KR102249900B1 - 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송기 및 전송 방법 - Google Patents
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Abstract
싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송기는 수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하고 페이로드 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하도록 구성된 변조기를 포함한다. 긴급 정보 수신기는 실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신한다. 긴급 정보 임베더는 긴급 정보를 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입하며, 긴급 정보는 어떠한 긴급 정보도 전송되지 않을 경우에 시그널링 데이터 및/또는 페이로드 데이터를 전달하기 위해 사용된 리소스를 이용함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입된다. 전송 유닛은 전송 심볼들을 전송한다.
Description
본 개시는 직교 주파수 분할 다중화 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송기 및 상응하는 전송 방법에 관련된다. 본 개시는 수신 신호로부터 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 검출하고 복구하기 위한 수신기 및 상응하는 수신 방법에 더욱 관련된다.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용하여 데이터가 전달되는 무선 통신 시스템의 많은 예들이 있다. 디지털 비디오 방송(DVB) 표준들에 따라 동작하도록 구성되어 있는 텔레비전 시스템들은 지상 및 케이블 전송들을 위해 예를 들어, OFDM을 이용한다. OFDM은 일반적으로 병렬로 변조되는 K개(K는 정수임)의 직교 협대역 서브 캐리어를 제공하며, 각각의 서브 캐리어는 직교 진폭 변조된(QAM) 심볼이나 직교 위상 편이 변조(QPSK) 심볼과 같은 변조된 데이터 심볼을 전달하는 것으로서 설명될 수 있다. 서브 캐리어들의 변조는 주파수 도메인에서 형성되고 전송을 위해 시간 도메인으로 변환된다. 데이터 심볼들이 서브 캐리어들 상에서 병렬로 전달되기 때문에, 동일한 변조된 심볼들은 연장된 기간 동안 각각의 서브 캐리어 상에서 전달될 수 있다. 서브 캐리어들은 병렬로 동시에 변조되어, 변조된 캐리어들이 결합하여 OFDM 심볼을 형성한다. 따라서, OFDM 심볼은 각각이 서로 다른 변조 심볼들로 동시에 변조된 복수의 서브 캐리어를 포함한다. 전송 동안, OFDM 심볼의 사이클릭 프리픽스로 채워진 가드 인터벌은 각각의 OFDM 심볼에 선행한다. 존재하는 경우, 가드 인터벌은 다중 경로 전파로부터 생길 수 있는 전송된 신호의 임의의 에코들을 흡수하도록 치수화된다.
위에 명시된 바와 같이, OFDM 심볼 내의 협대역 캐리어들의 수 K는 통신 시스템의 운용 요건들에 따라 달라질 수 있다. 가드 인터벌은 오버헤드를 나타내고 그래서 스펙트럼 효율을 높이기 위해 바람직하게는 OFDM 심볼 지속기간의 단편으로서 최소화된다. 주어진 가드 인터벌 단편에 대해, 주어진 스펙트럼 효율을 유지하면서 증가된 다중 경로 전파에 대처하기 위한 능력은 서브 캐리어들의 수 K를 증가시켜서 OFDM 심볼의 지속기간을 증가시킴으로써 향상될 수 있다. 그러나, 고정된 전송 대역폭에 대해, 서브 캐리어들의 수 K를 증가시킨다는 것은 또한 각각의 서브 캐리어의 대역폭을 감소시키는 것을 의미하기 때문에, 소수의 서브 캐리어들에 비해 다수의 서브 캐리어들을 사용하여 전송된 데이터를 수신기가 복구하는 것은 더 어려울 수 있다는 점에서 강건성이 또한 떨어질 수 있다. 서브 캐리어들 간의 분리의 감소는 예를 들어, 도플러 주파수의 존재 시에, 서브 캐리어들로부터의 데이터의 복조를 더 어렵게 할 수 있다. 즉, 보다 많은 수의 서브 캐리어들(고차 동작 모드)이 더 큰 스펙트럼 효율을 제공할 수 있을지라도, 일부 전파 조건들에 대해, 전달된 데이터의 타깃 비트 에러율이 더 작은 수의 서브 캐리어들에 대해서 요구된 것보다 더 높은 신호 대 잡음비를 요구할 수 있다.
효과적이고 저 지연 긴급 경고 시스템(EWS)은 미래 지상 방송 시스템, 예를 들면 미래 ATSC(미국 디지털 텔레비전 방송 위원회) 지상 방송 시스템의 실질적 요소인 것으로 간주된다. 지상 방송 시스템이 최단 시간에 대부분의 사람들에 도달할 수 있다는 것이 과거에 대규모 긴급 상황의 경우들과 자연 재해들의 분석으로부터 밝혀졌다. 지상 방송 시스템이 대부분의 긴급 상황들에서 작동적인 상태로 남아 있더라도, 모바일 및 셀룰러 시스템들은 종종 그들의 작동을 중지시켰거나 오버로딩되었고 따라서 사람들에게 알릴 수가 없었다. 예를 들어, 미국 북동부의 마지막 슈퍼 태풍 "샌디(Sandy)"는 긴급 시기에 취약한 한계의 셀 전화 네트워크들을 증명했다. 따라서, 자연 재해들, 인간이 만든 참사들, 테러 사건들, 및 공공의 안전을 위태롭게 하는 유사한 사건들의 경우에 대중에게 긴급 정보를 신속하게 보급하기 위한 매체로서의 방송 인프라의 중요성이 강조되었다.
본 명세서에서 제공된 "배경" 설명은 일반적으로 본 개시의 콘텍스트를 제시하기 위한 것이다. 이러한 배경 섹션에 기재되어 있는 정도까지, 현재 언급된 발명자(들)의 연구는 물론, 출원 시에 달리 종래 기술로서 한정되지 않을 수 있는 설명의 양태들은 명시적으로도 또는 암시적으로도 본 개시 내용에 대해 종래 기술로서 인정되지 않는다.
방송 시스템에서 긴급 정보를 매우 신속하게 그리고 확실하게 전달하기 위한 전송기와 그 상응하는 전송 방법을 제공하는 것이 목적이다. 또 다른 목적은 방송 시스템에서 전송된 긴급 정보를 매우 신속하게 그리고 확실하게 검출하고 복구하기 위한 수신기와 그 상응하는 수신 방법을 제공하는 것이다.
한 양태에 따르면, 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서의 데이터 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송기가 제공되고, 이 전송기는,
수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하고 페이로드 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하도록 구성된 변조기,
실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신하도록 구성된 긴급 정보 수신기,
긴급 정보를 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입하도록 구성된 긴급 정보 임베더 - 상기 긴급 정보는 어떠한 긴급 정보도 전송되지 않는 경우에 시그널링 데이터 및/또는 페이로드 데이터를 전달하기 위해 사용된 리소스를 이용함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입됨 -, 및
전송 심볼들을 전송하도록 구성된 전송 유닛을 포함한다.
또 하나의 양태에 따르면, 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 전송된 수신 신호로부터 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 검출하고 복구하기 위한 수신기가 제공되고, 이 수신기는,
수신 신호를 검출하도록 구성된 검출기 - 상기 수신 신호는 페이로드 데이터와, 이 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터를 포함하고, 시그널링 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되고 페이로드 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되며, 실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보가 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입됨 -,
하나 이상의 전송 심볼들로부터 긴급 정보를 검출하고 복구하도록 구성된 긴급 정보 검출기,
하나 이상의 전송 심볼들로부터 페이로드 데이터를 복구하기 위해 하나 이상의 전송 심볼들로부터 시그널링 데이터로부터 복구하도록 구성된 복조기, 및
긴급 정보의 검출의 경우에 출력되기 위해 제공된 미리 결정된 긴급 출력 정보 및/또는 긴급 정보를 출력하도록 구성된 긴급 정보 출력을 포함한다.
또 하나의 양태에 따르면, 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송기가 제공되고, 이 전송기는,
수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하고 페이로드 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하도록 구성된 변조기,
실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신하도록 구성된 긴급 정보 수신기,
페이로드 데이터로 변조된 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 정보를 삽입하도록 구성된 긴급 정보 임베더 - 상기 긴급 정보는 상기 긴급 정보를 전달하는 다수의 추가적 서브 캐리어들을 제공함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입되고, 상기 서브 캐리어들은 전송을 위해 사용된 스펙트럼의 에지에 제공되고 상기 페이로드 데이터를 전달하는 서브 캐리어들을 가로질러 분산됨 -, 및
전송 심볼들을 전송하도록 구성된 전송 유닛을 포함한다.
또 다른 양태에 따르면, 상응하는 전송 방법과 상응하는 수신 방법이 제공된다. 마지막으로, 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 실행될 때, 컴퓨터가 여기에 기재된 방법들의 단계들을 수행하게 하기 위한 프로그램 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램뿐만 아니라, 프로세서에 의해 실행될 때, 여기에 기재된 방법들이 수행되게 하기 위한 컴퓨터 프로그램 제품을 내부에 저장한 비일시적 컴퓨터-판독가능 기록 매체가 제공된다.
양호한 실시 형태들은 종속 청구항들에서 규정된다. 개시된 방법들, 개시된 컴퓨터 프로그램, 및 개시된 컴퓨터-판독가능 기록 매체는 청구된 전송기 및/또는 수신기와 종속항들에서 정의된 것과 유사하고 및/또는 동일한 양호한 실시 형태들을 갖는다는 것을 알 것이다.
개시의 양태들 중 하나는 전송될 신호 내에 가장 효과적이고 강력하며 덜 복잡한 방식으로 필요한 긴급 정보(또한, 이후 EWS 시그널링 데이터로 지칭)를 삽입하기 위한 다양하고 유리한 실시 형태들을 포함하는, 현실적 EWS 시그널링 해결책을 제공하는 것이다.
개시된 해결책은 바람직하게는 저 지연, 바람직하게는 다소간 즉각적인(예를 들어, 1sec 미만, 바람직하게는 500msec 미만, 좀 더 바람직하게는 100msec 미만의 지연), EWS 기능성에 초점을 맞추고 있다. 이것은 전송기 측과 수신기 측 양쪽에 적용되고, 즉, 긴급 정보는 그것이 매우 저 지연을 이용하여 전송되고 그것이 매우 저 지연을 이용하여 수신 및 디코딩될 수 있도록 처리될 것이다. 이러한 기초적이고 '즉각적인(instant)' EWS 기능성은 상부 층들(예를 들면, 전송 스트림 중에서 예를 들어 시그널링 데이터 PSI/SI 내에 삽입된 일부로서) 상에서 작동되거나 증가된 저 지연이 수반될 수 있는 다른 현존하거나 미래의 긴급 경고 시스템들과 쉽게 결합될 수 있다. 예를 들어, 매우 신속하게 전송되고 디코딩된 긴급 정보는 그와 같은 좀 더 상세한 정보에 대해 수용할 수 있는 일부 저 지연을 이용하여 전송된 긴급 이벤트에 대하여 더 상세한 정보(예를 들어 긴급 이벤트의 위치에 대한 좀 더 정확하고 상세한 위치 정보, 행동 지침들, 등)에의 링크를 포함할 수 있다.
양호한 실시 형태에서, 각각 실제 긴급 정보의 전송과 수신은, 저전력 수신기들에 대해서도 긴급 이벤트의 검출을 가능하게 하는 긴급 표시자를 사용하여 긴급 이벤트의 시그널링을 위한 추가적 기능과 결합된다.
또 다른 실시 형태에서, 경보는 다른 지역에 대해 예견될지도 모르기 때문에, 긴급 정보(및/또는 긴급 정보의 검출의 경우에 출력되기 위해 제공된 미리 결정된 긴급 출력 정보)는 긴급 표시자와 긴급 정보 모두가 성공적으로 검출되는 경우에만 출력된다는 것이 제안된다. 그러므로, 이 실시 형태에 따르면, 전체적 EWS 지연은 검출 지연(즉, 긴급 표시자를 검출하기 위한 지연)과 디코딩 지연(즉, 긴급 정보를 검출하고 디코딩하기 위한 지연)의 합계이다. 또한, 결합된 검출과 디코딩이 긴급 경보를 출력하기 전에 적용되면, 그것은 또한 잘못된 검출들의 확률을 감소시킨다.
제안된 해결책은 일반적으로 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 기반 방송 시스템과 같은, 다중-캐리어 방송 시스템들에서 적용될 수 있고, 여기서 시그널링 데이터와 페이로드 데이터는 다중 서브 캐리어들에 의해 각각 전달되는 OFDM 심볼들로 변조되며, 그리고 싱글 캐리어 QAM 또는 8-레벨 잔류 측파대(8-VSB) 변조와 같은, 싱글-캐리어 방송 시스템들에서 적용될 수 있고, 여기서 시그널링 데이터와 페이로드 데이터는 싱글 캐리어에 의해 각각 전달되는 전송 심볼들로 변조된다.
상기 단락들은 일반적 소개에 의해서 제공되었고, 다음과 같은 클레임들의 범위를 제한하려는 의도는 아니다. 상기 실시 형태들은, 추가적인 장점들과 함께, 첨부된 도면들과 함께 이하의 설명을 참조함으로써 가장 잘 이해될 것이다.
본 개시의 보다 완전한 이해 및 그의 수반되는 많은 장점들은, 첨부 도면과 관련하여 고려할 때 하기의 상세한 설명을 참조함으로써 더 잘 이해될 수 있으므로, 쉽게 얻어질 수 있을 것이다.
도 1은 본 개시에 따른 전송기의 일반적인 블록도를 도시하고,
도 2는 AWGN 채널에서 제안된 64k 코드들의 성능들을 설명하는 도면을 도시하고,
도 3은 AWGN 채널에서 제안된 16k 코드들의 성능을 설명하는 도면을 도시하고,
도 4는 전송기의 FEC 부분의 블록도를 도시하고,
도 5는 균일한 1024-QAM 및 CR ½을 갖는 관련된 비균일 성상도들(NUC)에 대한 BER 성능의 예시적 평면도를 도시하고,
도 6은 NUC 형상들(1024-QAM NUC)을 설명하는 도면을 도시하고,
도 7은 7 dB SNR에 대해 최적화된 16-QNUC 및 10 dB SNR와 15 dB SNR에 대해 최적화된 64-QNUC를 도시하고,
도 8은 EWS 검출 신호의 생성을 위한 수단을 포함하는 전송기의 실시 형태들을 도시하고,
도 9는 EWS 검출 신호의 수신기 검출 블록의 실시 형태를 도시하고,
도 10은 상이한 EWS 시그널링 옵션들을 설명하는 도면을 도시하고,
도 11은 EWS 시그널링 데이터의 생성을 위한 수단을 포함하는 전송기의 실시 형태를 도시하고,
도 12는 전송 심볼 내로 EWS 시그널링 데이터를 삽입하는 실시 형태를 도시하고,
도 13은 상이한 TI 깊이들에 대한 DVB-T2의 페이로드 PLP BER 성능을 설명하는 도면을 도시하고,
도 14는 상이한 EWS 삽입 방법들에 대한 페이로드 PLP 성능을 설명하는 도면을 도시하고,
도 15는 프리앰블 심볼의 시간 도메인 특성들을 도시하고,
도 16은 프리앰블 심볼의 생성을 위한 전송기 측 시간-도메인 방법의 실시 형태를 도시하고,
도 17은 프리앰블 심볼의 전송기 측 주파수-도메인 생성 방법의 실시 형태를 도시하고,
도 18은 임의 튜닝 위치로부터 CM 측의 L1 블록을 검색하는 것을 설명하는 도면을 도시하고,
도 19는 프레이밍 구조의 실시 형태를 도시하고,
도 20은 싱글 프레임 타입들을 포함하는 시스템 전송 예들을 도시하고,
도 21은 6MHz를 넘는 광대역 전송들을 도시하고,
도 22는 SISO를 위한 프레임 시작과 프레임 종료 패턴을 도시하고,
도 23은 시간-인터리버의 실시 형태를 도시하고,
도 24는 향상된 싱글 주파수 네트워크 처리의 실시 형태를 도시하고,
도 25는 정상적 OFDM 인코딩 체인과 스펙트럼 정형과 사전 왜곡을 갖는 OFDM 인코딩 체인을 도시하고,
도 26은 주파수 도메인에서 선형 사전 왜곡 여부의 필터링 후 OFDM 신호의 전력 스펙트럼 밀도를 설명하는 도면을 도시하고,
도 27은 OFDM 신호의 스펙트럼 정형을 위한 0dB 에코(2 탭 FIR 필터)를 도시하고,
도 28은 MIMO 수신기의 실시 형태를 도시하고,
도 29는 리던던시 온디맨드(Redundancy on Demand)의 원리를 설명하는 도면을 도시하고,
도 30은 리던던시 온디맨드의 원리를 더 상세히 설명하는 도면을 도시하고,
도 31은 증분 리던던시를 기반으로 한 리던던시 온디맨드를 설명하는 도면을 도시하고,
도 32는 페이로드 심볼들의 에지들에의 EWS 캐리어들의 삽입을 설명하는 도면을 도시하고,
도 33은 페이로드 심볼들 내에 분산되는 EWS 캐리어들의 삽입을 설명하는 도면을 도시하고,
도 34는 EWS 시그널링 데이터의 생성을 위한 수단을 포함하는 전송기의 또 다른 실시 형태를 도시하고,
도 35는 방송 전송 네트워크의 배열을 설명하는 개략도를 도시하고,
도 36은 한 실시 형태에 따른 시그너처 시퀀스 생성기의 개략 블록도를 도시하고,
도 37은 주파수 동기화 검출기의, 프리앰블 가드 인터벌의, 조악한 주파수 오프셋 동기화 검출기의, 그리고 차동 인코더의, 시그널링 OFDM 심볼로부터 시그널링 데이터를 검출하고 복구하기 위한 수신기의 개략적 블록도들을 도시하고,
도 38은 도 37a에 도시된 수신기의 일부를 형성하는 프리앰블 검출 및 디코딩 프로세서의 한 예의 개략 블록도를 도시하고,
도 39는 도 38에 도시된 프리앰블 검출 및 디코딩 프로세서의 일부를 형성하는 시그너처 시퀀스 제거기의 예의 개략 블록도를 도시하고,
도 40은 매칭 필터의 그리고 시그너처 시퀀스 제거기의 개략 블록도를 도시하고,
도 41은 도 37a의 수신기에서 조악한 주파수 오프셋을 검출하기 위한 회로를 설명하는 개략 블록도를 도시하고,
도 42는 도 8b에 도시된 전송기의 작동의 예시적 파라미터들을 보여주는 테이블을 도시하고,
도 43은 도 8b의 전송기에 의한 프리앰블 OFDM 심볼의 형성을 개략적으로 도시하는 개략 블록도와 부분 동작도를 도시하고,
도 44는 도 8b의 전송기에 의해 전송된, 수신 신호의 시그너처 시퀀스를 검출하기 위한 수신기의 개략 블록도를 도시하고,
도 45는 본 기술의 예시적 실시 형태를 제공하는 도 44에 도시된 수신기의 시그널링 디코더의 개략 블록도를 도시하고,
도 46은 본 개시에 따른 전송기의 실시 형태의 개략도를 도시하고,
도 47은 본 개시에 따른 수신기의 실시 형태의 개략도를 도시하고,
도 48은 예시적 코드 레이트(code rate)에 대한 64k LDPC 코드의 예를 도시하고,
도 49는 예시적 코드 레이트에 대한 16k BCH 코드의 예를 도시한다.
도 1은 본 개시에 따른 전송기의 일반적인 블록도를 도시하고,
도 2는 AWGN 채널에서 제안된 64k 코드들의 성능들을 설명하는 도면을 도시하고,
도 3은 AWGN 채널에서 제안된 16k 코드들의 성능을 설명하는 도면을 도시하고,
도 4는 전송기의 FEC 부분의 블록도를 도시하고,
도 5는 균일한 1024-QAM 및 CR ½을 갖는 관련된 비균일 성상도들(NUC)에 대한 BER 성능의 예시적 평면도를 도시하고,
도 6은 NUC 형상들(1024-QAM NUC)을 설명하는 도면을 도시하고,
도 7은 7 dB SNR에 대해 최적화된 16-QNUC 및 10 dB SNR와 15 dB SNR에 대해 최적화된 64-QNUC를 도시하고,
도 8은 EWS 검출 신호의 생성을 위한 수단을 포함하는 전송기의 실시 형태들을 도시하고,
도 9는 EWS 검출 신호의 수신기 검출 블록의 실시 형태를 도시하고,
도 10은 상이한 EWS 시그널링 옵션들을 설명하는 도면을 도시하고,
도 11은 EWS 시그널링 데이터의 생성을 위한 수단을 포함하는 전송기의 실시 형태를 도시하고,
도 12는 전송 심볼 내로 EWS 시그널링 데이터를 삽입하는 실시 형태를 도시하고,
도 13은 상이한 TI 깊이들에 대한 DVB-T2의 페이로드 PLP BER 성능을 설명하는 도면을 도시하고,
도 14는 상이한 EWS 삽입 방법들에 대한 페이로드 PLP 성능을 설명하는 도면을 도시하고,
도 15는 프리앰블 심볼의 시간 도메인 특성들을 도시하고,
도 16은 프리앰블 심볼의 생성을 위한 전송기 측 시간-도메인 방법의 실시 형태를 도시하고,
도 17은 프리앰블 심볼의 전송기 측 주파수-도메인 생성 방법의 실시 형태를 도시하고,
도 18은 임의 튜닝 위치로부터 CM 측의 L1 블록을 검색하는 것을 설명하는 도면을 도시하고,
도 19는 프레이밍 구조의 실시 형태를 도시하고,
도 20은 싱글 프레임 타입들을 포함하는 시스템 전송 예들을 도시하고,
도 21은 6MHz를 넘는 광대역 전송들을 도시하고,
도 22는 SISO를 위한 프레임 시작과 프레임 종료 패턴을 도시하고,
도 23은 시간-인터리버의 실시 형태를 도시하고,
도 24는 향상된 싱글 주파수 네트워크 처리의 실시 형태를 도시하고,
도 25는 정상적 OFDM 인코딩 체인과 스펙트럼 정형과 사전 왜곡을 갖는 OFDM 인코딩 체인을 도시하고,
도 26은 주파수 도메인에서 선형 사전 왜곡 여부의 필터링 후 OFDM 신호의 전력 스펙트럼 밀도를 설명하는 도면을 도시하고,
도 27은 OFDM 신호의 스펙트럼 정형을 위한 0dB 에코(2 탭 FIR 필터)를 도시하고,
도 28은 MIMO 수신기의 실시 형태를 도시하고,
도 29는 리던던시 온디맨드(Redundancy on Demand)의 원리를 설명하는 도면을 도시하고,
도 30은 리던던시 온디맨드의 원리를 더 상세히 설명하는 도면을 도시하고,
도 31은 증분 리던던시를 기반으로 한 리던던시 온디맨드를 설명하는 도면을 도시하고,
도 32는 페이로드 심볼들의 에지들에의 EWS 캐리어들의 삽입을 설명하는 도면을 도시하고,
도 33은 페이로드 심볼들 내에 분산되는 EWS 캐리어들의 삽입을 설명하는 도면을 도시하고,
도 34는 EWS 시그널링 데이터의 생성을 위한 수단을 포함하는 전송기의 또 다른 실시 형태를 도시하고,
도 35는 방송 전송 네트워크의 배열을 설명하는 개략도를 도시하고,
도 36은 한 실시 형태에 따른 시그너처 시퀀스 생성기의 개략 블록도를 도시하고,
도 37은 주파수 동기화 검출기의, 프리앰블 가드 인터벌의, 조악한 주파수 오프셋 동기화 검출기의, 그리고 차동 인코더의, 시그널링 OFDM 심볼로부터 시그널링 데이터를 검출하고 복구하기 위한 수신기의 개략적 블록도들을 도시하고,
도 38은 도 37a에 도시된 수신기의 일부를 형성하는 프리앰블 검출 및 디코딩 프로세서의 한 예의 개략 블록도를 도시하고,
도 39는 도 38에 도시된 프리앰블 검출 및 디코딩 프로세서의 일부를 형성하는 시그너처 시퀀스 제거기의 예의 개략 블록도를 도시하고,
도 40은 매칭 필터의 그리고 시그너처 시퀀스 제거기의 개략 블록도를 도시하고,
도 41은 도 37a의 수신기에서 조악한 주파수 오프셋을 검출하기 위한 회로를 설명하는 개략 블록도를 도시하고,
도 42는 도 8b에 도시된 전송기의 작동의 예시적 파라미터들을 보여주는 테이블을 도시하고,
도 43은 도 8b의 전송기에 의한 프리앰블 OFDM 심볼의 형성을 개략적으로 도시하는 개략 블록도와 부분 동작도를 도시하고,
도 44는 도 8b의 전송기에 의해 전송된, 수신 신호의 시그너처 시퀀스를 검출하기 위한 수신기의 개략 블록도를 도시하고,
도 45는 본 기술의 예시적 실시 형태를 제공하는 도 44에 도시된 수신기의 시그널링 디코더의 개략 블록도를 도시하고,
도 46은 본 개시에 따른 전송기의 실시 형태의 개략도를 도시하고,
도 47은 본 개시에 따른 수신기의 실시 형태의 개략도를 도시하고,
도 48은 예시적 코드 레이트(code rate)에 대한 64k LDPC 코드의 예를 도시하고,
도 49는 예시적 코드 레이트에 대한 16k BCH 코드의 예를 도시한다.
본 개시의 실시 형태들은 전송 네트워크가 예를 들어, 텔레비전 신호들을 텔레비전 수신 장치들에 전송하기 위한 방송 네트워크를 형성할 수 있도록 비디오 데이터와 오디오 데이터를 포함하는 데이터를 나타내는 신호들을 전송하기 위한 전송 네트워크를 형성하도록 구성될 수 있다. 일부 예들에서 텔레비전 신호들의 오디오/비디오를 수신하기 위한 장치들은 텔레비전 신호들이 이동 중에 있는 동안 수신되는 모바일 장치들일 수 있다. 다른 예들에서 오디오/비디오 데이터는, 고정적일 수 있고 고정형 안테나 또는 안테나들에 접속될 수 있는 종래의 텔레비전 수신기들에 의해 수신될 수 있다.
텔레비전 수신기들은 텔레비전 영상들을 위한 통합된 디스플레이를 포함하거나 포함하지 않을 수 있고, 다중 튜너들과 복조기들을 포함하는 레코더 장치들일 수 있다. 안테나(들)는 텔레비전 수신기 장치들에 내장될 수 있다. 접속되거나 내장된 안테나(들)는 텔레비전 신호들뿐만 아니라 상이한 신호들의 수신을 용이하게 하는데 사용될 수 있다. 그러므로 본 개시의 실시 형태들은 상이한 환경들에서 상이한 유형들의 장치들에 텔레비전 프로그램들을 표현하는 오디오/비디오 데이터의 수신을 용이하게 하도록 구성된다.
알 수 있는 바와 같이, 이동 중에 모바일 장치로 텔레비전 신호들을 수신하는 것은 무선 수신 조건들이 그 입력이 고정형 안테나로부터 나오는 종래의 텔레비전 수신기의 것들과 상당히 다른 것이기 때문에 더 어려울 수 있다.
이제 도면을 참조하면, 여기에서 유사 참조 번호들은 여러 도면들에 걸쳐 동일하거나 대응하는 부분들을 지정하고, 텔레비전 방송 시스템의 예시적 도면이 도 35에 도시된다. 도 35에서 방송 텔레비전 전송기들(1001)은 방송 게이트웨이(1002)에 접속되는 것으로 도시된다. 방송 게이트웨이(1002)는 방송 네트워크에 의해 제공된 커버리지 영역 내에서 전송기들(1001)로부터의 신호들을 전송한다. 도 35에 도시된 텔레비전 방송 네트워크는 소위 싱글 주파수 네트워크로서 동작하고 이 네트워크에서 각각의 텔레비전 방송 전송기들(1001)은 이들이 방송 네트워크에 의해 제공된 커버리지 영역 내에서 모바일 장치들(1006)뿐만 아니라 텔레비전 수신기들(1004)에 의해 수신될 수 있도록 오디오/비디오 데이터를 동시에 전달하는 무선 신호들을 전송한다. 도 35에 도시된 예에 있어서, 방송 전송기들(1001)에 의해 전송된 신호들은 이들 신호들이 다른 전송기들(1001)로부터 전송되는 경우에도 텔레비전 수신기에 의해 결합될 수 있는 방송국들(1002) 각각으로부터 동일 신호들을 전송하기 위한 구성을 제공할 수 있는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용하여 전송된다. 방송 전송기들(1001)의 스페이싱이 다른 방송 전송기들(1001)에 의해 전송된 신호들 사이의 전파 시간이 각각의 OFDM 심볼들의 전송에 선행하는 가드 인터벌 미만이거나 이를 실질적으로 초과하지 않도록 제공된다면, 수신기 장치(1004, 1006)는 OFDM 심볼들을 수신하고 다른 방송 전송기들(1001)로부터 전송된 신호들을 결합하는 방식으로 OFDM 심볼들로부터 데이터를 복구할 수 있다. 이런 방식으로 OFDM을 채택하는 방송 네트워크들을 위한 표준들의 예들은 DVB-T, DVB-T2 및 ISDB-T를 포함한다.
다음과 같은 개시는 특히 ATSC 3.0(본 개시가 그것에 제한되는 것이 아니라, 단지 예시적 설명에 사용됨)의 물리적 계층을 위한 시스템의 설명을 제공한다. 그것은 부분적으로 DVB-T2 표준(EN 302 755 V1.3.1, 제2세대 디지털 지상 텔레비전 방송 시스템(DVB-T2)을 위한 프레임 구조 채널 코딩과 변조, 2012년 4월)을 기반으로 한다. 그것은 OFDM 변조뿐만 아니라 고급 LDPC FEC 인코딩을 이용하는 것이 바람직하다. 또한, 추가적인 기술들은 저 지연 긴급 경고 시스템의 포함뿐만 아니라 디지털 지상 전송들의 처리율과 강건성을 향상시키는 것으로 개시된다. 복잡도와 메모리 유용성은 구현을 더 쉽게 하도록 감소되었다.
제안된 시스템의 다음과 같은 양태들은 하기에 좀 더 상세히 설명될 것이다:
- 더 높은 처리율, 용량 및 강건성을 목표로 하는 비균일 성상도들(NUC);
- 더 높은 처리율, 용량 및 강건성을 목표로 하는 LDPC 및 BCH 코드들;
- 증가된 융통성, 더 많은 시그널링 용량을 제공하고, 또한 저전력 소모를 위해 긴급 경고 시스템(EWS)의 검출 기능성을 통합하는 프리앰블;
- EWS 시그널링 - 전송된 서비스들의 중단없이 데이터 스트림 내에 삽입됨;
- 상이한 대역폭들을 커버할 뿐만 아니라 여러 프레임 타입들을 혼합하도록 허용하는 탄력적 프레이밍;
- 복잡도를 제한할 뿐만 아니라 용량 손실을 감소시키는 새로운 파일럿 패턴들;
- OFDM 시스템의 전송 효율을 향상시키는 PAPR 감소 기법;
- 하이브리드 TV 수신기들을 위한 미분기를 가능하게 하는 리던던시 온디맨드.
다음에 설명된 예시적이고 비제한적 실시 형태에서, 물리적 계층에의 지원받은 입력 포맷들은 IP 스트림들뿐만 아니라 MPEG 2 전송 스트림(TS)이다. 이러한 스트림들 중 하나 또는 몇몇은 하나의 물리적 계층 파이프(PLP)에 맵핑된다. 각각의 PLP의 기저대역 패킷들은 BICM(비트 인터리브 코딩 및 변조) 인코더 내로 스크램블 및 공급된다. 제1 단계에서 기저대역 패킷들은 LDPC 및 BCH 인코딩된다. 다음의 비트 인터리버는 FEC 인코딩과 다음의 QAM 맵핑의 최상의 결합된 성능을 보증한다. QPSK로부터 최대 1024-QAM까지의 QAM 성상도들의 사이즈들은 적절한 SNR 범위를 포함하도록 제안된다. 비균일 성상도들은 종래의 균일한 성상도들에 비해 추가적 정형 이득(gain)을 제공한다.
QAM 맵퍼 뒤에 시간 인터리버는 임펄스 간섭기들로부터의 영향들을 완화할 뿐만 아니라 시변 채널들에서 성능을 향상시키기 위해 삽입된다. 제안된 시간 인터리버는 중지된 PLP들의 원할한 처리뿐만 아니라 가변 비트율들을 여전히 허용하면서 메모리 사이즈를 줄인다.
이후에 선택적 MIMO 인코딩 단계가 삽입된다. eSFN(향상된 싱글 주파수 네트워크)은 비율 1 MIMO 방식으로 적용될 수 있다. 풀 레이트 2 MIMO 방식으로서의 공간 다중화는 또한 제안되며, 여기서 전송 안테나들의 수가 2로 제한된다. 공간 다중화 MIMO 방식은 추가적 방법들(예를 들면, DVB-NGH(DVB BlueBook A160, 핸드헬드, 물리적 계층 사양에의 차세대 방송 시스템(DVB-NGH), 2012년 11월)로부터 eSM, 위상 호핑, 등)에 의해 개선될 수 있으며, 이는 전력 불균형들뿐만 아니라 좀 더 상관된 채널들에서의 성능을 향상시키는 것을 돕는다.
상이한 PLP들로부터의 셀들은 그리고 나서 스케줄링되고 주파수 인터리브된다. 파일럿 삽입 뒤에 프레이밍 단계는 삽입된 L1 시그널링을 가진 프리앰블을 페이로드 심볼들과 결합한다. 제안된 시스템은 표준 대역폭(예를 들어 n*6MHz)의 배수로서, 다양한 상이한 채널 대역폭들을 지원한다. DVB-T2에서와 유사하게, 선택된 프레이밍 포맷은 상이한 프레임 타입들을 지원한다. 따라서, 하나의 RF 채널 내의 '미래 확장 프레임들'뿐만 아니라 고정 TV를 위한 대형 FFT 사이즈 프레임들, 모바일 TV를 위한 소형 FFT 사이즈 프레임들을 임의로 혼합하는 것이 가능하다.
마지막으로, 입력 심볼들은 OFDM 변조되고, A/D 변환되며 전송 RF 주파수로 상향 변환된다.
'절대적 OFDM'의 개념은 DVB-C2(EN 302 769 V1.2.1, 케이블 시스템용의 2세대 디지털 전송 시스템을 위한 프레임 구조 채널 코딩 및 변조(DVB-C2), 2011년 4월)으로부터 채택된다. 프리앰블과 포스트-앰블 심볼들에서의 L1 시그널링 블록들은 0 MHz의 절대 주파수에서 시작하고, 5.71MHz의 단차들로 분할된다. 상이한 RF 주파수들에 걸쳐 있는 신호는 전체 스펙트럼에 대해 고유한 방법으로 규정된다. OFDM 신호의 파일럿 시퀀스들이 모든 주파수에 대해 고유하다는 것이 주목되어야 한다. 이러한 이유는 시간 도메인에서 OFDM 신호의 원치 않는 하이 피크 값들의 원인이 될 수 있는 주파수 도메인에서의 원치 않는 반복들을 방지하는 것이다.
또한, 시스템은 100msec 미만 내에서 긴급 이벤트의 생성을 시그널링하는 것을 허용하는 저 지연 '긴급 경고 시스템(EWS)'을 포함한다. EWS 이벤트의 검출은 단지 프리앰블 심볼들의 매우 단순하고 저전력 처리에 의해, 대기 모드에서 수신기들에 의해서도 행해질 수 있다. 긴급 이벤트의 경우에는 EWS 시그널링 데이터는 서비스들의 계속되는 디코딩을 허용하는 방식으로(즉, 긴급 이벤트의 경우에는 어떠한 서비스 간섭도 없는) 프레임들 내에 삽입된다.
도 1은 본 개시에 따른 제안된 시스템의 전송기(1)의 일반적인 블록도를 도시한다. 시스템의 다양한 기술적인 양태들, 특히 전송기 및 수신기는 상기 기술적인 양태들이 구현될 수 있는 파라미터들과 구조적 요소들의 예시적인, 비제한적 예들을 이용하여 설명될 것이다.
입력 포맷과 PLP 처리는 지금 설명될 것이다. 모드 적응 10 이전에, DVB-T2에서와 유사한 기능을 수행하는 사전 처리 블록(도시 안됨)이 있다. 허용된 입력 스트림들은 IP 스트림들뿐만 아니라 MPEG 2 전송 스트림(TS)이다. 일반적으로, 모든 타입들의 스트림들은 IP 또는 TS 패킷들 내로의 캡슐화에 의해 처리될 수 있다. 전송 스트림들(TS)을 처리하는 것은 DVB-T2에서와 유사한 방식으로 행해지는 반면에, IP 스트림들을 캡슐화하는 것을 위해 향상되고 단순화된 글루 층이 하기에 설명된다. 프리-프로세서는 어떠한 멀티프로그램 전송 스트림들(MPTS)을 그 구성의 싱글 프로그램 전송 스트림들(SPTS)로 분해하여 SI 메타-데이터들을 개별적으로 전송되도록 분리시킨다. 이러한 스트림들은 그리고 나서 캡슐화되고 모드 적응 블록 내로 공급된다. 각각의 입력 스트림들을 위해, 모드 적응은 싱글 물리적 계층 파이프(PLP)에서 전달되는 기저대역 프레임들(BBFRAMES)의 스트림을 생성한다. 적절한 캡슐화 이후의 SI 메타-데이터는 공통 PLP로서 모드 적응을 종료한다.
한 가지 서비스에 대한 공통 및 데이터 PLP(다중 PLP)의 재결합은, 특히 수신기 측에서, T2 구현들에서 일부 복잡도를 보여줬고 그래서 더 단순한 방법이 전송기에 지원될 수 있다. 관련된 PLP들을 위해 시그널링된 링크가 일부 존재하고 관계성의 형태가 또한 시그널링된다.
시스템은 예를 들어 필요할 경우에 SVC(스케일러블 비디오 코딩)를 지원하기 위해, PLP들을 그룹으로 만들도록 허용한다. 그러나, 포함된 PLP들의 수는 제한된다. 공통 PLP 이외에도, 상이한 PLP들이 서로 관련될 수 있다. 이러한 시스템 타입 1에서 PLP들은 시스템 복잡도를 제한할 뿐만 아니라 타임 슬라이싱을 이용하여 저전력 수신을 허용하는데 사용되는 것이 바람직하다.
IP 입력 처리는 지금 설명될 것이다. IP 패킷들의 사이즈는 동적으로 변하기 때문에, IP 패킷들의 입력을 위한 메커니즘은 TS 패킷들보다 더 어렵다. GSE(ETSI TS 102 606-1 및 -2: "디지털 비디오 방송(DVB); 일반적인 스트림 캡슐화(GSE) 프로토콜")과 같은 프로토콜들은 표준화된 헤더를 가진 중간 캡슐화 프로토콜과 다중 프로토콜들의 입력을 위한 메커니즘을 제안함으로써 이것을 극복하려고 시도했다. 그러나, 이러한 방법은 여러 결점들을 갖고 있는데, 입력의 모든 가능한 결합들에 잘 대처하기 위해 수신기에서 대형 메모리가 요구되는 것도 중요한 결점이다. 또한, 다수의 가능한 입력들은 하드웨어의 단순한 구현을 불필요하게 어렵게 했다.
개시된 시스템에서, 패킷 사이즈가 IPv2 MTU를 위한 1500 바이트들로 제한되는 사실을 고려하여, GSE의 일반적인 입력 기능들을 유지하는 동안, 입력 패킷 사이즈는 1800 미만의 바이트들로 제한되고, 패킷 단편들의 수는 제한된다. 이러한 제한들을 구현시킴으로써, 최대 메모리와 처리 부담은 상당히 감소된다.
비트 인터리브 코딩 및 변조(BICM)는 지금 설명될 것이다. 첫째로, 순방향 에러 정정(FEC)이 설명될 것이다. 개시된 시스템에서 연접된 LDPC와 BCH 코드(64k와 16k 코드워드 사이즈)를 포함하는 고급 코딩은 BCH 인코더(11)와 LDPC 인코더(12)에 사용된다. 제안된 코드들은 DVB-T2에 사용된 것들과 유사한 구조를 가지며, 여기서 정보 부분은 병렬 인자를 가진 준 환상 구조(quasi-cyclic structure)를 가지고 있고 패리티 부분은 반복 축적 구조를 가짐으로써, 다수의 표준들을 지원하는 장비의 더 쉬운 구현을 허용한다. 새로운 코드들은 DVB-T2 코드들에 비해 성능이 강화되었다. 도 2는 AWGN 채널에서 제안된 64k 코드들의 성능들을 도시하고; 도 3은 AWGN 채널에서 제안된 16k 코드들의 성능을 도시한다. 예시적 코드 레이트에 대한 64k LDPC 코드의 예는 도 48에 도시되고 예시적 코드 레이트에 대한 16k BCH 코드의 예는 도 49에 도시된다. 새로운 코드들은 등거리 단차들을 갖는 SNR의 매우 넓은 범위에 할당되어, 다양한 채널 환경들에 적합한 파라미터들을 선택하기 위한 자유도를 제공할 수 있으므로, 큰 효율 손실들을 방지한다. 범위는 아래 개략화된 고차 비균일 성상도들을 포함하여, 다양한 종류의 성상도들과의 결합들에 의해 더 향상될 수 있다. 연접된 BCH 코드들은 UHDTV 또는 SHV와 같은 높은 처리율의 서비스들을 위한 낮은 에러 플로어들을 보장한다. 또한, DVB-NGH로부터의 4k LDPC 코드는 프리앰블 심볼의 시그널링 보호에 사용된다.
비트 인터리버(13)가 지금 설명될 것이다. 비트 인터리버는 DVB-T2에 사용된 것들과 유사한 방식으로, 이러한 시스템에 사용되도록 제안된다. 이러한 비트 인터리버(13)는 FEC 인코더의 요소들을 보여주는 도 4의 블록도에 도시된 바와 같이, 3개의 부분들을 포함하는 것이 바람직하다: 패리티 인터리버(131), 컬럼 트위스트 인터리버(132), 및 디멀티플렉서(133). 패리티 인터리브를 갖고 있는 주요 목적은 다중-경로 환경에 의해 초래된 딥 페이드(deep fade)의 손상을 감소시키고 패리티 비트들 부분이 수신기 측에서 병렬 동작들을 위한 준 환상 구조를 갖게 하는 것이다. 컬럼 트위스트 인터리버는 또한 딥 페이드들의 손상을 분산시킬 수 있고, 반면에 디멀티플렉서는 성상도와 비트 라벨링에 의해 규정된 일정한 강건성의 비트 레벨과 일련의 LDPC 코드 비트들과의 사이의 결합을 최적화할 수 있다.
QAM 인코더(14)에 의해 이용된 비균일 성상도들이 지금 설명될 것이다. 특히, 또한 비균일 성상도들(NUC)로 알려진, 성상도 정형에 의한 QAM 성상도의 최적화가 설명될 것이다.
이 문서에서 제안된 NUC들은 상이한 SNR 값들에 대한 AWGN 및 레일리 채널에서 최상의 BICM 용량을 제공하도록 최적화되었다. 그들은 16-QAM로부터 최대 1024-QAM까지의 모든 성상도들을 커버한다(QPSK는 성상도 정형을 전혀 허용하지 않기 때문에). 표들은 상이한 QAM 사이즈들과 SNR 값들에 대한 성상도들을 목록화한다. 미리 결정된 성상도들은 성상도 위치 벡터 u1...v에 의해 규정되며, 여기에서 v=sqrt(M)/2-1이다.
다음에서, 상기 설명된 방법을 사용하여 획득된 NUC 위치 벡터들의 정의는 M의 일부 값들에 대하여 제공된다. 신호 대 잡음 비(SNR)는 항상 dB로 표시되고, 페이딩 채널들의 경우에는 평균 SNR에 해당된다.
a1) 비-페이딩 채널을 위한 16-QAM 또는 4-PAM(1. 옵션)
a2) 페이딩 채널을 위한 16-QAM 또는 4-PAM(1. 옵션)
a3) 비-페이딩 채널을 위한 16-QAM / 4-PAM(2. 옵션)
a4) 페이딩 채널을 위한 16-QAM /4-PAM(2. 옵션)
b1) 비-페이딩 채널을 위한 64-QAM 또는 8-PAM(1. 옵션)
b2) 페이딩 채널을 위한 64-QAM 또는 8-PAM(1. 옵션)
b3) 비-페이딩 채널을 위한 64-QAM / 8-PAM(2. 옵션)
b4) 페이딩 채널을 위한 64-QAM /8-PAM(2. 옵션)
c1) 비-페이딩 채널을 위한 256-QAM 또는 16-PAM(1. 옵션)
c2) 페이딩 채널을 위한 256-QAM 또는 16-PAM(1. 옵션)
c3) 비-페이딩 채널을 위한 256-QAM / 16-PAM(2. 옵션)
c4) 페이딩 채널을 위한 256-QAM /16-PAM(2. 옵션)
d1) 비-페이딩 채널을 위한 1024-QAM 또는 32-PAM(1. 옵션)
d2) 페이딩 채널을 위한 1024-QAM 또는 32-PAM(1. 옵션)
d3) 비-페이딩 채널을 위한 1024-QAM / 32-PAM(2. 옵션)
d4) 페이딩 채널을 위한 1024-QAM /32-PAM(2. 옵션)
e1) 비-페이딩 채널을 위한 4096-QAM 또는 64-PAM(1. 옵션)
e2) 페이딩 채널을 위한 4096-QAM 또는 64-PAM(1. 옵션)
e3) 비-페이딩 채널을 위한 4096-QAM / 64-PAM(2. 옵션)
e4) 페이딩 채널을 위한 4096-QAM /64-PAM(2. 옵션)
따라서, 이러한 NUC 표들을 이용하는 코딩 및 변조 장치는 다음을 포함한다.
- 입력 데이터를 셀 워드들로 인코딩하는 인코더, 및
- 상기 셀 워드들을 비균일 성상도의 성상도 값들로 변조하는 변조기를 포함하고,
여기에서, 상기 변조기는 성상도의 성상도 점들의 전체 수 M, dB의 신호 대 잡음 비 SNR 및 채널 특성들에 기초하여, 성상도 위치 벡터 u1...v에 의해 규정된 하나 이상의 성상도들을 포함하는 한 그룹의 성상도들로부터의 비균일 성상도를 이용하도록 구성되고, 여기서 NUC 표들에서 설명된 바와 같이, v=sqrt(M)/2-1이다.
도 5는 균일한 성상도와 제안된 비균일 성상도(15 ... 18dB에 대해 최적화된) 사이에서 1024-QAM 및 코드 레이트 ½(LDPC 블록 사이즈: 64k 비트들)에 대한 BER 성능 비교를 도시한다. 이러한 예에서, 1.5dB 정형 이득은 NUC들에 의해서 얻어질 수 있다. 다음과 같은 표는 시스템 시뮬레이션들에서 NUC들에 의해서 얻어진 64k LDPC를 이용하여 AWGN 채널을 통한 1k NUC들의 이득을 요약한다:
도 6은 1024-QAM을 위한 NUC 이득에 대한 도면을 도시한다.
섀논(Shannon)은 AWGN 채널의 최대 용량에 대한 신호 알파벳의 분산이 또한 가우시안이어야 한다는 것을 보여줬다(도 6 좌측의 높은 SNR 시나리오, 27 dB). 8 dB SNR(즉, 도 6의 우측 도면의 낮은 SNR 시나리오)을 볼 때, 최적의 성상도들은 조밀한 패킷 성상도들을 가진 영역들을 보여준다. 첫번째로 나타나는 것은 일부 LSB들이 MSB들의 성능을 향상시키기 위해 "희생"되는 것 같다. 실제로, 조밀하게 팩킹된 형상은 하부 비트 순서(특히, MSB-1 및 MSB-2)를 가진 비트들 사이의 더 양호한 차이를 허용하여 그들의 용량을 증가시키고, 어쨌든 LSB들은 낮은 SNR에서 임의의 정보를 거의 전달하지 않는다.
모든 제안된 NUC들이 정규 1D-디맵퍼로 여전히 디맵핑될 수 있다는 것이 주목되어야 한다. 이러한 1D-NUC들에 대안적으로, 대칭적 2차원의 비균일 성상도들(2D-NUC들, 4분면 대칭적 성상도들을 의미하고, 그리고 가끔 4분면 대칭 QNUC로 명명됨)은 일부 추가적 BICM 용량 이득을 제공할 수 있다. 2D NUC들은 성상도의 싱글 4분면으로부터 유도되고, 즉 나머지 4분면들로부터 쉽게 대칭(성)들로 인해 계산될 수 있다. 도 7은 모두 AWGN 채널에서 최적화된, 7 dB SNR(좌측)에 최적화된 16-2D-NUC 및 10 dB SNR(중앙)과 15 dB SNR(우측)에 최적화된 64-2D-NUC를 예시적으로 도시한다.
2D-NUC들은 완전한 SNR 범위에 걸쳐서 상부 1D-NUC들을 능가하지만, 낮은 SNR 영역 및 관련된 작은 성상도 차수들에서 성능을 특히 향상시킨다. 256-NUC와 같은 큰 성상도 차수에 대해서는 2D-NUC들의 추가적 이득이 감소한다. 그러나, 2D-NUC들의 모든 비트들이 동상 성분 및 직교 위상 성분 둘 다를 고려하여 디맵핑될 수 있기 때문에, 2D-NUC들의 추가적 정형 이득은 2차원적 QAM 디맵핑을 수행함으로써 디맵퍼의 추가적 복잡도를 고려하지 않고 이루어진다. 그러므로, 2D-NUC들은 주로 낮은 성상도 차수들에 대해 제안된다.
따라서, 이러한 QNUC(2D-NUC) 표들을 이용하는 코딩 및 변조 장치는 다음을 포함한다.
- 입력 데이터를 셀 워드들로 인코딩하는 인코더, 및
- 상기 셀 워드들을 비균일 성상도의 성상도 값들로 변조하는 변조기를 포함하고,
여기에서, 상기 변조기는 성상도의 성상도 점들의 전체 수 M 및 dB의 신호 대 잡음 비 SNR에 기초하여, 다음의 성상도들 중 하나 이상을 포함하는 한 그룹의 성상도들로부터의 비균일 성상도를 이용하도록 구성되고, 여기서 성상도의 상이한 4분면들의 성상도 점들은 성상도 위치 벡터 w0...b -1에 의해 규정되고, 여기에서 b=M/4이며, 여기에서
제1 4분면의 성상도 점들 x0...b -1은 x0...b -1 = w0...b - 1으로 규정되고,
제2 4분면의 성상도 점들 xb...2b -1은 xb...2b -1 = conj(w0...b-1)으로 규정되고,
제3 4분면의 성상도 점들 x3b...4b -1은 x3b...4b -1 = - w0...b -1로 규정되고,
제4 4분면의 성상도 점들 x2b...3b -1은 x2b...3b -1 = -conj(w0...b-1)로 규정되고,
여기에서 conj는 복소 공액이고,
여기에서, 성상도들의 그룹의 상이한 성상도들의 성상도 위치 벡터들은 QNUC 표들에서 규정된다.
다음에서, QQAM 성상도들을 획득하기 위한 상기 설명된 방법을 사용하여 획득된 NUC 위치 벡터들의 정의는 M의 일부 값들에 대하여 제공된다. 신호 대 잡음 비(SNR)는 항상 dB로 표시된다.
a) 16QQAM - AWGN 채널
b) 32QQAM - AWGN 채널
c) 64QQAM - AWGN 채널
d) 256QQAM - AWGN 채널
시그널링이 지금 설명될 것이다. 첫째로, L1 시그널링 유닛(15)에 의해 처리된 L1 시그널링이 설명될 것이다. 제안된 시스템은 DVB-T2에서와 같은 유사한 계층 1(L1) 시그널링 메커니즘들을 사용한다. 그러나, 프리앰블 신호의 시그널링 용량은 새로운 구조, 즉 오버레이드 시간 도메인 시퀀스뿐만 아니라 데이터와 파이롯트 캐리어들의 혼합으로 인해 현저하게 확장된다. DVB-T2에서와 같이 P2 심볼은 당장은 예상되지 않고, 즉 새로운 프리앰블의 용량은 충분히 높은 것으로 추정되고, 그러나 선택적 전용 시스널링 PLP는 드문 경우에 다량의 데이터가 시그널링될 필요가 있을 때 이용 가능하다. 대역 내 시그널링 유닛(16)에 의해 처리된 대역 내 시그널링은 DVB-T2에서의 것과 유사하다.
다음에, 긴급 경고 시스템(EWS)이 설명될 것이다. 그러한 EWS는 일반적으로 다음과 같은 요건들을 갖는다:
- 짧은 시스템 종단간 지연: 지진: 가능한 신속(<100ms); 다른 자연재해:<1s;
- 강건성: 낮은 SNR 환경에서 매우 높은 강건성;
- EWS 수신기의 저전력 소모: 서비스가 "상시 켜짐"일 수 있게 하는 PHY 디코딩을 위한 매우 낮은 전력;
- 위치 인식: 긴급 경보는 모든 수신기들에 집중될 수 있지만, 일부 국부화를 가지고 있어야 한다;
- 다중 긴급 상황들: 동시에 생성하는 다중 긴급 상황들에 잘 대처할 수 있어야 한다:
- 보안성: "하이재킹"(거짓 메시지)될 수 없어야 한다.
- 다양한 타입들의 경보들의 지원: 정적 또는 가변 텍스트 메시지들; 정적 이미지들; 비디오들(예: 대통령 연설)에의 링크:
- 서비스 간섭 없음, 즉 데이터 PLP의 연속적 디코딩;
- 가변 시스템 대역폭: EWS 시스템은 모든 가능한 전송 시스템 대역폭들에 잘 대처할 수 있어야 한다;
- 긴 프레임 길이들: DVB-T2에서와 같이 지원받기 위해, 긴 프레임 길이들은 HD(예를 들어 4k, 8k) 서비스들에 대한 가능성이 있지만; 긴 프레임 기반의 시스템은 큰 지연들로 이어질 수 있다.
제안된 시스템(즉, 전송기와 수신기)는 하기 장점들을 갖고 있는 긴급 경고 시스템(17)을 포함한다:
- 매우 강건한, 즉, 유해 채널 조건들에 대해서도 믿을 만한 검출 및 디코딩;
- 긴급 상황들(예를 들어 지진들)에 대한 매우 신속한 응답;
- 슬립 모드에서의 수신기들에 대해서도 가능한 신호의 저전력 모니터링;
- 긴급 경우 검출.
긴급 경고 시스템의 긴급 경우 검출은 스크램블링 시퀀스에 의해 보호받고 전송 신호의 프리앰블 심볼에 추가된 단순한 하나의 비트 플래그일 수 있는 긴급 표시자에 의해 이루어진다. 동일한 프리앰블은 모든 프레임 타입들에 사용되고 그것은 확장된 가드 인터벌(단편적 길이 57/128)을 가진 정규 8k 심볼을 포함한다. 긴급 표시자는 또한 DVB-T2의 P1 심볼과 같은, 다른 타입들의 프리앰블들에 삽입될 수 있다. 그러나, 이것은 대기 모드에서 수신기들에 대한 높은 디코딩 전력 요건들뿐만 아니라 낮은 시그널링 용량(단지 P1 심볼에 대한 7 비트 시그널링 용량)의 단점을 갖는다.
프리앰블 심볼은 오버레이드 시간 도메인 파일럿 신호(SigSeq)를 이용한다. 이것은 정확한 프레임 동기와 채널 임펄스 응답(CIR) 추정을 허용하는 양호한 ACF(자동 상관 함수) 속성들을 요구한다. 수신기에서의 전대역 채널 전달 함수 추정은 그에 따라서 CIR로부터 계산된다. SigSeq는 하기에 더욱 상세히 설명될 전력 효율적 EWS 검출을 허용하기 위해서 2개의 가능한 일정한 진폭 제로 자동 상관(CAZAC) 시퀀스들 중 하나를 포함한다. CAZAC 시퀀스들은 그들의 대역-제한 스펙트럼 행동뿐만 아니라 시간 및 주파수 도메인에서의 그들의 우수한 상관 속성들 때문에 선택되었다. 정상적 EWS 작동(즉, 어떠한 긴급 상황도 생성하지 않음)은 제1 CAZAC 시퀀스를 전송함으로써 시그널링된다. 긴급 이벤트의 경우에는, 제2 시퀀스가 전송된다. EWS 수신기는 그리고 나서 EWS 이벤트에 대한 세부들을 알아내기 위해 EWS 디코딩을 수행한다. 긴급 상황의 타입과 세부들에 대한 추가적 정보는 여기에서 제안되고 그리고 하기에 설명된 것처럼 L1 시그널링 정보 내에 또는 EWS 시그널링 데이터 내에 포함될 수 있다.
SigSeq는 매우 강건하고 또한 저전력 상태의 수신기들이 긴급 상황이 있는지를 확인하기 위해 저전력 소모만으로 프리앰블 심볼을 모니터할 수 있게 한다. 이것은 타 시스템들과 상반되며, 여기서 긴급 상황이 전송 스트림에 포함되고 수신기가 긴급 상황을 검출하기 위해서 전체 신호를 디코딩하여야 한다.
본 기술의 실시 형태들은 또한 시그너처 시퀀스의 선택이 그 자체로서 제1 층 시그널링 데이터 또는 페이로드 내에 경보 메시지의 존재 또는 부재와 같은 정보를 나타내는 시그널링 메시지인 배열을 제공할 수 있다. 본 기술에 따른 시그널링 메시지들을 포함하는 프리앰블 심볼을 생성하기 위한 전송기의 예는 도 8에 도시된다.
전송기는 추가적 시그널링 메시지들을 전달하기 위해 전송된 프리앰블을 적응시키기 위한 수단을 포함한다. 전송기의 다양한 일반적 요소들의 일반적 레이아웃과 기능은 주로 본질적인 차이들이 설명되고 도 16의 전송기로서의 동일 부분들이 동일한 참조 번호를 갖도록 도 16을 참조하여 하기에 설명될 것이다.
도 8a에 도시된 제1 실시 형태에 도시된 바와 같이, 시그너처 시퀀스 생성기(103)는, 한 실시 형태에서, 시그너처 시퀀스 생성기(103)와 함께, 시그너처 시퀀스를 나타내는 EWS 플래그를 생성하는 EWS 플래그 생성기(801)을 포함하는 신호 시퀀스 프로세서(800)의 부분을 형성한다.
도 8b에 도시된 대안적이며, 좀 앞선 실시 형태에서, 시퀀스 번호 제어기(804)에는 시그널링 시퀀스 프로세서(800)가 제공된다. 시그너처 시퀀스 생성기(103)로의 입력(802)은 시퀀스 번호 제어기(804)로부터의 출력을 수신한다. 시퀀스 번호 제어기 입력(806)은 전송기가 네트워크 내의 수신기들에 전달하고 싶은 메시지를 나타낸다. 시그너처 시퀀스 생성기(103)는 N+1개의 가능한 시퀀스들 중 하나를 생성할 수 있도록 구성된다. 시그너처 시퀀스 생성기(103)의 입력(802)에 주어진 수 0≤i≤N은 시그너처 시퀀스 생성기(103)가 그 기수가 시그너처 시퀀스들의 세트 중에서 i인 시퀀스를 출력하게 한다. 생성기(103)로부터의 시그너처 시퀀스들 중 하나의 또는 다른 하나의 출력은 신호를 수신한 네트워크에서 미리 결정된 메시지를 모든 수신기들에 전달한다. 한 예에서 메시지는 조기 경보 신호(EWS)를 나타낸다. 이 예에서, N = 1이다. 예를 들어, 모든 수신기들에 조기 경보 신호(EWS)를 전달할 필요가 있을 때, 시그너처 시퀀스 프로세서(800)에의 입력(806)은 1을 전달한다. 따라서, 시퀀스 번호 제어기(804)는 시그너처 시퀀스 생성기(103)의 입력(802) 상에 '1'을 출력하고 그 효과는 시그너처 시퀀스 생성기(103)가 시그너처 시퀀스 번호 1을 생성하고 이득 블록(105)에 이것을 출력하게 하는 것이다. 전달될 EWS가 없을 때, 시그너처 시퀀스 프로세서(800)에의 입력(806)은 '0'을 전달한다. 따라서, 시퀀스 번호 제어기(804)는 시그너처 시퀀스 생성기(103)의 입력(802) 상에 '0'을 출력하고 그 효과는 시그너처 시퀀스 생성기(103)가 시그너처 시퀀스 번호 0을 생성하고 이득 블록(105)에 이것을 출력하게 하는 것이다. 이 예에서, 시그너처 시퀀스 '1'을 검출하는 네트워크 내의 모든 수신기들은 이것이 EWS 시그널링 데이터 내에 전달되는 것에 대한 EWS 추가 정보를 나타낸다는 것을 결정한다. 수신기는 그 다음 긴급 정보를 디코딩하고 해석하는 추가적 조치를 취할 수 있다. 한편, 시그너처 시퀀스 번호 0을 검출하는 수신기들은 임박한 현재 긴급 상황들이 전혀 없다고 결정할 것이고 그래서 프레임의 페이로드 내에 음성-시각 정보를 계속 정기적으로 디코딩하고 디스플레이할 것이다. 또 다른 실시 형태에서 연속적 서비스 디코딩은 긴급 상황들의 경우에 제공될 수 있다.
다른 예에서 시그너처 시퀀스 생성기(103)에 의해 생성된 시그너처 시퀀스는 시그너처 시퀀스 생성기(103)에 의해 생성된 시그너처 시퀀스들이 있는 만큼 많은 메시지들을 나타내는 미리 결정된 세트의 시퀀스들 중 하나이다. 이들 메시지들 각각을 전달하기 위해서, 입력(806)의 메시지 번호는 시그너처 시퀀스 생성기(103)가 시그너처 시퀀스들의 그것의 미리 결정된 세트로부터 시그너처 시퀀스들 중 하나를 선택하기 위해 사용하는 요구된 시그너처 시퀀스 번호가 되도록 배열된다. 그러므로 시그너처 시퀀스의 선택은 해일 경보와 같은, 특정한 경보 메시지일 수 있거나, 상이한 목적을 위한 메시지일 수 있는 정보를 그에 따라 전달하는 대응하는 미리 결정된 세트의 메시지들 중 다른 하나를 나타낸다. 각각의 메시지는 다른 정보를 제공할 수 있다. 예를 들어, N = 4 메시지 시스템에서, 메시지 1은 다가오고 있는 허리케인 또는 해일과 같은 가능한 긴급 상황의 조기 경보일 수 있고, 반면에 메시지 2는 특별한 조치가 필요하지 않은 메시지 0에 의해 표현된 정상 상태 이전의 경보 해제의 표시일 수 있다. 한 실시 형태에서, 조기 경보 신호는 장치의 사용자들에게 예를 들어 빌딩에서 대피하라고 지시하는 메시지 또는 가청 경보를 디스플레이하도록 수신기를 트리거할 수 있다. 따라서, 수신기는 메시지 1을 검출하고 가청 또는 시각적인 출력을 사용자들에게 생성시켜 경보를 제공할 수 있다. 유사하게 메시지들인 메시지 3과 메시지 4는 공공 안전 알림, 무선 트래픽 알림들 또는 홍수와 같은, 유사한 방송 정보를 제공할 수 있다. 이해되는 바와 같이, 시퀀스의 선택은 이에 의해 선택된 메시지들 중 하나를 나타내므로, 정보를 전달한다.
도 8을 다시 참조하고 예를 들어, 단지 하나의 메시지가 단지 '정상 동작' 및 '임박한 재난' 메시지들을 갖는 시스템을 나타낸 N = 1을 갖는 시스템을 가정하면, 도 42에 도시한 표는 요구된 2개의 시그너처 시퀀스들을 생성하기 위한 예시적 파라미터들을 도시한다. 각각의 시퀀스를 생성하기 위해, 시퀀스 생성기(103)는 보여진 CAZAC 시퀀스 생성기 수학식에서 파라미터들 {u, Na}의 대응하는 세트를 사용할 것이다.
도 43은 시그널링 시퀀스 프로세서(800)와 결합하여 작동할 때 가드 삽입 유닛(109)의 작동의 개념적 표현을 제공한다. 도 43에 도시된 바와 같이, 스케일링 유닛(106)의 입력에 공급된 예를 들어 8K 모드를 위한 OFDM 심볼은 OFDM 심볼(850)의 유용한 부분과 가드 인터벌 샘플들(852)을 포함하는 샘플들로부터 형성된다. 제1 시그너처 시퀀스(854) 또는 제2 시그너처 시퀀스(856)는 시퀀스 번호 제어기(804)의 제어 하에서 선택된다. OFDM 심볼의 유용한 부분으로부터의 가드 인터벌의 맵핑은 메시지 시퀀스와 시그너처 시퀀스(854, 856)를 위한 예들로부터 도시된다.
도 8 및 43에 도시된 전송기에 의해 전송된 메시지 시퀀스에 의해 제공된 메시지를 검출하고 디코딩하기 위한 본 기술에 따라 적응된 수신기는 도 44에 제공된다. 도 44는 주파수 도메인 시그너처 시퀀스 제거의 예를 위해 도 17에 도시된 수신기에 대응한다. 그러나, 알 수 있는 바와 같이, 대응하는 적응은 도 38 및 39에 도시된 바와 같이 시간 도메인에서 시그너처 시퀀스를 제거하는 수신기에 대해 이루어질 수 있다.
도 44에 도시된 바와 같이 수신기는 메시지 검출기(858)를 포함한다. 메시지 검출기(858)는 도 9에 더 상세하게 도시된다. 도 9에 도시된 바와 같이, 수신된 신호는 주파수 오프셋이 도 37a에 도시된 바와 같이 수신기에 의해 제거된 후 메시지 검출기(858)에 공급된다. 따라서, 메시지 검출기(858)는 2개의 매칭 필터들(864, 866)이 존재하는 제1 및 제2 브랜치들(860, 862)을 포함한다. 제1 매칭 필터(864)는 도 17 및 38에 도시된 매칭 필터(502)에 대응하고, '정상 동작'의 프리앰블 심볼을 검출하기 위한 시그너처 시퀀스 '0'의 그것에 매칭되는 임펄스 응답을 갖는다. 제2 매칭 필터(866)는 예를 들어, 조기 경보 메시지를 제공하기 위해 전송될 수 있는 시그너처 시퀀스 '1'에 매칭된다. 제1 및 제2 매칭 필터들(864, 866)로부터의 출력들은 2개의 시그너처 시퀀스들 중에 어느 것이 수신된 신호에 더 매칭되었는지에 관한 표시를 출력하는 비교기(868)의 제1 및 제2 입력들에 공급된다. 더 좋은 매칭의 정도가 주어진 임계값을 초과하는지에 따라 셀렉터(870)는 이후 유닛(872)에서 긴급 상황에 관한 더 많은 정보를 추출하기 위해 입력 데이터의 추가적 처리를 시작하거나, 874에서 종료한다. 프리앰블 심볼이 '정상 동작'을 나타내는 시그너처 시퀀스 '0'을 전달하면 긴급 상황 추출 목적들을 위한 신호의 어떠한 추가적 처리가 요구되지 않는다. 그러나 EWS 시퀀스가 검출되면 추가적 긴급 처리가 일반적으로 프로세서(872)에 의해 행해진다.
본 기술에 따르면, 시그너처 시퀀스가 페이로드 데이터보다 더 낮은 신호 대 잡음비들에서, 프레임 내의 프리앰블 OFDM 심볼의 검출로, 첫째로 검출되도록 설계되기 때문에, 전술한 방법에 의한 조기 경보 시그널링이 페이로드 데이터보다 더 폭넓게 검출가능한 조기 경보를 제공할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 또한, EWS 메시지가 페이로드 데이터와 독립적으로 검출될 수 있기 때문에, 수신기는 EWS 메시지를 검출하도록 구성되는 수신기(전술됨)의 부분에만 작은 양의 전력을 제공함으로써 대기 상태 또는 전원 오프 상태에서조차도 EWS 메시지를 검출하도록 구성될 수 있다.
1보다 많은(N > 1) 가능한 메시지들이 전달될 수 있는 예에 있어서, 메시지 시퀀스 매칭 필터(864)는 매칭 필터들(864.1, 864.2, 864.3 등)의 뱅크를 포함하도록 도 45에 도시된 바와 같이 적응될 수 있다. 도 25에 도시한 예에 있어서, 메시지 0('정상 동작'), MESSAGE1, MESSAGE2, MESSAGE3, MESSAGE4 내지 MESSAGE N에 대응하는 각각의 가능한 N+1개의 시그너처 시퀀스들에 대해 매칭 필터(864.1, 864.2, 864.3)가 제공되지만, 이것은 기능적인 설명이고 매칭 필터가 각각의 가능한 시그너처 시퀀스들에 대한 다른 임펄스 응답들을 갖도록 적응된 소프트웨어 배열이 제공될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 메시지 프로세서(872)는 비교기(868)와 셀렉터(870)를 통해 각각 매칭 필터들(864.1, 864.2, 864.3)로부터의 출력들을 수신하고 다음에 매칭 필터들 중 어느 것이 상대적으로 가장 높은 출력을 생성하는지에 따라 수신 신호로부터 적절한 메시지를 추출한다. 그러나 출력은 메시지가 잡음의 존재로 인한 오경보를 방지하기 위해 전송되었다는 것을 결정하기 위해 임계값과 비교된다. 그러므로 메시지는 시그너처 시퀀스들의 세트의 가능한 시퀀스들 중 하나를 식별함으로써 검출될 수 있다. 따라서, 시퀀스들의 가능한 세트로부터 메시지 시퀀스를 식별함으로써 메시지에 의해 전달된 정보가 식별된다. 한 예에서 메시지 시퀀스는 제1 층 시그널링 데이터를 나타낼 수 있는, 제2 시그널링 데이터를 나타내고 그래서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하기 위해 프리앰블 검출기 및 디코더(430)에 공급될 수 있다. 모든 N에 대한 N>1의 경우에 있어서, 256 비트 기초적 EWS 데이터의 구문은 상이할 수 있다.
한 예시적 실시 형태에 따르면, 시그널링 데이터는 시그널링 OFDM 심볼에서 제1 층 시그널링을 전달하기 위해 사용된 일종의 성상도를 식별하는데 사용될 수 있다. 따라서, 메시지 시퀀스에 의해 전달된 제2 시그널링 데이터는 변조 방식, 예를 들어 BPSK, QPSK, 16QAM, 또는 64QAM을 나타낼 수 있는데, 이들은 메시지 시퀀스의 다른 가능한 시퀀스들에 의해 표시될 수 있다. 그러므로 변조 방식은 데이터가 시그널링 OFDM 심볼로 변조되는 방식을 나타낸다. 따라서, 시그널링 프레임을 식별하기 위해 수신 신호 내에서 동기화 시퀀스를 검출하면, 메시지 프로세서(872)는 메시지 시퀀스를 검출하기 위해 사용되고, 예를 들어 다른 변조 방식을 각각 나타내는 4개의 가능한 시퀀스들로부터의 검출된 메시지 시퀀스는 그러므로 데이터가 시그널링 OFDM 심볼로 변조되는 변조 방식을 제공한다. 그러므로, 메시지 프로세서(872)는 프리앰블 OFDM 심볼의 제1 층 데이터를 나타낼 수 있는 시그널링 데이터를 그에 따라 복구하기 위해 시그널링 OFDM 심볼의 서브 캐리어들로부터 데이터를 복조하도록 구성된 프리앰블 검출기 및 디코더(430)에 출력 신호를 공급한다.
메시지 시퀀스가 공공 안전 방송을 위한 조기 경보 메시지와 같은 사용자 레벨 정보를 제공하기 위해 사용된 예에 있어서, 수신기는 그 다음 프리앰블 검출기 및 디코더(430)가 실질적으로 계속적으로 시그널링 메시지들을 모니터링하도록 구성될 수 있도록 전력 오프 상태 또는 대기 상태에서조차도 전력을 프리앰블 검출기 및 디코더(430)에 제공하도록 구성될 수 있다. 일부 예들에서, 배터리는 수신기가 전기 공급 주전원에 접속되지 않은 경우에 전력을 제공하기 위해 사용될 수 있다. 일부 예들에서 필요한 경우 매칭 필터(502)는 수신기가 메시지 시퀀스가 검출될 수 있도록 전력이 공급된 온 상태에 있지 않을 때 전력이 제공될 수도 있지만, 다른 예들에서 프리앰블 검출기 및 디코더(430)는 메시지 시퀀스를 검출하기 위해 모든 필요한 기능성을 제공하도록 구성될 수 있고 그래서 실질적으로 계속적으로 전력이 단지 공급될 필요가 있을 수 있다.
다음에, 제안된 긴급 경보 시스템 시그널링은 더욱 상세히 설명될 것이다. 다음에서, EWS 시그널링 데이터를 전송 신호에 삽입하는 상이한 실시 형태들이 설명된다. 상이한 EWS 시그널링 옵션들의 분류는 도 10에 요약된다.
페이로드 레벨 상의 EWS 시그널링을 위한 다양한 실시 형태들이 먼저 설명될 것이다. 제1 실시 형태에 있어서, OFDM 서브 캐리어들 또는 페이로드 PLP의 QAM 심볼들의 특별한 비트들을 대체함으로써 시그널링 삽입이 이용된다. 이러한 제1 접근법에서, EWS 시그널링은 OFDM 심볼의 공지된 위치들에서 미리 정의된 페이로드 서브 캐리어들을 긴급 이벤트의 경우에 전송 측에서 대체한다. OFDM 기반 전송 시스템들의 OFDM 서브 캐리어들을 대체하는 것 대신, 유사하게, 싱글-캐리어 시스템의 전송 심볼들이 대체될 수 있다.
수신기는 일반적으로 영향을 받은 캐리어들의 수를 알고(또는 예를 들어 전송기로부터 시그널링하므로써, 통지받고), 이들을 무시하고(즉, LDPC 디코딩 이전에 관련된 LLR 값들을 0으로 설정함으로써), 그러므로 여전히 에러 없는 디코딩을 위해 필요한 SNR에 작은 페널티를 가진 페이로드 PLP를 디코딩하는 것이 가능하다. 이것은, FEC 페이로드 PLP 변조기(902), QAM 맵퍼(904), 프리앰블 생성기(906), 프레이밍 유닛(908) 및 OFDM 유닛(910)에 의해 처리된 전송 프레임(T2-프레이밍)과 하나의 페이로드 PLP의 초기에 2개의 시그널링 단계들(L1-pre 및 L1-post)을 가진 DVB-T2 표준에 따른 시스템으로부터의 요소들을 사용하는 시스템을 위해 도 11(예를 들어 인터리빙 단계들 없이, 전송기(900)의 간략도를 도시하는)에 예시적으로 도시된다. 그러한 프레임은 주파수 및 시간 인터리빙 이전의 페이로드 PLP의 서브 캐리어들을 대체하는 EWS 시그널링 블록을 특별히 보여주는 도 12에 도시된 예시이다(이러한 예에서, L1 시그널링 이후의 제1 PLP가 부분적으로 EWS 시그널링 블록에 의해 대체된다).
프레임들 내로 EWS 시그널링 데이터를 생성 및 삽입하기 위해 EWS 시그널링 수신기(912), FEC EWS 신호 변조기(914), QAM 맵퍼(916) 및 EWS 임베더(918)가 제공된다. 스위치들(920, 922)을 사용하여 처리 체인이 EWS 시그널링 데이터가 프레임들 내에 삽입되도록 수정될 수 있다.
EWS 시그널링 블록은 페이로드 PLP의 제1 OFDM 서브 캐리어들을 펑쳐링한다(puncture). 한 예로서, 이러한 예는 주파수 및 시간 인터리빙 이전의 OFDM 서브 캐리어들의 스케줄링, 즉, 주파수 및 시간 인터리빙 이후, EWS 시그널링 블록이 최대 주파수 및 시간 다이버시티를 위한 완전한 인터리빙 깊이를 가로질러 분산되는 것을 보여준다.
물론, 펑쳐링된 서브 캐리어들은 또한 프레임의 다른 위치들에 있을 수 있다. 그들은 전체 동작 모드까지 전원을 공급할 시간이 어느 정도 필요하기 때문에, 프리앰블 내의 긴급 이벤트를 검출한 슬립 모드의 장치들은 프리앰블 이후의 EWS 시그널링을 디코딩할 수 없을수 있다. EWS 시그널링 블록은 그러므로 모든 필요한 '웨이킹 업(waking up)' 단계들(파워 업, 동기화, 채널 추정, 버퍼링 등)을 허용하도록 프레임 내의 나중 위치에 예정될 수 있다.
시간 인터리버 프레임의 작은 단편이 펑쳐링에 의해 영향을 받기 때문에, 페이로드를 위한 이러한 펑쳐링의 영향은 큰 시간 인터리버 사이즈들에는 대수롭지 않다. 펑쳐링 페널티는 다음과 같이, 최적화된 스케줄링에 의해 감소될 수 있다:
- 서브슬라이싱(subslicing) 없는 스케줄링의 경우(소위 DVB-T2/NGH를 위한 타입 1 PLP), 첫째로 EWS에 의한 대체를 위해 가장 큰 시간 인터리버 프레임들을 가진 PLP를 스케줄링하고;
- 짧은 서브 슬라이스들을 가진 서브-슬라이싱(소위 DVB-T2/NGH를 위한 타입 2 PLP)은 펑쳐링 페널티를 다수의 PLP들에 분배하고;
- EWS 시그널링 블록의 더 높은 변조 차수와 코드 레이트들은 펑쳐링 페널티를 감소시킨다(이것은 EWS 커버리지와 페이로드 펑쳐링 페널티 사이의 트레이드-오프이다). 그러나, 가장 높은 우선 순위는 소정의 화질의 댓가로, 믿을 만한 EWS 디코딩으로 설정될 필요가 있다.
펑쳐링 페널티는 EWS 시그널링 블록이 단지 페이로드 PLP의 작은 단편에 영향을 미치는 경우 감소될 수 있다. EWS를 다중 전송 프레임들에 걸쳐 분산하는 것은 하나 옵션이지만, 과감하게 EWS 시스템의 디코딩 지연을 증가시킨다. 다른 한편, EWS를 분산하는 대신, 페이로드 PLP의 증가된 시간 인터리빙 사이즈 또는 EWS 시그널링 블록의 사이즈의 축소는 또한 펑쳐링된 페이로드의 효과들을 감소시킬 수 있다. 도 13은 EWS 시그널링 블록에 의해 상이한 시간 인터리버 깊이들과 다른 개수의 펑쳐링된 서브 캐리어들에 대한 페이로드 디코딩 성능의 종속성을 설명한다. 특히, 도 13은 상이한 TI 깊이들(64k FEC 프레임들의 배수로서 표시됨) 및 상이한 EWS 시그널링 블록 길이들(셀 = OFDM 서브 캐리어)을 위한 DVB-T2의 페이로드 PLP BER 성능을 설명한다.
지금까지는 완전한 QAM 심볼들의 펑쳐링 또는 대체가 고려되었다. 주요 장점은 주파수 인터리버 이전의 전송기의 처리 체인의 매우 늦은 스테이지에서 간단한 삽입이다.
대안적 해결책으로서 좀 더 정교한 펑쳐링 방식들은 페이로드 PLP(들)을 위한 펑쳐링 페널티를 감소시키는데 사용될 수 있다. 한가지 가능성은 완전한 QAM 심볼들을 펑쳐링/대체하는 대신 QAM 심볼들의 LSB들만을 펑쳐링/대체하는 것이다. 이는, 최소 강건한 비트들이 펑쳐링되기 때문에, 페이로드 PLP의 펑쳐링 페널티를 감소시킨다. 결점은, 더 많은 QAM 심볼들이 동일한 EWS 시그널링 데이타 량을 전달하도록 요구되기 때문에, 이것은 EWS 지연을 증가시킬 수 있다는 것이다.
또한, 이미 변조된 QAM 셀들이 변경되어야 하기 때문에, EWS 시그널링 데이터의 삽입이 더 어렵다. EWS 시그널링 블록의 강건성은 페이로드 PLP의 변조 차수와 직접적으로 관련되어, EWS 시그널링 블록의 강건성의 융통성을 감소시킨다. 마지막으로, EWS 시그널링 블록이 상이한 변조 차수들을 가진 PLP들에 전송될 수 있기 때문에, 다수의 PLP들의 경우에 디-스케줄링뿐만 아니라 스케줄링에 대한 큰 영향이 있다. EWS 데이터를 위한 상이한 QAM 셀 비트들을 선택하는 효과는 다음과 같다: LSB들이 선택되면, EWS 성능은 페이로드에 비해 저하되고; MSB들이 선택되면 상기와는 반대이다.
또 다른 해결책은 페이로드 및 패리티 비트들의 랜덤 비트들 대신 체계적 FEC의 각각의 FEC 프레임의 마지막 패리티 비트들에만 EWS 삽입을 적용하는 것이다. 이러한 해결책 때문에 페이로드에 대한 대수롭지 않은 이득이 예상된다. 다시, 상응하는 패리티 비트들을 전달하는 인터리브 서브 캐리어들을 확인하기 위한 (디)스케줄링에 대한 영향이 크다. 다시, 더 많은 서브 캐리어들이 EWS 시그널링 데이터의 동일한 양을 전달하도록 요구되기 때문에, 해결책은 EWS 지연의 증가를 의미할 수 있다.
또 다른 실시 형태에서, 높은 우선 순위 스트림에 대한 EWS 시그널링 데이터의 계층적 변조가 제안된다. 이러한 방법을 설명하기 위해 한 예가 주어질 것이다: 페이로드가 원래 16-QAM을 이용하게 한다. 코드화된 EWS 시그널링 블록을 삽입하기 위해서 이러한 QAM 심볼들을 위한 성상도 사이즈는 64-QAM으로 증가되고, EWS 시그널링 데이터는 2 MSB들에 삽입된다. 단지 다수의 계층적으로 변조된 심볼들은 필요에 따라 삽입된다. 결점으로서, 하나의 FEC 프레임은 대부분은 정상 QAM 심볼들을 포함하지만 일부는 또한 계층적으로 변조된 심볼들을 포함한다.
EWS 커버리지 또는 강건성을 조절하기 위한 또 다른 조치는 계층적 변조의 비트-우선 순위를 선택하는 것, 즉 MSB들 또는 LSB들을 선택하는 것이다. 이는 수신기가 페이로드 디코딩 동안 변조 차수의 변화를 지원할 필요가 있는 것처럼, 페이로드 수신기 복잡도의 소폭 상승이 있게 한다. 그러나 EWS 장치 복잡도(2개의 MSB를 얻기 위한 64-QAM의 QPSK 디맵핑)에서의 관련된 증가는 없다. 또 다른 결점은 계층적 변조가 페이로드가 가장 큰 가능한 변조 차수를 이미 이용한 경우에는 가능하지 않다는 사실이다. 또한 페이로드 비트 인터리버는 다음의 더 높은 QAM 사이즈에 대해 최적화되지 않는다. 이것은 대수롭지 않은 페널티에서의 일반적으로 결과가 된다. 그러나, 계층적 변조를 이용하는 페이로드 PLP에서의 페널티는 비교적 작다.
상기 설명된 페이로드 관련 옵션의 성능 비교는 상이한 EWS 삽입 방법들에 대한 페이로드 PLP 성능을 도시하는 도 14에서 나타날 수 있다.
검출과 시그널링을 위한 예약된 톤들의 사용에 대해서는 지금 설명될 것이다. 예약된 톤들은 PAPR(피크 대 평균 전력비)를 감소시키기 위해 DVB-T2와 같은 OFDM 기반 전송 시스템들에 사용된다: OFDM 서브 캐리어들의 대략 1%는 포지티브 방식에서 시간 도메인 OFDM 신호에 영향을 미치도록 알고리즘에 의해 그들의 복소수값에서 조절되고, 즉, 시간 도메인 신호 내의 피크들이 감소된다. 기본적으로, EWS 시그널링 - 물론 긴급 이벤트가 생성할 경우에만-을 위한 예약된 톤들의 용량을 이용하는 것은 가능하다. 반면에 예약된 톤들은 PAPR 축소에 사용될 수 있다. 그러므로, EWS 이벤트들 동안(다소, 예를 들어 2dB) 더 나쁜 PAPR를 갖더라도, 시스템은 항상 기능적으로 남아 있다. 예약된 톤들의 용량이 싱글 OFDM 심볼을 위해 충분히 높지 않으면, EWS 시그널링 데이터는 여러 OFDM 심볼들을 가로질러 분산될 수 있다(관련된 시그널링이 L1 데이터 내에 삽입될 수 있다).
예를 들어 적절한 상관 패턴이 예약된 톤 캐리어들로 변조되면, 또 다른 양태는 예약된 톤들을 기반으로 하는 메커니즘은 심지어 프레임 내에서 긴급 이벤트 시그널링을 허용할수 있다는 것이다. 이것은 EWS 검출을 위해 수신기들이 다음 프리앰블을 기다릴 필요가 없다는, 즉, EWS 처리 지연이 감소될 수 있다는 장점을 가지고 있다.
또 다른 실시 형태에서 EWS 시그널링 데이터가 덜 중요한 PLP를 대체한다는 것이 제안된다. 이 시나리오는 EWS 시그널링이 긴급 이벤트의 경우에는 하나(또는 그 이상)의 선택된 PLP를 완전히 대체하는 것을 예견한다. 자연적으로, 최초 PLP는 EWS 이벤트 동안 없어진다. 그러나, 운영자는 드문 긴급 상황의 경우에 대체될 덜 중요한 서비스를 선택할 수 있다. 이것은 오디오만을 전달하는 PLP, 비디오 텍스트, 쇼핑 채널, 사용자들의 수가 적은 서비스 또는 다른 연관된 서비스들일 수 있다. 서비스가 많은 고객들에 의해 소비되지 않는 한, 큰 부정적 사용자 경험은 그에 따라 예상되지 않는다. 대체될 PLP의 정의는 L1 시그널링에 삽입될 수 있다. 임의의 서비스 PLP의 용량은 EWS 시그널링 데이터에 대한 데이터 레이트 요건을 더 초과하는 것이 예상된다. 데이터 반복들뿐만 아니라 좀 더 강건한 ModCod들은 마지막 데이터 레이트를 조절할 뿐만 아니라 EWS 시그널링 강건성을 증가시키기 위해 적용될 수 있다.
또 하나의 실시 형태에서 EWS 시그널링 데이터는 시그널링 데이터의 일부이다. 상기 설명된 실시 형태들 전부는 페이로드 심볼들 또는 페이로드 PLP들의 부분들을 변경할 것을 제안하지만, 다음과 같은 옵션은 시그널링 부분 자체 내로의 EWS 시그널링을 포함한다. 기능적 측면에서 보면, 이것은 바람직하지만, 반면에 수신기에 대한 추가적 오버헤드 또는 디코딩 복잡도가 따라 온다.
또한, 실시 형태에서 여분 EWS 시그널링 블록이 제공된다. 이 옵션을 위해, EWS 정보는 전용의, 독립형 EWS 시그널링 블록으로 인코딩되고 변조된다. 변조 및 코딩은 L1 시그널링을 위해 행해진 방식과 유사하게 수행되고, 즉, 고정 길이와 코드 레이트를 가진 펑쳐링된 LDPC가 이용된다. 이러한 해결책의 장점은 더 강건한 ModCod가 EWS 시그널링에 사용될 수 있다는 것이다(강건성이 일반적으로 감소하는 코드워드 사이즈로 감소함에 따라, 높은 강건성이 그 짧은 코드워드들을 위해 달성하기가 더 어려울지라도).
물론 EWS 시그널링 블록은 긴급 상황들의 경우에는 단지 존재하고, 즉, 정상적으로 그것은 오버헤드 없이 온다. 한 실시 형태에서 긴급 상황들의 경우에는 EWS 시그널링 블록의 존재는 L1-동적 시그널링에서 시그널링된다(예를 들어, 1 비트 플래그로서). EWS 시그널링 블록의 변조는 페이로드에 관하여 독립적인 EWS 커버리지 플래닝뿐만 아니라 상이한 강건성 레벨들을 허용하는 L1-config 부분에서 시그널링된다.
추가적 복잡도 없이 그러나 오버헤드가 고정된 오히려 단순한 실시 형태에서, 필요한 EWS 시그널링 데이터 용량은 L1 시그널링에서 할당된다(예를 들어 256개 비트들). 장점은 수신기 구현을 상당히 용이하게 하는 동적 핸들링이 요구되지 않는다는 것이다.
상술한 바와 같이 자립적 EWS 시그널링 블록 대신, L1-동적 시그널링은 또한 EWS 시그널링 데이터의 요구량만큼 긴급 상황들의 경우에만 확장될 수 있다. 다시, 긴급 상황들 없이 규칙적인 작동에서는 오버헤드가 없다. 그러나, 이러한 동적 핸들링은 L1-동적 블록 길이가 탄력적이게 되므로, 몇몇 결점들을 또한 갖는다. 주요 영향은 추가적 용량이 단 기간에 동적으로 통합될 필요가 있기 때문에 스케줄링 상에 있게 되고; L1-pre는 L1-동적 길이가 모든 프레임에 대해 시그널링되어야하기 때문에 탄력적이게 된다.
또 하나의 실시 형태에서, OFDM 캐리어 확장은 EWS 시그널링 데이터를 전송하기 위해 이용된다. 이러한 옵션은 기본적으로, 제한된 수의 페이로드 심볼들에 대한 제한된 수의 추가적 OFDM 서브 캐리어들 상에(적절하게는 독점적으로 페이로드 심볼들 상에, 그러나 시그널링 또는 프리앰블 심볼(들) 상에는 아닌) EWS 시그널링을 삽입할 것을 제안한다(즉, EWS 정보는 프레임당 소수의 페이로드 심볼들 상에만 삽입된다. 대안적으로 EWS 시그널링은 프레임당 모든 페이로드 심볼들 상에 그들을 갖도록 반복된다). 페이로드 심볼당 필요한 서브 캐리어들의 매우 한정된 양 때문에, 스펙트럼 특성들과 마스크들은 사실상 영향을 받지 않거나 조금만 영향을 받는다.
가장 단순한 버전에서 캐리어들은 페이로드 심볼들의 정규 스펙트럼의 에지들에 추가된다. 도 32는 원리를 나타낸다. 이러한 해결책의 주요 장점들은 페이로드 데이터를 전달하는 페이로드 심볼들의 서브 캐리어들이 정확하게 이전과 동일한 방식으로, 즉, 파일럿과 페이로드 캐리어 할당에서의 변화없이 디코딩될 수 있다는 것이다. 또한, 전송기 IFFT는 소수의 추가 서브 캐리어들의 삽입을 쉽게 허용한다. 또한, 약간의 변화만이 수신기에서 요구되고, 즉, 최초 디코딩 체인은 거의 변하지 않고 그리고 비복소(non-complex) EWS 디코더만이 또한 요구된다.
다음과 같은 예들은 가능한 구성들을 설명한다:
실시예 1: 32k FFT는 6MHz 채널당 이용되고 즉, 캐리어 스페이싱은 대략 4.8msec(=1/(캐리어 스페이싱))의 심볼 지속기간의 결과인 대략 209Hz이다. 이 예에서 256 비트 기초적 EWS 시그널링 데이터는 QPSK 코드 레이트 ½으로 변조되고, 즉, 256 서브 캐리어들은 이 기초적 EWS 신호 정보를 전달하도록 요구된다. 이러한 256개의 필요한 서브 캐리어들은 8개의 심볼들을 가로질러, 각각 스펙트럼 에지에 16개의 서브 캐리어들이 분산될 수 있다. 그러므로 결과로 생기는 EWS 시그널링 기간은 38.2msec이다. 대역폭의 확장은 매우 미미하다: 6.7kHz, 즉, 현재 채널 대역폭의 대략 0.12% 정도만.
실시예 2: 실시예 1에서와 같은 6MHz 채널당 32k Tx FFT 사이즈, 그러나 지금은 전체 256개의 EWS 기본 비트들은 싱글 페이로드 심볼 위에 추가된다. 필요한 추가 대역폭은 53.5kHz, 즉, 채널 대역폭의 대략 1%로 증가한다. 시그널링 주기는 이 예에서 4.8msec로 감소한다.
실시예 3: 6MHz 채널당 32k FFT 사이즈 대신 8k Tx FFT 사이즈. 8k 심볼들이 32k 심볼들에 비해 ¼ 심볼 지속기간만을 갖기 때문에, EWS 정보를 분산하기 위한 페이로드 심볼들의 수는 유사한 대역폭 확장과 유사한 저 지연을 달성하기 위해서, 증가될 수 있다.
스펙트럼 에지들에서의 EWS 캐리어들에 대한 채널 추정은 특히, EWS 시그널링 데이터가 매우 강건하게 변조되고 인코딩되기 때문에(예를 들어 QPSK CR ½), 단순한 구현을 허용한다. 채널 추정은 그러므로 정규 페이로드 심볼의 기존 파일럿들을 기반으로 할 수 있다: 스펙트럼 에지들에서의 EWS 캐리어들을 위한 채널은 정규 페이로드 심볼과 그의 파일럿들로부터 외삽법에 의해 추정된다. 대안적으로, EWS 시그널링 데이터는 차동 QPSK(DQPSK)로 변조된다: 에지 파일럿으로부터, 모든 다음과 같은 EWS 캐리어는 이전 캐리어로부터 추정될 수 있다. 전용 채널 추정은 요구되지 않는다.
상기 해결책의 결점은 EWS 캐리어들의 부족한 주파수 다이버시티이고, 즉, 그들은 소수의 EWS 캐리어들이 페이딩 채널 내의 낮은 SNR 영역에 있게 되면 디코딩가능하지 않을 수 있다.
그러므로, 또 다른 실시 형태에서, EWS 캐리어들이 도 33에 도시된 바와 같이 다른 서브 캐리어들을 가로질러 분산되는 것이 제안된다. OFDM 심볼당 서브 캐리어들의 전체 수는 상기 이전의 실시 형태와 비교하여 그대로이다. 잠재적으로 파일럿 구조와 위치는 모든 서브 캐리어들에 대한 적절한 채널 추정을 보장하도록 적응될 필요가 있을 수 있다. 그러나, 이것은 확장이 파일럿 스페이싱의 배수로 실행되면 간단하다.
주파수 도메인의 분포된 방식으로 EWS 캐리어들을 삽입하기 위한 한가지 간단한 가능성은, 긴급 이벤트 동안에는 새로운 확장 개수의 서브 캐리어들을 가로질러 작동하는 확장된 주파수 인터리버를 이용하는 것이고, 반면에, 정상 작동 동안 에는 정규 주파수 인터리버가 이용된다. 확장된 주파수 인터리버의 도움으로 EWS 시그널링 데이터를 삽입하기 위한 수단을 포함하는 전송기(950)의 개략도는 도 34에 도시된다. 또한, 전송기(900)의 실시 형태의 요소들이 도 11에 도시된다. 그것은 "정상" 처리 체인에서의 시간 인터리버(952)와 주파수 인터리버(954), 및 EWS 시그널링 데이터를 추가 주파수 서브 캐리어들 상에 삽입하기 위한 EWS 캐리어 삽입 유닛(956)과 확장된 주파수 인터리버(958)를 포함한다.
한 실시 형태에서 "기본 EWS 시그널링 데이터"의 내용은 다음과 같다:
긴급 상황 번호 -최대 16까지의 긴급 상황들이 다뤄질 수 있다: 4 비트
타입 -최대 256까지의 상이한 긴급 상황 타입들: 8 비트(지진만이 아님)
사전 정의된 메시지들(최대 64까지): 6 비트
위치(경도와 위도): 32 비트
기준 ISDB-T EWS: 23 비트
방송 위치(다수의 지역들이 항상 영향을 받음): 64 비트
(기본적으로 카운티 정보(ISDB-T EWS: 56 비트). 미국 상황: 주당 카운티들의 평균 수는 62이고; 가장 많은 카운티들을 가진 주는 텍사스(254개)이며; 가장 적은 카운티들을 가진 주는 델라웨어(3개)이다)
재해의(또는 정보의) 시간: 16 비트(기준: ISDB-T EWS를 위한 10 비트)
상세한 정보를 포함하는 다른 PLP(들)에 대한 링크: 32 비트(긴급 상황당 4개의 링크들?)
각각의 링크, 정보의 타입(2 비트), PLP ID(4 비트)마다: 8 비트
검사(패리티 검사 코딩/CRC 등등): 32 비트
합계: 최대 256 비트(차례로 각 긴급 전화 번호를 통한 사이클)
좀 더 상세히 하기에 설명될 제안된 ATSC3.0 프레임 구조에서, 상이한 물리적 계층 프레임들의 OFDM 심볼들은 상이한 서브 캐리어 스페이싱을 가질 수 있다. 따라서, 주파수 도메인 프레임 동기화(프리앰블 검출)는 쉽게 가능하지 않다. 프리앰블 심볼(L1 시그널링 유닛(15)에 의해 생성된)은 그러므로 시간 도메인에서 검출되어야만 한다. 그것은 프리앰블 이후에만 디코딩되고 그리고 그것의 신호 페이로드는 프레임의 주파수 도메인 처리가 진행될 수 있다는 것을 해석했다. 새로운 프리앰블은 모든 특정 요건들을 충족시킨다:
동기화 가능성들;
오프셋 보정 가능성들;
시그널링의 강건성;
간섭에 대한 보호.
동일한 프리앰블은 모든 프레임 타입들에 사용된다. 도 14에 도시된 바와 같이(프리앰블 심볼의 시간 도메인 특성들을 보여주는), 그것은 확장된 가드 인터벌 GI(단편적 길이 57/128)를 가진 정규 8k 심볼로 구성된다. 이러한 GI는 32 k FFT 사이즈, 즉, 57/512을 위한 가장 오랫동안 가능한 가드 인터벌에 맵핑되도록 선택된다. 그러므로 모든 프레임 타입들에 대한 ISI 방지가 보장된다.
표준 대역폭(즉, 6MHz)을 위해, 프리앰블 심볼은 6912개의 서브 캐리어들을 할당하고 페이로드 심볼의 연속 파일럿들과 동일한 위치들에서 45개의 주파수 오프셋 추정 파일럿들을 포함한다. 다른 파일럿들은 예견되지 않는다. 6867개의 페이로드 캐리어들은 L1 시그널링을 위한 BPSK 변조를 이용한다.
프리앰블 심볼은 오버레이드 시간 도메인 파일럿 신호(SigSeq)를 이용한다. 이것은 정확한 프레임 동기화와 채널 임펄스 응답(CIR) 추정을 허용하는 양호한 ACF(자동 상관 함수) 속성들을 요구한다. 수신기에서의 전대역 채널 전달 함수 추정은 그에 따라 CIR로부터 계산된다.
SigSeq는 전력 효율 EWS를 허용하기 위해서 2개의 가능한 일정한 진폭 제로 자동 상관(CAZAC) 시퀀스들 중 하나로 구성된다. CAZAC 시퀀스들은 그들의 대역-제한 스펙트럼 행동뿐만 아니라 시간 및 주파수 도메인에서의 그들의 우수한 상관 속성들 때문에 선택되었다. 가드 인터벌의 고정 사이즈 때문에 프리앰블에 대한 서치는 Ng 샘플들(즉, 가드 인터벌의 샘플들의 수)로 제한될 수 있다.
도 16은 프리앰블의 전송 측 생성을 설명한다. 스크램블러(101) 내의 시그널링 비트들의 스크램블링은 프리앰블 심볼의 PAPR가 많은 유사하게 변조된 OFDM 서브 캐리어들 때문에 지나치지 않을 것이라는 것을 보장한다. 스크램블링된 시그널링 비트들은 그 다음 FEC 및 BPSK 유닛(102)에서 하위 차수의 성상도((D)BPSK 또는 (D)QPSK)로의 맵핑 이전에 낮은 코드 레이트(1/4 또는 1/5)에서 4K LDPC 코드로 FEC 코딩된다. 이후에, SigSeq 생성기(103)에서 생성한 SigSeq 시퀀스는 결합기(예를 들어 가산기)(104)에 추가된다. 상이한 진폭비들이 적용될 수 있다: 각각의 샘플은 제1 스케일링 유닛(105)에서 용어 G에 의해 스케일링되고 상응하는 입력 샘플은 복합 프리앰블 심볼의 전력이 똑같이 유지되어야 하도록 제2 스케일링 유닛(106)에서 (1-G)에 의해 스케일링된다. P = (1-G)/G = 8dB는 최고 가능한 값으로 제안된다.
IFFT 유닛(107)은 파일럿 삽입기(108)에서 파일럿 삽입을 따른다. 이러한 단계에서 삽입된 파일럿들은 채널 추정을 위한 것이 아니다. 이것은 그리고 나서 프리앰블 OFDM 심볼의 주기적 전치 부호인 가드 인터벌 삽입기(109)에 의해 가드 인터벌의 삽입이 이어진다. 가드 인터벌 삽입 후에, Ns = Nu + Ng 복소 샘플들로 구성된 지속기간 Ts = Tu + Tg의 정상 OFDM 시간 도메인 심볼이 형성되었는데, 여기서 Tu는 Nu 샘플들을 갖는 유용한 심볼 주기이고 Tg는 Ng 샘플들을 갖는 가드 인터벌 지속기간이다.
도 16에 도시한 시그너처 시퀀스 생성기(103)의 한 예는 도 36에 더 상세하게 도시된다. 도 36은 도 16에 도시한 결합기(104)에 의해 시그널링 OFDM 심볼의 복소 샘플들에 가산된 복소 시그너처 시퀀스를 생성하도록 배열된다.
도 36에서, 2개의 선형 피드백 시프트 레지스터들은 각각의 경우에 동 위상(300.1 및 300.2) 및 직교 위상(302.1 및 302.2) 성분들을 위한 한 쌍의 의사 랜덤 비트 시퀀스들을 생성하기 위해 사용된다. 각각의 경우에, 의사 랜덤 비트 시퀀스 쌍은 각각 시그너처 시퀀스의 동 위상(300.1 및 300.2) 및 직교 위상(302.1과 302.2) 부분에 대한 골드(Gold) 시퀀스들 생성하기 위해 배타적-OR 회로들(310, 312)을 사용하여 결합된다. 이진-바이폴라 맵퍼 유닛(314, 316)은 그 다음 시그너처 시퀀스의 동 위상(318) 및 직교 위상(허수)(320) 성분들을 위한 샘플을 각각 형성한다. 효과적으로, 도 36에 도시한 배열은 2개의 m-시퀀스들을 XOR함으로써 형성된 골드(Gold) 코드들을 생성한다. m-시퀀스들은 선형 피드백 시프트 레지스터들(300, 302)에 의해 생성된다. 표는 도 36에 도시한 예에 따른 선형 피드백 시프트 레지스터들을 위한 생성 다항식을 도시한다:
도 16에 도시한 바와 같이, 스케일러(105)는 시그너처 시퀀스에 인자 G를 곱하고 스케일러(106)는 시그널링 OFDM 심볼에 인자 1-G를 곱한다. 이와 같이, 시간 도메인 시그널링 OFDM 심볼 신호는 c(n)이고 시그너처 시퀀스 신호가 f(n)이면, 복합 전송된 프리앰블 심볼 s(n)는 
로 주어지고, 여기서 G는 시그너처 시퀀스에 적용된 스케일링이다. 시그너처 신호는 시그널링 OFDM 심볼에 왜곡을 효과적으로 더함으로써 수신기에서의 시그널링 OFDM 심볼의 비트 에러율을 증가시킨다. 또한, 1의 정규화된 전력으로, 복합 심볼은 실제로 시그너처 신호와 시그널링 OFDM 심볼 신호 사이에 전력을 분배한다. G에 대한 높은 값으로, 시그너처 신호는 더 많은 전력을 갖고 그래서 수신기에서의 프레임 동기화(프리앰블의 검출)는 더 낮은 신호 대 잡음비에서 달성되어야 한다. 그러나, (시그너처 신호의 전력을 증가시키기 위해서) 시그널링 OFDM 심볼의 전력을 감소시키는 것은 또한 시그널링 OFDM 심볼의 신호 대 잡음이 떨어짐에 따라 시그널링 정보 자체의 에러 없는 디코딩이 수신기에서 더 어렵게 된다는 것을 의미한다. 그러므로, G의 최적값은 이러한 상충하는 목적들 사이에서의 절충이어야 한다. 이는 또한 시그널링 OFDM 심볼과 시그너처 신호 사이의 전력 비에 비례하는 P = (1-G)/G로 정의될 수 있다. G의 적정 값은 이러한 전력 비 P로 실험함으로써 설정될 수 있다.
제1 검출에서, 시그널링 또는 프리앰블 OFDM 심볼은 튜너(52)에 의해 도입된 임의의 튜닝 주파수 오프셋들의 존재 시에 디코딩되어야 한다. 이것은 시그널링 데이터가 임의의 주파수 오프셋들의 효과들을 감소시키는 방식으로 프리앰블 OFDM 심볼로 변조되어야 하고 또는 리소스들이 주파수 오프셋이 추정된 다음 프리앰블 디코딩 이전에 제거되게 하기 위해 프리앰블 심볼 내로 삽입된다는 것을 의미한다. 한 예에서 전송 프레임은 오직 프레임당 하나의 프리앰블 OFDM 심볼을 포함할 수 있어서 제1 옵션은 달성하기가 어렵다. 제2 옵션을 위해, 추가적 리소스들은 이들이 주파수 오프셋 및 공통 위상 에러를 추정하는데 사용될 수 있도록 OFDM 내로 삽입된, 주파수 도메인 파일럿 서브 캐리어들의 형태일 수 있다. 주파수 오프셋들은 그 다음 심볼이 등화되고 디코딩되기 전에 제거된다. 데이터 페이로드를 실은 OFDM 심볼들 내로의 파일럿들의 삽입과 유사한 방식으로, 본 기술의 실시 형태들은 시그널링(프리앰블) OFDM 심볼 파일럿 서브 캐리어들 내에 제공하도록 배열될 수 있는데, 이는 다중 경로 전파가 전체 프리앰블 OFDM 심볼에 걸쳐 파일럿들의 정규 널(null)들을 야기할 수 있을 때 프리앰블 서브 캐리어보다 더 큰 주파수 오프셋의 추정을 허용할 수 있다. 따라서, 180개의 파일럿 서브 캐리어들은 선험적으로 정의된 위치들에 8K 심볼을 가로질러 제공될 수 있다. 서브-FFT 빈 주파수 오프셋은 프리앰블 OFDM 심볼 자체의 검출을 통해 추정된다. 따라서 본 기술의 실시 형태들은 파일럿 심볼들을 전달하는 서브 캐리어들의 수가 프리앰블 OFDM 심볼이 전송된 채널 임펄스 응답을 추정하기 위해 요구될 수보다 적지만, 전송된 OFDM 심볼의 대강의 주파수 오프셋을 추정하기에 충분한 프리앰블 OFDM 심볼을 제공할 수 있다.
전술한 바와 같이 프리앰블은 시그너처 시퀀스와 시그널링 데이터를 전달하는 OFDM 심볼을 결합함으로써 형성된다. 시그널링 데이터를 디코딩하기 위해서, 수신기는 먼저 프리앰블 OFDM 심볼을 검출하고 캡처하여야 한다. 한 예에서 시그너처 시퀀스는 알려진 시그너처 시퀀스의 복소 샘플들의 공액에 매칭되는 임펄스 응답을 갖는 매칭 필터를 사용하여 검출될 수 있다. 그러나 수신된 신호에서의 임의의 주파수 오프셋은 매칭 필터의 출력을 변조하고 매칭 필터를 사용하여 시그너처 시퀀스의 정확한 검출을 방지하는 효과를 갖는다. 주파수 오프셋의 존재 시에 프리앰블을 검출하고 프리앰블에 의해 제공된 시그널링 정보를 복구하기 위한 예시적 수신기가 도 37a에 도시된다. 도 37a에서, 안테나로부터 수신된 신호는 종래의 구성을 사용하여 기저 대역 신호로 변환되고, 입력(420)으로부터 각각 복소수 승산기(422)와 주파수 동기화기(424)에 공급된다. 주파수 동기화기(424)는 수신된 신호 r(x)에서의 주파수 오프셋을 검출하고 다수의 서브 캐리어들에 대한 오프셋의 측정을 발진기(426)에 공급하는 역할을 한다. 발진기(426)는 오프셋의 반전을 수신된 신호 r(x)에 도입하는 역할을 하는 승산기(422)의 제2 입력에 공급되는 복소 주파수 신호를 생성한다. 따라서 승산기(422)는 프리앰블 검출 및 디코딩 유닛(430)이 프리앰블 OFDM 심볼을 검출하고 출력 채널(432) 상에 출력되는 프리앰블에 의해 전달된 시그널링 데이터를 복구할 수 있도록 수신 신호 r(x)를 발진기(426)로부터의 출력으로 승산함으로써 수신 신호에서의 주파수 오프셋을 보상하거나 실질적으로 반전시킨다.
도 37b는 도 37a에 도시된 수신기의 부분을 형성하는 주파수 동기화기(424)의 예시적 구현을 제공한다. 도 37b에서, 수신 신호는 입력(420)으로부터, OFDM 심볼 샘플들의 유용한 부분 Nu의 시작의 표시를 제공하는 신호를 제1 출력(434)에서 생성하는 프리앰블 가드 인터벌 상관기(432)에 공급된다. 제2 출력(436)은 OFDM 심볼의 샘플들을 푸리에 변환 프로세서(438)에 공급하지만, 유용한 부분 Nu에서의 샘플의 수만큼 지연된다. 프리앰블 가드 인터벌 상관기(432)로부터의 제1 출력(434)은 가드 인터벌의 위치를 검출하고, OFDM 심볼의 유용한 부분 Nu의 시간 도메인 샘플들을 주파수 도메인으로 변환하기 위해 FFT(438)를 트리거시키는 트리거 신호를 채널(442)를 통하여 임계값 검출기(440)로부터 FFT(438)로 제공하는 역할을 한다. 푸리에 변환 프로세서(438)의 출력은 연속 파일럿(CP) 매칭 필터 유닛(444)에 공급되는데, 이는 주파수 도메인에서 CP 매칭 필터의 임펄스 응답을 설정하는데 사용되는 수신기에서 복제본들에 대하여 수신된 OFDM 심볼 내의 파일럿 신호들을 상관시킨다. 그러므로 매칭 필터(444)는 재생성된 파일럿들을 수신된 OFDM 심볼과 상관시키고 상관의 결과를 검출 임계값 유닛(446)에의 입력에 공급한다. 검출 임계값 유닛(446)은 수신된 신호에서의 오프셋을 정정하기 위해 발진기(426)에 공급되는 주파수 오프셋을 효과적으로 제공하는 채널(448) 상의 FFT 빈들의 수의 관점에서 수신 신호에서의 오프셋을 검출한다.
도 37c는 프리앰블 가드 인터벌 상관기(432)의 구현의 예를 제공하고 가드 인터벌을 검출하기 위한 종래의 구성에 대응한다. 검출은 상호 상관 출력들이 연속적인 Ng 샘플 구간들에 걸쳐 축적된 Nu 샘플들의 지연 후에 수신된 OFDM 심볼의 샘플들을 그들 자신들과 상호 상관시킴으로써 수행된다. 따라서, 수신된 신호는 입력(420)으로부터 승산기(450) 및 수신된 신호로 승산기(450)에 의해 승산하기 위한 복소 공액기(454)에 출력을 공급하는 지연 유닛(452)에 공급된다. 지연 유닛(456)은 가드 인터벌 내의 샘플들의 수 Ng 만큼 샘플들을 지연시키고 싱글 지연 유닛(458)은 가산기(460)의 출력을 지연시킨다. 가산기(460)는 가산기(460)에 이후 공급되는 유용한 샘플들 Nu에 대응하는 지연된 샘플들의 공액으로 수신 신호를 승산한 결과들을 승산기(450)로부터 수신한다. 가산기(460)와 함께, 지연 블록들(456 및 458)은 그 효과가 Ng 샘플들에 대해서 상호-상관기의 연속 출력을 누산하기 위한 것인 차수 Ng의 이동 평균 필터를 구현한다. 따라서 포인트(434)에서 가드 인터벌 주기를 검출함으로써 OFDM 심볼의 유용한 부분의 검출의 표시가 제공된다. 출력(436)은 가드 인터벌이 제1 출력(434)에 의해 검출된 후 푸리에 변환을 트리거하기 위해서 FFT에 공급되는 지연된 수신 신호 샘플들을 제공한다.
도 37d는 주파수 동기화기(424)의 구현의 또 다른 예를 제공하고 시그너처 시퀀스 매칭 필터(462)의 사용에 의한 프리앰블 심볼의 제1 검출에 대응한다. 그러나 첫째로, 차동 엔코더 블록(461)은 수신된 신호에 존재하는 임의의 주파수 오프셋만큼 매칭 필터 출력의 변조를 감소시키기 위해서 수신 신호를 변경하는데 사용된다. 차동 인코더(461)는 수신된 신호 및 주파수 도메인 시그너처 시퀀스 생성기(504)의 출력의 역 푸리에 변환(506)에 의해 생성된 시간 도메인 시그너처 시퀀스 둘 다에 적용된다. 도 40a에서 나중에 설명될 시그너처 시퀀스 매칭 필터(462)는 그 탭들이 시간 도메인 시그너처 시퀀스의 계수들로 설정되는 유한 임펄스 응답 필터이다.
그러므로 도 37d에 도시된 회로는 시그너처 시퀀스 생성기(504)가 시그너처 시퀀스를 재생성하고, 역 푸리에 변환기(506)가 시그너처 시퀀스를 시간 도메인으로 변환하고, 차동 인코더(461)가 무선 신호에서 주파수 오프셋의 변조 효과를 감소시키기 위해 수신 신호의 차동 연속 샘플들을 비교하고, 대응하여 시그너처 시퀀스의 시간 도메인 버전의 차동 연속 샘플들을 비교하는 주파수 동기화기(424)의 예를 형성한다. 이미 설명된 바와 같이, 매칭 필터(462)는 차동 인코딩된 시그너처 시퀀스에 대응하는 임펄스 응답을 갖고 차동 인코더(461)로부터 수신 신호를 수신하고 출력에서 대강의 주파수 오프셋의 추정치를 생성하기 위해 차동 인코딩된 수신 신호를 필터링한다.
도 37b에서 출력 채널(434)에 대응하여, 도 37d의 출력 채널(463)은 FFT(438)를 위한 트리거를 생성하기 위해 임계값 블록(440)에 공급되는 신호를 생성하고; 도 37b의 출력 채널(436)은 도 37d의 출력 채널(464)에 대응한다. 이러한 채널은 제때에 임계값 블록(440)에 의해 관통 채널(442)에 의해 트리거되는 FFT 블록(438)에 프리앰블 OFDM 심볼 샘플들을 전달한다. 도 37e는 차동 인코딩 블록(461)의 예를 제공한다. 수신된 샘플들 r(n)은 단위 지연 소자(465)와 또한 공액 블록(466)에 들어간다. 지연 소자(465)는 각각의 샘플을 하나의 샘플 기간 동안 지연시키고 공액 소자(466)는 그것의 출력에서 각각의 입력 샘플을 그것의 공액으로 변경하고 그 효과는 입력 [ri(n) + jrq(n)]을 출력 [ri(n) - jrq(n)]으로 변환시키는 것이다. 이러한 공액된 샘플은 이후 가산기(467)에 의해 지연 소자(465)의 출력으로부터 감산된다. 입력 신호 [ri(n) + jrq(n)]과 출력 [yi(n) + jyq(n)] n=0,1,2..., 에 대해, 차동 인코더(461)는 다음 수학식을 구현시키도록 동작한다:
[yi(n) + jyq(n)] = [ri(n-1) - ri(n)] + j[rq(n-1) + rq(n)]
따라서, 프리앰블 검출 및 디코딩이 프리앰블 검출 및 디코딩 유닛(430)에 의해 수행되기 전에 수신 신호에서의 주파수 오프셋은 도 37a와 37b와 37c, 또는 37d와 37e에 도시된 구성들에 의해 추정되고 정정된다.
도 37a에 도시된 수신기의 예에 대해 전술한 바와 같이, 프리앰블 검출기 및 디코더(430)는 프리앰블 심볼을 검출하고 프리앰블 심볼로부터 시그널링 데이터를 복구하도록 구성된다. 결국, 프리앰블 검출기 및 디코더(430)는 시그너처 시퀀스를 검출함으로써 프리앰블을 검출하고, 이후 프리앰블로부터 시그널링 데이터를 복구하기 전에 시그너처 시퀀스를 제거한다. 프리앰블 검출기 및 디코더(430)의 예시적 실시 형태들은 도 17, 38 및 39에 도시된다.
본 기술의 실시 형태들은 주파수 도메인에서 또는 시간 도메인에서 시그너처 시퀀스를 검출하고 시그너처 시퀀스를 제거하는 수신기를 제공할 수 있다. 도 17은 시그너처 시퀀스가 주파수 도메인에서 제거되는 제1 예를 제공한다. 도 17에 도시한 예시적 수신기를 참조하면, 수신된 기저 대역 신호는 수신 채널(428)로부터 매칭 필터(502)와 복조기(550)에 공급된다. 매칭 필터(502)는 전송기에서의 시그너처 시퀀스 생성기(103)와 동일한 시그너처 시퀀스 생성기(504)가 시그너처 시퀀스의 복사를 재생성한 후에 시간 도메인에서 시그너처 시퀀스를 수신한다. 매칭 필터(502)는 시간 도메인 시그너처에 매칭되는 임펄스 응답을 갖도록 구성된다. 이와 같이, 이것은 수신 채널(428)로부터 공급된 수신 신호와 시간 도메인 시그너처 시퀀스를 상관시키고 상관 출력 결과는 상관 과정의 출력이 미리 결정된 임계값을 초과할 때 프리앰블 OFDM 심볼의 존재를 검출하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 프리앰블 OFDM 심볼의 시그너처 시퀀스의 존재의 결과로서, 수신 신호가 통과한 채널의 임펄스 응답은 또한 채널 임펄스 응답 추정기(508)에 의해 매칭 필터의 상관 출력으로부터 추정될 수 있다. 그러므로 수신기는 전통적인 분산된 파일럿들에 의지하지 않고 시그너처 시퀀스를 사용하여 채널 임펄스 응답을 추정하기 위한 구성을 포함할 수 있다.
시그너처 시퀀스의 존재를 검출하고 채널 임펄스 응답을 추정하면, 채널 임펄스 응답의 효과는 복조기(550) 내의 수신된 신호로부터 제거될 수 있다. 따라서 고속 푸리에 변환기(518)는 채널 임펄스 응답 추정치를 주파수 도메인 채널 전달 함수로 변환하고, 채널 변환 함수를 복조기(550) 내의 등화기(516)에 공급한다.
도 17에 도시한 수신기에서 복조기(550)는 에러 정정 코드로 인코딩된 기저 대역 형태로 시그널링 데이터를 복구하도록 구성된다. 그러므로 복조기(550)는 이후 도 16에 도시한 스크램블링 유닛(101)에 대응하지만 스크램블링의 반전을 수행하는 디스크램블링 유닛(522)에 의해 디스크램블링되기 전에 순방향 에러 정정 디코더(520)를 사용하여 디코딩된, 시그널링(프리앰블) OFDM 심볼로부터 시그널링 데이터를 복구한다.
복조기(550)는 시그널링 OFDM 심볼들로부터 가드 인터벌을 제거하는 가드 인터벌 제거기(512), 및 시간 도메인 샘플들을 주파수 도메인으로 변환시키는 FFT 유닛(514)을 포함한다. 등화기(516)는 이미 설명된 바와 같이 FFT 유닛(518)에 의해 채널 전달 함수를 형성하기 위해 주파수 도메인으로 변환된 채널 임펄스 응답의 효과들을 제거한다. 주파수 도메인에서, 등화기(516)는 OFDM 서브 캐리어를 전달하는 각각의 시그널링 데이터를, 변조 심볼들로부터 가능한 한 전송 채널의 효과를 제거하기 위해 그것의 대응하는 채널 전달 계수로 나눈다.
시그너처 시퀀스 제거기는 이것이 스케일링 유닛(521)에 의해 전술한 바와 같이, 스케일링 인자 G로 스케일링된 후에 시그너처 시퀀스 생성기(504)에 의해 생성된 주파수 도메인에서 시그너처 시퀀스를 수신하는 가산기 유닛(519)에 의해 형성된다. 따라서 시그너처 시퀀스 제거기(519)는 제1 입력에서는 등화된 프리앰블 OFDM 심볼 그리고 제2 입력에서는 주파수 도메인에서 스케일링된 시그너처 시퀀스를 수신하고 프리앰블 OFDM 심볼의 데이터를 실은 서브 캐리어들에 의해 전달된 변조 심볼들의 추정치들을 출력에서 형성하기 위해 하나를 다른 것으로부터 뺀다.
에러 정정 인코딩된 프리앰블 시그널링 데이터를 나타내는 변조 심볼들은 이후 복조기 및 FEC 디코더(520)에 의해 복조되고 에러 정정 디코딩되어, 이후 출력(524)으로서 L1 시그널링 데이터 비트들을 형성하기 위해 디스크램블링 유닛(522)에 의해 디스크램블링되는 L1 시그널링 데이터의 스크램블링된 비트들을 출력에서 형성한다.
시그너처 시퀀스를 제거하기 위해 시간 도메인에서 작동하는 프리앰블 검출기 및 디코더(430)의 추가적 예는 도 38 및 39에 도시된다. 도 38은 도 17에 도시한 예에 대응하는 프리앰블 검출기 및 디코더(430)의 예를 제공하고 그래서 도 38에 도시한 예의 동작에 대해 다른 점들만이 설명될 것이다. 도 38에서 도 17의 예에서와 같이 기저 대역 수신 신호는 시그너처 시퀀스 매칭 필터(502)에 및 복조기(550)에 공급된다. 도 17에 도시한 예에서와 같이, 시그너처 시퀀스 매칭 필터는 시간 도메인 시그너처 시퀀스에 매칭된 임펄스 응답과 수신 신호를 상호 상관시킨다. 시그너처 시퀀스는 시그너처 시퀀스 생성기(504)를 사용하여 주파수 도메인에서 시그너처 시퀀스를 재생성하고 역 푸리에 변환 프로세서(506)를 사용하여 시그너처 시퀀스를 시간 도메인으로 변환함으로써 시간 도메인 형태로 수신된다. 도 17에 도시한 예에서와 같이 채널 임펄스 응답 추정기(508)는 시그너처 시퀀스 매칭 필터(502)의 출력으로부터 채널 임펄스 응답을 검출하고 이것을 FFT 유닛(518)을 사용하여 주파수 도메인 채널 전달 함수로 형성하여, 주파수 도메인 채널 추정치를 복조기(550) 내의 등화기(516)에 공급한다.
도 38에 도시한 예의 지금까지의 동작은 도 17에 도시한 것에 대응한다. 도 38에 도시된 바와 같이 복조기(550)는 가드 제거기(512) 전에 시그너처 시퀀스 제거기(559)를 포함한다. 역 푸리에 변환 유닛(560)으로부터 공급된 시간 도메인 시그너처 시퀀스는 미리 결정된 인자 G로 스케일링 유닛(521)에 의해 스케일링된다. 스케일링된 시간 도메인 시그너처 시퀀스는 이후 수신 기저 대역 신호로부터 시간 도메인에서의 시그너처 시퀀스를 제거하는 시그너처 시퀀스 제거기(559)에 공급된다. 그 후에 가드 제거기(512), FFT 유닛(514) 및 등화기(516)는 도 17에 도시한 소자들에 대응하는 방식으로 작동한다.
도 38에 도시한 시그너처 시퀀스 제거기(559)는 도 39에 더 상세히 도시된다. 도 39에서 시그너처 시퀀스 제거기(559)는 가드 인터벌 삽입기(561), 결합기 유닛(560) 및 FIR 필터(562)를 포함한다. 시간 도메인 기저 대역 수신 신호는 결합기 유닛(560)의 한 입력에서 입력 채널(428) 상에 수신된다. 제2 입력(564)은 전송기에서 가드 인터벌 삽입기(561)와 동일한 방식으로 시그너처 시퀀스에 주기적 전치 부호를 많이 첨가하는 가드 인터벌 삽입기(561)에 공급되는, 시그너처 시퀀스의 스케일링된 시간 도메인 버전을 수신한다. 가드 인터벌 삽입기의 출력은 채널 임펄스 응답 추출 블록(508)에서 생성된 채널 임펄스 응답의 추정치를 제2 입력(566)에서 수신하는 FIR 필터(562)에 공급한다. 그러므로 FIR 필터(562)는 이후 시그너처 시퀀스의 효과를 수신된 신호로부터 제거하기 위해 수신 기저 대역 신호로부터 결합기(560)에 의해 감산된 시간 도메인에서의 시그너처 시퀀스로 채널 임펄스 응답 추정치를 컨볼브한다. 도 40b는 이 시그너처 시퀀스 제거의 더 상세한 예시적 구현과 FIR 필터(562)가 어떻게 구성되는 지를 도시한다.
알 수 있는 바와 같이 복조기 및 FEC 디코더(520)와 스크램블러(522)의 동작은 도 17과 관련하여 설명한 것과 동일한 기능들을 수행한다.
따라서, 수신기 측에서, 프레임 동기화(프리앰블 심볼 검출)는 제1 단계에서 행해진다. 매칭 필터는 CAZAC 시그너처 시퀀스(T-SigSeq) 검출의 시간-도메인 버전을 위해 형성되고, 매칭 필터 출력으로부터 CIR를 유도하는 것을 허용한다. SigSeq를 프리앰블에서 제거하기 위해 두가지 가능한 방식들이 있다:
시간 도메인 제거: 시간 도메인에서의 제거를 위해 채널을 통과하는 T-SigSeq의 효과를 합성하기 위해 CIR를 이용한다;
주파수 도메인 제거: 주파수 도메인에서의 등화 이후 F-SigSeq를 제거한다.
상기에 명시된 바와 같이 매칭 필터(502)는 시그너처 시퀀스와의 수신 신호의 상관을 나타내는 출력 신호를 생성한다. 시그너처 시퀀스 매칭 필터(502)의 예를 보여주는 블록도가 도 40a에 도시된다. 이는 지연 저장 유닛(600)에 저장된 데이터의 각각의 샘플들 각각을, 시그너처 시퀀스 P(n)의 대응하지만 공액된 성분으로 스케일링하는 스케일링 유닛들(602)에 접속된 Ns개의 지연 소자들(600)의 시퀀스를 도시한다. 각각의 스케일링 유닛들(602)로부터의 출력은 이후 출력(606)에서 시그너처 시퀀스와의 수신 신호 샘플들 r(n)의 상관을 나타내는 출력 신호를 형성하는 가산 유닛(604)에 공급된다. 매칭 필터는 다음의 수학식을 구현한다:
필터 탭들 P(i)가 (±1±j1)의 형태일 때, 각각의 탭에서의 승산기는 단순히 각각의 동 위상 및 직교 위상 성분들을 위한 가산 및 감산 회로들에 의해 행해질 수 있다. 시그너처 시퀀스가 CAZAC 시퀀스일 때, P(i)의 직교 위상 성분들은 바이폴라가 아니다. 스케일링 유닛들(602)은 (±1±j1)의 형태를 갖기 위해 대신에 각각의 직교 위상 성분의 부호를 사용할 수 있다.
주파수 도메인에서의 프리앰블을 등화하기 위해서, SigSeq 매칭 필터에서 검색된 CIR는 FFT 처리에 의해 채널 전송 응답(CTF)으로 변환된다. 상술한 바와 같이, 도 17은 수신기 처리, 특히 프리앰블 심볼의 생성(주파수 도메인 방식)의 예시적 구현을 도시한다. L1 블록들은 페이로드 데이터를 디코딩하기 위해 모든 계층 1 시그널링을 포함한다. 이러한 L1 블록들은 5.71MHz마다 주기적으로 반복된다. 따라서, CM의 튜너 위치가 L1 블록 구조와 일치하지 않으면, CM은 2개의 블록들의 데이터를 분류함으로써 데이터를 계속 획득할 수 있다. 도 18은 원리, 즉 임의의 튜닝 위치로부터 CM 측의 L1 블록의 검색을 도시한다.
그 결과, L1 블록 내의 완전한 시그널링은 튜너 대역폭이 5.71MHz 또는 그 이상인 한 어떠한 튜닝 위치에서도 이용할 수 있다. 프리앰블 심볼은 또한 주파수 방향으로 스크램블되어, 주기적으로 반복된 L1 블록들의 임의의 부정적 영향을 방지한다. L1 블록들의 스크램블링은 '절대값 OFDM'으로 불리우고 임의의 ATSC3.0 신호의 주파수 특정 인식을 허용하는 전체 HFC 주파수 범위를 가로질러 유일한 프리앰블 풋 프린트의 결과를 야기한다. 프리앰블 신호가 가상적으로 모든 주파수들에 대해 정의될지라도, 프리앰블뿐만 아니라 L1 블록들이 일반적으로 단지 전송되는데, 여기에서 실제 ATSC3.0 신호 또한 전송된다.
중첩된 SigSeq 시퀀스는 L1 블록들에 정렬되고, 즉, 서브 캐리어들로 변조된 CAZAC 시퀀스는 5.71MHz마다 반복된다. 이러한 특징은 5.71MHz의 최소 대역폭을 초과하는 임의의 대역폭을 지원하는 것을 허용한다(도 17 참조).
채널 임펄스 응답의 추정치를 형성하면, 수신된 신호에서 시그너처 시퀀스에 의해 기여된 것에 대응하는 수신된 신호의 성분은 채널 임펄스 응답의 지연과 진폭 프로필을 반영하기 위해 필터 탭들 hn으로 구성된, 시그너처 시퀀스 제거기(559)를 통하여 수신 신호 r(i)를 통과시킴으로써 생성될 수 있다. 이것은 프리앰블 심볼의 길이 Ns = Nu + Ng의 시그너처 시퀀스의 적절한 스케일링, 시프팅 및 가산에 의해 달성될 수 있다. 필터의 예는 도 40b에 도시된다.
도 40b에 도시된 바와 같이, 시그너처 시퀀스 제거기(559)는 Ns-1개의 지연 소자들(652.1, 652.2 내지 652.Ns-1)로 구성된 지연 라인으로 이루어진 유한 임펄스 응답(FIR) 필터(562)를 포함한다. 이들 지연 소자들의 출력은, 그 이득 스테이지들의 각각이 그들의 출력을 가산기(653)에 공급하는 대응하는 이득 항들(651.1, 651.2 내지 651.Ns-1)에 접속된다. 필터의 입력(654)은 지연 소자(652.1)의 입력 및 이득 항(651.0)의 입력 둘 다에 접속된다. FIR 필터(650)의 출력(656)은 그 다른 입력(657)이 수신 프리앰블 신호 샘플들 r(i)를 수신하는 가산기(560)의 입력에 접속된다. 작동 중에, FIR 필터의 이득 스테이지들은 채널 임펄스 응답 추정기(506)에 의해 유도된 채널 임펄스 응답의 샘플들의 음의 값들로 설정된다. FIR(650)은 채널 임펄스 응답 추정치에 의한 시그너처 시퀀스의 컨벌루션을 나타내는 신호를 출력(656)에서 생성하고, 이 채널 임펄스 응답 추정치는 시그널링 OFDM 심볼에 부과된 시그너처 시퀀스에 대한 채널의 효과의 추정치를 효과적으로 제공한다. 가산기(560)는 이후 출력(660)을 형성하기 위해 시그너처 시퀀스의 효과를 수신 신호로부터 제거하기 위해 입력(657)으로부터의 수신 신호로부터 FIR(656)의 출력 신호를 감산한다. 그러므로 (채널 임펄스 응답에 의해 설명된 채널을 통과하는 시그너처 시퀀스의) 결과는 (매칭 필터의 출력의) 제1 시그니피컨트 임펄스가 발생한 포인트에 매칭되는 지연으로 시그너처 시퀀스 제거기(510)에 의해 수신 신호로부터 감산된다. 이러한 과정은 매칭 필터(502)가 감산의 결과들, 채널 임펄스 응답 추정기(508)에 의해 재추정된 채널 임펄스 응답 및 시그너처 시퀀스 제거기(559)에 의해 다시 추출되는 시그너처 시퀀스에 대한 그것의 효과로 재실행될 수 있다는 점에서 반복될 수 있다. 그 결과, 수신된 신호에 대한 시그너처 시퀀스의 효과의 더 정확한 추정치가 수신된 신호로부터 추정되고 감산될 수 있다. 모든 반복들로부터의 채널 임펄스 응답들은 채널 전달 함수(CTF)가 프리앰블 심볼 등화에 대해 유도된 채널 임펄스 응답의 향상된 추정치를 제공하기 위해 이후 합산되고 정규화될 수 있다.
도 41은 도 37a의 주파수 동기화기(424)의 부분을 형성할 수 있는, 수신된 시그널링 OFDM 심볼에서 대강의 주파수 오프셋을 검출하기 위해 사용된 프리앰블 파일럿 매칭 필터(444)의 더 상세한 개략 블록도를 제공한다. 전술한 바와 같이, 시그널링 OFDM 심볼에 도입된 파일럿들의 수는 채널을 추정하기 위하여 요구되는 수보다 적다. 그러므로 파일럿 심볼들의 수는 대강의 주파수 오프셋을 추정하도록 설정된다. 도 41에 도시한 블록도는 대강의 주파수 제거기(513)의 예시적 표현을 제공하고 수신된 프리앰블 신호(701)의 3가지 버전들로 도시된다.
도 41에 도시된 바와 같이 지연 소자들(700)의 시퀀스는 상관 출력(706)을 형성하기 위해 승산기들(702)에 의해 공지의 파일럿 신호값들 P(n)로 승산되고 합산 유닛(704)에 의해 합산된 신호의 이산적 샘플들로 공급하는데 사용된다. 펄스 검출기 또는 피크 검출기(708)는 수신기에서 파일럿 신호들과 함께 수신 신호의 상대적 오프셋 사이의 일치가 있을 때 피크를 나타내는 출력 신호를 채널(710) 상에 이후 생성하는 도 37b에서 446으로 나타내진 것과 동일하다. 각각의 수신된 신호(701)의 음영 원들은 프리앰블 파일럿들을 나타내는 서브 캐리어 셀들을 도시하지만 비음영 셀들은 비-파일럿 서브 캐리어 셀들을 도시한다. 모든 서브 캐리어 셀들은 우측으로부터 좌측으로 트랜스버설 필터 내로 시프트된다. 파라미터 MaxOff는 설계자가 예상할 수 있는 서브 캐리어 스페이싱 Ω의 단위들로 주파수 오프셋의 최대값을 나타내는 설계 파라미터이다. 펄스 검출기의 출력은 단지 시프트들(0.5(Na+Nu)-MaxOff)과 (0.5(Na+Nu) + MaxOff) 사이에서 유효하고 여기서 Na는 프리앰블 OFDM 심볼에 사용된 (Nu의 전체 중에서) 서브 캐리어들의 수이다. 시프트가 - MaxOff로부터 + MaxOff까지 넘버링되면, 펄스 검출기 출력은 관측된 주파수 오프셋에 대응하는 시프트에 대하여 하이(high)로 될 것이다.
일단 Ω이 검출되면, 이러한 대강의 주파수는 서브 캐리어들을 -Ω 즉, 주파수 오프셋 역방향으로 시프팅함으로써 제거된다. 이것은 또한 도 37a의 발진기(426)에 의해 생성된 적절한 위상의 정현파를 갖는 변조에 의해 프리앰블 검출 매칭 필터 또는 가드 인터벌 상관(432)으로부터 추정된 미세한 주파수 오프셋과 공통으로 FFT 이전에 제거될 수 있다. 2개의 주파수 오프셋들은 프레임 내의 OFDM 심볼들의 나머지를 위한 캐리어 정정 루프를 시작하는데 사용될 수 있다.
수신된 샘플들과 대강의 주파수 오프셋으로부터의 시그너처 시퀀스 제거가 조절된 후에, OFDM 등화는 수신된 시퀀스의 FFT로 시작할 수 있다. FFT 윈도는 채널 임펄스 응답 추정치에서 제1 임펄스의 상대적 지연에 대응하는 FFT 유닛(514)에서의 트리거 위치로부터 시작한다. 채널 임펄스 응답 추정치 지속기간이 프리앰블 GID보다 더 길면, 트리거 위치는 그것이 채널 임펄스 응답 추정치의 에너지의 최대치가 떨어지는 Ng(Ng는 프리앰블 심볼의 가드 인터벌에서 시간 도메인 샘플들의 수이다) 긴 윈도의 초기에 시작하는 것을 보장하도록 변경된다. Nu 포인트 FFT는 채널의 효과가 중첩되는 주파수 도메인에서 프리앰블 OFDM 심볼을 생성한다. 등화 및 디코딩 이전에, 임의의 주파수 오프셋들은 도 37a, 37b, 37c를 참조하여 전술한 바와 같이 주파수 오프셋 제거기에 의해 계산되고 제거되어야 한다. 이러한 추정은 전체 심볼이 우측 또는 좌측으로 얼마나 멀리 주파수 시프트되는지를 결정하기 위해 공지의 프리앰블 파일럿들과의 상관을 이용한다. 프리앰블 OFDM 심볼의 등화는 채널 전달 함수(CTF)를 요구한다. 이것은 FFT 유닛(518)에 의해 채널 임펄스 응답 추정치에 대해 Nu 포인트 FFT를 실행함으로써 유도된다. 이것은 서브 캐리어 원-탭 등화에 의한 서브 캐리어가 발생할 수 있게 하는 프리앰블 OFDM 심볼에서 모든 서브 캐리어들을 위한 채널 전달 함수를 제공한다. 마지막으로, 등화된 데이터 서브 캐리어들은 추출되고(파일럿 서브 캐리어들이 폐기되고) 디맵핑되고, 순방향 에러 정정(FEC) 디코딩되어 시그널링을 제공한다.
프레임 빌더(18)에 의해 이용된 제안된 프레이밍 개념이 지금 설명될 것이다. 제안된 프레이밍 개념은 상이한 프레임 타입들을 시간 다중화 방식으로 혼합하는 것을 허용한다. 이것은 모바일 TV용 프레임들뿐만 아니라 싱글 RF 채널 고정 TV 프레임들 내에 삽입되게 할 수 있다. 또한, 컨테이너는 DVB-T2에서와 같이 FEF(미래 확장 프레임)으로 불리우는 미래 프레임 타입들을 통합하는 것으로 예견된다. 기본 원리는 상이한 프레임 타입들의 혼합을 허용하는 프레이밍 개념을 보여주는 도 19에 도시된다.
고정된 수신 프레임들에 대한 한가지 중요한 요건은 다음과 같은 특징들을 사용하여 보장될 수 있는 스펙트럼 효율이다:
- 고차 변조 예를 들어 256QAM;
- 상대적으로 양호한 채널 조건으로 인한 높은 코드 레이트들(> ½);
- 32K와 같은 높은 FFT 사이즈 - 이것은 가드 인터벌 단편 때문에 용량 손실을 감소시킨다;
- 저밀도 분산 파일럿 패턴들.
높은 FFT 사이즈, 예를 들어, 도플러 때문에 그와 같은 프레임들을 모바일 수신에 부적절하게 만든다. 한편, 이동 수신 프레임들에 대한 주요 요건은 높은 비율의 서비스 유용성을 보장하기 위해서 강건할 수 있었다. 이것은 다음과 같은 특징들을 채택함으로써 보장될 수 있다:
- 하위 변조 예를 들어 QPSK;
- 낮은 코드 레이트들(<= 1/2);
- 낮은 FFT 사이즈(<= 8K);
- 고밀도 분산 파일럿 패턴.
낮은 FFT 사이즈는 도플러에 대한 더 넓은 서브 캐리어 스페이싱과 더 많은 복원성을 의미한다. 고밀도 파일럿 패턴은 빠른 채널 변화의 존재 시에 채널 추정을 용이하게 한다.
모든 프레임은 프리앰블 심볼과 수 많은 다음의 페이로드 심볼들을 포함한다. 스펙트럼 효율을 증가시키기 위해서 짧은 프레임들이 방지되어야 한다. 프레임의 최소 길이는 그러므로 시간 방향으로 분산 파일럿 반복율의 4배 미만이어서는 안된다(즉, 4*Dy). 다른 한편, 프레임 사이즈는 합리적 낮은 재핑(zapping) 시간과 빠른 EWS 검출을 제공하기에 너무 길지 않아야 한다. 예를 들어, 100msec은 싱글 프레임을 위한 합리적 상한일 수 있다. 물론 싱글 프레임 타입(예를 들어 고정 또는 이동가능)을 이용하는 것이 가능하다. 그 경우 동일한 타입의 프레임들이 연접된다; 예들은 시스템 전송 예들이 싱글 프레임 타입들로 구성된다는 것을 보여주는 도 20에 도시된다.
제안된 시스템은 또한 상이한 채널 대역폭들을 기본적 표준 대역폭(예를 들어 6MHz)의 배수로 지원한다. 도 21은 6MHz를 넘어서 광대역 전송들을 도시한다. 지금까지 싱글 RF 채널에 맞지 않은 4k2k 서비스들(또는 심지어 8k2k 서비스들)과 같은 다가올 향상된 서비스들에 요구된 데이터 레이트들이 수용될 수 있다. 또한 더 광범위한 채널 대역폭 내에서의 향상된 통계적 다중화는, 특히 서비스당 증가하고 있는 비트 레이트들로 예상된다. 탄력적 채널 대역폭은 각각의 프레임의 초기에 위치한 프리앰블의 특별한 특성들 때문에 가능하게 된다(상술한 바와 같이).
각각의 프레임에서 프리앰블 심볼에는 다수의 페이로드 심볼들이 따른다. 모든 페이로드 심볼은 아래 설명된 위치들에서 페이로드 셀들과 파일럿들(분산 및 연속적인)의 혼합을 포함한다. 유일한 예외들은 또한 다음에서 설명된 것처럼 프레임 시작과 프레임 종료 심볼들이다.
프리앰블 심볼로부터 독립적인 적절한 채널 추정을 허용하기 위해서, 프레임의 첫번째와 마지막 심볼들(프레임 시작과 프레임 종료 심볼들)은 Dx의 밀도를 가진 여분 파일럿들을 포함할 것이다. 도 22는 SISO(싱글 입력 싱글 출력)을 위한 Dx의 상이한 값들에 대한 파일럿 할당을 도시한다.
파일럿 삽입 유닛(19)에 의해 삽입된 파일럿 패턴이 지금 설명될 것이다. 첫째로, 분산 파일럿 패턴이 설명된다. 분산 파일럿들은 시간과 주파수 방향들 양쪽으로 일정한 간격으로 신호에 삽입된다. 다음과 같은 표는 SISO를 위한 제안된 파일럿 패턴들을 요약한다. Dx는 분산된 파일럿-베어링 캐리어 스페이싱을 표시하고, Dy는 시간 방향의 패턴 반복율(즉, OFDM 심볼들의 수)을 표시한다. 또한, 분산된 파일럿 오버헤드로 인한 용량 손실 수가 제공된다.
DVB-T2와 비교하여, 필요한 파일럿 패턴들의 수는 8에서 4로 감소된다. 패턴들은 6MHz 대역폭 디폴트 케이스를 최적화하도록 설계되지만, 다른 대역폭들로의 확장이 적용 가능하다. Dy의 작은 값이 메모리 사이즈를 줄이기 위해 그리고 더 좋은 모바일 성능을 위해 선택된다. 또한 이러한 선택은 저 지연을 감소시킨다. 상이한 분산 파일럿 패턴들을 상이한 가드 인터벌 길이들과 FFT 사이즈들에 맵핑하기 위한 옵션들은 SISO 모드에서 FFT 사이즈와 가드 인터벌의 각각 허용된 결합에 사용될 분산 파일럿 패턴을 보여주는 다음과 같은 표에서 주어진다.
다음에, 연속 파일럿 패턴이 설명된다. 새로운 연속 파일럿 패턴들은 이러한 시스템을 위해 제안된다. 다음과 같은 주요 고려 사항들이 고려된다:
채널 용량 손실을 최소화하는 동안의 완전한 활용;
전대역의 양호하고 균일한 커버리지를 제공하는 동안의 합리적 랜덤화;
모든 FFT 사이즈들에 걸친 지속적 성능과 활용;
수신기 오버헤드들(메모리 요건들)의 가능한 한 많은 감소;
CP 파일럿 패턴은 하나의 싱글 세트의 수들을 저장하는데에만 필요한 방식으로 설계된다.
다음과 같은 표 1은 연속 파일럿 패턴들을 요약한다.
| FFT 사이즈 |
대역폭 확장 모드 | CP 베어링 캐리어들의 위치 | CP들의 수 | 용량 손실(%) | 활용율(%) |
| 8K | 정상 | 하기 다음 표 참조 {전체 5개의 분산 파일럿 패턴들을 위한 하나의 싱글 세트} |
44 | 0.65 | 100 |
| 확장 | 45 | ||||
| 16K | 정상 | 3 참조 {전체 5개의 분산 파일럿 패턴들을 위한 하나의 싱글 세트} |
88 | ||
| 확장 | 90 | ||||
| 32K | 정상 | 3 참조 {전체 5개의 분산 파일럿 패턴들을 위한 하나의 싱글 세트} |
176 | ||
| 확장 | 180 |
다음의 표는 (6MHz당) 8k, 16k 및 32k FFT 사이즈들을 위한 정상 및 확장 모드를 위한 CP들의 위치들을 요약한다.
다음에, 파일럿 부스팅 값들이 설명될 것이다. 파일럿들은 완전한 채널 지식에 관한 채널 추정을 이용할 때 감소된 효과적 성능 손실뿐만 아니라 페이로드의 감소된 파워 손실 사이의 양호한 밸런스를 보장하기 위해 부스팅된다. 또한 그것은 캐리어 간 누설의 감소를 고려한다. 다음의 표는 제안된 산재된 부스팅 값들과 연속 파일럿들을 요약한다.
다음에, 인터리버들이 설명될 것이다. 8k, 16k 및 32k FFT 사이즈를 위한 주파수 인터리버들(20)은 DVB-T2 또는 DVB-NGH로부터 재사용된다. 제안된 시간 인터리버(21)는 PLP 레벨에서 작동한다. 시간 인터리빙의 파라미터들은 시스템 내에서 상이한 PLP들마다 다를 수 있다.
각각의 PLP를 위한 FEC 블록들은 인터리빙 프레임들로 그룹화된다. 각각의 인터리빙 프레임은 후술하는 일부 패딩 외에 FEC 블록들의 동적 변수형 범자연수(dynamically variable whole number)를 포함한다. 인터리빙 프레임의 길이는 그것의 시작에서 알려지지 않는 것이 가능하고; 인터리빙 프레임이 끝날 것이라는 것이 결정될 때, 이러한 사실은 아래 설명된 L1 시그널링을 이용하여 시그널링된다. 매우 긴 인터리빙 프레임은 PLP의 비트 레이트와 MODCOD가 장 시간 동안 일정한 경우에 사용될 것이고; 동적으로 변화하는 더 짧은 인터리빙 프레임은 PLP의 비트 레이트가 계속해서 변하고 있을 때 이용된다. 그러나, 이러한 2가지 경우들 사이에는 어떠한 기본적인 차이가 있지 않다는 것 - 그 차이가 순수하게 인터리빙 프레임의 길이라는 것이 주목되어야 한다.
각각의 인터리빙 프레임은 그것이 개별적 인터리빙 프레임들을 인터리빙시킬 수 있도록 시작되고 중지되게 하는 능력을 가진 컨벌루션 인터리버(convolutional interleaver)를 통하여 통과된다. 도 23은 컨벌루션 인터리버를 도시한다. 각각의 셀이 인터리버에 입력되면, 셀렉터들은 아래쪽으로 1 열 전진해서, 바닥 행 뒤의 상단으로 돌아가서 자동으로 행갈이(wrapping round)를 한다. 도면의 각각의 사각형은 하나의 셀을 저장할 수 있는 기억 장소를 나타낸다.
인터리빙 프레임의 시작과 끝에서 방법은 인터리버의 일부 행들이 다른 것들이 그렇지 않는 동안 셀들을 포함한다는 사실을 극복하도록 요구된다. 이 경우, 셀렉터들은 유효한 셀들을 포함하지 않은 행들을 스킵한다. 인터리버는 언제 셀렉터들이 유효한 셀들을 포함하지 않은 행들을 스킵할 필요가 있을 지를 계산한다. 인터리빙 프레임의 초기에 인터리버가 스킵하는 포인트들은 스타트업 펑쳐들(startup punctures)로서 언급될 것이고; 인터리빙 프레임의 끝에서 인터리버가 스킵하는 포인트들은 셧다운 펑쳐들(shutdown punctures)로서 언급될 것이다.
도 23에 도시된 구성으로 인해, 행들은 Nrow = 0,1,2 ...Nrows-1로 넘버링되며, 여기서 Nrows은 행들의 수이고 셀렉터의 반복들이 0으로부터 넘버링된다: Niter = 0,1,2...∞. 인터리빙 프레임에 남아 있는 셀들의 수를 Nframe로 한다. 스타트업 프로세스가 시작되는 시간과 관련하여 인터리버로부터의 각각의 출력의 서수를 계산하는 것이 가능하다: Nord = (Niter -Nrows +1)Nrows + (Nrows+1)Nrow.
서수는 인터리빙되지 않은 인터리빙-프레이밍 내의 셀의 위치이다. 이러한 서수가 0보다 작은 경우, 스타트업 펑쳐가 검출되고 셀렉터는 다음 행 Nord < 0으로 이동되어야 한다. 이러한 서수가 Nframe보다 크거나 같은 경우(여기서 Nframe은 인터리빙 프레임 내의 셀들의 수) 셧다운 펑쳐가 검출되고 다시 셀렉터는 다음 행 Nord ≥ Nframe으로 이동되어야 한다. 이런 방식으로 스타트업과 셧다운 펑쳐들은 각각의 위치에 있는 셀이 유효인지 또는 무효인지를 나타내기 위해 각각의 위치에 대한 플래그를 저장하지 않고 검출될 수 있다.
인터리버가 구동하고 있는 동안, 인터리버로부터 출력된 셀들의 수의 카운트는 유지될 수 있다. 이것이 Nframe-1과 동일하다면 인터리빙 프레임 내의 모든 셀들은 인터리버로부터 출력되었다. 인터리버가 그것이 셧 다운될 시간이 알려지기 전에 시작되는 경우, 스타트업 펑쳐들을 검출하기 위해서 인터리빙 프레임 Nframe의 길이를 알 필요가 없기 때문에, 위에서 설명된 방법은 스타트업 펑쳐들을 검출하기 위해 변하지 않고 사용될 수 있다. 그러나, 인터리빙 프레임 Nframe의 길이가 알려지지 않을 경우, 상기 방법은 셧다운 펑쳐들이 이러한 상황에서 검출될 수 있게 하도록 적응될 필요가 있다. 이러한 상황에서, 일부 임의의 시간은 셧다운 프로세스가 시작하기 전에 그리고 셀렉터들이 행 0(Nrow = 0)에 있는 곳에서 규정된다. Niter는 이때에 0이 되도록 규정되고 Nframe은 인터리빙 프레임에 남아 있는 셀들의 수가 되도록 규정된다. 그리고 나서 위에서 설명된 방법은 셧다운 펑쳐들을 검출하는데 사용될 수 있다.
인터리버(그리고 수신기 내의 상응하는 디인터리버) 내의 셀렉터들이 동기화되는 것이 필요하다. 만약, 인터리버가 수신기가 스위치 온되기 전에 시작되었다면, 수신기는 셀렉터들의 정확한 위치를 알 필요가 있다. 이것은 동적 L1 시그널링을 이용하여 각각의 프레임의 초기에 셀렉터들의 위치를 시그널링하는 전송기에 의해 행해진다. 그리고 나서, 그것의 획득 프로세스 동안, 수신기는 정확한 위치에 셀렉터를 설정하기 위해서 해당 시그널링을 디코딩할 수 있다. 일단 디인터리버가 인터리버와 동기화되면, 이러한 시그널링은 디코딩될 필요가 없다.
또한, 수신기는 디인터리버의 출력에서 FEC 블록의 시작의 위치를 결정할 수 있어야 한다. 이것은 디인터리버가 FEC 블록의 시작이 디인터리버로부터 출력되기 전에 해당 프레임 동안 출력할 셀들의 수를 시그널링하는 전송기에 의해 행해진다. 디인터리버의 사이즈가 알려져서, 이것은 전송기에 의해 계산될 수 있다.
시스템을 통하는 저 지연이 일정한 것이 바람직하다. 인터리버 셀렉터들이 행을 스킵할 때 시스템을 통하는 저 지연은 변할 것이다. 예를 들어, 해당 행이 스킵되기 때문에, 셧다운 펑쳐가 결정되면, 현재 셀은 현재 행에 입력되지 않을 것이다. 그러나, 여전히 현재 행으로부터 출력될 필요가 있는 데이터가 있을 것이다. 그러므로, 이러한 입력 데이터는 버퍼에서 어쨌든 저장될 필요가 있다. 마찬가지로, 디인터리버에서, 셧다운 펑쳐가 결정되면, 다시 현재 심볼은 현재 행에 입력되지 않을 것이고 그래서 이러한 입력 데이터는 또한 버퍼에서 어쨌든 저장될 필요가 있다.
인터리버(그리고 상응하는 디인터리버)의 설계는 요구된 메모리량을 최소화하면서 일정한 저 지연을 가능하게 하기 위해 버퍼들로서 인터리버 및 디인터리버 메모리를 재사용하기 위한 방법들을 포함한다. 이것은 디인터리버에서 특히 중요한데, 그 이유는 전송기들보다 더 많은 수신기들이 있기 때문이다. 이러한 방법들의 결과는 인터리빙 프레임의 길이가 행들의 수 Nrows의 정수배이어야 하는 것이다, 즉, Nframe mod Nrows = 0이다. 이러한 조건을 달성하기 위해서, 패딩 데이터는 인터리빙 프레임의 끝에 추가된다. 더욱이 L1 시그널링 내의 소수의 시그널링 필드들은 제안된 인터리버 방식을 가능하게 하기 위해 프레임당 요구된다.
OFDM 생성기(22)의 OFDM 생성이 지금 설명될 것이다.
3 FFT(NFFT) 사이즈들은 제안된 시스템, 예를 들어 ATSC 3.0 시스템을 위해 제안된다. 아래 주어진 모든 수들은 6MHz의 디폴트 대역폭과 관련된다: 8k FFT, 16kFFT, 32kFFT. 6MHz에 대한 기본적 주기는 T = 7/48usec으로 규정된다. 다음과 같은 표는 주요 OFDM 파라미터들을 요약한다. 값들은 정상 및 확장 캐리어 모드를 위해 주어진다(아래 참조).
더 광범위한 채널 대역폭들은 6MHz의 디폴트 대역폭의 정수배로서 실현될 수 있다. 이것은 캐리어 스페이싱을 일정하게 유지하면서 캐리어 어그리게이션에 의해, 즉 서브 캐리어들의 수를 증가시킴으로써 행해진다. 다음의 표는 더 높은 채널 대역폭들(정상 모드)의 예들에 대한 서브 캐리어들의 수를 목록화한다:
다음의 표는 가드 인터벌 길이에 대한 FFT 사이즈 특정 옵션들을 요약한다.
스펙트럼의 직사각형 부분이 더 큰 FFT-사이즈들을 위해 좀 더 신속하게 롤 오프되기 때문에, OFDM 신호의 스펙트럼의 외측 단부들은 제안된 FFT 모드들에 대해 확장될 수 있고, 즉 심볼당 더 많은 서브 캐리어들이 데이터 전송에 사용될 수 있다. 달성된 용량 이득은 1.4 %(8 K)와 2.1 %(32 K)의 사이에 있다.
스펙트럼 노치들은 지상 전송들을 위한 최대 가능한 페이로드를 유지하면서 다른 전송 시스템들과 공존하기 위해 이러한 시스템에서 지원된다. 노칭은 선택된 캐리어들을 OFDM 신호에서 제거함으로써 방송 전송들을 위한 스펙트럼 효율을 줄인다. L1 시그널링 내에(프리앰블 내에) 이용할 수 있는 노칭 파라미터들은 스펙트럼 효율의 이러한 축소가 스펙트럼 노치의 시작 위치와 폭을 정확히 규정함으로써 최소로 유지될 수 있다는 것을 의미한다. 노치들의 2가지 타입들이 제안된다: 협대역과 광대역. 다음의 표 2는 가능한 구성들을 요약한다:
| 협대역 노치들 | 광대역 노치들 | |
| 대역폭 | <= Dx.Dy-1 (n*Dx-1) | > Dx-1 (n*Dx-1). 최대는 아니지만, 광대역 노치에 근접한 하나의 L1 블록 |
| 데이터 슬라이스 내의 노치 위치 | 예 | 아니오 |
| L1 내에서의 시그널링 | 예 | 예 |
| 수신기 처리 | L1 FEC에 의해 정정된 노치 | 튜닝 대역폭 내에 없는 노치 |
특정 시나리오에서, 여러(적어도 2개) 전송기들로부터 도달하는 신호들은 파괴적으로 간섭하고 완료 신호는 (거의 모든 서브 캐리어들에 걸쳐) 상쇄된다. 이러한 행위는 상이한 현장 시험들(field trials)에서 측정되었는데, 여기서 랜드스케이프(landscape) 내에 스팟들(spots)이 존재하는데, 이는 영구적으로 깊은 페이드(deep fade)에 있게 된다. 상이한 전송기들이 약간 다른 주파수들을 가질 경우, 이러한 스팟들은 시간이 지남에 따라 이동하여 여러 곳에서 불량한 수신 상태들을 초래한다.
이러한 효과를 방지하기 위해 특정한 전송기와 전송 신호들의 거의 랜덤형 전치 왜곡(random-like predistortion)이 제안된다. 수신기는 정규 SFN 신호로서 이러한 중첩 신호들을 처리한다. 이러한 전치 왜곡된 신호를 이용하면, 완료 신호 손실들의 가능성이 감소된다. 수신기가 전송 채널의 일부가 되는 것으로서 해석하는 전치 왜곡이 연장된 채널 임펄스 응답을 도입하지 않도록 특별한 조치가 취해진다.
단순화된 Tx 도표로서 도 24에 도시된 바와 같이, 소위 eSFN(향상된 SFN) 처리는, 그러므로 SFN 구성에서 다수의 전송기들 사이에서 전송 신호를 상관시키는 것을 제거하기 위해 적용된다. eSFN 처리를 포함하는 전송기(200)는 변조기(202), 프레이밍 및 파일럿 삽입 유닛(204), n 병렬 선형 사전왜곡 유닛들(206, 208), n IFFT 유닛(210, 212) 및 n 안테나들(214, 216)을 포함한다.
캐리어 k를 위한 eSFN 사전왜곡 항은 다음을 사용하여 계산된다
여기서, 
, 및 
. 항 HRC(n)은 상승 코사인 함수이고, 이는 
만큼 시프트된다. 상승 코사인 함수 자체는 다음과 같이 규정된다:
여기서, 시상수 
이고 롤-오프-계수 
이다.
위상 항 
는 반복적으로 각각의 상승 코사인 함수의 위상을 규정하고, 다음에 의해 획득된다:
여기서, 값들 
이고, 
은 네트워크 내의 각각의 전송기를 식별한다.
OFDM이 특히 지상 전송들을 위해, 여러 가지 장점들을 갖고 있는 반면, 그것은 채널의 에지에서 더 높은 스펙트럼 숄더들의 단점을 가지고 있고, 즉, 채널 에지들에서의 스펙트럼 기울기는 모든 경우들에서 충분한 채널 분리를 인접한 신호들에 제공하기에 충분한 가파르지 않다. 스펙트럼 기울기들의 경사도를 증가시키기 위해서, 짧은 FIR 필터는 최대 지연 분산의 한계 손실로 도입되고 시스템 성능에 대한 어떠한 영향도 도입되지 않는다.
도 25는, 프레이밍 유닛(252)과 OFDM 프로세서(254)를 포함하는 정규 OFDM 코드 장치(250)(도 25a), 및 수정된 OFDM 코드 장치(260)(도 25b)의 블록도들을 도시한다. 수정된 OFDM 인코딩의 경우에는, 정규 OFDM 코드 장치(250)의 요소들뿐만 아니라, 사전왜곡 유닛(262)은 IFFT 앞에 적용되고 필터(264)는 생성된 OFDM 신호의 숄더들(대역외 방출들)을 감소시키기 위해 IFFT(OFDM 프로세서(254)) 뒤에 적용된다. 이러한 필터(264)는 필터의 필요한 임펄스 응답을 위한 단지 소수의 필터 계수들로 이어지는, 통과-대역 내의 평면 특성을 반드시 가지고 있지는 않다. 예는 도 26에 도시된다. 곡선 C1은 필터링이 전혀 없는 최초 OFDM 신호이다. 곡선 C2는 필터링된 신호이다. 이러한 곡선은 더 이상 신호 대역폭 내에 평면 특성을 가지고 있지 않는데, 이는 필터의 필터 계수의 적은 수에 기인한다. 그러나, 곡선은 대역외 방출들의 양호한 감쇠를 도시한다.
평면 특성을 신호 대역폭에서 획득하기 위해서 선형 사전 왜곡이 이용된다. 사전 왜곡은 필터의 선택도를 보상한다. 이것은 특정한 서브 캐리어에서 필터의 전달 함수의 역으로 (주파수 도메인에서) 각각 개별적 OFDM 서브 캐리어의 곱셈에 의해 도달된다. 도 26의 곡선 C3은, 곡선 C2에 적용된 것과 동일하지만, 설명된 사전 왜곡을 갖는 필터의 전력 스펙트럼 밀도를 도시한다. 곡선은 신호 대역폭에서 비-필터링된 곡선 C1와 이상적으로 겹치고, 그러나 스펙트럼의 다른 부분들에서 높은 감쇠를 여전히 도시한다. 시뮬레이션들은 PAPR 특성들에 대해서 뿐만 아니라 BER 성능에 대한 임의의 부정적 효과를 보여주지 않았다.
가장 극단적 경우에서 필터링(여기에서 2개의 탭 FIR 필터를 가진 예로서)은 싱글 0dB 에코에 의해 실현될 수 있다. 도 27은 단지 2개의 샘플들의 지연을 가진 싱글 dB 에코에 대한 예시적 평면도를 도시한다. 곡선 C4는 필터링이 전혀 없는 최초 OFDM 신호를 설명한다. 곡선 C5는 대역외 방출들의 추가적 감쇠를 갖지만 Tx 신호의 결과적인 리플을 갖는 필터링된 신호를 도시한다. 곡선 C6은 사전 왜곡을 도시한다. 마침내, 곡선 C7은 사전 왜곡을 가진 필터링된 신호를 묘사한다.
다음에, PAPR 감소가 설명될 것이다. DVB-T2 톤 예약(TR) 알고리즘이 채택된다. 예약된 캐리어들의 수는 DVB-T2와 똑같이 유지된다(표(21)에 나타난 바와 같이). 새로운 분산 및 연속 파일럿 패턴들은 ATSC3.0 물리적 계층을 위해 제안되었다. 이것은 3개의 FFT 사이즈들과 모든 가능한 분산 및 연속 파일럿 패턴들을 위한 최적의 기준 커널(kernel)들을 보장하는 예약된 캐리어 지수들의 새로운 한 세트를 권고하는 결과를 초래했다. 다음의 표들은 이러한 톤 예약 방식을 위한 예약된 캐리어들의 수와 위치를 도시한다.
MIMO는 스루풋 레이트, 특히 15dB 이상의 더 높은 SNR 상기 값들을 증가시키기 위한 하나의 가치 있는 기술로서 보여진다. DVB-NGH는 지상 방송을 위한 레이트 2 MIMO 방식을 제공하는 제1 시스템이다. 일반적으로 그것은 전력 불균형 처리와 마찬가지로 향상된 상관 처리, 다이버시티를 위한 일부 추가 기능들을 추가하면서, 일반 2xN 공간 다중화 MIMO로부터 유도된 유사한 MIMO 코드들을 재사용하는 것이 제안된다.
MIMO의 한가지 결점은 추가적 설치 노력이다. 특히 국내의 관점에서 고정식 지붕 수신 노력과 비용은 최소로 감소될 필요가 있다. 어떠한 경우에도 지금까지는 싱글 편파 안테나가 교환될 필요가 있다. 또 다른 병목은 둘다 동일한 주파수들의 MIMO 신호 성분들을 수신기의 튜너들에 전달하는 것을 방해하는 전형적인 가정들의 싱글 케이블 설치이다. 그러나, 기존 싱글 케이블은 그들이 상이한 주파수들에 맵핑되면 양쪽 MIMO Rx 경로들(예를 들어 신호 분극들)을 운반하기 위해 재사용될 수 있다. 예를 들어, 하나의 MIMO 신호 성분은 직접적으로 케이블에 공급되는 반면에, 다른 분극의 신호는 미사용된 주파수로 시프트된다.
도 28은 MIMO Rx 경로 신호들(예를 들어 분극들) 둘다가 싱글 케이블을 통해 전달되는 것에 따라 이러한 원리를 설명한다: 제1 신호는 그대로 사용되고, 제2 신호는 필터링되어 미사용된 주파수 대역으로 시프트된다. MIMO 인코딩 RF 신호는 수신기(싱글 케이블 뒤의)가 제2 MIMO 성분의 RF 주파수를 결정/검출하게 하는 시그널링을 포함할 필요가 있다. 예를 들어, 시그널링은 이용 가능한 주파수들(즉, 현재 지리적 위치에 할당되지 않은)의 리스트를 포함한다. 또 다른 예에서, 시그널링은 수신기가 튜닝해야 하는 조작자에 의해 선택된 제2 MIMO 성분을 위한 특정 주파수들을 포함한다. 시그널링을 기반으로, 수신기는 적절한 제어 프로토콜(DiSEqC과 같은)의 도움으로 상응하는 혼합 주파수를 MIMO Rx 혼합 유닛에 전송한다.
따라서, 다음을 포함하는 MIMO 수신 장치가 제안된다.
- 입력 신호 경로를 통해 MIMO 전처리 장치로부터 멀티플렉스 신호를 수신한 입력 인터페이스 - 상기 멀티플렉스 신호는 MIMO 전송 신호의 하나 이상의 MIMO 전송 채널들을 포함하고, 여기에서 하나 이상의 서비스들을 전달하는 MIMO 전송 채널은 상기 멀티플렉스 신호 상에 멀티플렉스된 2개의 MIMO 수신 신호 성분들을 포함함 -,
- 상기 MIMO 전송 채널의 2개의 MIMO 수신 신호 성분들이 상이한 주파수 채널들에 할당되도록 각각의 주파수 채널들에 상기 MIMO 수신 장치에 의해 이용될 바람직한 서비스를 전달하는 최소한 MIMO 전송 채널의 2개의 MIMO 수신 신호 성분들의 할당을 나타내는 채널 할당 정보를 상기 MIMO 전처리 장치에 신호화하는 시그널링 유닛,
- 서비스 데이터 스트림을 획득하기 위해, 상기 채널 할당 정보에 기초하여 각각의 MIMO 수신 신호 성분의 주파수 채널들에 튜닝하는 것을 포함하는, 바람직한 서비스를 전달하는 MIMO 전송 채널의 2개의 MIMO 수신 신호 성분들을 처리하는 처리 유닛,
- 상기 서비스 데이터 스트림을 출력하는 출력 인터페이스.
또한, 상응하는 MIMO 전처리 장치는 다음을 포함하는 것으로 제안된다.
- 상이한 입력 신호 경로들을 통해 수신된 최소한 2개의 MIMO 전송 신호 스트림들을 포함하는 MIMO 전송 신호를 수신하는 입력 인터페이스 - 여기에서 상기 MIMO 전송 신호는 하나 이상의 MIMO 전송 채널들을 포함하고 여기에서 하나 이상의 서비스들을 전달하는 MIMO 전송 채널은 동일 주파수 채널을 커버하고 상이한 전송 신호 스트림들에 포함되는 2개의 MIMO 수신 신호 성분들을 포함함 -,
- 멀티플렉스 신호 상에 하나 이상의 MIMO 전송 채널들의 2개의 MIMO 수신 신호 성분들을 멀티플렉스하는 MIMO 멀티플렉서 - 여기서 상기 하나 이상의 MIMO 전송 채널들의 상기 2개의 MIMO 수신 신호 성분들은 상기 MIMO 전송 신호로부터 유도되거나 MIMO 수신 장치로부터 수신된 채널 할당 정보에 기초하여 상이한 주파수 채널들에 할당됨 -,
- 상기 멀티플렉스 신호를 출력 신호 경로에 출력하는 출력 인터페이스.
또한, 상응하는 MIMO 전송 장치는 다음을 포함하는 것으로 제시된다.
- 전송될 입력 데이터를 수신하는 입력 처리 유닛,
- 수신된 입력 데이터와 시그널링 정보를 인코딩하고 변조하는 비트 인터리브 코딩 및 변조 유닛 - 상기 시그널링 정보는 상기 MIMO 전송 채널의 2개의 MIMO 수신 신호 성분들이 상이한 주파수 채널들에 할당되도록 각각의 주파수 채널들에 MIMO 수신 장치에 의해 이용될 바람직한 서비스를 전달하는 최소한 MIMO 전송 채널의 2개의 MIMO 수신 신호 성분들의 할당을 나타내는 채널 할당 정보를 포함함 -,
- 2개의 MIMO 인코딩 신호 스트림들을 획득하기 위해 비트 인터리브 코딩 및 변조 유닛의 출력 신호들을 MIMO 인코딩하는 MIMO 인코딩 유닛,
- 상기 MIMO 인코딩 신호 스트림들을 MIMO 전송 신호로서 전송하는 2개의 MIMO 전송 안테나 - 여기에서 상기 MIMO 전송 신호는 하나 이상의 MIMO 전송 채널들을 포함하고 하나 이상의 서비스들을 전달하는 MIMO 전송 채널은 동일 주파수 채널을 커버하고 상이한 MIMO 인코딩 스트림들에 포함되는 2개의 MIMO 수신 신호 성분들을 포함함 -.
방송 네트워크의 커버리지 지역의 에지에 위치한 단말기들은 에러 없는 디코딩을 방해할 수 있는 낮은 수신 레벨들로 피해를 입고 있다. 이것은 또한 실내 수신을 위해 또는 대용량 객체들이 전송 신호를 감쇄시키는 경우에 사실이다. 이러한 문제에 대응하기 위해, 제안은 "리던던시 온디맨드"의 제안된 원리를 이용하는 방송 시스템을 설명하는 도 29에 도시된 바와 같이, 에러 없는 수신을 가능하게 하기 위한 추가 리던던시를 전송하기 위한 유선 또는 무선 광대역 네트워크의 추가적 활용을 제안한다. 많은 경우에 있어서, 단지 몇 dB의 수신 신호 레벨이 방송 데이터의 정확한 디코딩을 위해 누락되어, 몇백 kbit/s의 추가적 리던던시 데이터 스트림을 야기하게 된다.
이러한 제안된 방식에서 지상 네트워크에서의 신호 전송은 완전히 변하지 않은 채로 남아 있지만, 열악한 수신 때문에 단말기 장치는 에러 정정 성능을 향상하기 위해서 광대역 네트워크를 통해 추가 데이터를 페치할 수 있다. 단말기 장치는 지상 네트워크로부터 수신된 데이터를 평가하고, 신호 품질에 따라 그것은 쿼지-에러-프리(QEF) 수신을 보장하기 위해 일정한 양의 추가 데이터를 요구한다. 더 심각한 상태에서는 더 추가적인 데이터가 필요하다. 이런 방식으로, 순수한 지상 방송과 광대역 네트워크를 통한 완전한 전달 사이에 원활한 이전이 실현될 수 있다. 이것은 방송 네트워크 관리를 위한 새로운 자유도를 만들고, 전체적 전달 비용과 에너지 소모를 줄이는 것을 돕는다.
양쪽 네트워크들을 통해 수신된 데이터는 단말기에서의 디코딩을 위해 결합된다. 어떠한 종류의 추가 데이터가 광대역 네트워크를 통해 전송되는지는 지상 방송 네트워크에 사용된 기술에 따라 좌우된다. 도 30은 제안된 시스템을 위한 제안된 리던던시 온디맨드(RoD) 개념을 설명한다. RoD 가능한 단말기(도 30의 단말기 2)는 수신 상태들이 에러 없는 디코딩을 허용하지 않으면 RoD 서버에의 요구를 수행하는 RoD 클라이언트를 갖추고 있다. 그 다음, RoD 서버는 처음에 전송된 데이터 스트림으로부터 생성된 리던던시의 요구량을 클라이언트에 전송하고 있다. RoD 데이터를 생성하기 위한 상이한 수렴 레벨들이 가능하고, 즉, 전송된 리던던시는 또한 멀티플렉서(MUX), 채널-코딩 또는 변조 블록의 출력으로부터 생성될 수 있다. 수신을 향상시키기 위한 광대역 접속이 가능하지 않은 단말기들이 변화없이 지속되기 때문에(도 30의 단말기 1과 같이), RoD는 이전과 호환적이다.
RoD-시스템의 필수 과제는 단말기에서 성공적 FEC 디코딩을 위한 RoD 데이터의 요구량을 정확하게 결정하는 것이다. 너무 적은 RoD-데이터가 RoD-서버로부터 단말기로 전송되면, 디코딩 프로세스는 실패할 것이고 추가 RoD-데이터가 제2 단계에서 요구될 필요가 있다. 이것은 다수의 RoD-요구들로 인해 성공적인 디코딩이 달성될 때까지 네트워크 오버헤드의 원인이 되고 시스템 지연을 증가시킨다. 다른 한편 너무 많은 RoD-데이터가 단말기에 전송되면, 데이터가 헛되이 광대역 접속을 통해 전송되기 때문에, 시스템 효율은 감소된다.
제안된 시스템은 개별적 수신기에서의 필요한 RoD 양의 추정을 위한 계량으로서의 상호 정보(MI)를 이용한다. 일반적으로 상호 정보는 특히, 그것이 채널 특성과 QAM 성상도의 변조 차수로부터 독립적이지만, FEC 코드에만은 의존하기 때문에, RoD 데이터의 요구량을 결정하기에 적합하다. FEC의 코드 레이트가 예를 들어 0.5이면, 디코딩은 상호 정보가 0.5의 값을 초과하는 경우에는 성공적이다.
최대 채널 용량(섀논 용량)에서 자연적으로 작동하는 것은 실질적인 FEC 코드들로 가능하지 않다. 예를 들어, 코드 레이트 ½을 가진 DVB-T2 64K LDPC 코드는 성공적인 디코딩을 위해 0.55의 상호 정보를 요구한다. 따라서 일부 코드 특정의 작은 마진이 추가될 필요가 있다. 이러한 마진은 다행히도 변조 차수와 채널 특성들에 거의 의존하지 않는다. RoD를 통해 전송될 필요가 있는 필요한 상호 정보가 단말기 또는 RoD 서버에서 계산될 수 있도록, 이용된 FEC 코드들을 위해 필요한 상호 정보는 RoD 서버 또는 단말기에서 표에 저장될 수 있다.
상호 정보는 QAM-디맵퍼의 출력에서 유사도비(LLR: Log-Likelihood-Ratios)에 기초하여 결정되고, 다음과 같은 FEC가 성공적으로 FEC 코드워드를 디코딩할 수 있다면 양호한 척도이다. 그것의 LLR 값을 기반으로 하는 싱글 비트의 상호 정보가 다음과 같이 규정된다.
전송된 비트 = 1인 경우: 
전송된 비트 = 0인 경우: 
상호 정보는 성공적인 디코딩이 가능하지를 결정하기 위해, 일반적으로 하나의 FEC 블록에 대해 평균된다. 그러나, 전송된 비트의 지식은 수신기에 이용할 수 없는 계산에 필요하다. 상호 정보의 계산을 위한 기준 데이터에 대한 필요성을 피하기 위해, 공식은 각각 1 또는 0이 전송되는 선형 확률에 의해 가중된다. 1이 전송되는 선형 확률은 다음에 의해 그것의 LLR 값으로부터 계산된다.
확률 p와 1-p를 가진 초기 MI 공식을 가중한 후, 각각 다음과 같은 공식들이 얻어진다:
기준 없는 추정된 상호 정보는 그리고 나서 그들의 합계로부터 얻어진다.
상호 정보 추정은 상이한 채널 모델들과 변조 사이즈들에 대한 그것의 이상적인 값들과 비교하여 매우 정확하다고 증명된다. 추정된 상호 정보가 이상적 상호 정보 정확하게 해당되는 것이 관측된다.
RoD 데이터의 포맷에 대한 상이한 가능성들이 존재한다. 한가지 가능성은 양방향 시스템들로부터 알려진 ARQ와 유사한 전체 패킷들의 재전송이다. 가능한 수렴 레벨들은 DVB-시스템들을 위한 예를 들어, IP-패킷들, FEC 프레임들 또는 일반 스트림 캡슐화(GSE) 패킷들이다. 이러한 가능성은 가장 간단하지만, 그다지 비트 효율적이지는 않다. 그 방법은 유일한 패킷 식별자를 요구한다.
또 다른 가능성은 비트 값들을 기반으로 한다. 예로서, 예를 들어 FEC 코드워드를 가로질러 분산되는 랜덤 비트들, 또는 QAM 성상도들의 최하위 비트들(LSB)는 리던던시 데이터로서, 이용될 수 있다. LSB들이 일반적으로 QAM 심볼 내에 가장 적은 정보량을 전달하기 때문에, 수신기는 QAM 성상도들을 복조하지만, 지상 방송 네트워크로부터의 것들 대신에 광대역 네트워크로부터 LSB들을 이용한다.
또 하나의 가능성은 증분 리던던시(IR)이다: IR은 매트릭스의 최초 부분을 변경하는 것 없이 기존 FEC 생성 매트릭스를 확장한다. 이것은 코드워드의 잔류부를 변경하는 것 없이, 추가적 패리티 블록을 가진 최초 FEC 코드워드의 확장을 허용한다. IR를 기반으로 하는 RoD 전송 시스템의 블록도는 LDPC 코드를 FEC 코드로서 사용하는 것으로 도 31에 도시된다. LDPC 인코더 출력의 기본 FEC 경로는 디지털 지상 방송 네트워크에 의하여 항상 전송되지만, 지상 수신을 지원하는 패리티들을 가진 IR 부분은 광대역을 통해 요구가 있는 즉시 전송된다. 전송된 패리티 비트들의 양의 탄력적 조정을 허용하기 위해, IR 부분의 펑쳐링이 수행된다.
요약하면, 본 개시의 한 양태에서 전송기(2000)는 도 46에서 개략적으로 도시된 바와 같이 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위해 제공된다. 전송기(2000)는 수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터를 가진 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하고 페이로드 데이터를 가진 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하도록 구성된 변조기(2010)를 포함한다. 긴급 정보 수신기(2020)는 실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신한다. 긴급 정보 임베더(2030)는 긴급 정보를 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입하며, 여기서 긴급 정보는 어떠한 긴급 정보도 전송되지 않을 경우 시그널링 데이터 및/또는 페이로드 데이터를 전달하기 위해 이용된 리소스를 이용함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입된다. 전송 유닛(2040)은 전송 심볼들을 전송한다.
본 개시의 또 다른 양태에서 전송기(2000)는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하도록 구성되고, 수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터를 가진 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하고 페이로드 데이터를 가진 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하는 변조기(2010)를 포함한다. 긴급 정보 수신기(2020)는 실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신하도록 구성된다. 긴급 정보 임베더(2030)는 페이로드 데이터로 변조된 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 정보를 삽입하도록 구성되며, 여기에서 긴급 정보는 상기 긴급 정보를 전달하는 다수의 추가 서브 캐리어들을 제공함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입되고, 상기 서브 캐리어들은 전송에 사용된 스펙트럼의 에지에 제공되고 및/또는 페이로드 데이터를 전달하는 서브 캐리어들을 가로질러 분산된다. 전송 유닛(2040)은 마침내 전송 심볼들을 전송한다.
본 개시의 또 다른 양태에서 수신기(3000)는 도 47에 개략적으로 도시된 바와 같이 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 전송된 수신 신호로부터 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 검출하고 복구하기 위해 제공된다. 수신기(3000)는 수신 신호를 검출하는 검출기(3010)를 포함하고, 수신 신호는 페이로드 데이터, 및 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터를 포함하고, 시그널링 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되고 페이로드 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되며, 실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보는 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입된다. 긴급 정보 검출기(3020)는 하나 이상의 전송 심볼들로부터 긴급 정보를 검출하고 복구한다. 복조기(3030)는 페이로드 데이터를 하나 이상의 전송 심볼들로부터 복구하기 위해 하나 이상의 전송 심볼로부터 시그널링 데이터를 복구한다. 긴급 정보 출력(3040)은 긴급 정보의 검출의 경우에 출력되기 위해 제공된 미리 결정된 긴급 출력 정보 및/또는 긴급 정보를 출력한다.
양호한 실시 형태에 따르면 본 개시는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 기반의 방송 시스템에 또는 또 다른 멀티캐리어 방송 시스템에 적용된다. 그러나, 대안 실시 형태들에서, 본 개시는 프레이밍 구조를 이용하지 않는 싱글 캐리어 전송 시스템들 및/또는 전송 시스템들에 적용된다.
또한, 한 실시 형태에서, 긴급 이벤트의 매우 빠른 시그널링을 가능하게 하는 제안된 EWS 시그널링 개념이 이용될 수 있고 더 상세한 긴급 정보에 일부 저 지연을 제공하는 기본적이고 기존의 EWS 시그널링 시스템들에의 링크를 포함시킨다. 예를 들어, 신속하게 전송되고, 디코딩되고 출력된 EWS 시그널링 데이터는 어디서 그리고 언제 수신기가 그와 같은 더 상세한 긴급 정보를 찾을 수 있는지에 대한 위치 정보를 포함할 수 있다(예를 들어, 기존의 EWS 시그널링 개념을 이용하여).
따라서, 상기 논의는 단지 본 발명의 예시적 실시 형태들을 개시하고 설명한다. 본 분야의 숙련자가 아는 바와 같이, 본 개시는 본 개시의 원리 또는 본질적인 특징들로부터 벗어나지 않은 채로 다른 특정 형태들로 구현될 수 있다. 따라서, 본 개시의 개시내용은 예시적인 것으로, 다른 청구항들 뿐만 아니라 본 발명의 범위를 제한하려는 의도는 아니다. 본원의 교시의 임의의 쉽게 인식될 수 있는 변형들을 포함하는, 본 개시는, 부분적으로는, 발명의 주제가 대중에 전념되도록 상기 청구 범위 용어의 범위를 정의한다.
청구항들에서, 용어 "포함하는"은 다른 요소들 또는 단계들을 배제하지 않으며, 부정관사 "a" 또는 "an"은 복수를 배제하지 않는다. 싱글 요소 또는 다른 유닛은 청구항들에서 인용된 몇몇 항목들의 기능들을 이행할 수 있다. 특정 방안들이 서로 상이한 종속항들에서 인용된다는 단순한 사실은, 이러한 방안들의 결합이 유익하게 사용될 수 없음을 나타내지 않는다.
지금까지 본 발명의 실시 형태는, 소프트웨어-제어(software-controlled) 데이터 처리 장치에 의해, 적어도 부분적으로 구현되도록 기술되었지만, 광학 디스크, 자기 디스크, 반도체 메모리 등과 같이, 그러한 소프트웨어를 담고 있는 비 일시적 기계-판독가능 매체 또한 본 개시의 실시 형태를 나타내는 것이라고 간주된다. 또한, 그러한 소프트웨어는 또한, 예를 들어 인터넷 또는 다른 유선 또는 무선 원격통신 시스템들을 통해, 다른 형태들로 배포될 수 있다.
개시된 장치들, 장치 및 시스템들의 요소들은 상응하는 하드웨어 및/또는 소프트웨어 요소들, 예를 들어 적절한 회로들에 의해 구현될 수 있다. 회로는 종래의 회로 소자들, 주문형 집적회로들을 포함하는 집적 회로들, 표준 집적 회로들, 특정 용도 표준 제품들, 및 필드 프로그래머블 게이트 어레이들을 포함하는 전자 부품들의 구조적 군집이다. 또한, 회로는 소프트웨어 코드에 따라 프로그램되거나 구성된 중앙 처리 장치들, 그래픽 처리 유닛들, 및 마이크로프로세서들을 포함한다. 회로가 상기 소프트웨어 실행 하드웨어를 포함할지라도, 회로는 순수한 소프트웨어를 포함하지 않는다.
다음의 숫자로 매겨진 조항들은 본 기술의 또 다른 예시적 양태들 및 특징들의 제1 세트를 제공한다:
1. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼들을 사용하여 페이로드 데이터를 전송하기 위한 전송기로서, 상기 전송기는,
전송될 페이로드 데이터를 수신하고 수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 제1 시그널링 데이터를 수신하고, 페이로드 데이터와 제1 시그널링 데이터를 전송을 위한 프레임들 내에 형성하도록 구성된 프레임 빌더,
상기 제1 시그널링 데이터로 제1 OFDM 심볼을 변조하고 상기 페이로드 데이터로 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들을 변조하도록 구성된 변조기,
시그너처 시퀀스를 생성하기 위한 시그너처 시퀀스 프로세서,
상기 생성된 시그너처 시퀀스를 상기 제1 OFDM 심볼과 결합하기 위한 결합기, 및
상기 제1 및 제2 OFDM 심볼들을 전송하기 위한 전송 유닛 - 여기서 상기 시그너처 시퀀스 프로세서에 의해 제공된 상기 시그너처 시퀀스는 한 세트의 시그너처 시퀀스들 중 하나로부터 선택되고, 상기 시그너처 시퀀스는 수신기가 상기 제1 OFDM 심볼로부터 상기 제1 시그널링 데이터를 검출 및 복구할 수 있도록 상기 결합기에 의해 상기 제1 OFDM 심볼과 결합되고 상기 세트의 상기 시그너처 시퀀스들은 메시지 정보를 상기 수신기에 제공함 -을 포함하는 전송기.
2. 제1항에 따른 전송기로서, 상기 시그너처 시퀀스 프로세서는 상기 시그너처 시퀀스들의 상기 세트로부터 상기 선택된 시그너처 시퀀스를 생성하기 위한 시그너처 시퀀스 생성기 및 생성될 상기 시그너처 시퀀스를 선택하기 위한 시퀀스 제어기를 포함하며, 여기서 상기 시그너처 시퀀스들 중 제1 시퀀스는 상기 제1 OFDM 심볼이 검출되고 상기 제1 시그널링 데이터가 상기 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들 전에 복구될 수 있도록 선택되고, 상기 세트의 하나 이상의 다른 시그너처 시퀀스들이 다른 메시지를 나타내도록 선택되는 전송기.
3. 제1항 또는 제2항에 따른 전송기로서, 상기 제1 OFDM 심볼은 제2 유형의 상기 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들과는 다른 수의 서브 캐리어들을 갖는 제1 유형인 전송기.
4. 제2항 또는 제3항에 따른 전송기로서, 상기 시그너처 시퀀스 프로세서는 수신기가 상기 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들 전에 상기 제1 OFDM 심볼을 검출하는데 사용하기 위한 제1 동기화 시퀀스를 제공하거나 또는 상기 제1 OFDM 심볼을 검출하고 상기 수신기에 메시지를 표시하기 위한 상기 세트로부터의 상기 다른 시그너처 시퀀스들 중 하나를 각각의 시그너처 시퀀스가 차이 메시지를 나타내는 복수의 시그너처 시퀀스들 중 하나로서 제공하도록 구성되는 전송기.
5. 제4항에 따른 전송기로서, 상기 제1 동기화 시퀀스 및 상기 각각의 다른 메시지 시퀀스들은 각각 시간 도메인에서 상기 제1 OFDM 심볼의 대응하는 샘플에 각각의 복소 계수들을 가산함으로써 상기 제1 OFDM 심볼과 결합되는 복소 계수들의 세트를 포함하는 전송기.
6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 따른 전송기로서, 복소 계수들의 상기 세트는 적어도 상기 복소 계수들의 실수 성분을 생성하도록 구성된 제1 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기, 및 적어도 상기 복소 계수들의 허수 성분을 생성하도록 별도 구성된 제2 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기를 사용하여 생성된 시퀀스에 기초하는 전송기.
7. 제6항에 따른 전송기로서, 각각의 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기는 M-시퀀스 또는 골드 코드 시퀀스 생성기로부터 형성되는 전송기.
8. 제5항에 따른 전송기로서, 상기 시그너처 시퀀스들의 복소 계수들의 상기 세트는 일정한 진폭 제로 자동 상관 시퀀스 생성기를 사용하여 생성되는 전송기.
9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 따른 전송기로서, 상기 정보는 공공 방송 조기 경보 등과 같은 사용자 레벨 정보를 포함하는 전송기.
10. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼들을 사용하여 페이로드 데이터를 전송하는 방법으로서, 상기 방법은,
전송될 상기 페이로드 데이터를 수신하는 단계,
수신기에서 전송될 상기 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 제1 시그널링 데이터를 수신하는 단계,
상기 페이로드 데이터와 상기 제1 시그널링 데이터를 전송을 위한 프레임들 내에 형성하는 단계,
상기 제1 시그널링 데이터로 제1 OFDM 심볼을 변조하는 단계,
상기 페이로드 데이터로 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들을 변조하는 단계,
시그너처 시퀀스를 제공하는 단계,
상기 시그너처 시퀀스를 상기 상기 제1 OFDM 심볼과 결합하는 단계, 및
상기 제1 및 제2 OFDM 심볼들을 전송하는 단계를 포함하고, 상기 시그너처 시퀀스를 제공하는 상기 단계는,
한 세트의 시그너처 시퀀스들 중 하나로부터 상기 시그너처 시퀀스를 선택하는 단계를 포함하고, 수신기가 상기 제1 OFDM 심볼로부터 상기 제1 시그널링 데이터를 검출하고 복구할 수 있도록 상기 선택된 시그너처 시퀀스가 상기 제1 OFDM 심볼과 결합되고 상기 세트의 시그너처 시퀀스들로부터 선택된 상기 시그너처 시퀀스는 상기 수신기에 메시지 정보를 나타내는 방법.
11. 제10항에 따른 방법으로서, 상기 시그너처 시퀀스를 제공하는 상기 단계는 생성될 상기 세트로부터 상기 시그너처 시퀀스를 선택하는 단계, 및
상기 시그너처 시퀀스들의 상기 세트로부터 상기 선택된 시그너처 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하고, 상기 시그너처 시퀀스들 중 제1 시퀀스는 상기 제1 OFDM 심볼이 검출되고 상기 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들 전에 상기 제1 시그널링 데이터가 복구될 수 있도록 선택되고, 상기 세트의 하나 이상의 다른 시그너처 시퀀스들은 다른 메시지 정보를 나타내도록 선택되는 방법.
12. 제10항 또는 제11항에 따른 방법으로서, 상기 제1 OFDM 심볼은 제2 유형의 상기 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들과는 다른 수의 서브 캐리어들을 갖는 제1 유형인 방법.
13. 제11항 내지 제13항 중 어느 한 항에 따른 방법으로서, 상기 동기화 시퀀스를 제공하는 상기 단계는,
수신기가 상기 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들 전에 상기 제1 OFDM 심볼을 검출하는데 사용하기 위한 제1 동기화 시퀀스를 제공하는 단계, 또는
상기 제1 OFDM 심볼을 검출하고 상기 수신기에 각각의 시그너처 시퀀스가 차이 메시지를 나타내는 복수의 시그너처 시퀀스들 중 하나로서 메시지를 나타내기 위한 상기 세트로부터의 상기 다른 시그너처 시퀀스들 중 하나를 제공하는 단계를 포함하는 방법.
14. 제10항 내지 제13항 중 어느 한 항에 따른 방법으로서, 상기 제1 동기화 시퀀스 및 상기 메시지 시퀀스들 각각은 복소 계수들의 세트를 포함하고 상기 시그너처 시퀀스는 시간 도메인에서 상기 제1 OFDM 심볼의 샘플들 중 대응하는 것에 상기 복소 계수들 각각을 가산함으로써 상기 제1 OFDM 심볼과 결합되는 방법.
15. 제10항 내지 제14항 중 어느 한 항에 따른 방법으로서, 복소 계수들의 상기 세트는 적어도 상기 복소 계수들의 실수 성분을 생성하도록 구성된 제1 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기, 및 적어도 상기 복소 계수들의 허수 성분을 생성하도록 별도 구성된 제2 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기를 사용하여 생성된 시퀀스에 기초하는 방법.
16. 제15항에 따른 방법으로서, 각각의 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기는 M-시퀀스 또는 골드 코드 시퀀스 생성기로부터 형성되는 방법.
17. 제15항에 따른 방법으로서, 상기 시그너처 또는 메시지 시퀀스들의 복소 계수들의 상기 세트는 일정한 진폭 제로 자동 상관 시퀀스 생성기를 사용하여 생성되는 방법.
18. 제10항 내지 제17항 중 어느 한 항에 따른 방법으로서, 상기 정보는 공공 방송 긴급 경보 등과 같은 사용자 레벨 정보를 포함하는 방법.
19. 수신된 신호로부터 페이로드 데이터를 검출하고 복구하기 위한 수신기로서, 상기 수신기는,
상기 수신된 신호를 검출하기 위한 검출기 - 상기 수신된 신호는 상기 페이로드 데이터와, 상기 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 제1 시그널링 데이터를 포함하고, 상기 제1 시그널링 데이터는 제1 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼에 의해 전달되고, 상기 페이로드 데이터는 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들에 의해 전달되고, 상기 제1 OFDM 심볼은 시그너처 시퀀스와 결합되었음 -,
매칭 필터의 출력이 상기 수신된 신호와의 상기 시그너처 시퀀스의 상관을 나타내는 신호를 생성하는 효과를 갖도록 상기 시그너처 시퀀스에 매칭된 임펄스 응답을 갖는 상기 매칭 필터를 포함하는 동기화 검출기, 및
상기 제2 OFDM 심볼들로부터 상기 페이로드 데이터를 복구하기 위해 상기 제1 OFDM 심볼로부터 상기 제1 시그널링 데이터를 복구하기 위한 복조기 - 상기 시그너처 시퀀스는 제1 동기화 시퀀스를 포함하는 미리 결정된 세트의 동기화 시퀀스들 중 하나 및 하나 이상의 제2 메시지 시퀀스들을 포함하고, 상기 시그너처 시퀀스는 선택되고 상기 제1 OFMD 심볼과 결합되었고, 상기 제1 동기화 시퀀스는 수신기가 상기 제1 OFDM 심볼로부터 상기 제1 시그널링 데이터를 검출하고 복구하기 위해 제공되고 상기 하나 이상의 제2 메시지 시퀀스들은 상기 수신기에 메시지 정보를 나타냄 -를 포함하고, 상기 수신기는,
제2 메시지 시퀀스들의 상기 세트 중에서 상기 제2 메시지 시퀀스를 식별함으로써 상기 메시지 정보를 검출하고 복구하기 위한 메시지 검출기를 포함하는 수신기.
20. 제19항에 따른 수신기로서, 상기 메시지 검출기는 상기 차동 인코딩된 지정된 메시지 시퀀스에 매칭된 임펄스 응답을 갖는 제2 매칭 필터를 포함하고, 상기 메시지 검출기는 상기 제2 매칭 필터의 상기 출력을 처리하는 것으로부터 상기 제2 메시지 시퀀스의 존재를 검출하여 상기 메시지 정보를 디코딩하도록 구성되는 수신기.
21. 제19항 또는 제20항에 따른 수신기로서, 상기 제1 OFDM 심볼은 제2 유형의 상기 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들과는 다른 수의 서브 캐리어들을 갖는 제1 유형인 수신기.
22. 제19항, 제20항 또는 제21항에 따른 수신기로서, 상기 시그너처 시퀀스의 상기 제1 동기화 시퀀스 및 상기 제2 메시지 시퀀스는 각각 복소 계수들의 세트를 포함하고 상기 시그너처 시퀀스는 시간 도메인에서 상기 제1 OFDM 심볼의 샘플들 중 대응하는 것에 상기 복소 계수들 각각을 가산함으로써 상기 제1 OFDM 심볼과 결합되는 수신기.
23. 제19항 내지 제22항 중 어느 한 항에 따른 수신기로서, 상기 시그너처 시퀀스의 복소 계수들의 상기 세트는 적어도 상기 복소 계수들의 실수 성분을 생성하도록 구성된 제1 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기, 및 적어도 상기 복소 계수들의 허수 성분을 생성하도록 별도 구성된 제2 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기를 사용하여 생성된 시퀀스에 기초하는 수신기.
24. 제23항에 따른 수신기로서, 각각의 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기는 M-시퀀스 또는 골드 코드 시퀀스 생성기로부터 형성되는 수신기.
25. 제23항에 따른 수신기로서, 상기 시그너처 또는 메시지 시퀀스들의 복소 계수들의 상기 세트는 일정한 진폭 제로 자동 상관 시퀀스 생성기를 사용하여 생성되는 수신기.
26. 제19항 내지 제25항 중 어느 한 항에 따른 수신기로서, 전원과 제어기를 포함하고, 상기 제어기는, 전력이 상기 수신기의 나머지 부분들 중 일부 또는 모두에 공급되지 않을 때 상기 수신기가 전력 오프 또는 대기 상태에 있을 때, 상기 전원과 결합하여 시그널링 디코더에 전력을 공급하도록 구성되는 수신기.
27. 수신된 신호로부터 페이로드 데이터를 검출하고 복구하기 위한 방법으로서, 상기 방법은,
상기 수신된 신호를 검출하는 단계 - 상기 수신된 신호는 상기 페이로드 데이터와 상기 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 제1 시그널링 데이터를 포함하는 시간 분할된 프레임들을 포함하고, 상기 제1 시그널링 데이터는 제1 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼에 의해 전달되고, 상기 페이로드 데이터는 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들에 의해 전달되고, 상기 제1 OFDM 심볼은 시그너처 시퀀스와 결합되었음 -,
매칭 필터의 출력이 상기 수신된 신호와의 상기 시그너처 시퀀스의 상관을 나타내는 신호를 생성하는 효과를 갖도록 상기 시그너처 시퀀스에 매칭된 임펄스 응답을 갖는 상기 매칭 필터로 상기 수신된 신호를 필터링하는 단계,
상기 매칭 필터의 상기 출력 신호로부터 상기 제1 OFDM 심볼을 검출하는 단계, 및
상기 제2 OFDM 심볼로부터 상기 페이로드 데이터를 복구하기 위해 상기 제1 OFDM 심볼로부터 상기 제1 시그널링 데이터를 복구하기 위해 상기 제1 OFDM 심볼을 복조하는 단계 - 상기 시그너처 시퀀스는 제1 동기화 시퀀스를 포함하는 미리 결정된 세트의 동기화 시퀀스들 중 하나 및 하나 이상의 제2 메시지 시퀀스들을 포함하고, 상기 시그너처 시퀀스가 선택되고 상기 제1 OFMD 심볼과 결합되었고, 상기 제1 동기화 시퀀스는 수신기가 상기 제1 OFDM 심볼로부터 상기 제1 시그널링 데이터를 검출하고 복구하기 위해 제공되고 상기 하나 이상의 제2 메시지 시퀀스들은 상기 수신기에 메시지 정보를 나타냄 -를 포함하고, 상기 방법은,
상기 제2 메시지 시퀀스를 식별함으로써 상기 메시지 정보를 검출하고 복구하는 단계를 포함하는 방법.
28. 제27항에 따른 방법으로서, 상기 방법은,
각각의 차동 처리된 상기 세트의 제2 메시지 시퀀스들 각각에 매칭된 임펄스 응답을 각각 갖는 추가 매칭 필터들을 사용하여 상기 메시지 정보를 검출하여 각각의 상기 제2 메시지 시퀀스들을 상기 수신된 제1 OFDM 심볼과 상관시키는 단계, 및
상기 미리 결정된 세트의 시퀀스들 중의 상기 시퀀스들에 대응하여 각각의 상기 매칭 필터들로부터의 최대 상관 출력으로부터 상기 메시지 정보를 검출하는 단계를 포함하는 방법.
29. 제27항 또는 제28항에 따른 방법으로서, 상기 제1 OFDM 심볼은 제2 유형의 상기 하나 이상의 제2 OFDM 심볼들과는 다른 수의 서브 캐리어들을 갖는 제1 유형인 방법.
30. 제27항 내지 제29항 중 어느 한 항에 따른 방법으로서, 상기 시그너처 시퀀스의 상기 제1 동기화 시퀀스 및 상기 제2 메시지 시퀀스는 각각 복소 계수들의 세트를 포함하고 상기 시그너처 시퀀스는 시간 도메인에서 상기 제1 OFDM 심볼의 상기 샘플들 중 대응하는 것에 각각의 상기 복소 계수들을 가산함으로써 상기 제1 OFDM 심볼과 결합되는 방법.
31. 제27항 내지 제30항 중 어느 한 항에 따른 방법으로서, 상기 시그너처 시퀀스의 상기 제1 동기화 시퀀스 및 상기 제2 메시지 시퀀스는 각각 복소 계수들의 세트를 포함하고 상기 시그너처 시퀀스는 주파수 도메인에서 상기 제1 OFDM 심볼의 상기 샘플들 중 대응하는 것에 각각의 상기 복소 계수들을 가산함으로써 상기 제1 OFDM 심볼과 결합되는 방법.
32. 제30항 또는 제31항에 따른 방법으로서, 상기 제1 동기화 시퀀스는 적어도 상기 복소 계수들의 실수 성분을 생성하도록 구성된 제1 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기, 및 적어도 상기 복소 계수들의 허수 성분을 생성하도록 별도 구성된 제2 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기를 사용하여 생성된 상기 시그너처 시퀀스의 복소 계수들의 상기 세트를 포함하는 방법.
33. 제32항에 따른 방법으로서, 각각의 의사-랜덤 이진 시퀀스 생성기는 M-시퀀스 또는 골드 코드 시퀀스 생성기로부터 형성되는 방법.
34. 제32항에 따른 방법으로서, 상기 시그너처 또는 메시지 시퀀스들의 복소 계수들의 상기 세트는 일정한 진폭 제로 자동 상관 시퀀스 생성기를 사용하여 생성되는 방법.
35. 제27항 내지 제34항 중 어느 한 항에 따른 방법으로서,
전력이 상기 수신기의 나머지 부분들 중 일부 또는 모두에 공급되지 않을 때 상기 수신기가 전력 오프 또는 대기 상태에 있을 때, 상기 시그널링 디코더에 전력을 공급하는 단계를 포함하는 방법.
그것은 본 개시의 추가 실시 형태들의 리스트를 따른다:
1. 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 사용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송기로서, 상기 전송기는,
수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하고 상기 페이로드 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하도록 구성된 변조기,
실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신하도록 구성된 긴급 정보 수신기,
하나 이상의 전송 심볼들 내로 긴급 정보를 삽입하도록 구성된 긴급 정보 임베더 - 상기 긴급 정보는 어떠한 긴급 정보도 전송되지 않을 경우에 시그널링 데이터 및/또는 페이로드 데이터를 전달하기 위해 사용된 리소스를 이용함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입됨 -, 및
전송 심볼들을 전송하도록 구성된 전송 유닛을 포함하는 전송기.
2. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
상기 긴급 정보 임베더는 상기 긴급 정보의 수신 뒤에, 1초 미만, 특히 500 밀리초 미만, 더욱 특히 100 밀리초 미만의 미리 결정된 기간 내에 상기 긴급 정보를 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입하도록 구성되는 전송기.
3. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
상기 긴급 정보 임베더는 시그널링 데이터 또는 페이로드 데이터를 전달하는 하나 이상의 전송 심볼들의 하나 이상의 서브 캐리어들을 긴급 정보를 전달하는 하나 이상의 서브 캐리어들로 대체하도록 구성되는 전송기.
4. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
상기 긴급 정보 임베더는 시그널링 데이터 또는 페이로드 데이터를 전달하는, 변조 심볼들, 특히 QAM 심볼들의 하나 이상의 변조 비트들, 특히 하나 이상의 최하위 비트들 또는 최상위 비트들을 긴급 정보를 전달하는 변조 비트들로 대체하도록 구성되는 전송기.
5. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
상기 긴급 정보 임베더는 특히 긴급 정보를 변조 인코딩하기 위한 더 높은 변조 차수를 이용하여 시그널링 데이터와 페이로드 데이터로부터 분리한 긴급 정보를 변조 인코딩하고, 또는 시그널링 데이터 또는 페이로드 데이터를 전달하는 변조 심볼들, 특히 QAM 심볼들의 변조 차수를 증가시키고 그들의 변조 차수를 증가시킴으로써 획득된 변조 심볼들의 추가 비트 내에 긴급 정보를 삽입하도록 구성된 변조 인코더를 포함하는 전송기.
6. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
상기 긴급 정보 임베더는 긴급 정보를 전달하기 위해, 미리 결정된 목적을 위해 예약되는 하나 이상의 예약된 서브 캐리어들, 특히 피크 대 평균 전력비(PAPR) 감소를 위해 예약된 서브 캐리어들을 이용하도록 구성되는 전송기.
7. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
상기 긴급 정보 임베더는 미리 결정되거나 선택된 서비스, 특히 비디오 텍스트, 오디오 채널, 쇼핑 채널, 또는 사용자들의 수가 적은 채널과 같은 덜 중요한 서비스의 페이로드 데이터를 긴급 정보로 대체하도록 구성되는 전송기.
8. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
상기 긴급 정보 임베더는 시그널링 데이터의 할당 용량을 동적으로 확장하고 동적으로 확장된 용량의 시그널링 데이터 내에 긴급 정보를 삽입하도록 구성되는 전송기.
9. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
전송될 페이로드 데이터와 시그널링 데이터를 수신하고, 페이로드 데이터와 시그널링 데이터를 전송을 위한 프레임들 내에 형성하고, 그리고 삽입된 긴급 정보의 방식(way) 및/또는 위치(location)를 나타내는 삽입 정보를 하나 이상의 프레임들 내에, 특히 삽입된 긴급 정보를 전달하는 하나 이상의 프레임들 내에 포함된 시그널링 데이터의 일부로서 추가하도록 구성된 프레임 빌더를 더 포함하는 전송기.
10. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
상기 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 정보를 삽입하는 상기 방식 및/또는 위치는 미리 결정되며, 상기 긴급 정보 임베더는 긴급 정보를 삽입하기 위한 미리 결정된 방식 및/또는 위치를 나타내는 삽입 정보를 이용하도록 구성되는 전송기.
11. 임의의 선행 실시 형태에 따른 전송기로서,
긴급 정보가 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입될 것임을 나타내는 긴급 표시자를 제공하고, 상기 긴급 표시자를 시그널링 데이터 내에 삽입하도록 구성된 긴급 시그널링 프로세서를 더 포함하는 전송기.
12. 실시 형태 11에 따른 전송기로서, 상기 긴급 시그널링 프로세서는,
상기 긴급 표시자를 나타내는 시그너처 시퀀스를 제공하도록 구성된 시그너처 시퀀스 프로세서, 및
시그널링 데이터를 전달하는 전송 심볼과 시그너처 시퀀스를 결합하도록 구성된 결합기를 포함하고,
상기 시그너처 시퀀스 프로세서에 의해 제공된 상기 시그너처 시퀀스는 한 세트의 시그너처 시퀀스들 중 하나로부터 선택되고, 상기 시그너처 시퀀스는 전송 심볼, 특히 수신기가 상기 전송 심볼로부터 상기 시그널링 데이터를 검출하고 복구할 수 있도록 시그널링 데이터를 전달하는 전송 심볼과 상기 결합기에 의해 결합되고 상기 세트의 상기 시그너처 시퀀스들은 상기 긴급 표시자를 상기 수신기에 제공하는 전송기.
13. 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송기로서, 상기 전송기는,
수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하고 페이로드 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하도록 구성된 변조기,
실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신하도록 구성된 긴급 정보 수신기,
페이로드 데이터로 변조된 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 정보를 삽입하도록 구성된 긴급 정보 임베더 - 상기 긴급 정보는 상기 긴급 정보를 전달하는 다수의 추가 서브 캐리어들을 제공함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입되고, 상기 서브 캐리어들은 전송에 사용되는 스펙트럼의 에지에 제공되고 및/또는 페이로드 데이터를 전달하는 서브 캐리어들을 가로질러 분산됨 -, 및
전송 심볼들을 전송하도록 구성된 전송 유닛을 포함하는 전송기.
14. 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송 방법으로서, 상기 전송 방법은,
수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하는 단계,
상기 페이로드 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하는 단계,
실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신하는 단계,
하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 정보를 삽입하는 단계 - 상기 긴급 정보는 어떠한 긴급 정보도 전송되지 않을 경우 시그널링 데이터 및/또는 페이로드 데이터를 전달하기 위해 사용된 리소스를 이용함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입됨 -, 및
상기 전송 심볼들을 전송하는 단계를 포함하는 방법.
15. 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 전송된 수신 신호로부터 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 검출하고 복구하기 위한 수신기로서, 상기 수신기는,
상기 수신 신호를 검출하도록 구성된 검출기 - 상기 수신 신호는 페이로드 데이터와 상기 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터를 포함하고, 상기 시그널링 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되고 상기 페이로드 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되며, 실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보가 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입됨 -,
상기 하나 이상의 전송 심볼들로부터 긴급 정보를 검출하고 복구하도록 구성된 긴급 정보 검출기,
상기 하나 이상의 전송 심볼들로부터 페이로드 데이터를 복구하기 위해 상기 하나 이상의 전송 심볼로부터 시그널링 데이터를 복구하도록 구성된 복조기, 및
긴급 정보의 검출의 경우에 출력되기 위해 제공된 미리 결정된 긴급 출력 정보 및/또는 긴급 정보를 출력하도록 구성된 긴급 정보 출력을 포함하는 수신기.
16. 실시 형태 15에 따른 수신기로서,
실제 긴급 상황이 상기 수신기의 사용자와 관련되는 경우 검출된 긴급 정보를 평가하도록 구성된 긴급 정보 평가기를 더 포함하고,
상기 긴급 정보 출력은 실제 긴급 상황이 사용자와 관련된 것으로 밝혀진 경우에만 미리 결정된 긴급 출력 정보 및/또는 긴급 정보를 출력하도록 구성되는 수신기.
17. 실시 형태 15 또는 16에 따른 수신기로서,
상기 시그널링 데이터로부터 긴급 표시자를 검출하도록 구성된 긴급 시그널링 검출기를 더 포함하고, 상기 긴급 표시자는 긴급 정보가 최소한 동일한 및/또는 하나 이상의 후속 프레임들의 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입될 것임을 나타내며,
상기 긴급 정보 출력은 긴급 표시자와 긴급 정보가 검출된 경우에만 미리 결정된 긴급 출력 정보 및/또는 긴급 정보를 출력하도록 구성되는 수신기.
18. 실시 형태 17에 따른 수신기로서, 상기 긴급 시그널링 검출기는,
매칭 필터의 출력이 차동 인코딩된 수신 신호와 차동 인코딩된 시그너처 시퀀스의 상관을 나타내는 신호를 생성하는 효과를 갖도록 상기 긴급 표시자를 나타내는 차동 인코딩된 시그너처 시퀀스에 매칭된 임펄스 응답을 갖는 매칭 필터를 포함하는 동기화 검출기 - 상기 시그너처 시퀀스는 한 세트의 시그너처 시퀀스들 중 하나를 포함하고, 상기 시그너처 시퀀스는 수신기가 하나 이상의 전송 심볼로부터 시그널링 데이터를 검출하고 복구할 수 있도록, 긴급 표시자를 전달하는 전송 심볼과 결합되고 상기 세트의 시그너처 시퀀스들이 긴급 표시자를 수신기에게 제공함 -, 및
시그너처 시퀀스들의 상기 세트로부터 시그너처 시퀀스를 식별함으로써 긴급 정보를 검출하고 복구하도록 구성된 정보 검출기를 포함하는 수신기.
19. 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 전송된 수신 신호로부터 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 검출하고 복구하기 위한 수신 방법으로서, 상기 수신 방법은,
상기 수신 신호를 검출하는 단계 - 상기 수신 신호는 페이로드 데이터와 상기 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터를 포함하고 상기 시그널링 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되고 상기 페이로드 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되며, 실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보가 하나 이상의 전송 심볼들 내에 삽입됨 -,
상기 하나 이상의 전송 심볼들로부터 긴급 정보를 검출하고 복구하는 단계,
상기 하나 이상의 전송 심볼들로부터 페이로드 데이터를 복구하기 위해 상기 하나 이상의 전송 심볼로부터 시그널링 데이터를 복구하는 단계, 및
긴급 정보의 검출의 경우에 출력되기 위해 제공된 미리 결정된 긴급 출력 정보 및/또는 긴급 정보를 출력하는 단계를 포함하는 수신 방법.
20. 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 전송하기 위한 전송기로서, 상기 전송기는,
수신기에서 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는데 사용하기 위한 시그널링 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하고 페이로드 데이터로 하나 이상의 전송 심볼들을 변조하도록 구성된 변조기,
실제 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보를 수신하도록 구성된 긴급 정보 수신기,
페이로드 데이터로 변조된 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 정보를 삽입하도록 구성된 긴급 정보 임베더 - 상기 긴급 정보는 상기 긴급 정보를 전달하는 다수의 추가 서브 캐리어들을 제공함으로써 그것의 수신 뒤에 미리 결정된 기간 내에 삽입되고, 상기 서브 캐리어들은 전송에 사용되는 스펙트럼의 에지에 제공되고 및/또는 페이로드 데이터를 전달하는 서브 캐리어들을 가로질러 분산됨 -, 및
상기 전송 심볼들을 전송하도록 구성된 전송 유닛을 포함하는 전송기.
21. 프로세서에 의해 실행될 때, 실시 형태 14, 19 또는 20에 따른 방법이 수행되게 하는 컴퓨터 프로그램 제품을 내부에 저장한 비일시적 컴퓨터-판독가능 기록 매체.
22. 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 실행될 때, 실시 형태 14, 19 또는 20에 따른 방법의 단계들을 컴퓨터로 하여금 수행하게 하는 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램.
Claims (20)
- 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 전송된 수신 신호로부터 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 검출하고 복구하기 위한 수신기로서, 상기 수신기는,
상기 수신 신호를 검출하고 - 상기 수신 신호는 하나 이상의 프레임을 포함하고, 각각의 프레임은 프레임 시그널링 부분 및 그에 후속하는 프레임 페이로드 부분을 갖고, 상기 프레임 페이로드 부분은 상기 페이로드 데이터를 포함하고 상기 프레임 시그널링 부분은 상기 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는 데 사용하기 위한 시그널링 데이터를 포함하고, 상기 시그널링 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되고 상기 페이로드 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되며, 상기 시그널링 데이터의 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 상태 표시자가 삽입되고, 상기 시그널링 데이터 또는 상기 페이로드 데이터의 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보가 삽입되고, 상기 긴급 상태 표시자는 일정한 진폭 제로 자동 상관(constant amplitude zero autocorrelation; CAZAC) 시퀀스로 표시됨 -, 그리고
상기 CAZAC 시퀀스로 표시된 상기 긴급 상태 표시자에 기초하여 상기 시그널링 데이터 또는 상기 페이로드 데이터의 상기 하나 이상의 전송 심볼들로부터 상기 긴급 정보를 검출하고 복구 - 상기 긴급 상태 표시자가 제1 CAZAC 시퀀스로 표시될 때 긴급 상태가 검출되고, 상기 긴급 상태 표시자가 제2 CAZAC 시퀀스로 표시될 때 비-긴급 상태가 검출됨 - 하도록 구성된 회로;
상기 시그널링 데이터 및 상기 페이로드 데이터를 복구하도록 구성된 복조기; 및
상기 긴급 정보를 검출한 경우에 상기 긴급 정보를 출력하도록 구성된 긴급 정보 출력 회로
를 포함하는 수신기. - 제1항에 있어서,
상기 회로는 상기 긴급 상황이 상기 수신기의 사용자와 관련되는 경우 상기 검출된 긴급 정보를 평가하도록 더 구성되고,
상기 긴급 정보 출력 회로는 상기 긴급 상황이 상기 사용자와 관련된 것으로 밝혀진 경우에만 상기 긴급 정보를 출력하도록 구성되는 수신기. - 제1항에 있어서,
상기 회로는 상기 시그널링 데이터로부터 상기 긴급 상태 표시자를 검출하도록 더 구성되고 - 상기 긴급 상태 표시자는 긴급 정보가 하나 이상의 후속하는 전송 심볼들 내에 삽입되어 있음을 표시함 -,
상기 긴급 정보 출력 회로는 상기 긴급 상태 표시자와 상기 긴급 정보가 검출된 경우에만 상기 긴급 정보를 출력하도록 구성되는 수신기. - 제3항에 있어서,
상기 회로는:
매칭 필터의 출력이 차동 인코딩된 수신 신호와 차동 인코딩된 시그너처 시퀀스의 상관을 나타내는 신호를 생성하도록 상기 긴급 상태 표시자를 나타내는 차동 인코딩된 시그너처 시퀀스에 매칭된 임펄스 응답을 갖는 상기 매칭 필터를 포함하고 - 상기 시그너처 시퀀스는 시그너처 시퀀스들의 세트 중 하나를 포함하고, 상기 시그너처 시퀀스는 상기 수신기가 상기 하나 이상의 전송 심볼로부터 상기 시그널링 데이터를 검출하고 복구할 수 있도록, 상기 긴급 상태 표시자를 전달하는 상기 하나 이상의 전송 심볼과 결합되고 상기 세트의 상기 시그너처 시퀀스들이 상기 긴급 상태 표시자를 상기 수신기에게 제공함 -,
상기 회로는 시그너처 시퀀스들의 상기 세트로부터 상기 시그너처 시퀀스를 식별함으로써 상기 긴급 정보를 검출하고 복구하도록 더 구성되는 수신기. - 싱글-캐리어 또는 다중-캐리어 방송 시스템에서 데이터 심볼들을 이용하여 전송된 수신 신호로부터 페이로드 데이터 및 긴급 정보를 검출하고 복구하기 위한 수신 방법으로서, 상기 수신 방법은,
상기 수신 신호를 검출하는 단계 - 상기 수신 신호는 하나 이상의 프레임을 포함하고, 각각의 프레임은 프레임 시그널링 부분 및 그에 후속하는 프레임 페이로드 부분을 갖고, 상기 프레임 페이로드 부분은 상기 페이로드 데이터를 포함하고 상기 프레임 시그널링 부분은 상기 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는 데 사용하기 위한 시그널링 데이터를 포함하고, 상기 시그널링 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되고 상기 페이로드 데이터는 하나 이상의 전송 심볼들에 의해 전달되며, 상기 시그널링 데이터의 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 상태 표시자가 삽입되고, 상기 시그널링 데이터 또는 상기 페이로드 데이터의 하나 이상의 전송 심볼들 내에 긴급 상황의 정보를 전달하는 긴급 정보가 삽입되고, 상기 긴급 상태 표시자는 일정한 진폭 제로 자동 상관(constant amplitude zero autocorrelation; CAZAC) 시퀀스로 표시됨 -;
상기 CAZAC 시퀀스로 표시된 상기 긴급 상태 표시자에 기초하여 상기 시그널링 데이터 또는 상기 페이로드 데이터의 상기 하나 이상의 전송 심볼들로부터 상기 긴급 정보를 검출하고 복구하는 단계 - 상기 긴급 상태 표시자가 제1 CAZAC 시퀀스로 표시될 때 긴급 상태가 검출되고, 상기 긴급 상태 표시자가 제2 CAZAC 시퀀스로 표시될 때 비-긴급 상태가 검출됨 -;
상기 시그널링 데이터 및 상기 페이로드 데이터를 복구하는 단계; 및
상기 긴급 정보를 검출한 경우에 상기 긴급 정보를 출력하는 단계
를 포함하는 수신 방법. - 프로세서에 의해 실행될 때, 제5항에 따른 방법이 수행되게 하는 컴퓨터 프로그램 제품을 내부에 저장한 비일시적 컴퓨터-판독가능 기록 매체.
- 제1항에 있어서,
상기 긴급 정보는 시그널링 또는 페이로드 데이터 중 적어도 하나와 연관된 리소스들로부터 디코딩되는 수신기. - 제1항에 있어서,
상기 긴급 상태 표시자는 복수의 CAZAC 시퀀스로부터 선택된 제1 CAZAC 시퀀스 또는 제2 CAZAC 시퀀스를 포함하는 수신기. - 제5항에 있어서,
상기 긴급 정보는 시그널링 또는 페이로드 데이터 중 적어도 하나와 연관된 리소스들로부터 디코딩되는 수신 방법. - 제5항에 있어서,
상기 긴급 상태 표시자는 복수의 CAZAC 시퀀스로부터 선택된 제1 CAZAC 시퀀스 또는 제2 CAZAC 시퀀스를 포함하는 수신 방법. - 제8항에 있어서,
상기 복수의 CAZAC 시퀀스 각각은 상기 수신기에서 각자의 CAZAC 시퀀스와 연관된 상이한 메시지에 대응하며, 상기 선택된 CAZAC 시퀀스의 검출이 상기 선택된 CAZAC 시퀀스와 연관된 메시지를 상기 수신기에 표시하는 수신기. - 제1항에 있어서, 상기 CAZAC 시퀀스는 상기 수신기에서 프레임 동기화를 위해 사용되는 수신기.
- 제11항에 있어서, 상기 복수의 CAZAC 시퀀스 중 하나는 가능한 긴급 상황에 대한 조기 경고와 연관되는 수신기.
- 제10항에 있어서,
상기 복수의 CAZAC 시퀀스 각각이 각자의 CAZAC 시퀀스와 연관된 상이한 메시지에 대응하며, 상기 선택된 CAZAC 시퀀스의 검출이 상기 선택된 CAZAC 시퀀스와 연관된 메시지를 표시하는 수신 방법. - 제5항에 있어서,
상기 CAZAC 시퀀스는 프레임 동기화를 위해 사용되는 수신 방법. - 제14항에 있어서,
상기 복수의 CAZAC 시퀀스 중 하나는 가능한 긴급 상황에 대한 조기 경고와 연관되는 수신 방법. - 제1항에 있어서,
상기 프레임 시그널링 부분은 상기 하나 이상의 프레임 각각의 헤드 엔드에 배치되는 수신기. - 제5항에 있어서, 상기 프레임 시그널링 부분은 상기 하나 이상의 프레임 각각의 헤드 엔드에 배치되는 수신 방법.
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