KR102403502B1

KR102403502B1 - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 추정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102403502B1
Application number: KR1020150142565A
Authority: KR
Inventors: 이동재
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2015-10-13
Filing date: 2015-10-13
Publication date: 2022-05-30
Also published as: US10270624B2; US20170104611A1; KR20170043174A

Abstract

본 발명은 단말의 채널 추정 방법에 있어서, 기준 신호가 할당된 자원 요소(RE, resource element)에 대한 수신 신호를 획득하는 단계, 상기 수신 신호를 정합 필터를 이용하여 시간 영역 성분들로 변환하는 단계, 상기 수신 신호의 정합 필터 출력 성분들을 지연 시간(delay)에 기반하여 그룹화 하는 단계, 상기 그룹화에 기반하여 각 그룹에 포함된 성분들의 에너지 합이 기 설정된 임계 값을 초과하는지 판단하는 단계 및 상기 에너지 합이 상기 기 설정된 임계 값을 초과하는 그룹에 속하는 성분들을 채널 추정을 위한 후보군으로 선택하는 단계를 포함하는 방법 및 이를 수행하는 장치에 관련된 것이다.
본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 제공될 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 상태 추정 방법 및 장치 {Method and apparatus for estimating channel state in a wireless communication system}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 상태를 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 무선 MIMO(multi-input multi-output) 신호를 수신하기 위한 채널 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 28 기가 (28GHz) 및 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 상태를 추정하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다. 또한, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 무선 MIMO(multi-input multi-output) 신호를 수신하기 위한 채널 추정 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

또한, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 다중 안테나를 이용하는 시스템에서 셀 특정 기준신호(CRS, cell-specific reference signal) 또는 사운딩 기준 신호(SRS, sounding reference signal)에 기반한 채널 추정 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

또한, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 LTE(long term evolution) 하향링크(DL, downlink) 다중입력 다중출력(MIMO, multi-input multi-output) 신호를 수신하기 위한 채널 추정 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 실시 예에 따르면 단말의 채널 추정 방법에 있어서, 기준 신호가 할당된 자원 요소(RE, resource element)에 대한 수신 신호를 획득하는 단계, 상기 수신 신호를 정합 필터를 이용하여 시간 영역 성분들로 변환하는 단계, 상기 수신 신호의 정합 필터 출력 성분들을 지연 시간(delay)에 기반하여 그룹화 하는 단계, 상기 그룹화에 기반하여 각 그룹에 포함된 성분들의 에너지 합이 기 설정된 임계 값을 초과하는지 판단하는 단계 및 상기 에너지 합이 상기 기 설정된 임계 값을 초과하는 그룹에 속하는 성분들을 채널 추정을 위한 후보군으로 선택하는 단계를 포함하는 방법을 제공할 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따르면 단말에 있어서, 신호를 송신 및 수신하는 송수신부 및 기준 신호가 할당된 자원 요소(RE, resource element)에 대한 수신 신호를 획득하고, 상기 수신 신호를 정합 필터를 이용하여 시간 영역 성분들로 변환하며, 상기 수신 신호의 정합 필터 출력 성분들을 지연 시간(delay)에 기반하여 그룹화 하고, 상기 그룹화에 기반하여 각 그룹에 포함된 성분들의 에너지 합이 기 설정된 임계 값을 초과하는지 판단하며, 상기 에너지 합이 상기 기 설정된 임계 값을 초과하는 그룹에 속하는 성분들을 채널 추정을 위한 후보군으로 선택하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 단말을 제공할 수 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 실시 예에 따르면 무선 통신 시스템에서 채널 상태를 추정하는 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시 예에서 LTE에서 CRS가 배치된 RE의 위치를 도시하는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에서 OMP 동작을 도시하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에서 StOMP 동작을 도시하는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에서 채널 추정 기법에 따른 BLER 성능을 도시하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에서 TM 4 혹은 TM 6 시 단말의 채널 추정 동작을 도시하는 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시 예에서 다중 입력에 대한 채널 추정 기법에서의 BLER 성능을 도시하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에서 블록 StOMP 동작을 도시하는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 여러 채널 추정 기법에서의 BLER 성능을 보여준다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말의 동작을 도시하는 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말을 도시하는 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 기지국을 도시하는 도면이다.

이하, 첨부된 도면들을 참조하여 다양한 실시 예들을 상세히 설명한다. 이때, 첨부된 도면들에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 흐리게 할 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략할 것이다. 하기의 설명에서는 본 발명의 다양한 실시 예들에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며, 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명의 실시 예에서 채널 추정 방식은 압축 센싱(CS, compressed sensing)에 근거한 방식을 이용하고 기준 신호는 CRS(cell-specific reference signal)를 예를 들어 설명한다. 다만, 본 발명의 권리 범위를 이에 한정하는 것은 아니며 다른 채널 추정 방식 및/또는 다른 기준 신호를 이용할 수도 있다.

예를 들어, 본 발명의 실시 예는 단말이 송신하는 사운딩 기준 신호(SRS, sounding reference signal)에 대한 기지국의 채널 추정에 이용될 수 있다. SRS에 적용하는 경우, 본원 발명에서 단말의 동작을 기지국이 수행하며, 하기 실시 예에서 CRS를 기지국이 수신하는 SRS로 치환하여 동일하게 적용할 수 있다.

무선 채널 상에 다수개의 산란체(scatterer) 혹은 반사체(reflector) 들로 이루어진 클러스터(cluster)들이 존재하게 되고, 결국 수신기는 다중경로를 통해 송신 신호를 받게 된다. LTE DL OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼은 net OFDM 앞에 CP(cyclic prefix)를 가지고 있기 때문에, 수신기에서 CP를 버리고, FFT(fast Fourier transform) 사이즈(size) 만큼의 샘플(sample)을 취했을 때, ISI(inter symbol interference)가 발생하지 않는다.

LTE 에서는 1ms 을 1개의 서브프레임(subframe)으로 정의하며, 1개의 subframe은 다수개의 물리 자원 블록(PRB, physical resource block)을 가지고 있다. 1개의 PRB는 CP의 유형(type) 이 일반(normal) CP 인 경우에 시간영역에서는 14개의 OFDM symbol 그리고 주파수 영역에서는 12개의 자원 요소(RE, resource element) 으로 구성된다. 그러므로, 1개의 PRB는 168 개의 RE를 가진다.

코히렌트코히어런트 복조(Coherent demodulation)을 하기 위해서는 기지국이 다수개의 송신 안테나 포트(transmit antenna port)을 가질 수 있는데, 각 안테나 포트(antenna port)는 서로 다른 CRS(cell-specific reference signal) 와 디스조인트(disjoint) 하게 연관된다. LTE 표준은 1개, 2개, 4개의 CRS port 을 지원한다. 단말(UE, user equipment)은 PBCH(physical broadcast channel)을 복조 하는 과정 중에 기지국의 포트(port) 의 개수를 알 수 있다. CP를 버리고 취한 시간 영역에서의

개의 FFT sample을 FFT 하면, 주파수 영역에서 CRS 가 할당된 특정 RE 에서의 수신 신호를 취할 수 있다.

도 1은 LTE에서 CRS가 배치된 RE의 위치를 도시하는 도면이다. 도 1을 참조하면, 각각 CRS를 전송하는 안테나 포트가 1, 2, 4개인 경우 RB에서 RE의 매핑 관계를 알 수 있다.

CP 의 길이는 무선 채널에서 신호가 겪는 다중 경로(multipath)의 최대 지연길이보다 크게 잡다. 일반 CP 인 경우에 14 OFDM symbol 중 0번 그리고 7번 OFDM symbol 의 CP 길이는 5.208 us 이며, 나머지 OFDM symbol의 CP 길이는 4.6865 us 이다. 시스템 대역폭(System bandwidth)이 10MHz 일 때, 칩 (FFT sample) 간격은 32.552ns 이며, 이때, 앞의 CP의 길이는 각각 80 칩과 72 칩에 해당한다. 보행자가 겪는 여러 채널 중에 EPA(enhanced pedestrian A) 로 정의된 채널과 Pedestrian B (Ped. B) 로 정의된 채널이 있는데, 지연 확산(delay spread) 값은 각각 0.41 us 그리고 3.7 us 에 해당하며, 이는 CP의 길이보다 짧은 것을 알 수 있다. 앞서 언급한 EPA 와 Ped. B는 각각 7개 그리고 6개의 multi-path로 이루어진 채널이다. 즉, 무선 채널은 그것의 delay spread 가 OFDM CP 길이 이내에 들어오고 채널 탭(channel tap) 이 sparse 하게 생성된다. 실제 수신 신호가 겪는 채널은 기지국의 송신 필터(transmit filter), sparse 한 무선 채널, 수신 필터(receive filter) 의 조합에 의해서 생성된다. 본 특허에서는 1 subframe 동안 시간에 따라 변화 하지 않는 채널을 가정한다.

ADC(Analog-to-digital converter)에서 샘플(sample) 된 수신 신호의

번

째 채널 탭(tap) 값인 은 다음과 같이 표현한다.

[수학식 1]

여기에서

는 sparse한 무선 채널의 다중 경로(multipath)의 개수,

는 칩 지속 시간(duration)이다.

은

번째 경로(path)의 계수이며,

은

번째 경로(path)의 지연(delay) 이고,

라고 할 때,

와

는 각각

과

으로 정의된다.

시간

에서 송신 필터(transmit filter) 와 수신 필터(receive filter)에 의한 합성 필터(composite filter)를

라고 할 때,

는

길이를 가진다고 가정한다. 지연 확산(delay spread)

은

으로 표현된다.

은 크로네커 델타(Kronecker delta) 이다. ADC sample space 에서 바라본 l번째 채널 tap에 i 번째 다중 경로(multipath) 가 기여하는 성분은

중에서

일 때,

이다. 수학식 1 에서

는

일 때, 수학식 2를 만족하게 하는 상수이다.

[수학식 2]

여기에서

는 expectation 이다. 수학식 1에서

은

의 선형 중첩으로 표현되므로, 벡터

와

을

으로 정의할 때,

[수학식 3]

으로 표현할 수 있으며, 여기에서

은 leakage matrix 으로 불리며, 수학식 1을 만족한다. 여기에서 위 첨자

는 트랜스포즈(transpose) 을 의미한다. 송신 안테나 포트(antenna port)

에서 수신 안테나

사이의

번째 경로(path)를

으로, 그리고 ADC sample space 에서 바라본

번째 채널 탭(tap)을

으로 정의한다.

그러면,

으로 정의할 때, 수학식 3으로부터 수학식 4가 성립한다.

[수학식 4]

송신 안테나 포트(antenna port) u,

으로부터 수신 안테나 v,

으로 전송된 OFDM 심볼 n에서 CRS u가 위치한 RE k에서의 수신 신호를 생각할 수 있다. CRS 값은 기지국과 UE 가 서로 알고 있으므로, 수신신호에서 CRS 값을 나눈 신호

는 다음과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 5]

여기에서

는 n번째 OFDM 신호에서 CRS u가 위치한 RE k에서의 잡음 신호이다. OFDM 심볼 n에서 CRS가 차지하는 전체 RE의 개수를

라고 하고,

을 수신 안테나 v의 OFDM 심볼 n에서 CRS u가 위치한 주파수 영역 잡음을 오름차순으로 나열한 벡터라 하고,

을 수신 안테나 v의 OFDM 심볼 n에서 CRS u가 위치한 주파수 영역 수신 신호를 오름차순으로 나열한 벡터라 하자. 그러면 수학식 6에서,

[수학식 6]

m 번째 행(row)와 m'번째 열(column)

의 성분(entry)을

으로 가지는 행렬을

라 할 때,

은 OFDM 심볼 n에서 CRS u가 위치한 RE의 서브캐리어 인덱스 (subcarrier index)에 해당하는

의 행 벡터들과 열 벡터0부터 열 벡터 L-1 까지 열 벡터들로 이루어진 부분행렬이다. 그러므로

의 크기는

이다. 도 1에 의하면, CRS 0, CRS 1, CRS 2 그리고 CRS 3가 존재하는 OFDM symbol 은 각각 4개, 4개, 2개, 2개 이고, CRS 0, CRS 1, CRS 2 그리고 CRS 3가 점유하는 RE의 서브캐리어 인덱스(subcarrier index) 를 고려하면, 수학식 7, 수학식 8과 같음이 자명하다.

[수학식 7]

[수학식 8]

1 subframe 동안 수신 안테나 v에서 받은 CRS u가 차지하는 RE 위의 수신 신호에 대해

, u=0,1 그리고

, u=2,3 을 정의하고,

개의 수신 안테나에서 받은 CRS u 가 차지하는 RE위의 수신 신호에 대해

, u=0,1 그리고

, u=2,3 을 정의한다. 또한,

개의 수신 안테나에서 받은

개 CRS 가 차지하는 RE위의 수신 신호에 대해

을 정의하자. 1 subframe 동안 수신 안테나 v에서 받은 CRS u가 차지하는 RE 위의 잡음에 대해

, u=0,1 그리고

, u=2,3을 정의하고,

개의 수신 안테나에서 받은 CRS u가 차지하는 RE 위의 잡음에 대해

, u=0,1 그리고

, u=2,3을 정의한다. 또한,

개의 수신 안테나에서 받은

개 CRS가 차지하는 RE 위의 잡음에 대해

을 정의한다. 잡음 신호는 RE마다 독립이고 variance 가 같다고 하면,

의 임의의 성분(entry)의 noise variance을

으로 정의할 수 있다. 1 subframe 동안 시간에 따라 변하지 않는 송신 안테나 u와

개의 수신 안테나 사이의 채널에 대해

을 정의한다. 또한,

개의 송신 안테나와

개의 수신 안테나 사이의 채널에 대해

을 정의한다. Multi-path의 경로(path)끼리는 서로 다른 산란체(scatterer)에 의해서 발생하므로, 독립으로 볼 수 있다. 1 subframe 동안 송수신 필터와 ADC를 포함한 송신 안테나 u와

개의 수신 안테나 사이의 채널에 대해

을 정의한다. 또한, 송수신 필터와 ADC를 포함한

개의 송신 안테나와

개의 수신 안테나 사이의 채널에 대해

을 정의한다.

[수학식 9]

여기에서

은

크기의 identity 행렬이며,

은 Kronecker product이다.

수신 신호 벡터

는 다음과 같이 표현된다.

[수학식 10]

는 기 설정된 시스템 행렬이며,

는 노이즈이다.

=1인 경우, 시스템 행렬

은 다음과 같이 표현된다.

[수학식 11]

여기에서

은 모든 성분(entry)을 1로 가지고 있는

크기의 벡터이다.

=2인 경우, 시스템 행렬

은 다음과 같이 표현된다.

[수학식 12]

[수학식 13]

[수학식 14]

인 경우, 시스템 행렬

은 다음과 같이 표현된다.

[수학식 15]

[수학식 16]

[수학식 17]

벡터

의 independent and identically distributed (i.i.d) 인 entry가 zero-mean normal 분포를 가진다고 하면, 최적 채널 추정치는 수학식 18과 같다.

[수학식 18]

여기에서

는 벡터 a의 covariance matrix이고, 여기에서 위 첨자

는 Hermitian이다. 벡터 a와 벡터 z의 covariance matrix을 모를 때, 구할 수 있는 maximum likelihood (ML) 추정치는 수학식 19와 같다.

[수학식 19]

수학식 18과 19 모두

과 h의 non-zero entry의 위치를 (h의 support라고 부른다.) 수신기가 알고 있는 것을 내포하고 있다. 실제 수신기에서는 기지국의 송신 필터(transmit filter) 가 어떻게 만들어졌는지 알 수 없고, 채널 tap의 non-zero entry 의 위치를 잡음이 있는 환경에서 정확히 알기 어려우므로, LMMSE 추정기와 ML 추정기는 구현이 거의 불가능한 추정기 라고 할 수 있다.

그러나, 상기에서 언급한 바와 같이 벡터 h가 sparse (h의 non-zero entry의 개수를 sparsity라고 부른다.) 하므로 CS(compressing sensing) 기법을 활용하여 support recovery를 하면, ML 추정기에 근접한 성능을 얻을 수 있다.

하기에서는 CS 기법 중 대표적으로 알려진 것이 OMP(orthogonal matching pursuit) 알고리즘 및 이를 개량한 StOMP(stagewise OMP)에 대하여 설명한다.

도 2는 OMP 동작을 도시하는 도면이다.

도 2를 참조하면, 단말은 기지국으로부터 CRS가 할당된 RE의 신호를 수신한다. y는 CRS가 할당된 RE에 대한 수신 신호 벡터를 의미한다.

는 s번째 step에서의 잔여 벡터(residual vector) 이며, s=1에서

이고, set

은

=

이다.

210 동작에서 단말은 수신 신호 벡터 y 또는 수신 신호 벡터의 특정 단계의 잔여 벡터에 대해서 정합 필터를 통과 시키고 출력을 얻을 수 있다.

번째 step에서

의 정합 필터(matched filter) 출력

의 j번째 성분(entry)은

와

의 j번째 열 벡터(column vector)가 매칭(matching) 이 어느 정도 되어 있는지 알려주는 성분(entry)이다.

220 동작에서 단말은

성분 값들을 비교하여 가장 높은 절대 값을 갖는 성분을 판단 또는 식별할 수 있다.

의 성분(entry) 중에 절대값이 가장 큰 성분(entry)의 인덱스(index)를 j _opt 라고 할 수 있다.

230 동작에서 단말은 j _opt 에 기반하여 채널 추정의 후보군을 선택할 선택할 수 있다. 이전 step 에서 저장되어 있던

과 합집합을 구하고 그 결과를

으로 정의한다.

는 오름차순으로 나열 되어 있다고 가정한다.

240 동작에서 단말은 선택된 후보군에 대하여 ZF(zero forcing) 동작을 수행한다. s+1 번째 step 에서는 지금 구한

가 합집합의 입력을 들어가며, 이를 위해 지연 요소 D (delay unit)를 표시하였다.

의 열 벡터 (column vector) 중에

의 성분(entry) 에 해당하는 열 벡터(column vector) 만을 모은 부분행렬을

으로 정의한다. s번째 step 에서의 시스템 행렬(system matrix)을

으로 입력 벡터를 y으로 할 때, zero forcing 수신기를 통한 출력벡터를

으로 정의한다.

250 동작에서 단말은 간섭 제거 동작을 수행한다.

이후 단말은 수신 신호 y에서 출력벡터

값을 제거한다. 수신 신호 y에서

가 기여하는 값을 빼준 값을

으로 정의하며, 이를 위해 지연 요소 D (delay unit)를 표시하였다. 위에서 언급한 동작이 반복 되는데, 이러한 반복 동작은

이 기준 값보다 작아질 때 혹은 멈출 수도 있으며,

의 성분(entry) 중 절대값이 가장 큰 성분(entry)이 기준 값보다 작아질 때 멈출 수 있다.

도 3은 StOMP 동작을 도시하는 도면이다.

도 3을 참조하면, 단말은 기지국으로부터 CRS가 할당된 RE의 신호를 수신한다. y는 CRS가 할당된 RE에 대한 수신 신호 벡터를 의미한다.

는 s번째 step 에서의 잔여 벡터(residual vector) 이며, s=1에서

이고, set

은

=

이다.

310 동작에서 단말은 수신 신호 벡터 y 또는 수신 신호 벡터의 특정 단계의 잔여 벡터에 대해서 정합 필터를 통과 시키고 출력을 얻을 수 있다.

번째 step에서

의 정합 필터(matched filter) 출력

의 j번째 성분(entry)은

와

의 j번째 열 벡터 (column vector)가 matching 이 어느 정도 되어 있는지 알려주는 성분(entry)이다.

320 동작에서 단말은

성분 값들을 임계 값과 비교하여 기 설정된 임계 값 보다 큰 성분의 집합을 식별할 수 있다.

의 성분(entry) 중에 절대 값이

(기 설정된 임계 값)보다 큰 성분(entry)들의 집합을

라고 할 수 있다.

330 동작에서 단말은

에 기반하여 채널 추정의 후보군 성분을 선택할 수 있다. 이전 step 에서 저장되어 있던

과 합집합을 구하고 그 결과를

으로 정의한다.

는 오름차순으로 나열 되어 있다고 가정한다.

340 동작에서 단말은 선택된 후보군에 대하여 ZF(zero forcing) 동작을 수행한다. s+1 번째 step 에서는 지금 구한

가 합집합의 입력을 들어가며, 이를 위해 지연 요소 D(delay unit) 을 표시하였다.

의 열 벡터(column vector) 중에

으로 정의한다. s번째 step에서의 시스템 행렬(system matrix) 을

으로 정의한다.

단말은 350 동작에서 간섭 제거 동작을 수행한다.

이후 단말은 수신 신호 y에서 출력벡터

값을 제거한다. 수신 신호 y에서

가 기여하는 값을 빼준 값을

으로 정의하며, 이를 위해 지연 요소 D(delay unit)를 표시하였다. 이러한 반복 동작은 최대 반복 회수를 정해서 그 회수만큼 되었을 때에 멈추거나 OMP 방식과 같이

이 기준 값보다 작아질 때 혹은 멈출 수도 있으며,

도 4는 채널 추정 기법에 따른 BLER 성능을 도시하는 도면이다.

채널은 고정(static) 이며, 지연(delay) 와 파워 프로파일(power profile)은 각각

이며,

이며, 채널의 다중 경로(multipath)는 각각 독립이며, zero-mean normal 분포를 따른다. 위 분포를 따르도록 실현 된 채널은 전체 파워(total power) 가 1이 되도록 스케일(scale) 된다. 시스템 대역폭(System bandwidth)은 10 MHz 이고, 변조(modulation)는 256QAM 이며, UE에게 스케줄 된 PRB(physical resource block) 개수는 50개 이며, SISO(single-input single-output) 이다.

전송 블록 크기(transport block size) 가 48936 bit 이며, 50 PRB 에 담길 수 있는 bit 60000 bit 이므로 Effective channel code rate 는 48936/60000 = 0.8156 이며, channel decoder 는 max log-map 방식으로 동작한다. Turbo decoder 의 반복 동작 회수는 8 회이며, 4000 개의 다중 경로(multipath) 채널을 가지고 실험을 하였다. BLER curve를 살펴보면 OMP algorithm을 사용한 채널 추정 방식은 high CNR 영역에서 error floor 현상을 보이므로, error 가 발생했을 때, 기지국에서 재전송을 하여도 성능 큰 성능 이득이 없을 것임을 예상할 수 있다. 이에 비해 StOMP 방식은 모든 동작 영역에서 최적 채널 추정기 (LMMSE 방식) 의 성능에 근접함을 알 수 있다. Genie 는 채널을 알고 있을 때의 BLER curve 를 의미한다.

SISO system, 다중 경로(multipath)의 지연(delay) 들이 큰 차이가 없고, 256QAM 과 같은 높은 변조(higher modulation) 그리고 부호화율(code rate)이 1에 가까울 때, OMP 알고리즘(algorithm)이 StOMP 알고리즘 대비 성능 열화가 심한 것을 알 수 있었다.

도 5는 전송 모드(TM, transmission mode) 4 혹은 TM 6에서 단말의 채널 추정 동작을 도시하는 도면이다. LTE에서는 CRS 기반으로 closed loop MIMO 을 지원하는데, TM4 와 TM6이 여기에 해당한다. TM 4 혹은 TM 6으로 설정 된 UE는 CRS 을 기반으로 주파수 영역의 채널을 추정한다. 이후 단말은 MI(mutual information) 을 극대화하는 서브밴드(subband) (6개의 PRB) 별 프리코더(precoder)를 찾아서 PUSCH을 통해 기지국에 보고한다.

기지국의 CRS port 가 2개이고 레이어(layer) 가 1개일 때, LTE 표준에서는 4개의 프리코더(precoder) 가 지원 되며 CRS port 가 4개일 때는 16 개의 프리코더(precoder) 가 지원된다. 최적 레이어(Layer) 의 개수와 레이어(layer)의 개수에 따른 최적 프리코더(precoder)는 UE가 CRS를 이용하여 결정한다.

송신 antenna port u,

으로부터 수신 안테나 v,

으로 전송된 OFDM 심볼 ndptj CRS 가 위치한 RE k에서의 CFR(channel frequency response)을 다음과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 20]

Effective CFR

은 다음과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 21]

여기에서

은 프리코더 벡터(precoder vector) p(k)의 u번째 성분(entry) 이다. 하나의 서브밴드(subband) (12 x 14 x 6 = 1008 REs) 안에서 CRS가 할당된 RE를 제외하고 동일한 프리코더(precoder) 가 적용되는 것에 주의한다. 레이어(Layer) 의 개수가 1인 경우에

개의 수신 안테나를 통해 수신한 PDSCH(physical downlink shared channel) 가 실린 RE에 대해서 최적 결합인 MRC(maximum ratio combining)를 한다고 했을 때, OFDM 심볼 n에서 RE k에서의 SNR(n,k)은 다음과 같이 표현된다.

[수학식 22]

CRS가 할당된 RE를 제외한 (n,k)에서의 MI(mutual information) 을 계산하는 함수를

라고 할 때, MI는 대해서 SNR(n,k)과 변조 차수(modulation order) M으로부터 계산될 수 있다. 수신기에서 실제 채널을 알고 있지 않으므로, 최적 서브밴드(subband) 별 프리코더(precoder)는 다음과 같이 계산할 수 있다.

[수학식 23]

여기에서 (n,k)는 한 개의 서브밴드(subband) 내에 존재하는 RE의 OFDM 심볼(symbol) 및 서브캐리어 인덱스(subcarrier index)이며,

[수학식 24]

이고,

[수학식 25]

이다. 여기에서

는 송신 안테나 포트(antenna port) u으로부터 수신 안테나 v으로 PDSCH가 올라가는 OFDM symbol n 그리고 RE k 에서의 CFR의 추정치이며, CIR의 추정치

으로부터 수학식 26과 같이 표현된다.

[수학식 26]

도 6은 다중 입력에 대한 채널 추정 기법에서의 BLER 성능을 도시하는 도면이다. 채널은 고정(static) 이며, 지연(delay) 와 파워 프로파일(power profile)은 각각

이며,

인 Ped. B 채널이며, 채널의 다중 경로(multipath)는 각각 독립이며, zero-mean normal 분포를 따른다. 4x1 MISO(multiple-input single-output) 이며 안테나 간의 코릴레이션(correlation)은 3GPP TS 36.104의 high correlation을 따른다. Tx 및 Rx의 합성 필터(composite filter)는 9개의 탭(tap) 개수를 가진 sinc 함수를 고려한다. 위 분포를 따르도록 실현 된 채널은 ADC sample space 에서 전체 파워(total power) 가 1이 되도록 스케일(scale) 된다. 시스템 대역폭(System bandwidth)은 10 MHz 이고, 변조(modulation) 방식은 QPSK 이며, UE에게 스케줄 된 PRB(physical resource block) 개수는 50개 이다. 전송 블록 크기(transport block size) 가 1384 bit 이며, 50 PRB 에 담길 수 있는 bit 13600 bit 이므로 Effective channel code rate 는 1384/13600 = 0.1018 이며, channel decoder 는 max log-map 방식으로 동작한다. Turbo decoder 의 반복 동작 회수는 8 회이며, 4000 개의 다중 경로(multipath) 채널을 가지고 실험을 하였다. BLER curve를 살펴보면 StOMP algorithm을 사용한 채널 추정 방식은 ML 방식 대비 2.5dB 의 성능 열화를 보이므로, 더욱 개선된 채널 추정 방식을 이용하여 성능을 ML 에 근접할 필요가 있다.

PDSCH가 올라가는 RE에 프리코딩(precoding)을 적용하는 MIMO system에서 프리코딩(precoding) 을 통해서 어레이 이득(array gain) 그리고 다이버시티 이득(diversity gain) 을 추가로 얻을 수 있다. 반면, CRS가 올라가는 RE는 프리코딩(precoding) 이 걸리지 않는다. PDSCH의 수신 성능 향상은 주어진 MCS의 동작 영역을 낮추는데 기여하게 되는데, 이 때 StOMP 방식은 낮아지는 CNR의 동작 영역에서 채널 추정 성능 열화를 보이게 된다.

본 발명의 아래 실시 예에서는 MIMO system에서 각 송신 안테나와 각 수신 안테나 사이의 채널 벡터를 생각할 때, non-zero entry 의 위치가 동일한 성질을 이용하여, 프리코딩(precoding)에 의해서 낮아진 동작 영역에서도 최적 성능에 근접한 성능을 얻는 Block StOMP 방식을 제안한다. 이를 통해 StOMP 대비 성능 이득을 얻을 수 있다.

MIMO 채널의 common support을 고려한 블록(block) StOMP 알고리즘(algorithm)을 이용하여 여러 번의 반복(iteration)을 통해서 MIMO CIR 을 추정한다. 추정된 CIR 로부터 CFR 추정치 및 effective CFR 추정치를 구할 수 있다.

도 7은 블록 StOMP 동작을 도시하는 도면이다.

도 7을 참조하면, 단말은 기지국으로부터 기준 신호(예를 들어, CRS)가 할당된 RE의 신호를 수신한다. y는 준 신호가 할당된 RE에 대한 수신 신호 벡터를 의미한다.

는 s번째 step 에서의 잔여 벡터(residual vector) 이며, s=1에서

이고, set

은

=

이다.

710 동작에서 단말은 수신 신호 벡터 y 또는 수신 신호 벡터의 특정 단계의 잔여 벡터에 대해서 정합 필터를 통과시키고 출력을 얻을 수 있다.

번째 step에서

의 정합 필터(matched filter) 출력

의 i번째 성분(entry)은

와

의 i번째 열 벡터(column vector)가 매칭(matching) 이 어느 정도 되어 있는지 알려주는 성분(entry)이다.

720 동작에서 단말은

성분 값 중에 같은 채널 탭 인덱스를 가지는 성분 들을 그룹화 하고, 그룹에 속하는 성분들의 에너지 합을 기 설정된 임계 값과 비교할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서 그룹과 블록은 동일한 의미로 사용될 수 있다. 단말은 각 성분들 중 동일한 탭에 속하는 성분을 하나의 그룹으로 구성할 수 있다.

의 성분(entry) 의 개수는

인데, L 간격으로 분포한

개의 성분(entry) 들을 하나의 블록(block)으로 정의한다.

은 수신 안테나의 수,

는 CRS의 수이다. 동일한 의미로

는 CRS를 전송하는 송신 안테나 포트의 수 이다. L은 최대 다중 경로의 수 또는 최대 탭의 수 일 수 있다. 탭은 CRS 전송 경로 또는 CRS 수신 경로에 대응하는 의미일 수 있다. 동일한 탭은 동일한 지연(delay)를 가질 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에서 전송된 CRS 들은 다중 경로를 경유 하여 서로 다른 지연 시간을 갖는 성분들으로 단말에서 수신될 수 있다. 단말에서 수신한 CRS에 대한 성분들 중 동일한 지연 시간을 갖는 성분들은 동일한 탭에 속한다고 할 수 있으며, 본 발명의 실시 예에서는 동일한 탭에 속하는 성분들을 그룹화(블록화)하여 채널 추정의 후보군으로 사용할 수 있다. 그러면,

는 L개의 블록(block)을 가지고 있다.

상기와 같은 방법으로 동일한 탭에 속하는 성분들을 그룹화(블록화) 할 수 있다.

단말은 그룹화 된 각 성분들의 에너지를 합하여, 그룹의 에너지 합이 기 설정된 임계 값을 초과하는지 여부를 판단할 수 있다. 한편, 상기에서의 그룹화 과정은 동일한 탭에 속하는 성분들의 합을 위한 것으로, 동일한 탭에 속하는 전체 성분을 그룹화를 하지 않고 동일한 탭에 속하는 일부 성분에 대해서 에너지를 합하고, 에너지 합이 임계 값을 초과하는지 여부를 판단할 수도 있다.

여기에서 임계 값과 비교하는 블록(block) 별 에너지(energy)는 예를 들어, 블록(block) 내부의 성분(entry) 들의 절대값들의 합, 절대값 제곱들의 합, 절대값 3제곱들의 합 혹은 4제곱 이상의 합이 될 수도 있다. 기 설정된 임계 값(threshold

)는 step 마다 바뀔 수 있으며, 기지국의 송신 안테나 개수에 따라 바뀔 수 있다.

730 동작에서 단말은

에 기반하여 채널 추정의 후보군을 선택할 선택할 수 있다.

의 j (j=0,...,L-1)번째 블록(block) 내의 성분(entry)들의 파워(power)의 합 즉, 에너지(energy)가 기 설정된 임계 값(threshold

) 보다 큰 block들의 집합을

라고 하고, 이전 step 에서 저장되어 있던

과 합집합을 구하고 그 결과를

으로 정의한다.

740 동작에서 단말은 선택된 후보군 성분에 대하여 ZF(zero forcing) 동작을 수행한다. 도 7의 실시 예에서는 도 2 및 도 3의 실시 예에 의할 때 채널 추정에 사용되지 않는 성분이 고려될 수 있다. 도 2 및/또는 도 3의 실시 예에서는 각 성분을 임계 값과 비교하기 때문에 최대 값이 아닌 성분 또는 기 설정된 임계 값을 만족하지 않는 성분은 채널 추정에 고려될 수 없다. 하지만, 도 7의 실시 예에서는 그룹에 속하는 성분들의 에너지 합을 임계 값과 비교하여 그룹의 에너지 합이 임계 값을 초과하는 경우 그룹에 속하는 성분들 전체가 채널 추정 대상 성분으로 고려될 수 있다.

동일한 탭에 속하는 성분들은 동일 경로를 경유할 가능성이 높고 이는 간섭 및 노이즈가 아닌 기준 신호에 대한 성분일 가능성이 높다. 도 7의 실시 예에서는 그룹 별로 채널 추정에 이용되는 대상 성분을 결정하기 때문에 각 성분 별로 비교 하는 도 2 및 도 3의 실시 예에서 기준 신호에 대한 성분임에도 불구하고 간섭 및 노이즈로 취급 받아 채널 추정에서 고려되지 않는 성분에 대해서도 채널 추정에서 고려할 수 있기 때문에 채널 추정 성능을 향상 시키고 성능 열화를 감소 시킬 수 있다.

는 오름차순으로 나열 되어 있다고 가정한다.

번째 step 에서는 지금 구한

가 합집합의 입력을 들어가며, 이를 위해 지연 요소 D(delay unit)를 표시하였다.

의 열 벡터(column vector) 중에

의 블록 성분(block entry) 에 해당하는 열 벡터(column vector) 만을 모은 부분행렬을

으로 정의한다.

s번째 step 에서의 시스템 행렬(system matrix)을

으로 입력 벡터를 y으로 할 때, ZF(zero forcing) 수신기를 통한 출력벡터를

으로 정의한다.

750 동작에서 단말은 간섭 제거 동작을 수행한다.

이후 단말은 수신 신호 y에서 출력벡터

값을 제거한다. 수신 신호 y에서

가 기여하는 값을 빼준 값을

으로 정의하며, 이를 위해 지연 요소 D(delay unit)를 표시하였다.

상기에서 언급한 동작이 반복 되는데, 이러한 반복 동작은 최대 반복 회수를 정해서 그 회수만큼 되었을 때에 멈추거나 OMP 방식과 같이

이 기준 값보다 작아질 때 혹은 멈출 수도 있으며,

의 그룹 중 절대값이 가장 큰 그룹이 기준 값보다 작아질 때 멈출 수 있다.

블록(Block) StOMP 방법을 이용하여 추정된 MIMO CIR 벡터

는

집합이 가지는 인덱스(index) 에서는 non-zero 값을 가지게 되며

의 여집합이 가지는 인덱스(index) 에서는 zero 값을 가지게 된다.

의 성분(entry) 들로부터 수학식 26과 수학식 25를 이용하여 각각 CFR의 추정치와 effective CFR 의 추정치를 구할 수 있다.

도 8은 여러 채널 추정 기법에서의 BLER 성능을 보여준다. 채널은 고정(static) 이며, 지연(delay) 와 파워 프로파일(power profile)은 각각

이며,

인 Ped. B 채널이며, 채널의 다중 경로(multipath)는 각각 독립이며, zero-mean normal 분포를 따른다. 4x1 MISO 이며 안테나 간의 correlation은 3GPP TS 36.104의 high correlation을 따른다. Tx 및 Rx의 합성 필터(composite filter)는 9개의 탭(tap) 개수를 가진 sinc 함수를 고려한다. 위 분포를 따르도록 실현 된 채널은 ADC sample space 에서 전체 파워(total power) 가 1이 되도록 스케일(scale) 된다. 시스템 대역폭(System bandwidth)은 10 MHz 이고, 변조(modulation) 방식은 QPSK 이며, UE에게 스케줄 된 PRB(physical resource block) 개수는 50개 이다. 전송 블록 크기(Transport block size) 가 1384 bit 이며, 50 PRB 에 담길 수 있는 bit는 13600 bit 이므로 effective channel code rate 는 1384/13600 = 0.1018 이며, channel decoder 는 max log-map 방식으로 동작한다. Turbo decoder 의 반복 동작 회수는 8 회이며, 4000 개의 다중 경로 (multipath) 채널을 가지고 실험을 하였다.

BLER curve를 살펴보면 block StOMP 방법을 이용하여 StOMP 방법을 사용한 채널 추정 방식 대비 1.6 dB 의 성능 이득을 얻었으며, ML 방식 대비 1dB 이하의 성능 열화를 보이는 것을 알 수 있다.

본 발명을 통해 MIMO system에서 프리코딩(precoding)에 의해서 낮아진 동작 영역에서도 최적 성능에 근접한 성능을 얻을 수 있다.

도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말의 동작을 도시하는 도면이다.

910 동작에서 단말은 기준 신호가 할당된 RE에 대한 수신 신호를 획득할 수 있다. 상기 기준 신호는 CRS 일 수 있으며, 하나 혹은 복수개의 서브프레임에서 수신되는 CRS에 대한 수신 신호를 획득할 수 있다. 상기 수신 신호는 주파수 영역에서 CRS가 할당된 서브캐리어의 인덱스에 대응하는 신호 일 수 있다. 수신 신호 y는 기준 신호가 할당된 RE에 대한 수신 신호 벡터를 의미한다.

는 s 번째 step에서의 잔여 벡터(residual vector) 이며, s=1에서

이다.

920 동작에서 단말은 상기 수신 신호를 변환할 수 있다. 단말은 주파수 영역의 수신 신호를 시간 영역의 신호로 변환할 수 있다. 단말은 정합필터(matched filter)를 이용하여 주파수 영역의 수신 신호를 시간 영역의 신호로 변환할 수 있다. 정합 필터로

가 사용될 수 있다. 920 동작에 따라 출력

를 얻을 수 있다. 출력

의 i번째 성분(entry)은

와

930 동작에서 단말은

의 성분(entry)을 그룹화할 수 있다. 단말은 각 성분들 중 동일한 탭에 속하는 성분을 하나의 그룹으로 구성할 수 있다. 동일한 탭은 동일한 지연시간을 갖는 것을 의미한다. 그룹은 동일한 탭의 성분들로 구성될 수 있다. 예를 들어, 기지국이 CRS 전송에 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우 하나의 그룹에는 각 송신안테나가 전송한 CRS에 대한 성분 중 탭이 동일한 4개의 성분이 포함될 수 있다.

940 동작에서 단말은 그룹화에 기반하여 채널 추정을 위한 성분 후보군을 선택할 수 있다. 단말은 상기 성분 후보군을 결정 또는 생성할 수 있다.

단말은 그룹에 포함된 각 성분들의 에너지 합을 계산할 수 있다. 단말은 상기 에너지 합 및 기 설정된 임계 값에 기반하여 성분 후보군을 선택할 수 있다. 한편, 상기 930 과정은 생략 가능하며 그룹화를 하지 않는 경우, 단말은

의 성분들의 절대 값이 기 설정된 임계 값을 초과하는지 확인할 수도 있다. 단말은 기 설정된 임계 값을 초과하는 성분들을 채널 추정을 위한 성분 후보군으로 선택할 수 있다.

950 동작에서 단말은 선택된 후보군을 이용하여 채널 추정 동작을 수행할 수 있다. 단말은 선택된 후보군에 대하여 주파수 영역 변환을 수행할 수 있다. 예를 들어, 단말은 선택된 후보군에 대해서 ZF(zero forcing)을 수행할 수 있다. 단말은 주파수 영역으로 변환된 신호를 수신 신호에 반영하여 채널을 추정할 수 있다.

도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말을 도시하는 도면이다.

도 10을 참조하면, 단말(1000)은 신호를 송신 및 수신하는 송수신부(1010) 및 단말(1000)의 전반적인 동작을 제어하는 제어부(1030)를 포함할 수 있다. 또한, 상기 제어부는 채널 추정 제어부(1031)을 더 포함할 수 있다. 상기 채널 추정 제어부(1031)는 제어부(1030)의 일 구성으로 단말의 채널 추정 관련 동작을 제어할 수 있다. 상기 채널 추정 제어부(1031)의 동작은 제어부(1030)에 의해서 수행될 수 있다.

또한, 상기 제어부(1030)는 기준 신호가 할당된 자원 요소(RE, resource element)에 대한 수신 신호를 획득하고, 상기 수신 신호를 정합 필터를 이용하여 시간 영역 성분들로 변환하며, 상기 수신 신호의 정합 필터 출력 성분들을 지연 시간(delay)에 기반하여 그룹화 하고, 상기 그룹화에 기반하여 각 그룹에 포함된 성분들의 에너지 합이 기 설정된 임계 값을 초과하는지 판단하며, 상기 에너지 합이 상기 기 설정된 임계 값을 초과하는 그룹에 속하는 성분들을 채널 추정을 위한 후보군으로 선택하도록 제어할 수 있다.

상기 기준 신호는 셀 특정 기준 신호(CRS, cell-specific reference signal)일 수 있다. 또한, 본 발명의 채널 추정 방법을 기지국이 사용하는 경우 상기 기준 신호는 SRS 일 수 있다.

상기 수신 신호는 적어도 두 개의 송신 안테나 포트로부터 전송되고, 상기 그룹화는 각 송신 안테나가 전송한 기준 신호 성분 중 동일한 지연시간을 갖는 성분들의 집합일 수 있다.

또한, 상기 제어부(1030)는 상기 후보군에 속하는 성분들에 대하여 ZF(zero forcing)을 수행하고, 상기 ZF 출력을 상기 수신 신호에서 제거하도록 제어할 수 있다.

또한, 상기 제어부(1030)는 상기 후보군에 속하는 성분들을 이용하여 StOMP(stagewise orthogonal matching pursuit)를 수행하도록 제어할 수 있다.

또한, 상기 제어부(1030)는 상기 ZF 출력을 상기 수신 신호에서 제거한 잔여 벡터에 대하여 상기 각 단계를 반복 수행하도록 제어할 수 있다. 또한, 상기 제어부(1030)는 상기 잔여 벡터의 크기가 기 설정된 임계 값 이하가 될 때까지 상기 각 단계를 반복하거나 특정회수만큼 반복하도록 제어할 수 있다.

상기 단말(1000) 및 제어부(1030)의 동작은 도 10의 설명에 제한되지 않으며, 도 1 내지 도 9를 통해 설명한 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 동작을 제어할 수 있다.

도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 기지국을 도시하는 도면이다.

도 11을 참조하면, 기지국(1100)은 신호를 송신 및 수신하는 송수신부(1110) 및 기지국(1100)의 전반적인 동작을 제어하는 제어부(1130)를 포함할 수 있다.

제어부(1130)는 기준 신호를 생성 및 매핑하여 단말로 기준 신호를 전송하도록 제어할 수 있다. 제어부(1130)는 본 발명의 실시 예에 따라 단말이 측정한 채널 추정 결과를 수신하고, 채널 추정 결과에 기반하여 단말로 하향링크 채널을 전송하도록 제어할 수 있다.

상기 기지국(1100) 및 제어부(1130)의 동작은 도 11의 설명에 제한되지 않으며, 도 1 내지 도 9를 통해 설명한 본 발명의 실시 예에 따른 기지국의 동작을 제어할 수 있다.

그리고 본 명세서와 도면에 개시된 실시 예들은 본 발명의 내용을 쉽게 설명하고, 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 따라서 본 발명의 범위는 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상을 바탕으로 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims

단말의 채널 추정 방법에 있어서,
기준 신호가 할당된 자원 요소(RE, resource element)에 대한 수신 신호를 획득하는 단계;
상기 수신 신호를 정합 필터를 이용하여 시간 영역 성분들로 변환하는 단계;
상기 수신 신호의 정합 필터 출력 성분들을 지연 시간(delay)에 기반하여, 각 송신 안테나가 전송한 기준 신호 성분 중 동일한 지연시간을 갖는 성분들의 집합으로 그룹화 하는 단계;
상기 그룹화에 기반하여 각 그룹에 포함된 성분들의 에너지 합이 기 설정된 임계 값을 초과하는지 판단하는 단계;
상기 에너지 합이 상기 기 설정된 임계 값을 초과하는 그룹에 속하는 성분들을 채널 추정을 위한 후보군으로 선택하는 단계;
상기 후보군에 속하는 성분들에 대하여 ZF(zero forcing)을 수행하는 단계; 및
상기 ZF 출력을 상기 수신 신호에서 제거하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 기준 신호는 셀 특정 기준 신호(CRS, cell-specific reference signal)인 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 수신 신호는 적어도 두 개의 송신 안테나 포트로부터 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
삭제
제1항에 있어서,
상기 후보군에 속하는 성분들을 이용하여 StOMP(stagewise orthogonal matching pursuit)를 수행하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 단말은 상기 ZF 출력을 상기 수신 신호에서 제거한 잔여 벡터에 대하여 상기 제1항의 모든 단계를 반복 수행하는 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 방법.
제6항에 있어서,
상기 잔여 벡터의 크기가 기 설정된 임계 값 이하가 될 때까지 상기 제1항의 모든 단계를 반복하거나 특정회수만큼 반복하도록 하는 것을 특징으로 하는 방법.
단말에 있어서,
신호를 송신 및 수신하는 송수신부; 및
기준 신호가 할당된 자원 요소(RE, resource element)에 대한 수신 신호를 획득하고, 상기 수신 신호를 정합 필터를 이용하여 시간 영역 성분들로 변환하며, 상기 수신 신호의 정합 필터 출력 성분들을 지연 시간(delay)에 기반하여 각 송신 안테나가 전송한 기준 신호 성분 중 동일한 지연시간을 갖는 성분들의 집합으로 그룹화 하고, 상기 그룹화에 기반하여 각 그룹에 포함된 성분들의 에너지 합이 기 설정된 임계 값을 초과하는지 판단하며, 상기 에너지 합이 상기 기 설정된 임계 값을 초과하는 그룹에 속하는 성분들을 채널 추정을 위한 후보군으로 선택하고, 상기 후보군에 속하는 성분들에 대하여 ZF(zero forcing)을 수행하며, 상기 ZF 출력을 상기 수신 신호에서 제거하도록 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 단말.
제8항에 있어서, 상기 기준 신호는 셀 특정 기준 신호(CRS, cell-specific reference signal)인 것을 특징으로 하는 단말.
제8항에 있어서,
상기 수신 신호는 적어도 두 개의 송신 안테나 포트로부터 전송되는 것을 특징으로 하는 단말.
삭제
제8항에 있어서, 상기 제어부는,
상기 후보군에 속하는 성분들을 이용하여 StOMP(stagewise orthogonal matching pursuit)를 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 단말.
제8항에 있어서, 상기 제어부는,
상기 ZF 출력을 상기 수신 신호에서 제거한 잔여 벡터에 대하여 상기 제8항의 모든 동작을 반복 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 단말.
제13항에 있어서, 상기 제어부는,
상기 잔여 벡터의 크기가 기 설정된 임계 값 이하가 될 때까지 상기 제8항의 모든 동작을 반복하거나 특정회수만큼 반복하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 단말.