KR102172208B1 - Method and apparatus for performing blind selected mapping - Google Patents

Abstract

블라인드 선택 매핑 방법에 관한 것이며, 블라인드 선택 매핑 방법은, (a) 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 파일럿 심볼과 연계된 DFT 행렬을 이용하여 복수의 후보 매트릭스를 연산하는 단계; 및 (b) 상기 연산된 복수의 후보 매트릭스와 송신기로부터 수신한 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.It relates to a blind selection mapping method, wherein the blind selection mapping method includes: (a) calculating a plurality of candidate matrices using a candidate scrambling sequence for pilot symbols, a pilot symbol sequence, and a DFT matrix associated with the pilot symbols; And (b) estimating an index of a scrambling sequence using the calculated candidate matrices and a received pilot signal that is a received signal for pilot subcarriers received from the transmitter.

Description

블라인드 선택 매핑 방법 및 그 수행 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR PERFORMING BLIND SELECTED MAPPING}Blind selection mapping method and its execution device {METHOD AND APPARATUS FOR PERFORMING BLIND SELECTED MAPPING}

본원은 블라인드 선택 매핑 방법 및 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치에 관한 것이다. 특히, 본원은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 통신 환경에서 송신단의 전송 신호의 최대 전력 대 평균 전력 비율(Peak to Average Power Ratio, PAPR)을 감소시키기 위하여 송신단에서 선택된 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보(Side Information, SI)를 추정하는 블라인드 선택 매핑 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a blind selection mapping method and an apparatus for performing blind selection mapping. In particular, the present application relates to a scrambling sequence selected at the transmitter in order to reduce the peak to average power ratio (PAPR) of the transmission signal of the transmitter in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) communication environment. It relates to a blind selection mapping apparatus and method for estimating side information (SI).

직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 통신은 광대역 통신을 위한 효율적인 전송 기술이라 할 수 있다. OFDM은 복잡한 이퀄라이징을 사용하지 않으면서도 효과적으로 해로운 심볼간 간섭의 영향을 극복할 수 있다. OFDM은 높은 주파수 효율에 적합한 방법이라 여겨지고 있고, 5G 셀룰라 네트워크에 적합한 방법으로 고려되고 있다.Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) communication is an efficient transmission technology for wideband communication. OFDM can effectively overcome the effects of harmful inter-symbol interference without using complex equalizing. OFDM is considered a method suitable for high frequency efficiency, and is considered as a method suitable for 5G cellular networks.

그러나, OFDM은 매우 높은 피크 대 평균 전력비(Peak to Average Power Ratio, PAPR)를 가지는 문제가 있다. 높은 PAPR을 가진 신호가 디지털/아날로그 컨버터와 하이파워앰프를 지나는 경우, 양자화 잡음 문제, 밴드 내부의 신호 왜곡 문제, 밴드 외부의 방사가 심각하게 악화되는 문제 등이 발생할 수 있다. 이러한 문제를 해소하고자 다양한 PAPR 감소 방법들이 종래에 제시된 바 있다.However, OFDM has a problem of having a very high peak to average power ratio (PAPR). When a signal with a high PAPR passes through a digital/analog converter and a high power amplifier, a problem of quantization noise, signal distortion within the band, and radiation outside the band may seriously deteriorate. In order to solve this problem, various methods of reducing PAPR have been previously proposed.

일예로, 선택 매핑(Selected Mapping) 기술이 제시되어 있으며, 선택 매핑(Selected Mapping, SLM) 기술은 낮은 복잡도를 갖는 효율적인 PAPR 감소 기술로 알려져 있다. SLM은 다수의 스크램블링 시퀀스들을 데이터 시퀀스에 곱함으로써 다수의 후보 전송 시퀀스들을 생성하고, 가장 낮은 PAPR을 생성할 수 있는 후보 전송 시퀀스를 선택해 전송한다. 데이터 심볼 시퀀스를 복원하기 위해, 수신기는 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보(Side Information, SI)를 필요로 한다. SI에 대한 올바른 전송은 데이터 심볼 시퀀스의 신뢰성 있는 복원을 위해 매우 중요하기 때문에, SI는 강한 채널 코딩으로 보호되어야 할 필요가 있다. 그런데 SI에 대한 강한 채널 코딩은 실질적인 데이터 전송률을 저하시키는 원인이 된다.As an example, a Selected Mapping technology is proposed, and a Selected Mapping (SLM) technology is known as an efficient PAPR reduction technology with low complexity. The SLM generates a plurality of candidate transmission sequences by multiplying a plurality of scrambling sequences by a data sequence, and selects and transmits a candidate transmission sequence capable of generating the lowest PAPR. In order to recover the data symbol sequence, the receiver needs side information (SI) for the scrambling sequence selected by the transmitter. Since the correct transmission of the SI is very important for reliable restoration of the data symbol sequence, the SI needs to be protected by strong channel coding. However, strong channel coding for SI causes a decrease in the actual data rate.

이에 따라, SI를 송신기가 수신기로 직접 전송하지 않으면서도 SLM 기술을 적용할 수 있는 방법으로서, 블라인드 선택 매핑 (BSLM, Blind SLM) 방법들에 대한 연구가 진행된 바 있다. 블라인드 선택 매핑(BSLM)은 스크램블링 시퀀스의 세트를 사용함으로써 OFDM의 피크 대 평균 전력비 (PAPR)를 줄여 주는 기술이다. BSLM 방법에서는, 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 SI를 송신기가 수신기로 직접 보내지 않기 때문에, 심볼의 검출을 위해서 수신기는 SI를 추정해야 한다.Accordingly, studies on blind selection mapping (BSLM, Blind SLM) methods have been conducted as a method for applying SLM technology without the transmitter directly transmitting the SI to the receiver. Blind Selection Mapping (BSLM) is a technique that reduces the peak-to-average power ratio (PAPR) of OFDM by using a set of scrambling sequences. In the BSLM method, since the transmitter does not directly send the SI for the scrambling sequence selected by the transmitter to the receiver, the receiver needs to estimate the SI for symbol detection.

일예로, ML(Maximum Likelihood) 검출 방법이 BSLM을 위해 적용되었고, ML검출의 복잡도를 줄이기 위해 간략화된 ML 검출 방법이 제시되어 있다. 상기 문헌에서 제시하는 간략화된 ML 검출 방법은 복잡도를 상당히 줄여주지만, 그 방법은 여전히 높은 복잡도를 가지는 문제가 있다.As an example, a ML (Maximum Likelihood) detection method is applied for BSLM, and a simplified ML detection method is proposed to reduce the complexity of ML detection. The simplified ML detection method proposed in the above document significantly reduces the complexity, but the method still has a problem with high complexity.

본원의 배경이 되는 기술은 한국공개특허공보 제10-2010-0080720호에 개시되어 있다.The technology behind the present application is disclosed in Korean Laid-Open Patent Publication No. 10-2010-0080720.

본원은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 종래의 BSLM 방법들과 대비하여 더 낮은 구현 복잡도를 가지면서도 더 우수한 SI 오류율(side information error rate, SIER) 및 비트 에러율(Bit Error Ratio, BER) 성능을 가지는 블라인드 선택 매핑 방법 및 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치를 제공하려는 것을 목적으로 한다.The present application is to solve the above-described problems of the prior art, and has a lower implementation complexity compared to the conventional BSLM methods, while having a better SI error rate (SIER) and a bit error ratio (BER). ) It is an object of the present invention to provide a blind selection mapping method having performance and an apparatus for performing blind selection mapping.

다만, 본원의 실시예가 이루고자 하는 기술적 과제는 상기된 바와 같은 기술적 과제들로 한정되지 않으며, 또 다른 기술적 과제들이 존재하거나 또 다른 기술적 과제들에 확대 적용될 수 있다.However, the technical problem to be achieved by the embodiment of the present application is not limited to the technical problems as described above, and other technical problems exist or may be extended to other technical problems.

상기한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본원의 제1 측면에 따른 블라인드 선택 매핑 방법은, (a) 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 파일럿 심볼과 연계된 DFT 행렬을 이용하여 복수의 후보 매트릭스를 연산하는 단계; 및 (b) 상기 연산된 복수의 후보 매트릭스와 송신기로부터 수신한 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.As a technical means for achieving the above technical problem, the blind selection mapping method according to the first aspect of the present application includes: (a) a candidate scrambling sequence for pilot symbols, a pilot symbol sequence, and a DFT matrix associated with the pilot symbols. Calculating a plurality of candidate matrices by using; And (b) estimating an index of a scrambling sequence using the calculated candidate matrices and a received pilot signal that is a received signal for pilot subcarriers received from the transmitter.

상기한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본원의 제2 측면에 따른 BSLM 방법으로 전송된 심볼 검출 방법은, (a) 본원의 제1 측면에 따른 블라인드 선택 매핑 방법을 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하는 단계; (b) 상기 추정한 인덱스에 해당하는 스크램블링 시퀀스와 수신 파일럿 신호를 이용하여 파일럿 부반송파 상에서의 CFR(Channel Frequency Response) 계수를 연산하는 단계; (c) 상기 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 이용하여 데이터 부반송파를 포함하는 부반송파에서의 CFR 계수를 연산하는 단계; 및 상기 (c) 단계에서 연산된 CFR 계수를 이용하여, 송신기에서 전송된 심볼을 추정하는 단계를 포함할 수 있다.As a technical means for achieving the above technical problem, the method for detecting symbols transmitted by the BSLM method according to the second aspect of the present application includes: (a) the index of the scrambling sequence using the blind selection mapping method according to the first aspect of the present application Estimating; (b) calculating a Channel Frequency Response (CFR) coefficient on a pilot subcarrier using a scrambling sequence corresponding to the estimated index and a received pilot signal; (c) calculating CFR coefficients in subcarriers including data subcarriers by using CFR coefficients on the pilot subcarriers; And estimating a symbol transmitted from the transmitter by using the CFR coefficient calculated in step (c).

상기한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본원의 제3 측면에 따른 블라인드 선택 매핑 장치는, 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 파일럿 심볼과 연계된 DFT 행렬을 이용하여 복수의 후보 매트릭스를 연산하는 연산부; 및 상기 연산된 복수의 후보 매트릭스와 송신기로부터 수신한 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하는 추정부를 포함할 수 있다.As a technical means for achieving the above technical problem, the blind selection mapping apparatus according to the third aspect of the present application includes a plurality of candidate scrambling sequences for pilot symbols, a pilot symbol sequence, and a DFT matrix associated with the pilot symbols. An operation unit that calculates a candidate matrix of; And an estimating unit for estimating an index of a scrambling sequence using the calculated candidate matrices and a received pilot signal, which is a received signal for pilot subcarriers received from the transmitter.

상기한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본원의 제4 측면에 따른 컴퓨터 프로그램은, 본원의 제1 측면에 따른 블라인드 선택 매핑 방법 및 본원의 제2 측면에 따른 BSLM 방법으로 전송된 심볼 검출 방법을 실행시키기 위하여 기록매체에 저장되는 것일 수 있다.As a technical means for achieving the above technical problem, the computer program according to the fourth aspect of the present application includes a blind selection mapping method according to the first aspect of the present application and a symbol detection method transmitted by the BSLM method according to the second aspect of the present application It may be stored in a recording medium to execute the program.

상술한 과제 해결 수단은 단지 예시적인 것으로서, 본원을 제한하려는 의도로 해석되지 않아야 한다. 상술한 예시적인 실시예 외에도, 도면 및 발명의 상세한 설명에 추가적인 실시예가 존재할 수 있다.The above-described problem solving means are merely exemplary and should not be construed as limiting the present application. In addition to the above-described exemplary embodiments, additional embodiments may exist in the drawings and detailed description of the invention.

전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, OFDM의 송신단에서의 피크 대 평균 전력비(Peak to Average Power Ratio, PAPR)를 보다 효과적으로 낮출 수 있는 블라인드 선택 매핑 방법 및 블라인드 선택 매핑 방법을 수행하는 장치를 제공할 수 있다.According to the above-described problem solving means of the present application, a blind selection mapping method and an apparatus for performing a blind selection mapping method capable of more effectively lowering a peak to average power ratio (PAPR) at a transmitting end of OFDM are provided. I can.

본원은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 종래의 BSLM 방법들과 대비하여 더 우수한 SI 오류율(side information error rate, SIER) 및 비트 에러율(Bit Error Ratio, BER) 성능을 가지는 블라인드 선택 매핑 방법 및 블라인드 선택 매핑 방법을 수행하는 장치를 제공할 수 있다.The present application is to solve the above-described problems of the prior art, and blind selection mapping having better SI error rate (SIER) and bit error ratio (BER) performance compared to conventional BSLM methods A method and an apparatus for performing a blind selection mapping method may be provided.

본원은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 종래의 BSLM 방법들과 대비하여 더 우수한 SI 오류율(SIER) 및 비트 에러율(BER) 성능을 가지는 새로운 SI 추정 방법 및 장치를 제공할 수 있다.The present application is to solve the above-described problems of the prior art, and it is possible to provide a new SI estimation method and apparatus having better SI error rate (SIER) and bit error rate (BER) performance than conventional BSLM methods.

다만, 본원에서 얻을 수 있는 효과는 상기된 바와 같은 효과들로 한정되지 않으며, 또 다른 효과들이 존재할 수 있다.However, the effect obtainable in the present application is not limited to the effects as described above, and other effects may exist.

도 1은 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치를 포함하는 수신기의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이다.
도 2 내지 도 7은 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치에 의한 블라인드 선택 매핑 방법의 성능 평가를 위해 수행된 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 8은 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑 방법에 대한 동작 흐름도이다.
도 9는 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑 방법으로 전송된 심볼 검출 방법에 대한 개략적인 동작 흐름도이다.1 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiver including an apparatus for performing blind selection mapping according to an embodiment of the present application.
2 to 7 are diagrams showing simulation results performed for performance evaluation of a blind selection mapping method by an apparatus for performing blind selection mapping according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
8 is a flowchart illustrating a blind selection mapping method according to an embodiment of the present application.
9 is a schematic operation flowchart of a method for detecting a symbol transmitted by a blind selection mapping method according to an embodiment of the present application.

아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본원이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본원의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본원은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본원을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present application will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those of ordinary skill in the art may easily implement the present application. However, the present application may be implemented in various different forms and is not limited to the embodiments described herein. In addition, in the drawings, parts not related to the description are omitted in order to clearly describe the present application, and similar reference numerals are attached to similar parts throughout the specification.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결" 또는 "간접적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. Throughout the present specification, when a part is said to be "connected" with another part, it is not only the case that it is "directly connected", but also "electrically connected" or "indirectly connected" with another element interposed therebetween. "Including the case.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부재가 다른 부재 "상에", "상부에", "상단에", "하에", "하부에", "하단에" 위치하고 있다고 할 때, 이는 어떤 부재가 다른 부재에 접해 있는 경우뿐 아니라 두 부재 사이에 또 다른 부재가 존재하는 경우도 포함한다.Throughout this specification, when a member is positioned "on", "upper", "upper", "under", "lower", and "lower" of another member, this means that a member is located on another member. It includes not only the case where they are in contact but also the case where another member exists between the two members.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.Throughout the specification of the present application, when a certain part "includes" a certain component, it means that other components may be further included rather than excluding other components unless specifically stated to the contrary.

블라인드 선택 매핑(BSLM, Blind SLM, Blind Selected Mapping) 방법은 스크램블링 시퀀스의 세트를 사용함으로써 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 통신의 피크 대 평균 전력비(Peak to Average Power Ratio, PAPR)를 줄여주는 기술이라 할 수 있다. BSLM 방법에서는, 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보(Side Information, SI)를 송신기가 수신기로 직접 보내지 않기 때문에, 수신기는 심볼을 검출하기 위해 SI를 추정해야 한다.The blind selection mapping (BSLM, Blind SLM, Blind Selected Mapping) method uses a set of scrambling sequences to determine the Peak to Average Power Ratio (PAPR) of Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) communication. It can be said to be a reduction technique. In the BSLM method, since the transmitter does not directly send side information (SI) for the scrambling sequence selected by the transmitter to the receiver, the receiver needs to estimate the SI to detect the symbol.

이에 본원은 새로운 SI 추정 방법을 적용한 BSLM 방법 및 그 수행 장치에 대해 제안한다. 본원은 수신 파일럿 신호, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 스크램블링 시퀀스(파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스)를 이용하여 계산(연산, 생성)된 복수의 후보 매트릭스 중 본원에서 제안하는 오차 값(후보 매트릭스값에 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값)을 최소로 만들어주는 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링 시퀀스의 인덱스( 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보 SI)로서 추정하는 블라인드 선택 매핑 방법 및 이러한 블라인드 선택 매핑(블라인드 선택 매핑 방법)을 수행하는 장치(BSLM 장치 및 방법)에 대해 제안한다.Accordingly, the present application proposes a BSLM method to which a new SI estimation method is applied and an apparatus for performing the same. The present application provides an error value (received in the candidate matrix value) among a plurality of candidate matrices calculated (calculated, generated) using a received pilot signal, a pilot symbol sequence, and a scrambling sequence (candidate scrambling sequence for pilot symbols). A blind selection mapping method that estimates the index of the candidate matrix that minimizes the error value calculated by multiplying the pilot signal as the index of the scrambling sequence (the side information SI for the scrambling sequence selected by the transmitter), and such blind selection mapping (blind selection) A device (BSLM device and method) that performs a mapping method) is proposed.

이하에서는 도 1을 참조하여 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치(본원에서 제안하는 블라인드 선택 매핑 방법을 수행하는 장치로서, 이는 블라인드 선택 매핑 장치라 달리 표현될 수 있으며, 이하 설명의 편의상 '본 장치(10)'라 할 수 있음)에 대해 구체적으로 설명하기에 앞서, 먼저 본 장치(10)의 수행 방법에 관한 배경 기술에 대하여 자세히 설명하기로 한다. 본 장치(10)는 OFDM 방식의 이동통신 시스템의 수신단 또는 수신장치에 포함될 수 있으며, OFDM 방식의 이동통신 시스템의 수신단 또는 수신장치에 대한 자세한 설명은 생략한다.Hereinafter, an apparatus for performing blind selection mapping according to an embodiment of the present application with reference to FIG. 1 (a device for performing a blind selection mapping method proposed herein, which may be differently expressed as a blind selection mapping apparatus, will be described below. Prior to a detailed description of the'device 10' for convenience of, first, a background description of a method of performing the device 10 will be described in detail. The device 10 may be included in a receiving end or a receiving device of an OFDM mobile communication system, and detailed descriptions of the receiving end or a receiving device of the OFDM mobile communication system will be omitted.

또한, 이하 본원을 설명함에 있어서,

는 전치 연산자,

는 복소수 켤레 전지 연산자를 나타낸다. U(a,b)는 랜덤변수가 a 와 b 사이에 놓여지는 유니폼 분포를 나타낸다.

는 프로베니우스 놈(Frobenius norm) 연산자를 나타낸다. diag{X}는 대각 요소가 벡터 X의 요소들로 결정되는 대각 행렬을 나타낸다. D(m,n)은 행렬 D의 m번째 행과 n번째 열의 요소를 나타낸다. I_N 은 N × N 크기를 갖는 단위행렬을 나타낸다.In addition, in the following description of the present application,

Is the transposition operator,

Denotes a complex conjugate arithmetic operator. U(a,b) represents the uniform distribution in which the random variable lies between a and b.

Denotes the Frobenius norm operator. diag{X} represents a diagonal matrix in which the diagonal elements are determined as elements of vector X. D(m,n) represents the elements of the m-th row and n-th column of the matrix D. I _N represents a unit matrix of size N × N.

본 장치(10)에서는 일예로 블록 크기가 K = K _d + K _p 인 OFDM 시스템이 고려될 수 있다. 여기서, K _d 는 데이터 부반송파의 수를 의미하고, K _p 는 파일럿 부반송파의 수를 의미한다. 채널 임펄스 응답(channel impulse response)은 최대 길이가 L 인 유한 임펄스 응답 필터(finite impulse response filter)로 하기 식 1과 같이 모델링될 수 있다.In the apparatus 10, for example, an OFDM system having a block size of K = K _d + K _p may be considered. Here, K _d means the number of data subcarriers, and K _p means the number of pilot subcarriers. The channel impulse response is a finite impulse response filter having a maximum length of L and may be modeled as shown in Equation 1 below.

[식 1][Equation 1]

여기서,

는 평균이 0인 비상관(uncorrelated) 복소 가우시안 랜덤 변수들을 나타낸다. 또한,

(

)의 평균 파워는 하기 식 2와 같이 익스포넨셜(exponential) 파워 딜레이 프로파일(Power Delay Profile, PDP)로 주어질 수 있다.

는 전치 연산자를 나타낸다.here,

Denotes uncorrelated complex Gaussian random variables whose mean is 0. In addition,

(

) May be given as an exponential power delay profile (PDP) as shown in Equation 2 below.

Represents a transposition operator.

[식 2][Equation 2]

여기서,

는

를 만족시키는 파워 정규화 상수를 나타낸다. T _S 는 시스템 대역폭이 1/T _S 인 샘플링 주기를 나타낸다. 즉 1/T _S 는 시스템 대역폭을 나타낸다.

는 제곱평균제곱근(Root Mean Square, RMS)이 적용된 채널 딜레이 스프레드(channel delay spread)를 나타낸다.here,

Is

Represents a power normalization constant that satisfies T _S represents a sampling period with a system bandwidth of 1/ T _S. That is, 1/ T _S represents the system bandwidth.

Denotes a channel delay spread to which the Root Mean Square (RMS) is applied.

매우 큰

값이 주어지는 경우, 탭 인덱스

이 증가할수록 평균 채널 탭 파워가 줄어들 수 있는데, 이는 사소하지 않은 탭 파워(nontrivial tap powers)를 가진 실질적인 채널 탭들(effective channel taps)이 많음을 의미할 수 있다.Very large

Tab index, if given a value

As this increases, the average channel tap power may decrease, which may mean that there are many effective channel taps having nontrivial tap powers.

채널 주파수 응답(CFR) 계수 벡터는 하기 식 3과 같이 주어질 수 있다.The channel frequency response (CFR) coefficient vector may be given by Equation 3 below.

[식 3][Equation 3]

상기 식 3의 CFR 계수 벡터는 채널 임펄스 응답의 K-포인트 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform)에 의해 주어질 수 있다. K × L 크기의 행렬 D는 하기 식 4와 같이 정의될 수 있다.The CFR coefficient vector of Equation 3 may be given by a K -point discrete Fourier transform of the channel impulse response. A matrix D having a size of K × L may be defined as in Equation 4 below.

[식 4][Equation 4]

여기서, k = 0, 1, …, K-1 이고,

일 수 있다.Where k = 0, 1,… , K -1,

Can be

K × L 크기의 행렬 D(이산 푸리에 변환 매트릭스)가 상기 식 4와 같이 정의되는 경우, CFR 계수 벡터 H는 하기 식 5와 같이 주어질 수 있다. When the matrix D (discrete Fourier transform matrix) of size K × L is defined as in Equation 4, the CFR coefficient vector H may be given as Equation 5 below.

[식 5][Equation 5]

데이터 심볼들(data symbols)은 평균 심볼 파워가 1인 M-ary QAM 성상도(constellation)

에서 선택될 수 있다. 파일럿 심볼들(pilot symbols)은 {-1, +1}과 같은 BPSK 성상도(constellation)에서 선택될 수 있다.Data symbols are M-ary QAM constellations with an average symbol power of 1

Can be chosen from Pilot symbols may be selected from a BPSK constellation such as {-1, +1}.

한편, 데이터 심볼들 및 파일럿 심볼들은 OFDM 블록에 맵핑되어 하기 식 6과 같은 OFDM 심볼 시퀀스를 형성할 수 있다.Meanwhile, data symbols and pilot symbols may be mapped to an OFDM block to form an OFDM symbol sequence as shown in Equation 6 below.

[식 6][Equation 6]

파일럿 부반송파 인덱스

를 이용하여 파일럿 심볼 시퀀스가 하기 식 7과 같이 표현될 수 있다.Pilot subcarrier index

The pilot symbol sequence can be expressed as Equation 7 below.

[식 7][Equation 7]

또한, 파일럿 부반송파들에 대한 CFR 계수 벡터는 하기 식 8과 같이 표현될 수 있다.In addition, the CFR coefficient vector for the pilot subcarriers may be expressed as Equation 8 below.

[식 8][Equation 8]

이와 동일 내지 유사한 방식으로, 데이터 부반송파 인덱스

를 이용하여 데이터 심볼 시퀀스 X _d 및 데이터 부반송파들에 대한 CFR 계수 벡터 H _d 를 정의할 수 있다.In the same or similar manner, the data subcarrier index

The data symbol sequence X _d and the CFR coefficient vector H _d for the data subcarriers can be defined using.

상기 식 8의 파일럿 부반송파들에 대한 CFR 계수 벡터 H _p 는 채널 임펄스 응답 h 를 이용하여 하기 식 9와 같이 표현될 수 있다.The CFR coefficient vector H _p for the pilot subcarriers of Equation 8 may be expressed as Equation 9 below using the channel impulse response h .

[식 9][Equation 9]

여기서, D _p 는 K _p × L 크기의 행렬을 나타내다. D _p 는 파일럿 심볼과 연계된 DFT(discrete Fourier transform) 행렬이라 달리 표현될 수 있다. 즉, D _p 는 K _p Х L크기를 가지며 파일럿 심볼의 위치로 결정된 DFT 행렬이라 달리 표현될 수 있다. K _p 는 파일럿 부반송파의 수를 나타내고, L 은 유한 임펄스 응답 필터의 최대 길이(달리 표현하여, 채널 탭수)를 나타낸다. 이러한 D _p 는 하기 식 10과 같이 정의될 수 있다.Here, D _p represents a matrix of size K _p × L. D _p may be expressed differently as a discrete Fourier transform (DFT) matrix associated with a pilot symbol. That is, D _p may be expressed differently as a DFT matrix having a size of K _p Х L and determined by the position of the pilot symbol. K _p represents the number of pilot subcarriers, and L represents the maximum length (in other words, the number of channel taps) of the finite impulse response filter. This D _p may be defined as in Equation 10 below.

[식 10][Equation 10]

여기서,

이고,

일 수 있다. 또한, D(m,n)은 행렬 D의 m번째 행과 n번째 열의 요소를 나타낸다. 시간 영역 샘플 시퀀스는 하기 식 11과 같이 표현될 수 있다. here,

ego,

Can be Also, D(m,n) represents the elements of the m-th row and n-th column of the matrix D. The time domain sample sequence can be expressed as Equation 11 below.

[식 11][Equation 11]

이러한 시간 영역 샘플 시퀀스는

에 대한 역 이산 푸리에 변환(inverse discrete Fourier transform, IDFT)에 의해 얻을 수 있다.This sequence of time domain samples is

Can be obtained by an inverse discrete Fourier transform (IDFT) for.

OFDM의 피크 대 평균 전력비(PAPR)는 하기 식 12와 같이 정의될 수 있다.The peak-to-average power ratio (PAPR) of OFDM may be defined as in Equation 12 below.

[식 12][Equation 12]

SLM에서 송신기는

에 하기 식 13과 같은 U개의 스크램블링 시퀀스들을 곱함으로써, 주파수 영역에서 스크램블링된 U개의 시퀀스들을 생성할 수 있다.In SLM, the transmitter

By multiplying the U scrambling sequences as shown in Equation 13 below, it is possible to generate U sequences scrambled in the frequency domain.

[식 13][Equation 13]

여기서,

일 수 있다. here,

Can be

이러한 스크램블링 시퀀스들

는 송신기와 수신기 모두에 미리 알려져 있다고 가정할 수 있다.These scrambling sequences

It can be assumed that is known in advance to both the transmitter and the receiver.

송신기는 각 스크램블링된 시퀀스를 역 이산 푸리에 변환(IDFT)함으로써 U개의 후보 시간 샘플 시퀀스들을 생성할 수 있으며, 생성된 U개의 후보 시간 샘플 시퀀스들 중 PAPR을 최소로하는(달리 말해, 최소의 PAPR을 산출하는) 후보 시간 샘플 시퀀스를 선택할 수 있다. 이에, BSLM에서는 수신기가 사이드 정보(SI)로서 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정한다.The transmitter can generate U candidate time sample sequences by performing an inverse discrete Fourier transform (IDFT) on each scrambled sequence, and minimizes the PAPR among the generated U candidate time sample sequences (in other words, the minimum PAPR is It is possible to select a candidate time sample sequence to be calculated. Accordingly, in BSLM, the receiver estimates the index of the scrambling sequence selected by the transmitter as side information (SI).

달리 말해, 송신기는 U개의 스크램블링 시퀀스들 중 OFDM의 PAPR를 가장 낮출 수 있는 스크램블링 시퀀스를 하나 선택할 수 있으며, 선택된 스크램블링 시퀀스와 부반송파 시퀀스를 곱한 신호를 수신기로 전송할 수 있다. 이때, 송신기로부터 전송되는 신호에는 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스가 U 개의 후보 스크램블링 시퀀스 중 몇번째에 해당하는 스크램블링 시퀀스인지에 대한 정보가 포함되어 있지 않다. 따라서, 수신기는 심볼 검출을 위해 송신기로부터 수신한 수신신호를 통하여, 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보(SI)를 추정해야 한다.In other words, the transmitter may select one scrambling sequence that can lower the PAPR of OFDM among the U scrambling sequences, and transmit a signal obtained by multiplying the selected scrambling sequence and the subcarrier sequence to the receiver. In this case, the signal transmitted from the transmitter does not include information on the number of scrambling sequences among the U candidate scrambling sequences selected by the transmitter. Accordingly, the receiver needs to estimate side information (SI) for the scrambling sequence selected by the transmitter through the received signal received from the transmitter for symbol detection.

이에, 본 장치(10)는 수신 파일럿 신호, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 스크램블링 시퀀스(파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스)를 이용하여 계산(연산, 생성)된 복수의 후보 매트릭스 중 본원에서 제안하는 오차 값(후보 매트릭스값에 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값)을 최소로 만들어주는 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링 시퀀스의 인덱스(즉, 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보 SI)로서 추정하는 블라인드 선택 매핑 장치 및 방법(BSLM 장치 및 방법)에 대해 제안하고자 한다.Accordingly, the apparatus 10 provides an error value proposed by the present application among a plurality of candidate matrices calculated (calculated, generated) using a received pilot signal, a pilot symbol sequence, and a scrambling sequence (candidate scrambling sequence for pilot symbols). A blind selection mapping device that estimates the index of the candidate matrix that minimizes the (error value calculated by multiplying the candidate matrix value by the received pilot signal) as the index of the scrambling sequence (i.e., side information SI for the scrambling sequence selected by the transmitter) And a method (BSLM apparatus and method).

만약, 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보(즉, 송신기에 의해 선택된 OFDM의 PAPR를 가장 낮출 수 있는 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보) SI가

로 주어지는 경우, k번째 부반송파(여기서, k는 0, 1, …, K-1) 상에서 수신신호는 하기 식 14와 같이 표현될 수 있다.If, side information on the scrambling sequence selected by the transmitter (ie, side information on the scrambling sequence that can lower the PAPR of OFDM selected by the transmitter) SI is

When given by, the received signal on the k- th subcarrier (where k is 0, 1, ..., K -1) can be expressed as Equation 14 below.

[식 14][Equation 14]

여기서, W _k 는 평균이 0이고 분산이

인 가산성 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)을 나타낸다.Where W _k has a mean of 0 and a variance of

Phosphorus represents additive Gaussian noise.

이하에서는 상술한 설명에 기반하여, 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치(즉, 블라인드 선택 매핑 장치, 본 장치, 10)에 대하여 보다 자세히 설명하기로 한다.Hereinafter, based on the above description, an apparatus for performing blind selection mapping (ie, a blind selection mapping apparatus, this apparatus 10) according to an embodiment of the present disclosure will be described in more detail.

도 1은 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치(10)를 포함하는 수신기(1)의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이다.1 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiver 1 including an apparatus 10 for performing blind selection mapping according to an embodiment of the present disclosure.

도 1을 참조하면, 수신기(1)는 수신부(11), 연산부(12), 추정부(13), CFR 계수 연산부(14) 및 심볼 추정부(15)를 포함할 수 있다. 여기서, 연산부(12) 및 추정부(13)는 본 장치(10)에 포함된 구성을 의미할 수 있다. 즉, 본 장치(10)는 수신기(1)에 구비되고, 연산부(12) 및 추정부(13)를 포함할 수 있다. Referring to FIG. 1, the receiver 1 may include a receiving unit 11, a calculating unit 12, an estimating unit 13, a CFR coefficient calculating unit 14, and a symbol estimating unit 15. Here, the calculating unit 12 and the estimating unit 13 may mean components included in the device 10. That is, the apparatus 10 is provided in the receiver 1 and may include an operation unit 12 and an estimation unit 13.

이러한 본 장치(10)는, 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑 방법을 수행하는 장치, 블라인드 선택 매핑 장치, 블라인드 선택 매핑 방법에서 사이드 정보(SI)를 추정하는 장치 등으로 달리 표현될 수 있다.The present apparatus 10 may be differently expressed as an apparatus for performing a blind selection mapping method according to an embodiment of the present application, a blind selection mapping apparatus, a device estimating side information (SI) in the blind selection mapping method, and the like. .

이하 본 장치(10)를 설명함에 있어서, 본 장치(10)에서는 일예로

를 만족한다는 조건하에,

가

와 같이 0과

사이에서 균일(Uniform, 유니폼) 분포를 갖는 변수로 선택될 수 있다. 여기서, U(a,b)는 랜덤변수가 a 와 b 사이에 놓여지는 유니폼 분포를 나타낸다. 본 장치(10) 및 본 장치(10)를 포함하는 수신기(1)에 대한 보다 구체적인 설명은 다음과 같다.In the following description of the device 10, the device 10 as an example

On the condition that it satisfies

end

As with 0

It can be selected as a variable having a uniform (uniform) distribution between. Here, U(a,b) represents a uniform distribution in which a random variable is placed between a and b. A more detailed description of the device 10 and the receiver 1 including the device 10 is as follows.

수신부(11)는 송신기로부터 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 수신할 수 있다.The receiver 11 may receive a received pilot signal, which is a received signal for pilot subcarriers, from a transmitter.

본 장치(10)에서 연산부(12)는 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스(

), 파일럿 심볼 시퀀스(X _p ), 및 파일럿 심볼과 연계된 DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬(D _p )을 이용하여 복수의 후보 매트릭스를 연산할 수 있다. In the present apparatus 10, the operator 12 performs a candidate scrambling sequence for pilot symbols (

), a pilot symbol sequence ( X _p ), and a Discrete Fourier Transform (DFT) matrix ( D _p ) associated with the pilot symbol may be used to calculate a plurality of candidate matrices.

이때, 연산부(12)는 U개의 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스 각각에 대응하여 U개의 후보 매트릭스를 연산할 수 있다.In this case, the operation unit 12 may calculate U candidate matrices corresponding to each of the indices of the U candidate scrambling sequences.

본원의 일 실시예에 따르면, 연산부(12)는 연산된 U개의 후보 매트릭스를 메모리부(미도시)에 저장할 수 있다. 연산부(12)는 수신부(11)를 통해 수신 파일럿 신호를 수신하기 전에, 복수의 후보 매트릭스(U개의 후보 매트릭스)를 연산하여 메모리부(미도시)에 저장할 수 있다. 달리 말해, 연산부(12)는 수신부(11)를 통해 수신 파일럿 신호를 수신하기 전에, U개의 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스 각각에 대응하여 U개의 후보 매트릭스를 미리 연산하여 메모리부(미도시)에 저장할 수 있다.According to an exemplary embodiment of the present disclosure, the calculating unit 12 may store the calculated U candidate matrices in a memory unit (not shown). The operation unit 12 may calculate a plurality of candidate matrices (U candidate matrices) and store them in a memory unit (not shown) before receiving the received pilot signal through the receiving unit 11. In other words, before receiving the received pilot signal through the receiving unit 11, the calculating unit 12 may calculate in advance the U candidate matrices corresponding to each index of the U candidate scrambling sequences and store them in the memory unit (not shown). have.

이에 따르면, 본 장치(10)는 연산부(12)를 통해 연산되는 복수의 후보 매트릭스를 저장하는 메모리부(미도시)를 포함할 수 있다. 메모리부(미도시)에는 수신 파일럿 신호를 수신하기 전에 연산부(12)에 의하여 미리 연산된 복수의 후보 매트릭스(U개의 후보 매트릭스)가 기저장될 수 있다. According to this, the device 10 may include a memory unit (not shown) that stores a plurality of candidate matrices calculated by the operation unit 12. In the memory unit (not shown), a plurality of candidate matrices (U candidate matrices) previously calculated by the operator 12 may be pre-stored before receiving the received pilot signal.

다시 말해, 메모리부(미도시)에는 연산의 복잡도를 줄이기 위해, 일예로 오프라인(off-line)에서 연산부(12)에 의하여 미리 연산(계산)된 U개의 후보 매트릭스

, 즉 U개의 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스 각각(u=0,1, …, U-1 값 각각)에 대하여 미리 연산된 U개의 후보 매트릭스가 기저장되어 있을 수 있다. 메모리부(미도시)에 기저장된 U개의 후보 매트릭스는 추정부(13)에 의한 스크램블링 시퀀스의 인덱스(즉, 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보 )의 추정시 이용될 수 있다.In other words, in the memory unit (not shown), in order to reduce the complexity of the operation, for example, U number of candidate matrices previously calculated (calculated) by the operation unit 12 in offline (off-line)

That is, U candidate matrices pre-calculated for each of the indices of the U candidate scrambling sequences (u = 0, 1, ..., U-1 values) may be previously stored. The U candidate matrices previously stored in the memory unit (not shown) may be used when the estimating unit 13 estimates the index of the scrambling sequence (ie, side information on the scrambling sequence selected by the transmitter).

또한, 실제 온라인(online) 전송시에는 수신부(11)를 통해 수신 파일럿 신호가 수신되면, 추정부(13)가 복수의 후보 매트릭스 각각에 수신 파일럿 신호를 곱하여 얻은 벡터의 크기(오차 값에 대응하는 벡터의 크기) 중 가장 작은 크기를 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스를 선택함으로써, 선택된 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링의 인덱스로서 추정할 수 있다.In addition, when a received pilot signal is received through the receiving unit 11 during actual online transmission, the estimating unit 13 multiplies each of the plurality of candidate matrices by the received pilot signal to obtain a vector size (corresponding to the error value). By selecting the index of the candidate matrix that calculates the smallest size among the vector sizes), the index of the selected candidate matrix can be estimated as the scrambling index.

추정부(13)는 연산부(12)에서 연산된 복수의 후보 매트릭스와 송신기로부터 수신한 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정할 수 있다.The estimation unit 13 may estimate the index of the scrambling sequence using a plurality of candidate matrices calculated by the calculation unit 12 and a reception pilot signal, which is a reception signal for pilot subcarriers received from the transmitter.

본원의 일 실시예에 따르면, 추정부(13)는 연산부(12)에 의해 미리 연산되어 메모리부에 저장된 복수의 후보 매트릭스를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정할 수 있다.According to the exemplary embodiment of the present disclosure, the estimating unit 13 may estimate the index of the scrambling sequence using a plurality of candidate matrices previously calculated by the calculating unit 12 and stored in the memory unit.

추정부(13)는 연산부(11)에 의해 연산된 복수의 후보 매트릭스 각각에 수신부(11)에서 수신된 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값들 중 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정할 수 있다. The estimating unit 13 multiplies each of the plurality of candidate matrices calculated by the calculation unit 11 by the received pilot signal received from the receiving unit 11 to calculate the minimum error value among the error values calculated by the scrambling sequence. It can be estimated as the index of.

달리 표현하여, 추정부(13)는 메모리부에 기저장된 연산부(11)에 의하여 미리 연산된 복수의 후보 매트릭스(U개의 후보 매트릭스) 각각에 수신 파일럿 신호를 곱함으로써, 복수의 후보 매트릭스 각각에 대응하여 오차 값들(즉, 복수의 오차 값, U개의 오차 값)을 산출할 수 있다. In other words, the estimation unit 13 corresponds to each of the plurality of candidate matrices by multiplying each of a plurality of candidate matrices (U candidate matrices) calculated in advance by the computation unit 11 stored in the memory unit by the received pilot signal. Thus, error values (ie, a plurality of error values and U error values) may be calculated.

이때, 추정부(13)는 산출된 오차 값들 중 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정할 수 있다. 즉, 추정부(13)는 복수의 후보 매트릭스 중에서, 오차 값들을 산출함에 있어서 가장 작은 크기를 갖는 오차 값(최소 오차 값)을 산출하는 후보 매트릭스를 식별할 수 있으며, 식별된 후보 매트릭스의 인덱스(즉, 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스)를 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정할 수 있다.In this case, the estimating unit 13 may estimate the index of the candidate matrix for calculating the minimum error value among the calculated error values as the index of the scrambling sequence. That is, the estimating unit 13 may identify a candidate matrix that calculates an error value (minimum error value) having the smallest size in calculating error values among a plurality of candidate matrices, and the index of the identified candidate matrix ( That is, the index of the candidate matrix for calculating the minimum error value) can be estimated as the index of the scrambling sequence.

추정부(13)에 의해 추정된 스크램블링 시퀀스의 인덱스는 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보(Side Information, SI)를 의미할 수 있다.The index of the scrambling sequence estimated by the estimating unit 13 may mean side information (SI) on the scrambling sequence selected by the transmitter.

추정부(13)는, 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스의 인덱스인 SI에 해당하는

를

로 표현되는 오차 값(즉, 후보 매트릭스와 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값)을 최소로 만들어주는 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정할 수 있다. 즉, 추정부(13)는 복수의 후보 매트릭스 중 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스를 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보로서 추정할 수 있다. The estimating unit 13 corresponds to the SI that is the index of the scrambling sequence selected by the transmitter.

To

The index of the candidate matrix that minimizes the error value expressed by (ie, the error value calculated by multiplying the candidate matrix and the received pilot signal) may be estimated as the index of the scrambling sequence. That is, the estimating unit 13 may estimate the index of the candidate matrix for calculating the minimum error value among the plurality of candidate matrices as side information on the scrambling sequence selected by the transmitter.

추정부(13)에 의해 추정된 스크램블링 시퀀스의 인덱스는 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보로서 하기 식 15를 만족할 수 있다.The index of the scrambling sequence estimated by the estimating unit 13 is side information on the scrambling sequence selected by the transmitter, and may satisfy Equation 15 below.

[식 15][Equation 15]

여기서,

는 추정부(13)에 의해 추정된 스크램블링 시퀀스의 인덱스,

는 후보 매트릭스, Y _p 는 수신 파일럿 신호, u는 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스, U는 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스의 수를 나타낸다. here,

Is the index of the scrambling sequence estimated by the estimation unit 13,

Is a candidate matrix, Y _p is a received pilot signal, u is an index of a candidate scrambling sequence, and U is the number of indexes of a candidate scrambling sequence.

상기 식 15에서 후보 매트릭스는 하기 식 16을 만족할 수 있다.In Equation 15, the candidate matrix may satisfy Equation 16 below.

[식 16] [Equation 16]

여기서,

는 후보 매트릭스, diag{X}는 대각 요소가 벡터 X의 요소들로 결정되는 대각행렬,

는 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, X _p 는 파일럿 심볼 시퀀스를 나타낸다. 또한, D _p 는 파일럿 심볼과 연계된 DFT 행렬, 즉 K _p × L크기를 가지며 파일럿 심볼의 위치로 결정된 DFT 행렬을 나타낸다. K _p 는 파일럿 부반송파의 수, L 은 유한 임펄스 응답 필터의 최대 길이(달리 말해, 채널 탭수),

는 복소수 켤레 전지 연산자,

는 K _p × K _p 크기를 갖는 단위행렬을 나타낸다.here,

Is the candidate matrix, diag{X} is the diagonal matrix in which the diagonal elements are determined by the elements of vector X,

Denotes a candidate scrambling sequence for pilot symbols, and X _p denotes a pilot symbol sequence. In addition, D _p denotes a DFT matrix associated with a pilot symbol, that is, a DFT matrix having a size of K _p × L and determined as a position of a pilot symbol. K _p is the number of pilot subcarriers, L is the maximum length of the finite impulse response filter (in other words, the number of channel taps),

Is the complex conjugate predicate operator,

Represents a unit matrix having a size of K _p × K _p .

즉, 상기 식 15에 포함된 후보 매트릭스는 연산부(12)에 의하여 미리 연산되는 후보 매트릭스를 의미할 수 있다. 이에 따르면, 연산부(12)에 의해 연산된 후보 매트릭스는 상기 식 16을 만족할 수 있다.That is, the candidate matrix included in Equation 15 may refer to a candidate matrix that is pre-calculated by the operator 12. According to this, the candidate matrix calculated by the operation unit 12 may satisfy Equation 16 above.

연산부(12)는 수신부(11)에서 수신 파일럿 신호가 수신되기 이전에, U개의 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스(u=0,1, …, U-1 값 각각) 각각에 대응하여 상기 식 16을 만족하는 U개의 후보 매트릭스를 미리 연산하여 메모리부(미도시)에 저장해둘 수 있다. 이후, 수신부(11)에서 수신 파일럿 신호가 수신되면, 추정부(13)는 미리 연산된 U 개의 후보 매트릭스 각각에 수신된 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값들 중 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정할 수 있다.The operation unit 12 satisfies Equation 16 in response to each of the U candidate scrambling sequences indexes (u = 0, 1, ..., U-1 values) before receiving the received pilot signal from the receiving unit 11 The U candidate matrices may be calculated in advance and stored in a memory unit (not shown). Thereafter, when a received pilot signal is received by the receiving unit 11, the estimating unit 13 multiplies each of the U candidate matrices calculated in advance by the received pilot signal to calculate the minimum error value among the error values calculated. The index can be estimated as the index of the scrambling sequence.

이에 따르면, 본 장치(10)는 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보의 추정시, 메모리부(미도시)에 미리 계산되어 기 저장되어 있는 U개의 후보 매트릭스를 이용하므로, 사이드 정보의 추정시의 연산량 및 연산 복잡도를 효과적으로 낮출 수 있다.Accordingly, when estimating side information for the scrambling sequence selected by the transmitter, the present apparatus 10 uses U candidate matrices that are pre-calculated and stored in a memory unit (not shown). The amount of computation and computational complexity can be effectively reduced.

본 장치(10)는 상기 식 15에 기반한 사이드 정보의 추정시,

번의 복소 곱셈들(CMs, Complex Multiplications)과

번의 복소 덧셈들(CAs, Complex Additions), 그리고 UK _p 번의

연산들을 수행할 수 있다. 여기서, 한번의 복소 곱셈(CM)은 4번의 실수 곱셈들(RMs, Real Multiplications)과 2번의 실수 덧셈들(RAs, Real Additions)의 연산에 해당한다. 또한, 한번의 복소 덧셈(CA)는 2번의 실수 덧셈들(RAs)의 연산에 해당한다. 또한, 한번의

연산은 2번의 실수 곱셈들(RMs)과 1번의 실수 덧셈(RA)에 해당한다. 따라서, 본 장치(10)는 상기 식 15에 기반한 사이드 정보의 추정시,

번의 실수 곱셈들(RMs)과

번의 실수 덧셈들(RAs)의 연산을 수행할 수 있다.When estimating side information based on Equation 15,

Complex Multiplications (CMs) and

Complex Additions (CAs), and UK _p times

Can perform operations. Here, one complex multiplication (CM) corresponds to four real multiplications (RMs) and two real additions (RAs, Real Additions). In addition, one complex addition (CA) corresponds to the operation of two real additions (RAs). Also, once

The operation corresponds to two real multiplications (RMs) and one real addition (RA). Therefore, the device 10 when estimating side information based on Equation 15 above,

Real multiplications of times (RMs) and

Real number additions (RAs) can be performed.

본 장치(10)에 의해 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보의 추정이 이루어지면(즉, 추정부에 의해 스크램블링 시퀀스의 인덱스가 추정되면), 추정된 인덱스에 해당하는 스크램블링 시퀀스를 이용하여 후술하는 심볼 추정부(15)에 의해 M-ary QAM 심볼들이 검출될 수 있으며, 여기서, 심볼 추정부(15)는 심볼 단위의 ML 검출기일 수 있다. 이러한 작업은 추가적으로 (2M+4)K _d 번의 실수 곱셈들(RMs)과 (3M+2)K _d 번의 실수 덧셈들(RAs)의 연산을 통해 이루어질 수 있다.When side information for the scrambling sequence selected by the transmitter is estimated by the device 10 (that is, when the index of the scrambling sequence is estimated by the estimating unit), the scrambling sequence corresponding to the estimated index is used to be described later. M-ary QAM symbols may be detected by the symbol estimating unit 15, where the symbol estimating unit 15 may be an ML detector in units of symbols. This operation can be additionally performed through the calculation of (2M+4) K _d real multiplications (RMs) and (3M+2) K _d real additions (RAs).

이러한 본원은 상기 식 15를 기반으로 하는 새로운 SI 추정 방법이 적용되는 블라인드 선택 매핑 장치(BSLM 장치, 본 장치, 10)를 제공할 수 있다. 본 장치(10)는 수신 파일럿 신호, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스를 이용하여 계산(연산, 생성)된 복수의 후보 매트릭스 중 후보 매트릭스값에 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값을 최소로 만들어주는 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정할 수 있다.This application may provide a blind selection mapping apparatus (BSLM apparatus, this apparatus, 10) to which a new SI estimation method based on Equation 15 is applied. The apparatus 10 is an error calculated by multiplying a received pilot signal by a candidate matrix value among a plurality of candidate matrices calculated (calculated, generated) using a received pilot signal, a pilot symbol sequence, and a candidate scrambling sequence for pilot symbols. The index of the candidate matrix that minimizes the value can be estimated as the index of the scrambling sequence.

즉, 본 장치(10)는 후보 매트릭스들을 미리 연산(계산)하여 메모리부에 저장해둠으로써, 수신기(1)가 스크램블링 시퀀스를 쉽게 찾도록 제공할 수 있다.That is, the apparatus 10 may provide the receiver 1 to easily find a scrambling sequence by calculating (calculating) candidate matrices in advance and storing them in the memory unit.

CFR 계수 연산부(14)는 추정부(13)에 의해 스크램블링 시퀀스의 인덱스가 추정된 이후, 추정부(13)에서 추정한 인덱스에 해당하는 스크램블링 시퀀스와 수신 파일럿 신호를 이용하여 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 연산할 수 있다. After the index of the scrambling sequence is estimated by the estimating unit 13, the CFR coefficient calculating unit 14 uses the scrambling sequence corresponding to the index estimated by the estimating unit 13 and the received pilot signal to determine the CFR coefficient on the pilot subcarrier. Can be calculated.

이후, CFR 계수 연산부(14)는 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 이용하여 데이터 부반송파를 포함하는 부반송파에서의 CFR 계수를 연산할 수 있다. 달리 말해, CFR 계수 연산부(14)는 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 이용하여 데이터 부반송파와 파일럿 부반송파를 포함하는 전체 부반송파에서의 CFR 계수를 연산할 수 있다.Thereafter, the CFR coefficient calculating unit 14 may calculate a CFR coefficient in a subcarrier including a data subcarrier by using the CFR coefficient on the pilot subcarrier. In other words, the CFR coefficient calculator 14 may calculate CFR coefficients in all subcarriers including the data subcarrier and the pilot subcarrier by using the CFR coefficients on the pilot subcarrier.

심볼 추정부(15)는 CFR 계수 연산부(14)에서 연산된 전체 부반송파에서의 CFR 계수를 이용하여 송신기에서 전송된 심볼을 추정할 수 있다.The symbol estimating unit 15 may estimate a symbol transmitted from the transmitter by using the CFR coefficients of all subcarriers calculated by the CFR coefficient calculating unit 14.

이와 같이, 수신기(1)는 추정부(13)에 의해 스크램블링 시퀀스의 인덱스(SI)가 추정되면, 추정된 인덱스에 해당하는 스크램블링 시퀀스와 수신 파일럿 신호를 이용하여 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 CFR 계수 연산부(14)를 통해 연산할 수 있다. 이후, 수신기(1)는 CFR 계수 연산부(14)를 통해, 연산된 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 이용하여 채널 임펄스 응답(channel impulse response)을 구할 수 있으며, 이를 통해 최종적으로 전체(모든) 부반송파에서의 CFR 계수를 연산할 수 있다. 이후 수신기(1)는 연산된 전체 부반송파에서의 CFR 계수를 이용하여 송신기가 송신한 데이터 심볼을 심볼 추정부(15)를 통해 추정할 수 있다. 이러한 수신기(1)는 추정부(13)에 의해 스크램블링 시퀀스의 인덱스(SI)가 추정되면, CFR 계수 연산부(14) 및 심볼 추정부(15)를 통해 채널 추정(CFR 계수 추정)과 심볼 검출을 수행할 수 있다.In this way, when the index (SI) of the scrambling sequence is estimated by the estimating unit 13, the receiver 1 calculates the CFR coefficient on the pilot subcarrier by using the scrambling sequence corresponding to the estimated index and the received pilot signal. It can be calculated through the calculation unit 14. Thereafter, the receiver 1 can obtain a channel impulse response by using the CFR coefficient on the pilot subcarrier calculated through the CFR coefficient calculating unit 14, and through this, finally, in all (all) subcarriers. CFR coefficient of can be calculated. Thereafter, the receiver 1 may estimate the data symbols transmitted by the transmitter through the symbol estimating unit 15 using the calculated CFR coefficients in all subcarriers. When the index (SI) of the scrambling sequence is estimated by the estimating unit 13, the receiver 1 performs channel estimation (CFR coefficient estimation) and symbol detection through the CFR coefficient calculating unit 14 and the symbol estimating unit 15. Can be done.

본원은 본 장치(10)의 연산부(12)에 의한 후보 매트릭스들의 계산 방법 및 본 장치(10)의 추정부(13)에 의한 후보 매트릭스들과 수신 파일럿 신호를 이용한 사이드 추정 방법을 제안함으로써, 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보를 보다 쉽게 찾을 수 있도록 제공할 수 있다. 이에 따르면, 앞서, 추정된 사이드 정보를 이용해 채널 추정과 심볼 검출을 수행하는 수신기(1)에 대하여 설명된 내용은, 본원의 이해를 돕기 위한 하나의 예시일 뿐, 이에 한정되는 것은 아니고, 사이드 정보의 추정이 이루어진 이후 수행되는 채널 추정 및 심볼 검출 과정에는 종래에 기 공지된 기술이 적용될 수 있다.The present application proposes a method for calculating candidate matrices by the operation unit 12 of the apparatus 10 and a side estimation method using candidate matrices and a received pilot signal by the estimation unit 13 of the apparatus 10, The side information for the selected scrambling sequence can be provided to make it easier to find. Accordingly, the description of the receiver 1 that performs channel estimation and symbol detection using the estimated side information is only an example to aid understanding of the present application, but is not limited thereto, and side information A conventionally known technique may be applied to the channel estimation and symbol detection process performed after the estimation of is performed.

한편, 스크램블링 시퀀스의 인덱스 추정시 고려되는 오차 값(후보 매트릭스와 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값)은 다음의 과정에 의해 도출(유도)될 수 있다. Meanwhile, an error value (an error value calculated by multiplying the candidate matrix and the received pilot signal) considered when estimating the index of the scrambling sequence may be derived (induced) by the following process.

먼저, 본 장치(10)에서 고려되는 파일럿 심볼들에 대한 스크램블링 시퀀스(후보 스크램블링 시퀀스)는 하기 식17과 같이 정의될 수 있다.First, a scrambling sequence (candidate scrambling sequence) for pilot symbols considered by the present apparatus 10 may be defined as in Equation 17 below.

[식 17][Equation 17]

또한, 본 장치(10)에서 고려되는 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호(수신 파일럿 신호)는 하기 식 18과 같이 표현될 수 있다.In addition, the received signal (received pilot signal) for the pilot subcarriers considered by the present apparatus 10 may be expressed as Equation 18 below.

[식 18][Equation 18]

여기서, W_p는 하기 식 19과 같이 표현될 수 있다.Here, W _p can be expressed as in Equation 19 below.

[식 19][Equation 19]

즉, 수신부(11)는 상기 식 18과 같이 표현되는 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호(Y _p )를 송신기로부터 수신할 수 있다. 예를 들어, 본원의 일 실시예에 따르면, 수신부(11)는 송신기로부터 수신한 전체 부반송파들에 대한 수신신호로부터 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 선택적으로 분리하거나 별도의 신호로서 수신할 수 있다.That is, the receiver 11 may receive a received pilot signal Y _p , which is a received signal for the pilot subcarriers represented by Equation 18, from the transmitter. For example, according to an embodiment of the present application, the receiving unit 11 selectively separates the received pilot signal, which is the received signal for the pilot subcarriers, from the received signal for all subcarriers received from the transmitter, or receives it as a separate signal. can do.

이후 파일럿 부반송파들에 대한 CFR 계수들의 추정치의 연산을 위해, 수신 파일럿 신호(Y _p )에는

와 모든

값에 대한

행렬들이 곱해질 수 있다. 이를 통해, 수신 파일럿 신호(Y _p )를 이용하여 하기 식 20으로 표현되는

(채널 주파수 계수)가 생성될 수 있다.Thereafter, for the calculation of the estimate of the CFR coefficients for the pilot subcarriers, the received pilot signal (Y _p )

With all

For value

Matrices can be multiplied. Through this, using the received pilot signal (Y _p ), expressed by Equation 20

(Channel frequency coefficient) can be generated.

[식 20][Equation 20]

만약,

인 경우(즉, 추정부에 의해 추정 또는 선택되는 스크램블링 시퀀스의 인덱스가 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스의 인덱스인 경우), 상기 식 20은 하기 식 21와 같이 간략하게 표현될 수 있다.if,

In the case of (that is, when the index of the scrambling sequence estimated or selected by the estimator is the index of the scrambling sequence selected by the transmitter), Equation 20 can be briefly expressed as Equation 21 below.

[식 21][Equation 21]

여기서,

는 하기 식 22과 같이 표현될 수 있다.here,

Can be expressed as in Equation 22 below.

[식 22][Equation 22]

여기서,

의 요소들(성분들)은 평균이 0이고 분산이

인 독립동일분포(independent and identically distributed, i.i.d.) 가우시안 변수들일 수 있다.here,

The elements (components) of have a mean of 0 and a variance of

They can be independent and identically distributed (iid) Gaussian variables.

만약, K _p ≥ L인 경우, Least Square 방법에 근거하여 채널 임펄스 응답은

를 사용하여 하기 식 23과 같이 근사화하여 표현될 수 있다.If K _p ≥ L , the channel impulse response based on the Least Square method is

It can be expressed by approximating as in Equation 23 below.

여기서, Least Square 방법은 예시적으로 [M. Morelli and U. Mengali, "A Comparison of Pilot-aided Channel Estimation Methods for OFDM Systems," IEEE Trans. Signal Processing, vol. 49, no. 12, pp. 3065-3073, Dec. 2001.] 문헌을 참고하여 이해될 수 있으며, 구체적인 설명은 생략하기로 한다.Here, the Least Square method is illustratively [M. Morelli and U. Mengali, "A Comparison of Pilot-aided Channel Estimation Methods for OFDM Systems," IEEE Trans. Signal Processing, vol. 49, no. 12, pp. 3065-3073, Dec. 2001.] It can be understood by referring to the literature, and a detailed description will be omitted.

[식 23][Equation 23]

이후, 상기의 식 9와 식 23으로부터 파일럿 부반송파들에 대한 CFR 계수들의 추정치가 하기 식 24와 같이 표현될 수 있다.Thereafter, from Equation 9 and Equation 23, an estimate of the CFR coefficients for the pilot subcarriers can be expressed as Equation 24 below.

[식 24][Equation 24]

여기서, 잡음 항은 무시하고,

(추정부에 의해 추정 또는 선택되는 스크램블링 시퀀스의 인덱스)를 올바른 SI에 해당하는

(즉, 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보)로 간주하는 경우, 수신 파일럿 신호 Y _p 는 상기 식 24의

을 이용하여 하기 식 25과 같이 근사화하여 표현될 수 있다.Here, the noise term is ignored,

(The index of the scrambling sequence estimated or selected by the estimator) corresponding to the correct SI

(I.e., side information for the scrambling sequence selected by the transmitter), the received pilot signal Y _p is

It can be expressed by approximating as in Equation 25 below.

보다 자세하게, 상기 식 24의 파일럿 부반송파들에 대한 CFR 계수들의 추정치(

)를 이용하여 하기 식 25로 표현되는 추정 수신 파일럿 신호(

)가 생성될 수 있다.In more detail, estimates of CFR coefficients for the pilot subcarriers of Equation 24 (

Using the estimated received pilot signal represented by Equation 25 below (

) Can be created.

[식 23][Equation 23]

여기서,

는 추정 수신 파일럿 신호, diag{X}는 대각 요소가 벡터 X의 요소들로 결정되는 대각행렬,

는 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, X _p 는 파일럿 심볼 시퀀스,

는 파일럿 부반송파들에 대한 CFR 계수들의 추정치를 나타낸다. here,

Is the estimated received pilot signal, diag{X} is a diagonal matrix in which the diagonal elements are determined by the elements of vector X,

Is a candidate scrambling sequence for pilot symbols, X _p is a pilot symbol sequence,

Denotes estimates of CFR coefficients for pilot subcarriers.

이후, 상기 식 20에서의

의 식을 상기 식 24에 대입하고, 이를 통해 얻어지는 식 24에서의

의 식을 상기 식 25에 대입함으로써, 하기 식 26이 생성될 수 있다. 즉, 상기 식 25에서의 추정 수신 파일럿 신호는 하기 식 26과 같이 달리 표현될 수 있다.Thereafter, in Equation 20

Substituting the equation of in Equation 24 above, and in Equation 24 obtained through

By substituting the equation of Equation 25 into the equation 25, the following equation 26 can be produced. That is, the estimated received pilot signal in Equation 25 may be expressed differently as in Equation 26 below.

[식 26][Equation 26]

여기서,

는 하기 식 27과 같이 정의될 수 있다.here,

May be defined as in Equation 27 below.

[식 27][Equation 27]

상기 식 26에서의 추정 수신 파일럿 신호(

)와 상기 식 18에서의 수신 파일럿 신호(

) 사이의 오차 벡터(error vector)는 하기 식 28과 같이 표현될 수 있다.The estimated received pilot signal in Equation 26 (

) And the received pilot signal (

An error vector between) can be expressed as Equation 28 below.

[식 28][Equation 28]

이에 따르면,

에 대하여 추정 수신 파일럿 신호(

)와 수신 파일럿 신호(

) 사이의 전체 오차는 오차 값으로서 하기 식 29과 같이 정의될 수 있다. According to this,

For the estimated received pilot signal (

) And the received pilot signal (

The total error between) is an error value and can be defined as in Equation 29 below.

[식 29][Equation 29]

여기서,

는 추정 수신 파일럿 신호와 수신 파일럿 신호 간의 오차 값,

는 추정 수신 파일럿 신호, Y _p 는 상기 수신 파일럿 신호,

는 프로베니우스 놈(Frobenius norm) 연산자를 나타낸다.here,

Is the error value between the estimated received pilot signal and the received pilot signal,

Is the estimated received pilot signal, Y _p is the received pilot signal,

Denotes the Frobenius norm operator.

이때,

이므로, 만약

인 경우, 상기 식 28에서의 우측 식의 첫 항은 0이 될 수 있으며,

임이 쉽게 증명될 수 있다.At this time,

So, if

In the case of, the first term of the right equation in Equation 28 may be 0,

It can be easily proved.

따라서,

인 경우, 상기 식 29에서의 오차 값(

)은 하기 식 30과 같이 표현될 수 있다.therefore,

In the case of, the error value in Equation 29 (

) Can be expressed as in Equation 30 below.

[식 30][Equation 30]

상기 식 30에서 W _p 에 대한 평균적인 전체 오차(averaged total error)는 하기 식 31와 같이 표현될 수 있다.In Equation 30, the averaged total error for W _p may be expressed as Equation 31 below.

[식 31][Equation 31]

만약,

인 경우(즉, 추정 또는 선택하는 스크램블링 시퀀스의 인덱스가 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스의 인덱스가 아닌 경우),

는 상기 식 26와 같이 주어지고,

와

사이의 오차 벡터는 상기 식 28과 같이 주어질 수 있다. 따라서,

인 경우, W _p 에 대한 평균적인 전체 오차는 하기 식 32와 같이 표현될 수 있다.if,

If (i.e., the index of the scrambling sequence to be estimated or selected is not the index of the scrambling sequence selected by the transmitter),

Is given as Equation 26 above,

Wow

The error vector between can be given as in Equation 28 above. therefore,

In the case of, the average total error for W _p can be expressed as Equation 32 below.

[식 32][Equation 32]

이에 따르면,

는 양의 준정부호(Positive Semi-Definite 행렬의 구조를 갖기 때문에,

라 할 수 있다. 또한,

이므로,

를 최소화시키는

가

일 확률은 매우 높다고 할 수 있다. 이에, 상기의 식 26으로부터 하기 식 33이 도출될 수 있다.According to this,

Has the structure of a positive semi-definite matrix,

Can be said. In addition,

Because of,

To minimize

end

It can be said that the probability is very high. Accordingly, the following Equation 33 can be derived from Equation 26 above.

[식 33][Equation 33]

이에 따르면, 상기의 식 27, 식 29 및 식 33으로부터, SI에 해당(즉, 송신기에 의해 선택된 스크램블링 시퀀스의 인덱스인 SI에 해당)하는

는 상기 식 15에서의

로 표현되는 오차 값(

, 즉 후보 매트릭스와 수신 파일럿 신호의 곱에 의해 산출되는 오차 값)을 최소로 만들어주는 후보 매트릭스(즉, 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스)의 인덱스로 추정될 수 있다.According to this, from Equation 27, Equation 29 and Equation 33 above, corresponding to SI (that is, corresponding to SI, which is the index of the scrambling sequence selected by the transmitter)

Is in Equation 15 above

The error value expressed as (

That is, it may be estimated as the index of a candidate matrix (ie, a candidate matrix that calculates the minimum error value) that minimizes the error value calculated by the product of the candidate matrix and the received pilot signal.

즉, 상기 식 15에서의 후보 매트릭스와 수신 파일럿 신호의 곱으로 산출되는 오차 값은, 상기의 식 27, 식 29 및 식 33에 의하여 추정 수신 파일럿 신호와 수신 파일럿 신호 간의 차이로 표현되는 오차 값(즉, 추정 수신 파일럿 신호와 수신 파일럿 신호 간의 오차 값)으로 달리 표현될 수 있다. That is, the error value calculated by the product of the candidate matrix and the received pilot signal in Equation 15 is an error value expressed as the difference between the estimated received pilot signal and the received pilot signal according to Equations 27, 29, and 33 above ( That is, it may be expressed differently as an error value between the estimated received pilot signal and the received pilot signal).

따라서, 추정부(13)는 식 15에서의 후보 매트릭스와 수신 파일럿 신호의 곱으로 산출되는 오차 값을 최소로 만들어주는 후보 매트릭스의 인덱스를 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보(SI)인 것으로 추정할 수 있으며, 뿐만 아니라, 추정 수신 파일럿 신호와 수신 파일럿 신호 간의 오차 값을 최소로 만들어주는 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 송신기가 선택한 스크램블링 시퀀스에 대한 사이드 정보(SI)인 것으로 추정할 수 있다.Accordingly, the estimation unit 13 estimates the index of the candidate matrix that minimizes the error value calculated by the product of the candidate matrix and the received pilot signal in Equation 15 as side information (SI) for the scrambling sequence selected by the transmitter. In addition, the index of the scrambling sequence that minimizes the error value between the estimated received pilot signal and the received pilot signal may be estimated as side information (SI) for the scrambling sequence selected by the transmitter.

후술할 본원의 일 실시예에 따른 시뮬레이션 결과에 의하면, 본원에서 제안하는 BSLM 장치(10)에 의한 BSLM 방법은 종래의 BSLM 방법들보다 더 우수한 SI 오류율(side information error rate, SIER) 및 비트 에러율(Bit Error Ratio, BER) 성능을 가짐이 입증되었다. 즉, 본원에서 제안하는 BSLM 장치(10)에 의한 BSLM 방법은 종래의 BSLM 방법들보다 더 낮은 구현 복잡도를 가지면서도 더 좋은 SIER과 BSR 성능을 나타낼 수 있다. According to a simulation result according to an embodiment of the present application, which will be described later, the BSLM method by the BSLM apparatus 10 proposed by the present application has a better SI error rate (SIER) and a bit error rate than conventional BSLM methods. Bit Error Ratio, BER) performance. That is, the BSLM method according to the BSLM apparatus 10 proposed herein may exhibit better SIER and BSR performance while having lower implementation complexity than conventional BSLM methods.

이하에서는 본원에서 제안하는 BSLM 방법(즉, 본 장치에 의한 블라인드 선택 매핑 방법)의 성능을 살펴보기 위해, 본원에서 제안하는 본 장치(10)에 의한 BSLM 방법과 종래의 BSLM 방법들의 성능을 시뮬레이션(컴퓨터 모의 실험)을 통해 비교하기로 하며, 이는 도 2 내지 도 7을 참고하여 보다 쉽게 이해될 수 있다.In the following, in order to examine the performance of the BSLM method proposed by the present application (ie, the blind selection mapping method by the present apparatus), we simulate the performance of the BSLM method and the conventional BSLM method by the apparatus 10 proposed herein ( Computer simulation), which can be more easily understood with reference to FIGS. 2 to 7.

도 2 내지 도 7은 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑 장치(10)에 의한 블라인드 선택 매핑 방법의 성능 평가를 위해 수행된 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.2 to 7 are diagrams showing simulation results performed for performance evaluation of a blind selection mapping method by the blind selection mapping apparatus 10 according to an exemplary embodiment of the present disclosure.

이하에서는 설명의 편의상 각 방법들을 다음과 같이 정의하기로 한다.In the following, for convenience of description, each method will be defined as follows.

'PROPOSED'는 본원에서 제안하는 BSLM 방법, 즉 본 장치(10)에 의한 블라인드 선택 매핑 방법을 나타낸다. 'BSLM-I'은 [Dhammika S. Jayalath and Chintha Tellambura, "SLM and PTS Peak-power Reduction of OFDM Signals without Side Information," IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 4, no. 5, pp. 2006-2013, 2005.] 문헌에 제시된 간략화된 ML 디코딩(simplified ML decoding)을 적용하는 방법을 나타낸다. 'BSLM-II'는 [Hyun-Seung Joo, Seok-Joong Heo, Hyun-Bae Jeon, Jong-Seon No, and Dong-Joon Shin, "A New Blind SLM Scheme with Low Decoding Complexity for OFDM Systems," IEEE Trans. Broadcasting, vol. 58, no. 4, pp. 669-676, 2012.] 문헌에 제시된 partition과 phase offset을 적용하는 방법을 나타내며, 여기서, Partition 수는 U/2일 수 있다. 'BSLM-III'는 [S. Y. Le Goff, S. S, Al-Samahi, B. K. Khoo, C. C. Tsimenidis, and B. S. Sharif, "Selected Mapping without Side Information for PAPR Reduction in OFDM," IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 8, no. 7, pp. 3320-3325, 2009.] 문헌에 제시된 power-extended scrambling을 사용사용하는 BSLM 방법을 나타낸다. 'BSLM-IV'는 [Eonpyo Hong, Hyunju Kim, Kyeongcheol Yang, and Dongsoo Har, "Pilot-aided Side Information Detection in SLM-based OFDM Systems," IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 12, no. 7, pp. 3140-3147, 2013.] 문헌에 제시된 인접한 파일럿 부반송파들에 대한 CFR 계수들 사이의 상관관계를 이용하는 방법을 나타낸다. 또한, 본 장치(10)의 성능 비교시 단지 참조 목적으로 'NONSLM' 방법이 고려될 수 있는데, 이는 아무런 SLM방법을 적용하지 않는 OFDM 시스템의 성능을 나타낸다.'PROPOSED' represents the BSLM method proposed in the present application, that is, the blind selection mapping method by the device 10. 'BSLM-I' is described in [Dhammika S. Jayalath and Chintha Tellambura, "SLM and PTS Peak-power Reduction of OFDM Signals without Side Information," IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 4, no. 5, pp. 2006-2013, 2005.] This shows a method of applying simplified ML decoding suggested in the literature. 'BSLM-II' is [Hyun-Seung Joo, Seok-Joong Heo, Hyun-Bae Jeon, Jong-Seon No, and Dong-Joon Shin, "A New Blind SLM Scheme with Low Decoding Complexity for OFDM Systems," IEEE Trans . Broadcasting, vol. 58, no. 4, pp. 669-676, 2012.] This shows a method of applying partitions and phase offsets suggested in the literature, where the number of partitions may be U/2. 'BSLM-III' is [S. Y. Le Goff, S. S, Al-Samahi, B. K. Khoo, C. C. Tsimenidis, and B. S. Sharif, "Selected Mapping without Side Information for PAPR Reduction in OFDM," IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 8, no. 7, pp. 3320-3325, 2009.] Shows the BSLM method using power-extended scrambling suggested in the literature. 'BSLM-IV' is described in [Eonpyo Hong, Hyunju Kim, Kyeongcheol Yang, and Dongsoo Har, "Pilot-aided Side Information Detection in SLM-based OFDM Systems," IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 12, no. 7, pp. 3140-3147, 2013.] This section shows a method of using the correlation between CFR coefficients for adjacent pilot subcarriers suggested in the literature. In addition, when comparing the performance of the present apparatus 10, the'NONSLM' method may be considered for reference purposes only, which indicates the performance of an OFDM system in which no SLM method is applied.

또한, 본원의 일 실시예에 따른 시뮬레이션에서 시스템 변수들은 K = 512, K _d = 480, K _p = 32, L = 16 로 설정될 수 있다. 또한, 비선형 증폭기의 특성을 반영하기 위해 Rapp의 Solid-State Power Amplifier(SSPA) 모델이 적용될 수 있으며, 이때 smoothness 값은 3으로 설정되고, 입력 backoff 값은 6dB로 설정될 수 있다. 여기서, Solid-State Power Amplifier(SSPA) 모델은 예시적으로 [C. Rapp, "Effects of HPA-nonlinearity on 4-DPSK OFDM Signal for a Digital Sound Broadcasting System," in Proc. 2nd European Conf. on Satellite Communications, Liege, Belgium, pp. 179-184, Oct. 1991.] 문헌을 참고하여 이해될 수 있으며, 이하 구체적인 설명은 생략하기로 한다.In addition, in the simulation according to an embodiment of the present application, system variables may be set to K = 512, K _d = 480, K _p = 32, and L = 16. In addition, a solid-state power amplifier (SSPA) model of Rapp may be applied to reflect the characteristics of the nonlinear amplifier, and in this case, the smoothness value may be set to 3 and the input backoff value may be set to 6dB. Here, the Solid-State Power Amplifier (SSPA) model is illustratively [C. Rapp, "Effects of HPA-nonlinearity on 4-DPSK OFDM Signal for a Digital Sound Broadcasting System," in Proc. 2nd European Conf. on Satellite Communications, Liege, Belgium, pp. 179-184, Oct. 1991.] It can be understood by referring to the literature, and a detailed description will be omitted below.

도 2는 K = 512, K _d = 480, K _p = 32, L = 16, U = 8일 때,

가 2인 제1 경우(a)와

가 9인 제2 경우(b)에 대하여, 5가지의 BSML 방법들(PROPOSED, BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV)을 적용해 얻은 SIER결과들을 보여준다. 전송된 심볼들은 16QAM 성상도(constellation)로부터 선택될 수 있다.2 shows when K = 512, K _d = 480, K _p = 32, L = 16, and U = 8,

The first case (a) where is 2 and

For the second case (b) in which is 9, SIER results obtained by applying the five BSML methods (PROPOSED, BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV) are shown. The transmitted symbols may be selected from a 16QAM constellation.

도 2를 참조하면, PROPOSED는 제1 경우(a)일 때와 제2 경우(b)일 때 모두에 대하여, 다른 BSLM 방법들 대비 더 낮은 SIER 값들을 보임을 확인할 수 있다. Referring to FIG. 2, it can be seen that PROPOSED shows lower SIER values than other BSLM methods for both the first case (a) and the second case (b).

BSLM-IV는 제1 경우(a)일 때 PROPOSED와 비슷한 좋은 성능을 보였다. 그러나, BSLM-IV는 제2 경우(b)일 때 심하게 열화되어 다른 방법들에 비해 가장 나쁜 SIER성능을 보였다. 그 이유는

가 커지면 채널 탭수가 늘어나게 되고, 이는 CFT계수들의 크기가 더 출렁이게 되어 CFR계수들 사이의 상관관계가 낮아지기 때문이라 할 수 있다. BSLM-IV showed good performance similar to PROPOSED in the first case (a). However, BSLM-IV was severely deteriorated in the second case (b) and showed the worst SIER performance compared to other methods. The reason is that

As is increased, the number of channel taps increases, and this is because the size of the CFT coefficients becomes more fluctuating and the correlation between the CFR coefficients decreases.

즉, BSLM-IV에서는 SI의 추정시 CFR계수들 사이의 높은 상관관계를 이용하기 때문에, BSLM-IV의 SIER성능은

가 증가할수록 나빠짐을 확인할 수 있다. 이와는 대조적으로 PROPOSED는

의 증감과는 상관없이 항상 좋은 SIER성능을 보임을 확인할 수 있다.That is, since BSLM-IV uses a high correlation between CFR coefficients when estimating SI, the SIER performance of BSLM-IV is

It can be seen that the worse is as is increased. In contrast, PROPOSED

Regardless of the increase or decrease of, it can be confirmed that the SIER performance is always good.

도 3은 송신 심볼이 16QAM일 때 BSLM방법들의 상보적인 누적 분포 함수(complementary cumulative distribution function, CCDF)의 결과들을 여러 U값들에 대해 나타낸 것이다. 달리 말해, 도 3은 전송된 심볼들이 16QAM 성상도로부터 선택되고 K = 512, K _d = 480, K _p = 32,

=2일 때, U의 다양한 값에 대한 CCDF 값을 나타낸다. CCDF는 "P _CCDF = Pr (PAPA ＜ PAPR ₀ )"와 같이 정의될 수 있다. 이는 PAPR이 주어진 값 PAPR ₀ 보다 더 클 확률을 의미한다.3 shows the results of the complementary cumulative distribution function (CCDF) of BSLM methods for various U values when the transmission symbol is 16QAM. In other words, FIG. 3 shows that transmitted symbols are selected from a 16QAM constellation, and K = 512, K _d = 480, K _p = 32,

When =2, it represents the CCDF values for various values of U. The CCDF may be defined as " P _CCDF = Pr ( PAPA < PAPR ₀ )". This means the probability that PAPR is _greater than the given value PAPR ₀ .

도 3을 참조하면, 모든 BSLM 방법들은 NONSLM에 비해 PAPR을 상당히 낮추어 줌을 확인할 수 있다. 또한, 5가지의 BSML 방법들(PROPOSED, BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV)은 거의 유사한 PAPR 감소 성능을 보임을 확인할 수 있다. 인다. 5가지의 BSLM 방법들에 대한 PAPR 감소의 크기는 스크램블링 시퀀스의 수가 증가할수록 더 증가할 수 있다.Referring to FIG. 3, it can be seen that all BSLM methods significantly lower PAPR compared to NONSLM. In addition, it can be seen that the five BSML methods (PROPOSED, BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV) show almost similar PAPR reduction performance. Inda. The amount of PAPR reduction for the five BSLM methods may increase further as the number of scrambling sequences increases.

도 4는 전송된 심볼들이 16QAM 성상도로부터 선택되고

=2일 때, U의 다양한 값에 대한 PROPOSED의 BER 결과들을 나타낸다. 도 4에는 참조용으로 NONSLM 성능이 도시되어 있다.4 shows that transmitted symbols are selected from a 16QAM constellation

When =2, shows the BER results of PROPOSED for various values of U. In Figure 4 the NONSLM performance is shown for reference.

도 4를 참조하면, PROPOSED는 NONSLM에 비해 모든 U값들에 대하여 BER성능을 상당히 개선시킴을 확인할 수 있다. 한편, U가 커질 때, PROPOSED에 의한 BER 개선량은 U=8일 때 거의 포화상태에 이르는 것으로 나타났다. 이에 따르면, 스크램블링 시퀀스들을 8개 이상으로 늘리는 경우 SI 측정의 복잡도를 더 증가시킴에도 불구하고 오직 사소한 BER성능을 얻을 뿐이므로, 이하 도 5 내지 도 7을 참조한 시뮬레이션(모의 실험)에서는 U=8인 경우에 대해서만 고려하기로 한다.Referring to FIG. 4, it can be seen that PROPOSED significantly improves BER performance for all U values compared to NONSLM. On the other hand, when U increases, the amount of BER improvement by PROPOSED almost reached saturation when U=8. According to this, when the scrambling sequence is increased to 8 or more, only a trivial BER performance is obtained even though the complexity of SI measurement is further increased. Therefore, in the simulation (simulation experiment) with reference to FIGS. 5 to 7 below, U = 8 We will only consider the case.

도 5는 송신 심볼이 16QAM 심볼이고 K = 512, K _d = 480, K _p = 32, U=8일 때,

가 2인 제1 경우(a)와

가 9인 제2 경우(b)에 대한 BER 성능을 보여준다.5 shows that when the transmission symbol is a 16QAM symbol and K = 512, K _d = 480, K _p = 32, U = 8,

The first case (a) where is 2 and

Shows the BER performance for the second case (b) of 9.

도 5를 참조하면, 제1 경우(a)일 때, PROPOSED와 BSLM-IV는 다른 BSLM방법들에 비해 더 낮은 BER결과를 보인다. 제2 경우(b)일 때, BSLM-IV는 NONSLM보다 더 나쁜 BER성능을 보일만큼 BER성능이 심하게 열화됨을 확인할 수 있다. 이와 대조적으로, PROPOSED는 제2 경우(b)일 때에도 다른 모든 BSLM방법들보다 우수한 BER성능을 보임을 확인할 수 있다.5, in the first case (a), PROPOSED and BSLM-IV show lower BER results than other BSLM methods. In the second case (b), it can be seen that the BER performance of BSLM-IV is severely deteriorated so as to show worse BER performance than that of NONSLM. In contrast, it can be seen that PROPOSED shows superior BER performance than all other BSLM methods even in the second case (b).

BSLM-I은 제1 경우(a)일 때와 제2 경우(b)일 때 모두, 높은 SNR에서 PROPOSED와 유사한 BER성능을 보인다. 그러나, PROPOSED는 BSLM-I 보다 더 낮은 복잡도를 가지므로, PROPOSED는 BSLM-I보다 더 효율적이라 할 수 있다. BSLM-II는 낮은 SNR에서 다른 BSLM방법들에 비해 더 나쁜 BER성능을 보임을 확인할 수 있다.BSLM-I shows BER performance similar to PROPOSED at high SNR in both the first case (a) and the second case (b). However, since PROPOSED has a lower complexity than BSLM-I, PROPOSED can be said to be more efficient than BSLM-I. It can be seen that BSLM-II shows worse BER performance than other BSLM methods at low SNR.

도 6은 송신 심볼이 64QAM 심볼이고(즉, 전송된 심볼들이 64QAM 성상도로부터 선택된 심볼이고) K = 512, K _d = 480, K _p = 32, U=8일 때,

가 2인 제1 경우(a)와

가 9인 제2 경우(b)에 대한 BER 성능을 보여준다. 즉, 도 6은 도 5와 대비하여 64QAM심볼들이 사용되었다는 조건만 다를 뿐, 다른 조건들은 동일하게 설정될 수 있다.6 shows when a transmission symbol is a 64QAM symbol (that is, the transmitted symbols are a symbol selected from a 64QAM constellation) K = 512, K _d = 480, K _p = 32, U = 8,

The first case (a) where is 2 and

Shows the BER performance for the second case (b) of 9. That is, only the condition that 64QAM symbols are used in FIG. 6 is different from that of FIG. 5, and other conditions may be set identically.

도 5와 도 6을 비교해보면, BSLM-I, BSLM-II, BSLM-IV, 및 PROPOSED는 양쪽 도면(즉, 도 5와 도 6)에서 같은 경향의 성능으로 나타남을 확인할 수 있다. 이에 반해, BSLM-III는 심볼의 성상도(constellation) 크기가 커질수록 BER성능이 심하게 열화됨을 확인할 수 있다. 또한, BSLM-III는

가 커짐에 따라 BER성능이 더욱 열화됨을 확인할 수 있다. 이러한 성능 열화의 원인은 더 큰 성상도(constellation) 크기나 더 큰

가 수신신호의 파워를 더 크게 변동하게 만듦으로 인해 BSLM-III가 power-extended scrambling 심볼들의 위치를 이용해 SI를 올바르게 추정하는 것을 더 어렵게 만들기 때문이라 할 수 있다.Comparing FIG. 5 and FIG. 6, it can be seen that BSLM-I, BSLM-II, BSLM-IV, and PROPOSED exhibit the same performance in both drawings (ie, FIGS. 5 and 6). On the other hand, it can be seen that the BSLM-III significantly deteriorates BER performance as the size of the constellation of the symbol increases. In addition, BSLM-III

It can be seen that the BER performance further deteriorates as is increased. The cause of this performance degradation is a larger constellation size or a larger

This is because BSLM-III makes it more difficult to correctly estimate SI using the positions of power-extended scrambling symbols due to the larger fluctuation of the received signal power.

그림7은 BSLM 방법들의 구현 복잡도를 비교한 것이다. 구체적으로, 도 7은 그림 6은 K = 512, K _d = 480, K _p = 32일 때, RMs를 사용하여 계산된 QAM 성상도 크기 M 측면에서의 DCRR 결과의 비교(a)와RAs를 사용하여 계산된 QAM 성상도 크기 M 측면에서의 DCRR 결과의 비교(b)를 나타낸 도면이다. Figure 7 compares the implementation complexity of BSLM methods. Specifically, Figure 7 shows a comparison of the DCRR results in terms of the size M of the QAM constellation calculated using RMs when K = 512, K _d = 480, and K _p = 32 in Figure 6 (a) and RAs are used. It is a diagram showing a comparison (b) of the DCRR results in terms of the calculated QAM constellation size M.

여기서, DCRR(detection complexity reduction ratio)은

와 같이 정의될 수 있다. DCRR은 예시적으로 [Hyun-Seung Joo, Seok-Joong Heo, Hyun-Bae Jeon, Jong-Seon No, and Dong-Joon Shin, "A New Blind SLM Scheme with Low Decoding Complexity for OFDM Systems," IEEE Trans. Broadcasting, vol. 58, no. 4, pp. 669-676, 2012.] 문헌을 참고하여 이해될 수 있으며, 이하 구체적인 설명은 생략하기로 한다.Here, the detection complexity reduction ratio (DCRR) is

It can be defined as DCRR is illustratively [Hyun-Seung Joo, Seok-Joong Heo, Hyun-Bae Jeon, Jong-Seon No, and Dong-Joon Shin, "A New Blind SLM Scheme with Low Decoding Complexity for OFDM Systems," IEEE Trans. Broadcasting, vol. 58, no. 4, pp. 669-676, 2012.] It can be understood by referring to the literature, and a detailed description will be omitted below.

DCRR이 양수이면, 이는 PROPOSED가 기존의 BSLM(conventional BSLM)방법들 보다 더 낮은 구현 복잡도를 가짐을 의미할 수 있다. 복잡도를 계산하는데 있어서, SI를 측정하는 것과 심볼을 검출하는 것의 구현 복잡도가 모두 고려될 수 있다.If DCRR is positive, this may mean that PROPOSED has lower implementation complexity than conventional BSLM (conventional BSLM) methods. In calculating the complexity, both the implementation complexity of measuring SI and detecting symbols can be considered.

도 7에는 예시적으로 [Hyun-Seung Joo, Seok-Joong Heo, Hyun-Bae Jeon, Jong-Seon No, and Dong-Joon Shin, "A New Blind SLM Scheme with Low Decoding Complexity for OFDM Systems," IEEE Trans. Broadcasting, vol. 58, no. 4, pp. 669-676, 2012.] 문헌 및 [Eonpyo Hong, Hyunju Kim, Kyeongcheol Yang, and Dongsoo Har, "Pilot-aided Side Information Detection in SLM-based OFDM Systems," IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 12, no. 7, pp. 3140-3147, 2013.] 문헌에서의 복잡도 분석을 참조하여, 여러 QAM 성상도(constellation) 크기들에 대하여, BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV에 대해 RM(Real Multiplication)-based DCRR가 계산된 경우(도7의 a)와 RA(Real Addition)-based DCRR가 계산된 경우(도 7의 b)가 도시되어 있다.Figure 7 is illustratively [Hyun-Seung Joo, Seok-Joong Heo, Hyun-Bae Jeon, Jong-Seon No, and Dong-Joon Shin, "A New Blind SLM Scheme with Low Decoding Complexity for OFDM Systems," IEEE Trans . Broadcasting, vol. 58, no. 4, pp. 669-676, 2012.] and Eonpyo Hong, Hyunju Kim, Kyeongcheol Yang, and Dongsoo Har, "Pilot-aided Side Information Detection in SLM-based OFDM Systems," IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 12, no. 7, pp. 3140-3147, 2013.] With reference to the complexity analysis in the literature, for various QAM constellation sizes, RM (Real Multiplication) for BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, and BSLM-IV A case in which -based DCRR is calculated (Fig. 7 a) and a case where RA (Real Addition)-based DCRR is calculated (Fig. 7 b) are shown.

도 7을 참조하면, BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III은 RM-based DCRR과 RA-based DCRR이 모든 QAM 성상도 크기에 대하여 모두 양수로 나타남을 확인할 수 있다. 또한 BSLM-IV의 RM-based DCRR과 RA-based DCRR이 M>4일 때 모두 양수로 나타남을 확인할 수 있다. 이러한 결과는 PROPOSED가 다른 4개의 BSLM방법들(BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV)에 비해 더 낮은 구현 복잡도를 가짐을 의미할 수 있다. 또한, BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV의 RM-based DCRR과 RA-based DCRR은 QAM 성상도 크기가 커질수록 더 커지는 경향을 보임을 확인할 수 있다. 이는 PROPOSED에 의한 구현 복잡도 감소량이 심볼 성상도의 크기가 커질수록 더 증가함을 의미할 수 있다.Referring to FIG. 7, it can be seen that in BSLM-I, BSLM-II, and BSLM-III, both RM-based DCRR and RA-based DCRR are positive numbers for all QAM constellation sizes. In addition, it can be seen that both RM-based DCRR and RA-based DCRR of BSLM-IV are positive when M>4. This result may mean that PROPOSED has a lower implementation complexity compared to the other four BSLM methods (BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV). In addition, it can be seen that the RM-based DCRR and RA-based DCRR of BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, and BSLM-IV tend to increase as the QAM constellation size increases. This may mean that the reduction in implementation complexity due to PROPOSED increases as the size of the symbol constellation increases.

결론적으로, BSLM-I에서는 ML(Maximum Likelihood) 검출 방법이 BSLM을 위해 적용되었고, ML검출의 복잡도를 줄이기 위해 간략화된 ML 검출 방법을 이용한다. 그런데, BSLM-I은 간략화된 ML 검출 방법을 이용해 복잡도를 상당히 줄이긴 했지만, 여전히 높은 복잡도를 가지는 문제가 있다.In conclusion, in BSLM-I, the ML (Maximum Likelihood) detection method is applied for BSLM, and a simplified ML detection method is used to reduce the complexity of ML detection. However, BSLM-I considerably reduces the complexity by using the simplified ML detection method, but still has a problem with high complexity.

BSLM-II에서는 각 스크램블링 시퀀스를 다수개의 서브시퀀스로 나누고, 그 서브시퀀스들에 상이한 집합의 위상-오프셋들을 곱함으로써, SI를 스크램블 시퀀스에 심는 BSLM 방법이 제시되어 있다. BSLM-II는 복잡도가 낮지만, 낮은 SNR (Signal to Noise Ratio)에서 다른 BSLM 방법들보다 더 나쁜 BSR(Bit Error Rate) 성능을 보이는 문제가 있다.In BSLM-II, a BSLM method is proposed in which SI is planted in a scramble sequence by dividing each scrambling sequence into a plurality of subsequences and multiplying the subsequences by a different set of phase-offsets. BSLM-II has a low complexity, but has a problem of showing worse bit error rate (BSR) performance than other BSLM methods at a low signal to noise ratio (SNR).

BSLM-III에서는 파워-확장된 스크램블링 심볼들에 의해 SI를 스크램블링 시퀀스에 심는 BSLM 방법이 제시되어 있다. BSLM-III는 복잡도를 상당히 줄였음에도 불구하고, 큰 심볼 성상도 크기에 대하여 BER 성능이 열화되는 문제가 있다. In BSLM-III, a BSLM method is proposed in which SI is planted in a scrambling sequence by power-extended scrambling symbols. BSLM-III has a problem that the BER performance is deteriorated for a large symbol constellation size, although the complexity is considerably reduced.

BSLM-IV에서는 인접한 파일럿 부반송파들 위의 채널 주파수 응답(CFR) 계수들 사이에 높은 상관관계가 있음을 가정하면서 SI를 추정하는 BSLM 방법이 제시되어 있다. BSLM-IV는 낮은 복잡도를 보였고, 큰 심볼 성상도 크기에 대해서도 상대적으로 좋은 성능을 보였다. 그러나, BSLM-IV는 본원의 일 실시예에 따른 시뮬레이션 결과에 의하면, 무시 못할 파워를 가지는 많은 수의 채널 탭들로 구성되는 다중 경로 페이딩 채널이 주어질 경우, BER 성능이 심각하게 열화됨을 보였다. 그 이유는 많은 수의 채널 탭들은 CFR들의 크기에 있어서 많은 출렁임을 야기시킬 수 있고, 이는 인접한 파일럿 부반송파들 위의 채널 주파수 응답(CFR) 계수들 사이의 상관관계를 약화시킬 수 있기 때문이라 할 수 있다.In BSLM-IV, a BSLM method for estimating SI is proposed, assuming that there is a high correlation between channel frequency response (CFR) coefficients on adjacent pilot subcarriers. BSLM-IV showed low complexity and relatively good performance for a large symbol constellation size. However, BSLM-IV showed that, according to a simulation result according to an embodiment of the present application, when a multipath fading channel consisting of a large number of channel taps having negligible power is given, BER performance is severely degraded. The reason is that a large number of channel taps can cause a lot of fluctuations in the size of CFRs, which can weaken the correlation between the channel frequency response (CFR) coefficients on adjacent pilot subcarriers. have.

이에 반해, 본원에서 제안하는 본 장치(10)에 의한 블라인드 선택 매핑 방법(PROPOSED)은 식 15를 이용하여 사이드 정보를 추정할 수 있다. 또한, PROPOSED 는 파일럿 신호와 같이 수신기에서 미리 알고 있는 신호를 사용하여 SI와 같은 부가적인 정보를 찾아낼 수 있다. 또한, PROPOSED는 식 16을 off-line상에서 미리 계산하여 메모리부에 저장하고 이를 나중에 online상에서 사용할 수 있다. On the other hand, the blind selection mapping method (PROPOSED) by the present apparatus 10 proposed in the present application can estimate side information using Equation 15. In addition, PROPOSED can find additional information such as SI by using a signal known in advance from the receiver, such as a pilot signal. In addition, PROPOSED calculates Equation 16 in advance on off-line, stores it in the memory, and can later use it online.

이러한 PROPOSED는 식 15에서의 SI 추정을 구현할 때 종래의 BSLM 방법들 대비 복잡도를 효과적으로 낮출 수 있다. 또한, PROPOSED는 OFDM의 송신단에서의 피크 대 평균 전력비(Peak to Average Power Ratio, PAPR)를 보다 효과적으로 낮출 수 있다.This PROPOSED can effectively reduce the complexity compared to conventional BSLM methods when implementing SI estimation in Equation 15. In addition, PROPOSED can more effectively lower a peak to average power ratio (PAPR) at the transmitting end of OFDM.

즉, 본원의 일 실시예에 따른 시뮬레이션 결과에 의하면, PROPOSED는 종래의 BSLM 방법들(BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV)보다 더 낮은 구현 복잡도를 가지면서도 더 좋은 SIER (SI error rate)과 BSR 성능을 보임이 증명되었다.That is, according to the simulation result according to an embodiment of the present application, PROPOSED has a lower implementation complexity than conventional BSLM methods (BSLM-I, BSLM-II, BSLM-III, BSLM-IV), while having a better SIER ( SI error rate) and BSR performance were demonstrated.

이하에서는 상기에 자세히 설명된 내용을 기반으로, 본원의 동작 흐름을 간단히 살펴보기로 한다.Hereinafter, based on the details described above, the operation flow of the present application will be briefly described.

도 8는 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑 방법에 대한 동작 흐름도이다.8 is a flowchart illustrating a blind selection mapping method according to an embodiment of the present disclosure.

도 8에 도시된 블라인드 선택 매핑 방법은 앞서 설명된 본 장치(10)에 의하여 수행될 수 있다. 따라서, 이하 생략된 내용이라고 하더라도 본 장치(10)에 대하여 설명된 내용은 블라인드 선택 매핑 방법에 대한 설명에도 동일하게 적용될 수 있다.The blind selection mapping method illustrated in FIG. 8 may be performed by the apparatus 10 described above. Therefore, even if omitted below, the description of the apparatus 10 may be equally applied to the description of the blind selection mapping method.

도 8을 참조하면, 단계S11에서는, 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 파일럿 심볼과 연계된 DFT 행렬을 이용하여 복수의 후보 매트릭스를 연산할 수 있다.Referring to FIG. 8, in step S11, a plurality of candidate matrices may be calculated using a candidate scrambling sequence for pilot symbols, a pilot symbol sequence, and a DFT matrix associated with the pilot symbols.

이때, 단계S11에서는, U개의 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스 각각에 대응하여 U개의 후보 매트릭스를 연산할 수 있다.At this time, in step S11, U candidate matrices may be calculated corresponding to each index of the U candidate scrambling sequences.

또한, 단계S11에서는, 수신 파일럿 신호를 수신하기 전에 off-line 상태에서 복수의 후보 매트릭스를 연산하여 메모리부에 저장할 수 있다.Further, in step S11, a plurality of candidate matrices may be calculated and stored in the memory unit in the off-line state before receiving the received pilot signal.

또한, 단계S11에서 연산된 후보 매트릭스는 상기의 식 16을 만족할 수 있으며, 이에 대한 설명은 앞서 자세히 설명했으므로, 이하 중복되는 설명은 생략하기로 한다.In addition, the candidate matrix calculated in step S11 may satisfy Equation 16, and the description thereof has been described in detail above, and thus, a redundant description will be omitted.

다음으로, 단계S12에서는, 단계S11에서 연산된 복수의 후보 매트릭스와 송신기로부터 수신한 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정할 수 있다.Next, in step S12, the index of the scrambling sequence may be estimated by using the plurality of candidate matrices calculated in step S11 and the received pilot signal, which is a received signal for pilot subcarriers received from the transmitter.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 단계S12에서는, 복수의 후보 매트릭스 각각에 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 복수의 후보 매트릭스들 각각에 대응하는 오차 값들 중 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스를 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정할 수 있다.According to an embodiment of the present invention, in step S12, an index of a candidate matrix for calculating a minimum error value among error values corresponding to each of a plurality of candidate matrices calculated by multiplying each of the plurality of candidate matrices by a received pilot signal is scrambled. It can be estimated as the index of the sequence.

또한, 단계S12에서는, 미리 연산되어 메모리부에 저장된 복수의 후보 매트릭스를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정할 수 있다.In addition, in step S12, the index of the scrambling sequence may be estimated using a plurality of candidate matrices that are pre-calculated and stored in the memory unit.

이때, 단계S12에서 추정된 스크램블링 시퀀스의 인덱스는 상기 식 15를 만족할 수 있으며, 이에 대한 설명은 앞서 자세히 설명했으므로, 이하 중복되는 설명은 생략하기로 한다. In this case, the index of the scrambling sequence estimated in step S12 may satisfy Equation 15, and the description thereof has been described in detail above, and thus, a redundant description will be omitted.

상술한 설명에서, 단계 S11 및 S12는 본원의 구현예에 따라서, 추가적인 단계들로 더 분할되거나, 더 적은 단계들로 조합될 수 있다. 또한, 일부 단계는 필요에 따라 생략될 수도 있고, 단계 간의 순서가 변경될 수도 있다.In the above description, steps S11 and S12 may be further divided into additional steps or may be combined into fewer steps, depending on the embodiment of the present application. In addition, some steps may be omitted as necessary, and the order between steps may be changed.

도 9는 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑(BSLM) 방법으로 전송된 심볼 검출 방법에 대한 개략적인 동작 흐름도이다.9 is a schematic operational flowchart of a method for detecting a symbol transmitted by a blind selection mapping (BSLM) method according to an embodiment of the present application.

도 9에 도시된 블라인드 선택 매핑(BSLM) 방법으로 전송된 심볼 검출 방법은 앞서 설명된 수신기(1)에 의하여 수행될 수 있다. 따라서, 이하 생략된 내용이라고 하더라도 수신기(1)에 대하여 설명된 내용은 블라인드 선택 매핑(BSLM) 방법으로 전송된 심볼 검출 방법에 대한 설명에도 동일하게 적용될 수 있다.The method for detecting symbols transmitted by the blind selection mapping (BSLM) method illustrated in FIG. 9 may be performed by the receiver 1 described above. Accordingly, even if omitted below, the description of the receiver 1 may be equally applied to the description of the method of detecting a symbol transmitted by the blind selection mapping (BSLM) method.

도 9를 참조하면, 단계S21에서는 앞서 설명한 본 장치(10)에 의한 블라인드 선택 매핑 방법을 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정할 수 있다. Referring to FIG. 9, in step S21, the index of the scrambling sequence may be estimated by using the blind selection mapping method by the apparatus 10 described above.

구체적으로, 단계S21에는, 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 파일럿 심볼과 연계된 DFT 행렬을 이용하여 복수의 후보 매트릭스를 연산부(12)에 의해 연산하는 단계, 및 연산된 복수의 후보 매트릭스와 송신기로부터 수신한 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정부(13)에 의해 추정하는 단계가 포함될 수 있다. Specifically, in step S21, a step of calculating a plurality of candidate matrices by the operation unit 12 using a candidate scrambling sequence for pilot symbols, a pilot symbol sequence, and a DFT matrix associated with the pilot symbols, and the calculated plurality The step of estimating the index of the scrambling sequence by the estimating unit 13 using a candidate matrix of and a received pilot signal, which is a received signal for pilot subcarriers received from the transmitter.

이때, 도면에 도시되지는 않았으나, 본원의 일 실시예에 따른 블라인드 선택 매핑(BSLM) 방법으로 전송된 심볼 검출 방법은, 단계S21 이전에, 송신기로부터 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 수신 파일럿 신호를 수신부(11)에 의해 수신하는 단계를 포함할 수 있다.At this time, although not shown in the drawing, the symbol detection method transmitted by the blind selection mapping (BSLM) method according to an embodiment of the present application includes, before step S21, a received pilot signal, which is a received signal for pilot subcarriers, from a transmitter. It may include the step of receiving by the receiving unit 11.

다음으로, 단계S22에서는, 단계S21에서 추정한(추정된) 인덱스에 해당하는 스크램블링 시퀀스와 수신 파일럿 신호를 이용하여 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 CFR 계수 연산부(14)에 의해 연산할 수 있다.Next, in step S22, the CFR coefficient on the pilot subcarrier can be calculated by the CFR coefficient calculator 14 using the scrambling sequence corresponding to the index estimated (estimated) in step S21 and the received pilot signal.

다음으로, 단계S23에서는, 단계S22에서 연산된 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 이용하여 데이터 부반송파를 포함하는 부반송파에서의 CFR 계수를 CFR 계수 연산부(14)에 의해 연산할 수 있다.Next, in step S23, the CFR coefficients in the subcarriers including the data subcarriers can be calculated by the CFR coefficient calculator 14 by using the CFR coefficients on the pilot subcarriers calculated in step S22.

다음으로, 단계S24에서는, 단계S23에서 연산된 부반송파에서의 CFR 계수를 이용하여, 송신기에서 전송된 심볼을 추정할 수 있다.Next, in step S24, a symbol transmitted from the transmitter may be estimated by using the CFR coefficient in the subcarrier calculated in step S23.

상술한 설명에서, 단계 S21 내지 S24는 본원의 구현예에 따라서, 추가적인 단계들로 더 분할되거나, 더 적은 단계들로 조합될 수 있다. 또한, 일부 단계는 필요에 따라 생략될 수도 있고, 단계 간의 순서가 변경될 수도 있다.In the above description, steps S21 to S24 may be further divided into additional steps or may be combined into fewer steps, depending on the embodiment of the present application. In addition, some steps may be omitted as necessary, and the order between steps may be changed.

본원의 일 실시 예에 따른 블라인드 선택 매핑 방법 및 블라인드 선택 매핑 방법으로 전송된 심볼 검출 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.The blind selection mapping method and the symbol detection method transmitted by the blind selection mapping method according to an exemplary embodiment of the present disclosure may be implemented in the form of program commands that can be executed through various computer means and recorded in a computer-readable medium. The computer-readable medium may include program instructions, data files, data structures, and the like alone or in combination. The program instructions recorded in the medium may be specially designed and configured for the present invention, or may be known and usable to those skilled in computer software. Examples of computer-readable recording media include magnetic media such as hard disks, floppy disks, and magnetic tapes, optical media such as CD-ROMs and DVDs, and magnetic media such as floptical disks. -A hardware device specially configured to store and execute program instructions such as magneto-optical media, and ROM, RAM, flash memory, and the like. Examples of program instructions include not only machine language codes such as those produced by a compiler but also high-level language codes that can be executed by a computer using an interpreter or the like. The above-described hardware device may be configured to operate as one or more software modules to perform the operation of the present invention, and vice versa.

또한, 전술한 블라인드 선택 매핑 방법 및 블라인드 선택 매핑 방법으로 전송된 심볼 검출 방법은 은 기록 매체에 저장되는 컴퓨터에 의해 실행되는 컴퓨터 프로그램 또는 애플리케이션의 형태로도 구현될 수 있다.In addition, the above-described blind selection mapping method and the symbol detection method transmitted by the blind selection mapping method may be implemented in the form of a computer program or application executed by a computer stored in a silver recording medium.

전술한 본원의 설명은 예시를 위한 것이며, 본원이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본원의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.The foregoing description of the present application is for illustrative purposes only, and those of ordinary skill in the art to which the present application pertains will be able to understand that it is possible to easily transform it into other specific forms without changing the technical spirit or essential features of the present application. Therefore, it should be understood that the embodiments described above are illustrative in all respects and not limiting. For example, each component described as a single type may be implemented in a distributed manner, and similarly, components described as being distributed may also be implemented in a combined form.

본원의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본원의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.The scope of the present application is indicated by the claims to be described later rather than the detailed description, and all changes or modified forms derived from the meaning and scope of the claims and their equivalent concepts should be interpreted as being included in the scope of the present application.

1: 수신기
10: 블라인드 선택 매핑 장치
11: 수신부
12: 연산부
13: 추정부
14: CFR 계수 연산부
15: 심볼 추정부1: receiver
10: blind selection mapping device
11: receiver
12: operation unit
13: Estimator
14: CFR coefficient calculation unit
15: symbol estimation unit

Claims (14)

블라인드 선택 매핑 방법에 있어서,
(a) 수신 파일럿 신호를 수신하기 이전에, 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 파일럿 심볼과 연계된 DFT 행렬을 이용해 복수의 후보 매트릭스로서 U개의 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스 각각에 대응하는 U개의 후보 매트릭스를 미리 연산하여 메모리부에 저장하는 단계; 및
(b) 상기 연산된 복수의 후보 매트릭스와 송신기로부터 수신한 모든 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 모든 수신 파일럿 신호를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하는 단계,
를 포함하고,
상기 (b) 단계는, 미리 연산되어 상기 메모리부에 기저장된 복수의 후보 매트릭스와 상기 모든 수신 파일럿 신호를 이용하여 상기 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하고,
상기 (b) 단계에서 고려되는 상기 스크램블링 시퀀스의 인덱스의 추정 이후에, 추정된 인덱스에 해당하는 스크램블링 시퀀스와 상기 모든 수신 파일럿 신호를 이용하여 채널 추정과 심볼 검출이 이루어지는 것인, 블라인드 선택 매핑 방법.In the blind selection mapping method,
(a) Before receiving the received pilot signal, a candidate scrambling sequence for pilot symbols, a pilot symbol sequence, and a DFT matrix associated with a pilot symbol are used to correspond to each of the indices of U candidate scrambling sequences as a plurality of candidate matrices. Pre-calculating the U candidate matrices and storing them in a memory unit; And
(b) estimating an index of a scrambling sequence using the calculated plurality of candidate matrices and all received pilot signals that are received signals for all pilot subcarriers received from the transmitter,
Including,
In the step (b), an index of the scrambling sequence is estimated using a plurality of candidate matrices previously calculated and stored in the memory unit and all the received pilot signals,
After estimation of the index of the scrambling sequence considered in step (b), channel estimation and symbol detection are performed using a scrambling sequence corresponding to the estimated index and all received pilot signals. 삭제delete 제1항에 있어서,
상기 (b) 단계는,
상기 복수의 후보 매트릭스 각각에 상기 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값들 중 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스를 상기 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정하는 것인, 블라인드 선택 매핑 방법.The method of claim 1,
The step (b),
The blind selection mapping method, wherein an index of a candidate matrix for calculating a minimum error value among error values calculated by multiplying each of the plurality of candidate matrices by the received pilot signal is estimated as an index of the scrambling sequence. 제1항에 있어서,
상기 (b) 단계에서 추정된 상기 스크램블링 시퀀스의 인덱스는 하기 식 1을 만족하고,
[식 1]

상기 식 1에서,

는 추정된 스크램블링 시퀀스의 인덱스,

는 후보 매트릭스, Y_p 는 상기 수신 파일럿 신호, u는 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스, U는 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스의 수인 것인, 블라인드 선택 매핑 방법.The method of claim 1,
The index of the scrambling sequence estimated in step (b) satisfies Equation 1 below,
[Equation 1]

In Equation 1 above,

Is the index of the estimated scrambling sequence,

Is a candidate matrix, Y _p is the received pilot signal, u is an index of a candidate scrambling sequence, and U is the number of indexes of a candidate scrambling sequence. 삭제delete 제1항에 있어서,
상기 (a) 단계에서 연산된 후보 매트릭스는 하기 식 2를 만족하고,
[식 2]

상기 식 2에서,

는 후보 매트릭스, diag{X}는 대각 요소가 벡터 X의 요소들로 결정되는 대각행렬,

는 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, X _p 는 파일럿 심볼 시퀀스, D _p 는 K _p × L크기를 가지며 파일럿 심볼의 위치로 결정된 DFT 행렬, K _p 는 파일럿 부반송파의 수, L 은 유한 임펄스 응답 필터의 최대 길이,

는 복소수 켤레 전지 연산자,

는 K _p × K _p 크기를 갖는 단위행렬인 것인, 블라인드 선택 매핑 방법.The method of claim 1,
The candidate matrix calculated in step (a) satisfies Equation 2 below,
[Equation 2]

In Equation 2 above,

Is the candidate matrix, diag{X} is the diagonal matrix in which the diagonal elements are determined by the elements of vector X,

Is a candidate scrambling sequence for pilot symbols, X _p is a pilot symbol sequence, D _p is a DFT matrix of size K _p × L and determined by the position of the pilot symbol, K _p is the number of pilot subcarriers, L is a finite impulse response filter The maximum length of,

Is the complex conjugate predicate operator,

Is a unit matrix having a size of K _p × K _p , blind selection mapping method. BSLM 방법으로 전송된 심볼 검출 방법에 있어서,
(a) 제1항의 방법을 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하는 단계;
(b) 상기 추정한 인덱스에 해당하는 스크램블링 시퀀스와 수신 파일럿 신호를 이용하여 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 연산하는 단계;
(c) 상기 파일럿 부반송파 상에서의 CFR 계수를 이용하여 데이터 부반송파를 포함하는 부반송파에서의 CFR 계수를 연산하는 단계; 및
(d) 상기 (c) 단계에서 연산된 CFR 계수를 이용하여, 송신기에서 전송된 심볼을 추정하는 단계,
를 포함하는 심볼 검출 방법.In the method for detecting a symbol transmitted by the BSLM method,
(a) estimating an index of a scrambling sequence using the method of claim 1;
(b) calculating a CFR coefficient on a pilot subcarrier using a scrambling sequence corresponding to the estimated index and a received pilot signal;
(c) calculating CFR coefficients in subcarriers including data subcarriers by using CFR coefficients on the pilot subcarriers; And
(d) estimating a symbol transmitted from the transmitter by using the CFR coefficient calculated in step (c),
Symbol detection method comprising a. 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치에 있어서,
수신 파일럿 신호를 수신하기 이전에, 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, 파일럿 심볼 시퀀스, 및 파일럿 심볼과 연계된 DFT 행렬을 이용해 복수의 후보 매트릭스로서 U개의 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스 각각에 대응하는 U개의 후보 매트릭스를 미리 연산하여 메모리부에 저장하는 연산부; 및
상기 연산된 복수의 후보 매트릭스와 송신기로부터 수신한 모든 파일럿 부반송파들에 대한 수신신호인 모든 수신 파일럿 신호를 이용하여 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하는 추정부,
를 포함하고,
상기 추정부는, 미리 연산되어 상기 메모리부에 기저장된 복수의 후보 매트릭스와 상기 모든 수신 파일럿 신호를 이용하여 상기 스크램블링 시퀀스의 인덱스를 추정하고,
상기 추정부에 의한 상기 스크램블링 시퀀스의 인덱스의 추정 이후에, 추정된 인덱스에 해당하는 스크램블링 시퀀스와 상기 모든 수신 파일럿 신호를 이용하여 채널 추정과 심볼 검출이 이루어지는 것인, 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치.In the apparatus for performing blind selection mapping,
Before receiving the received pilot signal, U numbers corresponding to each of the indices of the U candidate scrambling sequences as a plurality of candidate matrices using the candidate scrambling sequence for the pilot symbols, the pilot symbol sequence, and the DFT matrix associated with the pilot symbol. An operation unit that calculates the candidate matrix in advance and stores it in the memory unit; And
An estimating unit for estimating an index of a scrambling sequence using the calculated candidate matrices and all received pilot signals, which are received signals for all pilot subcarriers received from the transmitter,
Including,
The estimating unit estimates the index of the scrambling sequence using a plurality of candidate matrices previously calculated and stored in the memory unit and all the received pilot signals,
After estimation of the index of the scrambling sequence by the estimator, channel estimation and symbol detection are performed using a scrambling sequence corresponding to the estimated index and all the received pilot signals. 삭제delete 제8항에 있어서,
상기 추정부는,
상기 복수의 후보 매트릭스 각각에 상기 수신 파일럿 신호를 곱하여 산출되는 오차 값들 중 최소 오차 값을 산출하는 후보 매트릭스의 인덱스를 상기 스크램블링 시퀀스의 인덱스로서 추정하는 것인, 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치.The method of claim 8,
The estimation unit,
The apparatus for performing blind selection mapping, wherein an index of a candidate matrix for calculating a minimum error value among error values calculated by multiplying each of the plurality of candidate matrices by the received pilot signal is an index of the scrambling sequence. 제8항에 있어서,
상기 추정부에 의해 추정된 상기 스크램블링 시퀀스의 인덱스는 하기 식 3을 만족하고,
[식 3]

상기 식 3에서,

는 추정된 스크램블링 시퀀스의 인덱스,

는 후보 매트릭스, Y_p 는 상기 수신 파일럿 신호, u는 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스, U는 후보 스크램블링 시퀀스의 인덱스의 수인 것인, 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치.The method of claim 8,
The index of the scrambling sequence estimated by the estimation unit satisfies Equation 3 below,
[Equation 3]

In Equation 3 above,

Is the index of the estimated scrambling sequence,

Is a candidate matrix, Y _p is the received pilot signal, u is an index of a candidate scrambling sequence, and U is the number of indexes of a candidate scrambling sequence. 삭제delete 제8항에 있어서,
상기 연산부에 의해 연산된 후보 매트릭스는 하기 식 4를 만족하고,
[식 4]

상기 식 4에서,

는 후보 매트릭스, diag{X}는 대각 요소가 벡터 X의 요소들로 결정되는 대각행렬,

는 파일럿 심볼들에 대한 후보 스크램블링 시퀀스, X _p 는 파일럿 심볼 시퀀스, D _p 는 K _p × L크기를 가지며 파일럿 심볼의 위치로 결정된 DFT 행렬, K _p 는 파일럿 부반송파의 수, L 은 유한 임펄스 응답 필터의 최대 길이,

는 복소수 켤레 전지 연산자,

는 K _p × K _p 크기를 갖는 단위행렬인 것인, 블라인드 선택 매핑을 수행하는 장치.The method of claim 8,
The candidate matrix calculated by the calculation unit satisfies Equation 4 below,
[Equation 4]

In Equation 4 above,

Is the candidate matrix, diag{X} is the diagonal matrix in which the diagonal elements are determined by the elements of vector X,

Is a candidate scrambling sequence for pilot symbols, X _p is a pilot symbol sequence, D _p is a DFT matrix having a size of K _p × L and determined by the position of the pilot symbol, K _p is the number of pilot subcarriers, L is a finite impulse response filter The maximum length of,

Is the complex conjugate predicate operator,

Is a unit matrix having a size of K _p × K _p , the apparatus for performing blind selection mapping. 제1항, 제3항, 제4항, 제6항 및 제7항 중 어느 한 항의 방법을 컴퓨터에서 실행하기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터에서 판독 가능한 기록매체.A computer-readable recording medium storing a program for executing the method of any one of claims 1, 3, 4, 6, and 7 on a computer.

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