KR102224679B1 - Apparatus and method for reducing peak-to-average power ratio in wireless communication system - Google Patents
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Abstract
본 개시는 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4th generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G(5th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법은, 데이터에 필터를 적용하는 과정과, 상기 필터가 적용된 데이터를 적어도 하나의 부반송파에 매핑하는 과정과, 수신단에게 상기 매핑된 데이터를 송신하는 과정을 포함하고, 상기 필터는, 상기 할당된 자원에 기반하여 결정된다.This disclosure relates to LTE (Long Term Evolution) and 4G (4 th generation) 5G to support higher data rates than the subsequent communication system (5 th generation) or pre-5G communication system such. The operating method of the transmitter in a wireless communication system includes a process of applying a filter to data, a process of mapping the filter-applied data to at least one subcarrier, and a process of transmitting the mapped data to a receiver, wherein the The filter is determined based on the allocated resources.
Description
본 개시(disclosure)는 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 PAPR(peak-to-average power ratio) 감소를 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.The present disclosure generally relates to a wireless communication system, and more particularly, to an apparatus and method for reducing a peak-to-average power ratio (PAPR) in a wireless communication system.
4G(4th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5th generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE(Long Term Evolution) 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.4G (4 th generation) to meet the traffic demand in the radio data communication system increases since the commercialization trend, efforts to develop improved 5G (5 th generation) communication system, or pre-5G communication system have been made. For this reason, the 5G communication system or the pre-5G communication system is called a Beyond 4G Network communication system or a Long Term Evolution (LTE) system (Post LTE) system.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.In order to achieve a high data rate, 5G communication systems are being considered for implementation in an ultra-high frequency (mmWave) band (eg, such as a 60 gigabyte (60 GHz) band). In order to mitigate the path loss of radio waves in the ultra-high frequency band and increase the propagation distance of radio waves, in 5G communication systems, beamforming, massive MIMO, and Full Dimensional MIMO (FD-MIMO) ), array antenna, analog beam-forming, and large scale antenna technologies are being discussed.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network, cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(Device to Device communication, D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. In addition, in order to improve the network of the system, in 5G communication system, advanced small cell, advanced small cell, cloud radio access network (cloud RAN), ultra-dense network , Device to Device communication (D2D), wireless backhaul, moving network, cooperative communication, CoMP (Coordinated Multi-Points), and interference cancellation And other technologies are being developed.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation, ACM) 방식인 FQAM(Hybrid Frequency Shift Keying and Quadrature Amplitude Modulation) 및 SWSC(Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(Non Orthogonal Multiple Access), 및 SCMA(Sparse Code Multiple Access) 등이 개발되고 있다.In addition, in the 5G system, the advanced coding modulation (Advanced Coding Modulation, ACM) method of FQAM (Hybrid Frequency Shift Keying and Quadrature Amplitude Modulation) and SWSC (Sliding Window Superposition Coding), and advanced access technology, FBMC (Filter Bank Multi Carrier). ), NOMA (Non Orthogonal Multiple Access), and SCMA (Sparse Code Multiple Access) are being developed.
차세대 IoT(internet of things) 기술에 필요한 통신 기술에는 사물 인터넷 등이 있는데, 기존의 셀룰러 통신 체계와는 그 특성이 매우 다르다. 특히, 기존의 셀룰러 통신 시스템에서는 데이터 레이트(data rate)와 QoS(quality of service) 등이 통신 품질의 척도였다면, IoT 환경에서는 매우 많은 수의 연결성(connectivity)을 보장해야 하고, 모바일 기기의 소형화 및 배터리 등의 제한 때문에 구동 전력을 감소시킬 수 있는 PAPR(peak-to-average power ratio)가 중요하다. 또한, 차세대 이동통신의 커버리지 등대 및 셀 가장자리 사용자의 성능을 보장하기 위하여는 어느 정도의 전력 부스트(power boost)가 필요하나, 전력 부스트가 가능한 양은 전력 증폭기의 비선형성 때문에 PAPR과 밀접한 관련이 있으며, PAPR을 낮추는 것은 직접적으로 커버리지 증대 성능과 연관된다.Communication technologies required for next-generation Internet of Things (IoT) technologies include the Internet of Things, and their characteristics are very different from existing cellular communication systems. In particular, in the existing cellular communication system, if data rate and quality of service (QoS) were measures of communication quality, in the IoT environment, a very large number of connectivity must be guaranteed, and the miniaturization of mobile devices and The peak-to-average power ratio (PAPR), which can reduce driving power, is important due to limitations of the battery and the like. In addition, a certain amount of power boost is required to ensure the performance of the next-generation mobile communication coverage lighthouse and cell edge users, but the amount of power boost available is closely related to PAPR due to the nonlinearity of the power amplifier. Lowering the PAPR is directly related to the coverage enhancement performance.
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로, 본 개시(disclosure)는, 무선 통신 시스템에서 신호의 PAPR(peak-to-average power ratio)을 효과적으로 감소시키기 장치 및 방법을 제공한다.Based on the above discussion, the present disclosure provides an apparatus and method for effectively reducing a peak-to-average power ratio (PAPR) of a signal in a wireless communication system.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템의 송신단에서 송신되는 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공한다.In addition, the present disclosure provides an apparatus and method for reducing PAPR of a signal transmitted at a transmitting end of a wireless communication system.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템의 송신단에서 송신되는 신호의 PAPR을 감소시키면서 데이터의 전송률을 높이기 위한 장치 및 방법을 제공한다.In addition, the present disclosure provides an apparatus and method for increasing a data transmission rate while reducing PAPR of a signal transmitted from a transmitting end of a wireless communication system.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템의 수신단에서 수신된 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공한다.In addition, the present disclosure provides an apparatus and method for reducing PAPR of a signal received at a receiving end of a wireless communication system.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템의 수신단에서 수신된 신호의 PAPR을 감소시키면서 데이터의 수신률을 높이기 위한 장치 및 방법을 제공한다.In addition, the present disclosure provides an apparatus and method for increasing a data reception rate while reducing a PAPR of a signal received at a receiving end of a wireless communication system.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법은, 수신단으로 데이터를 송신하기 위하여 할당된 자원을 확인하는 과정과, 상기 데이터에 필터를 적용하는 과정과, 상기 필터가 적용된 데이터를 하나 이상의 부반송파에 매핑하는 과정과, 상기 매핑된 데이터를 시간 도메인으로 변환하는 과정과, 상기 시간 도메인으로 변환된 데이터를 송신하는 과정을 포함하고, 상기 필터는, 상기 할당된 자원에 기초하여 결정되고, 상기 송신단과 상기 수신단에 의해 공유될 수 있다.According to various embodiments of the present disclosure, a method of operating a transmitter in a wireless communication system includes a process of checking an allocated resource for transmitting data to a receiver, a process of applying a filter to the data, and the data to which the filter is applied. Mapping to one or more subcarriers, converting the mapped data to a time domain, and transmitting data converted to the time domain, wherein the filter is determined based on the allocated resources And may be shared by the transmitting end and the receiving end.
또한, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법은, 데이터에 필터를 적용하는 과정과, 상기 필터가 적용된 데이터를 적어도 하나의 부반송파에 매핑하는 과정과, 수신단에게 상기 매핑된 데이터를 송신하는 과정을 포함하고, 상기 필터는, 상기 할당된 자원에 기반하여 결정된다.In addition, according to various embodiments of the present disclosure, a method of operating a transmitter in a wireless communication system includes a process of applying a filter to data, a process of mapping the filter-applied data to at least one subcarrier, and the mapping to a receiver. Transmitting the data, and the filter is determined based on the allocated resources.
또한, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 방법은 송신단으로부터 데이터를 수신하는 과정과, 상기 데이터에 변환 행렬을 적용하는 과정과, 상기 변환 행렬이 적용된 데이터를 디코딩하는 과정을 포함할 수 있다. 상기 변환 행렬은, 상기 송신단과 상기 수신단에 의해 공유되는 필터에 기반하여 결정될 수 있다. 상기 필터는, 상기 수신단의 수신기 특성 및 수신 성능에 기반하여 결정될 수 있다.In addition, according to various embodiments of the present disclosure, a method of operating a receiver in a wireless communication system includes a process of receiving data from a transmitter, a process of applying a conversion matrix to the data, and a process of decoding the data to which the conversion matrix is applied. It may include. The transformation matrix may be determined based on a filter shared by the transmitting end and the receiving end. The filter may be determined based on receiver characteristics and reception performance of the receiver.
또한, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 장치는 송수신부와, 상기 송수신부와 결합된 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다. 상기 적어도 하나의 프로세서는, 데이터에 필터를 적용하고, 상기 필터가 적용된 데이터를 적어도 하나의 부반송파에 매핑할 수 있다. 상기 송수신부는, 수신단에게 상기 매핑된 데이터를 송신할 수 있다. 상기 필터는, 상기 수신단의 수신기 특성 및 수신 성능에 기반하여 결정할 수 있다.In addition, according to various embodiments of the present disclosure, in a wireless communication system, an apparatus of a transmitting end may include a transmitting/receiving unit and at least one processor coupled to the transmitting/receiving unit. The at least one processor may apply a filter to data and map the filter-applied data to at least one subcarrier. The transceiving unit may transmit the mapped data to a receiving end. The filter may be determined based on receiver characteristics and reception performance of the receiver.
또한, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 수신단의 장치는 송수신부와, 상기 송수신부와 결합된 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다. 상기 송수신부는, 송신단으로부터 데이터를 수신할 수 있다. 상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 변환 행렬을 적용하고, 상기 변환 행렬이 적용된 데이터를 디코딩할 수 있다. 상기 변환 행렬은, 상기 송신단과 상기 수신단에 의해 공유되는 필터에 기반하여 결정될 수 있다. 상기 필터는, 상기 수신단의 수신기 특성 및 수신 성능에 기반하여 결정될 수 있다.In addition, according to various embodiments of the present disclosure, in a wireless communication system, an apparatus of a receiving end may include a transmitting/receiving unit and at least one processor coupled to the transmitting/receiving unit. The transceiving unit may receive data from a transmitting end. The at least one processor may apply the transformation matrix and decode data to which the transformation matrix is applied. The transformation matrix may be determined based on a filter shared by the transmitting end and the receiving end. The filter may be determined based on receiver characteristics and reception performance of the receiver.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 장치 및 방법은, 수신단의 수신 성능 이득을 고려하여 설정된 필터링을 수행함으로써, PAPR을 감소시킬 수 있다. The apparatus and method according to various embodiments of the present disclosure may reduce PAPR by performing filtering set in consideration of a reception performance gain of a receiving end.
본 개시에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.The effects obtainable in the present disclosure are not limited to the effects mentioned above, and other effects not mentioned may be clearly understood by those of ordinary skill in the technical field to which the present disclosure belongs from the following description. will be.
도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 예를 도시한다.
도 2는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 장치의 구성의 예를 도시한다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 통신부의 구성의 예를 도시한다.
도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 위상 회전 블록의 입력 및 출력의 예를 도시한다.
도 5a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 필터 블록의 입력 및 출력의 예를 도시한다.
도 5b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 추가 주파수 자원의 할당이 없는 경우에 대한 필터의 예를 도시한다.
도 5c는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 추가 주파수 자원의 할당이 존재하는 경우에 대한 필터의 예를 도시한다.
도 6a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 필터 계수의 결정을 위한 다항식의 예를 도시한다.
도 6b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 심볼의 개수가 12개인 경우의 필터 계수 샘플링의 예를 도시한다.
도 6c는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 심볼의 개수가 32개인 경우의 필터 계수 샘플링의 예를 도시한다.
도 7a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 필터 계수를 결정하기 위한 동작 방법을 도시한다.
도 7b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 필터 계수를 결정하기 위한 동작 방법의 한 예를 도시한다.
도 8은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 원형 컨벌루션 필터(circular convolution filter)를 결정하기 위한 동작 방법을 도시한다.
도 9는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 수신단의 통신부 구성의 예를 도시한다.
도 10은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 수신단의 통신부 구성의 다른 예를 도시한다.
도 11a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 수신단에서 WLMMSE 행렬을 적용하는 과정의 예를 도시한다.
도 11b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 수신단에서 심볼 위상 역회전을 적용하는 과정의 예를 도시한다.
도 12는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR 감소를 위한 송신단의 동작 방법을 도시한다.
도 13은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR 감소를 위한 수신단의 동작 방법을 도시한다.
도 14는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 추가 주파수 자원의 할당이 존재하지 않는 경우의 PAPR 성능을 도시한다.
도 15는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 추가 주파수 자원의 할당이 존재하는 경우의 PAPR 성능을 도시한다.
도 16은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 원형 컨벌루션 필터를 사용하는 경우의 PAPR 성능을 도시한다.
도 17은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR 감소를 위한 송신단의 다른 동작 방법을 도시한다.
도 18은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR 감소를 위한 수신단의 다른 동작 방법을 도시한다.1 illustrates an example of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
2 illustrates an example of a configuration of an apparatus in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
3 illustrates an example of a configuration of a communication unit of a transmitting end in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
4 illustrates an example of input and output of a phase rotation block at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
5A illustrates an example of input and output of a filter block at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
5B is a diagram illustrating an example of a filter for a case in which an additional frequency resource is not allocated at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
5C is a diagram illustrating an example of a filter when an additional frequency resource is allocated at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
6A illustrates an example of a polynomial for determining filter coefficients at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
6B illustrates an example of filter coefficient sampling when the number of symbols is 12 at the transmitting end of the wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
6C illustrates an example of filter coefficient sampling when the number of symbols is 32 at the transmitting end of the wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
7A illustrates an operating method for determining filter coefficients at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
7B illustrates an example of an operating method for determining filter coefficients at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
8 illustrates an operating method for determining a circular convolution filter in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
9 illustrates an example of a configuration of a communication unit of a receiving end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
10 illustrates another example of a configuration of a communication unit of a receiving end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
11A illustrates an example of a process of applying a WLMMSE matrix at a receiving end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
11B illustrates an example of a process of applying reverse symbol phase rotation at a receiving end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
12 illustrates a method of operating a transmitter for reducing PAPR in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
13 illustrates a method of operating a receiver for reducing PAPR in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
14 illustrates PAPR performance when there is no allocation of additional frequency resources in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
15 illustrates PAPR performance when an additional frequency resource is allocated in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
16 illustrates PAPR performance when a circular convolution filter is used in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
17 illustrates another method of operating a transmitter for reducing PAPR in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
18 illustrates another method of operation of a receiving end for PAPR reduction in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 다른 실시 예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시 예들을 배제하도록 해석될 수 없다.Terms used in the present disclosure are only used to describe a specific embodiment, and may not be intended to limit the scope of other embodiments. Singular expressions may include plural expressions unless the context clearly indicates otherwise. Terms used herein, including technical or scientific terms, may have the same meaning as commonly understood by a person of ordinary skill in the technical field described in the present disclosure. Among the terms used in the present disclosure, terms defined in a general dictionary may be interpreted as having the same or similar meanings as those in the context of the related technology, and unless explicitly defined in the present disclosure, an ideal or excessively formal meaning Is not interpreted as. In some cases, even terms defined in the present disclosure cannot be interpreted to exclude embodiments of the present disclosure.
이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시 예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.In various embodiments of the present disclosure described below, a hardware approach is described as an example. However, since various embodiments of the present disclosure include technology using both hardware and software, various embodiments of the present disclosure do not exclude a software-based approach.
이하 본 개시는 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 구체적으로, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 PAPR(peak-to-average power ratio)를 감소시키기 위한 다양한 실시 예들을 설명한다.Hereinafter, the present disclosure relates to an apparatus and method for transmitting and receiving signals in a wireless communication system. Specifically, the present disclosure describes various embodiments for reducing a peak-to-average power ratio (PAPR) in a wireless communication system.
이하 설명에서 사용되는 네트워크 개체(network entity)들을 지칭하는 용어(예: 송신단, 수신단), 신호 처리 수단(예: 필터(filter))를 지칭하는 용어, 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어(예: 통신부, 제어부) 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다.A term referring to network entities (e.g., a transmitting end, a receiving end), a term referring to a signal processing means (e.g., a filter), and a term referring to a component of a device (e.g.: Communication unit, control unit) and the like are illustrated for convenience of description. Accordingly, the present disclosure is not limited to terms to be described later, and other terms having an equivalent technical meaning may be used.
도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다. 도 1은 무선 통신 시스템에서 무선 채널을 이용하는 노드(node)들의 일부로서, 송신단 110과 수신단 120을 예시한다. 도 1은 하나의 송신단 110 및 하나의 수신단 120을 도시하나, 복수의 송신단 또는 복수의 수신단을 포함할 수 있다. 또한, 설명의 편의를 위하여, 본 문서에서는 송신단 110과 수신단 120이 별개의 개체인 것으로 설명하나, 송신단 110과 수신단 120의 기능은 서로 바뀔 수 있다. 예를 들어, 셀룰러 통신 시스템의 상향링크에서, 송신단 110은 단말이고, 수신단 120은 기지국이 될 수 있으며, 하향링크에서는, 송신단 110이 기지국이고, 수신단 120이 단말이 될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 PAPR 감소 기법은 상향링크의 경우뿐만 아니라 하향링크의 경우에도 적용될 수 있다.1 illustrates a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. 1 is a part of nodes using a radio channel in a wireless communication system, and illustrates a transmitting
송신단 110 및 수신단 120은 밀리미터 파(mmWave) 대역(예: 28GHz, 30GHz, 38GHz, 60GHz)에서 무선 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 이때, 채널 이득의 향상을 위해, 송신단 110 및 수신단 120은 빔포밍(beamforming)을 수행할 수 있다. 여기서, 빔포밍은 송신 빔포밍 및 수신 빔포밍을 포함한다. 즉, 송신단 110 및 수신단 120은 송신 신호 또는 수신 신호에 방향성(directivity)을 부여할 수 있다. 이를 위해, 송신단 110 및 수신단 120은 빔 탐색(beam search) 절차를 통해 적어도 하나의 서빙(serving) 빔을 선택할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따르면, 밀리미터파 대역의 고주파 특성으로 인해, 우수한 PAPR 감소 성능이 요구될 수 있다.The
또한, 본 개시의 다양한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템은 대규모 단말의 접속이 요구되는 서비스를 제공할 수 있다. 여기서, 상기 서비스는 mMTC(massive machine type communication) 서비스라 지칭될 수 있다. 예를 들어, mMTC 서비스는 사물 인터넷(internet of things, IoT) 기술에 이용될 수 있다. mMTC 서비스는 대규모 단말에 대해 서비스를 제공하기 위하여 넓은 커버리지(coverage)가 요구될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따르면, 송신단 110과 수신단 120은 mMTC 서비스를 위한 장치로서, 소형화 또는 배터리의 제한으로 인해 우수한 PAPR 감소 성능이 요구될 수 있다. In addition, a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure may provide a service requiring access to a large-scale terminal. Here, the service may be referred to as an mMTC (massive machine type communication) service. For example, the mMTC service can be used for Internet of Things (IoT) technology. The mMTC service may require wide coverage in order to provide a service to a large terminal. According to various embodiments of the present disclosure, the transmitting
PAPR은 모바일 기기의 구동 전력을 결정하는 중요한 척도이다. PAPR이 높은 경우 ADC(analog-to-digital converter), DAC(digital-to-analog converter), 전력 증폭기와 같은 비선형 소자를 통과하면 심각한 왜곡이 발생하므로 높은 선형성을 갖는 고성능 소자들이 요구되어 단가가 높아지거나 선형성을 만족하는 고성능 소자라 하더라도 CMOS(complementary metal oxide semiconductor)와 같은 FET(field effect transistor) 계열 소자를 사용하는 경우 전원 전압이 충분히 높아야 하므로 전력 소모가 증가하게 된다. 따라서, 송신 신호의 PAPR이 높은 경우 파워 및 배터리가 한정되어 있는 상향링크에서 큰 문제를 발생시킬 가능성이 높으며, 특히 매우 많은 수의 저전력 기기들이 접속할 것으로 예상되는 5G(5th generation) 통신의 mMTC 환경 등에서는 PAPR을 낮추는 것이 필수적이다. 4G(4th generation) 통신(예: LTE(Long Term Evolution)에서는 PAPR이 높은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 대신 단일 반송파 성질을 갖는 DFT(discrete Fourier transform)-S-OFDM(DFT-spread-OFDM)을 사용하여 PAPR을 감소시켰다. 차세대 이동통신에서는 더 넓은 커버리지를 요구하게 되면서 셀 가장자리 유저의 성능을 전력 부스트(power boost)를 통해 개선하는 기술들이 고려되고 있다. 하지만, DFT-S-OFDM 기법은 PAPR 성능과 증폭기 성능을 고려하였을 때 전력 부스트하기에 충분하지 않다. 기존 기술들은 왜곡(distortion)을 감수하고 최대치를 넘는 신호를 잘라내거나 추가 주파수 자원을 투입하여 PAPR을 낮추는 기술들이 제안되었다. 하지만, 본 개시에서는 DFT-S-OFDM을 변형하여 추가 주파수 자원 없이 PAPR을 낮추려고 한다. 또한 수신기 구조를 변경하여 수신성능 저하를 최소화 하고자 한다.PAPR is an important measure to determine the driving power of a mobile device. When PAPR is high, serious distortion occurs when passing through nonlinear devices such as ADC (analog-to-digital converter), DAC (digital-to-analog converter), and power amplifier. Therefore, high-performance devices with high linearity are required, resulting in higher cost. In the case of using a field effect transistor (FET) series device such as a complementary metal oxide semiconductor (CMOS), even if a high-performance device satisfies linearity, power consumption increases because the power supply voltage must be sufficiently high. Therefore, if the PAPR of the transmission signal is high, there is a high possibility of causing a big problem in the uplink where power and battery are limited, and especially in the mMTC environment of 5G (5th generation) communication where a very large number of low-power devices are expected to be connected. It is essential to lower the PAPR. In 4G (4th generation) communication (e.g., Long Term Evolution (LTE)), a discrete Fourier transform (DFT)-S-OFDM (DFT-spread-OFDM) having a single carrier property is used instead of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) with high PAPR. As the next-generation mobile communication requires wider coverage, technologies to improve the performance of cell edge users through power boost are being considered. Considering the performance and amplifier performance, it is not enough to boost the power. In the disclosure, the DFT-S-OFDM is modified to lower the PAPR without additional frequency resources, and the receiver structure is changed to minimize the reception performance degradation.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 송신단과 수신단을 모두 디자인함으로써 PAPR을 감소시킬 수 있다. 특히, PAPR 감소를 위하여 송신단 뿐만 아니라 상향링크에서 상대적으로 복잡도 측면에서 자유로운 수신단(예: 기지국)을 디자인 디자인함으로써, 수신단에서 처리되는 신호의 PAPR을 감소시키면서 신호의 수신 성능을 개선할 수 있다. 또한, 추가 주파수 자원이 필요하지 않으며 필요시 추가 주파수 자원을 할당함으로써 PAPR을 더욱 감소시킬 수 있다. 또한, 필요시 수신 성능을 약간 희생하여 PAPR 성능을 더욱 감소시킬 수 있다. According to various embodiments of the present disclosure, PAPR can be reduced by designing both a transmitting end and a receiving end. In particular, by designing a receiver (eg, a base station) that is relatively free in terms of complexity in uplink as well as a transmitter to reduce PAPR, it is possible to improve signal reception performance while reducing PAPR of a signal processed at the receiver. In addition, additional frequency resources are not required, and PAPR can be further reduced by allocating additional frequency resources when necessary. In addition, PAPR performance can be further reduced by slightly sacrificing reception performance if necessary.
특히, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 부적절한(improper) 성질을 갖는 BPSK(binary phase shift keying) 심볼의 송신 및 수신을 예로서 설명한다. 다만, 본 개시의 범위가 BPSK 심볼의 송신 및 수신에 제한되는 것이 아니며, 부적절한 성질을 갖는 심볼 또는 다른 타입의 심볼의 송신 및 수신에도 적용이 가능하다. 심볼 벡터의 의사 공분산(pseudo covariance) 행렬이 영행렬(0)인 경우에, 상기 심볼 벡터는 적절(proper)한 것으로 정의된다. 심볼 벡터의 의사 공분산 행렬이 영행렬이 아닌 다른 행렬인 경우, 상기 심볼 벡터는 부적절한 것으로 정의된다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 PAPR 감소 기법은 BPSK 심볼의 부적절성(impropriety) 성질을 이용하는 넓은 선형(widely linear) 수신기를 적용하여 얻는 수신 성능 이득을 PAPR 이득으로 변환할 수 있다. 수신 성능 이득을 PAPR로 변환하기 위하여, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 송신단 또는 수신단은 상황(예: 할당된 주파수 자원)에 맞게 송신기 필터 및 위상 회전 량을 결정할 수 있다.In particular, according to various embodiments of the present disclosure, transmission and reception of a binary phase shift keying (BPSK) symbol having an improper property will be described as an example. However, the scope of the present disclosure is not limited to transmission and reception of BPSK symbols, and may be applied to transmission and reception of symbols having inappropriate properties or other types of symbols. When the pseudo covariance matrix of the symbol vector is zero matrix (0), the symbol vector is defined as being appropriate. If the pseudo covariance matrix of the symbol vector is a matrix other than the zero matrix, the symbol vector is defined as inappropriate. The PAPR reduction technique according to various embodiments of the present disclosure may convert a reception performance gain obtained by applying a widely linear receiver using the impropriety property of a BPSK symbol into a PAPR gain. In order to convert the reception performance gain into PAPR, the transmitting end or the receiving end according to various embodiments of the present disclosure may determine a transmitter filter and a phase rotation amount according to a situation (eg, an allocated frequency resource).
도 2는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 장치의 구성을 도시한다. 즉, 도 2에 예시된 구성은 송신단 110 또는 수신단 120의 구성으로서 이해될 수 있다. 이하 사용되는 '…부', '…기' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.2 is a diagram illustrating a configuration of an apparatus in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. That is, the configuration illustrated in FIG. 2 may be understood as the configuration of the transmitting
도 2를 참고하면, 장치는 제어부 210, 통신부 220, 및 저장부 230을 포함할 수 있다.Referring to FIG. 2, the device may include a
제어부 210은 장치의 전반적인 동작들을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어부 210은 통신부 220를 통해 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 또한, 제어부 210은 저장부 230에 데이터를 기록하거나 읽을 수 있다. 이를 위해, 제어부 330은 적어도 하나의 프로세서 또는 마이크로(micro) 프로세서를 포함하거나, 또는, 프로세서의 일부일 수 있다. 또한, 통신부 220의 일부 및 제어부 210은 CP(communication processor)라 지칭될 수 있다. 특히, 다양한 실시 예들에 따라, 제어부 210은 신호의 변조 또는 복조에 있어 PAPR 감소를 위한 동작을 수행하도록 통신부 220을 제어한다. 다시 말해, 제어부 210은 통신부 220에 포함된 각 구성들의 동작을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어부 210은 송신단 110 또는 수신단 120이 후술하는 다양한 실시 예들에 따른 동작들을 수행하도록 제어할 수 있다. The
통신부 220은 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행할 수 있다. 예를 들어, 통신부 220은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행할 수 있다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 통신부 220은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성할 수 있다. 또한, 데이터 수신 시, 통신부 220은 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원할 수 있다. 또한, 통신부 220은 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 대역 신호로 상향변환한 후 안테나를 통해 송신하고, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환할 수 있다. The
이를 위해, 통신부 220은 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다. 또한, 통신부 220은 다수의 송수신 경로(path)들을 포함할 수 있다. 나아가, 통신부 220은 다수의 안테나 요소들(antenna elements)로 구성된 적어도 하나의 안테나 어레이(antenna array)를 포함할 수 있다. 하드웨어의 측면에서, 통신부(210)는 디지털 유닛(digital unit) 및 아날로그 유닛(analog unit)으로 구성될 수 있으며, 아날로그 유닛은 동작 전력, 동작 주파수 등에 따라 다수의 서브 유닛(sub-unit)들로 구성될 수 있다.To this end, the
통신부 220은 상술한 바와 같이 신호를 송신 및 수신한다. 이에 따라, 통신부 220은 '송신부', '수신부' 또는 '송수신부'로 지칭될 수 있다. 또한, 이하 설명에서, 무선 채널을 통해 수행되는 송신 및 수신은 통신부 220에 의해 상술한 바와 같은 처리가 수행되는 것을 포함하는 의미로 사용된다. 또한, 통신부 220은 백홀(backhaul) 망을 통해 연결된 다른 네트워크 개체와의 통신을 위한 백홀 통신부를 포함할 수 있다.The
저장부 230은 장치의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장할 수 있다. 저장부 230은 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합으로 구성될 수 있다. 그리고, 저장부 230은 제어부 210의 요청에 따라 저장된 데이터를 제공할 수 있다.The
도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단 110의 통신부의 구성의 예를 도시한다. 도 3에 예시된 구성은 통신부 220의 일부 구성으로서 이해될 수 있다. 도 3에 도신된 송신단 110의 통신부는 심볼 위상 회전 블록 305, DFT(discrete Fourier transform) 블록 310, 스펙트럼 셰이핑(spectrum shaping) 블록 315, IDFT(inverse DFT) 블록 320, 및 CP(cyclic prefix) 삽입 블록 325을 포함할 수 있다.3 illustrates an example of a configuration of a communication unit of a transmitting
심볼 위상 회전 블록 305는 전송 심볼의 위상을 회전시킬 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 위상 회전량 은 한 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼들의 개수, 즉, DFT 크기에 기반하여 결정될 수 있다. 위상 회전 블록 305에 의해 전송 심볼의 위상을 회전시킴으로써, 시간 상에서 동위상 보간 간섭 확률을 감소시킬 수 있다. 시간상에서 동위상 보간 간섭 확률이 감소됨에 따라, 송신될 신호의 PAPR이 저감될 수 있다. 도 3을 참고하면, L개의 데이터 심볼에 대하여 만큼의 위상 회전이 수행될 수 있다. 다시 말해, 위상 회전 블록 305는 L개의 데이터 심볼을 입력받고, 각 데이터 심볼의 위상을 변환하고, 위상이 변환된 L개의 데이터 심볼을 DFT 블록 310으로 출력할 수 있다.The symbol phase rotation block 305 may rotate the phase of a transmission symbol. According to various embodiments of the present disclosure, the amount of phase rotation May be determined based on the number of data symbols to be transmitted in one OFDM symbol, that is, the DFT size. By rotating the phase of the transmission symbol by the
DFT 블록 310은 위상 회전 블록 305로부터 제공된 데이터 심볼들에 대하여 DFT를 수행함으로써 주파수 도메인의 데이터로 변환할 수 있다. 도 3을 참고하면, DFT 블록 310은 위상 회전 블록 305로부터 L개의 데이터 심볼들을 입력받고, L개의 주파수 도메인의 데이터로 변환하여 스펙트럼 셰이핑 블록 315로 출력할 수 있다. The
스펙트럼 셰이핑 블록 315는 DFT 블록 310에 의해 변환된 주파수 도메인의 데이터에 대한 필터링을 수행할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 스펙트럼 셰이핑 블록 315의 필터는 송신단 110에서 변조되는 신호의 PAPR을 감소시키면서 수신단 120의 일정한 수신 성능을 만족하도록 설정될 수 있다. 다시 말해, 스펙트럼 셰이핑 블록 315는 DFT 블록 310으로부터 주파수 도메인의 데이터를 입력받고, 필터링 행렬을 이용한 필터링이 수행된 데이터를 IDFT 블록 320으로 출력할 수 있다. 도 3은 PAPR 감소를 위하여 추가 주파수 자원의 할당이 없는 경우의 예를 도시하며, 스펙트럼 셰이핑 블록 315는 입력된 데이터의 개수 L과 동일한 L개의 필터링된 데이터를 출력한다. 본 개시의 다른 실시 예들에 따르면, PAPR 감소를 위하여 추가 주파수 자원을 할당하는 경우, 스펙트럼 셰이핑 블록 315는 입력된 L개의 데이터를 L보다 큰 K개의 데이터로 변환할 수 있다.The
도 3에서는 DFT 블록 310과 스펙트럼 셰이핑 블록 315가 별도의 블록들로 설명되나, DFT 블록 310과 스펙트럼 셰이핑 블록 315은 하나의 블록으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 하나의 필터링 행렬을 이용하여 위상 회전 블록 305로부터 제공된 L개의 데이터에 대한 DFT 연산과 필터링이 동시에 수행될 수 있다. 여기서, 상기 필터링은 K-포인트 원형 필터링(K-point circular filtering)으로 정의될 수 있다.In FIG. 3, the
IDFT 블록 320은 스펙트럼 셰이핑 블록 315로부터 제공된 데이터를 시간 도메인으로 변환할 수 있다. 도 3을 참고하면, IDFT 블록 320은 스펙트럼 셰이핑 블록 315로부터 제공된 데이터에 대하여 IDFT 행렬 WN H를 적용함으로써, N 개의 시간 도메인 데이터로 변환할 수 있다. IDFT 블록 320에 의해 변환된 시간 도메인 데이터는 CP 삽입 블록 325로 제공될 수 있다.The
CP 삽입 블록 325는 시간 도메인 데이터에 CP를 삽입할 수 있다. 도 3을 참고하면, CP 삽입 블록 325는 IDFT 320에 의해 시간 도메인으로 변환된 N개의 심볼에 더하여 NC개의 CP를 추가함으로써 (N+NC)개의 엔트리(entry)를 갖는 송신 신호 벡터 을 출력할 수 있다. 송신 신호 벡터 는 RF 모듈(미도시)에서 상향 변환되어 안테나를 통해 수신단 120으로 송신될 수 있다. The
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 위상 회전 값 및 필터 계수는 송신단 110의 PAPR 성능 및 수신단 120의 수신 성능에 기초하여 결정될 수 있다. 보다 구체적으로, 위상 회전 값 및 필터 계수는 송신단 110에서의 PAPR이 일정한 값보다 큰 경우가 발생하는 확률을 최소화하면서, 송신 심볼의 직교성 조건(orthogonality condition)을 만족하는 값으로서 결정될 수 있다.According to various embodiments of the present disclosure, the phase rotation value and the filter coefficient may be determined based on the PAPR performance of the
도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단 110에서 위상 회전 블록의 입력 및 출력의 예를 도시한다. 도 4는 도 3의 위상 회전 블록 305의 동작의 한 예를 도시한다. 4 illustrates an example of input and output of a phase rotation block at a
도 4를 참고하면, L개의 엔트리들로 구성된 BPSK 데이터 심볼 벡터 은 심볼 위상 회전 동작 400를 통해 위상이 회전된 데이터 심볼 벡터 로 변환될 수 있다. 보다 구체적으로, 도 4에 도시된 바와 같이, 위상 회전 블록 305는 BPSK 데이터 심볼 벡터 을 입력 받고, 아래의 <수학식 1>을 통해 위상이 회전된 데이터 심볼 벡터 를 출력할 수 있다.Referring to FIG. 4, a BPSK data symbol vector consisting of L entries Silver symbol phase rotated data symbol vector through
<수학식 1>에서, 은 BPSK 데이터 심볼 벡터, 는 위상 회전량, 는 위상이 회전된 데이터 심볼 벡터이다. 여기서, 위상 회전 값 는 아래의 <수학식 2>와 같이 데이터 심볼의 수 L에 파라미터화(parameterized) 될 수 있다.In <
<수학식 2>에서, 는 위상 회전량이고, L은 한 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수이다. 다시 말해, 위상 회전 값 는 OFDM 내 송신할 데이터의 심볼의 수 L에 기초하여 결정될 수 있다.In <
도 5a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 필터 블록의 입력 및 출력의 예를 도시한다. 도 5a는 도 3의 스펙트럼 셰이핑 블록 315의 동작의 한 예를 도시한다. 5A illustrates an example of input and output of a filter block at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. 5A shows an example of operation of the
도 5a를 참고하면, 위상이 회전된 데이터 심볼 벡터 에 L-포인트 DFT 행렬 이 곱해짐으로써 주파수 도메인으로 변환된 데이터 벡터 이 스펙트럼 셰이핑 블록 315로 입력된다. 주파수 도메인으로 변환된 데이터 벡터 은 스펙트럼 스펙트럼 셰이핑 동작 500에 의해 스펙트럼 셰이핑 벡터 가 적용된 후, 출력된다. 스펙트럼 셰이핑 블록 315에 의해 출력되는 벡터는 아래의 <수학식 3>과 같이 결정될 수 있다.Referring to Figure 5a, the phase is rotated data symbol vector L-point DFT matrix in Data vector converted to frequency domain by multiplying by This is fed into the
<수학식 3>에서, 는 주파수 도메인으로 변환된 데이터 벡터, 는 스펙트럼 셰이핑 벡터, 는 스펙트럼 셰이핑 벡터를 구성하는 스펙트럼 셰이핑 계수(spectrum shaping coefficient) 또는 필터 계수이다. 스펙트럼 셰이핑 벡터가 적용된 벡터 는 N-포인트 IDFT 블록(예: 도 3의 IDFT 블록 320)로 출력될 수 있다.In <
도 3 및 도 5a의 실시 에에서, DFT 행렬과 스펙트럼 셰이핑 벡터가 별도로 적용되는 것으로 설명되고 있으나, 다른 실시 예에 따라, DFT 행렬과 스펙트럼 셰이핑 벡터가 결합된 형태의 행렬이 적용될 수 있다. 여기서, DFT 행렬과 스펙트럼 셰이핑 벡터가 결합된 형태의 행렬은 필터(filter) 행렬 또는 로 정의될 수 있다. 필터 행렬은 아래의 <수학식 4>와 같이 정의될 수 있다.In the embodiments of FIGS. 3 and 5A, it is described that the DFT matrix and the spectral shaping vector are separately applied, but according to another embodiment, a matrix in which the DFT matrix and the spectral shaping vector are combined may be applied. Here, the matrix in which the DFT matrix and the spectral shaping vector are combined is a filter matrix or Can be defined as The filter matrix may be defined as in
<수학식 4>에서, 는 필터 계수, 는 주파수 인덱스, 는 심볼 인덱스, L은 한 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수이다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 필터 행렬은 원형(circular) 필터의 형태로 구성될 수 있다. 필터 행렬을 구성하는 계수들 는 이하 도 5b 또는 도 5c와 같이 정의될 수 있다.In <
도 5b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 추가 주파수 자원의 할당이 없는 경우에 대한 필터의 예를 도시한다. 도 5b에서, 가로축은 정규화된(normalized) 주파수 값, 세로축은 필터 계수 의 절대값의 제곱에 해당한다. 도 5b의 예는 추가 주파수 자원의 할당이 없는 경우에 해당하므로(), 데이터 심볼의 전송을 위해 할당된 주파수(K)는 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L과 동일하다. 도 5b에서, 주파수 인덱스 i는 1 이상이고 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L 이하의 정수일 수 있다.5B is a diagram illustrating an example of a filter for a case in which an additional frequency resource is not allocated at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. In FIG. 5B, the horizontal axis is a normalized frequency value, and the vertical axis is a filter coefficient. It corresponds to the square of the absolute value of Since the example of FIG. 5B corresponds to the case where there is no allocation of additional frequency resources ( ), the frequency (K) allocated for transmission of data symbols is equal to the number L of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol. In FIG. 5B, the frequency index i may be equal to or greater than 1 and may be an integer equal to or less than the number L of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol.
도 5c는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 추가 주파수 자원의 할당이 존재하는 경우에 대한 필터의 예를 도시한다. 도 5c에서, 가로축은 정규화된 주파수 값, 세로축은 필터 계수 의 절대값의 제곱에 해당한다. 도 5c의 예는 추가 주파수 자원의 할당이 존재하는 경우에 해당하므로(), 데이터 심볼의 전송을 위해 할당된 주파수 K는 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L 보다 크다. 도 5b에서, 주파수 인덱스 i는 1 이상이고 데이터 심볼의 전송을 위해 할당된 주파수 K 이하의 정수일 수 있다.5C is a diagram illustrating an example of a filter when an additional frequency resource is allocated at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. In Fig. 5c, the horizontal axis is a normalized frequency value, and the vertical axis is a filter coefficient. It corresponds to the square of the absolute value of Since the example of FIG. 5C corresponds to the case where the allocation of additional frequency resources exists ( ), the frequency K allocated for data symbol transmission is greater than the number L of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol. In FIG. 5B, the frequency index i may be equal to or greater than 1 and may be an integer equal to or less than the frequency K allocated for transmission of data symbols.
도 6a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 필터 계수의 결정을 위한 다항식의 예를 도시한다. 도 6a에서, 가로축은 정규화된 주파수 값, 세로축은 필터 계수 에 해당한다. 추가 주파수 자원이 없는 경우, 즉, 데이터 심볼의 전송을 위해 할당된 주파수 K가 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L과 동일할 때(K=L), 필터 계수 는 아래의 <수학식 5>와 같이 정의될 있다. 6A illustrates an example of a polynomial for determining filter coefficients at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. In Fig. 6A, the horizontal axis is a normalized frequency value, and the vertical axis is a filter coefficient. Corresponds to. When there is no additional frequency resource, that is, when the frequency K allocated for data symbol transmission is equal to the number L of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol (K=L), the filter coefficient Can be defined as in <Equation 5> below.
<수학식 5>에서, L은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수에 해당하며, 필터 계수의 결정의 위한 다항식 는 아래 <수학식 6>과 같이 정의될 수 있다.In <Equation 5>, L corresponds to the number of data symbols to be transmitted in an OFDM symbol, and a polynomial for determining filter coefficients Can be defined as in
<수학식 6>에서, x의 범위는 일 수 있다.In <
여기서, 는 송신 신호의 PAPR을 최소화하기 위한 조건과 수신단 120에서의 수신 성능을 보장하기 위한 조건을 만족하는 다항식일 수 있다. 또한, 는 송신 신호의 PAPR을 최소화하기 위한 조건과 수신단 120에서의 수신 성능을 보장하기 위한 조건을 만족하는 최적화된 필터 계수를 연속적인 함수로 근사화한 다항식일 수 있다. 보다 구체적으로, 는 PAPR이 일정한 값 이상인 신호가 발생할 확률을 최소화하면서, 특정 변조 방식(예: BPSK, PAM(pulse amplitude modulation))을 사용한 경우, 수신단 120의 수신기(예: WLMMSE(widely linear minimum mean square error) 수신기, MMSE 수신기, 또는 MF(matched filter) 수신기)에서 일정 성능 조건(예: MSE(mean square error)가 최소화되는 조건)을 만족하도록 설정된 최적의 함수일 수 있다. 다시 말해, 는 수신단 120의 수신 특성 및 수신 성능에 기반하여 결정된 함수일 수 있다.here, May be a polynomial that satisfies the condition for minimizing the PAPR of the transmission signal and the condition for guaranteeing the reception performance at the
본 개시는 필터 계수의 결정의 위한 다항식 로서 <수학식 6>과 같은 다항식을 이용하는 경우의 예를 설명하나, <수학식 6>과 유사한 다른 다항식이 이용될 수 있다. 즉, 필터 계수의 결정을 위한 다항식은, 송신 신호의 PAPR을 최소화하기 위한 조건과 수신단 120에서의 수신 성능을 보장하기 위한 조건을 만족하는 어느 다항식일 수 있다.The present disclosure is a polynomial equation for the determination of filter coefficients An example of using a polynomial such as <
즉, <수학식 5>의 필터 계수 는 <수학식 6>의 다항식 의 샘플링 값으로 정의될 수 있으며, <수학식 5>의 필터 계수의 결정을 위한 다항식 의 샘플링 인덱스 는 아래의 <수학식 7>과 같이 정의될 수 있다.That is, the filter coefficient of <Equation 5> Is the polynomial in
<수학식 7>에서, 는 필터 계수의 결정을 위한 다항식 의 샘플링 인덱스, L은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수에 해당한다. 즉, 다항식 의 샘플링 인덱스는 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L에 기초하여 결정될 수 있다.In <
도 6b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 데이터 심볼의 개수가 12개인 경우의 필터 계수 샘플링의 예를 도시한다. 도 6b의 그래프에서, 가로축은 정규화된 주파수 값, 세로축은 필터 계수의 결정을 위한 다항식 및 샘플링된 필터 계수의 제곱 에 해당한다. 도 6b에서 연속적인 실선은 필터 계수의 결정을 위한 다항식 에 해당하며, 다항식 에 대하여 샘플링된 불연속적인 값이 필터 계수의 제곱 에 해당한다. 6B illustrates an example of filter coefficient sampling when the number of data symbols is 12 at the transmitting end of the wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. In the graph of FIG. 6B, the horizontal axis represents a normalized frequency value, and the vertical axis represents a polynomial for determining filter coefficients. And the square of the sampled filter coefficients Corresponds to. In Figure 6b, the continuous solid line is a polynomial for the determination of the filter coefficient. Corresponds to, and polynomial The discrete values sampled for are the square of the filter coefficients Corresponds to.
도 6b의 그래프는, 추가 주파수 자원이 없는 경우, 즉, 데이터 심볼의 전송을 위해 할당된 주파수 K가 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L과 동일할 때(K=L), OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L이 12인 경우의 예를 도시한다. 즉, K=L=12이므로, 필터 계수의 결정을 위한 다항식 의 샘플링 인덱스 는 아래의 <수학식 8>과 같이 정의될 수 있다.The graph of FIG. 6B shows that when there is no additional frequency resource, that is, when the frequency K allocated for data symbol transmission is equal to the number L of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol (K=L), transmission in the OFDM symbol An example in which the number L of data symbols to be performed is 12 is shown. That is, since K=L=12, the polynomial for the determination of the filter coefficient Sampling index of Can be defined as in
위 <수학식 8>과 같이, 필터 계수의 결정을 위한 다항식 를 샘플링 함으로써, 아래 <수학식 9>와 같이 필터 계수가 결정될 수 있다.As shown in
<수학식 9>에서, 는 필터 계수, i는 주파수 인덱스에 해당한다. 도 6b 및 <수학식 9>는 주파수 인덱스 i가 1에서 6인 경우의 필터 계수를 나타내며, 나머지 주파수 인덱스가 7 내지 12인 경우의 필터 계수는 도 6b의 필터 계수와 y축에 대하여 대칭되는 그래프와 같이 설정될 수 있다. In <Equation 9>, Is the filter coefficient and i is the frequency index. 6B and <Equation 9> show filter coefficients when the frequency index i is 1 to 6, and the filter coefficients when the remaining frequency indexes are 7 to 12 are graphs symmetrical with respect to the filter coefficients of FIG. 6B and the y-axis. It can be set like this.
도 6c는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 심볼의 개수가 32개인 경우의 필터 계수 샘플링의 예를 도시한다. 도 6c의 그래프에서, 가로축은 정규화된 주파수 값, 세로축은 필터 계수의 결정을 위한 다항식 및 샘플링된 필터 계수 에 해당한다. 도 6c에서 연속적인 실선은 필터 계수의 결정을 위한 다항식 에 해당하며, 다항식 에 대하여 샘플링된 불연속적인 값이 필터 계수 에 해당한다. 6C illustrates an example of filter coefficient sampling when the number of symbols is 32 at the transmitting end of the wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. In the graph of Fig. 6c, the horizontal axis represents a normalized frequency value, and the vertical axis represents a polynomial for determining filter coefficients. And sampled filter coefficients Corresponds to. In Fig. 6c, a continuous solid line is a polynomial for the determination of filter coefficients. Corresponds to, and polynomial The discrete values sampled for are the filter coefficients Corresponds to.
도 6d의 그래프는, 추가 주파수 자원이 없는 경우, 즉, 데이터 심볼의 전송을 위해 할당된 주파수 K가 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L과 동일할 때(K=L), OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L이 32인 경우의 예를 도시한다. 즉, K=L=32이므로, 필터 계수의 결정을 위한 다항식 의 샘플링 인덱스 는 아래의 <수학식 10>과 같이 정의될 수 있다.The graph of FIG. 6D shows that when there is no additional frequency resource, that is, when the frequency K allocated for data symbol transmission is equal to the number L of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol (K=L), transmission in the OFDM symbol An example in which the number L of data symbols to be performed is 32 is shown. That is, since K=L=32, the polynomial for the determination of the filter coefficient Sampling index of Can be defined as in Equation 10 below.
위 <수학식 10>과 같이, 필터 계수의 결정을 위한 다항식 를 샘플링 함으로써, 아래 <수학식 11>과 같이 필터 계수가 결정될 수 있다.As shown in Equation 10 above, a polynomial for determining the filter coefficient By sampling, the filter coefficient can be determined as shown in Equation 11 below.
<수학식 11>에서, 는 필터 계수곱, i는 주파수 인덱스에 해당한다. 도 6c 및 <수학식 11>은 주파수 인덱스 i가 1에서 16인 경우의 필터 계수를 나타내며, 나머지 주파수 인덱스가 17 내지 32인 경우의 필터 계수는 도 6c의 필터 계수와 y축에 대하여 대칭되는 그래프와 같이 설정될 수 있다. In <Equation 11>, Is the filter coefficient product, and i is the frequency index. 6C and <Equation 11> show filter coefficients when the frequency index i is 1 to 16, and the filter coefficients when the remaining frequency indexes are 17 to 32 are graphs symmetrical with respect to the filter coefficients and y-axis of FIG. 6C It can be set like this.
도 7a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 스펙트럼 셰이핑 벡터를 결정하기 위한 동작 방법을 도시한다. 도 7a는 송신단 110(예: 스펙트럼 셰이핑 블록)의 동작 방법을 예시한다.7A illustrates an operating method for determining a spectrum shaping vector at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. 7A illustrates a method of operating a transmitter 110 (eg, a spectrum shaping block).
도 7a를 참고하면, 701 단계에서, 송신단 110은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수를 확인할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 송신단 110에 의해 송신되는 데이터 심볼은 BPSK 데이터 심볼과 같이 부적절(improper)한 특성을 갖는 심볼일 수 있다.Referring to FIG. 7A, in
703 단계에서, 샘플링 인덱스를 결정할 수 있다. 예를 들어, 송신단 110은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수에 기초하여, 필터 계수의 결정을 위한 다항식의 샘플링 인덱스를 결정할 수 있다. In step 703, a sampling index may be determined. For example, the
705 단계에서, 송신단은 샘플링을 수행할 수 있다. 예를 들어, 송신단은 데이터 심볼의 수에 기초하여 결정된 샘플링 인덱스에 따라 필터 계수를 결정하기 위한 다항식을 샘플링한 값을 계산할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에서, 필터 계수를 결정하기 위한 다항식은 세로축에 대하여 대칭이므로, OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수의 절반에 해당하는 수만큼 상기 다항식을 샘플링한 값을 계수로 결정하고, 나머지 절에 해당하는 값은 대칭되는 값으로 결정될 수 있다.In
707 단계에서, 송신단 110은 샘플링 값들에 기반한 벡터를 결정할 수 있다. 여기서, 샘플링 값들에 기반한 벡터는 '샘플링 벡터'라고 지칭될 수 있다. 예를 들어, 송신단 110은 705 단계에서 결정된 샘플링 값들의 제곱근으로 구성된 벡터를 결정할 수 있다. In step 707, the
709 단계에서, 송신단 110은 스펙트럼 셰이핑 벡터를 결정할 수 있다. 예를 들어, 스펙트럼 셰이핑 벡터는 707 단계에서 결정된 벡터를 정규화함으로써 결정될 수 있다. In
도 7b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 송신단에서 스펙트럼 셰이핑 벡터를 결정하기 위한 동작 방법의 한 예를 도시한다. 도 7b는 송신단 110(예: 스펙트럼 셰이핑 블록)의 동작 방법을 예시한다.7B illustrates an example of an operating method for determining a spectrum shaping vector at a transmitting end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. 7B illustrates a method of operating a transmitter 110 (eg, a spectrum shaping block).
도 7b를 참고하면, 711 단계에서, 송신단 110은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L을 확인할 수 있다.Referring to FIG. 7B, in step 711, the
713 단계에서, 송신단 110은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L에 기초하여, 필터 계수의 결정을 위한 다항식 의 샘플링 인덱스 를 결정할 수 있다. 즉, 샘플링 인덱스 는 아래의 <수학식 12>와 같이 결정될 수 있다.In step 713, the transmitting
<수학식 12>에서, 는 의 샘플링 인덱스, i는 주파수의 인덱스, L은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수에 해당한다.In <
715 단계에서, 송신단은 샘플링 인덱스에 대응하는 계수 |ci|2를 결정할 수 있다. 송신단은 샘플링 값 |ci|2를 결정할 수 있다. 보다 구체적으로, 샘플링 값 |ci|2는 아래의 <수학식 13>과 같이 결정될 수 있다.In step 715, the transmitting end has a coefficient |ci| 2 can be determined. The transmitter is the sampling value |ci| 2 can be determined. More specifically, the sampling value |ci| 2 can be determined as in Equation 13 below.
<수학식 13>에서, 는 다항식 를 에 대하여 샘플링한 값, i는 주파수의 인덱스, L은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수에 해당한다. 다시 말해, OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L의 절반에 해당하는 L/2만큼 다항식 를 샘플링한 값을 결정하고, 나머지 절반 L/2에 해당하는 계수는 i=L/2 축에 대하여 대칭되는 값으로 결정될 수 있다.In <Equation 13>, Is a polynomial To A value sampled for, i is a frequency index, and L corresponds to the number of data symbols to be transmitted in an OFDM symbol. In other words, a polynomial as much as L/2 corresponding to half of the number L of data symbols to be transmitted in an OFDM symbol A value sampled of is determined, and a coefficient corresponding to the other half L/2 may be determined as a value symmetrical with respect to the i=L/2 axis.
717 단계에서, 송신단 110은 필터 계수에 기반하여 샘플링 벡터 를 결정할 수 있다. 보다 구체적으로 715 단계에서 결정된 L개의 샘플링 값들의 제곱근들로 구성된 샘플링 벡터 를 결정할 수 있다. 샘플링 벡터 는 아래의 <수학식 14>와 같이 결정될 수 있다.In step 717, the
<수학식 14>에서, 는 샘플링 값들의 제곱근들로 구성된 샘플링 벡터, 은 벡터 의 원소들, L은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수에 해당한다.In <Equation 14>, Is a sampling vector consisting of the square roots of the sampled values, Silver vector The elements, L, correspond to the number of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol.
719 단계에서, 송신단 110은 스펙트럼 셰이핑 벡터 를 결정할 수 있다. 보다 구체적으로, 스펙트럼 셰이핑 벡터 는 717 단계에서 결정된 샘플링 벡터 를 정규화함으로써 결정될 수 있다. 즉, 스펙트럼 셰이핑 벡터 는 아래의 <수학식 15>와 같이 결정될 수 있다.In
<수학식 15>에서, 는 계수 벡터, 는 의 2-놈(norm) 값에 해당한다. 다시 말해, 스펙트럼 셰이핑 벡터 는 다항식 를 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수 L만큼 샘플링 한 값에 기초하여 결정될 수 있다.In <Equation 15>, Is the coefficient vector, Is Corresponds to the 2-norm value of. In other words, the spectral shaping vector Is a polynomial May be determined based on a value sampled by the number L of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol.
도 8은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 원형 컨벌루션 필터(circular convolution filter)를 결정하기 위한 동작 방법을 도시한다. 도 8은 송신단 110의 동작 방법을 예시한다.8 illustrates an operating method for determining a circular convolution filter in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. 8 illustrates an operation method of the transmitting
도 8을 참고하면, 801 단계에서, 송신단 110은 스펙트럼 셰이핑 벡터를 결정할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 스펙트럼 셰이핑 벡터는 필터의 계수 벡터를 정규화함으로써 결정될 수 있다.Referring to FIG. 8, in step 801, the
803 단계에서, 송신단 110은 스펙트럼 셰이핑 벡터에 기반하여 원형 컨벌루션 필터를 결정할 수 있다. 예를 들어, 원형 컨벌루션 필터는 하기 <수학식 16>과 같이 결정될 수 있다. 즉, <수학식 16>을 통해 스펙트럼 셰이핑 벡터는 원형 컨벌루션 필터로 변환될 수 있다.In step 803, the
<수학식 16>은 상기 <수학식 3>으로부터 유도될 수 있다. 이 때 행렬의 푸리에 변환인 는 항상 순환 행렬(circulant matrix)로 하기 <수학식 17>과 같은 형태를 가질 수 있다. 즉, 순환 행렬은 데이터의 심볼의 수 L에 기반하여 결정될 수 있다.<Equation 16> can be derived from <
따라서 <수학식 16>의 부분은 데이터 시퀀스 벡터(data sequence vector) 을 를 사용해 원형 컨벌루션(circular convolution)하는 동작(operation)으로 볼 수 있다. Therefore, in Equation 16 Part is a data sequence vector of It can be viewed as an operation that performs circular convolution by using.
따라서 낮은(low) PAPR을 위해 스펙트럼 셰이핑 벡터 대신 원형 컨벌루션 필터 를 대신 고려할 수도 있으며 필터 탭을 0이 아닌 컨벌루션 필터 계수들(nonzero convolution filter coefficients) 수로 정의하면 각 필터 탭 별로 아래와 같은 값들을 적용해 PAPR을 낮출 수 있으며 PAPR 값은 탭 수에 반비례하여 감소한다. 일부 실시 예들에서, 필터 탭은 수신단 120의 수신 성능 및 전력에 대한 정보에 기반하여 결정될 수 있다. 예를 들어, 전력에 대한 정보는 PAPR 값을 의미할 수 있다. 다른 실시 예들에서, L 탭 컨벌루션 필터(tap convolutional filter)를 사용하는 경우 성능이 가장 좋다. 여기서, L 탭 컨벌루션 필터는 L 개의 0이 아닌 컨벌루션 필터 계수들을 포함하는 원형 컨벌루션 필터를 의미할 수 있다. 이 방식의 경우 앞선 다항식(polynomial) 방식과 다르게 특별히 필터를 함수로부터 구하는 과정 없이 L 값에 따라 원형 컨벌루션 필터 계수들(circular convolution filter coefficients)에 0을 패딩(padding) 함으로써 확장 가능하다. 즉, 상기 <수학식 17>의 순환 행렬이 LxL 행렬인 경우, L보다 작은 K 탭 컨벌루션 필터의 원형 컨벌루션 필터 계수들에 L-K 개의 0을 패딩함으로써 확장 가능할 수 있다.Therefore, circular convolution filters instead of spectral shaping vectors for low PAPR If the filter tap is defined as the number of nonzero convolution filter coefficients instead, PAPR can be lowered by applying the following values for each filter tap, and the PAPR value decreases in inverse proportion to the number of taps. In some embodiments, the filter tap may be determined based on information on reception performance and power of the receiving
예를 들어, 3 탭 원형 컨벌루션 필터(3 tap circular convolution filter)는 하기 <수학식 18>과 같이 표현될 수 있다.For example, a 3 tap circular convolution filter may be expressed as Equation 18 below.
다른 예를 들어, 4 탭 원형 컨벌루션 필터(4 tap circular convolution filter)는 하기 <수학식 19>와 같이 표현될 수 있다.For another example, a 4 tap circular convolution filter may be expressed as Equation 19 below.
또 다른 예를 들어, K-탭 원형 컨벌루션 필터(K-tap circular convolution filter)는 하기 <수학식 20>과 같이 표현될 수 있다.As another example, a K-tap circular convolution filter may be expressed as Equation 20 below.
K < L 일 경우 임의의 K 값에 대해 모두 위와 같이 원형 컨벌루션 필터가 생성(generation)될 수 있다. 그리고 아래는 PAPR을 저감하는 원형 컨벌루션 필터의 값을 7 탭까지 탭 별로 나타낸 표이다.예를 들어, 필터 값은 고유(unique)하지 않고 하기 <표 1>의 아래 값의 순환 시프트(circular shift) 된 값을 사용하여 결정될 수 있다.When K <L, a circular convolution filter may be generated for any K value as described above. And the following is a table showing the values of the circular convolutional filter for reducing PAPR by taps up to 7 taps. For example, the filter value is not unique and a circular shift of the values below in Table 1 below. It can be determined using the value specified.
또한 이 값들을 이용해 동등한(equivalent) 스펙트럼 셰이핑 벡터를 찾아낼 수도 있다. You can also use these values to find an equivalent spectral shaping vector.
일 실시 예에 따라, 상기 <표 1>에 대한 정보는 송신단 110에 저장되어 있을 수 있다. 일부 실시 예들에서, 송신단 110은 PAPR을 저감하기 위하여 적응적으로 상기 <표 1>의 3tap, 4tap, 5tap, 6tap, 및 7tap 중 하나를 선택하여 원형 컨벌루션 필터를 결정할 수 있다. According to an embodiment, the information on Table 1 may be stored in the
다른 실시 예들에서, 시스템에서 요구하는 수신 성능 및 PAPR 값에 따라 특정 필터 탭에 대한 하나의 원형 컨벌루션 필터가 송신단 110과 수신단 120에 저장될 수 있다. 즉, 시스템 상에서 결정된 특정 필터 탭에 대한 원형 컨벌루션 필터는 송신단 110과 수신단 120 간 공유되어 이용될 수 있다.In other embodiments, one circular convolutional filter for a specific filter tap may be stored in the
도 9는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 수신단 120의 통신부의 구성의 예를 도시한다. 도 9에 예시된 구성은 통신부 220의 일부 구성으로서 이해될 수 있다. 9 illustrates an example of a configuration of a communication unit of a
도 9를 참고하면, 수신단 120의 통신부는 CP 제거 블록 910, IDFT 블록 915, 채널 등화기 920을 포함할 수 있다. Referring to FIG. 9, the communication unit of the receiving
송신단 110으로부터 송신된 신호 는 채널을 통해 수신단 120에서 수신된다. 수신된 신호의 벡터 는 N개의 데이터 심볼에 더하여 NC개의 CP를 포함할 수 있다.Signal transmitted from
CP 제거 블록 910은, 수신된 신호의 벡터 에서 CP를 제거할 수 있다. 예를 들어, CP 제거 블록 910은 수신된 신호에서 CP가 차지하는 심볼의 데이터를 제거할 수 있다. 다시 말해, CP 제거 블록 910은 (N+NC)개의 엔트리로 구성된 수신된 신호의 벡터 에서 NC개의 CP를 제거할 수 있다. 즉, CP 제거 블록 910은 (N+NC)개의 엔트리를 포함하는 수신된 신호의 벡터 를 입력받고, N개의 엔트리를 포함하는 시간 도메인의 심볼 벡터를 IDFT 블록 915로 출력할 수 있다.
IDFT 블록 915는 CP 제거 블록 910로부터 제공된 시간 도메인의 데이터를 주파수 도메인의 데이터로 변환할 수 있다. 예를 들어, IDFT 블록 915는 N개의 데이터 심볼을 포함하는 벡터에 대하여 IDFT 행렬을 적용함으로써, N개의 서브 캐리어에 매핑된 주파수 도메인의 데이터를 생성할 수 있다. IDFT 블록 915에 의해 변환된 벡터는 채널 등화기 920으로 출력될 수 있다.The IDFT block 915 may convert data in the time domain provided from the
채널 등화기 920은 주파수 도메인으로 변환된 데이터에 대한 등화를 수행할 수 있다. 예를 들어, 채널 등화기 920은 채널에 의해 발생한 데이터의 왜곡을 보상할 수 있다. 또한, 채널 등화기 920은 N개의 서브 캐리어들 중 L개의 데이터를 추출할 수 있다. 다시 말해, 채널 등화기 920은 L개의 서브 캐리어에 할당된 데이터를 포함하는 벡터 를 출력할 수 있다.The
도 10은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 수신단의 통신부의 다른 구성의 예를 도시한다. 도 10에 예시된 구성은 통신부 220의 일부 구성으로서 이해될 수 있다. 도 10의 구성은 도 9의 구성과 연결될 수 있다. 예를 들어, 도 9의 등화기 920와 도 10의 켤례 블록 1010 및 WLMMSE 블록 1020과 연결될 수 있다. 10 illustrates an example of another configuration of a communication unit of a receiving end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. The configuration illustrated in FIG. 10 may be understood as a partial configuration of the
도 10을 참고하면, 도 10의 수신단 120은 켤례(conjugation. (*)) 블록 1010, WLMMSE 블록 1020, 및 위상 역회전 블록 1025를 포함할 수 있다.Referring to FIG. 10, the
켤례 블록 1010은 채널 등화기(예: 도 9의 채널 등화기 920)로부터 입력된 벡터 의 값들에 대한 켤례 값을 생성하고, 생성된 켤례 값들의 벡터를 WLMMSE 블록 1020으로 출력할 수 있다.The
WLMMSE 블록 1020은 도 9의 채널 등화기 920로부터 입력된 벡터 및 켤례 블록 1010으로부터 입력된 벡터 에 대하여 WLMMSE 행렬을 적용함으로써, 송신단 110에서 수행된 스펙트럼 셰이핑에 의한 데이터의 왜곡을 보상할 수 있다. 상세한 WLMMSE 블록의 동작은 아래 도 11a를 참고하여 설명된다.The
도 11a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 수신단에서 WLMMSE 행렬을 적용하는 과정의 예를 도시한다. 도 11a는 도 10의 WLMMSE 블록 1020의 동작의 한 예를 도시한다. 11A illustrates an example of a process of applying a WLMMSE matrix at a receiving end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. 11A shows an example of the operation of the
도 11a를 참고하면, 채널 등화기(예: 도 9의 채널 등화기 920)로부터 제공되는 벡터 및 켤례 블록(예: 도 10의 켤례 블록 1010)에 의해 생성된 를 서브 벡터로서 포함하는 크기의 벡터가 WLMMSE 블록 1020로 입력된다. WLMMSE 블록 1020는 입력된 벡터에 대하여 WLMMSE 행렬을 적용하여 크기의 벡터를 출력할 수 있다. 도 11a의 WLMMSE 블록 1020는 도 10의 WLMMSE 블록 1020과 동일하거나 유사한 구성일 수 있다.Referring to FIG. 11A, a vector provided from a channel equalizer (eg, a
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, WLMMSE 행렬은 아래의 <수학식 21>와 같이 정의될 수 있다.According to various embodiments of the present disclosure, the WLMMSE matrix may be defined as shown in Equation 21 below.
<수학식 21>에서, 는 송신단 110에서 이용되는 원형 필터 행렬로서, 아래의 <수학식 22>와 같이 정의될 수 있으며, 는 아래의 <수학식 23>과 같이 정의될 수 있다. 또한, <수학식 21>의 는 아래의 <수학식 24>와 같이 정의될 수 있다. 또한, <수학식 21>에서 은 잡음 공분산 행렬(noise covariance matrix)에 해당하며, 는 잡음 의사 공분산 행렬(noise pseudo covariance matrix)에 해당한다.In <Equation 21>, Is a circular filter matrix used in the
<수학식 22>에서, 는 스펙트럼 셰이핑 벡터, 은 L-포인트 DFT 행렬이고, L은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수에 해당한다.In <Equation 22>, Is the spectral shaping vector, Is an L-point DFT matrix, and L corresponds to the number of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol.
<수학식 23>에서, 은 BPSK 데이터 심볼 벡터, 은 위상이 회전된 데이터 심볼 벡터, L은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수, 는 위상 회전 값에 해당한다. <수학식 23>에서, 는 데이터 심볼이 부적절한 성질을 가질 때 영행렬이 아닌 행렬(non zero matrix)로 구성될 수 있다.In <Equation 23>, Is a BPSK data symbol vector, Is the phase-rotated data symbol vector, L is the number of data symbols to be transmitted in the OFDM symbol, Corresponds to the phase rotation value. In <Equation 23>, May be configured as a non-zero matrix when the data symbol has inappropriate properties.
<수학식 24>에서, 는 송신단 110에서 이용되는 원형 필터 행렬, 은 N-포인트 IDFT 행렬, N은 OFDM IDFT 크기, K는 수신단 120에 할당된 부반송파의 수, L은 OFDM 심볼 내 송신할 데이터 심볼의 수에 해당한다.In <
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 수신단 120은 수신단 120에 할당된 부반송파의 수 K에 따라 함수 를 샘플링하고, 샘플링에 의해 결정된 필터 계수들을 포함하는 필터 행렬 를 이용하여 WLMMSE 행렬을 결정할 수 있다. 다시 말해, WLMMSE 행렬은, 송신 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 조건과 수신단 120의 수신 성능을 만족시키기 위한 조건을 만족하는 송신단의 필터 행렬 에 기초하여 결정될 수 있다.According to various embodiments of the present disclosure, the receiving
도 11b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 수신단에서 심볼 위상 역회전을 적용하는 과정의 예를 도시한다. 도 11b는 도 10의 위상 역회전 블록 1025의 동작의 한 예를 도시한다. 11B illustrates an example of a process of applying reverse symbol phase rotation at a receiving end of a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. 11B shows an example of the operation of the phase
도 11b를 참고하면, WLMMSE 블록(예: 도 11a의 WLMMSE 블록 1020)로부터 출력되는 크기의 벡터가 심볼 위상 역회전 블록 1025으로 입력될 수 있다. 심볼 위상 역회전 블록 1025은 입력된 벡터의 데이터의 위상을 변경할 수 있다. 보다 구체적으로, 심볼 위상 역회전 블록 1025은 WLMMSE 블록으로부터 제공된 벡터에 위상 역회전 벡터를 적용함으로써, OFDM 데이터 심볼 을 복원할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 수신단 120은 수신단 120에 할당된 서브 캐리어의 수 L에 기초하여 결정되는 위상 역회전 값 에 따라 WLMMSE 블록을 통해 출력된 벡터의 위상을 변경할 수 있다.Referring to FIG. 11B, the output from the WLMMSE block (eg,
도 12는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR 감소를 위한 송신단 110의 동작 방법을 도시한다. 도 11은 송신단 110의 동작 방법을 예시한다.12 illustrates a method of operating a
도 12를 참고하면, 1201 과정에서, 송신단 110은 수신단 120으로 데이터를 송신하기 위해 할당된 자원을 확인할 수 있다. 예를 들어, 상향 링크에서 단말에 해당하는 송신단 110은 하나의 OFDM 심볼을 수신단 120으로 송신하기 위하여 할당된 일정한 개수의 주파수 자원(예: 부반송파 개수)을 확인할 수 있다. 다른 예에서, 하향 링크에서 기지국에 해당하는 송신단 110은 데이터를 단말에 해당하는 수신단 120으로 송신하기 위하여 할당된 주파수 자원을 할당할 수 있다.Referring to FIG. 12, in
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 송신단 110은 추가 주파수 자원을 할당하지 아니하고, 송신 데이터의 심볼 개수와 동일한 주파수 자원의 개수를 할당할 수 있다. 추가 주파수 자원을 할당하지 않는 경우에도, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 송수신단 110은 BPSK 심볼의 부적절한 특성을 이용하는 와이드하게 선형적인(widely linear) 수신기를 적용함으로써 획득되는 수신단 120의 수신 성능의 이득을 PAPR 이득으로 변환할 수 있다. According to various embodiments of the present disclosure, the
본 개시의 다른 실시 예들에 따르면, 송신단 110은 송신 데이터 심볼의 개수 보다 큰 주파수 자원을 할당할 수 있다. 즉, 송신단 110은 추가 주파수 자원을 할당할 수 있다. 추가 주파수 자원을 할당함으로써, 송신단 110은 주파수 자원의 이득을 PAPR을 감소하기 위한 추가적인 이득으로 변환할 수 있다. According to other embodiments of the present disclosure, the transmitting
1203 과정에서, 송신단 110은 위상 회전량 및 필터 계수를 확인할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 위상 회전량 및 필터 계수는 하나의 OFDM 심볼을 수신단으로 송신하기 위해 할당된 주파수 자원의 개수에 기초하여 결정될 수 있다. 또한, 필터 계수는 송신단 110에서 송신 신호의 PAPR을 최소화하기 위한 조건과 수신단 120의 수신 성능을 만족시키기 위한 조건을 만족하도록 설정될 수 있다. 예를 들어, 필터 계수는 PAPR을 감소하기 위한 조건과 수신단 120에서의 수신 성능을 만족하기 위하 조건을 만족하도록 설정된 다항식을 할당된 주파수 자원에 따라 샘플링한 값으로 결정될 수 있다.In
1205 단계에서, 송신단 110은 데이터에 대하여 위상 회전을 수행할 수 있다. 예를 들어, 송신단 110은 송신할 데이터에 대하여 할당된 주파수 자원의 개수에 기초하여 결정된 위상 회전량에 따라 데이터의 위상을 변경할 수 있다. 데이터의 위상을 변경함으로써, 시간 영역에서 데이터의 보강 간섭 확률을 감소시켜 PAPR을 감소시킬 수 있다.In
1207 단계에서, 송신단 110은 위상이 회전된 시간 도메인의 데이터에 대하여 DFT를 수행할 수 있다. 예를 들어, 송신단 110은 위상이 회전된 시간 도메인의 데이터에 DFT 행렬을 적용함으로써 주파수 도메인의 데이터로 변환할 수 있다. In
1209 단계에서, 송신단 110은 주파수 도메인의 데이터에 대하여 필터링을 수행할 수 있다. 예를 들어, 송신단 110은 주파수 도메인의 데이터에 대하여 1203 단계에서 결정된 필터 계수를 포함하는 필터 행렬을 적용할 수 있다. 추가 주파수 자원이 할당되지 아니한 경우, 필터 행렬의 사이즈(행의 개수와 열의 개수)는 송신 데이터 심볼의 개수와 동일하게 설정될 수 있다. 추가 주파수 자원이 할당된 경우, 필터 행렬의 행의 개수는 열의 개수보다 크게 설정될 수 있고, 이에 따라 필터 행렬이 적용된 벡터의 크기는 데이터 심볼의 개수보다 클 수 있다. In
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 1207 단계와 1209 단계는 하나의 단계로 수행될 수 있다. 다시 말해, 1209 단계의 필터 행렬은 필터 계수와 주파수 도멘인으로의 변환을 위한 값의 곱으로 구성된 행렬일 수 있다.According to various embodiments of the present disclosure,
1211 단계에서, 송신단 110은 필터링된 주파수 도메인의 데이터를 서브 캐리어에 매핑할 수 있다.In
1213 단계에서, 송신단 110은 서브캐리어에 매핑된 주파수 도메인의 데이터에 대하여 IDFT를 수행할 수 있다. 예를 들어, 송신단 110은 서브 캐리어에 매핑된 주파수 도메인의 데이터에 IDFT 행렬을 적용함으로써 주파수 도메인의 데이터를 시간 도메인의 데이터로 변환할 수 있다.In
1215 단계에서, 송신단 110은 시간 도메인의 데이터를 포함하는 신호를 송신할 수 있다. 예를 들어, 송신단 110은 시간 도메인의 데이터를 상향변환한 신호를 안테나를 통해 신호를 수신단 120으로 송신할 수 있다. 시간 도메인의 데이터는 위상 변환 및 필터링이 적용되었기 때문에, 상향 변환된 신호는 낮은 PAPR을 가질 수 있다.In
도 13은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR 감소를 위한 수신단의 동작 방법을 도시한다. 도 13은 수신단 120의 동작 방법을 예시한다.13 illustrates a method of operating a receiver for reducing PAPR in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. 13 illustrates an operation method of the receiving
도 13을 참고하면, 1301 단계에서, 수신단 120은 할당된 자원을 확인할 수 있다. 예를 들어, 수신단 120이 기지국인 경우, 수신단 120은 단말에 해당하는 송신단 110으로부터 상향링크 신호를 수신하기 위해 주파수 자원(예: 부반송파)의 개수를 확인할 수 있다. 다른 예로, 수신단 120이 단말인 경우, 수신단 120은 송신단 110으로부터 제어 채널을 통해 수신된 제어 정보에 기초하여 수신단 120에 할당된 주파수 자원(예: 부반송파)의 개수를 확인할 수 있다.Referring to FIG. 13, in step 1301, the receiving
1303 단계에서, 수신단 120은 위상 회전량 및 필터 계수를 확인할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 위상 회전량 또는 필터 계수는 할당된 주파수 자원의 수 및 데이터 심볼의 수에 기초하여 결정될 수 있다. 할당된 주파수 자원의 수는 1201 단계에서 제어 신호를 통해 확인될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 데이터 심볼의 수는 할당된 주파수 자원의 수와 동일할 수 있다. 즉, 데이터 심볼의 송신을 위하여 추가적인 주파수 자원이 할당되지 아니할 수 있다. 본 개시의 다른 실시 예들에 따르면, 데이터 심볼의 수는 할당된 주파수 자원의 수 보다 작을 수 있다. 즉, 데이터 심볼의 수 보다 큰 추가적인 주파수 자원이 할당될 수 있다. 이때, 수신단 110은 제어 채널을 통해 전송된 제어 신호를 통해 데이터 심볼의 수를 확인할 수 있다. 또한, 수신단 110은 송신단 120과의 채널 상태에 따라 데이터 심볼의 수를 확인할 수 있다. 예를 들어, 수신단 110은 데이터 심볼의 수를 MCS(modulation and coding scheme) 레벨에 인덱싱(indexing)할 수 있다. 수신단 120은 할당된 주파수 자원의 수 및 데이터 심볼의 수에 기초하여 위상 회전량을 확인할 수 있다. 또한, 수신단 120은 할당된 주파수 자원의 수 및 데이터 심볼의 수에 기초하여 필터 계수를 확인할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 위상 회전량 또는 필터 계수는 할당된 주파수 자원의 수 및 데이터 심볼의 수에 따라 미리 정의될 수 있다. 예를 들어, 위상 회전량 또는 필터 계수는 할당된 주파수 자원의 수 및 데이터 심볼의 수에 따라 테이블화 되어 송신단 110 또는 수신단 120에 미리 저장되거나, 송신단 110과 수신단 120 사이의 제어 채널을 통해 공유될 수 있다. 또한, 위상 회전량 또는 필터 계수는 MCS 레벨과 인덱싱되어 설정될 수 있다.In
1305 단계에서, 수신단 120은 WLMMSE 행렬을 계산할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 WLMMSE 행렬은 송신 신호의 PAPR을 최소화 하기 위한 조건과 수신 신호의 수신 성능을 최적화하기 위한 조건(수신 신호의 MSE를 최소화)을 만족하도록 설정될 수 있다. WLMMSE 행렬은 1201 단계에서 확인된 필터 계수에 기초하여 결정된 수 있다. 보다 구체적으로, WLMMSE 행렬은 수신단의 수신기 특성 및 수신 성능을 고려하여 결정된 필터 계수를 포함하는 필터 행렬에 기초하여 설정될 수 있다.In
1307 단계에서, 수신단 120은 수신 데이터에 대하여 WLMMSE 행렬을 적용할 수 있다. 수신단 120은 수신된 신호의 데이터를 주파수 영역으로 변환된 데이터에 대하여 WLMMSE 행렬을 적용할 수 있다. WLMMSE 행렬의 적용에 앞서, 주파수 영역으로 변환된 데이터는 채널 등화기를 통해 채널에 의한 왜곡이 보상되거나 데이터 심볼의 개수에 따라 일부 데이터가 추출될 수 있다. 수신단 120은 채널 등화기를 통과한 L개의 데이터에 대하여 WLMMSE 행렬을 적용할 수 있다. WLMMSE 행렬을 적용함에 따라, 송신단 110에서의 필터링으로 인한 신호의 왜곡이 보상된 데이터가 출력될 수 있다. 특히, WLMMSE 행렬은 BPSK 심볼의 부적절한 성질을 이용할 수 있다.In
1309 단계에서, 수신단 120은 위상 역회전을 적용할 수 있다. 예를 들어, 수신단 120은 1303 단계에서 확인된 위상 회전량만큼 반대로 데이터의 위상을 회전시킬 수 있다. 위상 역회전을 수행함으로써, 송신단 110에서 수행된 위상 회전을 보상할 수 있다.In
1311 단계에서, 수신단 120은 신호를 복조할 수 있다. 예를 들어, 수신단 120은 수신된 데이터를 디코딩하고, ACK(acknowledgement) 또는 NACK(negative ACK) 신호를 송신단 110으로 송신할 수 있다. In
도 14는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 추가 주파수 자원의 할당이 존재하지 않는 경우의 PAPR 성능을 도시한다. 도 14의 그래프에서, 가로축은 신호의 PAPR, 세로축은 일정한 값보다 큰 PAPR이 발생할 확률을 나타낸다. 도 14의 그래프는 BPSK 데이터 심볼의 개수 L이 12(L=12), 할당된 주파수 자원의 개수 K가 12(K=12), OFDM IDFT 사이즈가 128(N=128)인 경우에 대한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 14를 참고하면, 일정 값보다 PAPR의 발생 확률이 10-3일 때, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 PAPR 감소 기법이 적용된 PAPR이 DFT-S-OFDM에 위상 회전 기법이 적용된 경우보다 3.75dB의 PAPR 이득이 발생함을 확인할 수 있다.14 illustrates PAPR performance when there is no allocation of additional frequency resources in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. In the graph of FIG. 14, the horizontal axis represents the PAPR of the signal, and the vertical axis represents the probability of occurrence of a PAPR greater than a certain value. The graph of FIG. 14 is a simulation result for the case where the number L of BPSK data symbols is 12 (L=12), the number of allocated frequency resources K is 12 (K=12), and the OFDM IDFT size is 128 (N=128). Represents. Referring to FIG. 14, when the probability of occurrence of PAPR is 10 -3 than a certain value, PAPR to which the PAPR reduction technique according to various embodiments of the present disclosure is applied is 3.75 dB than when the phase rotation technique is applied to DFT-S-OFDM. It can be seen that the PAPR gain of
도 15는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 추가 주파수 자원의 할당이 존재하는 경우의 PAPR 성능을 도시한다. 도 15의 그래프에서, 가로축은 신호의 PAPR, 세로축은 일정한 값보다 큰 PAPR이 발생할 확률을 나타낸다. 도 15의 그래프는 BPSK 데이터 심볼의 개수 L이 12(L=12), 할당된 주파수 자원의 개수 K가 16(K=16), OFDM IDFT 사이즈가 128(N=128)인 경우에 대한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 15를 참고하면, 일정 값보다 PAPR의 발생 확률이 10-3일 때, 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 PAPR 감소 기법이 적용된 PAPR이 DFT-S-OFDM에 위상 회전 기법(RRC(root-raised-cosine) 셰이핑)이 적용된 경우보다 1.8dB의 PAPR 이득이 발생함을 확인할 수 있다.15 illustrates PAPR performance when an additional frequency resource is allocated in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. In the graph of FIG. 15, the horizontal axis represents the PAPR of the signal, and the vertical axis represents the probability of occurrence of a PAPR greater than a certain value. The graph of FIG. 15 is a simulation result for the case where the number L of BPSK data symbols is 12 (L=12), the number of allocated frequency resources K is 16 (K=16), and the OFDM IDFT size is 128 (N=128). Represents. Referring to FIG. 15, when the probability of occurrence of PAPR is 10 -3 than a predetermined value, the PAPR to which the PAPR reduction technique according to various embodiments of the present disclosure is applied is applied to the DFT-S-OFDM with a phase rotation technique (root-raised (RRC)). It can be seen that 1.8dB of PAPR gain occurs than when -cosine) shaping) is applied.
도 16은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 원형 컨벌루션 필터를 사용하는 경우의 PAPR 성능을 도시한다. 도 16의 그래프에서, 가로축은 신호의 PAPR, 세로축은 일정한 값보다 큰 PAPR이 발생할 확률을 나타낸다. 도 16의 그래프는 3 탭 원형 컨벌루션 필터, 4 탭 원형 컨벌루션 필터, 7 탭 원형 컨벌루션 필터, 및 L 탭 원형 컨벌루션 필터인 경우에 대한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 16을 참고하면, 일정 값보다 PAPR의 발생 확률이 10-3일 때, 탭 수가 클수록 작은 PAPR 이득이 발생함을 확인할 수 있다.16 illustrates PAPR performance when a circular convolution filter is used in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure. In the graph of FIG. 16, the horizontal axis represents the PAPR of the signal, and the vertical axis represents the probability of occurrence of a PAPR greater than a certain value. The graph of FIG. 16 shows simulation results for the case of a 3-tap circular convolution filter, a 4-tap circular convolution filter, a 7-tap circular convolution filter, and an L-tap circular convolution filter. Referring to FIG. 16, when the probability of occurrence of PAPR is 10 -3 than a predetermined value, it can be seen that a smaller PAPR gain occurs as the number of taps increases.
도 17은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR 감소를 위한 송신단 110의 다른 동작 방법을 도시한다.17 is a diagram illustrating another method of operation of a
도 17을 참고하면, 1701 단계에서, 송신단 110은 데이터에 필터를 적용할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 필터는 수신단 120의 수신기 특성 및 수신 성능에 기반하여 결정될 수 있다. 다른 실시 예들에서, 적어도 하나의 부반송파의 개수가 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 필터는 미리 설정된 다항식을 적어도 하나의 심볼의 개수만큼 샘플링한 값을 계수로 가질 수 있다. 적어도 하나의 부반송파의 개수가 적어도 하나의 심볼의 개수보다 큰 경우, 필터는 적어도 하나의 부반송파의 개수만큼 미리 설정된 다항식을 샘플링한 값을 계수로 가질 수 있다. 또 다른 실시 예들에서, 송신단 110은 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 위상 회전량에 따라 적어도 하나의 위상을 변경하고, 필터를 이용하여 위상이 변경된 적어도 하나의 심볼을 포함하는 데이터를 필터링할 수 있다. 또 다른 실시 예들에서, 적어도 하나의 부반송파의 개수가 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 위상 회전량은 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정될 수 있다. 적어도 하나의 부반송파의 개수가 적어도 하나의 심볼의 개수 보다 큰 경우, 위상 회전량은 적어도 하나의 심볼의 개수 및 적어도 하나의 부반송파의 개수에 기반하여 결정될 수 있다.Referring to FIG. 17, in step 1701, the
1703 단계에서, 송신단 110은 필터가 적용된 데이터를 적어도 하나의 부반송파에 매핑할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 필터는, 상기 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되는 원형 컨벌루션 필터를 포함할 수 있다.In
1705 단계에서, 송신단 110은 수신단 120에게 매핑된 데이터를 송신할 수 있다.In
도 18은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR 감소를 위한 수신단 120의 다른 동작 방법을 도시한다.FIG. 18 is a diagram illustrating another method of operating a
도 18을 참고하면, 1801 단계에서, 수신단 120은 송신단 110으로부터 데이터를 수신할 수 있다.Referring to FIG. 18, in step 1801, the
1803 단계에서, 수신단 120은 데이터에 변환 행렬을 적용할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 변환 행렬은 송신단 110과 수신단 120에 의해 공유되는 필터에 기반하여 결정될 수 있다. 여기서, 필터는 수신단 120의 수신기 특성 및 수신 성능에 기반하여 결정될 수 있다. 다른 실시 예들에서, 송신단 110에게 할당된 적어도 하나의 부반송파의 개수가 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 필터는 미리 설정된 다항식을 적어도 하나의 심볼의 개수만큼 샘플링한 값을 계수로 가질 수 있다. 적어도 하나의 부반송파의 개수가 적어도 하나의 심볼의 개수보다 큰 경우, 필터는 미리 설정된 다항식을 적어도 하나의 부반송파의 개수만큼 샘플링한 값을 계수로 가질 수 있다. 또 다른 실시 예들에서, 필터는, 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되는 원형 컨벌루션 필터를 포함할 수 있다.In
1805 단계에서, 수신단 120은 변환 행렬이 적용된 데이터를 디코딩할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 수신단 120은 적어도 하나의 심볼의 위상 회전량에 따라 적어도 하나의 심볼의 위상을 변경하고, 위상이 변경된 적어도 하나의 심볼을 디코딩할 수 있다. 다른 실시 예들에서, 송신단 110에게 할당된 적어도 하나의 부반송파의 개수가 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 위상 회전량은 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정될 수 있다. 적어도 하나의 부반송파의 개수가 적어도 하나의 심볼의 개수 보다 큰 경우, 위상 회전량은 적어도 하나의 심볼의 개수 및 적어도 하나의 부반송파의 개수에 기반하여 결정될 수 있다.In step 1805, the
본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다. The methods according to the embodiments described in the claims or the specification of the present disclosure may be implemented in the form of hardware, software, or a combination of hardware and software.
소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다. When implemented in software, a computer-readable storage medium storing one or more programs (software modules) may be provided. One or more programs stored in a computer-readable storage medium are configured to be executable by one or more processors in an electronic device (device). The one or more programs include instructions that cause the electronic device to execute methods according to embodiments described in the claims or specification of the present disclosure.
이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(read only memory, ROM), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(compact disc-ROM, CD-ROM), 디지털 다목적 디스크(digital versatile discs, DVDs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다. These programs (software modules, software) include random access memory, non-volatile memory including flash memory, read only memory (ROM), and electrically erasable programmable ROM. (electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), magnetic disc storage device, compact disc-ROM (CD-ROM), digital versatile discs (DVDs) or other forms of It may be stored in an optical storage device or a magnetic cassette. Alternatively, it may be stored in a memory composed of a combination of some or all of them. In addition, a plurality of configuration memories may be included.
또한, 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(local area network), WAN(wide area network), 또는 SAN(storage area network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.In addition, the program is provided through a communication network such as the Internet, Intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a combination thereof. It may be stored in an accessible storage device. Such a storage device may access a device performing an embodiment of the present disclosure through an external port. In addition, a separate storage device on the communication network may access a device performing an embodiment of the present disclosure.
상술한 본 개시의 구체적인 실시 예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.In the above-described specific embodiments of the present disclosure, components included in the disclosure are expressed in the singular or plural according to the presented specific embodiments. However, the singular or plural expression is selected appropriately for the situation presented for convenience of description, and the present disclosure is not limited to the singular or plural constituent elements, and even constituent elements expressed in plural are composed of the singular or Even the expressed constituent elements may be composed of pluralities.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.Meanwhile, although specific embodiments have been described in the detailed description of the present disclosure, various modifications may be made without departing from the scope of the present disclosure. Therefore, the scope of the present disclosure is limited to the described embodiments and should not be defined, and should be determined by the scope of the claims and equivalents as well as the scope of the claims to be described later.
Claims (24)
데이터에 필터를 적용하는 과정과,
상기 필터가 적용된 데이터를 적어도 하나의 부반송파에 매핑하는 과정과,
수신단에게 상기 매핑된 데이터를 포함하는 신호를 송신하는 과정을 포함하고,
상기 필터는 적어도 하나의 계수(coefficient)를 포함하는 행렬을 이용하고,
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 상기 적어도 하나의 계수는, 상기 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 횟수로 다항식을 샘플링함으로써, 획득되는 적어도 하나의 값에 기반하여 결정되는 방법.
In the method of operating a transmitting end in a wireless communication system,
The process of applying filters to the data,
A process of mapping the filter-applied data to at least one subcarrier,
Including the process of transmitting a signal including the mapped data to a receiving end,
The filter uses a matrix including at least one coefficient,
When the number of the at least one subcarrier is the same as the number of at least one symbol included in the data, the at least one coefficient is at least one obtained by sampling a polynomial the same number of times as the number of the at least one symbol The method is determined based on the value of.
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수보다 큰 경우, 상기 적어도 하나의 계수는 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수와 동일한 횟수로 상기 다항식을 샘플링함으로써 획득되는 적어도 하나의 값에 기반하여 결정되는 방법.
The method according to claim 1,
When the number of the at least one subcarrier is greater than the number of the at least one symbol, the at least one coefficient is based on at least one value obtained by sampling the polynomial the same number of times as the number of the at least one subcarrier. How it is determined.
상기 데이터에 필터를 적용하는 과정은,
상기 적어도 하나의 심볼의 위상 회전량에 따라 상기 적어도 하나의 심볼의 위상을 변경하는 과정과,
상기 필터를 이용하여 상기 위상이 변경된 상기 적어도 하나의 심볼을 포함하는 상기 데이터를 필터링하는 과정을 포함하는 방법.
The method according to claim 1,
The process of applying a filter to the data,
A process of changing the phase of the at least one symbol according to the amount of phase rotation of the at least one symbol,
And filtering the data including the at least one symbol whose phase is changed using the filter.
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 상기 위상 회전량은 상기 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되고,
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수 보다 큰 경우, 상기 위상 회전량은 상기 적어도 하나의 심볼의 개수 및 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수에 기반하여 결정되는 방법.
The method of claim 3,
When the number of the at least one subcarrier is equal to the number of the at least one symbol, the amount of phase rotation is determined based on the number of the at least one symbol,
When the number of the at least one subcarrier is greater than the number of the at least one symbol, the amount of phase rotation is determined based on the number of the at least one symbol and the number of the at least one subcarrier.
상기 필터는, 상기 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되는 원형 컨벌루션 필터(circular convolution filter)를 포함하는 방법.
The method according to claim 1,
The filter includes a circular convolution filter that is determined based on the number of the at least one symbol.
송신단으로부터 데이터를 포함하는 신호를 수신하는 과정과,
상기 데이터에 변환 행렬을 적용하는 과정과,
상기 변환 행렬이 적용된 데이터를 디코딩하는 과정을 포함하고,
상기 변환 행렬은, 상기 송신단과 상기 수신단에 의해 공유되는 필터에 기반하여 결정되고,
상기 필터는, 적어도 하나의 계수(coefficient)를 포함하는 행렬을 이용하고,
적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 상기 적어도 하나의 계수는, 상기 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 횟수로 다항식을 샘플링함으로써, 획득되는 적어도 하나의 값에 기반하여 결정되는 방법.
In the operating method of the receiving end in a wireless communication system,
The process of receiving a signal including data from the transmitting end, and
A process of applying a transformation matrix to the data, and
Including the process of decoding the data to which the transformation matrix is applied,
The transformation matrix is determined based on a filter shared by the transmitting end and the receiving end,
The filter uses a matrix including at least one coefficient,
When the number of at least one subcarrier is the same as the number of at least one symbol included in the data, the at least one coefficient is at least one obtained by sampling a polynomial a number of times equal to the number of the at least one symbol. How it is determined based on the value.
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수보다 큰 경우, 상기 적어도 하나의 계수는 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수와 동일한 횟수로 상기 다항식을 샘플링함으로써 획득되는 적어도 하나의 값에 기반하여 결정되는 방법.
The method of claim 6,
When the number of the at least one subcarrier is greater than the number of the at least one symbol, the at least one coefficient is based on at least one value obtained by sampling the polynomial the same number of times as the number of the at least one subcarrier. How it is determined.
상기 데이터를 디코딩하는 과정은,
상기 적어도 하나의 심볼의 위상 회전량에 따라 상기 적어도 하나의 심볼의 위상을 변경하는 과정과,
상기 위상이 변경된 상기 적어도 하나의 심볼을 디코딩하는 과정을 포함하는 방법.
The method of claim 6,
The process of decoding the data,
A process of changing the phase of the at least one symbol according to the amount of phase rotation of the at least one symbol,
And decoding the at least one symbol whose phase has been changed.
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 상기 위상 회전량은 상기 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되고,
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수 보다 큰 경우, 상기 위상 회전량은 상기 적어도 하나의 심볼의 개수 및 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수에 기반하여 결정되는 방법.
The method of claim 8,
When the number of the at least one subcarrier is equal to the number of the at least one symbol, the amount of phase rotation is determined based on the number of the at least one symbol,
When the number of the at least one subcarrier is greater than the number of the at least one symbol, the amount of phase rotation is determined based on the number of the at least one symbol and the number of the at least one subcarrier.
상기 필터는, 상기 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되는 원형 컨벌루션 필터(circular convolution filter)를 포함하는 방법.
The method of claim 6,
The filter includes a circular convolution filter that is determined based on the number of the at least one symbol.
송수신부와,
상기 송수신부와 결합된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는, 데이터에 필터를 적용하고, 상기 필터가 적용된 데이터를 적어도 하나의 부반송파에 매핑하고,
상기 송수신부는, 수신단에게 상기 매핑된 데이터를 포함하는 신호를 송신하며,
상기 필터는, 적어도 하나의 계수(coefficient)를 포함하는 행렬을 이용하고, 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 상기 적어도 하나의 계수는, 상기 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 횟수로 다항식을 샘플링함으로써, 획득되는 적어도 하나의 값에 기반하여 결정되는 장치.
In the apparatus of the transmitting end in a wireless communication system,
A transmitting and receiving unit,
Including at least one processor coupled to the transmitting and receiving unit,
The at least one processor applies a filter to data, maps the filtered data to at least one subcarrier,
The transmitting and receiving unit transmits a signal including the mapped data to a receiving end,
The filter uses a matrix including at least one coefficient, and when the number of the at least one subcarrier is the same as the number of at least one symbol included in the data, the at least one coefficient is the An apparatus that is determined based on at least one value obtained by sampling a polynomial a number of times equal to the number of at least one symbol.
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수보다 큰 경우, 상기 적어도 하나의 계수는 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수와 동일한 횟수로 상기 다항식을 샘플링함으로써 획득되는 적어도 하나의 값에 기반하여 결정되는 장치.
The method of claim 11,
When the number of the at least one subcarrier is greater than the number of the at least one symbol, the at least one coefficient is based on at least one value obtained by sampling the polynomial the same number of times as the number of the at least one subcarrier. Device determined.
상기 적어도 하나의 프로세서는,
상기 적어도 하나의 심볼의 위상 회전량에 따라 상기 적어도 하나의 심볼의 위상을 변경하고,
상기 필터를 이용하여 상기 위상이 변경된 상기 적어도 하나의 심볼을 포함하는 상기 데이터를 필터링하는 장치.
The method of claim 11,
The at least one processor,
Changing the phase of the at least one symbol according to the amount of phase rotation of the at least one symbol,
An apparatus for filtering the data including the at least one symbol whose phase is changed using the filter.
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 상기 위상 회전량은 상기 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되고,
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수 보다 큰 경우, 상기 위상 회전량은 상기 적어도 하나의 심볼의 개수 및 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수에 기반하여 결정되는 장치.
The method of claim 13,
When the number of the at least one subcarrier is equal to the number of the at least one symbol, the amount of phase rotation is determined based on the number of the at least one symbol,
When the number of the at least one subcarrier is greater than the number of the at least one symbol, the amount of phase rotation is determined based on the number of the at least one symbol and the number of the at least one subcarrier.
상기 필터는, 상기 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되는 원형 컨벌루션 필터(circular convolution filter)를 포함하는 장치.
The method of claim 11,
The filter includes a circular convolution filter that is determined based on the number of the at least one symbol.
송수신부와,
상기 송수신부와 결합된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
상기 송수신부는, 송신단으로부터 데이터를 포함하는 신호를 수신하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 데이터에 변환 행렬을 적용하고, 상기 변환 행렬이 적용된 데이터를 디코딩하고,
상기 변환 행렬은, 상기 송신단과 상기 수신단에 의해 공유되는 필터에 기반하여 결정되고,
상기 필터는, 적어도 하나의 계수(coefficient)를 포함하는 행렬을 이용하고,
적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 데이터에 포함된 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 상기 적어도 하나의 계수는, 상기 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 횟수로 다항식을 샘플링함으로써, 획득되는 적어도 하나의 값에 기반하여 결정되는 장치.
In the device of the receiving end in a wireless communication system,
A transmitting and receiving unit,
Including at least one processor coupled to the transmitting and receiving unit,
The transmitting and receiving unit receives a signal including data from a transmitting end,
The at least one processor applies a transformation matrix to the data, decodes the data to which the transformation matrix is applied,
The transformation matrix is determined based on a filter shared by the transmitting end and the receiving end,
The filter uses a matrix including at least one coefficient,
When the number of at least one subcarrier is the same as the number of at least one symbol included in the data, the at least one coefficient is at least one obtained by sampling a polynomial the same number of times as the number of the at least one symbol. Device determined based on value.
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수보다 큰 경우, 상기 적어도 하나의 계수는 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수와 동일한 횟수로 상기 다항식을 샘플링함으로써 획득되는 적어도 하나의 값에 기반하여 결정되는 장치.
The method of claim 16,
When the number of the at least one subcarrier is greater than the number of the at least one symbol, the at least one coefficient is based on at least one value obtained by sampling the polynomial the same number of times as the number of the at least one subcarrier. Device determined.
상기 적어도 하나의 프로세서는,
상기 적어도 하나의 심볼의 위상 회전량에 따라 상기 적어도 하나의 심볼의 위상을 변경하고,
상기 위상이 변경된 상기 적어도 하나의 심볼을 디코딩하는 장치.
The method of claim 16,
The at least one processor,
Changing the phase of the at least one symbol according to the amount of phase rotation of the at least one symbol,
An apparatus for decoding the at least one symbol whose phase has been changed.
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수와 동일한 경우, 상기 위상 회전량은 상기 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되고,
상기 적어도 하나의 부반송파의 개수가 상기 적어도 하나의 심볼의 개수 보다 큰 경우, 상기 위상 회전량은 상기 적어도 하나의 심볼의 개수 및 상기 적어도 하나의 부반송파의 개수에 기반하여 결정되는 장치.
The method of claim 18,
When the number of the at least one subcarrier is equal to the number of the at least one symbol, the amount of phase rotation is determined based on the number of the at least one symbol,
When the number of the at least one subcarrier is greater than the number of the at least one symbol, the amount of phase rotation is determined based on the number of the at least one symbol and the number of the at least one subcarrier.
상기 필터는, 상기 적어도 하나의 심볼의 개수에 기반하여 결정되는 원형 컨벌루션 필터(circular convolution filter)를 포함하는 장치.
The method of claim 16,
The filter includes a circular convolution filter that is determined based on the number of the at least one symbol.
상기 다항식은, 상기 송신된 신호의 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 상기 수신단의 수신 성능 중 적어도 하나에 기반하여 결정되는 방법.
The method according to claim 1,
The polynomial is determined based on at least one of a peak-to-average power ratio (PAPR) of the transmitted signal or a reception performance of the receiving end.
상기 다항식은, 상기 송신된 신호의 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 상기 수신단의 수신 성능 중 적어도 하나에 기반하여 결정되는 방법.
The method of claim 6,
The polynomial is determined based on at least one of a peak-to-average power ratio (PAPR) of the transmitted signal or a reception performance of the receiving end.
상기 다항식은, 상기 송신된 신호의 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 상기 수신단의 수신 성능 중 적어도 하나에 기반하여 결정되는 장치.
The method of claim 11,
The polynomial is determined based on at least one of a peak-to-average power ratio (PAPR) of the transmitted signal or a reception performance of the receiving end.
상기 다항식은, 상기 송신된 신호의 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 상기 수신단의 수신 성능 중 적어도 하나에 기반하여 결정되는 장치.
The method of claim 16,
The polynomial is determined based on at least one of a peak-to-average power ratio (PAPR) of the transmitted signal or a reception performance of the receiving end.
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