller than the operating wavelength. The absorber consists of a three-layer stack consisting of a patch antenna over a metal ground, a dielectric layer and a metal aperture array. The resonant frequency of the stack can be significantly reduced by inserting a cross-shaped aperture in the metal plane located below the patch antenna that redefines the induced current path, without modifying the dielectric layer and patch. This simple modification increases the inductance of the stack by a factor of 10 to 10 ² compared to the inductance magnitude of a conventional patch antenna absorber, and transforms the lone dipolar magnetic field into an inverse structural cross relative to the patch size. It further transforms into a coupled pair of dipole magnetic fields with the coupling properties determined by the length of the arms. Herein, we demonstrate that this effect results in a significant reduction of the resonance frequency, rendering the stack sub-wavelength deep in thickness. To cancel transmission through the aperture, a metal ground is placed beneath the stack, and the phase shift of total reflection with respect to the resonant frequency is analyzed to target the exact loss tangent value and thickness of the identified constituent dielectric layers. , the reflection was set to 0. Applying this concept, the absorbers of the present invention fabricated with different dielectric thicknesses exhibited absorption efficiencies of over 99%, where the thinnest absorber sheet exhibited a wavelength-to-total thickness ratio of 1250, which is the thinnest to date. It is a complete electromagnetic wave absorber. Additionally, the above results suggest that, in addition to structural and material changes, there is room for further thickness reduction with appropriate modifications to the patch and aperture design. The guidelines discussed so far make it possible to realize unprecedentedly thin, flexible, and lightweight electromagnetic wave absorbers for use in complex electronic and communication systems.

전술한 본원의 설명은 예시를 위한 것이며, 본원이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본원의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수도 있다.The description of the present application described above is for illustrative purposes, and those skilled in the art will understand that the present application can be easily modified into other specific forms without changing its technical idea or essential features. Therefore, the embodiments described above should be understood in all respects as illustrative and not restrictive. For example, each component described as single may be implemented in a distributed manner, and similarly, components described as distributed may also be implemented in a combined form.

본원의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위, 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본원의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.The scope of the present application is indicated by the claims described below rather than the detailed description above, and all changes or modified forms derived from the meaning and scope of the claims and their equivalent concepts should be construed as being included in the scope of the present application. .

Claims

스택 및 반사기를 포함하는, 초박막 전자파 흡수체로서,
상기 스택은 금속 층, 유전체 층 및 역구조 십자가 구조체를 포함하며,
상기 초박막 전자파 흡수체의 두께는 λ₀/500 내지 λ₀/2500인 것이며,
상기 반사기는 금속 평면인 것이고,
상기 금속 층은 막대, 패치, 직사각형, 또는 정사각형의 형태를 가진 것이고,
상기 역구조 십자가 구조체의 길이는 상기 금속 층의 길이보다 큰 것인,
초박막 전자파 흡수체.
An ultra-thin electromagnetic wave absorber comprising a stack and a reflector,
The stack includes a metal layer, a dielectric layer and an inverted cross structure,
The thickness of the ultra-thin electromagnetic wave absorber is λ ₀ /500 to λ ₀ /2500,
The reflector is a metal plane,
The metal layer has the shape of a bar, patch, rectangle, or square,
The length of the inverted cross structure is greater than the length of the metal layer,
Ultra-thin electromagnetic wave absorber.

제 1 항에 있어서,
상기 스택과 상기 반사기 사이에 공극 또는 유전체 스페이서가 존재하는, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 1,
An ultra-thin electromagnetic wave absorber in which an air gap or dielectric spacer exists between the stack and the reflector.

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제 1 항에 있어서,
상기 금속 층 및 상기 역구조 십자가 구조체는 동일 또는 상이한 금속을 포함하는 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 1,
An ultra-thin electromagnetic wave absorber, wherein the metal layer and the inverted cross structure include the same or different metals.

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제 1 항에 있어서,
상기 초박막 전자파 흡수체는 전자파의 입사각과 관계없이 공명 주파수, 흡수도, 또는 공명 주파수 및 흡수도가 일정하게 유지되는 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 1,
The ultra-thin electromagnetic wave absorber is an ultra-thin electromagnetic wave absorber whose resonance frequency, absorbance, or resonance frequency and absorbance are maintained constant regardless of the angle of incidence of electromagnetic waves.

제 1 항에 있어서,
상기 금속 층, 상기 역구조 십자가 구조체 및 상기 반사기의 두께는, 각각 독립적으로, 5 μm 내지 20 μm인 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 1,
The thickness of the metal layer, the inverted cross structure, and the reflector are each independently 5 μm to 20 μm.

제 1 항에 있어서,
상기 유전체 층의 두께는 10 μm 내지 250 μm인 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 1,
An ultra-thin electromagnetic wave absorber, wherein the dielectric layer has a thickness of 10 μm to 250 μm.

제 1 항에 있어서,
상기 유전체 층의 두께에 따라 공명 주파수가 달라지는 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 1,
An ultra-thin electromagnetic wave absorber whose resonance frequency varies depending on the thickness of the dielectric layer.

제 2 항에 있어서,
상기 공극 또는 상기 유전체 스페이서의 두께는 50 μm 내지 500 μm인 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 2,
An ultra-thin electromagnetic wave absorber, wherein the thickness of the air gap or the dielectric spacer is 50 μm to 500 μm.

제 1 항에 있어서,
상기 초박막 전자파 흡수체는 상기 스택 및 상기 반사기를 포함하는 단위체가 6 mm 내지 50 mm의 주기로 하나 이상 배열되는 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 1,
The ultra-thin electromagnetic wave absorber is one in which one or more units including the stack and the reflector are arranged in a period of 6 mm to 50 mm.

제 15 항에 있어서,
상기 단위체는 어레이 형태로 배열되는 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 15,
An ultra-thin electromagnetic wave absorber in which the units are arranged in an array.

제 15 항에 있어서,
상기 금속 층의 규격, 상기 역구조 십자가 구조체의 규격, 및 상기 주기가 일괄적으로 동일한 배수로 증가 또는 감소하는 경우, 상기 동일한 배수만큼 공명 주파수가 증가 또는 감소하는 것인, 초박막 전자파 흡수체.
According to claim 15,
When the specifications of the metal layer, the specifications of the inverted structure cross structure, and the period are all increased or decreased by the same multiple, the resonance frequency increases or decreases by the same multiple.

제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 및 제 10 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 따른 초박막 전자파 흡수체를 포함하는, 디바이스.
A device comprising an ultra-thin electromagnetic wave absorber according to any one of claims 1, 2, 4, and 10 to 17.

제 18 항에 있어서,
상기 디바이스는 전자 기기, 스텔스, 센서, 또는 통신 기기에 사용되는 것인, 디바이스.According to claim 18,
The device is used in electronic, stealth, sensor, or communication devices.

제 1 항에 있어서,
상기 유전체 층의 손실 탄젠트 값은 0.0253 내지 0.0662인 것인, 초박막 전자파 흡수체.According to claim 1,
An ultra-thin electromagnetic wave absorber, wherein the loss tangent value of the dielectric layer is 0.0253 to 0.0662.