KR102215523B1

KR102215523B1 - Apparatus and method for channel information feedback in wireless communication system

Info

Publication number: KR102215523B1
Application number: KR1020150035062A
Authority: KR
Inventors: 최준일; 제이 러브 데이빗; 김태영; 이건국
Original assignee: 삼성전자주식회사; 퍼듀 리서치 파운데이션
Priority date: 2014-03-27
Filing date: 2015-03-13
Publication date: 2021-02-15
Also published as: KR20150112802A

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 정보 피드백에 대한 것으로, 수신단의 동작 방법은, 채널 값들의 인덱싱 규칙을 나타내는 지시자 및 블록 단위로 양자화된 채널 정보를 송신하는 과정과, 상기 인덱싱 규칙에 따라 안테나에 매핑된 빔포밍된 신호들을 수신하는 과정을 포함한다. The present invention relates to channel information feedback in a wireless communication system, and an operation method of a receiving end includes a process of transmitting an indicator indicating an indexing rule of channel values and channel information quantized in block units, and mapping to an antenna according to the indexing rule. And receiving the beamformed signals.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL INFORMATION FEEDBACK IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM} Device and method for feedback of channel information in a wireless communication system {APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL INFORMATION FEEDBACK IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 것이다.The present invention is to feed back channel information in a wireless communication system.

거대(massive) 또는 대규모(large-scale) MIMO(multiple-input multiple-output) 시스템이라 불리는 다수의 전송 안테나들을 부가하는 개념(concept)은 지난 수년간 산업계와 학계로부터 상당한 관심을 끌어왔다. 대규모 무선 통신 시스템의 빔포밍(beamforming) 이득 및 공간 다중화 이득을 위해, 송신단 및 수신단 간 채널 상태 정보(CSI: channel state information)가 상기 송신단으로 제공될 수 있다. 대규모 무선 통신 시스템에서, 시간 분할 복신(TDD: time division duplexing)의 경우, 상기 송신단에서의 채널 상태 정보 획득은, 파일럿(pilot) 전송 및 채널 추정/피드백 단계 없이, 채널 상호성(channel reciprocity)에 의존될 수 있다. 그러나, 주파수 분할 복신(FDD: frequency division duplexing)의 경우, 양 채널의 주파수 대역이 상이하므로, 상기 채널 상태 정보는 상기 채널 상호성에 의존하여 획득되기 어렵다.The concept of adding multiple transmit antennas, called massive or large-scale multiple-input multiple-output (MIMO) systems, has attracted considerable attention from industry and academia over the past few years. For beamforming gain and spatial multiplexing gain in a large-scale wireless communication system, channel state information (CSI) between a transmitting end and a receiving end may be provided to the transmitting end. In a large-scale wireless communication system, in the case of time division duplexing (TDD), the acquisition of channel state information at the transmitter depends on channel reciprocity without pilot transmission and channel estimation/feedback steps. Can be. However, in the case of frequency division duplexing (FDD), since the frequency bands of both channels are different, it is difficult to obtain the channel state information depending on the channel reciprocity.

본 발명의 일 실시 예는 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.An embodiment of the present invention provides an apparatus and method for feeding back channel information in a wireless communication system.

본 발명의 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 피드백되는 채널 정보의 특성을 지시하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for indicating characteristics of channel information fed back in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 피드백되는 채널 정보의 선호 도메인(preferred domain)을 알리기 위한 장치 및 방법을 제공한다.Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for informing a preferred domain of channel information fed back in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 피드백되는 채널 정보에 대한 채널 엔트리(entry)들의 인덱싱(indexing) 규칙을 지시하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for indicating an indexing rule of channel entries for channel information fed back in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 양자화된(quantized) 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for feeding back quantized channel information in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 채널 정보의 피드백을 위한 오버헤드(overhead)를 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공한다.Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for reducing overhead for feedback of channel information in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 블록 단위로(block-wise) 구성된 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for feeding back channel information configured in block-wise units in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 서로 다른 규칙에 의해 블록화된 채널 정보를 선택적으로 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for selectively feeding back channel information blocked by different rules in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 트렐리스 부호(trellis code) 양자화된 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공한다. Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for feeding back quantized channel information of a trellis code in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 채널 정보의 양자화를 위해 사용될 트렐리스 확장 코드북(trellis extended codebook)을 생성하기 위한 장치 및 방법을 제공한다. Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for generating a trellis extended codebook to be used for quantization of channel information in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 양자화 및 위상 조정된 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공한다. Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for feeding back quantized and phase-adjusted channel information in a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 피드백되는 트렐리스 부호 양자화된 정보로부터 채널 정보를 재구성하기 위한 장치 및 방법을 제공한다. Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for reconstructing channel information from quantized information of Trellis codes fed back from a wireless communication system.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 양자화 및 위상 조정된 정보로부터 채널 정보를 재구성하기 위한 장치 및 방법을 제공한다. Another embodiment of the present invention provides an apparatus and method for reconstructing channel information from quantized and phase-adjusted information in a wireless communication system.

본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 수신단의 동작 방법은, 채널 값들의 인덱싱(indexing) 규칙을 나타내는 지시자 및 블록 단위로 양자화된(block-wise quantized) 채널 정보를 송신하는 과정과, 상기 인덱싱 규칙에 따라 안테나에 매핑된 빔포밍된 신호들을 수신하는 과정을 포함한다.An operating method of a receiving end of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention includes a process of transmitting an indicator indicating an indexing rule of channel values and block-wise quantized channel information; And receiving beamformed signals mapped to an antenna according to an indexing rule.

본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 송신단의 동작 방법은, 채널 값들의 인덱싱 규칙을 나타내는 지시자 및 블록 단위로 양자화된 채널 정보를 수신하는 과정과, 상기 인덱싱 규칙에 따라 안테나에 매핑된 빔포밍된 신호들을 송신하는 과정을 포함한다.An operating method of a transmitting end of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention includes a process of receiving an indicator indicating an indexing rule of channel values and channel information quantized in block units, and a beam mapped to an antenna according to the indexing rule. It includes the process of transmitting the formed signals.

본 발명의 다른 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 수신단 장치는, 채널 값들의 인덱싱 규칙을 나타내는 지시자 및 블록 단위로 양자화된 채널 정보를 송신하는 송신부와, 상기 인덱싱 규칙에 따라 안테나에 매핑된 빔포밍된 신호들을 수신하는 수신부를 포함한다.A receiver device of a wireless communication system according to another embodiment of the present invention includes an indicator indicating an indexing rule of channel values and a transmitter for transmitting quantized channel information in block units, and a beamformed beam mapped to an antenna according to the indexing rule. And a receiver for receiving signals.

본 발명의 다른 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 송신단 장치는, 채널 값들의 인덱싱 규칙을 나타내는 지시자 및 블록 단위로 양자화된 채널 정보를 수신하는 수신부와, 상기 인덱싱 규칙에 따라 안테나에 매핑된 빔포밍된 신호들을 송신하는 송신부를 포함한다.A transmitting end device of a wireless communication system according to another embodiment of the present invention includes an indicator indicating an indexing rule of channel values, and a receiving unit receiving quantized channel information in block units, and a beamformed beam mapped to an antenna according to the indexing rule. And a transmitter for transmitting signals.

무선 통신 시스템에서, 블록 단위로 양자화되는 채널 정보를 피드백 함에 있어서, 채널 벡터를 블록화하기 위한 도메인을 적응적으로 변경함으로써, 빔포밍 이득이 향상될 수 있다.In a wireless communication system, when channel information quantized in block units is fed back, a beamforming gain may be improved by adaptively changing a domain for blocking a channel vector.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단 및 수신단을 도시한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단 구성을 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단 구성을 도시한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 안테나 요소들의 인덱싱(indexing) 방식을 도시한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 안테나 요소들의 매핑 방식들을 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 절차를 도시한다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 코드워드 결정 절차를 도시한다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 매핑 관계 결정 절차를 도시한다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 피드백 절차를 도시한다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 수신단의 채널 정보 양자화 절차를 도시한다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 송신단의 채널 벡터 재구성 절차를 도시한다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 양자화기의 구현 예를 도시한다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 트렐리스의 예를 도시한다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 양자화기의 다른 구현 예를 도시한다.
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 트렐리스의 다른 예를 도시한다.
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보의 예를 도시한다.
도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 양자화된 채널 정보의 예를 도시한다.
도 19는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 재구성하기 위한 경로 검색의 예를 도시한다.
도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 재구성하기 위한 경로 검색의 다른 예를 도시한다.
도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 피드백 절차를 도시한다.
도 22는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 양자화 결과에 대한 위상 조정을 도시한다.
도 23은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 안테나 그룹에 적용되는 위상들을 도시한다.
도 24는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 위상 조정기 구현의 일 예를 도시한다.
도 25는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 위상 조정을 위한 트렐리스의 예를 도시한다.
도 26은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에 대한 모의 실험 결과를 도시한다. 1 illustrates a transmitter and a receiver in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
2 illustrates a configuration of a transmitter in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
3 illustrates a configuration of a receiving end in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
4 illustrates an indexing method of antenna elements in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
5 illustrates mapping methods of antenna elements in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
6 illustrates an operation procedure of a receiving end in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
7 illustrates an operation procedure of a transmitter in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
8 illustrates a procedure for determining a codeword by a receiver in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
9 illustrates a procedure for determining a mapping relationship of a transmitter in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
10 illustrates a channel information feedback procedure in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
11 illustrates a procedure for quantizing channel information at a receiving end of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
12 is a diagram illustrating a channel vector reconfiguration procedure of a transmitting end of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
13 illustrates an example implementation of a quantizer for quantizing channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
14 illustrates an example of trellis for quantization of channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
15 shows another example of implementation of a quantizer for quantizing channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
16 illustrates another example of trellis for quantization of channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
17 shows an example of channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
18 illustrates an example of quantized channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
19 illustrates an example of a path search for reconstructing channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
20 illustrates another example of path search for reconstructing channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
21 illustrates a channel information feedback procedure in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
22 illustrates a phase adjustment for a channel quantization result in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
23 illustrates phases applied to an antenna group in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
24 illustrates an example of implementing a phase adjuster in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
25 illustrates an example of a trellis for phase adjustment in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
26 shows simulation results for a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
Hereinafter, the operating principle of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the following description of the present invention, when it is determined that a detailed description of a related known function or configuration may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, a detailed description thereof will be omitted. In addition, terms to be described later are terms defined in consideration of functions in the present invention, which may vary depending on the intention or custom of users or operators. Therefore, the definition should be made based on the contents throughout this specification.

이하 본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 기술에 대해 설명한다. 이하 설명에서 사용되는 신호들을 지칭하는 용어, 채널의 구성 요소들을 지칭하는 용어, 장치들을 지칭하는 용어, 부호(code)들을 지칭하는 용어, 채널 값들의 그룹 및 안테나 요소들의 그룹을 지칭하는 용어 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 발명이 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 대상을 지칭하는 다른 용어가 사용될 수 있다.Hereinafter, the present invention describes a technique for feeding back channel information in a wireless communication system. In the following description, a term referring to signals, a term referring to components of a channel, a term referring to devices, a term referring to codes, a group of channel values, a term referring to a group of antenna elements, etc. It is illustrated for convenience of explanation. Therefore, the present invention is not limited to the terms described below, and other terms referring to objects having an equivalent technical meaning may be used.

본 발명의 다양한 실시 예들을 구체적으로 설명하기에 앞서, 관련된 기술들이 설명될 것이다. 상기 기술들을 설명함에 있어서 다음과 같은 문헌들이 참고될 것이다. Prior to specifically describing various embodiments of the present invention, related technologies will be described. In describing the above techniques, the following documents will be referred to.

[1] C. K. Au-Yeung and D. J. Love, "On the performance of random vector quantization limited feedback beamforming in a MISO system," IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 6, no. 2, pp. 458-462, Feb. 2007.[1] C. K. Au-Yeung and D. J. Love, "On the performance of random vector quantization limited feedback beamforming in a MISO system," IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 6, no. 2, pp. 458-462, Feb. 2007.

[2] J. Choi, D. J. Love, and T. Kim, "Trellis-Extended Codebooks and Successive Phase Adjustment: A Path from LTE-Advanced to FDD Massive MIMO Systems," submitted to IEEE Trans. Wireless Commun., Jan. 2014. [2] J. Choi, D. J. Love, and T. Kim, "Trellis-Extended Codebooks and Successive Phase Adjustment: A Path from LTE-Advanced to FDD Massive MIMO Systems," submitted to IEEE Trans. Wireless Commun., Jan. 2014.

[3] J. Li, X. Su, J. Zeng, Y. Zhao, S. Yu, L. Xiao, and X. Xu, "Codebook Design for Uniform Rectangular Arrays of Massive Antennas," in IEEE VTC Spring, 2013.[3] J. Li, X. Su, J. Zeng, Y. Zhao, S. Yu, L. Xiao, and X. Xu, "Codebook Design for Uniform Rectangular Arrays of Massive Antennas," in IEEE VTC Spring, 2013 .

[4] X. Su, J. Zeng, J. Li, L. Rong, L. Liu, X. Xu, and J. Wang, "Limited Feedback Precoding for Massive MIMO," International Journal of Antennas and Propagation, 2013.[4] X. Su, J. Zeng, J. Li, L. Rong, L. Liu, X. Xu, and J. Wang, "Limited Feedback Precoding for Massive MIMO," International Journal of Antennas and Propagation, 2013.

[5] D. Ying, F. W. Vook, T. A. Thomas, D. J. Love, A. Ghosh, "Kronecker Product Correlation Model and Limited Feedback Codebook Design in a 3D Channel Model," accepted to IEEE ICC 2014. [5] D. Ying, F. W. Vook, T. A. Thomas, D. J. Love, A. Ghosh, "Kronecker Product Correlation Model and Limited Feedback Codebook Design in a 3D Channel Model," accepted to IEEE ICC 2014.

[6] D. J. Ryan, I. V. L. Clarkson, I. B. Collings, D. Guo, and M. L. Honig, "QAM and PSK codebooks for limited feedback MIMO beamforming," IEEE Transactions on Communications, vol. 57, no. 4, pp. 1184-1196, Apr. 2009. [6] D. J. Ryan, I. V. L. Clarkson, I. B. Collings, D. Guo, and M. L. Honig, "QAM and PSK codebooks for limited feedback MIMO beamforming," IEEE Transactions on Communications, vol. 57, no. 4, pp. 1184-1196, Apr. 2009.

[7] J. Choi, Z. Chance, D. J. Love, and U. Madhow, "Noncoherent trellis-coded quantization for massive MIMO limited feedback beamforming," UCSD Information Theory and Applications Workshop, Feb. 2013.[7] J. Choi, Z. Chance, D. J. Love, and U. Madhow, "Noncoherent trellis-coded quantization for massive MIMO limited feedback beamforming," UCSD Information Theory and Applications Workshop, Feb. 2013.

[8] J. Choi, D. J. Love, and U. Madhow, "Limited feedback in massive MIMO systems- exploiting channel correlations via noncoherent trellis-coded quantization," Proceedings of Conference on Information Sciences and Systems, Mar. 2013.[8] J. Choi, D. J. Love, and U. Madhow, "Limited feedback in massive MIMO systems- exploiting channel correlations via noncoherent trellis-coded quantization," Proceedings of Conference on Information Sciences and Systems, Mar. 2013.

[9] J. Choi, Z. Chance, D. J. Love, and U. Madhow, " Noncoherent Trellis Coded Quantization: A Practical Limited Feedback Technique for Massive MIMO Systems," submitted to IEEE Transactions on Communications.[9] J. Choi, Z. Chance, D. J. Love, and U. Madhow, "Noncoherent Trellis Coded Quantization: A Practical Limited Feedback Technique for Massive MIMO Systems," submitted to IEEE Transactions on Communications.

[10] W. Sweldens, "Fast block noncoherent decoding," IEEE Communications Letters, vol. 5, no. 4, pp. 132-134, Apr. 2001.
[10] W. Sweldens, "Fast block noncoherent decoding," IEEE Communications Letters, vol. 5, no. 4, pp. 132-134, Apr. 2001.

설명의 단순화를 위해, 본 발명은, 송신단이 다수(예: M개)의 송신 안테나들을 구비하고, 수신단이 단일의 수신 안테나를 구비한, 이하 도 1에 도시된 바와 같은 경우를 예시한다. 도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단 및 수신단을 도시한다.For simplicity of explanation, the present invention exemplifies a case as shown in FIG. 1 below, in which the transmitting end has a plurality of (eg, M) transmit antennas and the receiving end has a single receive antenna. 1 illustrates a transmitter and a receiver in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.

상기 도 1을 참고하면, 송신단 110은 데이터 s[k]를 처리함으로써 송신 신호 x[k]를 생성하고, 상기 송신 신호 x[k]를 송신한다. 수신단 120은 수신 신호 y[k]로부터 신호

를 추정하고, 채널 벡터 h[k]를 상기 송신단 110으로 송신할 수 있다. 상기 채널 벡터 h[k]를 전달하는 채널은 '피드백 채널(feedback channel)'이라 지칭될 수 있다. 상기 채널 벡터 h[k]는 채널 정보로서, 상기 채널 정보는 '채널 상태 정보(CSI: channel state information)'라 지칭될 수 있다. Referring to FIG. 1, the transmitting terminal 110 generates a transmission signal x[k] by processing data s[k], and transmits the transmission signal x[k]. Receiver 120 is a signal from received signal y[k]

May be estimated and a channel vector h[k] may be transmitted to the transmitter 110. A channel carrying the channel vector h[k] may be referred to as a'feedback channel'. The channel vector h[k] is channel information, and the channel information may be referred to as'channel state information (CSI)'.

여기서, 상기 채널 벡터 h[k]는 양자화(quantization)될 수 있다. 상기 양자화는 코드북에서 추정된 채널 벡터 h[k]에 대응하는 코드워드(codeword)를 결정하는 과정을 의미한다. 이에 따라, 상기 채널 정보는 채널 행렬/벡터, 코드워드 인덱스(codeword index), PMI(precoding matrix index), RI(rank index) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시 예에 따라, 상기 양자화는 트렐리스 부호(trellis-coded)에 기반하여 수행될 수 있다. 이 경우, 상기 수신단 120은 상기 채널 정보를 양자화함으로써 B_tot 차원의 이진 벡터(binary vector) b[k]를 생성하고, 상기 이진 벡터 b[k]를 상기 피드백 채널을 통해 상기 송신단 110으로 송신할 수 있다. 이에 따라, 상기 송신단 110은 상기 수신단 120으로부터 상기 채널 정보를 수신하고, 상기 이진 벡터 b[k]로부터 빔포밍 채널 벡터 f[k]를 구성할 수 있다. 상기 도 1에 도시된 상기 송신단 110 및 상기 수신단 120은 하기 도 2 및 하기 도 3과 같이 구성될 수 있다.
Here, the channel vector h[k] may be quantized. The quantization refers to a process of determining a codeword corresponding to the channel vector h[k] estimated from the codebook. Accordingly, the channel information may include at least one of a channel matrix/vector, a codeword index, a precoding matrix index (PMI), and a rank index (RI). According to an embodiment of the present invention, the quantization may be performed based on trellis-coded. In this case, the receiver 120 generates a B _tot- dimensional binary vector b[k] by quantizing the channel information, and transmits the binary vector b[k] to the transmitter 110 through the feedback channel. I can. Accordingly, the transmission terminal 110 may receive the channel information from the reception terminal 120 and configure a beamforming channel vector f[k] from the binary vector b[k]. The transmitting terminal 110 and the receiving terminal 120 illustrated in FIG. 1 may be configured as shown in FIGS. 2 and 3 below.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단 구성을 도시한다. 상기 도 2을 참고하면, 상기 송신단 110은 통신부 210, 저장부 220, 제어부 230를 포함한다. 이하 사용되는 '…부', '…기' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.2 illustrates a configuration of a transmitter in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 2, the transmitting terminal 110 includes a communication unit 210, a storage unit 220, and a control unit 230. Used below'… Wealth','… The term'group' refers to a unit that processes at least one function or operation, which may be implemented by hardware or software, or a combination of hardware and software.

상기 통신부 210는 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 상기 통신부 210은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 상기 통신부 210은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 데이터 수신 시, 상기 통신부 210은 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 또한, 상기 통신부 210는 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 대역 신호로 상향 변환한 후 안테나를 통해 송신하고, 상기 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향 변환한다. 예를 들어, 상기 통신부 210는 송신 필터(filter), 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(Digital to Analog Convertor), ADC(Analog to Digital Convertor) 등을 포함할 수 있다.The communication unit 210 performs functions for transmitting and receiving signals through a wireless channel. For example, the communication unit 210 performs a conversion function between a baseband signal and a bit stream according to the physical layer standard of the system. For example, when transmitting data, the communication unit 210 generates complex symbols by encoding and modulating a transmission bit stream. In addition, when receiving data, the communication unit 210 restores the received bit stream through demodulation and decoding of the baseband signal. In addition, the communication unit 210 up-converts the baseband signal into a radio frequency (RF) band signal and then transmits it through an antenna, and down-converts the RF band signal received through the antenna into a baseband signal. For example, the communication unit 210 may include a transmission filter, a reception filter, an amplifier, a mixer, an oscillator, a digital to analog converter (DAC), an analog to digital converter (ADC), and the like. .

또한, 상기 통신부 210는 다수의 RF 체인들을 포함할 수 있다. 나아가, 상기 통신부 210는 빔포밍(beamforming)을 수행할 수 있다. 상기 빔포밍을 위해, 상기 통신부 210는 다수의 안테나들 또는 안테나 요소(element)들을 통해 송수신되는 신호들 각각의 위상 및 크기를 조절할 수 있다.In addition, the communication unit 210 may include a plurality of RF chains. Furthermore, the communication unit 210 may perform beamforming. For the beamforming, the communication unit 210 may adjust a phase and a magnitude of each of signals transmitted and received through a plurality of antennas or antenna elements.

상기 통신부 210는 상술한 바와 같이 신호를 송신 및 수신한다. 이에 따라, 상기 통신부 210는 송신부, 수신부 또는 송수신부로 지칭될 수 있다.The communication unit 210 transmits and receives signals as described above. Accordingly, the communication unit 210 may be referred to as a transmission unit, a reception unit, or a transmission/reception unit.

상기 저장부 220는 상기 송신단 110의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 특히, 상기 저장부 220는 데이터 신호의 빔포밍을 위한 코드북을 저장할 수 있다. 그리고, 상기 저장부 220는 상기 제어부 230의 요청에 따라 저장된 데이터를 제공한다.The storage unit 220 stores data such as a basic program, an application program, and setting information for the operation of the transmitter 110. In particular, the storage unit 220 may store a codebook for beamforming a data signal. In addition, the storage unit 220 provides stored data according to the request of the control unit 230.

상기 제어부 230는 상기 송신단 110의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 상기 제어부 230는 상기 통신부 210를 통해 신호를 송수신한다. 또한, 상기 제어부 230는 상기 저장부 220에 데이터를 기록하고, 읽는다. 이를 위해, 상기 제어부 230는 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 제어부 230는 상기 수신단 120으로부터 수신되는 피드백 정보를 해석하는 피드백 해석부 232를 포함한다. 예를 들어, 상기 제어부 230는 상기 송신단 110이 이하 도 7, 이하 도 9, 이하 도 10, 이하 도 12, 이하 도 21 등에 도시된 절차를 수행하도록 제어할 수 있다.
The controller 230 controls overall operations of the transmitter 110. For example, the control unit 230 transmits and receives signals through the communication unit 210. In addition, the control unit 230 writes and reads data in the storage unit 220. To this end, the control unit 230 may include at least one processor. According to an embodiment of the present invention, the control unit 230 includes a feedback analysis unit 232 that analyzes feedback information received from the reception terminal 120. For example, the controller 230 may control the transmitting terminal 110 to perform a procedure illustrated in FIGS. 7, 9, 10, 12, 21, and the like.

상기 도 3을 참고하면, 상기 수신단 120은 통신부 310, 저장부 320, 제어부 330를 포함한다. 이하 사용되는 '…부', '…기' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.Referring to FIG. 3, the receiving end 120 includes a communication unit 310, a storage unit 320, and a control unit 330. Used below'… Wealth','… The term'group' refers to a unit that processes at least one function or operation, which may be implemented by hardware or software, or a combination of hardware and software.

상기 통신부 310는 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 상기 통신부 310은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 상기 통신부 310은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 데이터 수신 시, 상기 통신부 310은 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 또한, 상기 통신부 310는 기저대역 신호를 RF 대역 신호로 상향 변환한 후 안테나를 통해 송신하고, 상기 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향 변환한다. 예를 들어, 상기 통신부 310는 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서, 오실레이터, DAC, ADC 등을 포함할 수 있다. 상기 통신부 310는 상술한 바와 같이 신호를 송신 및 수신한다. 이에 따라, 상기 통신부 310는 송신부, 수신부 또는 송수신부로 지칭될 수 있다. 상기 도 3에서, 상기 수신단 120은 하나의 안테나를 구비하는 것으로 예시되었다. 그러나, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 수신단 120은 다수의 안테나들을 구비할 수 있다.The communication unit 310 performs functions for transmitting and receiving signals through a wireless channel. For example, the communication unit 310 performs a conversion function between a baseband signal and a bit stream according to the physical layer standard of the system. For example, when transmitting data, the communication unit 310 generates complex symbols by encoding and modulating a transmission bit stream. In addition, when receiving data, the communication unit 310 restores the received bit stream through demodulation and decoding of the baseband signal. In addition, the communication unit 310 up-converts the baseband signal into an RF band signal, transmits it through an antenna, and down-converts the RF band signal received through the antenna into a baseband signal. For example, the communication unit 310 may include a transmission filter, a reception filter, an amplifier, a mixer, an oscillator, a DAC, an ADC, and the like. The communication unit 310 transmits and receives signals as described above. Accordingly, the communication unit 310 may be referred to as a transmission unit, a reception unit, or a transmission/reception unit. In FIG. 3, the receiving end 120 has been illustrated as having one antenna. However, according to another embodiment of the present invention, the receiving end 120 may include a plurality of antennas.

상기 저장부 320는 상기 수신단 120의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 특히, 상기 저장부 320는 채널 정보의 피드백을 위한 코드북을 저장할 수 있다. 그리고, 상기 저장부 320는 상기 제어부 330의 요청에 따라 저장된 데이터를 제공한다.The storage unit 320 stores data such as a basic program, an application program, and setting information for the operation of the receiving terminal 120. In particular, the storage unit 320 may store a codebook for feedback of channel information. Further, the storage unit 320 provides stored data according to the request of the control unit 330.

상기 제어부 330는 상기 수신단 120의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 상기 제어부 330는 상기 통신부 310를 통해 신호를 송수신한다. 또한, 상기 제어부 330는 상기 저장부 320에 데이터를 기록하고, 읽는다. 이를 위해, 상기 제어부 330는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 제어부 330는 통신을 위한 제어를 수행하는 CP(communication processor) 및 응용 프로그램 등 상위 계층을 제어하는 AP(application processor)를 포함할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 제어부 330는 상기 송신단 120으로 채널 정보를 제공하기 위한 피드백 정보를 생성하는 피드백 생성부 332를 포함한다. 예를 들어, 상기 제어부 330는 상기 수신단 120이 이하 도 6, 이하 도 8, 이하 도 10, 이하 도 11, 이하 도 21에 도시된 절차를 수행하도록 제어할 수 있다.
The controller 330 controls overall operations of the receiving terminal 120. For example, the control unit 330 transmits and receives signals through the communication unit 310. In addition, the control unit 330 writes and reads data in the storage unit 320. To this end, the control unit 330 may include at least one processor. For example, the control unit 330 may include a communication processor (CP) that controls communication and an application processor (AP) that controls an upper layer such as an application program. According to an embodiment of the present invention, the controller 330 includes a feedback generator 332 that generates feedback information for providing channel information to the transmitter 120. For example, the control unit 330 may control the receiving terminal 120 to perform a procedure illustrated in FIGS. 6, 8, 10, 11, and 21.

주파수 분할 복신(FDD: frequency division duplexing) 시스템의 경우, 상기 수신단 120으로부터 상기 송신단 110으로의 채널 정보 송신을 위한 피드백 채널은 제한된(limited) 용량을 가질 수 있다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long-Term-Evolution)을 포함하는 대부분의 제한된 피드백 채널을 사용하는 시스템들은 통상적인(common) VQ(vector quantized) 코드북(codebook)

에 의존하며, 상기 VQ 코드북은 상기 송신단 110 및 상기 수신단 120 간 공유될 수 있다. 여기서, c_i는, 모든 i에 대하여,

인 Mx1 크기의 복소 벡터(complex vector)를 의미한다. 상기 VQ 코드북 방식(approach)을 이용하면, 상기 수신단 120은 하기 <수학식 1>과 같이 최적의 코드워드(optimal codeword)를 선택할 수 있다.In the case of a frequency division duplexing (FDD) system, a feedback channel for transmitting channel information from the reception terminal 120 to the transmission terminal 110 may have a limited capacity. Systems using most limited feedback channels including 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Long-Term-Evolution (LTE) are common vector quantized (VQ) codebooks.

Depends on, and the VQ codebook can be shared between the transmitting terminal 110 and the receiving terminal 120. Where c _i is, for all i,

It means a complex vector of Mx1 size. When the VQ codebook approach is used, the receiving end 120 may select an optimal codeword as shown in Equation 1 below.

상기 <수학식 1>에서, C_opt는 최적의 코드워드, C는 코드북, c는 코드북 내 코드워드, h는 채널 벡터를 의미한다.In Equation 1, C _opt denotes an optimal codeword, C denotes a codebook, c denotes a codeword within a codebook, and h denotes a channel vector.

상기 최적의 코드워드는 전수 검색(exhaustive search)에 의해 결정될 수 있다.. 그러나, 상기 전수 검색은, LTE 시스템에서와 같이, 코드워드의 총 개수가 적을 때(예: B_tot=4인 경우) 실현 가능하다. 상기 최적의 코드워드를 위한 전수 검색의 계산적 복잡도는

로서, 코드워드들의 개수에 대해 지수적으로 증가한다. 즉, 상기 코드워드들의 개수 증가에 따른 복잡도의 급격한 증가로 인해, 큰 B_tot를 갖는 코드북에 대하여 전수 검색을 실시간으로 수행하는 것은 용이하지 아니하다.The optimal codeword may be determined by exhaustive search. However, as in the LTE system, when the total number of codewords is small (eg, when B _tot =4) It is feasible. The computational complexity of the total number search for the optimal codeword is

As, it increases exponentially for the number of codewords. That is, due to a rapid increase in complexity due to an increase in the number of codewords, it is not easy to perform a full number search in real time for a codebook having a large B _tot .

채널 정보의 양자화 오류가 특정 레벨(level)을 가지도록 하기 위해서, 상기 코드북을 위한 비트의 개수는 전송 안테나의 수에 비례하여 증가해야 한다.

이고,

일 때, 고정 비율(fixed ratio)

을 갖는 최적의 VQ 코드북인 랜덤 VQ(RVQ: random vector quantization) 코드북을 이용하면, 정규화된(normalized) 빔포밍 이득(beamforming gain)에서의 손실은, [1]에 나타난 바와 같이, 하기 <수학식 2>와 같을 수 있다. In order for the quantization error of the channel information to have a specific level, the number of bits for the codebook must increase in proportion to the number of transmit antennas.

ego,

When, fixed ratio

Using the RVQ (random vector quantization) codebook, which is an optimal VQ codebook having, the loss in the normalized beamforming gain is, as shown in [1], It can be the same as 2>.

상기 <수학식 2>에서, M은 안테나 개수, B_tot는 코드워드 크기, 즉, 코드워드 인덱스의 비트 개수,

는 정규화된 채널 벡터, c_opt는 최적의 코드워드를 의미한다.In the <Equation 2>, M is the number of antennas, B _tot is the codeword size, that is, the number of bits of the codeword index,

Denotes a normalized channel vector, and c _opt denotes an optimal codeword.

상기 <수학식 2>를 참고하면, 특정한 레벨로 정규화된 빔포밍 손실을 유지하기 위해서 피드백 오버헤드가 M에 비례하여 증가되어야 한다는 점은 자명하다. 그러므로, 상기 전수 검색과 결합하여 VQ 코드북을 사용하는 방식(way)은 복잡도 이슈(complexity issue)로 인해 대규모 MIMO 시스템에 유용하지 아니하다.
Referring to Equation 2 above, it is obvious that the feedback overhead must be increased in proportion to M in order to maintain the beamforming loss normalized to a specific level. Therefore, the way of using the VQ codebook in combination with the total number search is not useful for a large-scale MIMO system due to a complexity issue.

상술한 이슈를 해소하기 위한 하나의 방법(way)은 블록 방식(block manner)으로 상기 채널 벡터를 양자화하는 것이다. 예를 들어, 상기 수신단 120은 M×1 크기의 채널 벡터를 N개 블록들로 분할 할 수 있다. 여기서, M/N은 정수(integer)이다. 이후, 상기 수신단 120은 블록 당(per block) B_tot/N개의 양자화 비트들을 이용하여 N×1 크기의 블록들을 각각 양자화할 수 있다. 이는 채널 정보 양자화의 복잡도를 효과적으로 줄일 수 있다. 최근, [2]와 같은, 블록 단위 양자화 기법으로서, TEC(trellis-extended codebook) 및 TE-SPA(trellis-extended successive phase adjustment) 제시된 바 있다. One way to solve the above-described issue is to quantize the channel vector in a block manner. For example, the receiving end 120 may divide a channel vector having a size of M×1 into N blocks. Here, M/N is an integer. Thereafter, the receiving terminal 120 may quantize blocks of size N×1 by using B _tot /N quantization bits per block. This can effectively reduce the complexity of quantizing channel information. Recently, as block-based quantization techniques such as [2], a trellis-extended codebook (TEC) and a trellis-extended successive phase adjustment (TE-SPA) have been proposed.

이때, 채널 벡터 및 안테나 어레이(antenna array)의 구조가 고려되는 것이 바람직하다. 평면 안테나 어레이(planar antenna array)의 경우, 상기 평면 안테나 어레이의 구조를 이용함으로써, 서로 다른 채널 양자화 기법(strategy)들이 수행될 수 있다. 상기 평면 안테나 어레이의 채널 벡터는 하기 <수학식 3>과 같이 표현될 수 있다.In this case, it is preferable to consider the structure of the channel vector and the antenna array. In the case of a planar antenna array, different channel quantization strategies may be performed by using the structure of the planar antenna array. The channel vector of the planar antenna array can be expressed as Equation 3 below.

상기 <수학식 3>에서, h는 채널 벡터, 상기 h_v는 수직 도메인(vertical domain)을 표현하는 채널 벡터, 상기 h_h는 수평 도메인(horizontal domain)을 표현하는 채널 벡터를 의미한다. 또한, 상기 h_v∈

이고, h_h∈

이다. 여기서,

는 복소수로 구성되는 M_h×1 크기의 벡터 집합,

는 복소수로 구성되는 M_v×1 크기의 벡터 집합을 의미한다.In Equation 3, h represents a channel vector, h _v represents a channel vector representing a vertical domain, and h _h represents a channel vector representing a horizontal domain. Also, the h _v ∈

And h _h ∈

to be. here,

Is a set of vectors of size M _h ×1 composed of complex numbers,

Denotes a vector set of size M _v ×1 composed of complex numbers.

[3] 내지 [5]와 같이, 근사화(approximation)은 상기 평면 안테나 어레이의 공간 상관 행렬(spatial correlation matrix)의 근사화 결과에 기초할 수 있다. 상기 h_v의 차원(dimension) 및 상기 h_h의 차원의 곱은 채널 벡터의 원소 수 M과 같아야, 즉, M=M_v×M_h가 만족되어야 한다. 이 경우, 채널 정보 양자화의 가장 용이하고 직관적인 방법(way)은, 크로네커 곱(kronecker product) 코드북에 의존하는 것이다. 상기 크로네커 곱 코드북의 경우, 상기 수신단 120은 수평 채널 도메인 및 수직 채널 도메인을 동일한(common) 또는 아마도 서로 다른(possibly different) 코드북들을 이용하여 각각 양자화할 수 있다. 이때, 수평 도메인 및 수직 도메인을 위한 코드워드들은 하기 <수학식 4>와 같이 결정될 수 있다.As shown in [3] to [5], the approximation may be based on an approximation result of a spatial correlation matrix of the planar antenna array. The product of the dimension of h _v and the dimension of h _h must be equal to the number of elements M of the channel vector, that is, M = M _v × M _h must be satisfied. In this case, the easiest and most intuitive way to quantize channel information is to rely on a kronecker product codebook. In the case of the Kronecker product codebook, the receiving end 120 may quantize the horizontal channel domain and the vertical channel domain using common or possibly different codebooks, respectively. In this case, codewords for the horizontal domain and the vertical domain may be determined as shown in Equation 4 below.

상기 <수학식 4>에서, 상기 c_v는 수직 도메인을 위한 코드워드, 상기 c_h는 수평 도메인을 위한 코드워드, 상기 c는 코드워드 후보, 상기 h_v는 수직 도메인을 표현하는 채널 벡터, 상기 h_h는 수평 도메인을 표현하는 채널 벡터를 의미한다. 또한, 상기 h_v∈

이고, h_h∈

이다. 여기서,

는 복소수로 구성되는 M_h×1 크기의 벡터 집합,

는 복소수로 구성되는 M_v×1 크기의 벡터 집합을 의미한다.In Equation 4, c _v is a codeword for a vertical domain, c _h is a codeword for a horizontal domain, c is a codeword candidate, h _v is a channel vector representing a vertical domain, the h _h denotes a channel vector representing the horizontal domain. Also, the h _v ∈

And h _h ∈

to be. here,

Is a set of vectors of size M _h ×1 composed of complex numbers,

Denotes a vector set of size M _v ×1 composed of complex numbers.

상기 수신단 120이 상기 송신단 110으로 두(2)개의(both) 코드워드들의 인덱스들을 피드백하면, 상기 송신단 110은 M×1 크기의 양자화된 채널을 생성할 수 있다. 상기 양자화된 채널은 하기 <수학식 5>와 같다.When the receiving terminal 120 feeds back indices of two (2) codewords to the transmitting terminal 110, the transmitting terminal 110 may generate a quantized channel having a size of M×1. The quantized channel is as shown in Equation 5 below.

상기 <수학식 5>에서, 상기 c_v는 수직 도메인을 위한 코드워드, 상기 c_h는 수평 도메인을 위한 코드워드, 상기 c는 전체 채널에 대한 코드워드를 의미한다.In Equation 5, c _v is a codeword for a vertical domain, c _h is a codeword for a horizontal domain, and c is a codeword for all channels.

상술한 바와 같이, 채널 벡터는 수직 도메인 또는 수평 도메인으로 표현될 수 있다. 따라서, 본 발명의 다양한 실시 예들에 따라, 상기 수신단 120은 선호하는 도메인(preferred domain)을 지시하는 추가 피드백 정보를 송신할 수 있다. 예를 들어, 상기 추가 정보는 1 비트로 구성될 수 있다. 상기 추가 피드백 정보는 상기 수신단 120 또는 상기 송신단 110의 상태에 따라 긴-주기(long-term) 또는 짧은-주기(short-term)으로 송신될 수 있다. 예를 들어, 상기 수신단 120이 지면 레벨(ground level)에서 이동하면, 상기 수평 도메인을 선택하는 것이 선호될 수 있다. 반면, 상기 수신단 120이 고층 건물(tall building)에 위치하고, 사용자가 계단(stairs)을 내려오면, 상기 수직 도메인을 선택하는 것이 선호될 수 있다. 선택된 도메인에 기초하여, 상기 수신단 120은, 채널의 보다 우수한 채널 방향성을 가지도록, 양자화될 채널 엔트리들(channel entries)을 재-인덱싱한다(re-indexes). 이에 따라, 선호하는 도메인에 채널을 적응시킴으로써(adapting), 채널 정보에 에 대한 보다 우수한 양자화 결과가 얻어질 수 있다.
As described above, the channel vector may be expressed in a vertical domain or a horizontal domain. Accordingly, according to various embodiments of the present disclosure, the receiving terminal 120 may transmit additional feedback information indicating a preferred domain. For example, the additional information may consist of 1 bit. The additional feedback information may be transmitted in a long-term or short-term according to a state of the receiving terminal 120 or the transmitting terminal 110. For example, when the receiving terminal 120 moves at a ground level, it may be preferred to select the horizontal domain. On the other hand, when the receiving terminal 120 is located in a tall building and the user descends stairs, it may be preferable to select the vertical domain. Based on the selected domain, the receiving end 120 re-indexes channel entries to be quantized to have better channel directionality of the channel. Accordingly, by adapting the channel to the preferred domain, a better quantization result for channel information can be obtained.

설명의 편의를 위해, 4×8 크기의 32개의 안테나 요소들(antenna elements)을 포함하는 평면 안테나 어레이가 예시된다. 각 유효(effective) 안테나 요소는 4개의 물리적 안테나 요소들로 구성될 수 있다. 그러나, 본 발명의 다양한 실시 예들은 다른 개수의 안테나 요소들로 구성된 안테나 어레이들을 위해 실시될 수 있다. 상기 안테나 어레이에서, 안테나 요소들은 이하 도 4와 같이 인덱싱(indexing)될 수 있다. For convenience of explanation, a planar antenna array including 32 antenna elements having a size of 4×8 is illustrated. Each effective antenna element may consist of four physical antenna elements. However, various embodiments of the present invention may be implemented for antenna arrays composed of different numbers of antenna elements. In the antenna array, antenna elements may be indexed as shown in FIG. 4 below.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 안테나 요소들의 인덱싱 방식을 도시한다. 상기 도 4에서, 하나의 안테나 요소는 유효 안테나 요소를 의미한다. 상기 도 4를 참고하면, 제1열 401에 8개의 안테나 요소들이, 제2열 402에 8개의 안테나 요소들이, 제3열 403에 8개의 안테나 요소들이, 제4열 404에 8개의 안테나 요소들이 배치된다. 안테나 요소들 간 수직 방향 간 간격은 d1, 수평 방향 간격은 d₂이다. 이때, 상기 안테나 요소들은, 상기 도 4에 도시된 화살표의 방향과 같이, 수평 방향 우선으로 인덱싱될 수 있다. 이에 따라, 상기 제1열 401은 인덱스 1 내지 8의 안테나 요소들을, 상기 제2열 402은 인덱스 9 내지 16의 안테나 요소들을, 상기 제3열 403은 인덱스 17 내지 24의 안테나 요소들을, 상기 제4열 404은 인덱스 25 내지 32의 안테나 요소들을 포함한다. 이때, 안테나 요소들과 동일한 방식으로 인덱싱된 채널 벡터는 [h₁, …, h₃₂]^T로 표현될 수 있다.
4 illustrates an indexing method of antenna elements in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. In FIG. 4, one antenna element means an effective antenna element. Referring to FIG. 4, 8 antenna elements are in a first column 401, 8 antenna elements are in a second column 402, 8 antenna elements are in a third column 403, and 8 antenna elements are in a fourth column 404. Is placed. Distance between the vertical direction between the antenna element is d1, the horizontal spacing d _2. In this case, the antenna elements may be indexed in a horizontal direction first, as in the direction of an arrow shown in FIG. 4. Accordingly, the first column 401 is the antenna elements of indices 1 to 8, the second column 402 is the antenna elements of the indices 9 to 16, the third column 403 is the antenna elements of indices 17 to 24, Column 4 404 includes antenna elements of indices 25 to 32. At this time, the channel vector indexed in the same manner as the antenna elements [h ₁ ,… , h ₃₂ ] can be expressed as ^T.

이하, 설명의 편의를 위해, 4TX 코드북을 이용하여 블록 단위 방식으로 채널 벡터가 양자화되는 경우가 예시된다. 그러나, 다른 어떠한 방식의 블록 단위 채널 정보 양자화에도 본 발명의 다양한 실시 예들이 적용될 수 있다.
Hereinafter, for convenience of description, a case in which a channel vector is quantized in a block-wise manner using a 4TX codebook is illustrated. However, various embodiments of the present invention may be applied to any other method of quantizing block-wise channel information.

LTE 또는 DFT(discrete fourier transform)과 같은 표준화된 코드북들은 우수한 방향성을 가진다. 따라서, 선호하는 도메인을 고려하여, 상기 코드북을로부터의 코드북들을 이용하는 것이 채널 벡터를 상기 도 4와 같은 평면 안테나 어레이를 고려하면, 선호 도메인의 선택은 다음과 같이 이루어질 수 있다.Standardized codebooks such as LTE or DFT (discrete fourier transform) have excellent directionality. Accordingly, in consideration of a preferred domain, using codebooks from the codebook uses a channel vector and a planar antenna array as shown in FIG. 4, the preferred domain may be selected as follows.

코드북으로부터 2개의 후보 코드워드(candidate codeword)들, 즉, 제1후보 및 제2후보가 선택될 수 있다.Two candidate codewords, that is, a first candidate and a second candidate may be selected from the codebook.

상기 <수학식 6>에서, C는 코드북, c는 코드북 내 코드워드, h는 채널 벡터,

는 임의의(arbitrary) 교란된(perturbed) 채널 벡터로서, h_p _,k∈

(k=1, …, 8) 이고, 상기 C_opt _,1은 상기 h에 대응하는 코드워드의 제1후보, 상기 C_opt,2는 상기 g에 대응하는 코드워드의 제2후보를 의미한다.In Equation 6, C is a codebook, c is a codeword in the codebook, h is a channel vector,

Is an arbitrary perturbed channel vector, h _p _,k ∈

(k=1, …, 8), and C _opt _,1 is the first candidate of the codeword corresponding to h, and C _opt,2 is the second candidate of the codeword corresponding to g.

각 블록 h_p _,k는 4TX LTE 또는 DFT 코드북을 이용하여 양자화될 수 있다. 채널 정보 양자화를 위해 2TX 또는 8TX 코드북과 같은 서로 다른 코드북들이 채용되면(adopt), 블록 크기는 적절히 변경될 수 있다. 상기 제1후보 및 상기 제2후보를 이용하여, 상기 수신단 120은 2개의 지표들(metrics)을 비교할 수 있다. 상기 지표들은 하기 <수학식 7>과 같이 비교될 수 있다.Each block h _p _{and k} can be quantized using a 4TX LTE or DFT codebook. When different codebooks such as 2TX or 8TX codebooks are adopted for channel information quantization, the block size may be appropriately changed. Using the first candidate and the second candidate, the receiving end 120 may compare two metrics. The indicators can be compared as shown in Equation 7 below.

상기 <수학식 7>에서, h는 수평 방향 우선으로 인덱싱된 채널 벡터, g는 수직 방향 우선으로 인덱싱된 채널 벡터, c_opt _,1은 상기 h에 대응하는 코드워드의 제1후보, c_opt _,2는 상기 g에 대응하는 코드워드의 제2후보를 의미한다.In the <Equation 7>, h is a channel vector indexed with priority in the horizontal direction, g is a channel vector indexed with priority in the vertical direction, c _opt _,1 is the first candidate of the codeword corresponding to h, c _opt _{, 2} denotes the second candidate of the codeword corresponding to g.

비교 결과에 따라, 상기 제1후보 및 상기 제2후보 중 피드백되는 코드워드가 무엇인지를 지시하는 추가 정보가 송신될 수 있다. 즉, 상기 수신단 120은 상기 비교 결과에 따라 상기 제1후보 및 상기 제2후보 중 하나를 선택하고, 선택된 채널 정보를 상기 송신단 110으로 송신할 수 있다. 여기서, 상기 채널 정보는 선택된 코드워드 또는 코드워드들을 나타내는 정보로서, 적어도 하나의 코드워드의 인덱스 또는 상기 인덱스로부터 생성된 값들을 포함할 수 있다. 상기 인덱스로부터 생성된 값들은 상기 인덱스보다 적은 비트 개수로 구성될 수 있다.
According to the comparison result, additional information indicating which codeword is fed back among the first candidate and the second candidate may be transmitted. That is, the receiving end 120 may select one of the first candidate and the second candidate according to the comparison result, and transmit the selected channel information to the transmitting end 110. Here, the channel information is information representing the selected codeword or codewords, and may include an index of at least one codeword or values generated from the index. Values generated from the index may be configured with a smaller number of bits than the index.

상술한 과정들의 물리적 의미(physical meaning)는 다음과 같다. The physical meaning of the above-described processes is as follows.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 안테나 요소들의 매핑 방식들을 도시한다. 상기 도 5는 선택된 도메인에 따른 안테나 요소 및 코드워드 간 매핑들을 예시한다. 상기 도 5에서, (a)는 수평 도메인이 선택된 경우를, (b)는 수직 도메인이 선택된 경우를 예시한다.5 illustrates mapping methods of antenna elements in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 5 illustrates mappings between antenna elements and codewords according to the selected domain. In FIG. 5, (a) illustrates a case where a horizontal domain is selected, and (b) illustrates a case where a vertical domain is selected.

상기 도 5의 (a)를 참고하면, 수평 도메인이 선택된 경우, 코드북으로부터의 각 코드워드가 수평 방향으로 인접한 4개의 안테나 요소들의 그룹에 매핑된다. 다시 말해, 안테나 그룹은 수평 방향으로 인접한 안테나 요소들을 포함한다. 즉, 수평 도메인이 선택되면, 채널 벡터에 포함되는 안테나 요소 별 채널 값들은 수평 방향 우선으로 인덱싱된다. 반면, 상기 도 5의 (b)를 참고하면, 수직 도메인이 선택된 경우, 코드북으로부터의 각 코드워드가 수직 방향으로 인접한 4개의 안테나 요소들의 그룹에 매핑된다. 다시 말해, 안테나 그룹은 수직 방향으로 인접한 안테나 요소들을 포함한다. 즉, 수직 도메인이 선택되면, 채널 벡터에 포함되는 안테나 요소 별 채널 값들은 수직 방향 우선으로 인덱싱된다. 상기 도 5에 예시된 바와 같은 매핑에 의해, 최종적으로 선택된(final selected) 코드워드는 선택된 도메인에서 더 큰 방향성을 가지게 된다.
Referring to FIG. 5A, when a horizontal domain is selected, each codeword from a codebook is mapped to a group of four adjacent antenna elements in the horizontal direction. In other words, the antenna group includes antenna elements adjacent to each other in the horizontal direction. That is, when the horizontal domain is selected, channel values for each antenna element included in the channel vector are indexed with priority in the horizontal direction. On the other hand, referring to FIG. 5B, when a vertical domain is selected, each codeword from the codebook is mapped to a group of four antenna elements adjacent in the vertical direction. In other words, the antenna group includes antenna elements adjacent to each other in the vertical direction. That is, when the vertical domain is selected, channel values for each antenna element included in the channel vector are indexed with priority in the vertical direction. By the mapping as illustrated in FIG. 5, the finally selected codeword has a greater directionality in the selected domain.

도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시한다. 상기 도 6은 상기 수신단 120의 동작 방법을 예시한다.6 illustrates an operation procedure of a receiving end in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 6 illustrates a method of operating the receiving terminal 120.

상기 도 6을 참고하면, 상기 수신단은 601단계에서 인덱싱 규칙을 나타내는 지시자(indication) 및 블록 단위로 양자화된(block-wise quantized) 채널 정보를 송신한다. 상기 인덱싱 규칙은 채널 벡터를 구성하는 채널 값들의 상기 채널 벡터 내에서의 배열 순서를 나타낸다. 다시 말해, 상기 인덱싱 규칙은 상기 수신단에서 채널 정보에 대응하는 코드워드 결정 시 채널 값들, 즉, 채널 엔트리들의 인덱싱 순서를 나타낸다. 다시 말해, 상기 인덱싱 규칙은 상기 코드워드 결정 시 사용된 채널 벡터에 포함된 채널 값들 및 안테나 요소들 간 대응 관계를 나타낸다. 즉, 상기 채널 정보는 각 안테나 그룹에 대한 코드워드들의 인덱스들을 포함하며, 상기 지시자는 상기 코드워드들의 결정 시 사용된 선호하는 도메인을 지시하는 정보를 의미한다. 여기서, 상기 선호하는 도메인은 수직 도메인 또는 수평 도메인을 포함한다. 다시 말해, 상기 지시자는 코드워드 결정 시 안테나 요소들을 수평 방향 우선으로 그룹화하였는지 또는 수직 방향 우선으로 그룹화하였는지를 지시한다.Referring to FIG. 6, in step 601, the receiving end transmits an indicator indicating an indexing rule and channel information that is block-wise quantized in block units. The indexing rule indicates an arrangement order of channel values constituting a channel vector within the channel vector. In other words, the indexing rule indicates channel values, that is, an indexing order of channel entries, when the receiver determines a codeword corresponding to channel information. In other words, the indexing rule indicates a correspondence relationship between channel values and antenna elements included in a channel vector used when determining the codeword. That is, the channel information includes indexes of codewords for each antenna group, and the indicator means information indicating a preferred domain used when determining the codewords. Here, the preferred domain includes a vertical domain or a horizontal domain. In other words, the indicator indicates whether antenna elements are grouped with priority in the horizontal direction or in the vertical direction when determining the codeword.

이후, 상기 수신단은 603단계로 진행하여 상기 인덱싱 규칙에 따라 안테나들에 매핑된 빔포밍된 신호를 수신한다. 상기 빔포밍은 송신단에 의해 수행되며, 다수의 코드워드들로 빔포밍된 신호들이 상기 인덱싱 규칙에 따라 결정된 안테나들을 통해 송신된다. 즉, 빔포밍된 신호들을 매핑함에 있어서, 상기 송신단은 상기 인덱싱 규칙에 따라 수직 방향 우선으로 또는 수평 방향 우선으로 상기 빔포밍된 신호들을 안테나 요소들에 매핑한다.
Thereafter, the receiving end proceeds to step 603 to receive a beamformed signal mapped to antennas according to the indexing rule. The beamforming is performed by a transmitter, and signals beamformed with a plurality of codewords are transmitted through antennas determined according to the indexing rule. That is, in mapping the beamformed signals, the transmitter maps the beamformed signals to antenna elements with priority in a vertical direction or priority in a horizontal direction according to the indexing rule.

도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시한다. 상기 도 7은 상기 송신단 110의 동작 방법을 예시한다.7 is a flowchart illustrating an operation of a receiver in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 7 illustrates a method of operating the transmitter 110.

상기 도 7을 참고하면, 상기 송신단은 701단계에서 인덱싱 규칙을 나타내는 지시자 및 블록 단위로 양자화된 채널 정보를 수신한다. 상기 인덱싱 규칙은 수신단에서 채널 정보에 대응하는 코드워드 결정 시 채널 값들, 즉, 채널 엔트리들의 인덱싱 순서를 나타낸다. 다시 말해, 상기 인덱싱 규칙은 상기 코드워드 결정 시 사용된 채널 벡터에 포함된 채널 값들 및 안테나 요소들 간 대응 관계를 나타낸다. 즉, 상기 채널 정보는 각 안테나 그룹에 대한 코드워드들의 인덱스들을 포함하며, 상기 지시자는 상기 코드워드들의 결정 시 사용된 선호하는 도메인을 지시하는 정보를 의미한다. 여기서, 상기 선호하는 도메인은 수직 도메인 또는 수평 도메인을 포함한다. 다시 말해, 상기 지시자는 상기 수신단에서 코드워드 결정 시 안테나 요소들을 수평 방향 우선으로 블록화하였는지 또는 수직 방향 우선으로 블록화하였는지를 지시한다.Referring to FIG. 7, in step 701, the transmitter receives an indicator indicating an indexing rule and channel information quantized in block units. The indexing rule indicates channel values, that is, an indexing order of channel entries, when a receiver determines a codeword corresponding to channel information. In other words, the indexing rule indicates a correspondence relationship between channel values and antenna elements included in a channel vector used when determining the codeword. That is, the channel information includes indexes of codewords for each antenna group, and the indicator means information indicating a preferred domain used when determining the codewords. Here, the preferred domain includes a vertical domain or a horizontal domain. In other words, the indicator indicates whether antenna elements are blocked with priority in the horizontal direction or in the vertical direction when determining the codeword in the receiving end.

이후, 상기 송신단은 703단계로 진행하여 상기 인덱싱 규칙에 따라 안테나들에 매핑된 빔포밍된 신호를 송신한다. 상기 빔포밍은 송신단에 의해 수행되며, 다수의 코드워드들로 빔포밍된 신호들이 상기 인덱싱 규칙에 따라 결정된 안테나들을 통해 송신된다. 즉, 빔포밍된 신호들을 매핑함에 있어서, 상기 송신단은 상기 인덱싱 규칙에 따라 수직 방향 우선으로 또는 수평 방향 우선으로 상기 빔포밍된 신호들을 안테나 요소들에 매핑한다.
Thereafter, the transmitting end proceeds to step 703 and transmits a beamformed signal mapped to antennas according to the indexing rule. The beamforming is performed by a transmitter, and signals beamformed with a plurality of codewords are transmitted through antennas determined according to the indexing rule. That is, in mapping the beamformed signals, the transmitter maps the beamformed signals to antenna elements with priority in a vertical direction or priority in a horizontal direction according to the indexing rule.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 코드워드 결정 절차를 도시한다. 상기 도 8은 상기 수신단 120의 동작 방법을 예시한다.8 illustrates a procedure for determining a codeword by a receiver in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 8 illustrates a method of operating the receiving terminal 120.

상기 도 8을 참고하면, 상기 수신단은 801단계에서 송신단 및 상기 수신단 간 채널을 추정한다. 이를 위해, 상기 수신단은 상기 송신단에서 송신된 신호를 수신할 수 있다. 상기 신호는 파일럿(pilot) 신호, 기준(reference) 신호, 훈련(training) 신호, 동기 신호(synchronization signal), 프리앰블(preamble) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 이때, 상기 채널은 상기 송신단의 안테나 개수 및 상기 수신단의 안테나 개수에 대응하는 크기의 행렬 또는 벡터로 구성될 수 있다. 이하, 설명의 편의를 위해, 상기 채널은 벡터의 형태를 가진다 가정한다. Referring to FIG. 8, in step 801, the receiving end estimates a channel between the transmitting end and the receiving end. To this end, the receiving end may receive a signal transmitted from the transmitting end. The signal may include at least one of a pilot signal, a reference signal, a training signal, a synchronization signal, and a preamble. In this case, the channel may be composed of a matrix or vector having a size corresponding to the number of antennas of the transmitting end and the number of antennas of the receiving end. Hereinafter, for convenience of description, it is assumed that the channel has the form of a vector.

이어, 상기 수신단은 803단계로 진행하여 채널 값들을 블록 단위로 양자화한다. 구체적으로, 상기 수신단은 상기 송신단의 안테나 어레이에 포함된 안테나 요소들의 개수만큼의 채널 엔트리들, 즉, 채널 값들로 구성된 채널 벡터를 분할함으로써 블록화하고, 각 블록에 대하여 최적의 코드워드를 결정한다. 여기서, 상기 블록의 크기는 사용되는 코드북의 크기에 따라 달라질 수 있다. 이때, 상기 수신단은 다수의 도메인들에 따라, 다시 말해, 수평 방향 우선 및 수직 방향 우선으로 상기 채널 값들을 배열한 다수의 채널 벡터들 각각을 양자화한다. 이에 따라, 상기 채널 값들은 상기 도 5의 (a) 또는 (b)와 같이 그룹화된 안테나 요소들에 대응하도록 블록화될 수 있다. 결과적으로, 선택 가능한 도메인의 개수만큼의 양자화 결과들이 얻어진다. Subsequently, the receiver proceeds to step 803 to quantize the channel values in block units. Specifically, the receiving end blocks by dividing as many channel entries as the number of antenna elements included in the antenna array of the transmitting end, that is, a channel vector composed of channel values, and determines an optimal codeword for each block. Here, the size of the block may vary according to the size of the codebook used. In this case, the receiving end quantizes each of a plurality of channel vectors in which the channel values are arranged in a horizontal direction first and a vertical direction first according to a plurality of domains. Accordingly, the channel values may be blocked to correspond to the grouped antenna elements as shown in FIG. 5A or 5B. As a result, quantization results as many as the number of selectable domains are obtained.

이후, 상기 수신단은 805단계로 진행하여 선호하는 도메인을 결정한다. 즉, 상기 수신단은 각 도메인에 대응하는 양자화된 채널 정보들 중 빔포밍 이득이 더 큰 채널 정보를 선택하고, 선택된 채널 정보에 대응하는 도메인을 상기 선호하는 도메인으로 결정한다. 예를 들어, 상기 수신단은 유효 채널의 크기를 최대화하는 상기 채널 정보, 즉, 코드워드들을 선택할 수 있다. 구체적으로, 상기 <수학식 7>과 같은 조건이 만족하면, 상기 수신단은 수평 도메인을 선호하는 도메인으로 선택할 수 있다.
Thereafter, the receiving end proceeds to step 805 to determine a preferred domain. That is, the receiving end selects channel information having a higher beamforming gain among quantized channel information corresponding to each domain, and determines a domain corresponding to the selected channel information as the preferred domain. For example, the receiving end may select the channel information, that is, codewords that maximize the size of an effective channel. Specifically, if the condition as in Equation 7 is satisfied, the receiving end may select the horizontal domain as a preferred domain.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 매핑 관계 결정 절차를 도시한다. 상기 도 9는 상기 송신단 110의 동작 방법을 예시한다.9 illustrates a procedure for determining a mapping relationship of a transmitter in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 9 illustrates a method of operating the transmitter 110.

상기 도 9를 참고하면, 상기 송신단은 901단계에서 수신단으로부터 피드백된 채널 정보에 대한 인덱싱 규칙을 확인한다. 상기 인덱싱 규칙은 상기 수신단에서 채널 정보에 대응하는 코드워드 결정 시 사용된 채널 벡터 내에서 채널 값들, 즉, 채널 엔트리들의 인덱싱 순서를 나타낸다. 상기 송신단은 상기 수신단으로부터 피드백된 지시자를 통해 상기 인덱싱 규칙을 확인할 수 있다. 이를 통해, 상기 송신단은 상기 수신단의 선호하는 도메인을 판단할 수 있다.Referring to FIG. 9, in step 901, the transmitting end checks an indexing rule for channel information fed back from the receiving end. The indexing rule indicates channel values, that is, an indexing order of channel entries, in a channel vector used when the receiver determines a codeword corresponding to channel information. The transmitting end may check the indexing rule through an indicator fed back from the receiving end. Through this, the transmitting end can determine the preferred domain of the receiving end.

이후, 상기 송신단은 903단계로 진행하여 상기 인덱싱 규칙에 따라 코드워드들 및 안테나 요소들 간 매핑 관계를 결정한다. 상기 인덱싱 규칙은 상기 코드워드 결정 시 사용된 채널 벡터에 포함된 채널 값들 및 안테나 요소들 간 대응 관계를 나타낸다. 따라서, 상기 송신단은 상기 인덱싱 규칙에 의해 지시되는 채널 벡터의 도메인에 따라, 하나의 코드워드로 빔포밍된 신호들을 수직 방향의 안테나 그룹에 적용할지, 수평 방향의 안테나 그룹에 적용할지 판단할 수 있다. 다시 말해, 상기 송신단은, 상기 인덱싱 규칙에 기초하여, 피드백된 채널 정보에 의해 지시되는 코드워드들 각각이 어느 안테나 요소들의 채널에 대응하는지 판단한다. 예를 들어, 상기 인덱싱 규칙이 수평 도메인을 지시하는 경우, 상기 도 5의 (a)와 같은 안테나 그룹에 하나의 코드워드가 대응한다. 반면, 상기 인덱싱 규칙이 수직 도메인을 지시하는 경우, 상기 도 5의 (b)와 같은 안테나 그룹에 하나의 코드워드가 대응한다.
Thereafter, the transmitting end proceeds to step 903 to determine a mapping relationship between codewords and antenna elements according to the indexing rule. The indexing rule indicates a correspondence relationship between channel values and antenna elements included in a channel vector used when determining the codeword. Accordingly, the transmitter can determine whether to apply the signals beamformed with one codeword to an antenna group in a vertical direction or an antenna group in a horizontal direction according to the domain of the channel vector indicated by the indexing rule. . In other words, the transmitting end determines which antenna element channels correspond to each of the codewords indicated by the fed-back channel information based on the indexing rule. For example, when the indexing rule indicates a horizontal domain, one codeword corresponds to an antenna group as shown in FIG. 5A. On the other hand, when the indexing rule indicates a vertical domain, one codeword corresponds to an antenna group as shown in FIG. 5B.

도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 정보 피드백 절차를 도시한다. 예를 들어, 상기 도 6에 도시된 절차는 상기 송신단 110 및 상기 수신단 120에 의해 수행될 수 있다.10 illustrates a channel information feedback procedure in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. For example, the procedure shown in FIG. 6 may be performed by the transmitting terminal 110 and the receiving terminal 120.

도 10을 참고하면, 1001단계에서, 상기 송신단 110은 상기 수신단 120으로 파일럿 신호를 송신한다. 상기 파일럿 신호는 채널 추정을 위한 신호로서, 미리 약속된 값을 가지며, 미리 약속된 자원을 통해 송신될 수 있다. 상기 파일럿 신호는 기준 신호, 훈련 신호 등으로 지칭될 수 있으며, 동기 신호, 프리앰블 등으로 대체될 수 있다.Referring to FIG. 10, in step 1001, the transmitting terminal 110 transmits a pilot signal to the receiving terminal 120. The pilot signal is a signal for channel estimation, has a predetermined value, and may be transmitted through a predetermined resource. The pilot signal may be referred to as a reference signal, a training signal, or the like, and may be replaced with a synchronization signal or a preamble.

1003단계에서, 상기 수신단 120은 상기 송신단 110 및 상기 수신단 120 간 채널을 추정한다. 상기 채널은 상기 송신단 110의 안테나 개수 및 상기 수신단 120의 안테나 개수에 대응하는 크기의 행렬 또는 벡터로 구성될 수 있다. 이하, 설명의 편의를 위해, 상기 채널은 벡터로 구성된다 가정한다.In step 1003, the receiver 120 estimates a channel between the transmitter 110 and the receiver 120. The channel may be composed of a matrix or vector having a size corresponding to the number of antennas of the transmitting terminal 110 and the number of antennas of the receiving terminal 120. Hereinafter, for convenience of description, it is assumed that the channel is composed of vectors.

1005단계에서, 상기 수신단 120은 상기 채널에 대응하는 코드워드의 제1후보를 산출한다. 상기 코드워드는 프리코딩 행렬, 빔포밍 행렬 등으로 지칭될 수 있다. 이때, 상기 제1후보는, 채널 벡터 내의 채널 값들을 수평 방향 우선으로 배열한 경우의 채널 벡터에 기초하여 결정된 코드워드를 의미한다. 예를 들어, 상기 도 4와 같은 평면 안테나 어레이의 경우, 상기 채널 벡터는 채널 값들을 안테나 요소 인덱스 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31, 32의 순서로 포함한다. 이때, 상기 수신단 120은 유효 채널의 크기를 최대화하는 코드워드를 상기 제1후보로 결정할 수 있다. 구체적으로, 상기 수신단 120은 상기 수평 도메인 채널 벡터의 허미션(Hermitian)과의 곱의 제곱을 최대화하는 코드워드를 상기 제1후보로 결정할 수 있다.In step 1005, the receiving terminal 120 calculates a first candidate of a codeword corresponding to the channel. The codeword may be referred to as a precoding matrix, a beamforming matrix, or the like. In this case, the first candidate refers to a codeword determined based on a channel vector when channel values in the channel vector are arranged in a horizontal direction first. For example, in the case of the planar antenna array as shown in FIG. 4, the channel vector refers to the channel values as antenna element indexes 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13 , 14, 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31, 32 in this order. In this case, the receiving terminal 120 may determine a codeword that maximizes the size of an effective channel as the first candidate. Specifically, the reception terminal 120 may determine a codeword that maximizes a square of the product of the horizontal domain channel vector by Hermitian as the first candidate.

1007단계에서, 상기 수신단 120은 상기 채널에 대응하는 코드워드의 제2후보를 산출한다. 상기 코드워드는 프리코딩 행렬, 빔포밍 행렬 등으로 지칭될 수 있다. 이때, 상기 제2후보는, 채널 벡터 내의 채널 값들을 수직 방향 우선으로 배열한 경우의 채널 벡터에 기초하여 결정된 코드워드를 의미한다. 예를 들어, 상기 도 4와 같은 평면 안테나 어레이의 경우, 상기 채널 벡터는 채널 값들을 안테나 요소 인덱스 1, 9, 17, 25, 2, 10, 18, 26, 3, 11, 19, 27, 4, 12, 20, 28, 5, 13, 21, 29, 6, 14, 22, 30, 7, 15, 23, 31, 8, 16, 24, 32의 순서로 포함한다. 이때, 상기 수신단 120는 유효 채널의 크기를 최대화하는 코드워드를 상기 제2후보로 결정할 수 있다. 구체적으로, 상기 수신단 120은 상기 수직 도메인 채널 벡터의 허미션과의 곱의 제곱을 최대화하는 코드워드를 상기 제2후보로 결정할 수 있다.In step 1007, the receiving terminal 120 calculates a second candidate of a codeword corresponding to the channel. The codeword may be referred to as a precoding matrix, a beamforming matrix, or the like. In this case, the second candidate means a codeword determined based on a channel vector when channel values in the channel vector are arranged in a vertical direction. For example, in the case of the planar antenna array as shown in FIG. 4, the channel vector is an antenna element index of 1, 9, 17, 25, 2, 10, 18, 26, 3, 11, 19, 27, 4 , 12, 20, 28, 5, 13, 21, 29, 6, 14, 22, 30, 7, 15, 23, 31, 8, 16, 24, 32. In this case, the receiving terminal 120 may determine a codeword that maximizes the size of an effective channel as the second candidate. Specifically, the receiving terminal 120 may determine a codeword that maximizes a square of a product of the vertical domain channel vector by the Hermision as the second candidate.

1009단계에서, 상기 수신단 120은 상기 제1후보 및 상기 제2후보 중 하나를 선택한다. 이를 위해, 상기 수신단 120은 상기 제1후보 및 상기 제2후보에 대응하는 지표들을 비교할 수 있다. 여기서, 상기 지표는 유효 채널의 크기로서, 채널 벡터의 허미션과의 곱의 제곱으로 정의될 수 있다. 상기 제1후보의 지표가 상기 제2후보의 지표 이상이면, 상기 수신단 120은 상기 제1후보를 선택한다. 반면, 상기 제1후보의 지표가 상기 제2후보의 지표 미만이면, 상기 수신단 120은 상기 제2후보를 선택한다.In step 1009, the receiving end 120 selects one of the first candidate and the second candidate. To this end, the receiving end 120 may compare indicators corresponding to the first candidate and the second candidate. Here, the index is the size of an effective channel, and may be defined as a square of a product of a channel vector with a Hermision. If the index of the first candidate is equal to or greater than the index of the second candidate, the receiving end 120 selects the first candidate. On the other hand, if the index of the first candidate is less than the index of the second candidate, the receiving end 120 selects the second candidate.

상기 제1후보가 선택된 경우, 1011단계에서, 상기 수신단 120은 상기 제1후보를 양자화된 채널 정보로 결정한다. 반면, 상기 제2후보가 선택된 경우, 1013단계에서, 상기 수신단 120은 상기 제2후보를 양자화된 채널 정보로 결정한다. 이때, 상기 양자화된 채널 정보는 채널 블록들과 1:1 대응하는 다수의 코드워드들을 나타낸다. 상기 채널 정보는 상기 다수의 코드워드들의 인덱스들을 직접 지시하거나, 또는, 상기 인덱스들로부터 생성된 값들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 채널 정보는 상기 인덱스들을 트렐리스 부호에 기초하여 가공한 정보를 포함할 수 있다.When the first candidate is selected, in step 1011, the receiving terminal 120 determines the first candidate as quantized channel information. On the other hand, when the second candidate is selected, in step 1013, the receiving end 120 determines the second candidate as quantized channel information. In this case, the quantized channel information represents a plurality of codewords corresponding to 1:1 with channel blocks. The channel information may directly indicate indices of the plurality of codewords, or may include values generated from the indices. For example, the channel information may include information obtained by processing the indexes based on the Trellis code.

이후, 1015단계에서, 상기 수신단 120은 상기 송신단으로 양자화된 채널 정보를 송신한다. 다시 말해, 상기 수신단 120은 코드워드 인덱스들을 나타내는 채널 정보를 피드백한다. 즉, 상기 수신단 120은 안테나 그룹들 각각을 위한 다수의 코드워드들의 인덱스들을 송신한다. 이때, 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 수신단 120은 송신되는 채널 정보가 수평 도메인 채널 벡터에 기초하여 생성되었는지 또는 수직 도메인 채널 벡터에 기초하여 생성되었는지를 지시하는 추가 피드백 정보를 함께 송신할 수 있다. 또는, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 수신단 120은 상기 추가 피드백 정보를 상기 채널 정보의 송신에 앞서 송신할 수 있다.Thereafter, in step 1015, the receiving end 120 transmits the quantized channel information to the transmitting end. In other words, the receiving terminal 120 feeds back channel information indicating codeword indices. That is, the receiving terminal 120 transmits indices of a plurality of codewords for each antenna group. In this case, according to an embodiment of the present invention, the receiving end 120 may transmit additional feedback information indicating whether transmitted channel information is generated based on a horizontal domain channel vector or a vertical domain channel vector. . Alternatively, according to another embodiment of the present invention, the receiving terminal 120 may transmit the additional feedback information prior to transmission of the channel information.

1017단계에서, 상기 송신단 110은 피드백된 채널 정보를 이용하여 데이터 신호를 송신한다. 다시 말해, 상기 송신단 110은 상기 코드워드 인덱스들에 의해 지시되는 코드워드를 이용하여 데이터 신호를 빔포밍하고, 빔포밍된 데이터 신호를 송신할 수 있다. 이때, 상기 송신단 110은 상기 채널 정보와 함께 또는 상기 채널 정보와 별도로 피드백되는 지시자에 기초하여 코드워드들 및 안테나 요소들 간 매핑 관계를 결정한다. 즉, 상기 지시자는 상기 수신단 120에서 코드워드 결정 시 어떤 도메인에 기초하여 채널 값들을 인덱싱하였는지 지시하며, 이에 따라, 상기 송신단 110은 상기 지시자에 기초하여 상기 코드워드들 및 안테나 요소들 간 매핑 관계를 결정하고, 상기 매핑 관계에 따라 안테나 요소들에 매핑된 빔포밍된 신호들을 송신할 수 있다.In step 1017, the transmitter 110 transmits a data signal using the fed back channel information. In other words, the transmitting terminal 110 may beamform the data signal using the codeword indicated by the codeword indexes and transmit the beamformed data signal. In this case, the transmitter 110 determines a mapping relationship between codewords and antenna elements based on an indicator fed back together with the channel information or separately from the channel information. That is, the indicator indicates which domain has indexed channel values when determining the codeword at the receiving end 120, and accordingly, the transmitting end 110 determines the mapping relationship between the codewords and antenna elements based on the indicator. And transmits beamformed signals mapped to antenna elements according to the mapping relationship.

상기 도 10을 참고하여 설명한 절차에서, 상기 채널 정보를 양자화하는 상기 1011단계 및 상기 1013단계는, 상기 채널 정보 및 코드북에 포함되는 코드워드들을 다수의 채널 벡터들의 블록들 및 다수의 코드워드들의 그룹들로 분할하고(truncate), 상기 채널 벡터들의 블록들을 상기 코드워드들의 그룹들을 이용하여 트렐리스 부호 양자화하는 과정을 포함할 수 있다. 이때, 일 실시 예에 따르면, 상기 채널 정보를 트렐리스 부호 양자화하는 과정은, 상기 채널 정보와 상기 코드워드들을 M/L개의 상기 채널 벡터들의 블록들 및 상기 코드워드들의 그룹들로 분할하는 과정을 포함할 수 있다. 상기 M은 상기 송신단 110의 전체 안테나 요소 개수이고, 상기 L은 그룹 당 안테나 요소의 개수이다. 또한, 일 실시 예에 따르면, 상기 채널 정보를 트렐리스 부호 양자화하는 과정은, 상기 각 코드워드들의 그룹들을 미리 정의된 컨볼루션 부호(convolutional encoder)에 대응하는 트렐리스 구조에서의 출력들에 할당하는 과정과, 상기 트렐리스 구조에 대하여 경로를 검색하는 과정과, 상기 경로 검색 결과 최적 경로에 대응하는 최적의 코드워드를 나타내는 정보를 상기 각 채널 벡터들의 블록들에 대응하는 양자화 결과로서 출력하는 과정을 포함할 수 있다. In the procedure described with reference to FIG. 10, in steps 1011 and 1013 of quantizing the channel information, codewords included in the channel information and codebook are converted into blocks of a plurality of channel vectors and a group of codewords. It may include a process of truncate the channel vectors and quantize the trellis code by using the groups of codewords. In this case, according to an embodiment, the process of quantizing the channel information into Trellis code is a process of dividing the channel information and the codewords into M/L blocks of the channel vectors and groups of the codewords. It may include. M is the total number of antenna elements of the transmitter 110, and L is the number of antenna elements per group. In addition, according to an embodiment, in the process of quantizing the channel information with a trellis code, the groups of each codeword are converted to outputs in a trellis structure corresponding to a predefined convolutional encoder. The allocation process, the process of searching a path for the trellis structure, and information indicating an optimal codeword corresponding to the optimal path as a result of the path search are output as a quantization result corresponding to the blocks of each channel vector. May include the process of doing.

여기서, 일 실시 예에 따르면, 상기 경로를 검색하는 과정은, 전체 검색 범위 중 미리 정의된 검색 범위에서 상기 트렐리스 구조에 대하여 경로를 검색하는 과정을 포함할 수 있다. 일 실시 예에 따르면, 상기 각 코드워드들의 그룹들을 미리 정의된 컨볼루션 부호에 대응하는 트렐리스 구조에서의 출력들에 할당하는 과정은, 상기 트렐리스 구조의 홀수 번째 출력과 짝수 번째 출력에 할당되는 코드워드들 사이의 최소 유클리디언 거리(minimum Euclidean distance)가 최대가 되도록, 상기 각 코드워드들의 그룹들을 상기 트렐리스 구조에서의 출력들에 할당하는 과정을 포함할 수 있다. 일 실시 예에 따르면, 상기 컨볼루션 부호는 3/4 레이트 컨볼루션 부호, 2/3 레이트 컨볼루션 부호 또는 임의의 레이트를 가지는 컨볼루션 부호 중의 하나를 포함한다.
Here, according to an embodiment, the process of searching for the route may include searching for a route for the trellis structure in a pre-defined search range among the entire search range. According to an embodiment, the process of allocating each group of codewords to outputs in a trellis structure corresponding to a predefined convolutional code is performed on an odd-numbered output and an even-numbered output of the trellis structure. The process of allocating the groups of each codeword to outputs in the trellis structure may be included so that a minimum Euclidean distance between allocated codewords is maximized. According to an embodiment, the convolutional code includes one of a 3/4 rate convolutional code, a 2/3 rate convolutional code, or a convolutional code having an arbitrary rate.

상술한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시 예들에 따른 수신단은 블록 단위로 구성된 채널 정보, 즉, 안테나 그룹 별 코드워드들의 인덱스들을 피드백할 수 있다. 나아가, 상기 수신단은 상기 코드워드들의 결정 시 사용된 채널 벡터에 포함되는 채널 값들에 대한 인덱싱 규칙을 더 송신할 수 있다. 이때, 상기 채널 정보는 양자화될 수 있다. 상기 양자화는 트렐리스 부호에 기초하여 수행될 수 있다. 이하, 본 발명은 상기 양자화에 대하여 구체적으로 설명한다.
As described above, the receiving end according to various embodiments of the present invention may feed back channel information configured in block units, that is, indexes of codewords for each antenna group. Furthermore, the receiver may further transmit an indexing rule for channel values included in a channel vector used when determining the codewords. In this case, the channel information may be quantized. The quantization may be performed based on the Trellis code. Hereinafter, the present invention will specifically describe the quantization.

[6] 내지 [9]와 같이, MISO(multiple input single output) 시스템에서 낮은 복잡도를 갖는 채널 벡터를 양자화하기 위한 방법들이 제안된 바 있다. [6] 내지 [9]에서 제안된 방식들은 AWGN(additive white Gaussian noise) 채널에서의 빔포밍 VQ 문제 및 비간섭성 시퀀스 검출(non-coherent sequence detection) 문제의 이중성(duality)에 의존한다. 이중성은 2개의 문제들이 하기 <수학식 8>과 등가적임을 나타낸다. As shown in [6] to [9], methods for quantizing a channel vector having low complexity in a multiple input single output (MISO) system have been proposed. The schemes proposed in [6] to [9] rely on the duality of the beamforming VQ problem and the non-coherent sequence detection problem in the additive white Gaussian noise (AWGN) channel. Duality indicates that the two problems are equivalent to the following <Equation 8>.

상기 <수학식 8>에서, C는 코드북, c는 코드북 내의 코드워드, h는 채널 벡터를 의미한다.In Equation 8, C denotes a codebook, c denotes a codeword in the codebook, and h denotes a channel vector.

상기 <수학식 8>을 참고하면, 좌변은 빔포밍 VQ 문제이고, 우변은 비간섭성 시퀀스 검출 문제이다. 비간섭성 시퀀스 검출 문제의 경우에, h는 수신 신호이고, e^jθ는 채널 계수이며(단위 진폭을 갖는 블록 페이딩(block fading)을 가정할 때), c는 전송 후보 코드워드(candidate transmitted codeword)에 대응한다.
Referring to Equation 8, the left side is a beamforming VQ problem, and the right side is a non-coherent sequence detection problem. In the case of a non-coherent sequence detection problem, h is the received signal, e ^jθ is the channel coefficient (assuming block fading with unit amplitude), and c is the candidate transmitted codeword. Corresponds to

본 발명의 다양한 실시 예들은 코드북을 이용하여 TEC을 생성하고, 이 생성된 TEC를 트렐리스 부호 양자화에 이용하는 방안과, 트렐리스 부호 양자화된 결과에 대하여 위상을 조정하는 TE-SPA 방안을 포함한다. 이러한 방안들은 3GPP LTE-A 8TX 안테나 코드북에서의

구조와 유사하다. 여기서 W1은 광대역/긴-주기(wideband/long-term) 채널 정보이고, W2는 부대역/짧은-주기(subband/ short-term) 채널 정보이다. 상기 TEC 및 상기 TE-SPA는 각각 W1, W2로 간주될 수 있다.Various embodiments of the present invention include a method for generating a TEC using a codebook, using the generated TEC for Trellis code quantization, and a TE-SPA method for adjusting the phase of the trellis code quantized result. do. These measures are used in the 3GPP LTE-A 8TX antenna codebook.

It is similar to the structure. Here, W1 is wideband/long-term channel information, and W2 is subband/short-term channel information. The TEC and the TE-SPA may be regarded as W1 and W2, respectively.

상기 TEC를 설명함에 있어서, LTE 4TX 코드북이 예시된다. 그러나, DFT(Discrete Fourier Transform), RVQ(Residual Vector Quantization) 및 GLP (Grassmannian-line-packing) 코드북과 같은 임의의 다른 VQ 코드북이 사용될 수 있다.
In describing the TEC, an LTE 4TX codebook is illustrated. However, any other VQ codebook such as Discrete Fourier Transform (DFT), Residual Vector Quantization (RVQ), and Grassmannian-line-packing (GLP) codebooks may be used.

채널 정보의 양자화를 위한 수신단의 특징을 설명하면 다음과 같다.The characteristics of the receiving end for quantization of channel information will be described as follows.

본 발명의 실시 예에 따른 수신단은 코드북을 저장할 수 있다. 예를 들어, 상기 코드북은 하기 <표 1>과 같은 3GPP LTE 4TX 코드북일 수 있다The receiving end according to an embodiment of the present invention may store a codebook. For example, the codebook may be a 3GPP LTE 4TX codebook as shown in Table 1 below.

상기 <표 1>에서, W_n ^{s} 는 수식

으로부터의 세트 {s}에 의해 주어지는 열(column)들에 의해 정의되는 행렬을 나타낸다. 여기서, I는 4×4 단위 행렬(identity matrix)이고, 벡터 u_n은 상기 <표 1>에 나타난 바와 같이 주어진다. 4TX 랭크(rank) 또는 레이어(layer) 1 코드북으로서의

은

와 같다. In the above <Table 1>, W _n ^{s} is the formula

Represents a matrix defined by the columns given by the set {s} from. Here, I is a 4×4 identity matrix, and a vector u _n is given as shown in Table 1 above. As a 4TX rank or layer 1 codebook

silver

Same as

상기 수신단은 상기 코드북에 저장된 복수의 코드북들 중에서 선택된 코드북을 이용하여 채널 정보를 트렐리스 부호 양자화한다. 상기 수신단은 상기 채널 정보와 상기 선택된 코드북에 포함되는 코드워드들을 각각 다수의 채널 벡터들의 블록들과 다수의 코드워드들의 그룹들로 분할하고(truncate), 상기 각 채널 벡터들의 블록들을 상기 각 코드워드들의 그룹들을 이용하여 트렐리스 부호 양자화한다. 일 실시 예에서, 상기 수신단은 상기 채널 정보와 상기 코드워드들을 미리 정의된 개수의 채널 벡터들의 블록들과 상기 코드워드들의 그룹들로 분할한다. 일 실시 예에서, 상기 수신단은 상기 각 코드워드들의 그룹들을 미리 정의된 컨볼루션 부호에 대응하는 트렐리스 구조에서의 출력들에 할당하고, 상기 트렐리스 구조에 대하여 경로를 검색하고, 상기 경로 검색 결과 최적 경로에 대응하는 최적의 코드워드를 나타내는 정보를 상기 각 채널 벡터들의 블록들에 대응하는 양자화 결과로서 출력한다. 일 실시 예에서, 상기 수신단은 전체 검색 범위(예:

) 중 미리 정의된 검색 범위(예:

,

)에서 상기 트렐리스 구조에 대하여 경로를 검색한다. 일 실시 예에서, 상기 수신단은 상기 트렐리스 구조의 홀수 번째 출력과 짝수 번째 출력에 할당되는 코드워드들 사이의 최소 유클리디언 거리(minimum Euclidean distance)가 최대가 되도록, 상기 각 코드워드들의 그룹들을 상기 트렐리스 구조에서의 출력들에 할당한다. 여기서, 상기 컨볼루션 부호는 3/4 레이트(rate) 컨볼루션 부호, 2/3 레이트 컨볼루션 부호 또는 임의의 레이트를 가지는 컨볼루션 부호 중의 하나를 포함할 수 있다.
The receiving end quantizes the channel information by using a codebook selected from among a plurality of codebooks stored in the codebook. The receiving end divides the channel information and codewords included in the selected codebook into blocks of a plurality of channel vectors and groups of codewords, respectively, and divides the blocks of the channel vectors into the codewords The trellis code is quantized using groups of. In an embodiment, the receiving end divides the channel information and the codewords into blocks of a predefined number of channel vectors and groups of the codewords. In one embodiment, the receiving end allocates the groups of each codeword to outputs in a trellis structure corresponding to a predefined convolutional code, searches for a path for the trellis structure, and As a result of the search, information indicating an optimal codeword corresponding to an optimal path is output as a quantization result corresponding to blocks of each of the channel vectors. In one embodiment, the receiving end is the entire search range (eg:

) Of a predefined search range (e.g.

,

), the path is searched for the trellis structure. In one embodiment, the receiving end is a group of each of the codewords such that a minimum Euclidean distance between codewords allocated to odd-numbered outputs and even-numbered outputs of the trellis structure is maximized. To the outputs in the trellis structure. Here, the convolutional code may include one of a 3/4 rate convolutional code, a 2/3 rate convolutional code, or a convolutional code having an arbitrary rate.

양자화된 채널 정보를 처리하기 위한 송신단의 특징을 설명하면 다음과 같다.The characteristics of a transmitter for processing quantized channel information are as follows.

상기 송신단은 양자화된 채널 정보를 수신한다. 즉, 상기 송신단은 트렐리스 부호 양자화된 채널 정보를 포함하는 피드백 정보를 수신한다. 상기 피드백 정보는 상기 수신단에 의해 복수의 코드북들 중에서 선택된 코드북을 이용하여 채널 정보를 상기 트렐리스 부호 양자화함에 의해 생성된다. 일 실시 예에서, 상기 트렐리스 부호 양자화 동작은 상기 각 코드워드들의 그룹들을 상기 컨볼루션 부호에 대응하는 트렐리스 구조에서의 출력들에 할당하고, 상기 트렐리스 구조에 대하여 경로를 검색하고, 상기 경로 검색 결과 최적 경로에 대응하는 최적의 코드워드를 나타내는 정보를 상기 각 채널 벡터들의 블록들에 대응하는 양자화 결과로서 출력하는 동작을 포함한다. 일 실시 예에서, 상기 경로를 검색하는 동작은 전체 검색 범위 중 미리 정의된 검색 범위에서 상기 트렐리스 구조에 대하여 경로를 검색하는 동작을 포함한다. 일 실시 예에서, 상기 트렐리스 구조의 홀수 번째 출력과 짝수 번째 출력에 할당되는 코드워드들 사이의 최소 유클리디언 거리(minimum Euclidean distance)가 최대가 되도록, 상기 각 코드워드들의 그룹들이 상기 트렐리스 구조에서의 출력들에 할당된다. 상기 송신단은 상기 피드백 정보를 컨볼루션 부호화한다. 상기 컨볼루션 부호는 3/4 레이트 컨볼루션 부호, 2/3 레이트 컨볼루션 부호 또는 임의의 레이트를 가지는 컨볼루션 부호 중의 하나를 포함할 수 있다. 그리고, 상기 송신단은 상기 컨볼루션 부호화 결과를 미리 정의된 매핑 규칙에 따른 코드워드들로 매핑한다. 또한, 상기 송신단은 상기 매핑된 코드워드들에 따라 채널 벡터를 재구성한다.
The transmitter receives quantized channel information. That is, the transmitting end receives feedback information including channel information quantized with Trellis code. The feedback information is generated by quantizing the trellis code on channel information using a codebook selected from a plurality of codebooks by the receiving end. In an embodiment, in the trellis code quantization operation, groups of each codeword are allocated to outputs in a trellis structure corresponding to the convolutional code, and a path is searched for the trellis structure. And outputting information indicating an optimal codeword corresponding to an optimal path as a result of the path search as a quantization result corresponding to blocks of the respective channel vectors. In an embodiment, the operation of searching for the route includes searching for a route for the trellis structure in a predetermined search range among the entire search range. In an embodiment, the groups of each of the codewords are selected so that the minimum Euclidean distance between codewords allocated to odd-numbered outputs and even-numbered outputs of the trellis structure is maximized. It is assigned to the outputs in the release structure. The transmitting end convolutionally encodes the feedback information. The convolutional code may include one of a 3/4 rate convolutional code, a 2/3 rate convolutional code, or a convolutional code having an arbitrary rate. In addition, the transmitting end maps the convolutional encoding result to codewords according to a predefined mapping rule. In addition, the transmitting end reconstructs a channel vector according to the mapped codewords.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 수신단의 채널 정보 양자화 절차를 도시한다. 상기 도 10은 상기 수신단 120의 채널 정보 양자화 방법을 예시한다.11 illustrates a procedure for quantizing channel information at a receiving end of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 10 illustrates a method of quantizing channel information of the receiving terminal 120.

상기 도 11을 참고하면, 상기 수신단은 1101단계에서 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)을 이용하여 경로 메트릭(path metric)을 최소화한다. 예를 들어, 상기 수신단은 주어진

를 갖는 채널 벡터 h에 대한 하기 <수학식 9>와 같이 경로 메트릭을 최소화할 수 있다. Referring to FIG. 11, the receiving end minimizes a path metric using a Viterbi algorithm in step 1101. For example, the receiving end is given

The path metric can be minimized as shown in Equation 9 below for the channel vector h having.

상기 <수학식 9>에서,

는 경로 메트릭의 최소 값, L은 블록 크기, M은 안테나 개수, c[m:n]는 코드워드 c의 m번째 엔트리로부터 n번째 엔트리 사이의 분할 벡터(truncated vector),

는 코드북, h[m:n]는 채널 벡터 h의 m번째 엔트리로부터 n번째 엔트리 사이의 분할 벡터를 의미한다.In the above <Equation 9>,

Is the minimum value of the path metric, L is the block size, M is the number of antennas, c[m:n] is a truncated vector between the m-th entry and the n-th entry of the codeword c,

Denotes a codebook, and h[m:n] denotes a division vector between the mth entry and the nth entry of the channel vector h.

이어, 상기 수신단은 1103단계로 진행하여 상기 경로 메트릭의 최소값

를 제공하는 최적의 경로(best path)를 저장한다. 그리고, 상기 수신단은 1105단계로 진행하여

에 대한 최소값들

중에서 최소값을 제공하는 θ_opt을 선택한다. 예를 들어, 상기 수신단은 하기 <수학식 10>과 같이 상기 θ_opt을 선택할 수 있다. Then, the receiving end proceeds to step 1103 to determine the minimum value of the route metric.

Stores the best path that provides a. And, the receiving end proceeds to step 1105

Minimum values for

Among them, select θ _opt which provides the minimum value. For example, the receiving end may select the θ _opt as shown in Equation 10 below.

상기 <수학식 10>에서, θ_opt는 최적의 경로, θ_k는 k번째 경로, Θ는 경로들의 집합,

는 경로 메트릭의 최소 값을 의미한다.In Equation 10, θ _opt is the optimal path, θ _k is the k-th path, Θ is the set of paths,

Means the minimum value of the route metric.

이어, 상기 수신단은 1107단계로 진행하여

의 최적 경로를 2진 값 b_opt로 표현한다. 상기 2진 값은 트렐리스에서 최적 경로의 출력이 아닌, 입력을 구성한다.
Then, the receiving end proceeds to step 1107

The optimal path of is expressed by the binary value b _opt . The binary values constitute the input, not the output of the optimal path in Trellis.

도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 송신단의 채널 벡터 재구성 절차를 도시한다. 상기 도 12는 상기 송신단 110의 채널 벡터 재구성 방법을 예시한다.12 is a diagram illustrating a channel vector reconfiguration procedure of a transmitter of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 12 illustrates a channel vector reconfiguration method of the transmitter 110.

상기 도 12를 참고하면, 상기 송신단은 1201단계에서 수신단으로부터 피드백된 정보에 포함되는 2진 값 b_opt를 수신한다. 상기 송신단은 1203단계로 진행하여 수신된 2진 값 b_opt를 컨볼루션 부호기에 입력한다. 그리고, 상기 송신단은 1205단계로 진행하여 상기 컨볼루션 부호기의 출력 시퀀스를 획득한다. 다시 말해, 상기 컨볼루션 부호기는 상기 2진 값 b_opt에 대응하는 시퀀스를 출력한다. 이어, 상기 송신단은 1207단계로 진행하여 미리 정의된 매핑 규칙에 따라 상기 컨볼루션 부호기의 출력 시퀀스를 코드워드(예: LTE 코드워드)로 매핑한다. 이후, 상기 송신단은 1209단계에서 매핑 결과에 기초하여 채널 벡터를 재구성한다.
Referring to FIG. 12, the transmitting end receives a binary value b _opt included in information fed back from the receiving end in step 1201. The transmitting end proceeds to step 1203 and inputs the received binary value b _opt to the convolutional encoder. Then, the transmitting end proceeds to step 1205 to obtain an output sequence of the convolutional encoder. In other words, the convolutional encoder outputs a sequence corresponding to the binary value b _opt . Subsequently, the transmitting end proceeds to step 1207 to map the output sequence of the convolutional encoder to a codeword (eg, LTE codeword) according to a predefined mapping rule. Thereafter, the transmitter reconstructs the channel vector based on the mapping result in step 1209.

이하 도 13 내지 이하 도 20을 참고하여 본 발명의 실시 예에 따른 트렐리스 확장 코드북을 이용한 트렐리스 부호 양자화 동작의 예들을 설명하기로 한다. 이러한 양자화 동작을 설명함에 있어서, 상기 <표 1>과 같은 LTE 4TX 코드북을 이용한 트렐리스 확장 코드북이 이용될 것이다. Hereinafter, examples of a trellis code quantization operation using a trellis extension codebook according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 13 to 20. In describing this quantization operation, a Trellis extension codebook using an LTE 4TX codebook as shown in Table 1 will be used.

도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 양자화기의 구현 예를 도시한다. 상기 도 13은 3/4 레이트 컨볼루션 부호기를 이용하여 트렐리스 부호 양자화기를 구현하는 예를 도시하며, 이를 통해 채널 엔트리 양자화당 3/4 비트가 출력될 수 있다. 상기 도 13에서, 인덱스가 작을수록 비트의 중요도는 덜하다. 예를 들어, b_in _,1은 LSB(Least Significant Bit)의 입력 비트이고, b_in _,3은 MSB(Most Significant Bit)의 입력 비트이다. 13 illustrates an example implementation of a quantizer for quantizing channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 13 shows an example of implementing a Trellis code quantizer using a 3/4 rate convolution encoder, through which 3/4 bits per channel entry quantization may be output. In FIG. 13, the smaller the index, the less important the bit. For example, b _in _,1 is an input bit of LSB (Least Significant Bit), and b _in _,3 is an input bit of MSB (Most Significant Bit).

도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 트렐리스의 예를 도시한다. 상기 도 14는 상기 도 13에 도시된 3/4 레이트 컨볼루션 부호기에 대응하는 트렐리스 구조의 표현을 나타낸다. 상기 도 14의 우측에 도시한 각 상태(state) 천이는 좌측의 각 박스의 10진수를 이용하여 입/출력 관계로 나타낸 병렬 천이(parallel transition)로 구성된다. 예를 들어, 상태(state) 0으로부터 상태 1로의 점선으로 표시한 천이(1402)에서 1/4(10진수)는 입력=001/출력=0100(2진수)에 대응하고, 5/12(10진수)는 입력=101/출력=1100(2진수)에 대응한다. 14 illustrates an example of trellis for quantization of channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. FIG. 14 shows a representation of a trellis structure corresponding to the 3/4 rate convolutional encoder shown in FIG. 13. Each state transition shown on the right side of FIG. 14 is composed of a parallel transition represented by an input/output relationship using the decimal number of each box on the left. For example, in the transition 1402 indicated by the dotted line from state 0 to state 1, 1/4 (decimal) corresponds to input = 001/output = 0100 (binary), and 5/12 (10 Decimal) corresponds to input = 101 / output = 1100 (binary number).

이하 <표 2>는 3GPP LTE 4TX 랭크1 코드워드들을 상기 도 14에 도시된 트렐리스 구조의 출력들에 매핑하는 테이블을 나타낸다. Table 2 below shows a table for mapping 3GPP LTE 4TX rank 1 codewords to outputs of the trellis structure illustrated in FIG. 14.

AWGN 채널에서 빔포밍 VQ 문제와 비간섭성 시퀀스 검출 문제의 이중성을 나타내는 상기 <수학식 8>을 다시 살펴본다. AWGN 채널에서 비간섭성 시퀀스 검출 문제는 하기 <수학식 11>에 나타낸 바와 같은 소스 부호화 문제와 유사하다. The above <Equation 8> showing the duality of the beamforming VQ problem and the non-coherent sequence detection problem in the AWGN channel will be described again. The non-coherent sequence detection problem in the AWGN channel is similar to the source coding problem as shown in Equation 11 below.

상기 <수학식 11>에서, c_opt는 최적의 코드워드, C는 코드북, c는 코드북 내의 코드워드, h는 채널 벡터를 의미한다.In Equation 11, c _opt denotes an optimal codeword, C denotes a codebook, c denotes a codeword in the codebook, and h denotes a channel vector.

상기 <수학식 11>는 주어진 θ에 대해 h를 갖는 평균 제곱 오류(mean squared error)를 최소화하는 최적의 코드워드 c_opt를 찾는 소스 부호화 문제이다. 그러므로, 본 발명의 실시 예는 대규모 무선 통신 시스템을 위한 LTE 코드북을 확장하기 위해 소스 부호화 기법인 TCQ(trellis-coded quantization)[10]의 개념에 의존한다. Equation 11 is a source coding problem to find an optimal codeword c _opt that minimizes a mean squared error having h for a given θ. Therefore, an embodiment of the present invention relies on the concept of TCQ (trellis-coded quantization) [10], which is a source coding technique, to extend an LTE codebook for a large-scale wireless communication system.

상기 TCQ는 소스 부호화에서 소스 부호기 및 소스 복호기로서 채널 부호화에서의 트렐리스 복호기(trellis decoder) 및 컨볼루션 부호기를 각각 사용한다. The TCQ uses a trellis decoder and a convolutional encoder in channel encoding as a source encoder and a source decoder in source encoding, respectively.

본 발명의 일 실시 예에 따르면, 도 13에 도시된 바와 같은 3/4 레이트 컨볼루션 부호기를 포함한 TEC 및 이에 대응하는 도 14에 도시된 바와 같은 트렐리스 표현을 갖는 TEC가 사용될 수 있다. 그러나, 다양한 유형의 컨볼루션 부호기 및 이의 트렐리스 표현이 마찬가지로 본 발명의 실시 예에 따른 TEC를 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 도 15에 도시된 2/3 레이트 컨볼루션 부호기 및 이에 대응하는 도 16에 도시된 트렐리스 표현을 갖는 TEC가 사용될 수 있다.According to an embodiment of the present invention, a TEC including a 3/4 rate convolutional encoder as shown in FIG. 13 and a corresponding TEC having a trellis expression as shown in FIG. 14 may be used. However, various types of convolutional encoders and trellis representations thereof may likewise be used for the TEC according to an embodiment of the present invention. For example, a 2/3 rate convolutional encoder shown in FIG. 15 and a corresponding TEC having a trellis representation shown in FIG. 16 may be used.

주어진 θ를 갖는 <수학식 11>에서의 객체 함수(object function)는 하기 <수학식 12>와 같이 분해된다(decompose). The object function in <Equation 11> having a given θ is decomposed as shown in <Equation 12> below.

상기 <수학식 12>에서, h는 채널 벡터, c는 코드워드, M은 안테나 개수, L은 설계 파라미터로서, 블록 크기, h[m:n]는 채널 벡터 h의 m번째 엔트리로부터 n번째 엔트리 사이의 분할 벡터, c[m:n]는 코드워드 c의 m번째 엔트리로부터 n번째 엔트리 사이의 분할 벡터를 의미한다.In the <Equation 12>, h is a channel vector, c is a codeword, M is the number of antennas, L is a design parameter, block size, h[m:n] is the nth entry from the mth entry of the channel vector h The inter-division vector, c[m:n], denotes a division vector between the m-th entry and the n-th entry of the codeword c.

상기 <수학식 12>에서, L은 설계 파라미터이고,h_[m:n]과 c_[m:n]은 각각 채널 벡터 h와 코드벡터 c 중에서 m번째 엔트리로부터 n번째 엔트리 사이의 분할 벡터(truncated vector)이다. 예를 들어, 도 12a에 도시된 바와 같이 채널 벡터 h가 M(송신단의 송신 안테나 개수)(예: 16)의 크기를 가지는 경우에 채널 벡터 h는 M/L(예: 16/4=4)개로 분할될 수 있으며, 분할된 채널 벡터들 1401 내지 1404 각각은 4개의 코드워드들을 가질 수 있다. In Equation 12, L is a design parameter, and h _[m:n] and c _[m:n] are split vectors between the m-th entry and the n-th entry of the channel vector h and the code vector c, respectively (truncated vector). For example, as shown in FIG. 12A, when the channel vector h has a size of M (the number of transmission antennas at the transmitting end) (eg, 16), the channel vector h is M/L (eg, 16/4=4). Each of the divided channel vectors 1401 to 1404 may have 4 codewords.

이때, 채널 벡터의 도메인들, 즉, 수직 도메인 및 수평 도메인 중 하나가 선택적으로 사용되는 경우, 최적의 코드워드에 대한 2개의 후보들은 하기 <수학식 13>과 같이 산출될 수 있다.In this case, when one of the domains of the channel vector, that is, a vertical domain and a horizontal domain, is selectively used, two candidates for an optimal codeword may be calculated as shown in Equation 13 below.

상기 <수학식 13>에서, C는 코드북, c는 코드북 내 코드워드, h는 수평 방향 우선으로 인덱싱된 채널 벡터, g는 수직 방향 우선으로 인덱싱된 채널 벡터, c_opt _,1은 상기 h에 대응하는 코드워드의 제1후보, c_opt _,2는 상기 g에 대응하는 코드워드의 제2후보를 의미한다. 여기서,

이고,

이다.In Equation 13, C is a codebook, c is a codeword in the codebook, h is a channel vector indexed with priority in the horizontal direction, g is a channel vector indexed with priority in the vertical direction, c _opt _{, 1} corresponds to the h The first candidate of the codeword, c _opt _{, 2} denotes the second candidate of the codeword corresponding to g. here,

ego,

to be.

상술한 동작들은 동일한 코드워드 대 안테나 그룹 매핑을 제공한다. 상기 코드워드 후보들, 즉, 제1후보 C_opt _,1 및 제2후보 C_opt _,2는 수직 도메인이 선택된 경우 및 수평 도메인이 선택된 경우에 대응한다. 2개의 최적화 문제는 비터비(Viterbi) 알고리즘에 의해 해결될 수 있다. 그리고, 최종적인 코드워드가 선택된 도메인을 나타내는 지시자와 함께 피드백될 수 있다.The operations described above provide the same codeword to antenna group mapping. The codeword candidates, that is, the first candidate C _opt _,1 and the second candidate C _opt _,2 correspond to a case where a vertical domain is selected and a case where a horizontal domain is selected. Two optimization problems can be solved by the Viterbi algorithm. Then, the final codeword may be fed back together with an indicator indicating the selected domain.

상기 <수학식 12> 또는 상기 <수학식 13>은 비터비 알고리즘을 이용하여 효과적으로 계산될 수 있다. 즉, 각각의 상태 천이 t에서, Lx1 크기를 가지는 하나의 분할 채널 벡터 h_[L(t-1)+1: _Lt _]는 대응하는 코드 벡터 c_[L(t-1)+1: _Lt _]로 양자화된다. M/L 상태 천이 후에 비터비 알고리즘의 최적성으로 인하여 <수학식 12>을 최소화하는 최적의 코드워드가 찾아질 수 있다. 상기 비터비 알고리즘을 이용한 경로 검색은 트렐리스에서의 상태 0으로부터 시작한다. 만약 이렇게 하지 않는다면 수신단은 최적 경로의 시작 상태에 대한 정보를 명백하게 송신단에 피드백할 필요가 있는데, 이는 전체 피드백 오버헤드를 증가시킬 수 있을 것이다. The <Equation 12> or the <Equation 13> can be effectively calculated using a Viterbi algorithm. That is, at each state transition t, one split channel vector h _[L(t-1)+1: _Lt _] having a size of Lx1 becomes the corresponding code vector c _[L(t-1)+1: _Lt _] . Is quantized. After the M/L state transition, an optimal codeword that minimizes <Equation 12> can be found due to the optimality of the Viterbi algorithm. The path search using the Viterbi algorithm starts from state 0 in Trellis. If this is not done, the receiving end needs to explicitly feed back information on the starting state of the optimal path to the transmitting end, which will increase the overall feedback overhead.

t=1, …, M/L에 대하여 c_[L(t-1)+1: _Lt _]∈

라고 가정한다. 여기서,

은 상기 <표 1>과 같은 3GPP LTE 4TX 랭크 1 코드북이다. 이 경우, L=4이다. 이와 달리, 예를 들어, 3GPP LTE 2TX 랭크 1 코드북과 같이 상이한 L 값을 갖는 임의의 코드북이 사용될 수도 있다. 또한, 다중 수신 안테나를 갖는 공간 다중화 (spatial multiplexing)의 경우, 또한 프로베니우스 놈(Frobenius norm) 연산을 이용하여 c_{[L(t-1)+1:Lt]}에 대한 상위의 랭크 코드북을 선택할 수도 있을 것이다. t=1,… , For M/L c _[L(t-1)+1: _Lt _] ∈

Is assumed. here,

Is a 3GPP LTE 4TX rank 1 codebook as shown in Table 1 above. In this case, L=4. Alternatively, arbitrary codebooks having different L values may be used, for example, 3GPP LTE 2TX rank 1 codebook. In addition, in the case of spatial multiplexing with multiple receiving antennas, a higher rank codebook for c _{[L(t-1)+1:Lt]} is selected using a Frobenius norm operation. Maybe.

상기 도 14를 참고하면, 상태 0, 2, 4, 6(10진수)으로부터의 천이는 오로지 짝수 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14(10진수)의 출력만을 갖고, 상태 1, 3, 5, 7(10진수)로부터의 천이는 오로지 홀수 1, 3, 5, 7, 9, 11, 13, 15(10진수)의 출력만을 갖는다. 그러므로, 총 16개의 코드워드를 이용할 수 있다고 하더라도, 본 발명의 실시 예는 오로지 각각의 상태 천이에서 채널 벡터 h의 L=4 엔트리를 양자화하기 위해 3 비트만을 사용하고, 엔트리 양자화 당 3/4 비트의 결과를 출력한다.Referring to FIG. 14, transitions from states 0, 2, 4, 6 (decimal) have only even outputs of 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14 (decimal), and state Transitions from 1, 3, 5, 7 (decimal) have only odd 1, 3, 5, 7, 9, 11, 13, 15 (decimal) outputs. Therefore, even if a total of 16 codewords can be used, the embodiment of the present invention uses only 3 bits to quantize L=4 entries of the channel vector h in each state transition, and 3/4 bits per entry quantization. Print the result of

이제, 상기 <표 1>에 도시된

의 코드워드 W_k ^{1}(k=0,...,15)를 상기 도 13에 도시된 컨볼루션 부호기의 출력 또는 상기 도 14에 도시된 트렐리스 표현의 출력에 할당한다. 양자화 오류를 최소화하기 위해, 트렐리스에서 홀수 및 짝수 출력의 각각의 집합에 할당되는 코드워드들 사이에서 최소 유클리드 거리(minimum Euclidean distance)가 최대화되도록 한다. Now, as shown in the above <Table 1>

The codeword W _k ^{1} (k=0,...,15) of is assigned to the output of the convolutional encoder shown in FIG. 13 or the output of the trellis expression shown in FIG. 14. In order to minimize the quantization error, the minimum Euclidean distance is maximized between codewords assigned to each set of odd and even outputs in Trellis.

및

은 하기 <수학식 14>에 나타낸 바와 같이 동일한 집합 원소 개수(cardinality)를 가지는

의 모든 가능한 분할들을 나타낸다고 가정한다.

And

Has the same number of set elements (cardinality) as shown in the following <Equation 14>

It is assumed to represent all possible divisions of.

상기 <수학식 14>에서,

는 코드북,

및

은

의 부분 집합들, card(·)는 관련 집합의 집합 원소 개수를 나타내고,

는 공집합을 의미한다.

이고,

라고 가정한다. 만약, C_odd 및 C_even을 각각 홀수 및 짝수의 출력에 할당된 코드워드들의 집합으로 정의한다면, C_odd 및 C_even은 이하 <수학식 15>와 나타낼 수 있다. In <Equation 14> above,

Is the codebook,

And

silver

The subsets of, card(·) denote the number of set elements in the related set,

Means empty set.

ego,

Is assumed. If C _odd and C _even are defined as a set of codewords allocated to odd and even outputs, respectively, C _odd and C _even can be expressed by Equation 15 below.

상기 <수학식 15>에서, C_odd는 홀수 출력에 할당된 코드워드, C_even은 짝수 출력에 할당된 코드워드,

는 코드북,

및

은

의 부분 집합들,

는

의 m번째 코드워드를 의미한다. In the above <Equation 15>, C _odd is a codeword assigned to odd output, C _even is a codeword assigned to even output,

Is the codebook,

And

silver

Subsets of,

Is

Refers to the mth codeword of.

전수 검색(exhaustive search)을 통해, LTE 코드워드는 상기 <표 2>에 도시된 바와 같이 홀수 및 짝수의 트렐리스 출력에 할당될 수 있다. 짝수의 트렐리스 출력들 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14는 각각 LTE 코드워드들 인덱스 0, 4, 2, 6, 1, 5, 3, 7에 할당된다. 홀수의 트렐리스 출력들 1, 3, 5, 7, 9, 11, 13, 15는 각각 LTE 코드워드들 인덱스 8, 12, 10, 14, 9, 13, 11, 15에 할당된다. 상기 <표 2>는 LTE 코드워드와 트렐리스 출력 사이 매핑의 예시에 불과하다. 따라서 다른 형태의 코드워드와 트렐리스 출력 사이의 매핑이 가능할 것이다.
Through an exhaustive search, LTE codewords may be assigned to odd and even trellis outputs as shown in Table 2 above. Even-numbered trellis outputs 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, and 14 are assigned to LTE codewords indexes 0, 4, 2, 6, 1, 5, 3 and 7, respectively. Odd Trellis outputs 1, 3, 5, 7, 9, 11, 13, and 15 are assigned to LTE codewords indexes 8, 12, 10, 14, 9, 13, 11 and 15, respectively. Table 2 is only an example of mapping between LTE codewords and trellis outputs. Therefore, mapping between different types of codewords and trellis outputs will be possible.

한편 위의 설명에서, θ가 사전에 주어지는 것으로 가정되였다. 그러나, 상기 θ는 상기 <수학식 12>에서 최적화되어야 하는 파라미터이다. 전체 공간

에 대하여 검색하는 대신, θ를

(여기서,

)와 같이 파라미터화할 수 있고, 지정된 범위 Θ에 대한 검색은 하기 <수학식 16>와 같이 표현될 수 있다. Meanwhile, in the above description, it is assumed that θ is given in advance. However, θ is a parameter to be optimized in Equation 12. Total space

Instead of searching for

(here,

), and the search for the specified range Θ can be expressed as in Equation 16 below.

상기 <수학식 16>에서, C는 코드북, c는 코드북 내의 코드워드, Θ는 경로 집합, θ는 경로, h는 채널 벡터를 의미한다.In Equation 16, C denotes a codebook, c denotes a codeword in the codebook, Θ denotes a path set, θ denotes a path, and h denotes a channel vector.

결국, 상기 <수학식 16>의 해결 방법은 각각의 비터비 알고리즘이 주어진 θ로 실행될 때 비터비 알고리즘을 K회 수행함으로써 얻어진다. 이러한 병렬 검색은 복잡도만을 증가시킬 뿐 피드백 오버헤드는 증가시키지 않는다. 왜냐하면, θ는 송신단 측에서의 채널 재구성 과정 시 요구되지 않기 때문이다.
In the end, the solution to Equation 16 is obtained by performing the Viterbi algorithm K times when each Viterbi algorithm is executed with a given θ. This parallel search only increases the complexity and does not increase the feedback overhead. This is because θ is not required during the channel reconfiguration process at the transmitting end.

도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 양자화기의 다른 구현 예를 도시한다. 상기 도 15는 2/3 레이트 컨볼루션 부호기를 이용하여 트렐리스 부호 양자화기를 구현하는 예를 도시하며, 이를 통해 채널 엔트리 양자화당 1/2 비트가 출력될 수 있다. 상기 도 15에서, 인덱스가 작을수록 비트의 중요도는 덜하다. 예를 들어, b_in _,1은 LSB(Least Significant Bit)의 입력 비트이고, b_in _,2는 MSB(Most Significant Bit)의 입력 비트이다. 15 shows another example of implementation of a quantizer for quantizing channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. FIG. 15 shows an example of implementing a Trellis code quantizer using a 2/3 rate convolutional encoder, through which 1/2 bits per channel entry quantization may be output. In FIG. 15, the smaller the index, the less important the bit. For example, b _in _,1 is an input bit of LSB (Least Significant Bit), and b _in _,2 is an input bit of MSB (Most Significant Bit).

도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 트렐리스의 다른 예를 도시한다. 상기 도 16은 상기 도 15에 도시된 2/3 레이트 컨볼루션 부호기에 대응하는 트렐리스 구조의 표현을 나타낸다. 상기 도 16의 우측에 도시한 각 상태 천이는 좌측의 각 박스의 10진수를 이용하여 입/출력 관계로 나타낸 병렬 천이(parallel transition)로 구성된다. 예를 들어, 상태(state) 0으로부터 상태 1로의 점선으로 표시한 천이(1602)에서 1/4(10진수)는 입력=01/출력=100(2진수)에 대응한다. 16 illustrates another example of trellis for quantization of channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. FIG. 16 shows a representation of a trellis structure corresponding to the 2/3 rate convolutional encoder shown in FIG. 15. Each state transition shown on the right side of FIG. 16 is composed of a parallel transition expressed in an input/output relationship using the decimal number of each box on the left. For example, 1/4 (decimal) in the transition 1602 indicated by the dotted line from state 0 to state 1 corresponds to input = 01/output = 100 (binary).

이하 <표 3>은 3GPP LTE 4TX 랭크1 코드워드들을 상기 도 16에 도시된 트렐리스 구조의 출력들에 매핑하기 위한 테이블을 나타낸다. Table 3 below shows a table for mapping 3GPP LTE 4TX rank 1 codewords to outputs of the trellis structure illustrated in FIG. 16.

상기 도 13에 도시된 3/4 레이트 컨볼루션 부호기를 상기 도 15에 도시된 바와 같은 2/3 레이트 컨볼루션 부호기로 변경함으로써, 채널 엔트리 양자화당 1/2비트를 갖는 TEC를 용이하게 구현할 수 있다. By changing the 3/4 rate convolutional coder shown in FIG. 13 to a 2/3 rate convolutional coder as shown in FIG. 15, a TEC having 1/2 bit per channel entry quantization can be easily implemented. .

채널 엔트리 양자화 당 1/2 비트의 경우, 상기 <표 3>에 도시된 바와 같이 홀수 및 짝수의 트렐리스 출력에 LTE 코드워드를 할당한다. 짝수의 트렐리스 출력들 0, 2, 4, 6은 각각 LTE 코드워드들 인덱스 0, 1, 2, 3에 할당된다. 홀수의 트렐리스 출력들 1, 3, 5, 7은 각각 LTE 코드워드들 인덱스 4, 5, 6, 7에 할당된다. 상기 <표 3>는 LTE 코드워드와 트렐리스 출력 사이 매핑의 예시에 불과하다. 따라서 다른 형태의 코드워드와 트렐리스 출력 사이의 매핑이 가능할 것이다.
In the case of 1/2 bit per channel entry quantization, LTE codewords are allocated to odd-numbered and even-numbered trellis outputs as shown in Table 3 above. Even-numbered trellis outputs 0, 2, 4, and 6 are assigned to LTE codeword indexes 0, 1, 2, and 3, respectively. The odd number of trellis outputs 1, 3, 5, and 7 are assigned to LTE codeword indexes 4, 5, 6, and 7, respectively. Table 3 is only an example of mapping between an LTE codeword and a trellis output. Therefore, mapping between different types of codewords and trellis outputs will be possible.

이하 도 17 내지 이하 도 20을 참고하여, 본 발명은 채널 정보를 재구성하는 과정을 설명한다. 이하 도 17 내지 이하 도 20은 LTE 4TX 코드북을 이용하는 트렐리스 확장 코드북을 가지고, 채널 엔트리 양자화당 1/2 비트를 출력하는 양자화 동작에 대응하는 채널 정보 재구성을 예시한다.Hereinafter, with reference to FIGS. 17 to 20, the present invention describes a process of reconfiguring channel information. Hereinafter, FIGS. 17 to 20 illustrate reconstruction of channel information corresponding to a quantization operation of outputting 1/2 bit per channel entry quantization with a Trellis extension codebook using an LTE 4TX codebook.

송신 안테나의 개수(M)가 16개이고, 채널 벡터 h는 상기 도 17에 도시된 바와 같고,

라고 가정한다. 그러므로 채널 벡터 h를 양자화하기 위하여 비터비 알고리즘은 2회 실행된다. M=16의 크기를 가지는 채널 벡터 h는 M/L(=16/4=4)개의 그룹들(또는 채널 엔트리) 1701 내지 1704로 분할된다. 각 그룹의 채널 벡터는 코드북으로부터 선택된 코드북 중에서 대응하는 코드 벡터들의 분할된 그룹들을 이용하여 트렐리스 부호 양자화된다. The number of transmission antennas (M) is 16, the channel vector h is as shown in FIG. 17,

Is assumed. Therefore, the Viterbi algorithm is executed twice to quantize the channel vector h. A channel vector h having a size of M=16 is divided into M/L (=16/4=4) groups (or channel entries) 1701 to 1704. The channel vector of each group is quantized with trellis codes using divided groups of corresponding code vectors from among codebooks selected from the codebook.

기존의 LTE 코드백을 그대로 사용하여 채널 정보를 양자화하는 경우에는 송신 안테나의 개수에 비례하여 피드백 정보의 비트 수가 결정된다. 예를 들어, 송신 안테나의 개수가 16개인 경우 피드백 정보는 16비트로 결정된다. 그러나 본 발명의 실시 예에 따르면 2/3 레이트 컨볼루션 부호기를 트렐리스 부호 양자화에 이용하는 경우 각 채널 벡터의 그룹별 양자화 결과는 2비트로 결정될 수 있으며, 이러한 경우 채널 벡터의 4개로 분할되었으므로, 결과적인 피드백 정보는 8비트로 구현이 가능하다. When channel information is quantized using the existing LTE codeback as it is, the number of bits of the feedback information is determined in proportion to the number of transmit antennas. For example, if the number of transmit antennas is 16, the feedback information is determined as 16 bits. However, according to an embodiment of the present invention, when a 2/3 rate convolutional coder is used for Trellis code quantization, the quantization result for each group of each channel vector may be determined as 2 bits. In this case, since the result is divided into 4 channel vectors. Feedback information can be implemented in 8 bits.

도 19 및 도 20는 각각 θ=0, θ=π일 때 비터비 알고리즘에 의한 경로 검색을 도시한다. 도 19에서 점선으로 표시된 경로는 최소의 경로 메트릭 m(0)=4.8357 을 가지는 최적의 경로를 나타낸다. 최적 경로의 입력 시퀀스는 2진수 [10,10,01,01]이다. 도 20에서 점선으로 표시된 경로는 최소의 경로 메트릭 을 가지는 최적의 경로를 나타낸다. 최적 경로의 입력 시퀀스는 2진수 [01,00,11,11]이다. m(0)<m(π), θ_opt=0 이므로, 최적의 경로는 도 19에 도시된 경로가 된다. 따라서 피드백 시퀀스는 b_opt=[10,10,01,01]이 된다. 19 and 20 illustrate path search by the Viterbi algorithm when θ=0 and θ=π, respectively. A route indicated by a dotted line in FIG. 19 represents an optimal route with a minimum route metric m(0)=4.8357. The input sequence of the optimal path is binary [10,10,01,01]. A route indicated by a dotted line in FIG. 20 represents an optimal route with a minimum route metric. The input sequence of the optimal path is binary [01,00,11,11]. Since m(0)<m(π), θ _opt =0, the optimal path becomes the path shown in FIG. 19. Therefore, the feedback sequence is b _opt =[10,10,01,01].

송신단 측에서, b_opt=[10,10,01,01]은 도 11a에 도시된 컨볼루션 부호기의 입력이 되고, 대응하는 컨볼루션 부호기의 출력 시퀀스는 2진수로 [010, 110, 000, 101]로 주어진다. At the transmitting end, b _opt =[10,10,01,01] becomes the input of the convolutional encoder shown in FIG. 11A, and the output sequence of the corresponding convolutional encoder is [010, 110, 000, 101] in binary. ].

상기 <표 3>에 도시된 매핑 테이블에 따를 때, 출력 시퀀스는 LTE 코드워드 W₁ ^{1}, W₃ ^{1}, W₀ ^{1} 및 W₆ ^{1}에 대응하고, 정규화 전의 양자화된 채널 벡터

는 도 18에 도시된 바와 같다. 결과적으로, 최적의 코드워드는 이하 <수학식 17>과 같다. According to the mapping table shown in Table 3, the output sequence corresponds to LTE codewords W ₁ ^{1} , W ₃ ^{1} , W ₀ ^{1} and W ₆ ^{1} , and quantization before normalization. Channel vector

Is as shown in FIG. 18. As a result, the optimal codeword is as shown in Equation 17 below.

상기 <수학식 17>에서, c_opt는 최적의 코드워드,

는 양자화된 채널 벡터를 의미한다.
In the above <Equation 17>, c _opt is the optimal codeword,

Denotes a quantized channel vector.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시 예들은 3GPP LTE 4TX 랭크1 코드북에 적용되는 경우를 예로 하여 설명되었으나, 본 발명의 실시 예들은 상위 랭크(higher rank)의 경우들에 동일하게 적용될 수 있다. The embodiments of the present invention as described above have been described as an example of being applied to a 3GPP LTE 4TX rank 1 codebook, but embodiments of the present invention may be equally applied to cases of a higher rank.

상기 <표 2> 또는 상기 <표 3>에서와 같은 트렐리스 출력에 상위 랭크 코드워드를 매핑함으로써 상위 랭크 경우에 트렐리스 확장 코드북(TEC)을 확장할 수 있다. TEC는 TEC를 위해 재사용되는 코드북의 직교 속성을 유지할 수 있다. 상위 랭크의 경우를 위해 상기 <표 2> 또는 상기 <표 3>에 도시한 바와 동일한 매핑 규칙이 사용함으로써 LTE 코드북의 네스티드 속성(nested property)을 모방할 수 있다. 이러한 매핑 규칙은 예시에 불과한 바 다른 매핑 규칙의 사용도 가능하다.
By mapping the higher rank codeword to the trellis output as shown in Table 2 or Table 3, the Trellis extension codebook (TEC) can be extended in the case of higher rank. The TEC can maintain the orthogonal properties of codebooks that are reused for the TEC. For the case of a higher rank, the same mapping rule as shown in Table 2 or Table 3 is used to mimic the nested property of the LTE codebook. These mapping rules are only examples, and other mapping rules may be used.

TE-SPA 방안에 따른 채널 정보 양자화 및 재구성은 다음과 같이 수행될 수 있다. 상기 TE-SPA 방안에 따르면, 수신단은 트렐리스 부호 양자화된 결과에 대하여 위상을 조정하여 피드백한다. 상기 TE-SPA 방안은 TEC 방안에 추가하여 양자화된 채널의 블록에 대하여 후속하여 위상 조정을 위한 트렐리스 구조를 이용함으로써 성능을 더 개선할 수 있다. 상기 TE-SPA는 LTE-A의

구조와 유사하다. 상기 TEC 및 상기 TE-SPA는 각각 긴-주기/광대역 채널 정보 및 짧은-주기/부대역 채널 정보로 간주될 수 있다.
Channel information quantization and reconfiguration according to the TE-SPA scheme may be performed as follows. According to the TE-SPA scheme, the receiving end adjusts the phase of the trellis code quantized result and feeds it back. In addition to the TEC scheme, the TE-SPA scheme may further improve performance by using a trellis structure for phase adjustment subsequent to a block of quantized channels. The TE-SPA is LTE-A

It is similar to the structure. The TEC and the TE-SPA may be regarded as long-period/wideband channel information and short-period/subband channel information, respectively.

상기 TE-SPA 방안을 위해, 상기 수신단은 상기 <표 1>과 같은 코드북을 저장할 수 있다. 상기 수신단은 상기 코드북에 저장된 복수의 코드북들 중에서 선택된 코드북을 이용하여 채널 정보를 트렐리스 부호 양자화한다. 그리고, 상기 수신단은 양자화 결과를 미리 정의된 위상만큼 조정하고, 위상 조정된 양자화 결과를 생성한다. 상기 수신단은 상기 양자화된 채널 정보를 포함하는 피드백 정보를 생성한다. 또한, 상기 수신단은 양자화 및 위상 조정된 채널 정보를 포함하는 2차(secondary) 피드백 정보를 생성한다. 상기 수신단은 상기 생성된 피드백 정보 및/또는 2차 피드백 정보를 송신단으로 송신한다. 상기 수신단은 피드백 정보를 제1주기 간격으로 송신하고, 2차 피드백 정보를 제2주기 간격으로 송신한다. 일 실시 예에서, 상기 제2주기 간격은 상기 제1주기 간격보다 짧도록 설정된다. 일 실시 예에 따르면, 상기 수신단의 피드백 정보 생성 동작은 이하 도 21에 도시된 바와 같은 방식으로 이루어질 수 있다. 즉, 제1시점에서 양자화된 결과를 포함하는 피드백 정보가 생성되어 송신되고, 이후 제2시점 및 제3시점에서는 양자화기 230에 의해 양자화된 결과에 대한 위상 조정 결과를 포함하는 2차 피드백 정보가 생성되어 송신될 수 있다.
For the TE-SPA scheme, the receiver may store a codebook as shown in Table 1 above. The receiving end quantizes the channel information by using a codebook selected from among a plurality of codebooks stored in the codebook. In addition, the receiving end adjusts the quantization result by a predetermined phase and generates a phase-adjusted quantization result. The receiving end generates feedback information including the quantized channel information. In addition, the receiving end generates secondary feedback information including quantized and phase-adjusted channel information. The receiving end transmits the generated feedback information and/or secondary feedback information to the transmitting end. The receiving end transmits feedback information at a first periodic interval, and transmits secondary feedback information at a second periodic interval. In one embodiment, the second periodic interval is set to be shorter than the first periodic interval. According to an embodiment, the operation of generating feedback information by the receiving end may be performed in a manner as illustrated in FIG. 21 below. That is, feedback information including the quantized result at the first time point is generated and transmitted, and at the second time point and at the third time point, secondary feedback information including the phase adjustment result for the quantized result by the quantizer 230 It can be created and transmitted.

상기 TE-SPA 방안을 위해, 송신단은 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한다. 상기 피드백 정보는 트렐리스 부호 양자화된 결과를 포함한다. 이러한 피드백 정보는 상기 수신단에 의해 복수의 코드북들 중에서 선택된 코드북을 이용하여 채널 정보를 상기 트렐리스 부호 양자화함에 의해 생성된다. 상기 트렐리스 부호 양자화 동작은 상기 채널 정보와 상기 선택된 코드북에 포함되는 코드워드들을 각각 다수의 채널 벡터들의 블록들과 다수의 코드워드들의 그룹들로 분할하고(truncate), 상기 각 채널 벡터들의 블록들을 상기 각 코드워드들의 그룹들을 이용하여 양자화하는 동작을 포함한다. 상기 송신단은 상기 피드백 정보를 컨볼루션 부호화한다. 예를 들어, 상기 컨볼루션 부호는 3/4 레이트 컨볼루션 부호, 2/3 레이트 컨볼루션 부호 또는 임의의 레이트를 가지는 컨볼루션 부호 중의 하나를 포함할 수 있다. 그리고, 상기 송신단은 상기 컨볼루션 부호화 결과, 즉, 트렐리스 출력을 미리 정의된 매핑 규칙(예: 상기 <표 2>, 상기 <표 3>)에 따른 코드워드들로 매핑한다. 또한, 상기 송신단은 상기 컨볼루션 부호화 결과, 즉, 트렐리스 출력을 미리 정의된 매핑 규칙(예: 이하 <표 4>, 이하 <표 5>)에 따른 위상들로 매핑한다. 상기 송신단은 상기 매핑된 코드워드들 또는 위상들에 따라 채널 벡터를 재구성한다.
For the TE-SPA scheme, the transmitting end receives feedback information from the receiving end. The feedback information includes a Trellis code quantized result. This feedback information is generated by quantizing the trellis code of channel information using a codebook selected from a plurality of codebooks by the receiving end. The trellis code quantization operation divides the channel information and the codewords included in the selected codebook into blocks of a plurality of channel vectors and groups of a plurality of codewords, respectively, and blocks of the channel vectors And quantizing them using the groups of each of the codewords. The transmitting end convolutionally encodes the feedback information. For example, the convolutional code may include one of a 3/4 rate convolutional code, a 2/3 rate convolutional code, or a convolutional code having an arbitrary rate. In addition, the transmitting end maps the result of the convolutional encoding, that is, the trellis output, to codewords according to a predefined mapping rule (eg, <Table 2> and <Table 3>). In addition, the transmitting end maps the convolutional encoding result, that is, the trellis output, to phases according to a predefined mapping rule (eg, <Table 4> and <Table 5>). The transmitting end reconstructs a channel vector according to the mapped codewords or phases.

도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 피드백 절차를 도시한다.21 illustrates a channel information feedback procedure in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.

도 21을 참고하면, 2101단계에서, 송신단 110은 파일럿 신호를 송신하고, 수신단 120은 송신단 110으로부터 송신된 파일럿 신호를 수신한다. 2103단계에서, 상기 수신단 120은 수신된 파일럿 신호를 이용하여 채널을 추정한다. 2105단계에서, 상기 수신단 120은 트렐리스 확장 코드북을 이용하여 수신된 채널을 양자화한다. 2107단계에서, 상기 수신단 120은 양자화 결과 선택된 최적의 코드워드 인덱스

를 피드백 정보로서 상기 송신단 110으로 피드백한다. 2109단계에서, 상기 송신단 110은 상기 수신단 120으로부터 피드백된 정보에 기초하여 채널 벡터를 재구성하고, 이 재구성된 채널 벡터를 이용하여 데이터를 전송한다. Referring to FIG. 21, in step 2101, a transmitting end 110 transmits a pilot signal, and a receiving end 120 receives a pilot signal transmitted from the transmitting end 110. In step 2103, the receiving terminal 120 estimates a channel using the received pilot signal. In step 2105, the receiving end 120 quantizes the received channel using the Trellis extension codebook. In step 2107, the receiving end 120 is the optimal codeword index selected as a result of quantization.

Is fed back to the transmitter 110 as feedback information. In step 2109, the transmitter 110 reconstructs a channel vector based on information fed back from the receiver 120, and transmits data using the reconstructed channel vector.

이어, 2111단계에서, 상기 송신단 110은 파일럿 신호를 송신하고, 상기 수신단 120은 상기 송신단 110으로부터 송신된 파일럿 신호를 수신한다. 2113단계에서, 상기 수신단 120은 상기 파일럿 신호를 이용하여 채널을 추정한다. 2115단계에서, 상기 수신단 120은 이전에 송신된 최적의 코드워드 인덱스

을 위상조정 행렬 R1을 이용하여 회전(이하 도 22의 가운데 도면 참고)시킴으로써 채널 양자화 결과를 출력한다. 2117단계에서, 상기 수신단 120은 양자화 결과에 따른 코드워드 인덱스

을 추가 피드백 정보로서 상기 송신단 110으로 피드백한다. 2119단계에서, 상기 송신단 110은 상기 수신단 120으로부터 피드백된 정보에 기초하여 채널 벡터를 재구성하고, 이 재구성된 채널 벡터를 이용하여 데이터를 전송한다.Subsequently, in step 2111, the transmitting terminal 110 transmits a pilot signal, and the receiving terminal 120 receives the pilot signal transmitted from the transmitting terminal 110. In step 2113, the receiving terminal 120 estimates a channel using the pilot signal. In step 2115, the receiving end 120 is the optimal codeword index transmitted previously

The channel quantization result is output by rotating (refer to the center figure of FIG. 22 below) using the phase adjustment matrix R1. In step 2117, the receiving end 120 is a codeword index according to the quantization result

Is fed back to the transmitter 110 as additional feedback information. In step 2119, the transmitter 110 reconstructs a channel vector based on information fed back from the receiver 120, and transmits data using the reconstructed channel vector.

이후, 2121단계에서, 상기 송신단 110은 파일럿 신호를 송신하고, 상기 수신단 120은 송신단 110으로부터 송신된 파일럿 신호를 수신한다. 2123단계에서, 상기 수신단 120은 수신된 파일럿 신호를 이용하여 채널을 추정한다. 2125단계에서, 상기 수신단 120은 이전에 송신된 최적의 코드워드 인덱스

을 위상조정 행렬 R2를 이용하여 회전(도 22의 오른쪽 도면 참고)시킴으로써 채널 양자화 결과를 출력한다. 2127단계에서, 상기 수신단 120은 양자화 결과에 따른 코드워드 인덱스

을 추가 피드백 정보로서 상기 송신단 110으로 피드백한다. 2129단계에서, 상기 송신단 110은 수신단 120으로부터 피드백된 정보에 기초하여 채널 벡터를 재구성하고, 재구성된 채널 벡터를 이용하여 데이터를 전송한다.Thereafter, in step 2121, the transmitting end 110 transmits a pilot signal, and the receiving end 120 receives the pilot signal transmitted from the transmitting end 110. In step 2123, the receiving terminal 120 estimates a channel using the received pilot signal. In step 2125, the receiving end 120 is the optimal codeword index previously transmitted

The channel quantization result is output by rotating (refer to the right figure in FIG. 22) using the phase adjustment matrix R2. In step 2127, the receiving end 120 is a codeword index according to the quantization result

Is fed back to the transmitter 110 as additional feedback information. In step 2129, the transmitting end 110 reconstructs a channel vector based on information fed back from the receiving end 120, and transmits data using the reconstructed channel vector.

여기서는 수신단 120이 피드백 정보(광대역/장기간 피드백 정보)를 1회 피드백한 이후에 추가 피드백 정보(서브대역/짧은-주기 피드백 정보)를 2회 피드백하는 예로서 설명되고 있다. 그러나 수신단 120에서 추가 피드백 정보의 송신은 적절한 횟수로 이루어질 수 있다.Here, it is described as an example in which the receiving end 120 feeds back the feedback information (broadband/long-term feedback information) once and then feeds back additional feedback information (subband/short-period feedback information) twice. However, the reception terminal 120 may transmit the additional feedback information at an appropriate number of times.

상기 도 21에 도시된 절차에서, 상기 수신단 120은 2105단계, 2115단계, 2125단계에서 양자화된 채널 정보를 생성한다. 이때, 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 수신단은 서로 다른 인덱싱 규칙으로 구성된 채널 벡터들을 이용하여 다수의 후보들을 생성하고, 상기 후보들 중 하나를 양자화할 수 있다. 여기서, 상기 서로 다른 인덱싱 규칙으로 구성된 채널 벡터들은 수평 도메인 채널 벡터 및 수직 도메인 채널 벡터를 포함한다.In the procedure shown in FIG. 21, the receiving terminal 120 generates quantized channel information in steps 2105, 2115, and 2125. In this case, according to an embodiment of the present invention, the receiving end may generate a plurality of candidates using channel vectors composed of different indexing rules and quantize one of the candidates. Here, the channel vectors composed of the different indexing rules include a horizontal domain channel vector and a vertical domain channel vector.

본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 도 17에 도시된 바와 같은 채널 정보를 가지는 경우, 즉, 송신단의 송신 안테나 개수가 M=16인 경우에, 2/3 레이트 컨볼루션 부호를 트렐리스 부호 양자화에 이용한다면, 긴-주기에 전송되는 피드백 정보는 8비트로 구현될 수 있다. 반면에, 상기 TE-SPA의 경우, 상기 TEC의 경우에 비해 위상 조정 정보만을 제공하면 되므로, 짧은-주기에 전송 추가 피드백 정보는 더 적은 비트 수(예: 4비트)로 구현될 수 있다.
According to an embodiment of the present invention, in the case of having channel information as shown in FIG. 17, that is, when the number of transmission antennas of the transmitting end is M=16, a 2/3 rate convolutional code is quantized with a trellis code. If used for, feedback information transmitted in a long-period can be implemented in 8 bits. On the other hand, in the case of the TE-SPA, since only phase adjustment information needs to be provided compared to the case of the TEC, transmission additional feedback information in a short-period may be implemented with a smaller number of bits (eg, 4 bits).

설명의 단순화를 위해 위상 조정을 위한 블록의 크기는 TEC를 위해 사용된 VQ 코드북과 동일하다고 가정할 것이지만, 상이한 크기도 가능하다. For simplicity of explanation, it will be assumed that the size of the block for phase adjustment is the same as the VQ codebook used for the TEC, but different sizes are possible.

이전에 양자화된 채널 정보

은 하기 <수학식 18>과 같은 블록 단위 위상 조정 행렬(block-wise phase adjustment matrix) R_k에 의해 회전된다. Previously quantized channel information

Is rotated by a block-wise phase adjustment matrix R _k as shown in Equation 18 below.

상기 <수학식 18>에서, R_k는 위상 조정 행렬, M는 안테나 개수, L는 블록 크기,

는 크로네커 곱, 1_L은 길이(L)를 가지는 모두 1인 열 벡터(all 1 column vector)를 의미한다..In the <Equation 18>, R _k is a phase adjustment matrix, M is the number of antennas, L is a block size,

Is the Kronecker product, and 1 _L is an all 1 column vector with a length (L).

다음으로, 현재 양자화된 채널 정보

는 하기 <수학식 19>와 같다. Next, current quantized channel information

Is as shown in Equation 19 below.

상기 <수학식 19>에서,

는 R_k에 의해 위상 조정된 양자화된 채널 정보, R_k는 위상 조정 행렬을 의미한다.In the above <Equation 19>,

Denotes quantized channel information phase-adjusted by R _k , and R _k denotes a phase adjustment matrix.

이러한 트렐리스 구조는 비터비 알고리즘을 이용하여 하기 <수학식 19>을 최소화하는 R_k에서의

값들을 계산하도록 사용되어진다. 이 구조는 TEC를 위한 트렐리스와 상이할 수 있다. This trellis structure is used in R _k that minimizes the following <Equation 19> using the Viterbi algorithm.

It is used to calculate values. This structure can be different from Trellis for TEC.

상기 <수학식 20에서, R_k는 위상 조정 행렬, Θ는 경로 집합, θ는 경로, h_k는 채널 벡터,

는 R_k에 의해 위상 조정된 양자화된 채널 정보를 의미한다.In Equation 20, R _k is a phase adjustment matrix, Θ is a set of paths, θ is a path, h _k is a channel vector,

Denotes quantized channel information phase-adjusted by R _k .

제1상태 천이는 도 19 및 도 20에 도시된 바와 같이 제한된 수의 브랜치들(branches)을 경험한다. 이러한 손실을 경감시키고 더욱이 시간별 양자화 오류를 줄이기 위하여 트렐리스 최적화 전에 '블록 쉬프팅(block shifting)'이 적용된다.

및

를 각각 k의 엘리먼트들을 가지는 벡터 a 및 행렬 A의 대각 엔트리들(diagonal entries)의 순환 쉬프팅(circular shifting)으로 가정한다. 예를 들어,

이면,

이다. The first state transition experiences a limited number of branches as shown in FIGS. 19 and 20. In order to alleviate this loss and further reduce quantization errors over time,'block shifting' is applied before trellis optimization.

And

It is assumed that is a circular shifting of diagonal entries of a vector a and a matrix A having k elements, respectively. E.g,

If,

to be.

다음에, <수학식 20>에서 최적화 문제는 하기 <수학식 21>와 같이 다시 쓰여질 수 있으며, 양자화된 채널 벡터 는 하기 <수학식 22>와 같다. Next, the optimization problem in Equation 20 can be rewritten as Equation 21 below, and the quantized channel vector is as Equation 22 below.

상기 <수학식 21> 및 상기 <수학식 22>에서, R_k는 위상 조정 행렬, Θ는 경로 집합, θ는 경로, h_k는 채널 벡터, L은 블록 크기,

는 R_k에 의해 위상 조정된 양자화된 채널 정보를 의미한다.In the <Equation 21> and <Equation 22>, R _k is a phase adjustment matrix, Θ is a path set, θ is a path, h _k is a channel vector, L is a block size,

Denotes quantized channel information phase-adjusted by R _k .

쉬프팅을 가지는 TE-SPA의 개념적인 설명이 이하 도 22에 도시된다. 도 22는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 양자화 결과에 대한 위상 조정을 도시한다. 상기 도 22를 참고하면, 시간 k에서 제1상태 천이로부터 위상 조정

이 k에 따라 서로 다른 블록들에 곱해진다. 예를 들어, 시간 k=0에서 위상 조정

은 채널 벡터의 4개 코드워드들의 블록에 곱해지며, 시간 k=1에서 위상 조정

은 채널 벡터의 5개 코드워드들의 블록에 곱해지며, 시간 k=2에서 위상 조정

은 채널 벡터의 4개 코드워드들의 블록에 곱해진다. A conceptual description of TE-SPA with shifting is shown in FIG. 22 below. 22 illustrates a phase adjustment for a channel quantization result in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 22, the phase adjustment from the first state transition at time k

Different blocks are multiplied according to this k. For example, phase adjustment at time k=0

Is multiplied by a block of 4 codewords of the channel vector and phase adjusted at time k=1

Is multiplied by a block of 5 codewords of the channel vector, and phase adjusted at time k=2

Is multiplied by a block of 4 codewords of the channel vector.

본 발명의 실시 예에 따라, 채널 벡터에 대한 2개의 도메인들이 고려되므로, 상술한 과정은 상기

의 교란된(perturbed) 버전(version)인

에 대하여도 수행된다. 여기서,

이다. 이에 따라, 하기 도 23과 같이, 2개의 도메인들에 따라 서로 다르게 블록화된 안테나들에 위상 조정이 적용될 수 있다. According to an embodiment of the present invention, since two domains for a channel vector are considered, the above-described process is

The perturbed version of

It is also done for. here,

to be. Accordingly, as shown in FIG. 23 below, phase adjustment may be applied to antennas that are differently blocked according to two domains.

도 23은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 안테나 그룹에 적용되는 위상들을 도시한다. 상기 도 23에서, (a)는 수평 도메인으로 블록화된 경우, (b)는 수직 도메인으로 블록화된 경우를 도시한다. 하나의 안테나 그룹에는 동일한 위상(common phase)이 적용된다. 수직 도메인이 선호하는 도메인으로서 선택된 경우, 수신단은 상기 도 5의 (a)와 같이 수직 방향으로 안테나 그룹들의 안테나 그룹들의 위상들의 관계(relation)을 조정할 수 있다. 유사하게, 수평 도메인이 선호하는 도메인으로서 선택된 경우, 수신단은 상기 도 5의 (b)와 같이 수평 방향으로 안테나 그룹들의 안테나 그룹들의 위상들의 관계(relation)을 조정할 수 있다.
23 illustrates phases applied to an antenna group in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. In FIG. 23, (a) shows a case where it is blocked in a horizontal domain, and (b) shows a case where it is blocked in a vertical domain. The same phase is applied to one antenna group. When the vertical domain is selected as the preferred domain, the receiving end may adjust the relationship between the phases of the antenna groups of the antenna groups in the vertical direction as shown in FIG. 5A. Similarly, when the horizontal domain is selected as the preferred domain, the receiving end may adjust the relationship between the phases of the antenna groups of the antenna groups in the horizontal direction as shown in FIG. 5B.

각 도메인에 대하여, 채널 정보의 양자화는 다음과 같이 수행될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 TE-SPA를 위해 채널 엔트리 양자화 결과가 1/2 비트인 경우 및 1/4비트인 경우의 2가지의 서로 다른 트렐리스 구조가 적용될 수 있다. 상기 TE-SPA를 위해 채널 엔트리 양자화 결과가 1/2 비트인 경우, 트렐리스 출력 및 위상의 대응 관계는 하기 <표 4>와 같이 정의될 수 있다.For each domain, quantization of channel information may be performed as follows. For TE-SPA according to an embodiment of the present invention, two different trellis structures may be applied when the channel entry quantization result is 1/2 bit and 1/4 bit. When the channel entry quantization result for the TE-SPA is 1/2 bit, the correspondence between the trellis output and the phase may be defined as shown in Table 4 below.

상기 <표 4>에 예시된 위상 값들에 대응하는 컨볼루션 부호기는 상기 도 13에 도시된 바와 같이 2/3 레이트 컨볼루션 부호기이며, 이에 대응하는 트렐리스 구조는 상기 도 14에 도시된 바와 같다. The convolutional encoder corresponding to the phase values illustrated in Table 4 is a 2/3 rate convolutional encoder as shown in FIG. 13, and the corresponding trellis structure is as shown in FIG. 14. .

채널 엔트리 양자화 당 1/2 비트의 경우, 상기 <표 5>에 도시된 바와 같이 홀수 및 짝수의 트렐리스 출력에 위상이 할당될 수 있다. 짝수의 트렐리스 출력들 0, 2, 4, 6은 각각 위상들 인덱스 0, 2/8π, 4/8π, 6/8π 에 할당된다. 홀수의 트렐리스 출력들 1, 3, 5, 7은 각각 위상들 인덱스 1/8π, 3/8π, 5/8π, 7/8π 에 할당된다. 상기 <표 5>는 위상들과 트렐리스 출력 사이 매핑의 예시에 불과하다. 따라서 다른 형태의 위상들과 트렐리스 출력 사이의 매핑이 가능할 것이다.
In the case of 1/2 bit per channel entry quantization, a phase may be allocated to odd-numbered and even-numbered trellis outputs as shown in Table 5 above. Even-numbered trellis outputs 0, 2, 4, and 6 are assigned to phase indexes 0, 2/8π, 4/8π, and 6/8π, respectively. Odd trellis outputs 1, 3, 5, and 7 are assigned to phase indexes 1/8π, 3/8π, 5/8π, and 7/8π, respectively. Table 5 is only an example of mapping between phases and trellis output. Thus, mapping between different types of phases and the trellis output would be possible.

도 24는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 양자화기의 또 다른 구현 예를, 도 25는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 정보 양자화를 위한 트렐리스의 또 다른 예를 도시한다. 상기 도 24는 상기 TE-SPA를 위해 채널 엔트리 양자화 결과가 1/4 비트인 경우를 나타낸다. 상기 도 24는 1/2 레이트 컨볼루션 부호기를 예시하며, 상기 도 24에 예시된 양자화기에 대응하는 트렐리스 구조는 상기 도 25에 도시된 바와 같다. FIG. 24 is another implementation example of a quantizer for quantizing channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention, and FIG. 25 is a trellis diagram for quantizing channel information in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. Shows another example of. 24 shows a case in which the channel entry quantization result is 1/4 bit for the TE-SPA. 24 illustrates a 1/2 rate convolutional encoder, and a trellis structure corresponding to the quantizer illustrated in FIG. 24 is as shown in FIG. 25.

채널 엔트리 양자화 당 142 비트의 경우, 이하 <표 5>와 같이 트렐리스 출력 및 위상의 대응 관계가 정의될 수 있다.In the case of 142 bits per channel entry quantization, a correspondence relationship between trellis output and phase may be defined as shown in Table 5 below.

상기 <표 5>와 같이, 홀수 및 짝수의 트렐리스 출력에 위상이 할당될 수 있다. 짝수의 트렐리스 출력들 0, 2는 각각 위상들 인덱스 0, 2/4π에 할당된다. 홀수의 트렐리스 출력들 1, 3은 각각 위상들 인덱스 1/4π, 3/4π에 할당된다. 상기 <표 5>는 위상들 및 트렐리스 출력 사이 매핑의 예시에 불과하다. 따라서 다른 형태의 위상들과 트렐리스 출력 사이의 매핑이 가능할 것이다.
As shown in Table 5, phases may be assigned to odd-numbered and even-numbered trellis outputs. Even-numbered trellis outputs 0 and 2 are assigned to phases indices 0 and 2/4π, respectively. Odd trellis outputs 1 and 3 are assigned to the phases index 1/4π and 3/4π, respectively. Table 5 is only an example of the mapping between the phases and the trellis output. Thus, mapping between different types of phases and the trellis output would be possible.

본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 성능을 평가하기 위한 모의 실험 결과는 다음과 같다. 상기 모의 실험에서, 송신단의 안테나 개수 M은 32로 설정되었고, 수신단의 안테나 개수는 1로 설정되었다. 채널은 하기 <수학식 23>과 같은 특성을 가지는 것으로 정의된다.Simulation results for evaluating the performance of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention are as follows. In the above simulation, the number M of antennas at the transmitting end is set to 32, and the number of antennas at the receiving end is set to 1. The channel is defined as having characteristics as shown in Equation 23 below.

상기 <수학식 23>에서, h[n]은 M×1 크기를 가지는 시간 n에서의 채널 벡터, η은 일시적 상관 계수(temporal correlation coefficient), R=E[h[n]^Hh[n]]은 공간적 상관 행렬(spatial correlation matrix),

은 시간 n에서의 이노베이션 프로세스(innovation process)를 의미한다. 상기 R은 [5]의 모델에 따르며, η=0.9881이다.In Equation 23, h[n] is a channel vector at time n having a size of M×1, η is a temporary correlation coefficient, and R=E[h[n] ^H h[n] ] Is a spatial correlation matrix,

Denotes the innovation process at time n. R is according to the model of [5], and η = 0.9881.

빔포밍 이득은 하기 <수학식 24>와 같은 성능 지표(performance metric )로 정의될 수 있다.The beamforming gain may be defined as a performance metric as shown in Equation 24 below.

상기 <수학식 24>에서, h[n]은 M×1 크기를 가지는 시간 n에서의 채널 벡터, c_opt는 시간 n에서의 최적의 코드워드를 의미한다.In Equation 24, h[n] denotes a channel vector at time n having an M×1 size, and c _opt denotes an optimal codeword at time n.

상술한 조건들을 전제로 수행된 모의 실험 결과는 이하 도 26과 같다. 도 26은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에 대한 모의 실험 결과를 도시한다. 상기 도 26은 4개의 서로 다른 기법들을 비교하여 도시한다. 상기 4개의 기법들은 32TX DFT 코드북을 사용한 기법, 4TX/8TX DFT 코드북을 이용한 크로네커 곱 기반 방식(Kronecker product-based approach)의 기법, TEC/TE-SPA 기법, 본 발명에 따르는 기법이다.The simulation results performed on the premise of the above-described conditions are shown in FIG. 26 below. 26 shows simulation results for a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. 26 shows a comparison of four different techniques. The four techniques are a technique using a 32TX DFT codebook, a Kronecker product-based approach using a 4TX/8TX DFT codebook, a TEC/TE-SPA technique, and a technique according to the present invention.

상기 32TX DFT 코드북을 사용한 기법 및 상기 TEC/TE-SPA 기법은 B_tot=16, 즉, 16 비트의 피드백 오버헤드를 가진다. 반면, 4TX/8TX DFT 코드북을 이용한 크로네커 곱 기반 방식의 기법 및 본 발명의 기법은 B_tot=17, 즉, 17비트의 피드백 오버헤드를 가진다. 상기 17 비트는 4TX DFT 코드북 및 8TX DFT 코드북을 위한 7비트 및 10비트로 나누어질 수 있다. 본 발명의 기법의 경우, 지시자가 추가 피드백으로서 수평 도메인 및 수직 도메인 중 선호되는 도메인을 지시할 수 있다.The technique using the 32TX DFT codebook and the TEC/TE-SPA technique have a feedback overhead of B _tot = 16, that is, 16 bits. On the other hand, the Kronecker product-based technique using a 4TX/8TX DFT codebook and the technique of the present invention have a feedback overhead of B _tot = 17, that is, 17 bits. The 17 bits may be divided into 7 bits and 10 bits for a 4TX DFT codebook and an 8TX DFT codebook. In the case of the technique of the present invention, the indicator may indicate a preferred domain among the horizontal domain and the vertical domain as additional feedback.

상기 도 26의 (a) 및 (b)를 통해, 수평 및 수직의 앵귤러 퍼터베이션들의 서로 다른 표준 편차들(different standard deviations of horizontal and vertical angular perturbations)을 가지는 4개의 기법들이 비교된다. 본 발명에 따르는 기법은 동일한 오버헤드로 상기 크로네커 곱에 기반한 방식보다 우수한 성능을 가진다. 또한, 본 발명에 따르는 기법은 65536개의 벡터-양자화된 코드워드들(vector-quantized codewords)로 구성되는 32TX DFT 코드북에 유사하다(comparable). 상기 32TX DFT 코드북을 이용한 기법의 복잡도는 실제로 실행 가능하지 아니하다(not be feasible in practice).
Through (a) and (b) of FIG. 26, four techniques having different standard deviations of horizontal and vertical angular perturbations are compared. The technique according to the present invention has better performance than the Kronecker product-based technique with the same overhead. Further, the technique according to the present invention is comparable to a 32TX DFT codebook consisting of 65536 vector-quantized codewords. The complexity of the technique using the 32TX DFT codebook is not practically feasible (not be feasible in practice).

본 발명의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다. The methods according to the embodiments described in the claims or specification of the present invention may be implemented in the form of hardware, software, or a combination of hardware and software.

소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 발명의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다. When implemented in software, a computer-readable storage medium storing one or more programs (software modules) may be provided. One or more programs stored in a computer-readable storage medium are configured to be executable by one or more processors in an electronic device (device). The one or more programs include instructions that cause the electronic device to execute methods according to embodiments described in the claims or specification of the present invention.

이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(ROM: Read Only Memory), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(EEPROM: Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(CD-ROM: Compact Disc-ROM), 디지털 다목적 디스크(DVDs: Digital Versatile Discs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다. These programs (software modules, software) include random access memory, non-volatile memory including flash memory, read only memory (ROM), and electrically erasable programmable ROM. (EEPROM: Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), magnetic disc storage device, Compact Disc-ROM (CD-ROM), Digital Versatile Discs (DVDs), or other types of It may be stored in an optical storage device or a magnetic cassette. Alternatively, it may be stored in a memory composed of a combination of some or all of them. In addition, a plurality of configuration memories may be included.

또한, 상기 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(Local Area Network), WLAN(Wide LAN), 또는 SAN(Storage Area Network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 발명의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 발명의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.
In addition, the program is through a communication network composed of a communication network such as Internet, Intranet, Local Area Network (LAN), Wide LAN (WLAN), or Storage Area Network (SAN), or a combination thereof. It may be stored in an attachable storage device that can be accessed. Such a storage device may be connected to a device performing an embodiment of the present invention through an external port. In addition, a separate storage device on the communication network may access a device performing an embodiment of the present invention.

상술한 본 발명의 구체적인 실시 예들에서, 발명에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 발명이 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.In the specific embodiments of the present invention described above, constituent elements included in the invention are expressed in the singular or plural according to the presented specific embodiment. However, the singular or plural expression is selected appropriately for the situation presented for convenience of explanation, and the present invention is not limited to the singular or plural constituent elements, and even constituent elements expressed in plural are composed of the singular or singular. Even the expressed constituent elements may be composed of pluralities.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.Meanwhile, although specific embodiments have been described in the detailed description of the present invention, various modifications may be made without departing from the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention is limited to the described embodiments and should not be determined, and should be determined by the scope of the claims and equivalents as well as the scope of the claims to be described later.

Claims

무선 통신 시스템의 수신단의 동작 방법에 있어서,
채널을 추정하기 위한 신호를 수신하는 과정과,
코드북 내의 코드 워드 및 추정된 채널 정보를 복수의 채널 벡터들의 그룹들 및 복수의 코드 워드들의 그룹들로 각각 절단하는 과정과,
각각의 상기 코드 워드들의 그룹들에 기초하여 각각의 상기 채널 벡터들의 그룹들을 격자 코드 양자화하는 과정과,
격자 코드 양자화 된 채널 정보 중에서 빔 포밍 이득이 더 큰 채널 정보를 선택하는 과정과,
안테나 요소들에 대한 수평 도메인 또는 수직 도메인 사이에서 상기 선택된 채널 정보에 대응하는 도메인을 결정하는 과정과,
상기 결정된 도메인 및 상기 선택된 채널 정보를 나타내는 표시를 전송하는 과정과,
상기 표시와 상기 선택된 채널 정보에 기반하여 빔 포밍 된 신호를 수신하는 과정을 포함하는,
방법.
In the method of operating a receiving end of a wireless communication system,
A process of receiving a signal for estimating a channel, and
A process of cutting the code word and estimated channel information in the codebook into groups of a plurality of channel vectors and groups of a plurality of code words, respectively,
A process of lattice code quantization of each of the groups of the channel vectors based on each of the groups of the code words,
The process of selecting channel information having a larger beamforming gain from among the channel information quantized by the grid code, and
A process of determining a domain corresponding to the selected channel information between horizontal domains or vertical domains of antenna elements, and
Transmitting an indication indicating the determined domain and the selected channel information; and
Including the process of receiving a beamformed signal based on the display and the selected channel information,
Way.

청구항 1에 있어서,
상기 표시는 상기 수평 도메인 또는 상기 수직 도메인에 따라 상기 안테나 요소들에 대한 인덱싱 규칙을 나타내는 데 사용되고,
상기 채널 정보는 상기 안테나 요소들의 각각의 그룹에 대응하는 적어도 하나의 코드 워드를 표시하기 위해 사용되는,
방법.
The method according to claim 1,
The indication is used to indicate an indexing rule for the antenna elements according to the horizontal domain or the vertical domain,
The channel information is used to indicate at least one code word corresponding to each group of the antenna elements,
Way.

청구항 1에 있어서,
상기 코드북은 복수의 코드북들 중에서 선택되는,
방법.
The method according to claim 1,
The codebook is selected from a plurality of codebooks,
Way.

청구항 1에 있어서,
상기 그룹 별 양자화 된 채널 정보를 조정하여 생성 된 위상 조정 된 채널 정보를 전송 노드로 전송하는 과정을 더 포함하는,
방법.
The method according to claim 1,
Further comprising the process of transmitting the phase-adjusted channel information generated by adjusting the quantized channel information for each group to a transmitting node,
Way.

무선 통신 시스템의 송신단의 동작 방법에 있어서,
채널 추정을 위한 신호를 전송하는 과정과,
격자 코드-양자화 된 채널 정보 중에서 빔 포밍 이득이 더 큰 선택된 채널 정보 및 안테나 요소들에 대한 수평 도메인 또는 수직 도메인 사이에서 상기 선택된 채널 정보에 대응하는 도메인을 나타내는 표시를 수신하는 과정과,
상기 표시 및 상기 채널 정보에 기반하여 빔 포밍 된 신호를 전송하는 과정을 포함하며,
격자 코드 양자화 된 채널 정보는 각각의 코드 워드들의 그룹들에 기반하여 각각의 채널 벡터의 그룹으로부터 온 것이고,
각각의 채널 벡터들의 그룹들 및 각각의 코드 워드들의 그룹들은 코드북 내의 추정 된 채널 정보 및 코드 워드들로부터 각각 절단되는,
방법
In the method of operating a transmitting end of a wireless communication system,
The process of transmitting a signal for channel estimation,
A process of receiving an indication indicating a domain corresponding to the selected channel information between the selected channel information having a larger beamforming gain among the grid code-quantized channel information and a horizontal domain or a vertical domain for antenna elements; and
And transmitting a beamformed signal based on the display and the channel information,
The grid code quantized channel information is from a group of each channel vector based on each group of code words,
Each group of channel vectors and each group of code words are truncated from the estimated channel information and code words in the codebook, respectively,
Way

청구항 5에 있어서,
상기 표시는 상기 수평 도메인 또는 상기 수직 도메인에 따라 상기 안테나 요소들에 대한 인덱싱 규칙을 나타내는 데 사용되고,
상기 채널 정보는 상기 안테나 요소들의 각각의 그룹들에 대응하는 적어도 하나의 코드 워드들을 표시하기 위해 사용되는,
방법.
The method of claim 5,
The indication is used to indicate an indexing rule for the antenna elements according to the horizontal domain or the vertical domain,
The channel information is used to indicate at least one code word corresponding to each group of the antenna elements,
Way.

청구항 5에 있어서, 상기 코드북은 복수의 코드북들 중에서 선택되는,
방법.
The method of claim 5, wherein the codebook is selected from a plurality of codebooks,
Way.

청구항 5에 있어서, 상기 그룹 별 양자화 된 채널 정보를 조정함으로써 생성된 위상 조정 된 채널 정보를 수신하는 과정을 더 포함하는,
방법.
The method of claim 5, further comprising the step of receiving phase-adjusted channel information generated by adjusting the quantized channel information for each group,
Way.

무선 통신 시스템의 수신단의 장치에 있어서,
송수신기;
상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하며,
상기 적어도 하나의 프로세서는,
채널을 추정하기 위한 신호를 수신하고,
코드북 내의 코드 워드 및 추정된 채널 정보를 복수의 채널 벡터들의 그룹들 및 복수의 코드 워드들의 그룹들로 각각 절단하고,
각각의 상기 코드 워드들의 그룹들에 기초하여 각각의 상기 채널 벡터들의 그룹들을 격자 코드 양자화하고,
격자 코드 양자화 된 채널 정보 중에서 빔 포밍 이득이 더 큰 채널 정보를 선택하고;
안테나 요소들에 대한 수평 도메인 또는 수직 도메인 사이에서 상기 선택된 채널 정보에 대응하는 도메인을 결정하고,
상기 결정된 도메인 및 상기 선택된 채널 정보를 나타내는 표시를 전송하고,
상기 표시와 상기 선택된 채널 정보에 기반하여 빔 포밍 된 신호를 수신하도록 구성되는,
장치.
In the apparatus of the receiving end of a wireless communication system,
Transceiver;
And at least one processor connected to the transceiver,
The at least one processor,
Receive a signal for estimating a channel,
Cut the code word and estimated channel information in the codebook into groups of a plurality of channel vectors and groups of a plurality of code words, respectively,
Grid code quantize each of the groups of channel vectors based on each of the groups of code words,
Selecting channel information having a larger beamforming gain from among the trellis code quantized channel information;
Determine a domain corresponding to the selected channel information between horizontal domains or vertical domains for antenna elements,
Transmits an indication indicating the determined domain and the selected channel information,
Configured to receive a beamformed signal based on the display and the selected channel information,
Device.

청구항 9에 있어서,
상기 표시는 상기 수평 도메인 또는 상기 수직 도메인에 따라 상기 안테나 요소들에 대한 인덱싱 규칙을 나타내는 데 사용되고,
상기 채널 정보는 상기 안테나 요소들의 각각의 그룹에 대응하는 적어도 하나의 코드 워드를 표시하기 위해 사용되는,
장치.
The method of claim 9,
The indication is used to indicate an indexing rule for the antenna elements according to the horizontal domain or the vertical domain,
The channel information is used to indicate at least one code word corresponding to each group of the antenna elements,
Device.

청구항 9에 있어서, 상기 코드북은 복수의 코드북들 중에서 선택되는,
장치.
The method of claim 9, wherein the codebook is selected from a plurality of codebooks,
Device.

청구항 9에 있어서,
상기 적어도 하나의 프로세서는,
상기 그룹 별 양자화 된 채널 정보를 조정하여 생성 된 위상 조정 된 채널 정보를 전송 노드로 전송하도록 더 구성되는,
장치.
The method of claim 9,
The at least one processor,
Further configured to transmit the phase-adjusted channel information generated by adjusting the quantized channel information for each group to the transmitting node,
Device.

무선 통신 시스템의 송신단의 장치에 있어서,
송수신기;
상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하며,
상기 적어도 하나의 프로세서는,
채널 추정을 위한 신호를 전송하고;
격자 코드-양자화 된 채널 정보 중에서 빔 포밍 이득이 더 큰 선택된 채널 정보 및 안테나 요소들에 대한 수평 도메인 또는 수직 도메인 사이에서 상기 선택된 채널 정보에 대응하는 도메인을 나타내는 표시를 수신하고,
상기 표시 및 상기 채널 정보에 기반하여 빔 포밍 된 신호를 전송하도록 구성되고,
격자 코드 양자화 된 채널 정보는 각각의 코드 워드들의 그룹들에 기반하여 각각의 채널 벡터의 그룹으로부터 온 것이고,
각각의 채널 벡터들의 그룹들 및 각각의 코드 워드들의 그룹들은 코드북 내의 추정 된 채널 정보 및 코드 워드들로부터 각각 절단되는,
장치.
In the apparatus of the transmitting end of a wireless communication system,
Transceiver;
And at least one processor connected to the transceiver,
The at least one processor,
Transmit a signal for channel estimation;
Receiving a display indicating a domain corresponding to the selected channel information between the selected channel information having a larger beamforming gain among the grid code-quantized channel information and the horizontal domain or the vertical domain for antenna elements,
Configured to transmit a beamformed signal based on the display and the channel information,
The grid code quantized channel information is from a group of each channel vector based on each group of code words,
Each group of channel vectors and each group of code words are truncated from the estimated channel information and code words in the codebook, respectively,
Device.

청구항 13에 있어서,
상기 표시는 상기 수평 도메인 또는 상기 수직 도메인에 따라 상기 안테나 요소들에 대한 인덱싱 규칙을 나타내는 데 사용되고,
상기 채널 정보는 상기 안테나 요소들의 각각의 그룹들에 대응하는 적어도 하나의 코드 워드들을 표시하기 위해 사용되는,
장치.
The method of claim 13,
The indication is used to indicate an indexing rule for the antenna elements according to the horizontal domain or the vertical domain,
The channel information is used to indicate at least one code word corresponding to each group of the antenna elements,
Device.

청구항 13에 있어서, 상기 코드북은 복수의 코드북들 중에서 선택되는,
장치.
The method of claim 13, wherein the codebook is selected from a plurality of codebooks,
Device.

청구항 13에 있어서,
상기 적어도 하나의 프로세서는,
상기 그룹 별 양자화 된 채널 정보를 조정함으로써 생성된 위상 조정 된 채널 정보를 수신하도록 더 구성되는,
장치.
The method of claim 13,
The at least one processor,
Further configured to receive the phase-adjusted channel information generated by adjusting the quantized channel information for each group,
Device.

삭제delete