KR102421239B1 - 피크 제어 부스트 변환기에서의 평균 전류 제한 - Google Patents

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Abstract

방법은 부스트 변환기의 전력 인덕터를 통해 전류를 모니터링하는 단계 및 모니터링된 바와 같은 전류와 전력 인덕터에 대한 원하는 평균 전류 사이의 차의 수학적 적분이 제로(zero)와 같은 때를 검출하는 단계를 포함할 수 있다. 또 다른 방법은 부스트 변환기의 제 1 동작 모드에서, 부스트 변환기에 의해 생성된 출력 전압을 조절하기 위해 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동(switching behavior)을 제어하는 단계 및 부스트 변환기의 제 2 동작 모드에서, 부스트 변환기에 의해 수신된 입력 전류를 조절하기 위해 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하는 단계를 포함할 수 있다. 또 다른 방법은 부스트 변환기의 전력 인덕터를 통해 전류를 모니터링하는 단계 및 모니터링된 바와 같은 전류가 전력 인덕터에 대한 최대 전류를 초과할 때를 검출하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

피크 제어 부스트 변환기에서의 평균 전류 제한
본 발명은 일반적으로, 제한 없이 무선 전화들 및 미디어 플레이어들과 같은 개인용 오디오 디바이스들을 포함하는 전자 디바이스들을 위한 회로들에 관한 것이고, 더 구체적으로, 피크 제어 부스트 변환기에서의 제한된 평균 전류에 관한 것이다.
모바일/셀룰러 전화들, 코드리스 전화들, mp3 플레이어들, 및 다른 소비자 오디오 디바이스들과 같은, 무선 전화들을 포함하는 개인용 오디오 디바이스들이 널리 사용되고 있다. 이러한 개인용 오디오 디바이스들은 한 쌍의 헤드폰들 또는 하나 이상의 스피커들을 구동하기 위한 회로를 포함할 수 있다. 이러한 회로는 종종, 오디오 출력 신호를 헤드폰들 또는 스피커들로 구동하기 위한 전력 증폭기를 포함하는 스피커 구동기를 포함한다. 종종, 전력 증폭기는 스피커들, 헤드폰들, 또는 다른 트랜스듀서(transducer)들로 구동된 신호를 증폭시키기 위해 전력 증폭기에 공급 전압을 제공하기 위해 사용될 수 있다. 스위칭 전력 변환기는 하나의 직류(DC) 전압 레벨로부터 또 다른 DC 전압 레벨로 전력원을 변환하는 전자 회로의 일 유형이다. 이러한 스위칭 DC-DC 변환기들의 예들은 부스트 변환기, 벅 변환기(buck converter), 벅-부스트 변환기(buck-boost converter), 반전 벅-부스트 변환기, 및 다른 유형들의 스위칭 DC-DC 변환기들을 포함하지만 그들로 제한되지 않는다. 따라서, 전력 변환기를 사용하여, 배터리에 의해 제공되는 것과 같은 DC 전압이 전력 증폭기에 전력을 공급하기 위해 사용된 또 다른 DC 전압으로 변환될 수 있다.
종종, 부스트 변환기들은 피크 전류 제어 부스트 변환기들로서 동작하고, 제어 시스템의 주요 제어 루프는 부스트 변환기의 원하는 부스트 출력 전압을 생성하기 위해 부스트 변환기의 각각의 스위칭 위상에 대한 피크 전류 요구조건을 결정하기 위해 사용된다. 듀티 사이클이 있는 부스트 듀티 사이클들(예로서, 숫자 1로부터 산술 비를 감산함으로써 결정될 수 있으며, 여기서 산술 비는 부스트 변환기에 공급된 입력 전압을 부스트 변환기의 부스트 출력 전압으로 나눈 것과 같음)에 대해, 부스트 변환기의 저조파 거동(sub-harmonic behavior)을 회피하기 위해 기울기 보상 회로가 요구될 수 있다. 또한, 많은 부스트 변환기 제어 시스템들에는 부스트 변환기의 전류가 최대값 미만으로 유지됨을 보장하기 위해 보호 회로가 존재한다. 주요 제어 루프에 따른 피크 전류의 검출 및 최대 허용가능한 전류의 검출은 종종, 2개의 별개의 회로들에 의해 수행된다: 측정된 전류(예로서, 부스트 변환기의 전력 인덕터의 측정된 전류)와 기울기 보상 타겟 피크 전류 신호를 비교하는 제 1 비교기 및 측정된 전류를 최대 전류 한도와 비교하는 제 2 비교기. 보상기로서 또한 알려질 수 있는 주요 제어 루프는 기울기 보상 회로에 의해 수정될 수 있는 타겟 피크 전류 신호를 생성할 수 있으며, 이러한 기울기 보상 타겟 피크 전류 신호는 부스트 변환기의 피크 전류 제어를 수행하기 위해 제 1 비교기에 의해 측정된 전류와 비교될 수 있다. 그러나, 아날로그 회로에서 기울기 보상이 발생할 수 있기 때문에, 제 1 비교기가 토글링(toggling)하는 지점에 알려지지 않은 양의 정정이 존재할 수 있다. 이러한 오차는 전력 변환기에 의해 부스트된 전압 출력을 조절할 때 주요 제어 루프에 의해 제거될 수 있다.
그러나, 이 알려지지 않은 오차의 존재는 부스트 변환기의 임의의 특정 스위칭 사이클 동안 최대 전류를 직접적으로 제어할 수 없는 것을 야기할 수 있다. 이것은 제 2 비교기가 임계치를 초과하는 인덕터 전류의 기울기 보상 없이 측정을 허용하기 때문이다. 제 2 비교기가 인덕터의 전류를 직접적으로 제어하기 위해 사용되면, 이 측정에 대한 기울기 보상의 부족은 저조파 거동을 야기할 수 있다. 제 2 비교기에 의해 검출된 바와 같이 전류를 제한하면서 이러한 저조파 거동을 회피하기 위해, 제어 회로가 원하는 한도 거동을 기울기 보상 타겟 피크 전류 신호에 적용하는 것을 허용하기 위해 제 2 비교기의 출력이 피드백될 수 있다. 예를 들면, 전류 제한 조건 하에서 동작할 때, 기울기 보상 타겟 피크 전류 신호가 원하는 제한 전류 거동을 얻기 위해 수정되도록 부가적인 제어 루프가 존재할 수 있다.
결과적으로, 부스트 변환기의 전력 인덕터의 피크 전류를 최대 임계치 미만으로 제한하고 제어하는 것을 야기하는 제어 시스템이 생성될 수 있다. 그러나, 많은 시스템들에서, 피크 인덕터 전류와 평균 인덕터 전류 사이의 오차는 상당히 클 수 있으며 인덕터 변형은 적절한 피크 전류 제한을 결정할 때 상당한 도전들을 야기할 수 있다.
본 발명의 교시들에 따르면, 전력 변환기를 동작시키는 기존의 접근법들과 연관된 하나 이상의 단점들 및 문제점들이 감소되거나 제거될 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 방법은 부스트 변환기의 전력 인덕터를 통해 전류를 모니터링하는 단계 및 모니터링된 바와 같은 전류와 전력 인덕터에 대한 원하는 평균 전류간의 차이의 수학적 적분이 제로(zero)와 같은 때를 검출하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 방법은 부스트 변환기의 제 1 동작 모드에서, 부스트 변환기에 의해 생성된 출력 전압을 조절하기 위해 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동(switching behavior)을 제어하는 단계 및 부스트 변환기의 제 2 동작 모드에서, 부스트 변환기에 의해 수신된 입력 전류를 조절하기 위해 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 방법은 부스트 변환기의 전력 인덕터를 통해 전류를 모니터링하는 단계 및 모니터링된 바와 같은 전류가 전력 인덕터에 대한 최대 전류를 초과할 때를 검출하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 기술적 장점들은 본 명세서에 포함된 도면들, 상세한 설명 및 청구항들로부터 당업자에게 쉽게 명백할 수 있다. 실시예들의 목적들 및 장점들은 적어도, 청구항들에서 특히 지적된 소자들, 특징들, 및 조합들에 의해 실현되고 달성될 것이다.
상기 일반적인 설명 및 이하의 상세한 설명 둘 모두가 예들이고 설명적이며 본 발명에서 제시된 청구항들을 제한하는 것이 아님을 이해해야 한다.
본 실시예들 및 그들의 장점들의 더 완전한 이해는 첨부된 도면들과 결부하여 취해진 이하의 설명을 참조함으로써 획득될 수 있고, 여기서 유사한 참조 번호들은 유사한 특징들을 나타낸다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 일 예시적인 개인용 오디오 디바이스를 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 실시예들에 따른 개인용 오디오 디바이스의 일 예시적인 오디오 집적 회로의 선택된 요소들의 블록도.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 도 2에 도시된 전원을 구현하기 위해 사용될 수 있는 평균 전류 한도 제어를 갖는 일 예시적인 피크-전류 제어 부스트 변환기의 선택된 요소들의 블록도.
도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 실제 인덕터 전류 및 타겟 평균 인덕터 전류 대 시간에 대한 그리고 실제 인덕터 전류 타겟 및 타겟 평균 인덕터 전류의 양의 차의 수학적 적분에 대한 예시적인 파형들을 묘사하는 그래프들을 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 도 2에 도시된 전원을 구현하기 위해 사용될 수 있는 최대 전류 한도 제어를 갖는 일 예시적인 피크 전류 제어 부스트 변환기의 선택된 구성요소들의 블록도.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 일 예시적인 개인용 오디오 디바이스(1)를 도시한다. 도 1은 한 쌍의 이어버드 스피커들(8A 및 8B)의 형태로 헤드셋(3)에 결합된 개인용 오디오 디바이스(1)를 도시한다. 도 1에 도시된 헤드셋(3)은 단지 일례이고, 개인용 오디오 디바이스(1)가 제한 없이 헤드폰들, 이어버드들, 인 이어(in-ear) 이어폰들, 및 외부 스피커들을 포함하는 다양한 오디오 트랜스듀서들과 관련하여 사용될 수 있음이 이해된다. 플러그(4)는 개인용 오디오 디바이스(1)의 전기 단자에 대한 헤드셋(3)의 연결을 제공할 수 있다. 개인용 오디오 디바이스(1)는 사용자에게 디스플레이를 제공하고 터치 스크린(2)을 사용하여 사용자 입력을 수신할 수 있거나, 대안적으로, 표준 액정 디스플레이(LCD)는 개인용 오디오 디바이스(1)의 표면 및/또는 측들상에 배치된 다양한 버튼들, 슬라이더들, 및/또는 다이얼들과 조합될 수 있다. 도 1에 또한 도시된 바와 같이, 개인용 오디오 디바이스(1)는 헤드셋(3) 및/또는 또 다른 오디오 트랜스듀서로의 송신을 위해 아날로그 오디오 신호를 생성하기 위한 오디오 집적 회로(IC)(9)를 포함할 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시예들에 따른 개인용 오디오 디바이스의 일 예시적인 오디오 IC(9)의 선택된 요소들의 블록도를 도시한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 마이크로제어기 코어(18)는 디지털 오디오 입력 신호(DIG_IN)를 디지털 아날로그 변환기(DAC)(14)에 공급할 수 있으며, 상기 디지털 아날로그 변환기는 디지털 오디오 입력 신호를 아날로그 신호(VIN)로 변환할 수 있다. DAC(14)는 아날로그 신호(VIN)를 증폭기(16)에 공급할 수 있고, 상기 증폭기는 차동 오디오 출력 신호(VOUT)를 제공하기 위해 오디오 입력 신호(VIN)를 증폭하거나 감쇠시킬 수 있으며, 상기 차동 오디오 출력 신호는 스피커, 헤드폰 트랜스듀서, 라인 레벨 신호 출력부, 및/또는 다른 적합한 출력부를 동작시킬 수 있다. 일부 실시예들에서, DAC(14)는 증폭기(16)의 필수 요소일 수 있다. 전원(10)은 증폭기(16)의 전원 레일 입력들을 제공할 수 있다. 일부 실시예들에서, 전원(10)은 하기에 더 상세하게 설명된 바와 같이, 스위칭 모드 전력 변환기를 포함할 수 있다. 도 1 및 도 2가 오디오 IC(9)가 개인용 오디오 디바이스에 상주한다고 고려할지라도, 본 명세서에서 설명된 시스템들 및 방법들은 또한, 전기 및 전자 시스템들 그리고 개인용 오디오 디바이스보다 큰 컴퓨팅 디바이스, 자동차, 건물, 또는 다른 구조체에서 사용하기 위한 오디오 시스템들을 포함하는, 개인용 오디오 디바이스 이외의 디바이스들에 적용될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 도 2에 도시된 전원(10)을 구현하기 위해 사용될 수 있는 평균 전류 한도 제어를 갖는 일 예시적인 피크-전류 제어 부스트 변환기(20A)의 선택된 요소들의 블록도를 도시한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 부스트 변환기(20A)는 배터리(22), 전력 인덕터(30), n형 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(NFET)로서 구현된 스위치(28), p형 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(PFET)로서 구현된 스위치(29), 및 제어 회로(32)를 포함할 수 있다. 도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 실제 인덕터 전류(IL) 및 타겟 평균 인덕터 전류(IAVG_LIM) 대 시간에 대한 그리고 실제 인덕터 전류(IL) 및 타겟 평균 인덕터 전류(IAVG_LIM)의 양의 차이의 수학적 적분에 대한 예시적인 파형들을 묘사하는 그래프들을 도시한다.
부스트 변환기(20A)의 스위칭 사이클의 제 1 단계(도 4에서 "위상 A"로서 라벨링됨)에서, 제어 회로(32)는 스위치(28)로 하여금 활성화(예로서, 폐쇄됨, 턴 온됨, 가능하게 됨)되고 스위치(29)로 하여금 비활성화(예로서, 개방됨, 턴 오프됨, 가능하지 않게 됨)되게 할 수 있다. 따라서, 제 1 단계 동안, 스위치 노드(도 3에서 "SW"로서 라벨링됨)는 배터리(22)가 전력 인덕터(30)의 단자들에 걸쳐 그것의 전압(VBAT)을 인가하도록 접지 포텐셜로 효과적으로 단락될 수 있다. 결과적으로, 전력 인덕터(30)에 흐르는 인덕터 전류(IL)는 제 1 단계 동안 증가할 수 있다. 하기에 더 상세히 설명된 바와 같이, 제어 회로(32)는 인덕터 전류(IL)로 하여금, 인덕터 전류(IL)가 제 1 단계가 종료될 수 있는 기울기 보상 피크 전류 한도(1PK')에 도달하는 이러한 지점까지 증가하게 할 수 있다.
부스트 변환기의 스위칭 사이클의 제 2 단계(도 4에서 "위상 B"로서 라벨링됨)에서, 제어 회로(32)는 스위치(28)로 하여금 비활성화되게 하고 스위치(29)로 하여금 활성화되게 할 수 있다. 결과적으로, 인덕터 전류(IL)는 전력 인덕터(30)가 부스트 커패시터(26)로 방전함에 따라 제 2 단계 동안 감소할 수 있어서, 공급 전압(VSUPPLY)을 배터리 전압(VBAT)보다 높은 전압으로 부스팅한다. 연속 전도 모드(CCM)에서, 제 2 단계(위상 B)는 스위칭 사이클의 끝까지 지속될 수 있으며, 그 후에 도 4에 도시된 바와 같이, 제 1 단계(위상 A)가 다시 발생한다. 불연속 전도 모드(DCM)에서, 제 2 단계(위상 B)는 인덕터 전류(IL)가 제로에 도달할 때까지 지속될 수 있고, 이 지점에서 스위칭 사이클의 제 3 단계(도 4에 도시되지 않음)가 시작될 수 있다. 제 3 단계에서, 그것이 존재하면, 제어 회로(32)는 스위치들(28 및 29) 둘 모두로 하여금 비활성화되게 할 수 있고, 인덕터 전류(IL)는 다음 스위칭 사이클의 시작까지 제로로 유지될 수 있으며, 여기서 제 1 단계(위상 A)가 다시 발생한다. 일부 실시예들에서, 제어 회로(32)는 PFET 구현 스위치(29)의 바디 다이오드가 인덕터 전류(IL)가 제로에 도달할 때까지 그것을 전도하도록 제 2 단계(위상 B) 동안 스위치(29)를 비활성화할 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이, 제어 회로(32)는 보상기(34), 전류 평균 한도 제어 블록(35), 멀티플렉서(37), 전류 센서 회로(36), 디지털 아날로그 변환기(DAC)(38), DAC(40), 기울기 생성기(42), 피크 전류 비교기(44), 클록(CLK) 생성기(46), 래치(48), 스위치 블록 제어부(50), 적분기(52), 적분기 비교기(54), 및 래치(56)를 포함할 수 있다.
CCM 및 DCM 둘 모두에서 동작 시에, 스위치(28)의 듀티 사이클(예로서, 제 1 단계(위상 A)의 지속기간)은 배터리 전압(VBAT)에 대한 공급 전압(VSUPPLY)의 크기를 결정할 수 있다. 예를 들면, CCM에서, 원하는 공급 전압(VSUPPLY)을 제공하기 위해 필요한 듀티 사이클(D)은 D=1-VBAT/VSUPPLY에 의해 주어질 수 있다. 따라서, (예로서, 증폭기의 출력 신호의 엔벨로프(envelope)에 기초할 수 있는) 원하는 레벨의 공급 전압(VSUPPLY)에 대해, 제어 회로(32)는 (예로서, 저항(RSENSE)을 갖는 감지 저항기를 사용하여; 일부 실시예들에서, RSENSE는 대략 10mΩ의 저항을 가질 수 있음) 전류 센서 회로(36)에 의해 측정될 수 있는 측정된 공급 전압(VSUPPLY) 및 측정된 인덕터 전류(IL)에 기초하여 보상기(34)의 내부에 있을 수 있는 피드백 제어 루프를 구현할 수 있다. 따라서, 제어 회로(32)는 실제 공급 전압(VSUPPLY)을 모니터링하고, 그것을 원하는 공급 전압(VSUPPLY)에 대해 비교하며, 인덕터 전류(IL)의 피크를 증가시키거나 감소시킴으로써 실제 공급 전압(VSUPPLY)을 증가시키거나 감소시킬 수 있다. 그 방식으로, 보상기(34)는 원하는 피크 전류를 나타내는 디지털 신호를 생성할 수 있고, DAC(38)는 멀티플렉서(37)가 보상기(34)의 출력을 출력하도록 선택될 때, 이러한 디지털 신호를 아날로그 등가 피크 전류 신호(IPK)로 변환할 수 있다. 기울기 생성기(42)는 기울기 보상 신호를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 기울기 생성기(42)는 기울기 보상 신호를 삼각형 또는 톱니 파형으로서 생성할 수 있다. 기울기 보상 신호는 기울기 보상 피크 전류 신호(IPK)를 생성하기 위해 피크 전류 신호(IPK)와 조합될 수 있다. 피크 전류 비교기(44)는 제 1 단계(위상 A) 동안, 측정된 인덕터 전류(IL)(예로서, 전류 센서 회로(36)에 의해 측정됨)를 비교할 수 있어서, 비교에 응답하여 제어 신호를 생성한다. 그와 함께, 비교기(44), 클록 생성기(46), 및 래치(48)의 출력은 제어 블록(50)을 스위칭하기 위한 제어 신호를 생성하기 위해 도시된 바와 같이 배열되거나, 또 다른 적합한 방식으로 배열될 수 있다. 예를 들면, 클록 생성기(46)는 스위칭 사이클의 시작(예로서, 제 1 단계/위상 A의 시작)을 나타내는 클록 신호를 생성할 수 있고 비교기(44)는 측정된 인덕터 전류(IL)가 피크 전류(IPK)에 도달하는 지점에 기초하여, 제 1 단계(위상 A)의 종료를 나타내는 신호를 생성할 수 있다. 스위치 사이클들의 타이밍 및 부스트 변환기(20A)의 스위치 위상들을 나타내는 이러한 신호들에 기초하여, 래치(48)는 제어 블록(50)을 스위칭하기 위해 적절한 제어 신호(들)를 생성할 수 있고, 이는 결과적으로, 그에 따라 스위치들(28 및 29)을 선택적으로 활성화하고 비활성화하기 위해 스위치들(28 및 29)에 적절한 제어 신호들을 생성할 수 있다.
게다가, 전류 평균 한도 제어 블록(35)은 DAC(40)가 전력 인덕터(30)를 통해 흐르는 최대 평균 전류를 표현하는 등가의 아날로그 타겟 평균 전류 신호(IAVG_LIM)로 변환할 수 있는, 타겟 평균 전류 한도를 나타내는 디지털 신호를 생성할 수 있다. 이러한 타겟 평균 전류 신호(IAVG_LIM)는 전력 인덕터(30)의 최대 전류 한도에 기초하여 설정될 수 있으며, 이는 평균 한도 제어 블록(35)에 의해 수신된 파라미터들 중 하나일 수 있다. 평균 한도 제어 블록에 의해 수신된 다른 파라미터들은 배터리 전압(VBAT) 및/또는 배터리 전압(VBAT)의 함수로서 최대 전류를 나타내도록 프로그래밍된 파라미터를 포함할 수 있다. 부가적인 또는 대안적인 파라미터들은 공급 전압(VSUPPLY), 디지털 오디오 입력 신호(DIG_IN), 및/또는 아날로그 신호(VIN)를 포함할 수 있다.
평균 한도 제어 블록(35)은 또한, 인덕터 전류(IL)가 적분기(52), 적분기 비교기(54), 및 래치(56)를 포함하는 제어 루프에 기초하여 최대 전류 한도를 초과하지 않도록 타겟 평균 전류 신호(IAVG_LIM)에 기초하여 (보상기(34)에 의해 생성된 것과 상이할 수 있는) 그 자체의 버전의 피크 전류(IPK)를 생성할 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 멀티플렉서(37)는 멀티플렉서 선택 블록(39)으로부터 전달된 제어 신호에 기초하여 평균 한도 제어 블록(35) 및 보상기(34)에 의해 피크 전류 신호 생성기 중 하나를 선택할 수 있다.
멀티플렉서 선택 블록(39)은 보상기(34)에 의해 결정된 피크 전류가 평균 한도 제어 블록(35)에 의해 결정된 피크 전류 미만이면, 멀티플렉서 선택 블록(39)이 멀티플렉서(37)가 보상기(34)에 의해 결정된 피크 전류를 선택하게 할 수 있도록 구성될 수 있다. 한편, 보상기(34)에 의해 결정된 피크 전류가 평균 한도 제어 블록(35)에 의해 결정된 피크 전류보다 크면, 멀티플렉서 선택 블록(39)은 멀티플렉서(37)가 평균 한도 제어 블록(35)에 의해 결정된 피크 전류를 선택하게 할 수 있다.
일부 실시예들에서, 전력 인덕터(30)의 최대 전류 한도는 래치(48)의 출력 및 래치(56)의 출력의 타이밍 정보를 분석함으로써 결정될 수 있다. 보상기(34)의 출력이 그것에 부가된 기울기 보상 값을 가질 수 있기 때문에, 인덕터 전류(IL)의 피크 전류의 실제 값은 보상기(34)의 출력에 의해 표현된 것과 상이할 수 있다. 이와 같이, 전류 제한 거동이 적용될 때(예로서, 멀티플렉서(37)가 평균 한도 제어 블록(35)에 의해 결정된 피크 전류를 선택하게 하는 멀티플렉서 선택 블록(39)에 의해), 그 시점에서의 보상기(34)의 값은 평균 한도 제어 블록(35)에 의해 등록되고 보상기(34)가 타겟 평균 전류 신호(IAVG _ LIM)에 의해 표현된 바와 같은 제어된 제한 전류의 값 미만으로 그것의 값을 감소시켰는지를 결정하기 위한 기준으로서 사용될 수 있다.
그에 따라, 평균 한도 제어 블록(35)은 DAC(40)로의 입력에 대해 평균 한도 제어 블록(35)에 의해 설정된 바와 같은 평균 전류 한도에서 동작시키기 위해 부스트 변환기(20A)의 다수의 스위칭 사이클들에 걸쳐 측정된 바와 같은 인덕터 전류(IL)를 유지하도록 동작할 수 있다. 그에 따라, 부스트 변환기(20A)는 인덕터 전류(IL)의 평균이 DAC(40)의 입력으로 전달된 피크 전류에 대한 값보다 클 때까지 DAC(38)의 입력으로 전달된 피크 전류에 대한 값을 증가시킬 수 있다. 일단 이것이 발생하면, 평균 한도 제어 블록(35)은 인덕터 전류(IL)의 평균이 DAC(40)의 입력으로 전달된 피크 전류에 대한 값의 그것보다 작을 때까지 DAC(38)의 입력으로 전달된 피크 전류에 대한 값을 감소시키도록 동작할 수 있다. 이러한 동작은 시간에 걸쳐, 평균 인덕터 전류를 DAC(40)의 출력에 의해 표현된 바와 같은 전류(IAVG_LIM) 값으로 유지할 수 있다.
더 도시하기 위해, 도 4에 도시된 측정된 전류(IL) 및 타겟 평균 전류 신호(IAVG_LIM)에 대한 파형들을 고려한다. 부스트 변환기(20A)가 볼트-2차 밸런싱(volt-second balancing)으로 동작해야 하기 때문에, CCM에서 제 2 단계(위상(B)) 동안의 평균 전류는 정상 상태에 있을 때 제 1 단계(위상 A) 동안 평균 전류와 같아야 한다. 단순한 분석은 제 1 단계(위상 A) 동안, 전력 인덕터(30)의 평균 전류가 원하는 평균 전류(Iavg_desired)와 같다면, 제 1 단계(위상 A) 동안 실제 인덕터 전류(IL)의 수학적 적분이 제 1 단계 동안 원하는 평균 전류의 수학적 적분과 같을 것임을 보여줄 수 있다. 따라서, 제 1 단계가 시간의 지속기간(T1)을 가지면, 다음과 같음이 알려진다:
Figure 112020039689348-pct00001
따라서:
Figure 112020039689348-pct00002
이고
Figure 112020039689348-pct00003
이다.
따라서:
Figure 112020039689348-pct00004
이다.
상기 방정식들이 보여주는 바와 같이, 측정된 인덕터 전류(IL)와 원하는 평균 전류(Iavg _desired) 사이의 차이가 제 1 단계(위상(A))에 걸쳐 적분되면, 적분의 결과는 제로(0)가 될 것이다. 상기 방정식들은 T1 기간에 걸친 값이 적분되면, 값이 제로가 될 것임을 보여준다. 마찬가지로, 차이가 적분되면, 적분의 결과가 제로(0)일 때 T1 값이 발견될 수 있다. 도 4는 또한, 측정된 인덕터 전류(IL)와 원하는 평균 전류(Iavg _desired) 사이의 차이의 적분의 값을 보여준다. 감산의 순서는, 임계 검출 지점이 적분이 제로와 같을 때이므로 중요하지 않다.
상기 분석을 이용하기 위해, 적분기(52)는 실제 인덕터 전류(IL)과 타겟 평균 전류 신호(IAVG _ LIM) 사이의 차이의 수학적 적분을 산출할 수 있고, 적분기 비교기(54)는 래치(56)가 적분기(52)에 의해 수행된 적분이 제로일 때를 나타내는 출력을 생성할 수 있도록, 결과를 제로와 비교할 수 있다. 이러한 출력의 결과로서, 디지털 보상 및 전류 평균 한도 제어 블록(34)은 부스트 변환기(20A)의 후속 스위칭 사이클들을 위해 타겟 평균 전류 신호(IAVG _LM) 및 피크 전류(IPK)를 적절하게 수정할 수 있다.
그에 따라, 인덕터 변동에 대한 문제들을 완화하기 위해 그리고 피크 전류를 제어하면서 평균 전류를 결정하는 것과 관련된 오차들을 완전하게 제거하기 위해, 적분기 회로는 부스트 변환기의 평균 입력 전류가 임계 회로와 교차할 때에 대한 결정을 허용하기 위해 전류 평균화 비교기 이전에 제공될 수 있다. 블랭킹 회로(Blanking circuitry)(도시되지 않음)는 적분기가 제 1 단계의 시작에서 제로로 설정될 수 있기 때문에, 전류 평균화 비교기가 임계치가 제 1 단계(위상 A)의 개시 시에 교차됨을 나타내지 않는 것을 허용하기 위해 제공될 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 도 2에 도시된 전원(10)을 구현하기 위해 사용될 수 있는 최대 전류 한도 제어를 갖는 일 예시적인 피크-전류 제어 부스트 변환기(20B)의 선택된 구성요소들의 블록도를 도시한다. 도 5의 부스트 변환기(20B)는 도 3의 부스트 변환기(20A)와 많은 면들에서 유사할 수 있다. 그에 따라, 단지 부스트 변환기(20B)와 부스트 변환기(20A) 사이의 중요한 차이들이 하기에서 설명된다.
특히, 부스트 변환기(20B)와 부스트 변환기(20A)의 주요 차이들은 다음과 같다: (a) 부스트 변환기(20A)의 평균 한도 제어 블록(35)이 부스트 변환기(20B)에서 최대 한도 제어 블록(41)으로 대체됨, (b) 부스트 변환기(20A)의 적분기(52)는 부스트 변환기(20B)에 존재하지 않음, (c) 비교기(54)는 측정된 인덕터 전류(IL) 및 최대 한도 제어 블록(41)에 의해 생성되고 DAC(40)에 의해 디지털 도메인으로 변환된 최대 전류(IMAX_LIM)를 그것의 입력들로서 수신함.
동작 시에, 전류 최대 한도 제어 블록(41)은 DAC(40)가 전력 인덕터(30)를 통해 흐르는 최대 순간 전류를 표현하는 등가의 아날로그 타겟 최대 전류 신호(IMAX_LIM)로 변환할 수 있는, 타겟 최대 전류 한도를 나타내는 디지털 신호를 생성할 수 있다. 이러한 타겟 최대 전류 신호는 최대 한도 제어 블록(41)에 의해 수신된 하나 이상의 파라미터들에 기초하여 설정될 수 있다. 평균 한도 제어 블록에 의해 수신된 다른 파라미터들은 배터리 전압(VBAT) 및/또는 배터리 전압(VBAT)의 함수로서 최대 전류를 나타내도록 프로그래밍된 파라미터를 포함할 수 있다. 부가적인 또는 대안적인 파라미터들은 공급 전압(VSUPPLY), 디지털 오디오 입력 신호(DIG_IN), 및/또는 아날로그 신호(VIN)를 포함할 수 있다.
최대 한도 제어 블록(41)은 또한, 인덕터 전류(IL)가 비교기(54), 및 래치(56)를 포함하는 제어 루프에 기초하여 최대 전류 한도를 초과하지 않도록 타겟 최대 전류 신호(IMAX_LIM)에 기초하여 (보상기(34)에 의해 생성된 것과 상이할 수 있는) 그 자체의 버전의 피크 전류(IPK)를 생성할 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 멀티플렉서(37)는 멀티플렉서 선택 블록(39)으로부터 전달된 제어 신호에 기초하여 최대 한도 제어 블록(41) 및 보상기(34)에 의해 피크 전류 신호 생성기 중 하나를 선택할 수 있다.
멀티플렉서 선택 블록(39)은 보상기(34)에 의해 결정된 피크 전류가 최대 한도 제어 블록(41)에 의해 결정된 피크 전류 미만이면, 멀티플렉서 선택 블록(39)이 멀티플렉서(37)가 보상기(34)에 의해 결정된 피크 전류를 선택하게 할 수 있도록 구성될 수 있다. 한편, 보상기(34)에 의해 결정된 피크 전류가 최대 한도 제어 블록(41)에 의해 결정된 피크 전류보다 크면, 멀티플렉서 선택 블록(39)은 멀티플렉서(37)가 최대 한도 제어 블록(41)에 의해 결정된 피크 전류를 선택하게 할 수 있다.
일부 실시예들에서, 전력 인덕터(30)의 최대 전류 한도는 래치(48)의 출력 및 래치(56)의 출력의 타이밍 정보를 분석함으로써 결정될 수 있다. 보상기(34)의 출력이 그것에 부가된 기울기 보상 값을 가질 수 있기 때문에, 인덕터 전류(IL)의 피크 전류의 실제 값은 보상기(34)의 출력에 의해 표현된 것과 상이할 수 있다. 이와 같이, 전류 제한 거동이 적용될 때(예로서, 멀티플렉서(37)가 최대 한도 제어 블록(41)에 의해 결정된 피크 전류를 선택하게 하는 멀티플렉서 선택 블록(39)에 의해), 그 시점에서의 보상기(34)의 값은 최대 한도 제어 블록(41)에 의해 등록되고 보상기(34)가 타겟 최대 전류 신호(IMAX_ LIM)에 의해 표현된 바와 같은 제어된 제한 전류의 값 미만으로 그것의 값을 감소시켰는지를 결정하기 위한 기준으로서 사용될 수 있다.
그에 따라, 최대 한도 제어 블록(41)은 DAC(40)로의 입력에 대해 최대 한도 제어 블록(41)에 의해 설정된 바와 같은 최대 전류 한도 미만에서 동작시키기 위해 부스트 변환기(20B) 내에서 측정된 바와 같은 인덕터 전류(IL)를 유지하도록 동작할 수 있다. 그에 따라, 부스트 변환기(20B)는 인덕터 전류(IL)가 DAC(40)의 입력으로 전달된 피크 전류에 대한 값의 그것보다 클 때까지 DAC(38)의 입력으로 전달된 피크 전류에 대한 값을 증가시킬 수 있다. 일단 이것이 발생하면, 최대 한도 제어 블록(41)은 인덕터 전류(IL)가 DAC(40)의 입력으로 전달된 피크 전류에 대한 값의 그것보다 작을 때까지 DAC(38)의 입력으로 전달된 피크 전류에 대한 값을 감소시키도록 동작할 수 있다. 이러한 동작은 시간에 걸쳐, 인덕터 전류를 DAC(40)의 출력에 의해 표현된 바와 같은 IMAX_LIM 값 이하로 유지할 수 있다.
상기 내용에 따라, 본 명세서에 개시된 시스템들 및 방법들은 부스트 변환기의 전력 인덕터를 통한 전류를 모니터링하고 모니터링된 바와 같은 전류와 전력 인덕터에 대한 원하는 평균 전류 사이의 차이의 수학적 적분이 제로와 같은 때를 검출함으로써 피크-제어 부스트 변환기에서 평균 전류를 제한하기 위한 접근법들을 제공할 수 있다. 게다가, 본 명세서에 개시된 시스템들 및 방법들은 차이의 수학적 적분이 제로와 같을 때의 검출에 기초하여 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하는 것을 제공한다. 예를 들면, 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동은 전력 인덕터에 대한 피크 전류의 설정에 기초하여 제어될 수 있고 부스트 변환기는 차이의 수학적 적분이 제로와 같을 때의 검출에 기초하여 제어될 수 있다. 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동은 부스트 변환기가 원하는 부스트 출력 전압에 따라 실제 부스트 출력 전압을 생성하게 하도록 제어될 수 있다. 게다가, 루프 필터는 부스트 변환기가 원하는 부스트 출력 전압에 따라 실제 부스트 출력 전압을 생성하게 하기 위해 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하도록 구현될 수 있다.
또한, 본 명세서에 개시된 시스템들 및 방법들은 부스트 변환기의 스위칭 기간 동안, 부스트 변환기와 연관된 측정된 평균 전류가 원하는 평균 전류 이상임을 검출함으로써 그리고 검출에 기초하여 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어함으로써 피크-제어 부스트 변환기에서 평균 전류를 제한하기 위한 접근법들을 제공할 수 있다. 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동은 전력 인덕터에 대한 피크 전류의 설정에 기초하여 제어될 수 있고 부스트 변환기는 원하는 평균 전류 이상인 부스트 변환기와 연관된 측정된 평균 전류에 기초하여 제어될 수 있다. 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동은 부스트 변환기가 원하는 부스트 출력 전압에 따라 실제 부스트 출력 전압을 생성하게 하도록 제어될 수 있다. 게다가, 루프 필터는 부스트 변환기가 원하는 부스트 출력 전압에 따라 실제 부스트 출력 전압을 생성하게 하기 위해 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하도록 구현될 수 있다.
본 명세서에 사용된 바와 같이, 2개 이상의 소자들이 서로 "결합된" 것으로서 언급될 때, 이러한 용어는 이러한 2개 이상의 소자들이 적용가능하다면, 개입 소자들을 갖거나 이들 없이 간접적으로 또는 직접적으로 연결되든 아니든 전자 통신 또는 기계 통신 중임을 나타낸다.
본 발명은 당업자가 이해할 본 명세서의 예시적인 실시예들에 대한 모든 변경들, 대체들, 변형들, 개조들, 및 수정들을 포함한다. 유사하게, 적절한 경우, 첨부된 청구항들은 당업자가 이해할 본 명세서의 예시적인 실시예들에 대한 모든 변경들, 대체들, 변형들, 개조들, 및 수정들을 포함한다. 게다가, 첨부된 청구항들에서, 특정한 기능을 수행하도록 적응되거나, 배열되거나, 수행할 수 있거나, 구성되거나, 수행하는 것이 가능하게 되거나, 동작가능하거나, 동작하는 장치 또는 시스템 또는 장치 또는 시스템의 요소에 대한 언급은, 그 장치, 시스템, 또는 요소가 그렇게 적응되거나, 배열되거나, 할 수 있거나, 구성되거나, 가능하게 되거나, 동작가능하거나, 동작하는 한, 그것 또는 그 특정한 기능이 활성화되거나, 턴 온되거나, 잠금해제되든 아니든 그 장치, 시스템, 또는 요소를 포함한다.
본 명세서에 인용된 모든 예들 및 조건부 언어는 본 분야를 발전시키기 위해 본 발명자에 의해 기여된 개념들 및 본 발명을 판독자가 이해하는데 도움이 되는 교육학적 목적들을 위해 의도되며, 이러한 구체적으로 인용된 예들 및 조건들로 제한되지 않는 것으로서 해석된다. 본 발명의 실시예들이 상세하게 설명되었지만, 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 다양한 변경들, 대체들, 및 개조들이 그에 대해 행해질 수 있음을 이해해야 한다.

Claims (26)

  1. 방법에 있어서:
    부스트 변환기의 전력 인덕터를 통해 전류를 모니터링하는 단계; 및
    모니터링된 바와 같은 전류와 상기 전력 인덕터에 대한 원하는 평균 전류 사이의 차이의 수학적 적분이 제로(zero)와 같은 때를 검출하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 차이의 수학적 적분이 제로와 같은 때의 상기 검출에 기초하여 상기 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동(switching behavior)을 제어하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동은 상기 전력 인덕터에 대한 피크 전류의 설정에 기초하여 제어되고;
    상기 방법은 상기 차이의 수학적 적분이 제로와 같은 때의 상기 검출에 기초하여 상기 부스트 변환기를 제어하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 부스트 변환기가 상기 부스트 변환기의 입력 전류를 상기 원하는 평균 전류로 제한하게 하기 위해 상기 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 부스트 변환기가 상기 부스트 변환기의 입력 전류를 상기 원하는 평균 전류로 제한하게 하기 위해 상기 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하도록 루프 필터를 구현하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 전력 인덕터를 통해 상기 전류를 모니터링하는 단계는 상기 부스트 변환기 스위칭 사이클의 단일 위상 동안 상기 전류를 모니터링하는 단계를 포함하는, 방법.
  7. 삭제
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 시스템에 있어서:
    부스트 변환기의 전력 인덕터를 통해 전류를 모니터링하도록 구성된 전류-모니터링 회로; 및
    모니터링된 바와 같은 전류와 상기 전력 인덕터에 대한 원하는 평균 전류 사이의 차이의 수학적 적분이 제로와 같은 때를 검출하도록 구성된 검출 회로를 포함하는, 시스템.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 차이의 수학적 적분이 제로와 같은 때의 상기 검출에 기초하여 상기 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하도록 구성된 제어기를 더 포함하는, 시스템.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 제어기는:
    상기 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동은 상기 전력 인덕터에 대한 피크 전류의 설정에 기초하여 제어하고;
    상기 차이의 수학적 적분이 제로와 같은 때의 상기 검출에 기초하여 상기 부스트 변환기를 제어하도록 더 구성되는, 시스템.
  24. 제 22 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 부스트 변환기가 상기 부스트 변환기의 입력 전류를 상기 원하는 평균 전류로 제한하게 하기 위해 상기 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하도록 더 구성되는, 시스템.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 부스트 변환기가 상기 부스트 변환기의 입력 전류를 상기 원하는 평균 전류로 제한하게 하기 위해 상기 부스트 변환기의 스위치들의 스위칭 거동을 제어하도록 구성되는 루프 필터를 더 포함하는, 시스템.
  26. 제 21 항에 있어서,
    상기 전력 인덕터를 통해 전류를 모니터링하도록 구성된 상기 전류-모니터링 회로는 상기 부스트 변환기 스위칭 사이클의 단일 위상 동안 상기 전류를 모니터링하는 것을 포함하는, 시스템.
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2573601B (en) 2017-02-28 2020-09-16 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Amplifiers
JP7000804B2 (ja) * 2017-11-13 2022-01-19 Tdk株式会社 電源装置
US11031867B2 (en) * 2017-12-08 2021-06-08 Cirrus Logic, Inc. Digital-to-analog converter with embedded minimal error adaptive slope compensation for digital peak current controlled switched mode power supply
US10734885B2 (en) 2018-06-19 2020-08-04 Cirrus Logic, Inc. Removal of near DC errors in a peak-controlled boost converter using a low-bandwidth secondary control loop
US10917003B2 (en) * 2018-09-18 2021-02-09 Astec International Limited Control circuits with peak current limit protection for switched mode power supplies
US11728779B2 (en) 2019-01-18 2023-08-15 Cirrus Logic Inc. Signal tracking-based supply voltage generation with over-boosted voltage
US11205961B2 (en) * 2019-04-15 2021-12-21 Texas Instruments Incorporated Hysteretic boost converter with inductor peak current gear-shifting
CN110212747B (zh) * 2019-05-29 2021-06-01 电子科技大学 一种基于动态峰值电流的无过冲Boost变换器启动控制方法
US11387732B2 (en) 2019-09-12 2022-07-12 Cirrus Logic, Inc. Efficient use of energy in a switching power converter
GB2587639A (en) * 2019-10-02 2021-04-07 Raytheon Systems Ltd A peak current mode controller
US11469661B2 (en) 2019-10-25 2022-10-11 Cirrus Logic, Inc. Multiphase inductive boost converter with multiple operational phases
US11463008B2 (en) 2019-11-22 2022-10-04 Cirrus Logic, Inc. Decreasing output droop in a power converter via an energy storage capacitor
US11953531B2 (en) 2020-05-20 2024-04-09 Cirrus Logic Inc. Sense resistor and method for forming same
CN115668721B (zh) 2020-05-20 2023-08-15 思睿逻辑国际半导体有限公司 功率转换器中的电流的随机化
US11552569B2 (en) 2020-05-20 2023-01-10 Cirrus Logic, Inc. Randomization of current in a power converter
US11522460B2 (en) 2020-07-24 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Optimizing the control of a hysteretic power converter at low duty cycles
US11392151B2 (en) * 2020-07-29 2022-07-19 Cirrus Logic, Inc. Dual-level detection to reduce voltage droop on critical battery voltage nodes
GB2613455B (en) 2020-07-29 2024-01-31 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Control circuitry for controlling a power supply
US11522440B2 (en) 2020-07-29 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Use of shared feedback among two or more reactive schemes
US11735942B2 (en) 2020-07-29 2023-08-22 Cirrus Logic Inc. Maintaining operation within a stable region of a power curve of a power converter
US11183849B1 (en) 2020-07-29 2021-11-23 Cirrus Logic, Inc. Control of power converter based on dynamic constraint factors
US11855471B2 (en) 2020-08-14 2023-12-26 Cirrus Logic Inc. Power supply architecture with bidirectional battery idealization
US11843317B2 (en) 2021-08-25 2023-12-12 Cirrus Logic Inc. Pseudo-bypass mode for power converters
US20240113621A1 (en) * 2022-09-30 2024-04-04 Texas Instruments Incorporated Boost converter with wide average current limiting range

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4929882A (en) * 1987-06-23 1990-05-29 National Semiconductor Corporation Apparatus for converting DC to DC having non-feed back variable hysteretic current-mode control for maintaining approximately constant frequency
US5742151A (en) * 1996-06-20 1998-04-21 Micro Linear Corporation Input current shaping technique and low pin count for pfc-pwm boost converter
DE19814681B4 (de) 1998-04-01 2008-11-13 Infineon Technologies Ag Current-Mode-Schaltregler
US7615981B2 (en) * 2004-06-09 2009-11-10 O2Micro International Limited Boost converter with enhanced control capabilities of emulating an inductor current
US7239117B2 (en) * 2005-01-06 2007-07-03 Solomon Systech Limited Programmable inductor current control for DC-DC converters
US7323828B2 (en) * 2005-04-25 2008-01-29 Catalyst Semiconductor, Inc. LED current bias control using a step down regulator
GB2437556B (en) 2006-04-26 2011-03-23 Wolfson Microelectronics Plc Improvements in switching regulator circuits
US7737668B2 (en) 2007-09-07 2010-06-15 Panasonic Corporation Buck-boost switching regulator
US7952294B2 (en) * 2008-04-06 2011-05-31 Exclara, Inc. Apparatus, system and method for cascaded power conversion
US8525498B2 (en) * 2008-07-31 2013-09-03 Monolithic Power Systems, Inc. Average input current limit method and apparatus thereof
CN101639670B (zh) * 2009-07-17 2011-06-22 高长春 带有前馈补偿控制功能的谐振半桥功率变换器
US8248040B2 (en) * 2009-11-12 2012-08-21 Polar Semiconductor Inc. Time-limiting mode (TLM) for an interleaved power factor correction (PFC) converter
JP5486954B2 (ja) 2010-02-19 2014-05-07 株式会社東芝 スイッチング電源装置
US8963529B2 (en) * 2011-04-28 2015-02-24 Texas Instruments Incorporated Transition mode charge control for a power converter
CN103296904B (zh) * 2012-02-29 2015-05-13 上海莱狮半导体科技有限公司 功率因数校正恒流控制器及控制方法
US8937469B2 (en) * 2012-10-09 2015-01-20 Delta-Q Technologies Corp. Digital controller based detection methods for adaptive mixed conduction mode power factor correction circuit
US9130457B2 (en) * 2012-10-24 2015-09-08 Qualcomm Incorporated Control logic for switches coupled to an inductor
US9705403B2 (en) 2013-02-23 2017-07-11 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for selective and adaptive slope compensation in peak current mode controlled power converters
US8686767B1 (en) 2013-02-23 2014-04-01 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for a programmable timing in peak current mode controlled power converters
US9128499B2 (en) 2013-02-23 2015-09-08 Texas Instruments Incorporated Apparatus and methods to control peak current mode controlled power converters using selective noise blanking
EP2775599B1 (en) 2013-03-04 2018-09-05 Nxp B.V. Boost converter
CN104113193B (zh) 2013-04-17 2017-10-03 台达电子工业股份有限公司 功率转换装置
KR102098738B1 (ko) * 2013-07-09 2020-06-01 삼성디스플레이 주식회사 유기 발광 소자
US9450487B2 (en) 2013-07-17 2016-09-20 Texas Instruments Incorporated DC to DC converter
US9479047B2 (en) * 2013-11-27 2016-10-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for controlling a power supply with a feed forward controller
KR101644023B1 (ko) * 2014-05-23 2016-07-29 대성전기공업 주식회사 양방향 dc-dc 컨버터 제어 장치 및 방법
US9325233B2 (en) 2014-07-01 2016-04-26 Texas Instruments Incorporated DC to DC converter and PWM controller with adaptive compensation circuit
JP6479372B2 (ja) * 2014-09-02 2019-03-06 日立オートモティブシステムズ株式会社 電源装置
US9712055B1 (en) * 2015-10-21 2017-07-18 Picor Corporation Zero voltage switching energy recovery control of discontinuous PWM switching power converters
CN106787698A (zh) * 2017-01-18 2017-05-31 深圳市思远半导体有限公司 Pwm开关电源电路的恒定输出电流的控制装置及方法
EP3480933B1 (en) 2017-11-01 2021-03-03 Goodix Technology (HK) Company Limited A circuit for a switched mode power supply
US11031867B2 (en) 2017-12-08 2021-06-08 Cirrus Logic, Inc. Digital-to-analog converter with embedded minimal error adaptive slope compensation for digital peak current controlled switched mode power supply

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