KR102194930B1 - 무선 통신 시스템에서 고주파 대역 통신을 위한 프리코딩 행렬 인덱스 보고 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Abstract

본 출원에서는 무선 통신 시스템에서 단말이 프리코딩 행렬 인덱스를 기지국으로 보고하는 방법이 개시된다. 구체적으로, 상기 방법은, 상기 기지국과의 채널을 추정하는 단계; 상기 추정된 채널에 기반하여, 제 1 코드북에서 제 1 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 상기 추정된 채널에 기반하여, 상기 제 1 프리코딩 행렬을 포함하지 않는 프리코딩 행렬로만 구성된 제 2 코드북에서 제 2 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 상기 제 1 프리코딩 행렬의 인덱스 및 상기 제 2 프리코딩 행렬의 인덱스 중 적어도 하나를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 고주파 대역 통신을 위한 프리코딩 행렬 인덱스 보고 방법 및 이를 위한 장치{METHOD FOR REPORTING PRECODING MATRIX INDEX FOR HIGH-FREQUENCY BAND COMMUNICATION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM, AND APPARATUS THEREFOR}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 무선 통신 시스템에서 고주파 대역 통신을 위한 프리코딩 행렬 인덱스 보고 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

다중 안테나를 사용한 기존의 빔포밍 기술은 크게 빔포밍 가중치 벡터(weight vector/precoding vector)를 적용하는 위치에 따라 아날로그 빔포밍 기술과 디지털 빔포밍 기술로 구분할 수 있다.

우선 아날로그 빔포밍 기법은 초기 다중 안테나 구조에 적용된 대표적인 빔포밍 기법으로서, 디지털 신호 처리가 완료된 아날로그 신호를 다수의 경로로 분기하여 각 경로의 위상 천이(phase-shift; PS)와 전력 증폭(Power amplifier; PA) 설정을 통한 빔포밍을 수행한다. 도 1은 종래의 아날로그 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.

도 1을 참조하면, 아날로그 빔포밍을 위하여 단일 디지털 신호로부터 파생된 아날로그 신호를 각 안테나에 연결된 전력 증폭기와 위상 천이기가 처리하는 구조임을 알 수 있다. 즉, 아날로그 단에서 복수 가중치(complex weight)를 위상 천이기와 전력 증폭기가 처리하게 된다. 여기서, RF(Radio Frequency) 체인(chain)은 단일 디지털 신호가 아날로그 신호로 변환되는 처리 블록을 의미한다.

그러나 아날로그 빔포밍 기법은 위상 천이기와 전력 증폭기의 소자의 특성에 따라 빔의 정확도가 결정되고, 소자의 제어 특성상 협대역 전송에 유리하다. 반면에, 다중 스트림 전송을 구현하기 어려운 하드웨어 구조로 인하여 전송률 증대를 위한 다중화 이득이 상대적으로 작으며, 직교 자원할당 기반의 사용자별 빔포밍이 어렵다는 단점이 있다.

다음으로 디지털 빔포밍 기법은 아날로그 빔포밍 기법과 달리 MIMO 환경에서 다이버시티와 다중화 이득을 최대화 하기 위해 베이스밴드(Baseband) 프로세스를 이용하여 디지털 단에서 빔포밍을 수행한다. 도 2는 종래의 디지털 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.

도 2를 참조하면, 프로코딩을 베이스밴드 프로세스에서 수행함으로써 디지털 빔포밍이 가능하다. 단, 도 1과 달리 RF 체인은 전력 증폭기를 포함한다. 이는 빔포밍을 위해 도출된 복소 가중치를 송신 데이터에 직접적으로 적용하기 때문이다.

또한, 사용자별 상이한 빔포밍이 가능하기 때문에, 동시에 다중 사용자 빔포밍을 지원할 수 있고, 직교 자원이 할당된 사용자별 독립적인 빔포밍이 가능하여 스케줄링 유연성이 높아 시스템 목적에 부합하는 전송단 운용이 가능한 특징을 가지고 있다. 또한, 광대역 전송 환경에서 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)-OFDM(Othogonal Frequency Division Multiplexing)과 같은 기술을 적용하면, 부반송파(subcarrier) 별 독립적인 빔을 형성할 수 있다. 따라서 디지털 빔포밍 기법은 시스템 용량 증대와 강화된 빔 이득을 기반으로 단일 사용자의 최대 전송률을 극대화 할 수 있다.

이와 같은 장단점에 따라서, 현재의 3G/4G시스템에서는 디지털 빔포밍 기반 MIMO기술이 도입되었다.

상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 무선 통신 시스템에서 고주파 대역 통신을 위한 프리코딩 행렬 인덱스 보고 방법 및 이를 위한 장치를 제안하고자 한다.

본 발명의 일 실시예인 무선 통신 시스템에서 단말이 프리코딩 행렬 인덱스를 기지국으로 보고하는 방법은, 상기 기지국과의 채널을 추정하는 단계; 상기 추정된 채널에 기반하여, 제 1 코드북에서 제 1 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 상기 추정된 채널에 기반하여, 상기 제 1 프리코딩 행렬을 포함하지 않는 프리코딩 행렬로만 구성된 제 2 코드북에서 제 2 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 및 상기 제 1 프리코딩 행렬의 인덱스 및 상기 제 2 프리코딩 행렬의 인덱스 중 적어도 하나를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명의 다른 실시예인 무선 통신 시스템에서 단말이 프리코딩 행렬 인덱스를 기지국으로 보고하는 방법은, 상기 기지국과의 채널을 추정하는 단계; 상기 추정된 채널에 기반하여, 제 1 코드북에서 제 1 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 상기 추정된 채널에 기반하여, 상기 제 1 프리코딩 행렬을 포함하는 상위 랭크의 프리코딩 행렬들로 구성된 제 2 코드북에서 제 2 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 및 상기 제 1 프리코딩 행렬의 인덱스 및 상기 제 2 프리코딩 행렬의 인덱스 중 적어도 하나를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

특히, 상기 기지국은 상기 제 2 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 단말로 신호를 송신하는 경우, 상기 제 2 프리코딩 행렬에서 상기 제 1 프리코딩 행렬을 제외하고 프리코딩을 적용하는 것을 특징으로 한다. 이 경우, 상기 기지국이 상기 제 2 프리코딩 행렬을 이용하여 신호를 상기 단말로 송신하는 경우, 상기 신호의 랭크는 상기 제 2 프리코딩 행렬에 대응하는 랭크에서 상기 제 1 프리코딩 행렬의 랭크를 차감한 값인 것을 특징으로 한다.

상기 실시예들에서, 상기 제 1 프리코딩 행렬은 랭크 1 전송을 위한 것이 바람직하다. 나아가, 상기 제 1 프리코딩 행렬은 상기 채널의 LoS (Line of Sight) 경로를 위한 것이고, 상기 제 2 프리코딩 행렬은 상기 채널의 NLoS (Non-LoS) 경로를 위한 것이 바람직하다.

보다 바람직하게는, 상기 방법들에서 상기 제 1 프리코딩 행렬을 선택하는 단계 및 상기 제 2 프리코딩 행렬을 선택하는 단계는, 상기 채널의 용량이 최대화되는 프리코딩 행렬을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따르면 고주파 대역 전송에서 효율적으로 프리코딩 행렬 인덱스를 보고할 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 종래의 아날로그 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.
도 2는 종래의 디지털 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.
도 3은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 4는 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 고주파 대역 확보를 통한 차세대 주파수 영역 할당 개념도이다.
도 6은 고주파 환경에서 발생하는 추가 환경 손실로 인해서 발생하는 전체 경로 손실 증가를 개념적으로 나타내는 도면이다.
도 7은 단말의 이동속도와 중심 주파수에 따른 도플러 주파수를 나타낸다.
도 8은 LoS/NLoS의 경로 감쇄 지수에 따른 경로 손실을 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 기존 코드북에서 타입-1 PMI 및 타입-2 PMI를 선택하는 예를 도시한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따라 네스티드 구조의 코드북에서 타입-1 PMI 및 타입-2 PMI 도출하는 예를 도시한다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따라 기존 코드북에서 타입-1 PMI 및 타입-2 PMI를 선택하는 다른 예를 도시한다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따라 네스티드 구조의 코드북에서 타입-1 PMI 및 타입-2 PMI 도출하는 다른 예를 도시한다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다.

우선, MIMO 시스템에 대하여 설명한다. MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)는 복수개의 송신 안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, 무선 통신 시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIMO를 '다중 안테나'라 지칭할 수 있다.

다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각(fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지(coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한, 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일 안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동 통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.

일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도가 도 3에 도시되어 있다. 송신단에는 송신 안테나가 N_T개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 N_R개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R_o라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 아래 수학식 1과 같이 최대 전송 레이트 R_o에 레이트 증가율 R_i를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 R_i는 N_T와 N_R 중 작은 값이다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

한편, 각각의 전송 정보

에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을

라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.

또한,

를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.

한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 N_T 개의 송신신호(transmitted signal)

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호

는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 W _ij 는 i 번째 송신 안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.

일반적으로, 채널 행렬의 랭크의 물리적인 의미는, 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행(row) 또는 열(column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로, 행렬의 랭크는 행(row) 또는 열(column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 수학식 6과 같이 제한된다.

또한, 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림(Stream)' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer)' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 랭크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서, 채널 행렬이 H는 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편, 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.

한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대응시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 혼합(하이브리드)된 형태도 가능하다.

다음으로, 송수신 안테나가 크게 증가하는 매시브(Massive) MIMO 환경을 설명한다. 일반적으로 셀룰러 통신에서는 MIMO 환경에 적용되는 최대 송수신 안테나를 8개로 가정한다. 그러나, 매시브 MIMO로 진화하면서 안테나의 개수는 수십 또는 수백 개 이상으로 증가할 수 있다.

매시브 MIMO 환경에서 디지털 빔포밍 기술을 적용한다면, 송신단의 디지털 신호 처리를 위한 수백 개의 안테나 에 대한 신호 처리를 베이스밴드 프로세스를 통해 수행되어야 하므로 신호 처리 복잡도가 매우 커지고, 안테나 수만큼의 RF 체인이 필요하므로 하드웨어 구현 복잡도가 매우 커진다. 또한, 모든 안테나에 대해 독립적인 채널 추정이 필요하고, FDD(Frequency Division Duplex) 시스템의 경우 모든 안테나로 구성된 거대한 MIMO채널에 대한 피드백 정보가 필요하므로, 파일럿 및 피드백 오버헤드가 매우 커진다. 반면, 매시브 MIMO 환경에서 아날로그 빔포밍 기술을 적용한다면, 송신단의 하드웨어 복잡도는 상대적으로 낮은 반면, 다수 안테나를 이용한 성능 증가 정도가 미미하고, 자원 할당의 유연성이 떨어진다. 특히, 광대역 전송 시 주파수 별로 빔을 제어하기가 매우 어렵다.

따라서 매시브 MIMO 환경에서는 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍 기법 중 한 개만을 배타적으로 선택하는 것이 아닌, 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍 구조가 결합된 하이브리드 형태의 송신단 구성 방식이 필요하다.

아래 표 1은 아날로그 빔포밍 기법과 디지털 빔포밍 기법의 성능 이득과 복잡도 관계를 나타낸다. 이를 이용하여, 송신단의 하드웨어 구현 복잡도를 낮추고, 매시브 안테나를 이용한 빔포밍 이득을 최대로 얻을 수 있는 하이브리드 타입의 송신단 구조 설계가 필요하게 된다.

이하, 하이브리드 빔포밍에 관하여 보다 구체적으로 설명한다.

하이브리드 빔포밍은 매시브 MIMO 환경에서 하드웨어 복잡도를 낮추면서 아날로그 빔포밍 특성과 디지털 빔포밍 기법의 장점을 취할 수 있는 송신단을 구성함에 목적이 있다. 도 4는 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다.

도 4를 참조하면, 하이브리드 빔포밍은 아날로그 빔포밍 기법을 이용해 대략적(coarse) 빔포밍을 수행하고, 디지털 빔포밍을 이용해서 다중 스트림 혹은 다중 사용자 전송을 수행하는 구조이다. 결국 하이브리드 빔포밍은 송신단의 구현 복잡도 또는 하드웨어 복잡도를 낮추기 위해서 아날로그 빔포밍 기법과 디지털 빔포밍 기법을 동시에 취하는 구조를 갖게 된다. 기본적으로 하이브리드 빔포밍이 갖는 기술적 이슈는 아래와 같다.

- 아날로그와 디지털 빔포밍을 동시에 고려한 최적화에는 아래와 같은 어려움이 따른다. 기본적으로 디지털 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자별 독립적인 빔포밍 기법 적용이 가능하지만, 아날로그 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 공통적인 빔포밍 기법을 적용해야 하는 한계점을 가지고 있다. 따라서, 이러한 한계점은 지원 랭크 수, 빔 제어 유연성, 빔포밍 분해능의 최적화 제약을 유발한다.

- 동일한 시간-주파수 자원에서 특정 방향으로만 빔을 형성하는 아날로그 빔포밍 기법은 동시에 모든 단말 방향으로의 다수 빔포밍이 불가능하다. 따라서, 셀 내 모든 영역에 분포할 수 있는 모든 단말들에게 상/하향 제어 채널, 참조 신호, 동기 신호 등을 동시에 전송하지 못하는 문제점이 있다.

- 아날로그/디지털 빔에 대한 추정을 수행할 경우, 디지털 빔은 기존의 직교 파일럿 할당 방식을 그대로 이용할 수 있지만, 아날로그 빔은 빔 후보(candidate) 수만큼의 소정의 시간 간격(time-duration)이 요구된다. 이것은 아날로그 빔 추정에 소요되는 시간 지연이 큼을 의미하고, 또한 디지털 빔과 동시에 추정할 경우 복잡도가 크게 증감함을 의미한다.

- 마지막으로, 디지털 빔포밍 기법이 다중 사용자/스트림을 위한 빔포밍이 자유로운 반면, 아날로그 빔포밍 기법은 전체 전송 대역에 대해 동일한 빔포밍을 수행하여 사용자별 또는 스트림별 독립적인 빔포밍이 어렵다. 특히 직교 주파수 자원 할당을 통한 FDMA(예: OFDMA) 지원이 어렵기 때문에, 주파수 자원 효율의 최적화가 어려울 수 있다.

이하, 본 발명의 주요 적용 분야인 mmWave(millimeter-wave) 대역에 관하여 설명한다.

도 5는 고주파 대역 확보를 통한 차세대 주파수 영역 할당 개념도이다.

차세대 5G 통신시스템에서는 수십 Gbps의 전송률을 달성하기 위해서 새로운 스펙트럼 도입을 고려하고 있다. 예를 들어 도 5와 같이, 기존의 셀룰러 대역이 아닌 수십 GHz 중심 주파수를 사용하는 mmWave 대역이 가장 강력한 후보 대역 중 하나로 일컬어지고 있다.

mmWave 대역은 기존 2GHz 셀룰러 대역보다 높은 중심 주파수로 인해서 보다 높은 경로 손실이 발생한다. 아래 수학식 8은 고주파 환경에서의 경로 손실을 나타내고 있다.

수학식 8을 살펴보면, 기존 2GHz 대역에 비해서 중심 주파수가 수십 GHz로 높아지면, 수십 dB의 경로 손실이 추가로 발생함을 알 수 있다. 또한 고주파 대역은 대기중의 습도, 먼지, 강우량, 기후 상황에 따른 환경 손실이 추가로 발생한다. 이것을 나타내는 파라미터가 L _exv 이며, 그 범위는 대략적으로 4dB에서 40dB의 범위를 갖는다.

도 6은 고주파 환경에서 발생하는 추가 환경 손실로 인해서 발생하는 전체 경로 손실 증가를 개념적으로 나타내는 도면이다.

도 6을 참조하면, mmWave 대역은 기존 상용 셀룰러 대역에 비해서 고주파 대역에서는 추가적인 경로 손실이 발생함을 알 수 있다. 즉, 제한적인 송신 전력을 갖는 기지국을 기준으로 단말 입장에서 안정적인 수신 성능을 확보하기 위해서는 서비스 커버리지가 작은 소형 셀이 적합한 셀 배치 시나리오가 될 수 있다.

mmWave 대역의 추가적인 소단위 페이딩 특성으로는 크게 지연 확산(Delay spread)과 도플러(Doppler) 주파수 변화로 나누어 설명할 수 있다. mmWave 대역에서는 다중 경로 지연(Multipath delay)으로 의한 다중 경로가 기존 상용 주파수 대역에 비해서 짧아지는 것으로 관찰된다. 또한 다중 경로의 마지막 경로 지연이 500ns를 넘지 않는다.

일반적인 셀룰러 시스템 중 LTE 시스템을 기준으로 최대 지연(Max delay)는 5us이다. 또한 RMS(Root Mean Square) 지연 확산 역시 기존 셀룰러 대역에 비해서 현저히 낮아진 134.57ns 정도임을 아래 표 2에서 확인할 수 있다. 표 2는 mmWave 대역의 전파 특성을 나타낸다. 이를 통해 mmWave 대역은 기존 상용 대역에 비해서 Coherence 대역폭이 보다 넓기 때문에 주파수 영역에서 보다 큰 단위로 채널이 정적임을 예상할 수 있다.

마지막으로 mmWave 대역은 기존 상용 대역에 비해서 도플러 주파수에 대한 시변 채널 특성이 크게 나타난다. 중심 주파수와 단말의 이동 속도에 대한 도플러 주파수는 아래 수학식 9와 같이 나타난다. 또한, 도 7은 단말의 이동속도와 중심 주파수에 따른 도플러 주파수를 나타낸다.

수학식 9 및 도 7을 참조하면, 단말의 동일한 이동속도 하에서 중심 주파수 증가에 따라 도플러 주파수가 확연하게 증가함을 확인할 수 있다. 이를 통해서 mmWave 대역에서는 단말의 저속 이동에도 도플러 주파수가 크게 나타나기 때문에, 채널의 시변 특성이 증가함 역시 알 수 있다.

mmWave 대역 통신은 상대적으로 높은 수십 GHz의 중심 주파수 대역을 이용하는 통신으로서, 기존의 3GHz 이하 중심 주파수를 활용하는 셀룰러 시스템에 비해 경로 손실이 크게 발생하는 특성을 가지고 있다. 특히 mmWave에서는 LoS(Line of Sight)와 NLoS (Non-LoS) 경로 사이의 신호 전력 감쇄가 수십 dB 이상 발생하는 특성을 가지고 있어, 급격한 LoS/NLoS 경로 변화 시 통신 링크가 단절될 수 있다.

mmWave 대역의 LoS와 NLoS 경로에 따른 Path-LoSs를 비교하기 위해서 아래 수학식 10을 이용한다.

수학식 10에서는, 송수신 안테나 이득, 중심 주파수에 따른 감쇄 성분 등을 제외하고, 자유 공간 경로 감쇄와 경로 감쇄 지수 및 거리에 따른 경로 손실만을 나타내고 있다. 일반적으로 NLoS의 경로 감쇄가 LoS에 비해서 크고, 그 차이는 mmWave 대역과 같은 고주파 대역으로 이동할수록 그 차이가 증가하게 된다. 도 8은 LoS/NLoS의 경로 감쇄 지수에 따른 경로 손실을 나타내는 그래프이다.

일반적으로 mmWave 대역은 기존의 저주파 셀룰러 대역에 비해서 서비스 커버리지가 작을 시나리오를 고려하고 있다. 따라서, 과밀도 도심(Dense urban) 시나리오에서 LoS/NLoS에 따른 경로 손실의 분석이 뒤따라야 한다. 일반적인 28GHz의 mmWave 대역에서 측정 기반의 채널 모델링을 통해서 경로 감쇄 지수를 n _LOS = 2.55, n _NLOS = 5.76 으로 가정한다면, 이를 통해서 이론적으로 기지국으로부터 100m 근방에서도 LoS와 NLoS 경로 손실 사이 차이가 약 40dB 가까이 발생함을 예측할 수 있다. 따라서 과밀도 도심 통신 환경에서 급격한 새도잉(shadowing)에 의해 LoS/NLoS 사이의 급격한 링크 변화가 발생할 경우에는 이러한 경로 감쇄 차이로 인한 링크 품질이 보장되지 않아 통신의 연속성을 보장하지 못할 수 있다.

상술한 바와 같이, mmWave 대역에서는 LoS/NLoS 경로에 따른 경로 손실이 상이하다. 이것은 고주파 대역에서 반사파의 경로 손실 지수가 크기 때문에 일반적으로 n _NLOS ＞＞ n _LOS 의 관계가 성립하기 때문이다. 또한 mmWave 대역의 특성 상 다중 경로 채널 중 중 안정적인 통신을 유지할 수 있는 의미 있는 경로의 개수는 한정적이다.

따라서 이러한 환경에서는 무선 채널 역시 특정 경로에 대해서만 유효함을 예상할 수 있다. 즉, mmWave 대역의 무선 채널을 분해하면, 특정 공간에서 채널 이득이 집중됨을 알 수 있다. 예를 들어 N _r × N _t 크기의 무선 채널 H 를 SVD(singular value decomposition)하면 다음 수학식 11과 같다.

수학식 11을 살펴보면, N _r × N _t 크기의 무선 채널 H 는, N _r × N _r 크기의 유니터리 행렬(unitary matrix)인 입력 고유 행렬(input singular matrix) U 와 N _t × N _t 크기의 유니터리 행렬인 출력 고유 행렬(output singular matrix) V, 그리고 고유값들을 대각 성분으로 갖는 N _r × N _t 의 크기의 대각 행렬 (diagonal matrix) ∑ 로 분해된다. 여기에서 ∑ 는 아래 수학식 12와 같이 표현되며, 일반적으로 매시브 MIMO 시스템에서 송신 안테나의 개수가 수신 안테나의 개수보다 많다고 ( N _r ＜ N _t ) 가정하기 때문이다.

이때 mmWave의 다중 경로 특성으로 인해 독립적인 병렬 채널 생성이 한정적이며, 그 중 LoS 경로의 채널이 가장 큰 채널 이득을 갖고 NLoS 경로 일부가 낮은 채널 이득을 갖는 독립적인 병렬 채널로 생성될 수 있다. 따라서 이러한 특성으로 인해서 각 고유 값은 아래 수학식 13과 같은 관계를 가질 수 있다.

결과적으로 채널 이득의 많은 부분이 첫 번째 고유값에 집중되어 있지만, 적어도 2번째 3번째까지의 고유값 역시 최소 통신을 위한 의미 있는 채널 이득을 가질 수 있다. 따라서 mmWave에서는 적어도 큰 채널 이득을 갖는 LoS 채널 한 개와 채널 이득이 상대적으로 적은 NLoS 병렬 채널 1~2개 정도가 형성되는 환경이라고 가정할 수 있다. 결과적으로 채널 이득과 고유값 사이에는 아래 수학식 14와 같은 관계가 성립하게 된다고 가정할 수 있다.

이때 급격한 새도잉 변화(shadowing variation)가 있는 통신 환경은 결국 LoS와 NLoS 채널 중 LoS 경로가 건물 등의 장애물에 의해 나타나거나 사라지는 환경으로 해석할 수 있는데, 이것은 결국 첫 번째 고유값을 갖는 채널이 급작스럽게 생성되거나 사라지는 것을 의미한다. 또한 mmWave 대역에서는 LoS와 NLoS 사이의 경로 손실 차이가 100m 서비스 커버리지를 기준으로 약 40dB 정도로 크게 발생할 수 있기 때문에 상대적으로 좋은 채널이 갑자기 사라지면 통신이 단절될 수 있는 상황이 발생할 수 있다. 따라서, 이러한 LoS/NLoS 경로의 손실을 극복하면서 어느 정도 안정적인 통신을 유지할 수 있는 방안이 필요하다.

본 발명에서는 장애물에 의해 급작스럽게 변화하지 않는 NLoS 경로에 대한 정보를 기반으로 급격한 새도잉에 의한 통신 품질 저하를 상대적으로 낮추면서, 안정적인 통신 연속성을 제공할 수 있는 빔포밍 기법을 제시한다.

＜제 1 실시예＞

수학식 11에 나타난 무선 채널 H 를 고려하여 SVD 기반 빔포밍을 수행한다면, 아래 수학식 15와 같이 SVD 기반 빔포밍이 표현될 수 있다.

수학식 15에서 프리코더 F 는 V 벡터로서 N _t × N _s 의 크기를 갖고, U^H 는 포스트코더를 나타낸다. 또한, 수학식 15에서 y 는 N _r × 1 크기의 수신 신호 벡터이고, x 는 N _s × 1 크기의 송신 신호 벡터를 나타낸다. 또한, N _s 는 다중 스트림의 수를 의미한다.

여기서, 기지국이 TDD (Time Division Duplex) 시스템 기반의 채널 대칭성(reciprocity)를 이용한 채널 획득이 불가능할 경우, 단말은 주어진 채널로부터 얻어진 행렬 또는 벡터 V^H 를 기지국에 반드시 피드백해야 한다.

본 제안에서는 기존에 미리 정의되어 있는 프리코딩 매트릭스를 이용한 빔포밍을 수행하여 급격한 새도잉 변화를 극복할 수 있는 방법을 제안한다. 즉, 본 발명의 제 1 실시예에서는, 단말이 급격한 새도잉에 의한 통신 품질 저하를 고려하여 채널 재구성(regeneration)을 수행하고, 재구성된 채널에 대하여 기존의 코드북을 이용해서 프리코딩(PMI), 랭크(RI) 정보를 도출하는 것을 제안한다.

우선, 미리 정의된 코드북( {P₁,P₂,P₃,…,P_L} ) 기반으로 LoS 경로의 채널을 위한 PMI와 Nlos 경로의 채널을 위한 PMI (Precoding Matrix Index)를 도출하기 위해서는 아래 수학식 16에 따라 기존 채널을 그대로 이용하여 채널 이득을 최대화하는 타입-1 PMI를 도출한다. 여기서, 타입-1 PMI는 LoS 경로의 채널을 위한 PMI를 지칭한다.

다음으로, 기존의 채널을 아래 수학식 17과 같이 변형하여 아래 수학식 18에 따라 채널 이득을 최대화하는 PMI를 도출한다.

수학식 17을 살펴보면, Los 성분에 해당하는 부분이 가장 큰 채널 이득을 가지고 있기 때문에 가장 큰 고유값 σ ₁ 를 제거하고 유효 채널

를 재구성한 것을 알 수 있다. 단, 수학식 17에서는 σ ₁ 를 제거하였지만, 이는 예시일 뿐이며 0에 가까운 가중치를 부여하는 것으로 구현할 수도 있음을 물론이다. 수학식 18에 따라 도출된 PMI를 타입-2 PMI로 지칭하고, 이는 Nlos 경로의 채널을 위한 PMI이다.

한편, 단말은 기지국에 타입-1 PMI 와 타입-2 PMI를 모두 피드백할 수 있지만, PMI 타입에 따라 피드백 주기를 변경할 수도 있다. 예를 들어, Los 경로에 대한 타입-1 PMI는 롱-텀(Long-term) 주기로 피드백하고, Nlos 경로에 대한 타입-2 PMI는 숏-텀(short-term) 주기로 피드백한다.

또한, 단말은 타입-1 PMI에 의한 수신 성능의 변화량을 기지국에 피드백 할 수도 있다. 구체적으로, 가장 강건한 경로인 Los 경로에서 단말 수신 성능이 변화한다는 것은 급격한 새도잉 변화가 일어나는 상황인 것으로 가정할 수 있다. 따라서 단말은 수신 성능이 변화량을 추정하여 기지국에 피드백 함으로써 급격한 새도잉 변화가 일어나는 상황에서 적합한 빔 변경을 수행할 수 있도록 할 수 있다. 여기에서는 도출되는 수신 성능의 척도로 여러 가지 추정 값을 사용할 수 있지만 가장 대표적인 값은 수신 SNR이다. 단말이 추정한 수신 SNR 기반의 피드백은 아래 1) 내지 4)와 같다. 이러한 정보를 통해서 기지국은 타입-1 PMI 기반의 빔포밍 유지 여부를 결정할 수 있다.

1) 특정 시간 구간 동안의 SNR 분산 혹은 표준편차 값 (아래 수학식 19 참조)

단,

또는

, t 는 측정 시간 t : 측정 시간 인덱스(measurement time index), T ₀ : 측정 시작 시간(measurement start time), T : 측정 간격(measurement duration)

2) 특정 시간 구간 동안의 SNR 변동치 (아래 수학식 20 참조)

단, T ₀ : 참조 시간(reference time), T ₁ : 보고 시간(reporting time)

3) 가중치가 적용된 SNR 변동치 (아래 수학식 21 참조)

단, w _t 는 시간 t 에서의 가중치

4) SNR 평균값의 변동치 (아래 수학식 22 참조)

단, T ₂ + T - 1 = 보고 시간(reporting time; T ₁)

물론, 위 1) 내지 4)에서 SNR뿐만 아니라 채널 용량, 쓰루풋(throughput), CQI, 혹은 MCS(modulation and coding scheme)의 변동 예상값을 피드백 정보로 활용할 수 있다. 추가적으로, 상기 타입-1 PMI에 의한 수신 성능 변동치 측정/보고시 채널 재구성 없이 랭크 1 기준으로 타입-1 PMI를 다시 선택하여 해당 값에 해당하는 수신 성능 변동치를 측정/보고하도록 적용할 수도 있다.

바람직하게는, 기지국은 단말로부터 피드백 받은 타입-1 PMI 에 의한 수신 성능 변화량이 특정 기준 값이 이상이 되면, 이를 급격한 새도잉 변화가 일어나는 상황으로 판단하고, 타입-2 PMI를 이용하여 빔포밍을 수행하도록 동작할 수 있다.

즉, 기지국은 급격한 새도잉 변화에 의해 영향을 받는 타입-1 PMI 를 피해서 타입-2 PMI를 이용한 빔포밍을 수행하는 것을 의미한다. 예를 들어 타입-1 PMI를 이용한 빔포밍의 수신 SNR 변화량이 기준 값 이상이 되면, 기지국은 타입-2 PMI를 이용한 빔포밍으로 변경하는 과정을 수행하는 것이다.

추가적으로, 기지국은 타입-2 PMI 기반의 빔포밍을 기본모드로 정의하고, 단말과의 링크가 급격한 새도잉 변화가 일어나는 상황이 아닐 경우에만 타입-1 PMI를 이용하여 이용하는 것으로 정의될 수도 있다.

기지국이 상기 수신 성능 변화량을 측정하기 위해서는 상향 링크 품질 변화를 기준으로 판단하거나, 혹은 단말이 피드백 하는 수신 품질 정보(예를 들어, CQI)의 변화량을 기준으로 판단할 수 있다. 또는 단말이 NACK 정보를 보낼 때 소정의 참조 신호에 기반한 수신 품질 정보 혹은 단말이 원하는 MCS 값 정보를 함께 피드백 함으로써 기지국이 수신 품질 정보의 변화량을 측정하도록 할 수 있다. 이와 같은 경우, 단말은 기지국에 가장 강건한 경로와 차선 경로 각각에 부합하는 CQI를 동시에 피드백하여, 급격한 경로 변경에 대비하기 위하여 안정적인 MCS설정이 가능할 수 있다.

＜제 2 실시예＞

본 발명의 제 2 실시예에서는, 보다 구체적인 구현 방법으로서, 단말이 채널 재구성 단계 없이 코드북에서 타입-1 PMI를 우선 찾고, 다음으로 타입-1 PMI를 포함하는 모든 PMI를 제외하고 나머지 후보에서 타입-2 PMI를 찾는 것을 제안한다.

즉, 단말은 채널 H 를 이용하여 코드북 {P₁,P₂,P₃,…,P_L} 중에서 채널 용량을 최대화하는 PMI를 선택한다. 선택된 PMI는 타입-1 PMI로 Los 경로에 대한 채널에서 랭크-1 PMI가 도출될 확률이 크다. 이것은 Los 채널 자체가 랭크-2 이상의 병렬 채널을 형성하기 어렵기 때문이다.

도 9는 본 발명의 실시예에 따라 기존 코드북에서 타입-1 PMI 및 타입-2 PMI를 선택하는 예를 도시한다. 일반적으로, 코드북은 랭크 1~ N _s 까지의 PMI들로 구성되어 있지만, 도 9에서는 설명의 편의를 위하여 N _s 가 4인 경우를 가정한다.

도 9를 참조하면, 우선 랭크=1 코드북 P1,…, P4 중에서 아래 수학식 23과 같이 가장 큰 채널 이득을 제공하는 타입-1 PMI를 도출한다. 물론, 타입-1 PMI는 Los 경로에서 채널 용량을 최대화하는 PMI이다.

이후 타입-1 PMI가 포함된 모든 PMI를 제외한다. 수학식 23에서 따라 선택된 타입-1 PMI를 P ₁ 이라고 할 때 아래 수학식 24와 같이 타입-2 PMI index를 도출한다.

즉, 타입-1 PMI가 P1이라면, 도 9에서 프리코딩 벡터

가 포함된 영역의 PMI들을 제외하고 나머지 파란색 영역의 P2, P3 P4, P8, P9, P10, 에서 타입-2 PMI를 도출한다. 단말은 이러한 과정을 통해 얻어진 타입-1 PMI와 타입-2 PMI를 기지국에 피드백하고, 기지국은 두 PMI 정보를 이용해서 급격한 새도잉 변화가 일어나는 상황에 적응적인 빔포밍을 수행한다.

한편, 단말은 채널의 타입-1 PMI가 랭크 2 이상일 경우, 타입-1 PMI에 대응하는 벡터가 포함된 모든 PMI를 제외하고 나머지 후보에서 타입-2 PMI를 찾을 수 있다. 이는 타입-1 PMI 벡터 중 어느 벡터가 Los인지 알 수 없기 때문에 모두 PMI들 중에서 타입-1 PMI의 벡터들을 제외되는 것이 바람직하기 때문이다.

한편, LTE (Long Term Evolution) 시스템에서는 CQI (Channel Quality Information) 계산 복잡도를 낮추기 위해서 코드북 설계에 네스티드 특성(Nested Property)를 적용하였다. 네스티드 특성이란 저-랭크 코드북이 고-랭크 코드북의 서브셋(subset)이 되는 구조를 뜻한다.

아래 표 3은 LTE 시스템에서 랭크 4 코드북을 나타낸다.

또한 이런 코드북의 특징은 코드북 그룹 내에서 각 열 간 직교한다는 것이다. 예를 들어, 표 3의 코드북 인덱스(Codebook index) 0의 코드북을 생성하면 아래 수학식 25와 같다. 수학식 25를 참조하면, 각 열 간 직교성(

)이 성립함을 알 수 있다.

도 10은 본 발명의 실시예에 따라 네스티드 구조의 코드북에서 타입-1 PMI 및 타입-2 PMI 도출하는 예를 도시한다.

도 10을 참조하면, 채널 H 에 대해서 코드북 중 최선 PMI를 타입-1 PMI로 선택하고, 타입-1 PMI 의 벡터/열이 포함된 PMI를 코드북에서 제외한다. 이후, 타입-1 PMI가 제거된 나머지 코드북에서 최선 PMI를 타입-2 PMI로 선택하는 것을 알 수 있다.

＜제 3 실시예＞

본 발명의 제 3 실시예에서는 단말이 채널의 재구성 없이 기존 코드북에서 타입-1 PMI를 우선 찾고, 다음으로 타입-1 PMI를 포함하는 차상위 랭크 후보에서 타입-2 PMI를 찾는 것을 제안한다.

도 11은 본 발명의 실시예에 따라 기존 코드북에서 타입-1 PMI 및 타입-2 PMI를 선택하는 다른 예를 도시한다. 일반적으로, 코드북은 랭크 1~ N _s 까지의 PMI들로 구성되어 있지만, 도 11에서는 설명의 편의를 위하여 N _s 가 4인 경우를 가정한다

도 11을 참조하면, 단말은 우선 채널 H 를 이용하여 아래 수학식 26에 따라 코드북 {P₁,P₂,P₃,…,P_L} 중에서 가장 큰 채널 이득을 제공하는 PMI를 타입-1 PMI로 선택한다. 물론, 타입-1 PMI는 Los 경로에서 채널 용량을 최대화하는 PMI이다.

이후 타입-1 PMI가 포함된 모든 PMI를 선택한다. 이때 도출된 타입-1 PMI가 포함된 차상위 랭크 코드북 중에서 아래 수학식 27에 따라 타입-2 PMI를 도출한다.

예를 들어 타입-1 PMI를 P1이라고 하면 도 11에서 프리코딩 벡터

가 포함된 영역 중 랭크 2 이상의 영역에 포함된 P5, P6 P7, P11, P12, P13, P15에서 타입-2 PMI를 도출한다.

단말은 상기 과정에서 구한 타입-2 PMI를 기지국에 피드백 할 수도 있으나, 타입-2 PMI에서 타입-1 PMI에 해당하는 프리코딩 벡터를 제외한 PMI를 최종적인 PMI로 선택하여 피드백 할 수도 있다. 예를 들어, 위 과정에서 P11 이 타입-2 PMI로 선택되었다면

에서

를 제외한 랭크-2 행렬

에 해당하는 P8 을 최종적인 타입-2 PMI로 선택하여 피드백 할 수 있다. 타입-1 PMI가 랭크 2 이상일 경우에도 동일한 과정을 수행한다.

한편, 기지국은 타입-2 PMI를 이용한 빔포밍을 수행할 경우, 해당 PMI 벡터 중 타입-1 PMI에 해당하는 프리코딩 벡터를 제외하고 사용하는 것이 바람직하다.

추가적으로, 본 발명의 제 3 실시예를 네스티드 구조의 코드북에 적용하는 것 역시 가능하다. 도 12는 본 발명의 실시예에 따라 네스티드 구조의 코드북에서 타입-1 PMI 및 타입-2 PMI 도출하는 다른 예를 도시한다.

도 12를 참조하면, 채널 H 에 대해서 코드북 중 최선 PMI를 타입-1 PMI로 선택한다. 이후, 타입-1 PMI가 포함된 상위 랭크의 코드북에서 최선 PMI를 타입-2 PMI로 선택하는 것을 알 수 있다.

도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

도 13을 참조하면, 통신 장치(1300)는 프로세서(1310), 메모리(1320), RF 모듈(1330), 디스플레이 모듈(1340) 및 사용자 인터페이스 모듈(1350)을 포함한다.

통신 장치(1300)는 설명의 편의를 위해 도시된 것으로서 일부 모듈은 생략될 수 있다. 또한, 통신 장치(1300)는 필요한 모듈을 더 포함할 수 있다. 또한, 통신 장치(1300)에서 일부 모듈은 보다 세분화된 모듈로 구분될 수 있다. 프로세서(1310)는 도면을 참조하여 예시한 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 수행하도록 구성된다. 구체적으로, 프로세서(1310)의 자세한 동작은 도 1 내지 도 12에 기재된 내용을 참조할 수 있다.

메모리(1320)는 프로세서(1310)에 연결되며 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 프로그램 코드, 데이터 등을 저장한다. RF 모듈(1330)은 프로세서(1310)에 연결되며 기저대역 신호를 무선 신호를 변환하거나 무선신호를 기저대역 신호로 변환하는 기능을 수행한다. 이를 위해, RF 모듈(1330)은 아날로그 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환 또는 이들의 역과정을 수행한다. 디스플레이 모듈(1340)은 프로세서(1310)에 연결되며 다양한 정보를 디스플레이한다. 디스플레이 모듈(1340)은 이로 제한되는 것은 아니지만 LCD(Liquid Crystal Display), LED(Light Emitting Diode), OLED(Organic Light Emitting Diode)와 같은 잘 알려진 요소를 사용할 수 있다. 사용자 인터페이스 모듈(1350)은 프로세서(1310)와 연결되며 키패드, 터치 스크린 등과 같은 잘 알려진 사용자 인터페이스의 조합으로 구성될 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

Claims (10)

1. 무선 통신 시스템에서 단말이 프리코딩 행렬 인덱스를 기지국으로 보고하는 방법에 있어서,
   상기 기지국과의 채널을 추정하는 단계;
   상기 추정된 채널에 기반하여, 제 1 코드북에서 적어도 하나의 제 1 벡터를 포함하는 제 1 프리코딩 행렬을 선택하는 단계;
   상기 추정된 채널에 기반하여, 제 2 코드북에서 제 2 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 및
   상기 제 1 프리코딩 행렬의 인덱스 및 상기 제 2 프리코딩 행렬의 인덱스를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하고,
   상기 제 2 코드북은 상기 제 1 코드북에서 하나 이상의 프리코딩 행렬들을 제외하여 정의되며,
   상기 하나 이상의 프리코딩 행렬들은 상기 적어도 하나의 제 1 벡터를 포함하는 것을 특징으로 하는,
   프리코딩 행렬 인덱스 보고 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 1 프리코딩 행렬은 랭크 1 전송을 위한 것을 특징으로 하는,
   프리코딩 행렬 인덱스 보고 방법.
3. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 1 프리코딩 행렬은 상기 채널의 LoS (Line of Sight) 경로를 위한 것이고,
   상기 제 2 프리코딩 행렬은 상기 채널의 NLoS (Non-LoS) 경로를 위한 것을 특징으로 하는,
   프리코딩 행렬 인덱스 보고 방법.
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 1 프리코딩 행렬을 선택하는 단계 및 상기 제 2 프리코딩 행렬을 선택하는 단계는,
   상기 채널의 용량이 최대화되는 프리코딩 행렬을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는,
   프리코딩 행렬 인덱스 보고 방법.
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