KR102175545B1 - 무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR102175545B1
KR102175545B1 KR1020140033598A KR20140033598A KR102175545B1 KR 102175545 B1 KR102175545 B1 KR 102175545B1 KR 1020140033598 A KR1020140033598 A KR 1020140033598A KR 20140033598 A KR20140033598 A KR 20140033598A KR 102175545 B1 KR102175545 B1 KR 102175545B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
interference
signal
control channel
blind detection
information
Prior art date
Application number
KR1020140033598A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20150109956A (ko
Inventor
이효진
신철규
지형주
곽용준
김영범
김윤선
이주호
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020140033598A priority Critical patent/KR102175545B1/ko
Priority to PCT/KR2015/002739 priority patent/WO2015142111A1/en
Priority to US14/663,914 priority patent/US10020927B2/en
Publication of KR20150109956A publication Critical patent/KR20150109956A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102175545B1 publication Critical patent/KR102175545B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/0073—Allocation arrangements that take into account other cell interferences
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
    • H04J11/0036—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver
    • H04J11/004—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver using regenerative subtractive interference cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0036—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff arrangements specific to the receiver
    • H04L1/0038—Blind format detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0012—Modulated-carrier systems arrangements for identifying the type of modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0053—Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals
    • H04L5/0057—Physical resource allocation for CQI
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/063—Parameters other than those covered in groups H04B7/0623 - H04B7/0634, e.g. channel matrix rank or transmit mode selection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/006—Quality of the received signal, e.g. BER, SNR, water filling

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 사용자 단말(User Equipment: UE)이 기지국으로부터 간섭 셀에 대한 제어 정보를 수신하고, 상기 제어 정보를 기반으로 상기 간섭 셀의 제어 채널 영역을 판단하여 간섭 신호 측정을 위한 무선 자원과 간섭 신호의 변조 방식 및 수신 세기를 확인하기 위한 정보를 검출하고, 상기 무선 자원에서 상기 검출된 정보를 사용하여 상기 간섭 신호의 변조 방식 및 수신 세기를 확인하고, 확인 결과를 기반으로 상기 기지국으로부터 수신된 신호를 복호한다.

Description

무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DECODING A RECEIVED SIGNㄷALIN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치에 관한 것이다.
이동 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 데이터 서비스 및 멀티미디어 서비스 제공을 위해 고속, 고품질의 무선 패킷 데이터 통신 시스템으로 발전하고 있다. 최근 3GPP의 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access), HSUPA(High Speed Uplink Packet Access), LTE(Long Term Evolution), LTE-A (Long Term Evolution Advanced), 3GPP2의 HRPD(High Rate Packet Data), 그리고 IEEE의 802.16 등 다양한 이동 통신 표준이 고속, 고품질의 무선 패킷 데이터 전송 서비스를 지원하기 위해 개발되었다. 특히 LTE 시스템은 고속 무선 패킷 데이터 전송을 효율적으로 지원하기 위하여 개발된 시스템으로 다양한 무선 접속 기술을 활용하여 무선 시스템 용량을 최대화한다. LTE-A 시스템은 LTE 시스템의 진보된 무선 시스템으로 LTE 시스템과 비교하여 향상된 데이터 전송 능력을 가지고 있다.
LTE 시스템에서는 일반적으로 3GPP 표준 단체의 Release 8 또는 9에 해당하는 기지국 및 단말 장비가 사용되며, LTE-A 시스템에서는 3GPP 표준 단체의 Release 10에 해당하는 기지국 및 단말 장비가 사용된다.
3GPP 표준 단체에서는 LTE-A 시스템의 표준화 이후에도 이를 기반으로 하며 향상된 성능을 갖는 후속 Release에 대한 표준화를 진행하고 있다.
HSDPA, HSUPA, HRPD, LTE/LTE-A 등의 현존하는 3세대 및 4세대 무선 패킷 데이터 통신 시스템은 전송 효율을 개선하기 위해 적응 변조 및 부호(Adaptive Modulation and Coding: AMC) 방법과 채널 감응 스케줄링 방법 등의 기술을 이용한다. 상기의 AMC 방법을 활용하면 송신기는 채널 상태에 따라 전송하는 데이터의 양을 조절할 수 있다. 즉, 송신기는 채널 상태가 좋지 않으면 전송하는 데이터의 양을 줄여서 수신 오류 확률을 원하는 수준에 맞추고, 채널 상태가 좋으면 전송하는 데이터의 양을 늘려서 수신 오류 확률은 원하는 수준에 맞추면서도 많은 정보를 효과적으로 전송할 수 있다. 상기의 채널 감응 스케줄링 자원 관리 방법을 활용하면 송신기는 여러 사용자 중에서 채널 상태가 우수한 사용자를 선택적으로 서비스하기 때문에 한 사용자에게 채널을 할당하고 서비스해주는 것에 비해 시스템 용량이 증가한다. 이와 같은 용량 증가를 소위 다중 사용자 다이버시티(Multi-user Diversity) 이득이라 한다. 요컨대 상기의 AMC 방법과 채널 감응 스케줄링 방법은 수신기로부터 부분적인 채널 상태 정보를 피드백(feedback) 받아서 가장 효율적이라고 판단되는 시점에 적절한 변조 및 부호 기법을 적용하는 방법이다.
상기와 같은 AMC 방법은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송 방식과 함께 사용될 경우 전송되는 신호의 공간 레이어(spatial layer)의 개수 또는 랭크(rank)를 결정하는 기능도 포함할 수 있다. 이 경우 AMC 방법은 최적의 데이터 레이트(data rate)를 결정하는데 단순히 부호화율과 변조 방식만을 생각하지 않고 MIMO를 이용하여 몇 개의 레이어(layer)로 전송할지도 고려하게 된다.
복수개의 송신 안테나를 이용하여 무선 신호를 전송하는 MIMO는 한 개의 단말에게 전송하는 SU-MIMO(Single User MIMO)와 동일한 시간 및 주파수 자원을 이용하여 복수의 단말에게 전송하는 MU-MIMO(Multi-User MIMO)로 구분된다. SU-MIMO의 경우 복수의 송신 안테나가 한 개의 수신기에 대하여 무선 신호를 복수개의 공간 레이어를 통해 전송한다. 이때 수신기는 복수개의 수신 안테나를 보유하고 있어야 복수개의 공간 레이어를 통한 무선 신호를 수신할 수 있다. 반면 MU-MIMO의 경우 복수의 송신 안테나가 복수의 수신기에 대하여 무선 신호를 복수개의 공간 레이어를 통해 전송한다. MU-MIMO의 경우 SU-MIMO와 비교할 때 수신기가 복수의 수신 안테나를 필요로 하지 않는 장점이 있다. 다만 MU-MIMO는 동일한 주파수 및 시간 자원을 사용하여 복수의 수신기에 대하여 무선 신호를 전송하기 때문에 서로 다른 수신기들에 대한 무선 신호들 사이에 상호 간섭이 발생할 수 있다는 단점이 있다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치를 제안한다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신기의 수신 성능을 향상시키기 위한 간섭 관련 제어 정보를 송신하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신기가 간섭 제거 및 억제를 통한 복호를 수행할 수 있도록 하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 발명에서 제안하는 방법은; 무선 통신 시스템에서 사용자 단말(User Equipment: UE)의 수신 신호 복호 방법에 있어서, 기지국으로부터 간섭 셀에 대한 제어 정보를 수신하는 과정과, 상기 제어 정보를 기반으로 상기 간섭 셀의 제어 채널 영역을 판단하여 간섭 신호 측정을 위한 무선 자원과 간섭 신호의 변조 방식 및 수신 세기를 확인하기 위한 정보를 검출하는 과정과, 상기 무선 자원에서 상기 검출된 정보를 사용하여 상기 간섭 신호의 변조 방식 및 수신 세기를 확인하고, 확인 결과를 기반으로 상기 기지국으로부터 수신된 신호를 복호하는 과정을 포함한다.
본 발명에서 제안하는 장치는; 무선 통신 시스템에서 사용자 단말(User Equipment: UE)에 있어서, 기지국으로부터 간섭 셀에 대한 제어 정보를 수신하는 수신부와, 상기 제어 정보를 기반으로 상기 간섭 셀의 제어 채널 영역을 판단하여 간섭 신호 측정을 위한 무선 자원과 간섭 신호의 변조 방식 및 수신 세기를 확인하기 위한 정보를 검출하고, 상기 무선 자원에서 상기 검출된 정보를 사용하여 상기 간섭 신호의 변조 방식 및 수신 세기를 확인하고, 확인 결과를 기반으로 상기 기지국으로부터 수신된 신호를 복호하는 제어부를 포함한다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 하향링크 신호를 수신하는 단말이 효과적으로 간섭을 제거할 수 있도록 함으로써 단말의 수신 성능을 향상시킬 수 있는 이점이 있다.
도 1은 일반적인 무선 통신 시스템에서 사용되는 시간 및 주파수 자원을 나타낸 도면,
도 2는 일반적인 무선 통신 시스템에서 하향링크 스케줄링을 위한 최소 자원 할당 단위를 나타낸 도면,
도 3은 일반적인 분산 안테나 시스템에서 분산된 위치에 배치된 안테나들을 나타낸 도면,
도 4는 분산 안테나 시스템에서 각 안테나 그룹별로 서로 다른 단말에게 전송을 수행할 경우 발생하는 간섭 현상을 나타낸 도면,
도 5는 조건부 확률 밀도 함수를 나타낸 그래프,
도 6은 수신 신호가 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송되는 상황에서 간섭 신호 역시 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송되는 경우의 조건부 확률 밀도 함수를 나타낸 그래프,
도 7은 수신 신호가 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송되고 간섭신호는 16QAM 변조 방식에 따라 변조되어 전송되는 경우의 조건부 확률 밀도 함수를 나타낸 그래프,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 간섭이 발생되는 상황을 도시화한 도면,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 서로 다른 제어 채널 영역을 갖는 각 셀의 무선 자원을 나타낸 도면,
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 UE의 복호 과정을 나타낸 순서도,
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 간섭 제거 및 억제를 통한 UE 수신기 성능 개선을 지원하기 위한 기지국의 장치도,
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 간섭 제거 및 억제를 고려한 UE의 장치도.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
또한, 본 발명의 실시 예들을 구체적으로 설명함에 있어서, OFDM(Othogonal Frequency Division Multiplexing) 기반의 무선 통신 시스템, 특히 3GPP EUTRA 표준을 주된 대상으로 할 것이지만, 본 발명의 주요한 요지는 유사한 기술적 배경 및 채널형태를 가지는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하며, 이는 본 발명의 기술분야에서 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로 가능할 것이다.
최근 2세대와 3세대 이동 통신 시스템에서 사용되던 다중 접속 방식인 CDMA(Code Division Multiple Access) 방식을 차세대 시스템에서 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식으로 전환하려는 연구가 활발히 진행되고 있다.
3GPP와 3GPP2는 OFDMA를 사용하는 진화 시스템에 관한 표준화를 진행하기 시작하였다. CDMA 방식이 사용될 때에 비해 OFDMA 방식이 사용될 경우 용량 증대를 기대할 수 있는 것으로 알려져 있다. OFDMA 방식이 사용될 경우 용량 증대를 이룰 수 있는 여러 가지 원인 중의 하나가 주파수 축 상에서 스케줄링(Frequency Domain Scheduling)을 수행할 수 있다는 것이다. 채널이 시간에 따라 변하는 특성에 따라 채널 감응 스케줄링 방법을 통해 용량 이득이 획득될 수 있듯이 채널이 주파수에 따라 다른 특성을 활용하면 더 많은 용량 이득이 획득될 수 있다.
도 1은 일반적인 무선 통신 시스템에서 사용되는 시간 및 주파수 자원을 나타낸 도면이다.
도 1에서는 일 예로 LTE/LTE-A 통신 시스템에서 사용되는 시간 및 주파수 자원을 보이고 있다. 도 1에서 기지국(enhanced NodeB: eNB)이 단말에게 전송하는 무선 자원은 주파수 축(100) 상에서는 자원 블록(Resource Block: RB)(150) 단위로 나누어지며 시간 축(120) 상에서는 서브프레임(subframe)(140) 단위로 나누어진다. 일반적으로 RB(150)는 LTE/LTE-A 시스템에서 12개의 부반송파(subcarrier)로 이루어지며 180kHz의 시스템 대역폭(system bandwidth)(130)을 차지한다. 반면 서브프레임(140)은 LTE/LTE-A 시스템에서 일반적으로 14개의 OFDM 심볼 구간으로 이루어지며 1 msec의 시간 구간을 차지한다. LTE/LTE-A 시스템은 스케줄링을 수행함에 있어서 시간 축(120)에서는 서브프레임(140) 단위로 자원을 할당할 수 있으며 주파수 축(100)에서는 RB(150) 단위로 자원을 할당할 수 있다.
도 2는 일반적인 무선 통신 시스템에서 하향링크 스케줄링을 위한 최소 자원 할당 단위를 나타낸 도면이다.
도 2를 참조하면, 하향링크 스케줄링을 위한 최소 자원 할당 단위는 1 서브프레임(230) 및 1 RB(210)로 구성된 무선 자원이 될 수 있다.즉, 상기 무선 자원은 시간 축 상에서 한 개의 서브프레임(230)으로 이루어지며 주파수 축 상에서 한 개의 RB(210)로 이루어진다. 이와 같은 무선 자원은 주파수 영역에서 12개의 부반송파로 이루어지며 시간 영역에서 14개의 OFDM 심볼로 이루어져서 총 168개의 고유 주파수 및 시간 위치 갖도록 한다. LTE/LTE-A에서는 상기와 같은 각각의 고유 주파수 및 시간 위치를 자원 요소(Resource Element: RE)라 한다. 또한 한 개의 서브프레임(230)은 각각 7개의 OFDM 심볼로 이루어진 두 개의 슬롯(slot)으로 이루어진다.
한편, 도 2에 도시된 무선 자원을 사용하여 다음과 같은 복수개의 서로 다른 종류의 신호가 전송될 수 있다.
1. CRS (Cell Specific RS): 한 개의 셀(cell)에 속한 모든 단말을 위하여 전송되는 기준 신호(reference signal)
2. DMRS (Demodulation Reference Signal): 특정 단말을 위하여 전송되는 기준 신호
3. PDSCH (Physical Downlink Shared Channel): 하향링크로 전송되는 데이터 채널로서 기지국이 단말에게 트래픽을 전송하기 위해 이용하며, 도 2의 데이터 영역(data region)(220)에서 기준 신호가 전송되지 않는 RE를 이용하여 트래픽이 전송됨.
4. CSI-RS (Channel Status Information Reference Signal): 한 개의 셀에 속한 단말들을 위하여 전송되는 기준 신호로서 채널 상태를 측정하는데 이용됨. 한 개의 셀에서는 복수개의 CSI-RS가 전송될 수 있음.
5. 기타 제어채널 (PHICH, PCFICH, PDCCH 등): 단말이 PDSCH를 수신하는데 필요한 제어정보를 제공하거나 상향링크의 데이터 송신에 대한 HARQ를 운용하기 위한 ACK/NACK 전송
상기와 같은 신호 외에 LTE-A 시스템에서는 다른 기지국의 전송하는 CSI-RS가 해당 셀의 단말들에게 간섭없이 수신될 수 있도록 뮤팅(muting)을 설정할 수 있다. 뮤팅은 CSI-RS가 전송될 수 있는 위치에 적용될 수 있으며 일반적으로 단말은 뮤팅이 적용된 해당 무선 자원을 건너뛰어 트래픽 신호를 수신한다. LTE-A 시스템에서 뮤팅은 또 다른 용어로 제로-파워(zero-power) CSI-RS라고 불리기도 한다. 이는 뮤팅의 특성상 CSI-RS의 위치에 적용되며 전송 전력이 할당되지 않기 때문이다.
도 2에서 CSI-RS는 CSI-RS를 전송하는 안테나들 수에 따라 A, B, C, D, E, E, F, G, H, I, J로 표시된 위치의 일부를 이용하여 전송될 수 있다. 또한 뮤팅도 A, B, C, D, E, E, F, G, H, I, J로 표시된 위치의 일부에 적용될 수 있다. 특히 CSI-RS는 전송하는 안테나 포트 수에 따라서 2개, 4개, 8개의 RE로 전송될 수 있다. 안테나 포트 수가 2개일 경우 상기 도 2에서 특정 패턴의 절반에 CSI-RS가 전송되며, 안테나 포트 수가 4개일 경우 특정 패턴의 전체에 CSI-RS가 전송되고, 안테나 포트 수가 8개일 경우 두 개의 패턴을 이용하여 CSI-RS가 전송된다. 반면 뮤팅의 경우 언제나 한 개의 패턴 단위로 이루어진다. 즉, 뮤팅은 복수개의 패턴에 적용될 수는 있지만 CSI-RS와 위치가 겹치지 않는 경우 한 개의 패턴의 일부에만 적용될 수는 없다. 단, CSI-RS의 위치와 뮤팅의 위치가 겹칠 경우에 한해서 한 개의 패턴의 일부에만 적용될 수 있다.
무선 통신 시스템에서는 하향링크 채널 상태를 측정할 수 있도록 기준 신호가 전송되어야 한다. 3GPP의 LTE-A(Long Term Evolution Advanced) 시스템의 경우 단말은 기지국이 전송하는 CRS 또는 CSI-RS를 이용하여 기지국과 자신 사이의 채널 상태를 측정한다. 상기 채널 상태는 기본적으로 몇 가지 요소가 고려되어야 하며 여기에는 하향링크에서의 간섭량이 포함된다. 상기 하향링크에서의 간섭량은 인접 기지국에 속한 안테나 의하여 발생되는 간섭 신호 및 열잡음 등이 포함되며, 이는 단말이 하향링크의 채널 상황을 판단하는데 중요하게 사용될 수 있다. 한 예로 하나의 송신 안테나를 갖는 기지국에서 하나의 수신 안테나를 갖는 단말로 기준 신호를 전송할 경우, 단말은 기지국으로부터 수신된 기준 신호에서 하향링크로 수신할 수 있는 심볼당 에너지와 해당 심볼을 수신하는 구간에서 동시에 수신될 간섭량을 판단하여 신호 대 간섭 잡음비(Signal to Noise plus Interference Ratio: SNIR)를 결정해야 한다. 상기 SNIR은 수신 신호의 전력을 간섭과 잡음 신호의 세기로 나눈 값이다. 일반적으로 SNIR이 높을수록 상대적으로 더 좋은 수신 성능과 더 높은 데이터 전송 속도를 얻을 수 있다. 결정된 SNIR 또는 그에 상응하는 값 또는 해당 SNIR에서 지원할 수 있는 최대 데이터 전송 속도는 기지국으로 통보되어 기지국이 하향링크로 단말에게 어떤 데이터 전송 속도로 전송을 수행할지를 판단할 수 있게 한다.
일반적인 이동 통신 시스템의 경우 각 셀의 중간 지점에 기지국이 배치되며 해당 기지국은 한정된 장소에 위치한 한 개 또는 복수개의 안테나를 이용하여 단말과 이동 통신을 수행한다. 상기와 같이 한 개의 셀에 속한 안테나들이 동일한 위치에 배치된 이동 통신 시스템을 중앙 안테나 시스템(Centralized Antenna System)이라고 한다. 반면 한 개의 셀에 속한 안테나(Remote Radio Head: RRH)들이 셀 내의 분산된 위치에 배치된 이동 통신 시스템을 분산 안테나 시스템(Distributed Antenna System)이라고 한다.
도 3은 일반적인 분산 안테나 시스템에서 분산된 위치에 배치된 안테나들을 나타낸 도면이다.
도 3을 참조하면, 분산 안테나 시스템은 일 예로 두 개의 셀(즉, 제1셀(300)과 제2셀(310)을 포함할 수 있다. 제1셀(300)은 한 개의 고출력 안테나(320)과 네 개의 저출력 안테나를 포함한다. 상기 고출력 안테나(320)는 셀 영역에 포함되는 전역에 최소한의 서비스를 제공할 수 있도록 하는 반면, 저출력 안테나들은 셀 내 제한된 영역에서 제한된 단말들에게 높은 데이터 속도를 기반으로 하는 서비스를 제공할 수 있다. 또한 저출력 안테나들 및 고출력 안테나는 도면부호 330에 나타난 바와 같이 모두 중앙 제어기(320)에 연결되어 중앙 제어기(320)의 스케줄링 및 무선 자원 할당에 따라 동작한다. 분산 안테나 시스템에서 한 개의 지리적으로 분리된 안테나 위치에는 한 개 또는 복수개의 안테나들이 배치될 수 있다. 분산 안테나 시스템에서 동일한 위치에 배치된 안테나 또는 안테나들을 본 발명의 실시 예에서는 안테나 그룹(RRH group)이라 칭하기로 한다.
도 3에 나타난 바와 같은 분산 안테나 시스템에서 단말은 한 개의 지리적으로 분리된 안테나 그룹에서 신호를 수신하고, 나머지 안테나 그룹에서 전송되는 것은 간섭으로 간주한다.
도 4는 분산 안테나 시스템에서 각 안테나 그룹별로 서로 다른 단말에게 전송을 수행할 경우 발생하는 간섭 현상을 나타낸 도면이다.
도 4를 참조하면, 사용자 단말(User Equipment: UE)1(400)은 제1안테나 그룹(410)으로부터 트래픽 신호를 수신하고 있다. 그리고 UE2(420)는 제2안테나 그룹(430)으로부터 트래픽 신호를 수신하고, UE3(440)은 제3안테나그룹(450)으로부터 트래픽 신호를 수신하고, UE4(460)는 제4안테나 그룹(470)으로부터 트래픽 신호를 수신하고 있다.
UE1(400)은 제1안테나 그룹(410)으로부터 트래픽 신호를 수신하는 동시에 다른 단말들에게 트래픽 신호를 전송하고 있는 다른 안테나 그룹들로부터 간섭을 받게 된다. 즉, 제2, 제3 및 제4안테나그룹(430, 450, 470)에서 전송되는 신호가 UE1(400)에 간섭 효과를 발생시킨다.
일반적으로 분산 안테나 시스템에서 다른 안테나 그룹에 의한 간섭은 다음과 같이 두 가지 종류가 있다.
- 셀 간 간섭(Inter-cell interference): 다른 셀의 안테나 그룹에서 발생되는 간섭
- 셀 내 간섭(Intra-cell interference): 동일한 셀의 안테나 그룹에서 발생되는 간섭
도 4의 UE1(400)에 대한 셀 내 간섭은 동일한 셀인 셀1에 속한 제2안테나 그룹(430)에 의해 발생되는 간섭을 포함하며, UE1(400)에 대한 셀 간 간섭은 인접 셀인 셀 2의 제3 및 제4안테나 그룹(450,470)에 의해 발생되는 간섭을 포함한다. 상기 셀 간 간섭과 셀 내 간섭은 UE1(400)에 동시에 수신되어 UE1(400)의 데이터 채널 수신을 방해하게 된다.
일반적으로 UE가 무선 신호를 수신할 경우 원하는 신호가 잡음 및 간섭과 함께 수신된다. UE의 수신 신호를 수학식으로 표현하면 다음 수학식 1과 같다.
Figure 112014027518811-pat00001
상기 수학식 1에서 'r'은 수신 신호를 나타내고, 's'는 송신 신호를 나타내고, 'noise'는 가우시안 분포를 갖는 잡음을 나타내고, 'interference'는 무선 통신에서 발생하는 간섭 신호를 나타낸다. 상기 간섭 신호는 다음과 같은 상황에서 발생될 수 있다.
- 인접 전송 지점에서의 간섭: 인접 셀 또는 분산안테나 시스템에서의 인접 안테나가 전송하는 신호가 원하는 신호에 간섭을 발생시키는 경우
- 동일한 전송 지점에서의 간섭: 한 개의 전송 지점에서 복수개의 안테나를 이용하여 MU-MIMO 전송을 수행할 경우 서로 다른 UE들을 위한 신호들이 서로 상호 간섭을 발생시키는 경우
간섭의 크기에 따라 SNIR의 값이 달라지며 결과적으로 수신 성능에 영향을 줄 수 있다. 일반적으로 간섭은 셀룰러 이동 통신 시스템에서 시스템 성능을 저해하는 가장 큰 요소이며 간섭을 어떻게 적절하게 제어하는지가 시스템 성능을 결정하게 된다. LTE/LTE-A에서는 간섭을 제어하는 용도로 협력 통신인 CoMP(Coordinated Multi-Point Transmission and Reception)를 지원하기 위한 각종 표준 기술이 사용되고 있다. CoMP에서는 네트워크가 복수의 기지국 또는 전송 지점에서의 전송을 종합적으로 중앙 제어하여 하향링크 및 상향링크에서의 간섭의 크기 및 간섭의 유무까지도 결정한다. 예를 들어, 두 개의 기지국이 존재하는 경우 네트워크의 중앙 제어기는 기지국1에서 신호를 수신하는 UE에게 간섭을 발생시키지 않도록 기지국2에서의 신호 송신을 중단할 수 있다.
무선 통신 시스템에서는 송수신 과정에서의 오류를 정정하기 위하여 오류 정정 부호화를 수행한다. LTE/LTE-A 시스템에는 컨볼루션 코드(convolution code) 및 터보 코드(turbo code) 등을 오류 정정 부호화에 이용한다. 이와 같은 오류 정정 부호화의 복호화 성능을 높이기 위하여 수신기에서는 QPSK, 16QAM, 64QAM과 같이 변조된 변조심볼을 복조할 때 경판정(hard-decision)이 아닌 연판정(soft-decision)을 이용한다. 송신단에서 '+1' 또는 '-1'를 전송하는 경우 경판정을 적용한 수신기는 수신 신호에 대하여 '+1' 또는 '-1' 중 하나를 선택하여 이를 출력한다. 반면 연판정을 적용한 수신기는 수신 신호에 대하여 '+1' 또는 '-1' 중 어느 것이 수신되었는지에 대한 정보와 해당 판정의 신뢰도롤 함께 출력한다. 이와 같은 신뢰도 정보는 복호화 과정에서 복호화 성능을 개선시키는데 활용될 수 있다.
연판정을 사용하는 수신기에서 출력값을 산출하는데 일반적으로 이용되는 것은 LLR(Log Likelihood Ratio)이다. 상기 송신신호가 '+1' 또는 '-1' 중 하나인 BPSK 변조방식이 적용되었을 경우 LLR은 다음 수학식 2와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014027518811-pat00002
상기 수학식 2에서 'r'은 수신 신호를 나타내며 's'는 송신 신호를 나타낸다. 또한 조건부 확률 밀도 함수
Figure 112014027518811-pat00003
는 송신 신호로 '+1'가 전송되었다는 조건하에 수신 신호의 확률 밀도 함수를 나타낸다. 마찬가지로 조건부 확률 밀도 함수
Figure 112014027518811-pat00004
는 송신 신호로 '-1'이 전송되었다는 조건하에 수신 신호의 확률 밀도 함수를 나타낸다. QPSK, 16QAM, 64QAM과 같은 변조 방식의 경우도 유사한 방법으로 LLR을 수식적으로 표현할 수 있다. 상기 조건부 확률 밀도 함수는 간섭이 존재하지 않는 상황에서는 가우시안 분포를 갖게 된다.
도 5는 조건부 확률 밀도 함수를 나타낸 그래프이다.
도 5를 참조하면, 제1그래프(500)는 조건부 확률 밀도 함수
Figure 112014027518811-pat00005
를 나타내며, 제2그래프(510)는 조건부 확률 밀도 함수
Figure 112014027518811-pat00006
를 나타낸다. 이와 같은 조건부 확률 밀도 함수들을 기반으로 수신 신호 값이 도면 부호 520에 나타난 바와 같을 경우 수신기는 LLR을 log(f2/f1)와 같이 계산하게 된다. 도 5에 도시된 조건부 확률 밀도 함수들은 잡음 및 간섭이 가우시안 분포를 따르는 경우에 해당한다.
LTE/LTE-A와 같은 이동 통신 시스템에서는 한번의 PDSCH 전송으로 기지국이 UE에게 수십 비트 이상의 정보를 전달한다. 기지국은 UE에 전송할 정보를 부호화 한 후 이를 QPSK, 16QAM, 64QAM과 같은 방식으로 변조하여 전송한다. 따라서, PDSCH를 수신한 UE는 수십개 이상의 변조 심볼을 복조하는 과정에서 수십개 이상의 부호화 심볼에 대한 LLR들을 생성하여 이를 복호화기에 전달한다.
일반적으로 잡음은 가우시안 분포를 따르지만 간섭은 상황에 따라 가우시안 분포를 따르지 않을 수도 있다. 간섭이 가우시안 분포를 따르지 않는 대표적인 이유는 간섭은 잡음과 달리 다른 수신기를 위한 무선 신호이기 때문이다. 즉 앞서 설명한 수학식 1에서 'interference'는 다른 수신기를 위한 무선 신호이기 때문에 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM과 같은 변조 방식이 적용되어 전송된다. 한 예로 간섭 신호가 BPSK 변조 방식에 따라 변조된 경우 간섭은 동일한 확률로 '+k' 또는 '-k'의 값을 갖는 확률분포를 갖게 된다. 상기 'k'는 무선 채널의 신호 세기 감쇄 효과에 의해 결정되는 값이다.
도 6은 수신 신호가 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송되는 상황에서 간섭 신호 역시 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송되는 경우의 조건부 확률 밀도 함수를 나타낸 그래프이다. 도 6에서 잡음은 가우시안 분포를 따른다고 가정하였다.
도 6을 참조하면, 도 6에 도시된 조건부 확률 밀도 함수는 도 5에 도시된 조건부 확률 밀도 함수와 다른 것을 알 수 있다. 도 6에서 제1그래프(620)는 조건부 확률 밀도 함수
Figure 112014027518811-pat00007
를 나타내고, 제2그래프(630)는 조건부 확률 밀도 함수
Figure 112014027518811-pat00008
를 나타낸다. 또한 도면 부호 610은 상기 간섭 신호의 신호 세기에 따라 그 크기가 결정되며 무선 채널의 영향에 따라 달라질 수 있다. 이와 같은 조건부 확률 밀도 함수를 이용하여 수신 신호 값이 도면부호 600에 나타난 바와 같을 경우 수신기는 LLR을 log(f4/f3)와 같이 계산하게 된다. 이와 같은 LLR 값은 이용되는 조건부 확률 밀도 함수가 다르기 때문에 도 5의 LLR 값과 다른 값을 갖게 된다. 즉, 간섭 신호의 변조 방식을 고려한 LLR 값은 가우시안 분포를 갖는 간섭을 고려하여 산출된 LLR 값과 다르게 된다.
도 7은 수신 신호가 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송되고 간섭신호는 16QAM 변조 방식에 따라 변조되어 전송되는 경우의 조건부 확률 밀도 함수를 나타낸 그래프이다.
도 7을 참조하면, 간섭의 변조 방식이 다름에 따라 조건부 확률 밀도 함수는 다르게 됨을 알 수 있다. 도 6과 도 7에서 모두 수신 신호는 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송되었지만, 도 6에서는 간섭이 BPSK 변조 방식에 따라 변조된 경우에 해당되고 도 7은 간섭이 16QAM 변조 방식에 따라 변조된 경우에 해당된다. 즉, 수신 신호의 변조 방식이 동일하더라도 간섭 신호의 변조 방식이 무엇인지에 따라 조건부 확률 밀도 함수가 달라지며 결과적으로 산출된 LLR 값도 다르게 될 수 있다.
상기 도 5, 6, 7에서 언급한 바와 같이 LLR 값은 수신기가 간섭을 어떻게 가정하고 산출하느냐에 따라 다른 값을 갖게 된다. 수신 성능을 최적화하기 위해서는 실제 간섭이 갖는 통계적 특성을 반영한 조건부 확률 밀도 함수를 이용하여 LLR 값을 산출하거나 간섭을 사전에 제거한 이후에 LLR 값을 산출하여야 한다. 즉, 간섭이 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송된 경우에는 수신기에서 간섭이 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송되었다고 가정을 하고 LLR 값을 산출하거나 BPSK로 변조된 간섭을 제거한 후 LLR 값을 산출해야 한다. 만약 간섭이 BPSK 변조 방식에 따라 변조되어 전송된 경우 간섭 제거 절차를 수행하지 않고 단순히 수신기에서 간섭이 가우시안 분포를 갖는다고 가정하거나 16QAM 변조 방식에 따라 변조되어 전송되었다고 가정할 경우 최적화되지 못한 LLR 값을 산출하게 되고 결과적으로 수신 성능을 최적화하지 못하게 된다.
이하 본 발명의 실시 예에 대해 구체적으로 설명하기로 한다. 본 발명의 실시 예에서는 무선 통신 시스템에서 하향링크 신호를 수신하는 UE의 수신 성능을 향상시키기 위하여 간섭 관련 제어 정보를 전달하는 방법 및 장치를 제공한다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 간섭이 발생되는 상황을 도시화한 도면이다.
도 8을 참조하면, UE는 무선 신호(800)를 수신하고자 한다. 이때 다른 UE로 전송되는 신호가 존재하는 경우, 해당 신호는 UE에게 간섭 신호가 될 수 있다. LTE/LTE-A 시스템의 경우 UE가 수신하려는 신호와 간섭 신호가 동일한 서브프레임의 동일한 주파수 구간에서 전송될 때 간섭이 발생할 수 있다. 도 8에서는 UE가 수신하려는 신호(800)와 간섭 신호(810)가 N개의 RB를 통해 전송됨을 일 예로 보이고 있다.
도 8에서 UE가 수신하려는 신호(800)를 검출하는 과정에서 수신 성능을 높이기 위해서는 간섭 신호(810)를 제거한 후 LLR 값을 산출하거나 간섭 신호(810)의 통계적 특성이 반영된 조건부 확률 밀도 함수를 정확히 계산한 후 LLR 값을 산출하여야 한다. UE가 간섭 신호(810)를 제거하거나 간섭 신호(810)의 통계적 특성이 반영된 확률 밀도 함수를 유도하기 위해서는 적어도 간섭 신호(810)의 변조 방식과 간섭 신호(810)의 수신 세기를 알아야 한다. LTE/LTE-A 시스템의 경우에 UE가 간섭 신호의 변조 방식과 간섭 신호의 수신 세기를 확인하기 위하여 간섭에 대한 다음의 전송 파라미터들 중 적어도 하나를 알 수 있어야 한다:
Figure 112014027518811-pat00009
Figure 112014027518811-pat00010
LTE/LTE-A 시스템에서 상기 간섭에 대한 전송 파라미터들 중에서 간섭 PDSCH의 전송 모드로 가능한 값은 TM1에서 TM10까지이며 각 모드별 PDSCH 전송 방법은 [3GPP TS 36.213]을 참조한다. 상기 간섭에 대한 전송 파라미터들 중에서 일부는 별도의 시그널링을 통하여 기지국에서 UE로 전달될 수 있고 또 다른 일부는 UE가 블라인드 검출(blind detection) 방법을 사용하여 직접 검출할 수도 있다. 또한 특정 전송 파라미터에 대해서 기지국은 UE로 해당 파라미터가 가질 수 있는 가능한 값들의 후보 집합을 시그널링해 주면, UE는 전달받은 가능한 파라미터 값들의 후보 중에서 블라인드 검출 방법을 사용하여 간섭 신호의 해당 전송 파라미터 값을 검출할 수도 있다.
본 발명의 실시 예에서는 상기 간섭에 대한 전송 파라미터들 중에서 간섭 셀의 CRS 정보, 간섭 셀의 네트워크 배치 정보 및 간섭 PDSCH의 전송 모드 정보에 해당하는 파라미터들은 상위 시그널링을 통하여 기지국이 UE로 알려주었거나 UE가 블라인드 검출 방법을 통해 해당 파라미터들을 미리 알고 있다고 가정하여, UE가 간섭의 변조차수/RI/PMI 또는 변조차수/DMRSI를 블라인드 검출하여 간섭 신호를 제거하거나 간섭 신호의 통계적 특성이 반영된 조건부 확률 밀도 함수를 계산하는 방법을 고려한다. 하지만 변조차수/RI/PMI 또는 변조차수/DMRSI는 상기와 같은 방법에 한정되지 않고 다른 간섭의 전송 파라미터들 중 일부와 함께 조인트 블라인드 검출(joint blind detection) 방법을 통해 검출될 수도 있다.
상기 간섭에 대한 전송 파라미터들 중에서 간섭 셀의 CRS 정보, 간섭 셀의 네트워크 배치 정보에 해당하는 파라미터들은 상위 시그널링을 통하여 기지국이 UE로 알려주었거나 UE가 블라인드 검출 방법을 통해 미리 알고 있다고 가정하고, 간섭 PDSCH의 전송 모드가 CRS를 기반하여 동작하는 TM1에서 TM6까지 중 일부가 가능하다고 확인되면, UE는 간섭 신호를 제거하거나 간섭 신호의 통계적 특성이 반영된 조건부 확률 밀도 함수를 계산하기 위해 간섭의 변조차수/RI/PMI 정보를 확인하는 블라인드 검출을 수행하여야 한다.
UE의 간섭 신호에 대한 변조차수/RI/PMI의 블라인드 검출을 수행하는 방법을 설명하기 위하여 UE의 수신 신호를 나타내면 다음수학식 3과 같다.
Figure 112014027518811-pat00011
상기 수학식 3에서
Figure 112014027518811-pat00012
는 k번째 RE에서 UE가 접속한 기지국으로부터 UE로의 채널을 나타내고,
Figure 112014027518811-pat00013
는 UE로 전송되는 전송 신호 벡터를 나타낸다. 그리고
Figure 112014027518811-pat00014
는 k번째 RE에서 간섭 신호가 전송되는 채널을 나타내고,
Figure 112014027518811-pat00015
는 간섭 신호 벡터를 나타내며, w는
Figure 112014027518811-pat00016
의 분산을 가지는 가우시안 노이즈를 나타낸다. 그러면 UE의 간섭 신호에 대한 변조 차수/RI/PMI의 블라인드 검출을 수행하는 방법 중 하나인 AML(Approximated Maximum Likelihood) 검출 방법은 다음의 수학식 4와 같이 표현된다.
Figure 112014027518811-pat00017
상기 수학식 4에서
Figure 112014027518811-pat00018
는 간섭 신호가 전송되는 채널을 추정한 행렬값을 나타내며 간섭 셀에 대한 CRS를 통해 추정된다. 그리고 R은 간섭 신호에 적용이 가능한 전송 랭크 값들을 나타내고, P R 은 해당 R의 랭크 값에 대하여 가능한 프리코딩(precoding) 행렬들을 나타낸다. 여기서 간섭 신호에 적용이 가능한 전송 랭크 및 이에 대한 가능한 프리코딩 행렬들은 CRS 안테나 포트 수에 대하여 LTE/LTE-A에 정의된 가능한 모든 랭크 및 프리코딩 행렬들이 고려될 수도 있고, 상위 신호를 통하여 별도로 통보된 가능한 랭크와 프리코딩 행렬들의 집합이 고려될 수도 있다.
상기 수학식 4에서 S n 은 변조차수 n에 대한 신호 성좌(signal constellation)를 나타내고, LTE/LTE-A의 경우에 n=2, 4, 6 (or 8)이 가능하며 각각에 대하여 QPSK, 16QAM, 64QAM, (or 256QAM)이 적용된다. 그리고
Figure 112014027518811-pat00019
은 신호 성좌 내의 원소 개수를 나타내고, 상기 각각의 n값에 대하여 2n으로 계산된다. 또한
Figure 112014027518811-pat00020
은 주어진 랭크, 프리코딩 행렬에 대하여 주어진 신호 성좌 내의 원소 중 수신 벡터로부터 최소의 유클리디언(Uclidean) 거리를 가지는 심볼을 나타내며 다음의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014027518811-pat00021
마지막으로 수학식 4의 N RE 및 블라인드 검출에 사용할 RE 샘플들의 집합을 결정하면 UE는 AML 방식을 통한 변조차수/RI/PMI의 블라인드 검출을 수행할 수 있게 된다. UE가 변조차수/RI/PMI의 블라인드 검출을 위해 사용할 RE 샘플들의 집합은 모두 동일한 변조차수/RI/PMI를 적용하고 있어야 하며 동일한 전력 레벨을 가져야 한다. 따라서 UE는 간섭 PDSCH 스케줄링의 기본 단위 내에서 CRS, DMRS, 제어 채널, CSI-RS 및 뮤팅 등을 제외한 순수 PDSCH RE들만을 사용하여 블라인드 검출을 수행하여야 한다. 여기서 간섭 PDSCH 스케줄링의 기본 단위는 시스템에 따라 하나의 RB일 수도 있고 여러 개 RB들의 집합이 될 수도 있다.
LTE/LTE-A에서 RB 내 DMRS의 위치는 DMRS 안테나 포트 개수에 대하여 일정하게 정해져 있다. 따라서 UE가 간섭 PDSCH 스케줄링의 기본 단위 내에서 블라인드 검출을 적용하기 위한 RE 샘플을 결정하는 경우, UE는 상위 신호로 전달되는 간섭의 TM 정보 등을 포함하는 간섭 PDSCH 정보 또는 블라인드 검출 방법을 사용하여 DMRS의 존재 여부를 파악할 수 있고 DMRS가 존재하는 경우에는 해당 RE들을 피하여 변조차수/RI/PMI의 블라인드 검출을 적용하기 위한 RE들의 샘플을 결정하게 된다. 상기 LTE/LTE-A에서 RB 내 DMRS의 위치는 도 2를 참조한다. 또한 CRS 위치도 간섭 셀의 셀 ID와 CRS 안테나 포트 개수 및 MBSFN 서브프레임 정보에 따라 결정되기 때문에 상기 간섭 셀의 CRS 정보를 획득한 UE가 간섭 셀의 CRS 위치를 확인하는 것도 비교적 간단하다.
그리고 CSI-RS 및 뮤팅을 위하여 사용되는 RE들은 기지국 별로 비교적 고정적으로 사용되기 때문에, UE는 간섭 셀의 CSI-RS 및 뮤팅에 해당되는 RE들의 위치를 별도로 통보 받은 후 해당 RE들을 피하여 변조차수/RI/PMI의 블라인드 검출을 적용할 수 있다.
상기에서 살펴본 바와 같이 UE는 가능한 CRS 위치, DMRS 위치, 그리고 CSI-RS 및 뮤팅 등에 해당되는 RE들을 제외하고 나머지 RB 영역들을 활용하여 블라인드 검출을 위해 사용할 RE 샘플들의 집합을 결정할 수 있다.
이 외에도 UE는 특정 서브프레임에서 간섭 셀의 제어채널(PCFICH, PDCCH, PHICH) 위치도 확인할 필요가 있다. 즉, LTE/LTE-A 시스템에서는 도 9에 나타난 바와 같이 각 셀(900,920)이 서로 다른 제어 채널 영역(930)을 가질 수 있기 때문에 간섭 셀의 제어 채널 영역에 대한 가정이 UE의 블라인드 검출 및 데이터 복호 성능에 영향을 미칠 수 있다.
LTE/LTE-A 시스템에서 제어 채널을 위해 사용되는 OFDM 심볼의 개수는 다음 표 1과 같이 주어지며, 해당 OFDM 심볼의 개수는 매 서브프레임 마다 변경될 수 있다.
서브프레임 제어채널 OFDM 심볼 개수
(하향링크 RB 개수가 10 초과)		 제어채널 OFDM 심볼 개수
(하향링크 RB 개수가 10 이하)
TDD 서브프레임 1번 or 6번 1 or 2 2
1 또는 2 CRS 포트의 경우
MBSFN 서브프레임		 1 or 2 2
4 CRS 포트의 경우
MBSFN 서브프레임		 2 2
PDSCH가 전송되지 않는 서브프레임 0 0
PRS(Positioning Reference Signal) 가 구성된 Non-MBSFN 서브프레임 1 or 2 or 3 2 or 3
모든 다른 케이스 1 or 2 or 3 2 or 3 or 4
UE가 간섭 셀 제어 채널의 OFDM 심볼의 개수를 고려하여 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하는 첫 번째 방법은 간섭 셀의 PCFICH를 직접 복호한 후 간섭의 제어 채널 영역의 정보를 해석하여 해당 OFDM 심볼을 피하여 블라인드 검출을 수행하고 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하는 것이다. 즉, PCFICH가 전송되는 RE의 위치와 데이터의 스크램블링, 부호화 및 전송 방법은 간섭 셀의 CRS 포트의 개수, 셀 ID, 전송 슬롯 번호 및 하향링크 대역폭(또는 RB의 총 개수)에 의해 결정되기 때문에, UE는 상위 신호로부터의 정보 또는 UE가 가정한 해당 값들을 기반으로 간섭 셀의 PCFICH를 복호하고 이에 따라 간섭 셀에 대한 제어 채널의 OFDM 심볼의 개수를 확인 할 수 있다. 이렇게 간섭 셀의 PCFICH를 직접 복호하는 경우, 간섭 셀의 MBSFN 서브프레임 정보 또는 PRS가 전송되는 서브프레임 정보도 추가로 UE가 알고 있으면 표 1에 정의된 값으로부터 보다 정확한 제어 채널 영역의 정보를 얻을 수 있다. 만약에 UE가 간섭 셀의 MBSFN 서브프레임 정보 또는 PRS가 전송되는 서브프레임 정보를 알 수 없는 경우에는 간섭 셀도 해당 UE가 접속한 셀과 같은 MBSFN 서브프레임 또는 PRS가 전송되는 서브프레임 할당을 가진다는 가정하에 PCFICH를 복호하여 표 1로부터 간섭 셀에 대한 제어 채널의 OFDM 심볼의 개수를 확인 할 수도 있다.
하지만 상기 PCFICH를 직접 복호하여 간섭 셀 제어 채널을 위해 사용되는 OFDM 심볼의 개수를 확인하는 방법은 간섭 셀에 대한 PCFICH의 복호 신뢰도가 보장되지 않을 뿐만 아니라, 상기 제어 채널을 위해 사용되는 OFDM 심볼의 개수가 PCFICH를 통해 전송되는 값 외에도 상위 신호를 통해 전달되는 다수의 파라미터들에 의해 최종 결정되기 때문에 UE가 간섭 셀에서 제어 채널을 위해 사용되는 OFDM 심볼의 개수를 확인하는 정확한 방법이 되지 못한다. 또한 간섭의 PCFICH를 따로 복호하기 위하여 필요한 UE의 복잡도 증가에 비하여 UE의 간섭을 고려한 데이터 복호 성능 이득이 크지 않은 단점이 존재한다.
UE가 간섭 셀 제어 채널의 OFDM 심볼의 개수를 고려하여 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려하여 LLR 값을 계산하는 두 번째 방법은 간섭 셀의 제어 채널 영역이 항상 상기 UE가 접속한 셀의 제어 채널 영역과 같다는 가정 하에 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하는 것이다. 이 경우에 UE는 서로 근접하여 위치한 기지국들이 서로 같은 제어 채널 영역을 가지도록 협력하여 동작한다는 가정을 하며 간섭의 제어 채널 영역을 확인하기 위하여 추가의 복잡도를 요구하지 않는다는 장점을 가진다. 이 경우에 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하여 동작하는 UE들에는 성능 이득이 얻어지지만 주변 모든 기지국들이 같은 제어 채널 영역을 가져야 한다는 제약으로 전체 시스템 성능 향상은 보장되지 않는다는 단점이 존재한다.
UE가 간섭 셀 제어 채널의 OFDM 심볼의 개수를 고려하여 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려하여 LLR 값을 계산하는 세 번째 방법은 UE가 간섭 셀의 제어 채널 영역에 대한 가정을 상위 신호를 통하여 통보 받고 해당 제어 채널 영역에서는 간섭의 PDSCH가 전송되지 않는다는 가정 하에 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하는 동작을 수행하는 것이다. 이 경우도 주변 기지국 간에 제어 채널에 대한 정보를 공유하고 서로 협력을 할 수 있다는 가정에 의해 시스템이 동작하기 때문에 기지국들의 제어 채널 영역 설정에 제약이 발생 할 수 있다는 단점이 존재한다.
UE가 간섭 셀 제어 채널의 OFDM 심볼의 개수를 고려하여 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려하여 LLR 값을 계산하는 네 번째 방법은 간섭의 제어 채널 OFDM 심볼 개수를 항상 특정 값으로 가정하여 해당 OFDM 심볼들에서는 간섭의 PDSCH가 전송되지 않는다는 가정 하에 UE가 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR을 계산하는 동작을 수행하는 것이다. 예를 들면 상기 표 1에서 가장 큰 값인 4를 간섭의 제어 채널 OFDM 심볼 개수로 가정하고 해당 OFDM 심볼에서는 간섭의 PDSCH가 전송되지 않는다는 가정으로 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려하여 LLR 값을 계산하고 복호를 진행하는 것이다. 여기서 표 1의 가장 큰 값을 선택하는 이유는 잘못된 간섭에 대한 가정으로 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하고 복호를 진행하는 경우가 간섭에 대한 가정 없이 기존의 복호 방법을 사용하는 것보다 나쁜 성능을 보일 수 있기 때문이다. 즉, 상기 최대 값을 사용하면 UE의 복호를 위한 LLR 값 계산 시 네 번째 OFDM 심볼 이전에서 전송되는 PDSCH RE에 대해서는 기존의 간섭을 노이즈로 가정하는 LLR 값을 사용하고, 다섯 번째 OFDM 심볼 이후에는 간섭을 제거하거나 간섭을 고려하여 개선된 LLR 값을 사용하여 적어도 기존 복호 성능보다는 좋은 단말 수신 성능을 보장할 수 있기 때문이다.
만약에 UE가 간섭 셀의 하향링크 RB 개수를 알 수 있다면, 간섭 셀 제어 채널의 OFDM 심볼 개수를 고려하여 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하는 상기 네 번째 방법을 표 1에 따라 간섭 셀의 하향링크 RB 개수가 10 이하인 경우와 10을 초과하는 경우로 나누어 개선하는 것이 가능하다. 즉, 상기 표 1에서 간섭 셀의 하향링크 RB 개수가 10 이하인 경우는 제어 채널 OFDM 심볼의 최대 개수는 4이고, 간섭 셀의 하향링크 RB 개수가 10을 초과하는 경우는 제어 채널 OFDM 심볼의 최대 개수는 3이기 때문에 UE는 이에 해당하는 간섭 제어 채널의 OFDM 심볼의 개수를 가정하여 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR을 계산하는 동작을 수행하는 것이다. 상기 설명한 간섭 셀의 하향링크 RB 개수에 대한 UE의 간섭 제어 채널 영역에 대한 가정을 다음 표 2에 나타내었다.
제어채널 OFDM 심볼 개수
(하향링크 RB 개수가 10 초과)		 제어채널 OFDM 심볼 개수
(하향링크 RB 개수가 10 이하)
3 4
또한 UE가 간섭 셀의 MBSFN 서브프레임 정보를 확인 할 수 있으면 표 1에 따라 추가로 간섭 제거 및 간섭을 고려한 LLR 계산 동작을 개선할 수 있다. 즉, 상기 표 1에서 MBSFN 서브프레임의 경우에는 최대 제어 채널 영역 개수가 2이기 때문에 이를 고려하여 UE가 보다 정확하게 간섭 셀의 제어 채널 영역 개수를 가정할 수 있다. 즉, 간섭 셀이 MBFSN 서브프레임인 경우 UE는 간섭 셀의 제어채널 OFDM 심볼 개수를 2로 가정하고, 간섭 셀이 일반 서브프레임인 경우에는 3 또는 4로 가정하여 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하는 것이다. 상기 MBSFN 서브프레임 정보를 활용한 간섭 제어채널 영역에 대한 가정을 다음 표 3에 나타내었다.
서브프레임 제어채널 OFDM 심볼 개수
(하향링크 RB 개수가 10 초과)		 제어채널 OFDM 심볼 개수
(하향링크 RB 개수가 10 이하)
MBSFN 서브프레임 2 2
PDSCH가 전송되지 않는 서브프레임 0 0
Non-MBSFN 서브프레임 3 4
상기 특정 간섭 셀의 OFDM 심볼 개수를 가정하고 UE가 동작하는 경우에 추가로 TDD 서브프레임 번호를 확인 할 수 있는 경우, 또는 PRS 전송 정보, 또는 PDSCH가 전송되지 않는 서브프레임 정보를 확인 할 수 있는 경우에 UE는 하기 표 4에 나타난 바와 같은 간섭 제어채널 OFDM 심볼 개수를 기반으로 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하는 동작을 수행할 수 있다. 참고적으로 UE는 표 4의 모든 행과 열을 고려하지 않고 특정 일부만을 고려하여 간섭 제어채널 OFDM 심볼 개수를 설정하여 동작할 수도 있다. 즉, UE는 간섭의 하향링크 RB 개수를 고려하지 않고 항상 표 4의 두 번째 열을 기반으로 동작할 수도 있고, 또는 PRS의 구성 상황을 고려하지 않거나 PDSCH가 전송되지 않는 서브프레임도 고려하지 않고 2, 3, 6 행만을 고려하여 동작할 수도 있다.
서브프레임 제어채널 OFDM 심볼 개수
(하향링크 RB 개수가 10 초과)		 제어채널 OFDM 심볼 개수
(하향링크 RB 개수가 10 이하)
TDD 서브프레임 1번 or 6번 1 or 2 2
MBSFN 서브프레임 2 2
PDSCH가 전송되지 않는 서브프레임 0 0
PRS 가 구성된 Non-MBSFN 서브프레임 3 3
모든 다른 케이스 3 4
본 발명의 실시 예에서는 AML 블라인드 검출 방법을 사용하여 변조차수/RI/PMI의 블라인드 검출을 수행하고 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하여 복호를 수행하는 방법을 고려하였다. 하지만 본 발명의 실시 예는 상기 AML 블라인드 검출 방법을 사용하는 것만에 한정되지 않고 다른 형태의 블라인드 검출 방법이 사용되는 경우에도 상기 블라인드 검출 및 개선된 LLR 계산을 위한 RE 샘플을 결정하는 방법 및 RI, 프리코딩 행렬을 확인하는 방법이 적용될 수 있다.
이하 도 10을 참조하여, 상기에서 설명한 UE의 간섭 제거 및 억제를 통한 수신 성능 개선 방법에 대해 설명한다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 UE의 복호 과정을 나타낸 순서도이다.
도 10을 참조하면, UE는 1010 단계에서 간섭에 대한 전송 파라미터들 중 일부를 포함하는 상위 신호를 확인하여 간섭 제거 및 억제 과정을 시작한다. 여기서 상기 상위 신호는 상기 설명한 간섭 셀의 CRS 정보, CSI-RS 정보, 하향링크 대역폭 (또는 RB의 총 개수), PRS가 전송될 수 있는 서브프레임 및 MBSFN 서브프레임 정보 등을 포함할 수 있다.
이후 UE는 상기 설명한 간섭 셀 제어 채널의 OFDM 심볼의 개수를 고려하여 블라인드 검출 및 간섭 제거 또는 간섭을 고려한 LLR 값을 계산하는 방법들을 사용하여 1020 단계에서 간섭 셀의 제어 채널 영역을 확인한다. 그리고 UE는 1030 단계에서 상기 확인한 간섭의 제어 채널 영역을 고려하여 확인된 전송 파라미터 외의 간섭에 대한 전송 파라미터들의 블라인드 검출을 수행한다. 즉, UE는 상기 확인한 간섭의 제어 채널 영역을 고려하여 가능한 전송 랭크 및 프리코딩 행렬들의 집합 내에서 RI/PMI의 블라인드 검출을 수행하고 추가로 변조방식에 대한 블라인드 검출도 수행한다. 여기서 변조방식/RI/PMI의 블라인드 검출은 한꺼번에(joint) 수행될 수도 있고 순차적으로 각각 수행될 수도 있다. 또한 블라인드 검출을 위하여 사용하는 RE들의 샘플은 상기 설명한 간섭의 제어 채널 영역 정보를 활용하여 결정된다.
UE는 1040 단계에서 상기 확인한 간섭의 제어 채널 영역을 고려하여 변조방식/RI/PMI에 대한 블라인드 검출을 수행한 결과를 포함하는 상기 간섭에 대한 전송 파라미터들을 활용하여 간섭 신호 제거 또는 간섭 신호의 통계적 특성을 반영하는 조건부 확률 밀도 함수를 통한 LLR 값을 산출한다. 그리고 UE는 1050 단계에서 산출된 LLR 값을 기반으로 PDSCH 복호를 수행한다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 간섭 제거 및 억제를 통한 UE 수신기 성능 개선을 지원하기 위한 기지국의 장치도이다.
도 11을 참조하면, 기지국의 제어기(1100)는 특정 UE에 대한 간섭 셀 설정과 UE로 전달할 간섭 셀의 전송 파라미터 설정, PDSCH 스케줄링 및 해당 CSI-RS, CRS 정보, 하향링크 대역폭(또는 RB의 총 개수), PRS가 전송될 수 있는 서브프레임 및 MBSFN 서브프레임 정보 등의 일부를 결정한다. 기지국이 결정한 UE의 간섭 셀의 전송 파라미터들은 송신기(1110)에 의해 UE로 송신된다. 또한 기지국의 PDSCH 스케줄링 결정에 따라 제어 정보 및 PDSCH가 상기 송신기(1110)에 의해 UE로 송신된다. 기지국은 PDSCH 전송 및 UE의 PDSCH 스케줄링을 위한 채널 상태 정보 등을 수신기(1120)를 통해 수신한다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 간섭 제거 및 억제를 고려한 UE의 장치도이다.
도 12를 참조하면, UE의 제어기(1200)는 수신기(1220)를 이용하여 기지국으로부터 간섭 셀의 전송 파라미터 설정에 대한 제어 정보를 수신한다. 그리고 UE의 제어기(1200)는 간셉 셀의 제어 채널 영역을 확인한 후 어떤 무선 자원을 이용하여 간섭 채널을 측정하고 블라인드 검출을 수행할지와 블라인드 검출에 대한 RI 및 프리코딩 행렬 정보 등의 가능한 집합을 판단한 후 블라인드 검출을 수행하고 간섭 제거 및 억제를 통한 복호를 수행한다. 또한 수신기(1220)는 제어 정보로부터 PDSCH의 스케줄링 정보를 UE의 제어기(1200)에서 판단할 수 있게 한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 시스템에서 사용자 단말(user equipment: UE)의 신호 복호 방법에 있어서,
    수신 신호를 수신하는 동작; 간섭 채널과 관련된 동적(dynamic) 정보에 대한 블라인드(blind) 검출을 수행하는 동작, 여기서, 상기 동적 정보는 간섭 신호에 대한 적어도 하나의 전송 파라미터(parameter)에 포함됨;
    상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보에 대한 블라인드 검출의 결과를 기반으로 상기 간섭 신호의 변조 방식 및 상기 간섭 신호의 수신 세기를 확인하는 동작;
    상기 간섭 신호의 상기 확인된 변조 방식 및 상기 확인된 수신 세기에 기반하여 상기 수신 신호로부터 상기 간섭 신호를 제거하는 동작; 및
    상기 간섭 신호가 제거된 상기 수신 신호를 복호하는 동작을 포함하되,
    상기 적어도 하나의 전송 파라미터는 상기 간섭 채널의 기준 신호(reference signal)를 기반으로 수행된 전송 모드에 관한 정보를 포함하고,
    상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보에 대한 블라인드 검출은 사용자 데이터가 할당된 자원에서 수행됨을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 전송 파라미터는 간섭 셀의 CRS(cell specific reference signal) 정보 또는 상기 간섭 셀의 네트워크 배치(deployment) 정보 중 적어도 하나를 더 포함함을 특징으로 하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보는 상기 간섭 신호의 변조 차수, RI(rank identifier) 및 PMI(pre-coding matrix indicator)에 관한 정보를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보에 대한 블라인드 검출을 수행하는 동작은 사용자 데이터가 할당된 자원 중 상기 간섭 셀의 기준 신호가 할당된 자원 및 상기 간섭 셀의 제어 신호가 할당된 자원을 제외한 자원에서 수행됨을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보에 대한 블라인드 검출을 수행하는 동작은,
    상기 간섭 셀의 상기 제어 신호가 할당된 제어 채널의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼의 개수를 기반으로 블라인드 검출을 수행하는 동작을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제어 채널의 상기 OFDM 심볼의 개수를 기반으로 블라인드 검출을 수행하는 동작은,
    eNB(enhanced nodeB)로부터 상기 제어 채널의 영역 정보를 수신하는 동작; 및
    상기 수신된 상기 제어 채널의 영역 정보를 기반으로, 상기 제어 채널의 상기 OFDM 심볼이 위치한 자원을 제외한 자원에 대한 블라인드 검출을 수행하는 동작을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제어 채널의 상기 OFDM 심볼의 개수를 기반으로 블라인드 검출을 수행하는 동작은,
    상기 제어 채널의 영역은 상기 단말이 엑세스(access)한 셀의 제어 채널 영역과 동일하다는 가정하에 실행됨을 특징으로 하는 방법.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 제어 채널의 상기 OFDM 심볼의 개수를 기반으로 블라인드 검출을 수행하는 동작은,
    eNB(enhanced nodeB)로부터 상기 제어 채널의 영역 정보를 수신하는 동작; 및
    상기 간섭 셀의 데이터가 전송되지 않았다는 가정하에 상기 제어 채널의 영역에서 블라인드 검출을 수행하는 동작을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  9. 제5항에 있어서,
    상기 제어 채널의 상기 OFDM 심볼의 개수를 기반으로 블라인드 검출을 수행하는 동작은,
    상기 제어 채널의 상기 OFDM 심볼의 개수는 미리 정해진 값에 대응한다는 가정하에 실행됨을 특징으로 하는 방법.
  10. 제2항에 있어서,
    상기 간섭 셀의 상기 CRS 정보, 상기 간섭 셀의 상기 네트워크 배치 정보 및 상기 간섭 채널의 상기 전송 모드에 관한 정보를 eNB(enhanced nodeB)로부터의 시그널링 또는 상기 사용자 단말의 블라인드 검출에 의해 확인하는 동작을 더 포함함을 특징으로 하는 방법.
  11. 무선 통신 시스템에서 신호 복호에 대한 사용자 단말(user equipment: UE)에 있어서,
    수신 신호를 수신하도록 구성된 수신부;
    간섭 채널과 관련된 동적(dynamic) 정보에 대한 블라인드(blind) 검출을 수행하고, 여기서, 상기 동적 정보는 간섭 신호에 대한 적어도 하나의 전송 파라미터(parameter)에 포함됨,
    상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보에 대한 블라인드 검출의 결과를 기반으로 상기 간섭 신호의 변조 방식 및 상기 간섭 신호의 수신 세기를 확인하고,
    상기 간섭 신호의 상기 확인된 변조 방식 및 상기 확인된 수신 세기에 기반하여 상기 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하고,
    상기 간섭 신호가 제거된 상기 수신 신호를 복호하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서;를 포함하되,
    상기 적어도 하나의 전송 파라미터는 상기 간섭 채널의 기준 신호(reference signal)를 기반으로 수행된 전송 모드에 관한 정보를 포함하고,
    상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보에 대한 블라인드 검출은 사용자 데이터가 할당된 자원에서 수행됨을 특징으로 하는 단말.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 전송 파라미터는 간섭 셀의 CRS(cell specific reference signal) 정보 또는 상기 간섭 셀의 네트워크 배치(deployment) 정보 중 적어도 하나를 더 포함함을 특징으로 하는 단말.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보는 상기 간섭 신호의 변조 차수, RI(rank identifier) 및 PMI(pre-coding matrix indicator)에 관한 정보를 포함함을 특징으로 하는 단말.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    사용자 데이터가 할당된 자원 중 상기 간섭 셀의 기준 신호가 할당된 자원 및 상기 간섭 셀의 제어 신호가 할당된 자원을 제외한 자원에서 상기 간섭 채널과 관련된 상기 동적 정보에 대한 상기 블라인드 검출을 수행하도록 구성됨을 특징으로 하는 단말.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 간섭 셀의 상기 제어 신호가 할당된 제어 채널의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼의 개수를 기반으로 블라인드 검출을 수행하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 단말.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    eNB(enhanced nodeB)로부터 상기 제어 채널의 영역 정보를 수신하고,
    상기 수신된 상기 제어 채널의 영역 정보를 기반으로, 상기 제어 채널의 상기 OFDM 심볼이 위치한 자원을 제외한 자원에 대한 블라인드 검출을 수행하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 단말.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 제어 채널의 영역은 상기 단말이 엑세스(access)한 셀의 제어 채널 영역과 동일하다는 가정하에 블라인드 검출을 수행하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 단말.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    eNB(enhanced nodeB)로부터 상기 제어 채널의 영역 정보를 수신하고,
    상기 간섭 셀의 데이터가 전송되지 않았다는 가정하에 상기 제어 채널의 영역에서 블라인드 검출을 수행하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 단말.
  19. 제15항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 제어 채널의 상기 OFDM 심볼의 개수는 미리 정해진 값에 대응한다는 가정하에 블라인드 검출을 수행하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 단말.
  20. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 적어도 하나의 전송 파라미터에 포함된 상기 간섭 셀의 상기 CRS 정보, 상기 간섭 셀의 상기 네트워크 배치 정보 및 상기 간섭 채널의 상기 전송 모드에 관한 정보를 eNB(enhanced nodeB)로부터의 시그널링 또는 상기 사용자 단말의 블라인드 검출에 의해 확인하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 단말.
KR1020140033598A 2014-03-21 2014-03-21 무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치 KR102175545B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140033598A KR102175545B1 (ko) 2014-03-21 2014-03-21 무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치
PCT/KR2015/002739 WO2015142111A1 (en) 2014-03-21 2015-03-20 Method and device for decoding reception signal in wireless communication system
US14/663,914 US10020927B2 (en) 2014-03-21 2015-03-20 Method and device for decoding reception signal in wireless communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140033598A KR102175545B1 (ko) 2014-03-21 2014-03-21 무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20150109956A KR20150109956A (ko) 2015-10-02
KR102175545B1 true KR102175545B1 (ko) 2020-11-06

Family

ID=54143072

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140033598A KR102175545B1 (ko) 2014-03-21 2014-03-21 무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10020927B2 (ko)
KR (1) KR102175545B1 (ko)
WO (1) WO2015142111A1 (ko)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102208276B1 (ko) * 2014-02-11 2021-01-27 삼성전자주식회사 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 기법
WO2015178830A1 (en) * 2014-05-20 2015-11-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods and apparatuses for positioning in network cells having multiple transmission points
CN106209301A (zh) * 2015-04-30 2016-12-07 电信科学技术研究院 一种干扰信息指示方法、干扰删除方法及装置
US10375531B2 (en) * 2015-08-28 2019-08-06 Lg Electronics Inc. Method for transmitting/receiving MBMS signal in wireless communication system and device for performing same
WO2017075746A1 (en) * 2015-11-02 2017-05-11 Qualcomm Incorporated Techniques for managing cell identifiers and other parameters for flexible duplex operations
CN105610559B (zh) * 2015-12-08 2018-11-06 合肥东芯通信股份有限公司 一种盲解控制格式指示的值的方法及装置
US10880017B2 (en) * 2016-04-20 2020-12-29 Nokia Solutions And Networks Oy Detecting a pulsed signal
US10334533B2 (en) 2016-11-02 2019-06-25 At&T Intellectual Property I, L.P. Non-orthogonal design for channel state information reference signals for a 5G air interface or other next generation network interfaces
US10193727B1 (en) * 2016-12-12 2019-01-29 Sprint Spectrum L.P. Selective muting of transmission of reference signals to reduce interference in a wireless network
US10237032B2 (en) 2017-01-06 2019-03-19 At&T Intellectual Property I, L.P. Adaptive channel state information reference signal configurations for a 5G wireless communication network or other next generation network
KR101971972B1 (ko) * 2017-01-09 2019-04-24 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서, 참조 신호를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치
US10505688B2 (en) * 2018-01-10 2019-12-10 At&T Intellectual Property I, L.P. Configuration of demodulation reference signals in beamformed wireless communication systems
WO2020119880A1 (en) 2018-12-10 2020-06-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Fairness and complexity constrained uplink transmisson using coordinated multipoint (comp) non-orthogonal multiple access (noma)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110128916A1 (en) 2008-07-23 2011-06-02 Yeong Hyeon Kwon Method for self-configuring a cellular infrastructure as desired, and a device therefor

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8238499B2 (en) * 2008-08-29 2012-08-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for low-complexity interference cancellation in communication signal processing
US8565260B2 (en) * 2009-04-13 2013-10-22 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting system information from a base station supporting an improved system
KR20110038994A (ko) * 2009-10-09 2011-04-15 삼성전자주식회사 다중 안테나를 이용하는 무선 통신 시스템에서 다중 사용자 제어 채널 송수신 방법 및 장치
KR101241917B1 (ko) * 2010-03-16 2013-03-11 엘지전자 주식회사 하향링크 참조신호 전송방법 및 기지국과, 하향링크 참조신호 수신방법 및 사용자기기
US20130114437A1 (en) * 2011-11-04 2013-05-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for interference cancellation by a user equipment using blind detection
US20130156139A1 (en) 2011-12-15 2013-06-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Wireless communication system with interference filtering and method of operation thereof
US8995592B2 (en) * 2012-05-10 2015-03-31 Futurewei Technologies, Inc. Signaling to support advanced wireless receivers and related devices and methods
KR102061700B1 (ko) 2012-11-02 2020-01-02 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 간섭 인지 검출 방법 및 장치

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110128916A1 (en) 2008-07-23 2011-06-02 Yeong Hyeon Kwon Method for self-configuring a cellular infrastructure as desired, and a device therefor

Also Published As

Publication number Publication date
US20150270918A1 (en) 2015-09-24
KR20150109956A (ko) 2015-10-02
US10020927B2 (en) 2018-07-10
WO2015142111A1 (en) 2015-09-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10728797B2 (en) Method for cancelling a data transmission of a neighboring cell
KR102175545B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 수신 신호 복호 방법 및 장치
EP2775642B1 (en) Method and apparatus for controlling interference in wireless communication system
KR102271072B1 (ko) 무선통신 시스템에서 네트워크 지원 간섭 제거 및 억제 기술을 위한 간섭정보 전송 방법 및 장치
KR102244366B1 (ko) 무선통신 시스템에서 간섭 신호 제거 및 억제를 위한 무선 자원 활용 방법 및 장치
US10680741B2 (en) Method and apparatus for receiving downlink data through interference signal cancellation and suppression in wireless communication system
KR102061700B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 간섭 인지 검출 방법 및 장치
KR20150107490A (ko) 무선통신 시스템에서 간섭 신호 제거 및 억제를 위한 제어정보 전송 방법 및 장치
US9929841B2 (en) Methods and apparatus for transmitting and receiving signal by using modulation order of interference signal
KR102225601B1 (ko) 무선통신 시스템에서 다운링크 데이터 수신 방법 및 그 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant