KR102230207B1

KR102230207B1 - 자가 튜닝 기능을 가지는 공진형 전력 공급원

Info

Publication number: KR102230207B1
Application number: KR1020167009583A
Authority: KR
Inventors: 존 탈봇 보이스; 그랜트 안토니 코비크
Original assignee: 오클랜드 유니서비시즈 리미티드
Priority date: 2013-09-12
Filing date: 2014-09-10
Publication date: 2021-03-22
Also published as: US20160226400A1; WO2015038010A1; EP3044862B1; CN105765839B; KR20160071381A; JP6450766B2; EP3044862A1; US10305393B2; JP2016532427A; CN105765839A

Abstract

본 발명은 직류(DC)를 교류(AC)로 변경하기 위한 전기 전력 응용들에 대한 전류-입력 공진형 인버터들에 관한 것이다. 본 발명의 하나의 응용은 자기유도 전력 전달(IPT) 시스템들을 위한 전력 공급원들에 대한 것이다. DC 전원(208)으로부터의 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자(205, 206) 및 튜닝 커패시턴스(204)를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로; 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스(200, 201)를 포함하는 제1 스위칭 수단; 및 공진 회로의 역률에 따라 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 하나 이상의 제어 커패시턴스(510A1-n, 510B1-n)를 선택적으로 스위칭하기 위한 제2 스위칭 수단(504A1-n, 504B1-n)을 포함하는 공진형 인버터가 제공된다.

Description

자가 튜닝 기능을 가지는 공진형 전력 공급원{RESONANT POWER SUPPLY WITH SELF TUNING}

본 발명은 직류(DC)를 교류(AC)로 변경하기 위한 전기 전력 응용(application)들에 대한 전류-입력 공진형 인버터들에 관한 것이다. 본 발명의 하나의 응용은 자기유도 전력 전달(IPT) 시스템들을 위한 전력 공급원들을 갖는다.

인버터들은 예를 들어, DC 전압을 AC 전압 공급원(예를 들어, 무정전 전력 공급원)으로 변환하기 위한 인버터로서 사용될 때, 교류 전력 공급원들의 생산을 포함하는 전기 전력 공급원들에서의 수많은 응용을 갖는다. 그것들은 또한 DC-DC 변환기들, 유도 가열, 마이크로파 생성, 표면 감지, 의학 실험, 높은 주파수 라디오 시스템들, IPT 시스템들 등의 내부 스테이지들에서 사용될 수 있다.

공지된 푸시-풀 전류 입력 공진형 인버터에 대한 회로도가 도 1에 도시된다. 그러한 인버터들의 동작은 그 내용이 본 출원에 참조로 원용되는, 미국 특허 명세서 5,450,305에서 논의된다. 이들 공진형 인버터들은 그것들의 낮은 스위칭 손실 및 낮은 전자기 간섭(EMI)으로 인해 훨씬 더 많은 인기를 얻어왔다.

IPT 시스템들에서 IPT 전력 공급원은 이상적으로는 고정 주파수 정현파 출력 전압을 생성하는 고정 주파수 전력 공급원이다. 그러한 전력 공급원이 도 1에 도시된다. 도 1의 회로는 DC 인덕터(LDC), 스플리트 위상 변압기(LPS), 및 병렬 공진형 탱크 회로(C1 L1)를 갖는다. 스위치들(S1 및 S2)은 병렬 튜닝된 탱크 회로에 걸쳐 공진 전압을 생성하기 위해 역-위상으로 작동한다. 스위치들이 턴 온하는 동시에 C1을 방전시킬 가능성이 없도록 스위치들과 직렬인 다이오드들이 추가된다.

인덕터(LDC)는 정상 상태 작동 조건들 하에서 일정한 DC 전류원을 제공한다. 이 인덕터는 보통 포화 문제들을 극복하기 위해 크게 설계된다. 두 개의 밀접하게 결합된 권선을 갖는 위상 스플리팅 변압기(LSP)가 DC 전류를 두 개의 분기로 분배하는데 사용되고, 스위치들(S1 및 S2)은 대안적으로, 코일(L1) 및 이의 튜닝 커패시터(C1)를 포함하는 공진형 탱크 회로 내로 주입되는 전류의 방향을 변경하기 위해, "온" 및 "오프"가 되도록 제어된다. 레지스터(R)는 인버터에 의해 공급되는 부하를 나타낸다.

외부 제어기(미도시)가 또한 스위치들(S1 및 S2)을 제어하기 위해 요구된다. 제어기는 공진 전압을 검출하고(예를 들어 튜닝 커패시터(C1)에 걸쳐 전압을 검출함) 제로 전압 크로싱들에서 스위치들을 구동한다(제로 전압 스위칭). 이들 스위칭 기술들은 스위칭 손실 및 EMI를 감소시키는데 도움이 된다. 그렇게 하기 위해, 추가 전압 변압기들 또는 권선이 보통 커패시터(C1)에 걸쳐 제로 전압 크로싱들을 검출하기 위해 요구된다. 검출된 정보는 제어기에 의해 스위치들(S1 및 S2)을 구동하는데 사용되고 특별한 게이트 구동 회로들이 보통 요구된다. 인버터의 이러한 형태의 스타트-업은 복합 제어기를 필요로 하며, 상대적으로 어렵다.

높은 주파수들에서 작동할 때 종래의 전력 공급원(미도시)은 주파수가 높아지면서 요구되는 dV/dt 및 dI/dt 과도 특성들이 너무 높아 전력 공급원을 작동하는 것이 문제가 있음에 따라 공급원을 작동하는 것이 점점 더 어려워지기 때문에 문제점들을 가진다. 예를 들어 140 kHz의 주파수에서 완전 사이클은 단지 7 마이크로초이고 따라서 스위치들이 반 사이클의 1% 내에서 480V 버스를 스위칭 온하면 스위치들 상의 dV/dt는 하이-사이드 스위치들의 동작을 도전적으로 만드는 매우 빠른 과도 특성인 480/(3.5 마이크로초 x 1%) = 13.7 kV/마이크로초이다. 도 1의 회로는 부드러운 스위칭 및 낮은 dI/dt 및 dV/dt가 가진 이러한 문제를 방지한다 그러나 이러한 회로(도 1)가 갖는 어려움은 인버터 상의 무효 부하의 변화들에 반응하여 동작 주파수를 유지하는 것 그리고 특히 회로가 쉽게 두 갈래로 나뉠 수 있기 때문에 요구되는 역률을 유지하는 것이다.

본 발명의 목적은 앞에서의 단점들 중 하나 이상을 적어도 제거하거나 공중에 유용한 선택을 적어도 제공할 인버터 또는 전력 공급원 또는 인버터 또는 전력 공급원을 작동하는 방법을 제공하는 것이다.

제1 측면에 따라 DC 전원으로부터의 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자 및 튜닝 커패시턴스를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로; 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스를 포함하는 제1 스위칭 수단; 및 공진 회로의 역률에 따라 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 하나 이상의 제어 커패시턴스를 선택적으로 스위칭하기 위한 제2 스위칭 수단을 포함하는 공진형 인버터가 제공된다.

상기 S1 및 S2와 같은 제1 스위칭 수단은 공진 주파수에서 교번하는 반-사이클들을 스위칭 온한다. 제2 스위칭 수단은 인버터의 튜닝 주파수를 변경하기 위해 제1 스위칭 수단의 스위칭 디바이스들에 걸친 커패시터들을 스위칭한다.

그러한 배열체는 그렇지 않았다면 튜닝의 부족 또는 낮은 역률로 인해 발생할 수 있는 공진 회로에서의 높은 피크 전압들을 감소시키는데 사용될 수 있다. 그러한 높은 피크 전압들의 존재는, 전압 변동률이 매우 높을 수 있는 높은 주파수에서 특히, 스위칭 디바이스들에 손상을 입힐 수 있다. 인버터를 튜닝하는 것은 또한 예를 들어 전기 차량과 같은 이차적인 IPT(자기유도 전력 전달)에서 전달되는 전력을 최적화한다. 제어 커패시터들의 선택적인 스위칭은 이차적인 부하 변화들 및/또는 결합도 변화들과 같은 외부 팩터들로 인해, 예를 들어 전기차 상의 이차 코일 및 유도성 소자들 간 변화하는 거리로 인해 달라질 수 있는 역률의 동적인 정정을 가능하게 한다.

실시예에서, 제2 스위칭 수단은 스위칭 디바이스를 포함하고 제어 커패시턴스는 제1 스위칭 수단의 스위칭 디바이스들의 각각과 병렬로 연결된다. 제2 스위치 수단은 역률이 조절되게 하는 인버터의 주파수를 변화시키는 튜닝 커패시턴스의 제로 전류 크로싱들에서 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 제어 커패시턴스를 스위칭하도록 배열될 수 있다.

실시예에서 공진형 인버터는 공진 회로의 전류 및 스위칭 디바이스들을 구동하기 위한 스위칭 신호 간 위상 차이를 결정함으로써 역률을 결정하도록 배열되는 역률 검출 회로를 더 포함한다.

실시예에서 역률 검출 회로는 공진 회로 및 적분 커패시터에 결합되는 변류기, 적분 커패시터에 걸쳐 결합되는 제곱기, 및 제곱기의 출력을 스위칭 신호와 비교하기 위한 비교기를 포함한다.

실시예에서, 복수의 제어 커패시턴스의 각각 또는 그룹들이 인버터의 동작을 제어하기 위해 공진 회로의 선택된 사이클들로 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 선택적으로 스위칭되도록 배열된다. 상이한 크기들의 일련의 제어 커패시턴스들은 인버터의 동적인 동작 동안 결정된 역률을 정정하기 위해 요구되는 회로 커패시턴스를 획득하기 위해 적절한 제2 스위칭 수단에 의해 조합될 수 있다.

실시예에서, 공진형 인버터는 각각 제어 레지스터에 연결되고 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하기 위해 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스를 포함하는 제3 스위칭 수단을 더 포함하고, 제1 스위칭 수단이 공진 회로를 시작 또는 중지시키기 위해 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 스위칭된다. 이러한 배열체는 공진형 인버터를 시작 및 중지시키기 위한 수단을 제공하고 제3 스위칭 수단은 항상 작동가능하며 제1 스위칭 수단은 풀(full) 전력이 제어 레지스터들을 우회하기 위해 요구될 때 스위칭 온된다.

실시예에서, 공진형 인버터는 입력 전류원 및 유도성 소자들 사이에 결합되는 벅 제어 회로를 포함할 수 있고, 벅 제어 회로는 튜닝 커패시터에 걸친 전압을 조절하도록 제어되는 듀티 사이클을 갖는 벅 제어 스위치 및 다이오드를 갖는다. 이러한 배열체는 공진 전류를 시작 및 중지시키는데 사용될 수 있고, 공진 회로가 튜닝되지 않을 때 피크 전압을 감소시키는데 사용될 수 있다. 이러한 개발은 보다 양호한 제어 옵션을 제공하고 추가적으로 단지 세 개의 스위치에 의해 구현되어 이를 저렴한 옵션으로 만들 수 있다.

또한 DC 전원으로부터의 전류 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자 및 튜닝 커패시턴스를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로, 두 개의 스위칭 디바이스를 포함하는 제1 스위칭 수단 및 제2 스위칭 수단을 갖는 공진형 인버터를 작동하는 방법이 제공되고; 방법은 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 두 개의 스위칭 디바이스를 스위칭하는 단계; 및 공진 회로의 역률에 따라 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 하나 이상의 제어 커패시턴스를 선택적으로 스위칭하기 위한 제2 스위칭 수단을 스위칭하는 단계를 포함한다.

실시예들은 그에 따라 튜닝 주파수가 항상 동작 주파수에 근접하도록 밀접하게 제어될 수 있는 디지털 방식으로 스위칭가능한 전력 커패시터를 사용하는 것을 포함하는 고정 주파수 정현파 공진형 인버터를 제공할 수 있고 회로는 스위칭 전압 및 출력 전류가 정상 상태 및 동적인 상태들 하에서 높은 역률을 갖도록 낮은 왜곡 파형들에 의해 높은 효율로 작동한다.

제2 측면에 따라 DC 전원으로부터의 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자 및 튜닝 커패시턴스를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로; 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스를 포함하는 제1 스위칭 수단; 및 입력 및 유도성 소자들 사이에 결합되는 벅 제어 회로로서, 과전압 상태에 반응하여 튜닝 커패시터에 걸친 전압을 감소시키도록 제어되는 듀티 사이클을 갖는 벅 제어 스위치 및 다이오드를 갖는, 상기 벅 제어 회로를 포함하는 공진형 인버터가 제공된다.

과전압 상태는 직접적으로 측정되거나 역률과 같은 다른 파라미터들로부터 추론될 수 있는 미리-결정된 전압 임계치일 수 있다.

이러한 배열체는 또한 튜닝의 부족 또는 낮은 역률로 인한 공진 회로에서의 높은 피크 전압들을 감소시키는데 사용될 수 있다. 그것은 두 개의 트랜지스터의 제1 스위칭 수단을 포함하고 하나의 트랜지스터를 포함하는 벅 스위칭 수단을 포함하는 총 세 개의 스위칭 디바이스에 의해 간단하게 구현될 수 있고, 매우 낮은 비용이 든다. 따라서 벅 스위칭 수단의 듀티 사이클은 전류를 공진하는 공진 회로와 다른 위상을 갖는 제1 스위칭 디바이스들의 스위칭에 반응하여 인버터로의 DC 공급 전압을 감소시키기도록 제어된다. 대안적으로 또는 추가적으로, 듀티 사이클은 공진 회로를 중지 또는 시작시키도록 제어될 수 있다.

또한 DC 전원으로부터의 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자 및 튜닝 커패시턴스를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로, 두 개의 스위칭 디바이스를 포함하는 제1 스위칭 수단 및 입력 및 유도성 소자들 사이에 결합되는 벅 제어 회로로서, 다이오드 및 벅 제어 스위치 제2 스위칭 수단을 갖는, 상기 벅 제어 회로를 포함하는 공진형 인버터를 작동하는 방법이 제공되고; 방법은 시작 및 중지할 때 또는 과전압 상태에 반응하여 튜닝 커패시터에 걸친 전압을 제어하기 위해 벅 제어 스위치의 듀티 사이클을 제어하는 단계를 포함한다.

실시예에서 방법은 공진 회로의 전압 또는 역률을 결정하는 단계 및 결정된 전압 또는 역률에 따라 듀티 사이클을 제어하는 단계를 포함한다.

실시예들은 튜닝은 없지만 일정한 주파수에 의해 높은 효율로 작동하는 고정 주파수 공진형 인버터를 제공할 수 있고 에러들은 회로 내에서 수용되지만 높은 왜곡 또는 중요한 손실이 없으며 회로는 필요할 때 손상 없이 셧 다운될 수 있다.

제3 측면에 따라 DC 전원으로부터의 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자 및 튜닝 커패시턴스를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로; 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스를 포함하는 제1 스위칭 수단; 및 공진 회로를 시작 또는 중지시키기 위해 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 제어 레지스턴스를 선택적으로 스위칭하도록 배열되는 제3 스위칭 수단을 포함하는 공진형 인버터가 제공된다.

공진 회로 내로 또는 그 밖으로 제어 레지스터를 스위칭하는 것은 스위칭 디바이스들을 손상시킬 수 있는 큰 과도 전압들을 초래함 없이, 정상 공진 동작 및 오프 사이의 제어된 변경을 가능하게 하기 위해 공진 전압을 감소시키거나 증가시킨다.

이러한 배열체는 위에서 설명된 측면들의 제2 스위칭 수단에 의해 또는 제2 스위칭 수단 없이 사용될 수 있다.

실시예에서 제3 스위칭 수단은 각각 제어 레지스터에 연결되고 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스를 포함한다. 제3 스위칭 수단은 공진 회로를 시작 또는 중지시키지 않을 때 공진 회로 밖으로 선택적으로 스위칭될 수 있다. 실시예에서 제3 스위칭 수단의 두 개의 트랜지스터는 계속하여 시작 또는 중지할 때 공진 회로를 구동하기 위해 다른 위상으로 선택적으로 스위칭된다.

제4 측면에 따라 DC 전원으로부터의 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자 및 튜닝 커패시턴스를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로; 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스를 포함하는 제1 스위칭 수단; 및 그렇게 함으로써 공진 회로의 공진 주파수를 변경하기 위해 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 제어 커패시턴스를 선택적으로 스위칭하기 위한 제2 스위칭 수단을 포함하는 공진형 인버터가 제공되고, 스위칭 디바이스들은 제2 스위칭 수단의 선택적인 스위칭에 따라 스위칭 주파수를 변경하도록 배열된다.

이러한 배열체는 공진형 인버터의 상이한 동작 주파수들을 선택하는 것을 가능하게 한다. 공진 회로 내로 그리고 그 밖으로의 스위칭 제어 커패시턴스들은 공진 주파수를 변경하고, 매칭하도록 스위칭 디바이스들의 스위칭 주파수를 제어함으로써, 공진형 인버터의 동작 주파수가 특정한 응용에 대해 선택될 수 있다. 또한 약간 상이한 주파수에서의 동작은 역률이 제어될 수 있도록 시간에 따른 위상 관계를 변경한다. 그 후 위에서 언급한 다른 측면들이 시작/중지 및 튜닝 또는 역률을 제어하는데 사용될 수 있다.

실시예에서 제2 스위칭 수단은 스위칭 디바이스를 포함하고 제어 커패시턴스는 제1 스위칭 수단의 스위칭 디바이스들의 각각과 병렬로 연결된다.

실시예에서 제2 스위치 수단은 튜닝 커패시턴스의 제로 전류 크로싱들에서 공진 회로 내로 제어 커패시턴스를 스위칭하도록 배열된다.

실시예에서 인버터는 공진 회로 및 적분 커패시터에 결합되는 변류기, 및 적분 커패시터에 걸쳐 결합되는 제곱기를 갖는 제로-전압 검출 회로를 더 포함한다.

실시예에서 복수의 제어 커패시턴스의 제어 커패시턴스들의 각각 또는 그룹들이 인버터의 동작을 제어하기 위해 공진 회로의 선택된 사이클들로 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 선택적으로 스위칭되도록 배열된다.

다른 측면에서 본 발명은 DC 전원으로부터의 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자 및 튜닝 커패시턴스를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로, 전원으로부터의 전류를 공진 회로 내로 제어가능하게 스위칭하기 위한 제1 스위칭 수단, 및 그렇게 함으로써 공진 회로의 고유 공진 주파수를 변경하기 위해 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 제어 커패시턴스를 선택적으로 스위칭하기 위한 제2 스위칭 수단을 포함하는 공진형 인버터에 특징이 있다.

실시예에서 제2 스위칭 수단은 튜닝 커패시턴스의 전압 제로 크로싱들 상에서 공진 회로 내로 제어 커패시턴스를 스위칭한다.

실시예에서 제2 스위치 수단은 튜닝 커패시턴스의 제로 전류 크로싱들에서 공진 회로 내로 제어 커패시턴스를 스위칭한다.

제1 스위칭 수단은 전원으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스를 포함한다.

제2 스위칭 수단은 제1 스위칭 수단의 스위칭 디바이스들의 각각과 병렬로 연결되는 스위칭 디바이스, 및 그 사이에 연결되는 제어 커패시턴스를 포함할 수 있다.

실시예에서 복수의 제2 스위치 수단 및 연관된 제어 커패시턴스가 제공된다.

실시예에서 복수의 제어 커패시턴스의 제어 커패시턴스들의 각각 또는 그룹들이 시간에 따라 인버터의 동작을 제어하기 위해 공진 회로의 선택된 사이클들로 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 선택적으로 스위칭될 수 있다. 따라서 제어 커패시턴스들은 일부 실시예들에서 간헐적으로 연결 또는 분리되거나, 공진 회로의 동작의 복수의 사이클에 따라 공진 회로의 동작 또는 특성들을 제어하도록 디더링될 수 있다.

실시예에서 튜닝 커패시턴스에서의 전류를 제1 스위칭 수단에 대한 스위칭 제어 파형(들)과 비교함으로써 역률을 측정하는 역률 측정 수단이 제공된다.

실시예에서 원하는 역률로 역률을 변경하도록 제2 스위칭 수단을 제어하기 위해 측정된 역률을 사용하는 제어 수단이 제공된다.

다른 측면에서 본 발명은 DC 전원으로부터의 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자 및 튜닝 커패시턴스를 포함하는 공진 회로로서, 유도성 소자들은 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로, 전원으로부터의 전류를 공진 회로 내로 제어가능하게 스위칭하기 위한 제1 스위칭 수단, 및 그렇게 함으로써 공진 회로의 Q 팩터를 변경하기 위해 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 제어 커패시턴스를 선택적으로 스위칭하기 위한 제2 스위칭 수단을 포함하는 공진형 인버터에 특징이 있다.

실시예에서 제어 레지스턴스는 공진 회로에 근접 임계 감쇠를 제공하도록 선택된다.

제2 스위칭 수단은 제1 스위칭 수단의 스위칭 디바이스들의 각각과 병렬로 연결되는 스위칭 디바이스, 및 그 사이에 연결되는 제어 레지스턴스를 포함할 수 있다.

다른 측면에서 본 발명은 선행하는 서술 내용 중 임의의 서술 내용에 따른 인버터를 포함하는 IPT 전력 공급원에 특징이 있다.

다른 측면에서 본 발명은 공진형 인버터를 작동하는 방법에 특징이 있고, 방법은 인버터의 주파수 또는 위상 또는 역률을 제어하기 위해 인버터의 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 제어 커패시턴스를 선택적으로 스위칭하는 단계를 포함한다.

실시예에서 방법은 전압 제로 크로싱들 상에서 공진 회로 내로 제어 커패시턴스를 스위칭하는 단계를 포함한다.

실시예에서 방법은 전류 제로 크로싱들에서 공진 회로 내로 제어 커패시턴스를 스위칭하는 단계를 포함한다.

본 출원에 설명된 현재 바람직한 실시예들에 대한 다양한 변경 및 변형이 당해 기술분야의 통상의 기술자들에게 명백할 것임이 주의되어야 한다. 그러한 변경들 및 변형들은 첨부된 청구항들에 제시된 바와 같은 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 이의 수반되는 이점들을 약화시키지 않고 이루어질 수 있다. 따라서, 그러한 변경들 및 변형들이 본 발명 내에 포함됨이 의도된다.

본 문서 전체에 걸쳐 단어 "포함한다" 및 "포함하다" 및 "포함하는"과 같은 변형들은 포괄적인 의미로 해석되도록 의도된다.

도 1: 공지된 푸시 풀 전류 입력 공진형 인버터의 개략적인 회로도이다,
도 2: 다른 공지된 인버터의 회로도이다,
도 3: 본 발명에 따른 일 실시예 인버터의 도해이다,
도 4: 본 발명의 일 측면에 따른 검출 회로의 도해이다,
도 5: 본 발명에 따른 다른 실시예 인버터의 도해이다,
도 6: 본 발명의 일 측면에 따른 역률 측정 회로의 도해이다,
도 7: 본 발명에 따른 다른 실시예 인버터의 도해이다,
도 8: 본 발명에 따른 다른 실시예 인버터의 도해이다,
도 9: 인버터 파형들을 도시한다.

인버터들은 많은 최신의 전력 인버터들에 대한 기본 빌딩 블록들이다. 본 문서에 설명된 신규 인버터들은 높은 주파수 전압 또는 전류 발생이 요구되는 다양한 응용에서 사용될 수 있다. 이들 응용들은 이에 한정되는 것은 아니지만 예를 들어 유도성으로 결합된 무접점 전력 전달, 유도 가열, DC-DC 변환기들, 무정전 전력 공급원들을 포함한다.

본 발명은 도 2에 도시되는 공지된 인버터의 설명으로 시작하여, 이제 설명될 것이다. 이러한 회로는 이제 위상 스플리팅 변압기가 없고 두 개의 결합된 인덕터(205 및 206)가 대신 사용되는 점을 제외하고 도 1의 회로와 본질적으로 동일하다. 또한 독립적인 공진형 인덕터가 없다 - 동일한 인덕터들(205 및 206)이 이 작업도 수행한다. 이들 회로들 양자에서 회로의 고유 진동들에 반응하여 트랜지스터들을 스위칭하는 도 1 및 도 2는 임계 부하들 상에 이중-분기를 야기할 수 있고 그 후 IPT 시스템이 이용가능한 전력이 매우 감소된다. 회로의 이상적인 동작은 꽤 단순하다. 트랜지스터들(200 및 201)이 상보적인(푸시-풀) 방식으로 스위칭 온 및 오프된다. 100이 온일 때 지점(B)에서의 전압은 로우(low)(이상적인 접지 - 209)이고 지점(A)은 커패시터(204)와 공진하는 직렬 인덕터들(105 및 206)에 의해 결정되는 공진 주파수에서 반-정현파 전압을 따른다. A에서의 전압이 접지로 돌아갈 때 스위치(201)는 턴 온되고, 스위치(200)는 턴 오프되며, 지점(B)은 반 사이클을 수행한다. 그리고 프로세스도 계속된다. 시스템이 정확하게 튜닝되면 200 및 201은 전원(208)으로부터의 전류를 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동하는 두 개의 스위칭 디바이스(200 및 201)와 계속 공진하는 클록 신호에 의해 구동될 수 있다. 실제로 정확한 튜닝은 실현 가능하지 않고 따라서 다이오드들(202 및 203)이 스위치들이 공진과 동기하지 않고 작동하면, 높은 순환 전류가 스위치들을 통과할 수 없고 그것들을 파손하도록 추가된다. 회로의 실제 동작에서 지점들(A 및 B)은 스위치들(200 및 201)이 각각 온일 때 다이오드들(202 및 203)이 온하면 단지 접지로 풀링된다. 회로가 무-부하 상태들 하에서 작동하고 있다면 이는 실제로는 그렇지 않을 수 있고 그 후 동작이 약간 위태롭게 될 수 있다. 따라서 이상적으로 회로는 부하-상에서 그리고 고정 주파수에 의해 작동되어야 한다.

일부 응용들에서 이러한 회로의 사용에 의해 중요한 이점들이 있다. 국제 특허 공보 WO2010090539에서 설명된 바와 같은 이중 D 픽-업 패드들은 전력 공급원의 부분으로서 - 그리고 픽-업의 부분으로서 - 본 출원에서 사용될 수 있는 두 개의 결합된 코일(즉 205 및 206)을 가져 비용 및 별개 인덕터의 공간을 절감한다. 회로는 그것이 필요하지 않아 패드-내 전력 공급원이 없다면 변압기 분리를 갖지 않고, 회로는 자가-튜닝할 수 있다. 따라서 그것이 에어-갭 또는 얼라인먼트가 달라지면서 패드-내 위치에서 사용될 때 픽-업은 초당 약 1000회 이상으로 패드를 리턴하는 것을 유지할 수 있다. 이런 식으로 임의의 픽-업 또는 전력 공급원 상의 VAR 부하가 상당히 감소된다.

두 개의 동작 주파수를 갖는 전력 공급원

2개의 상이한 주파수에서 작동할 수 있는 신규 회로가 도 3에 도시된다.

도 3을 참조하면, 두 개의 추가 커패시터(304A 및 304B)가 스위치들(310A 및 310B)을 사용하여 추가된다. 이들 스위치들 양자는 역 방향으로 도전할 수 있는 내부 바디 다이오드들을 갖는다. 지점(B)가 로우인 동안 지점(A)이 스위치(310A)에 의해 반-정현파 방식으로 하이로 될 때 커패시터(304A)는 본질적으로 커패시터(304A)가 커패시터(204)와 병렬로 있도록 해당 ½ 사이클 상에서 충전 및 방전된다. 유사하게 스위치(304B)가 온 상태의 다음 ½ 사이클 상에서, 지점(B)이 하이로 될 때 커패시터(304B)가 충전 및 방전되고 커패시터(304B)는 커패시터(204)와 병렬로 있다. 따라서 스위치들(310A 및 310B)이 온인 동안 커패시터(204)는 각 ½ 사이클로 스위칭되는 그것과 병렬인 커패시터를 갖고 회로는 그것이 전의 것과 상이한 주파수로 공진할 수 있다. 따라서 이차 스위치들(310A 및 310B)의 동작은 제어 커패시턴스들(304A 및 304B) 내에 또는 외에 스위칭하고 그렇게 함으로써 인버터의 공진 주파수를 변경한다. 스위치들(200, 201, 310A, 310B)을 구동하는 클록 주파수는 튜닝을 복구하기 위해 새로운 공진 주파수에 매칭하도록 조절되는 동시에 클록 주파수는 감소되어야 할 것이다. 튜닝 및 스위칭 또는 클록 주파수는 매우 급격하게 스위칭될 수 있다 - 커패시터(204)가 제로 볼트에 있을 때는 언제든지 스위치들(310A 및 310B)이 변경될 수 있다. 스위치들은 그것들 중 단지 하나가 임의의 특정한 시간에 전압을 가질 때 함께 작동될 수 있거나, 그것들은 커패시터(204)가 제로 전압에 있을 때는 언제든지 독립적으로 작동될 수 있다. 회로가 정확히 단위 역률로 작동 중이지 않으면 메인 스위치들(200 및 201)은 정확히 커패시터(204)가 부호를 변경하는 지점에서 스위칭하지 않을 수 있으나 추가 스위치들(310A 및 310B)은 커패시터(204)의 제로 크로싱 상에서 스위칭한다.

커패시터(204) 상의 전압 크로싱들을 측정하는 것은 전압이 상대적으로 높은 속도로 부호를 변경함에 따라 사소한 것이 아니다. 그러나 측정을 위한 명쾌한 방식이 도 4에 도시된다. 본 출원에서 변류기는 커패시터(204)에서의 전류를 검출하는데 사용된다. 변류기로부터의 출력은 커패시터(402)를 충전하는 전류원이다 - 따라서 커패시터(402)에 걸친 전압은 커패시터(204)를 통한 전류의 적분이다 - 이는 제1 원리들로부터 커패시터(204)에 걸친 전압이다. 따라서 커패시터(402)의 제로 크로싱들은 인버터를 추가하고 402 커패시터 전압을 제곱함으로써 그것들이 요구되는 정확한 반 사이클들에 대해 스위칭 온될 수 있는 스위치들(310A 및 B)을 작동할 정확한 시간들이다. 레지스터(403)는 제로 크로싱 검출 회로에 매우 약간 앞서는 위상을 더한다. 이러한 위상 앞섬(phase lead)은 스위치들을 구동하는 게이트들에서의 전파 지연들을 가능하게 한다. 예를 들어 140 kHZ에서 5도의 위상 앞섬은 경험될 수 있는 거의 정확한 지연일 가능성이 있는 97ns의 전파 지연을 교정할 수 있다. 회로는 가능한 정확하게 지연을 획득하기 위하여 레지스터(403)를 조절함으로써 트리밍될 수 있다.

다중 출력 주파수를 갖는 전력 공급원

추가 커패시터들 및 스위치들을 추가함으로써 도 3의 전력 공급원은 정확한 주파수들의 상대적으로 넓은 범위에 걸쳐 작동할 수 있는 도 5로 변환될 수 있다.

주파수들의 범위를 획득하는데 필요한 스위치들의 수는 추가 커패시터들이 차례로 가중되면 크게 감소될 수 있다. 예를 들어 4개의 스위치(각각의 측 상에)가 1:2:4:8로 가중된 상태에서 1 내지 15의 임의의 커패시터 크기가 선택될 수 있다. 커패시터들 및 스위치들의 수는 교번하는 사이클들 상에서 스위치들을 '디더링'함으로써 더 감소될 수 있다. 따라서 커패시터들은 시간에 따라, 또는 평균적으로, 공진 회로의 원하는 출력 또는 거동이 달성되도록 시간에 따라(즉 공진 회로의 복수의 사이클에 걸쳐) 선택될 수 있는 사이클들로 그룹들로 또는 개별적으로 안으로 또는 밖으로 선택적으로 스위칭될 수 있다. 4개 중 하나와 교대로 스위칭되는 3의 가중치를 갖는 커패시터는 3 ½과 동등한 가중치를 제공한다 - 또는 1:2:4의 가중치들을 갖는 세 개의 커패시터는 0, ½, 1,1 ½,2,2 ½,3,3 ½ ,4,4 ½,5,5 ½,6,6 ½, 7을 제공하기 위해 디더링되어 3개의 커패시터에 15개의 선택가능한 값을 제공할 수 있다. 언급한 바와 같이 모든 ½ 스텝들은 다음 스텝 업과 값을 교대함으로써 달성된다 - 5 ½은 6과 교대되는 5가 되고, 이것은 4+2와 교대되는 4+1이 되거나, 또는 3 ½은 4와 교대되는 1+2이 된다. 모든 스위칭이 제로 전압에서 이루어지고 따라서 회로에 대한 교란이 최소화된다.

도 5의 회로는 다수의 가능한 출력 주파수를 생성하는데 사용될 수 있고 예를 들어 자기유도 전력 전달(IPT) 응용들에 대해 상이한 동작 주파수을 설정하는데 사용될 수 있다. 따라서 단일 디바이스가 상황들 및/또는 그것들이 전력을 전달하고 있는 이차 디바이스들에 따라 상이한 동작 주파수들을 제공하는데 사용될 수 있다. 통상적으로 동작 주파수가 설정될 것이고 그 후 특정한 응용 또는 이차 디바이스에 대해 일정하게 유지될 것이다. 그러나 그 후 응용 또는 이차 디바이스를 변경해야 한다면 일차 공진 인버터는 위에서 설명된 방식으로 상이한 동작 주파수로 재-설정될 수 있다.

대안적인 실시예에서, 도 3 및 도 5의 공진 인버터 회로들은 하나의 주파수를 생성하도록 작동될 수 있으나 하나 이상의 제어 커패시터(304A, 304B, 504A1 내지 504AN, 504B1 내지 504BN) 안으로 또는 밖으로 스위칭함으로써 임의의 VAR 에러들을 교정할 수 있다. 도 9를 참조하면, 지점들(A 및 B)에서의 전압 파형들이 각각 단위 역률, 지상(lagging) 역률, 및 진상(leading) 역률에 대해 도시된다. 스위치들(200 및 201)의 스위칭 순간들이 도시되고, 단위 역률인 상태에서 이들은 도시된 바와 같이 지점(A) 및 지점(B)에서 파형들의 제로 전압들과 일치한다. 튜닝되거나 단위 역률에 가까운 공진형 인버터를 작동하는 것은 최대 전력 전달을 가능하게 하고 또한 이들이 온일 때 스위칭 트랜지스터들(200 또는 201)에 걸친 전압을 최소화하며, 그렇게 함으로써 이들 트랜지스터들을 통과하는 임의의 전류를 감소시키고 그에 따라 손상 가능성을 최소화한다.

그러나 실제로는 인버터의 튜닝 또는 역률이 이차 부하 또는 결합의 변화들로 인해, 예를 들어 일차 및 이차 코일들 간 변화하는 거리로 인해 동적으로 변경될 수 있다. 공진 회로가 정확히 튜닝되지 않으면, 공진 전류는 도시된 바와 같이 스위칭 순간들에서 앞서거나 뒤처지고, 이는 특히 역률이 제로에 가깝게 달라지면서 스위칭 트랜지스터들(200 또는 201)에 걸친 큰 피크 전압들로 이어질 수 있다. 높은 주파수 동작과 조합되면, 스위칭 트랜지스터들(200 또는 201)에 걸친 전압의 변화는 특히 역률이 단위 역률에서 멀리 달라지면서 중요하다. 높은 주파수 동작과 조합되면, 스위칭 트랜지스터들에 걸친 주파수의 변화는 제한되어야 하고 그것이 다르게 제어되지 않으면 스위칭 트랜지스터들을 파손하거나 손상을 입힐 수 있다. 동일한 고려사항들은 또한 위에서 설명된 바와 같이 그것들의 대응하는 제1 스위칭 디바이스(200 또는 201)와 함께 스위칭되는 이차 스위치들(310A, 310B, 510A1 내지 510AN, 510B1 내지 510BN)에 대해서도 적용된다. 예를 들어 지점(A)에서의 피크 전압은 공급 전압(208)의 π배이다 - 따라서 공급 전압이 300V인 경우, 피크 전압은 942V이다. 그러나 인버터가 튜닝되지 않으면, 지점(A) 또는 지점(B)에서의 피크 전압은 이제 공급 전압에 π/cos(θ)를 곱한 값이다. 여기서 θ는 공진 전류 및 스위칭 파형 간 위상 각도이다. 따라서 피크 전압은 θ가 90°에 이르면서 매우 크게 될 수 있다 - 예를 들어 0.05 (5%)의 역률에 대해, 300V의 공급 전압에 대한 피크 전압은 10kV를 초과하고 지속되지 않을 수 있다.

제어 커패시턴스들은 공진 회로를 튜닝하기 위해 도 5의 인버터 회로 안으로 또는 밖으로 스위칭되어, 역률을 단위 역률에 더 가깝게 바꾸고 스위칭 트랜지스터들에 걸친 피크 전압들 및 그에 따른 과도적 전압을 감소시킬 수 있다. 개선된 역률은 또한 동적으로 변화하는 결합도 및/또는 부하 상태들을 고려하더라도 이차 디바이스에 전달되는 전력을 최대화한다. 따라서 공진형 인버터는 공진 회로의 역률에 따라 공진 회로 내로 또는 그 밖으로 하나 이상의 제어 커패시턴스를 선택적으로 스위칭하도록 제어될 수 있다. 다수의 주파수 실시예에 대해 앞에서 설명된 바와 같이, 제어 커패시턴스들은 바람직하게는 각각 지점들(A 및 B)에서의 제로 전압 크로싱들에서 인버터 회로 내로 또는 그 밖으로 스위칭된다. 커패시터 전압 제로 크로싱들의 결정은 예를 들어 앞에서 설명된 바와 같은 도 4의 회로를 사용하여 구현될 수 있다.

회로의 이러한 자가-튜닝에 대해 회로가 회로 파라미터들이 변경되더라도 단위 역률로 작동될 수 있도록 동적으로 역률을 측정하는 것이 필요하다. 언급한 바와 같이 이러한 회로에서의 이상적인 전압 파형은 스위치들(200 및 201)을 구동하는 클록 신호들과 동일한 위상을 갖는다. 커패시터(204)를 통하는 순환 전류는 이미 구형파로 변환되는, 도 4의 회로의 출력으로서 이용가능하고, 회로가 정확하게 튜닝되면 우리는 정확히 같은 위상일 이들 두 개의 구형파 신호를 필요로 한다. 실제로는 신호들이 제로가 아닌 90도의 이들 간 이상적인 위상 각도를 가질 때 위상 차이들을 측정하는 것이 보다 용이하다. 여기서 새로운 전압 기준이 용이하게 생성될 수 있다 - 스위치들(200 및 201)에 대한 클록 신호들은 크리스탈 소스를 사용하여 마이크로프로세서 또는 FPGA에 의해 공급되어야 하고 그리고 위치들을 구동하는 신호들에 대해 90도만큼 편이되는 추가 출력 주파수를 획득하는 것은 사소한 것이다. 더욱이, 필요하다면, 이러한 신호는 회로에서의 전파 지연들을 교정하기 위해 약간 진전되거나 지체되는 이의 위상을 가질 수 있다.

변류기(401)를 사용하여 역률을 측정하기 위한 회로가 도 6에 도시된다. 모든 전류가 측정되는 것은 아니나 - 단지 커패시터(204)에서의 전류 - 이것이 총 전류의 통상적으로 70%-80%일 때 이것은 단지 크기가 아닌 전류의 위상이 사용됨에 따라 여기서의 제어 목적을 위해 충분하다. 도 6에 도시된 바와 같이 변류기(401)로부터의 출력이 커패시터(402)에 의해 적분되고 증폭기(601)에 의해 제곱된다. 전체 전력 공급원을 제어하는 마이크로프로세서는 이제 스위치 게이트 파형들에 관한 90도 위상 각도로 교번하는 구형파 출력을 생성한다 - 본 출원에서 개념적으로 회로 소자(603)에 의해 도시됨. 602 및 603의 출력들은 배타적 논리합 게이트에 의해 곱해진다 : X-OR 게이트로의 입력들이 같은 위상(조건 A)이면 출력은 통상적으로 X-OR 게이트에 대한 전력 공급원에 대응하는 12V일 것이고, 그것들이 90도 차이(이상적인 상태)이면 출력은 공진 주파수의 두 배로 스위칭할 것이며(조건 B), 입력들이 180도 차이이면 출력은 계속해서 로우일 것이다(C). 출력들을 측정하고 위상 각도를 결정하는 것은 단순한 일이다. 실제로는 디지털 기술이 본 출원에서 사용하기에 용이하다. 카운터가 최대 1000 카운트를 카운팅할 수 있는 기간 동안, 카운터 입력이 X-OR의 출력에 의해 게이팅되면 A의 경우 그것은 1000 카운트를 카운팅할 것이고, B의 경우 그것은 500을 카운팅할 것이며, C의 경우 그것은 제로를 카운팅할 것이다. 더욱이 출력은 그것이 얼마나 많은 커패시터 스위치가 도 5에 도시된 1:2:4:8 커패시터 선택에 대응하여 0 내지 15를 카운팅함으로써 회로를 튜닝하기 위해 온되어야 하는지에 대해 카운팅하도록 조정될 수 있다.

이를 위한 단순한 셋업은 요구되는 커패시턴스의 80%를 공급하기 위해 도 5에서의 커패시터(204)를 선택하는 것이다. 그 후 추가 커패시턴스가 1:2:4:8의 네 개의 스위치 및 커패시터에 의해 구성되어 여기서 2 ½% 스텝들로 대응하는 1 내지 15를 제공하면, 8 스텝은 20%를 더하여 100% 커패시턴스의 이상적인 튜닝을 제공하고, 0 스텝은 80% 커패시턴스로 튜닝하고(인덕턴스 값들이 하이임), 그리고 15 스텝은 115%로 튜닝하며(인덕턴스 값들이 로우임), 카운팅 시스템은 중간에 모든 단계를 제공할 것이다. 보다 높은 분해능이 보다 많은 스텝 또는 스위칭들을 디더링하는 것에 의해 달성가능하다. 이러한 튜닝은 매우 빠르게 - 1 ms 미만으로 이루어질 수 있다. 시스템은 에러를 측정하고 변화들에 즉각 반응하지 않으나, 완전한 튜닝을 달성하기 위해 가능한 가장 빠른 응답을 제공하기 위한 스텝들의 현재 수에 에러를 대수적으로 더함으로써 PI 제어기로 만들어질 수 있다.

설명된 인버터 토폴리지들이 너무 잘 튜닝될 수 있어 각 스위치(200, 201) 및 튜닝 커패시터(204) 간 다이오드가 필요하지 않을 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 더욱이, 제2 스위치들(310A, 310B) 등은 자연적으로 턴 오프될 것이다.

시작 및 셧-다운

도 3 및 도 5에 설명된 회로는 중지하는 것 그리고 시작하는 것이 상대적으로 어렵다 - 특히 고정 클록 주파수를 가질 때. 이들 문제들은 도 7에 도시된 바와 같은 것들과 직렬로 레지스터들과 스위치들의 다른 쌍을 추가함으로써 완화될 수 있다. 시작하기 위해 회로 스위치들(200, 201)을 오프로 남겨두고 스위치들(700, 701)은 적절한 DC 공급 전압과 적절한 주파수로 스위칭된다. 레지스터들(702, 703)은 회로에 근접 임계 감쇠를 제공하도록 선택된다 - 아마도 1% 오버슈트를 제공하기 위해 임계 0.8배. 회로는 매우 빠르게 풀 전압에 이를 것이고 그 결과 레귤러 스위치들이 가능하게 될 수 있고 700, 701이 턴 오프될 수 있다.

대안적으로 이들 제2 스위칭 수단은 레지스터들(702, 703)이 제로일 때 계속하여 실행될 수 있고 따라서 이제 어떤 전력도 낭비되지 않는다. 이러한 옵션이 선택되면 회로를 셧 다운하는 것은 단순하게 그것들이 그것들에 걸친 어떠한 전압도 가지지 않을 때 200, 201에 대한 게이트 신호들을 제거하는 것을 필요로 하고, 그렇게 함으로써 회로 전류가 레지스터(702, 703)를 통과하게 하며 여기서 에너지가 회로로부터 취해지고 공진이 붕괴된다. 커패시터(204)는 여전히 회로 내에 있고 공진 전류는 단지 실제 (전력) 회로가 레지스터들을 통과하도록 여전히 이를 통과할 수 있다. 셧다운의 완료는 필요할 때 다른 시작을 위해 준비되는, 모든 트랜지스터를 오프로 두는 것이다.

다른 배열체에서, 회로가 안전을 위해서는 너무 높은 공진 회로에 관하여 셧-다운을 수행하는 또는 회로를 중지시키는 풀 전력에 있으면(그리고 제어 레지스터들이 스위칭 오프되면) 스위치들이 이하와 같이 구현될 수 있다. 하나의 제1 스위치가 온일 때 - 즉 200 - 스위치는 701(반대편 제3 레지스터 수단 스위치)을 온하고, 그 후 스위치는 700 - 즉 200과 병렬인 레지스터 스위치들 - 을 온한다. 201을 오프로 유지하면서, 그 후 회로가 이제 레지스터들을 통해 구동되고 공진하지 않을 수 있고 따라서 전압들이 공급 전압으로 안정되도록, 200을 스위치 오프하고 회로를 셧 다운하기 위해 레지스터 스위치들을 온으로 유지하거나, 또는 제1 스위칭 수단 클록 또는 제어 신호들을 사용하여 700 및 701을 교대로 스위칭한다. 200에 걸친 전압은 상승될 것이나 1100 V 미만으로 유지될 것이다. 회로는 DC 공급 전압에서 모든 커패시터와 안정화될 것이다.

전압 제어에 대한 모든 이들 회로의 동작은 인덕터(207)에 걸친 DC 전압이 인덕터 내의 단지 DC 전류에 의해 안정적일 때까지 공진 탱크 전압이 증가할 것이라는 것이다. 이러한 상태들 하에서 커패시터(204)에 걸친 AC rms 전압은 DC 전압(208)과 를 곱한 값이고 따라서 300 V DC 공급원에 대해 AC 커패시터 전압은 666 V AC rms일 것이다. 인덕터(207)가 사용되지 않으면 동일한 수치값이 여전히 획득된다. 그것은 이 회로의 특징이고 본 출원에서 666 V AC의 출력 전압이 300 V DC 공급원으로부터 발생된다는 점에서 분명하게 제시되는 높은 출력 전압이다.

부드러운 시작 및 중지, 및 과-전압 제어

중지 및 시작을 위한 대안적인 방법이 도 8에 도시된다. 여기서 인버터 회로 자체에 대한 공급원은 인덕터(207)(이 인덕터는 여전히 선택적이고 그것이 사용되지 않으면 입력은 인덕터들(205 및 206)을 통해 병렬이다)를 통하고 스위치(801)는 듀티 사이클(D)로 작동하여 다이오드(802)에 걸친 평균 전압은 스위치(801)의 듀티 사이클(D)에 입력 전압(208)을 곱한 값이다. 이러한 회로는 벅 제어기이고 널리 공지되어 있으나 여기서 전류 출력은 구성요소 수가 최소화되도록 취해진다. 회로는 본질적으로 제로인 D로 시작될 수 있고 그 후 범위 0 내지 1에 걸쳐 D를 스윕함으로써 풀 전압까지 램핑될 수 있다. 실제로는 208이 통상적으로 300V이고 동등한 출력 전압이 D를 선형적으로 변경함으로써 범위 0 V 내지 300 V에 걸쳐 스윕될 수 있다. 반대로 동일한 스윕이 이제 D를 제로로 감소시킴으로써 회로를 스위치 오프하기 위해 사용될 수 있다. 실제로는 램핑 업 및 다운이 상대적으로 빠를 수 있고 100 마이크로초 이하 단위의 전환들이 용이하게 달성가능하다.

벅 제어 회로의 듀티 사이클(D)은 또한 다른 상황들에서 튜닝 커패시터에 걸친 전압을 조절하도록, 그리고 특히 공진 회로가 튜닝을 벗어나거나 비-단위 역률을 가지는 과전압 상태에 반응하여 전압을 감소시키도록 제어될 수 있다. 상기에서 논의된 바와 같이, 공진 회로가 튜닝을 벗어날 때, 공진 전류는 스위칭 파형에 앞서거나 뒤처지고 있으며 이는 스위칭 트랜지스터들에 걸쳐 큰 피크 전압들을 그리고 높은 주파수에서 손상을 야기할 수 있는 매우 높은 과도적 전압을 야기할 수 있다.

도 2에 도시된 기본 회로의 동작 전압들은 도 2 상에서 A 및 B로 라벨링된 지점들에 대응하는 트랜지스터들(200 및 201)에 대한 드레인 전압들이다. 이들 전압들이 상측 파형이 완전한 튜닝에 대한 것이고 하측 파형들이 각각 진상 및 지상 역률에 대한 것인 도 9 상에 짧은 시퀀스에 대해 도시된다. 파형들(A 및 B)은 CRO로 관측가능할 수 있는 실제 전압들이고 트랜지스터들의 스위칭 순간들과 동기된다. 회로가 정확히 튜닝되면 스위칭 순간들 및 공진 탱크의 제로 크로싱들이 동일하나 회로가 완전히 튜닝되지 않으면 그것들은 동일하지 않고 탱크 회로는 도시된 바와 같이 스위칭 순간들을 앞서거나 뒤처진다. 정확한 상태들 하에서 지점(A)에서의 평균 전압은 피크 전압과 를 곱한 값이고 이는 DC 전압 입력(208)과 같아야 하며 따라서 피크 전압은 VDC의 π배이고 VDC가 300 V이면 피크 전압은 942 볼트이다. 그러나 회로가 완전히 튜닝되지 않고 커패시터 튜닝 전류 및 스위칭 파형들 간에 각도(θ)가 존재하면 지점(A 또는 B)에서의 평균 전압은 피크 전압과 cos(θ) / π 를 곱한 값이다.

따라서 앞서와 같은 동일한 평균화로 피크 전압은 이제 VDC와 π/cos(θ)를 곱한 값이고 θ가 90도에 이르면 매우 커질 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같은 커패시터들을 사용하는 튜닝 방법이 회로를 튜닝하고 이러한 문제를 제거하기 위해 사용될 수 있다. 그러한 벅 변환기는 또한 튜닝되지 않은 회로와 사용될 수 있다 - VDC는 벅 제어 스위치(801)의 듀티 사이클(D)을 제어함으로써 변형(감소)될 수 있다. 피크 전압은 이제 트랜지스터들의 정격레이팅(rating)들 내에 포함될 수 있다. 이는 단지 세 개의 스위치를 사용하는 매우 저 비용의 배열체이다. 대부분의 경우, 미스튜닝된 양은 0.94 이상의 역률에 대응하여 10도 내지 20도 미만일 것이고 D의 변형도는 10% 미만이나 그것은 어떠한 튜닝 구성요소도 추가하지 않고 저 비용으로 달성된다. 동일한 제어 기능이 진상 및 지상 상태들 양자에 대해 효율적이라는 것을 주목하자. θ가 90도에 이르면서 회로는 보호될 것이나 전력 출력은 감소될 것이다 - 전력이 유지되어야 한다면 도 5의 회로 - 또는 등가물 - 가 추가적으로 또는 대안적으로 사용될 수 있다.

도 2의 회로와 조합되는 도 8의 회로는 용이하게 그리고 값싸게 제어되는 공진형 전력 공급원을 제공한다. 모든 보호 피처가 벅 제어기를 사용하여 달성되고 회로는 어려움 없이 그리고 높은 주파수들에서 높은 효율로 진상 및 지상 역률들을 유도할 수 있다. 트랜지스터들은, 전력이 인가될 때는 언제든지 회로가 그것 및 출력 인버터 파형들을 프로세싱하고 특히 di/dt 및 dv/dt에 대한 제한 없이 높은 주파수에서 작동하는 능력을 가지도록, 항상 계속하여 스위칭될 수 있다.

벅 제어기의 듀티 사이클(D)은 예를 들어 도 5의 회로를 사용하여, 공진 회로로부터 결정되는 역률에 응답하여 디바이스(801)의 스위칭을 조절함으로써 제어될 수 있다. 대안적으로 지점(A) 또는 지점(B)에서의 전압은 증폭기(404)를 제곱하지 않고 예를 들어 도 4의 회로를 사용하여 측정될 수 있다. 전압이 미리-결정된 임계치를 초과할 때, 듀티 사이클(D)은 미리 결정된 범위들 내로 공진 전압들을 유지하기 위해 감소된다.

위에서 설명된 다양한 실시예는 단일 공진형 인버터 회로와 함께 채용될 수 있거나, 전력 공급 요건의 자격 요건들에 따라 별도로 배치될 수 있다.

도 7을 참조하여 설명된 본 발명이 공진 회로의 Q 팩터가 제어되게 하고, 본 문서에서 설명된 것들과 다른 인버터 회로들에 적용될 수 있다는 것이 인식될 것이다.

Claims

공진형 인버터로서,
DC 전원으로부터 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자들 및 튜닝 커패시터(tuning capacitor)를 포함하는 공진 회로로서, 상기 유도성 소자들은 상기 전원으로부터의 전류를 스플리트(split)하도록 배열되는, 상기 공진 회로;
상기 전원으로부터의 전류를 상기 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 작동가능한 두 개의 스위칭 디바이스들을 포함하는 제1 스위칭 수단;
상기 공진 회로의 역률에 따라 상기 공진 회로 내로 또는 밖으로 하나 이상의 제어 커패시터를 선택적으로 스위칭하기 위한 제2 스위칭 수단; 및
상기 공진 회로의 상기 전류 및 상기 스위칭 디바이스들을 구동하기 위한 스위칭 신호 간 위상 차이를 결정함으로써 상기 역률을 결정하도록 배열되는 역률 검출 회로
를 포함하는, 공진형 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제2 스위칭 수단은 스위칭 디바이스를 포함하고 상기 제어 커패시터는 상기 제1 스위칭 수단의 상기 스위칭 디바이스들의 각각과 병렬로 연결되는, 공진형 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제2 스위칭 수단은 상기 튜닝 커패시터의 제로 전류 크로싱들(zero current crossings)에서 상기 공진 회로 내로 또는 밖으로 상기 제어 커패시터를 스위칭하도록 배열되는, 공진형 인버터.
삭제
제3항에 있어서,
상기 역률 검출 회로는 상기 공진 회로 및 적분 커패시터에 결합되는 변류기, 상기 적분 커패시터에 걸쳐 결합되는 제곱기, 및 상기 제곱기의 출력을 상기 스위칭 신호와 비교하기 위한 비교기를 포함하는, 공진형 인버터.
제1항에 있어서,
복수의 제어 커패시터의 제어 커패시터들의 각각 또는 그룹들이 상기 인버터의 동작을 제어하기 위해 상기 공진 회로의 선택된 사이클들로 상기 공진 회로 내로 또는 밖으로 선택적으로 스위칭되도록 배열되는, 공진형 인버터.
제1항에 있어서,
상기 입력 및 상기 유도성 소자들 사이에 결합되는 벅 제어 회로(buck control circuit)를 더 포함하고, 상기 벅 제어 회로는 과전압 상태에 반응하여 상기 튜닝 커패시터에 걸친 상기 전압을 감소시키도록 제어되는 듀티 사이클을 갖는 벅 제어 스위치 및 다이오드를 갖는, 공진형 인버터.
제7항에 있어서,
상기 듀티 사이클은 상기 공진 회로를 중지 또는 시작시키도록 제어되는, 공진형 인버터.
제7항에 있어서,
상기 듀티 사이클은 공진 전류의 역률에 반응하여 상기 튜닝 커패시터에 걸친 상기 전압을 감소시키도록 제어되는, 공진형 인버터.
제1항 내지 제3항 및 제 5항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 공진 회로를 시작 또는 중지시키기 위해 상기 공진 회로 내로 또는 밖으로 제어 레지스터를 선택적으로 스위칭하도록 배열되는 제3 스위칭 수단을 더 포함하는, 공진형 인버터.
DC 전원으로부터 전류의 공급을 위한 입력, 두 개의 결합된 유도성 소자들 및 튜닝 커패시터를 포함하는 공진 회로로서, 상기 유도성 소자들은 상기 전원으로부터의 전류를 스플리트하도록 배열되는, 상기 공진 회로, 두 개의 스위칭 디바이스를 포함하는 제1 스위칭 수단 및 제2 스위칭 수단을 갖는 공진형 인버터를 작동하는 방법으로서,
상기 전원으로부터의 전류를 상기 유도성 소자들 내로 교대로 스위칭하도록 실질적으로 반대 위상으로 상기 두 개의 스위칭 디바이스들을 스위칭하는 단계;
상기 공진 회로의 역률에 따라 상기 공진 회로 내로 또는 밖으로 하나 이상의 제어 커패시터를 선택적으로 스위칭하기 위한 상기 제2 스위칭 수단을 스위칭하는 단계; 및
상기 공진 회로의 상기 전류 및 상기 스위칭 디바이스들을 구동하기 위한 스위칭 신호 간 위상 차이를 결정함으로써 상기 역률을 결정하는 단계
를 포함하는, 공진형 인버터를 작동하는 방법.
제11항에 있어서, 복수의 제어 커패시터의 제어 커패시터들의 각각 또는 그룹들이 상기 인버터의 동작을 제어하기 위해 상기 공진 회로의 선택된 사이클들로 상기 공진 회로 내로 또는 밖으로 선택적으로 스위칭되는, 공진형 인버터를 작동하는 방법.