KR102162239B1 - High voltage pulse generation circuit and controlling method for the same - Google Patents

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KR102162239B1
KR102162239B1 KR1020200069889A KR20200069889A KR102162239B1 KR 102162239 B1 KR102162239 B1 KR 102162239B1 KR 1020200069889 A KR1020200069889 A KR 1020200069889A KR 20200069889 A KR20200069889 A KR 20200069889A KR 102162239 B1 KR102162239 B1 KR 102162239B1
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high voltage
circuit
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KR1020200069889A
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노정욱
오현준
강윤수
이용휘
박도일
이창현
황훈하
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국민대학교산학협력단
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Abstract

Provided is a high voltage pulse generation circuit which increases power conversion efficiency of the circuit. The high voltage pulse generation circuit comprises: a direct current (DC) voltage source providing an input voltage for applying a high voltage pulse to a load; a DC-DC converter boosting and outputting the input voltage; a switching circuit transmitting the boosted voltage transmitted from the DC-DC converter to the load in accordance with a cycle; and a charging capacitor disposed between the DC-DC converter and the switching circuit and storing at least a part of energy transmitted to the load.

Description

고전압 펄스 발생 회로 및 그 제어방법{HIGH VOLTAGE PULSE GENERATION CIRCUIT AND CONTROLLING METHOD FOR THE SAME}High voltage pulse generation circuit and its control method {HIGH VOLTAGE PULSE GENERATION CIRCUIT AND CONTROLLING METHOD FOR THE SAME}

이하의 설명은 고전압 펄스 발생 회로에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 고전압 펄스가 부하로 전달되는 과정에서 충전 저항(charging resistor)에 의해 소모되는 전력을 최소화함으로써 전력 효율을 높이는 고전압 펄스 발생 회로에 관한 것이다.The following description relates to a high voltage pulse generator circuit. More specifically, it relates to a high voltage pulse generating circuit that improves power efficiency by minimizing power consumed by a charging resistor in the process of transferring the high voltage pulse to a load.

오늘날 식품 처리 및 보존을 위해 펄스 전기장 기술(PEF: pulsed electric field)이 널리 이용되고 있다. 구체적으로, PEF 방식은 고전압의 전기 펄스를 식품에 가하여 미생물 세포막의 내부와 외부에 전위차를 발생시키고, 미생물을 사멸시키는 식품 처리 기법이다. 식품 내에는 여러 이온이 존재하기 때문에, 전기장이 적용되면 전류가 액체 식품으로 흐르게 되고, 이로 인해 미생물이 사멸되는 원리이다.Today, pulsed electric field technology (PEF) is widely used for food processing and preservation. Specifically, the PEF method is a food processing technique in which a high voltage electric pulse is applied to the food to generate a potential difference between the inside and the outside of the microbial cell membrane and kill microbes. Since there are many ions in food, when an electric field is applied, electric current flows into the liquid food, which causes microbes to be killed.

종래의 열처리 방식과 비교할 때, PEF 방식은 식품이 가지는 본래의 색상, 향, 영양소 등을 잘 유지하면서도 미생물을 비활성화 시킬 수 있기에 식품의 유통기한을 늘리는 장점이 존재한다.Compared with the conventional heat treatment method, the PEF method has the advantage of extending the shelf life of food because it can inactivate microorganisms while maintaining the original color, flavor, and nutrients of the food.

그러나, PEF 방식은 10kV/cm 내지 80kV/cm 크기의 고전압 펄스를 μs에서 ms 사이의 간격으로 처리 챔버(treatment chamber)에 인가하는 기술을 필요로 한다. 구체적으로, 파워 서플라이로부터 전달되는 전력이 충전 저항에 의해 전류를 제한하는 과정을 거치고, 충전 커패시터에 충전됨으로써 스위치를 통해 처리 챔버로 전달되는 과정을 거치게 된다. 그러나 종래의 경우, 충전 저항에 의한 전력 손실이 너무 과도하기 때문에 전력 손실이 발생되며, 충전 저항 자체도 내구도가 높은 고사양의 저항을 이용해야 하는 한계가 존재했다. 또한, 회로의 전력 처리량이 약 3kW 이상 정도가 되면, 충전 저항 자체가 물리적으로 차지하게 되는 부피나 무게 등의 문제뿐만 아니고, 계통 공급 전력이 커지기 때문에 사용주에게는 전기 요금과 같은 경제적인 부담도 늘어나게 될 것이다.However, the PEF method requires a technique of applying a high voltage pulse having a size of 10 kV/cm to 80 kV/cm to a treatment chamber at intervals between μs and ms. Specifically, the power transmitted from the power supply undergoes a process of limiting the current by the charging resistor, and then goes through a process of being transferred to the processing chamber through the switch by being charged in the charging capacitor. However, in the conventional case, since the power loss due to the charging resistance is too excessive, power loss occurs, and the charging resistance itself has a limitation in using a high-spec resistance having high durability. In addition, when the power throughput of the circuit reaches about 3kW or more, the charging resistor itself physically occupies not only problems such as volume and weight, but also increases the system supply power, which increases the economic burden such as electricity bills for users. Will be

대한민국 등록특허 제10-1048646호(2011.02.09)Korean Patent Registration No. 10-1048646 (2011.02.09) 대한민국 공개특허 제10-2019-0129310호(2019.11.20)Republic of Korea Patent Publication No. 10-2019-0129310 (2019.11.20)

일 측면에 따르면, 고전압 펄스 발생 회로가 제공된다. 상기 고전압 펄스 발생 회로는 부하로 고전압 펄스를 인가하기 위한 입력 전압을 제공하는 직류 전압원, 상기 입력 전압을 승압하여 출력하는 DC-DC 컨버터, 상기 DC-DC 컨버터에서 전달되는 승압된 전압을 상기 고전압 펄스의 주기에 따라 상기 부하로 전달하는 스위칭 회로 및 상기 DC-DC 컨버터와 상기 스위칭 회로의 사이에 배치되며, 상기 부하로 전달되는 에너지의 적어도 일부를 저장하는 충전 커패시터를 포함할 수 있다.According to one aspect, a high voltage pulse generating circuit is provided. The high voltage pulse generator circuit includes a DC voltage source providing an input voltage for applying a high voltage pulse to a load, a DC-DC converter boosting and outputting the input voltage, and a boosted voltage transmitted from the DC-DC converter as the high voltage pulse. A switching circuit that transmits to the load according to a period of and is disposed between the DC-DC converter and the switching circuit, and may include a charging capacitor that stores at least a portion of the energy transmitted to the load.

일 실시 예에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터는 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류와 기준 전류를 비교하고, 비교 결과에 따라 상기 승압된 전압의 크기를 제어하는 제어 회로를 포함할 수 있다.According to an embodiment, the DC-DC converter may include a control circuit that compares the output current of the DC-DC converter with a reference current, and controls the level of the boosted voltage according to the comparison result.

다른 일 실시 예에 따르면, 상기 제어 회로는 상기 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 상기 기준 전류를 설정하는 기준값 설정부, 상기 출력 전류와 상기 기준 전류의 크기를 비교하는 비교 회로 및 상기 비교 회로의 출력 신호에 따라, 상기 DC-DC 컨버터에 포함되는 적어도 하나의 스위치에 대한 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 제어하는 모듈레이터를 포함할 수 있다.According to another embodiment, the control circuit comprises a reference value setting unit that sets the reference current according to the period and amplitude of the high voltage pulse, a comparison circuit that compares the magnitude of the output current and the reference current, and an output of the comparison circuit. Depending on the signal, a modulator for controlling an operating frequency or a duty ratio of a control signal for at least one switch included in the DC-DC converter may be included.

또 다른 일 실시 예에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터는 상기 직류 전압원과 상기 충전 커패시터를 연결하는 트랜스포머, 상기 직류 전압원의 일 단과 제1 노드 사이에 배치되고, 입력되는 제어 신호에 따라 턴 온 됨으로써 상기 트랜스포머로 흐르는 전류의 방향을 제어하는 제1 스위치 및 상기 제1 노드와 상기 직류 전압원의 타 단에 배치되고, 상기 제어 신호에 따라 상기 제1 스위치와 교차하여 턴 온 되는 제2 스위치를 포함할 수 있다.According to another embodiment, the DC-DC converter is disposed between a transformer connecting the DC voltage source and the charging capacitor, and between one end of the DC voltage source and a first node, and is turned on according to an input control signal. A first switch for controlling a direction of current flowing to the transformer, and a second switch disposed at the other end of the first node and the DC voltage source, and turned on by crossing the first switch according to the control signal. have.

또 다른 일 실시 예에 따르면, 상기 제1 스위치는 제1 MOSFET을 포함하고, 상기 제2 스위치는 제2 MOSFET을 포함하고, 상기 제1 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제1 제어 신호와 상기 제2 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제2 제어 신호는 교차적으로 턴 온 신호를 가질 수 있다.According to another embodiment, the first switch includes a first MOSFET, the second switch includes a second MOSFET, and a first control signal applied to a gate terminal of the first MOSFET and the second The second control signal applied to the gate terminal of the MOSFET may alternately have a turn-on signal.

또 다른 일 실시 예에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터는 상기 트랜스포머와 병렬 연결되는 제1 인덕터, 상기 제1 인덕터와 직렬 연결되고, 상기 제1 스위치의 동작 주파수에 따라 상기 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제2 인덕터 및 상기 제1 인덕터와 직렬 연결되고, 상기 제1 스위치의 동작 주파수에 따라 상기 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제1 커패시터를 더 포함할 수 있다.According to another embodiment, the DC-DC converter is a first inductor connected in parallel with the transformer and connected in series with the first inductor, so that a resonance current flows through the transformer according to an operating frequency of the first switch. A second inductor and a first capacitor connected in series with the first inductor and configured to allow a resonant current to flow through the transformer according to an operating frequency of the first switch may be further included.

다른 일 측면에 따르면, 고전압 펄스를 인가 받는 부하에 연결되는 DC-DC 컨버터가 제공된다. 상기 DC-DC 컨버터는 입력 전압을 승압하여 출력하는 전력 변환부 및 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류와 기준 전류를 비교하고, 비교 결과에 따라 승압되는 전압의 크기를 제어하는 제어 회로를 포함하고, 상기 제어 회로는 상기 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 상기 기준 전류를 설정하는 기준값 설정부, 상기 출력 전류와 상기 기준 전류의 크기를 비교하는 비교 회로 및 상기 비교 회로의 출력 신호에 따라, 상기 DC-DC 컨버터에 포함되는 적어도 하나의 스위치에 대한 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 제어하는 모듈레이터를 포함할 수 있다.According to another aspect, there is provided a DC-DC converter connected to a load receiving a high voltage pulse. The DC-DC converter includes a power conversion unit that boosts and outputs an input voltage, and a control circuit that compares the output current of the DC-DC converter with a reference current, and controls the level of the boosted voltage according to the comparison result, The control circuit comprises a reference value setting unit for setting the reference current according to the period and amplitude of the high voltage pulse, a comparison circuit for comparing the magnitude of the output current and the reference current, and the DC- A modulator for controlling an operating frequency or duty ratio of a control signal for at least one switch included in the DC converter may be included.

일 실시 예에 따르면, 상기 전력 변환부는 직류 전압원과 충전 커패시터를 연결하는 트랜스포머, 상기 직류 전압원의 일 단과 제1 노드 사이에 배치되고, 입력되는 제어 신호에 따라 턴 온 됨으로써 상기 트랜스포머로 흐르는 전류의 방향을 제어하는 제1 스위치 및 상기 제1 노드와 상기 직류 전압원의 타 단에 배치되고, 상기 제어 신호에 따라 상기 제1 스위치와 교차하여 턴 온 되는 제2 스위치를 포함할 수 있다.According to an embodiment, the power conversion unit is a transformer that connects a DC voltage source and a charging capacitor, and is disposed between one end of the DC voltage source and a first node, and is turned on according to an input control signal, so that the direction of current flowing to the transformer And a second switch disposed at the other end of the first node and the DC voltage source, and turned on by crossing the first switch according to the control signal.

다른 일 실시 예에 따르면, 상기 제1 스위치는 제1 MOSFET을 포함하고, 상기 제2 스위치는 제2 MOSFET을 포함하고, 상기 제1 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제1 제어 신호와 상기 제2 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제2 제어 신호는 교차적으로 턴 온 신호를 가질 수 있다.According to another embodiment, the first switch includes a first MOSFET, the second switch includes a second MOSFET, and a first control signal and the second MOSFET applied to a gate terminal of the first MOSFET The second control signal applied to the gate terminal of may alternately have a turn-on signal.

또 다른 일 실시 예에 따르면, 상기 전력 변환부는 상기 트랜스포머와 병렬 연결되는 제1 인덕터, 상기 제1 인덕터와 직렬 연결되고, 상기 제1 스위치의 동작 주파수에 따라 상기 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제2 인덕터 및 상기 제1 인덕터와 직렬 연결되고, 상기 제1 스위치의 동작 주파수에 따라 상기 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제1 커패시터를 더 포함할 수 있다.According to another embodiment, the power conversion unit is a first inductor connected in parallel with the transformer, a first inductor connected in series with the first inductor, and allowing a resonance current to flow through the transformer according to an operating frequency of the first switch. A second inductor and a first capacitor connected in series with the first inductor and configured to allow a resonant current to flow through the transformer according to an operating frequency of the first switch may be further included.

또 다른 일 측면에 따르면, 고전압 펄스를 인가 받는 부하에 연결되는 DC-DC 컨버터의 제어 방법이 제공된다. 상기 DC-DC 컨버터의 제어 방법은 상기 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 기준 전류를 설정하는 단계, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류와 기준 전류를 비교하는 단계, 상기 비교 결과에 따라, 상기 DC-DC 컨버터에 포함되는 적어도 하나의 스위치에 대한 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 결정하는 단계, 상기 제어 신호에 기반하여 입력 전압의 승압 정도를 제어하는 단계 및 입력 전압을 승압하여 출력하는 단계를 포함할 수 있다.According to another aspect, a method of controlling a DC-DC converter connected to a load receiving a high voltage pulse is provided. The control method of the DC-DC converter includes setting a reference current according to a period and amplitude of the high voltage pulse, comparing the output current of the DC-DC converter with a reference current, and according to the comparison result, the DC- Determining an operating frequency or duty ratio of a control signal for at least one switch included in the DC converter, controlling a boosting degree of the input voltage based on the control signal, and boosting the input voltage to output It may include the step of.

일 실시 예에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터는 직류 전압원과 충전 커패시터를 연결하는 트랜스포머, 상기 직류 전압원의 일 단과 제1 노드 사이에 배치되고, 입력되는 제어 신호에 따라 턴 온 됨으로써 상기 트랜스포머로 흐르는 전류의 방향을 제어하는 제1 스위치 및 상기 제1 노드와 상기 직류 전압원의 타 단에 배치되고, 상기 제어 신호에 따라 상기 제1 스위치와 교차하여 턴 온 되는 제2 스위치를 포함할 수 있다.According to an embodiment, the DC-DC converter is a transformer connecting a DC voltage source and a charging capacitor, and is disposed between one end of the DC voltage source and a first node, and is turned on according to an input control signal, thereby flowing current to the transformer. A first switch for controlling a direction of and a second switch disposed at the other end of the first node and the DC voltage source, and turned on by crossing the first switch according to the control signal.

다른 일 실시 예에 따르면, 상기 제1 스위치는 제1 MOSFET을 포함하고, 상기 제2 스위치는 제2 MOSFET을 포함하고, 상기 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 결정하는 단계는 상기 제1 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제1 제어 신호와 상기 제2 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제2 제어 신호는 교차적으로 턴 온 신호를 갖도록 제어하는 단계를 더 포함할 수 있다.According to another embodiment, the first switch includes a first MOSFET, the second switch includes a second MOSFET, and determining an operating frequency or a duty ratio of the control signal may include the The step of controlling the first control signal applied to the gate terminal of the first MOSFET and the second control signal applied to the gate terminal of the second MOSFET to alternately have a turn-on signal may be further included.

본 실시 예에 따른 고전압 펄스 발생 회로는 DC-DC 컨버터의 출력 전류에 기반하여 처리 전력을 제어함으로써 전력 손실에 큰 원인이 되는 충전 저항을 제거한 회로를 구현할 수 있어, 동일 출력 전력 조건 대비하여 입력 전력을 저감할 수 있으므로, 회로의 전력 변환 효율이 높을 뿐만 아니고 국가적으로도 전기에너지의 효용성을 제고하는 효과를 기대할 수 있다.The high voltage pulse generation circuit according to the present embodiment can implement a circuit that removes the charging resistance, which is a major cause of power loss, by controlling the processing power based on the output current of the DC-DC converter. This can reduce the power conversion efficiency of the circuit and can expect the effect of improving the utility of electric energy nationally.

본 발명의 실시 예의 설명에 이용되기 위하여 첨부된 아래 도면들은 본 발명의 실시 예들 중 단지 일부일 뿐이며, 본 발명의 기술분야에서 통상의 지식을 가진 사람(이하 "통상의 기술자"라 함)에게 있어서는 발명에 이르는 추가 노력 없이 이 도면들에 기초하여 다른 도면들이 얻어질 수 있다.
도 1은 종래의 PEF 방식으로 식품을 처리하는 고전압 펄스 회로의 예시도이다.
도 2는 종래의 고전압 펄스 회로의 예시적인 구현을 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2의 회로에 포함되는 주요 노드들의 시간에 따른 전압 및 전류를 나타내는 그래프이다.
도 4는 본 실시 예 따른 고전압 펄스 회로의 등가 회로를 나타내는 예시도이다.
도 5는 본 실시 예에 따른 고전압 펄스 회로의 예시적인 구현을 나타내는 회로도이다.
도 6은 도 5의 회로에 포함되는 주요 노드들의 시간에 따른 전압 및 전류를 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 실시 예에 따른 고전압 펄스 회로의 각 스테이지의 연결 관계를 도시하는 블록도이다.
도 8는 전류 제어 기반의 LLC 컨버터로 구현된 고전압 펄스 회로의 회로도이다.The accompanying drawings, which are attached to be used in the description of the embodiments of the present invention, are only some of the embodiments of the present invention, and those of ordinary skill in the technical field of the present invention (hereinafter referred to as "common technicians") Other drawings can be obtained based on these drawings without further effort leading up to.
1 is an exemplary diagram of a high voltage pulse circuit for processing food in a conventional PEF method.
2 is a circuit diagram showing an exemplary implementation of a conventional high voltage pulse circuit.
3 is a graph showing voltage and current of main nodes included in the circuit of FIG. 2 over time.
4 is an exemplary diagram showing an equivalent circuit of a high voltage pulse circuit according to the present embodiment.
5 is a circuit diagram illustrating an exemplary implementation of a high voltage pulse circuit according to the present embodiment.
6 is a graph showing voltage and current of main nodes included in the circuit of FIG. 5 over time.
7 is a block diagram showing a connection relationship between stages of a high voltage pulse circuit according to the present embodiment.
8 is a circuit diagram of a high voltage pulse circuit implemented with a current control-based LLC converter.

후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명의 목적들, 기술적 해법들 및 장점들을 분명하게 하기 위하여 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시 예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시 예는 통상의 기술자가 본 발명을 실시할 수 있도록 상세히 설명된다.DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The detailed description of the present invention to be described later refers to the accompanying drawings, which illustrate specific embodiments in which the present invention may be practiced in order to clarify the objects, technical solutions and advantages of the present invention. These embodiments will be described in detail so that a person skilled in the art can practice the present invention.

본 발명의 상세한 설명 및 청구항들에 걸쳐, '포함하다'라는 단어 및 그 변형은 다른 기술적 특징들, 부가물들, 구성요소들 또는 단계들을 제외하는 것으로 의도된 것이 아니다. 또한, '하나' 또는 '한'은 하나 이상의 의미로 쓰인 것이며, '또 다른'은 적어도 두 번째 이상으로 한정된다.Throughout the detailed description and claims of the present invention, the word'comprise' and its variations are not intended to exclude other technical features, additions, components or steps. In addition,'one' or'one' is used in more than one meaning, and'another' is limited to at least a second or more.

또한, 본 발명의 '제1', '제2' 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위한 것으로서, 순서를 나타내는 것으로 이해되지 않는 한 이들 용어들에 의하여 권리범위가 한정되어서는 아니 된다. 예를 들어, 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 이와 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.In addition, terms such as'first' and'second' of the present invention are used to distinguish one element from other elements, and the scope of rights is limited by these terms unless understood to indicate an order. No. For example, a first component may be referred to as a second component, and similarly, a second component may be referred to as a first component.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다고 언급된 때에는 그 다른 구성요소에 직접 연결될 수도 있지만 중간에 다른 구성요소가 개재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다고 언급된 때에는 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 한편, 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉, "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.When a component is referred to as being "connected" to another component, it should be understood that it may be directly connected to the other component, but another component may be interposed therebetween. On the other hand, when it is mentioned that a component is "directly connected" to another component, it should be understood that there is no other component in the middle. On the other hand, other expressions describing the relationship between elements, that is, "between" and "just between" or "neighboring to" and "directly neighboring to" should be interpreted as well.

각 단계들에 있어서 식별부호(예를 들어, a, b, c 등)는 설명의 편의를 위하여 사용된 것으로 식별부호는 논리상 필연적으로 귀결되지 않는 한 각 단계들의 순서를 설명하는 것이 아니며, 각 단계들은 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 단계들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며, 반대의 순서로 수행될 수도 있다.In each step, the identification code (for example, a, b, c, etc.) is used for convenience of explanation, and the identification code does not describe the order of each step unless it inevitably results in a logical reason. The steps may occur out of the order specified. That is, each of the steps may occur in the same order as specified, may be performed substantially simultaneously, or may be performed in the reverse order.

통상의 기술자에게 본 발명의 다른 목적들, 장점들 및 특성들이 일부는 본 설명서로부터, 그리고 일부는 본 발명의 실시로부터 드러날 것이다. 아래의 예시 및 도면은 실례로서 제공되며, 본 발명을 한정하는 것으로 의도된 것이 아니다. 따라서, 특정 구조나 기능에 관하여 본 명세서에 개시된 상세 사항들은 한정하는 의미로 해석되어서는 아니되고, 단지 통상의 기술자가 실질적으로 적합한 임의의 상세 구조들로써 본 발명을 다양하게 실시하도록 지침을 제공하는 대표적인 기초 자료로 해석되어야 할 것이다.Other objects, advantages, and features of the present invention to those skilled in the art will appear, partly from the present disclosure, and partly from the practice of the present invention. The examples and drawings below are provided by way of example and are not intended to limit the invention. Therefore, the details disclosed in this specification with respect to a specific structure or function are not to be construed in a limiting sense, but only representatives that provide guidance for a person skilled in the art to variously implement the present invention with any detailed structures that are substantially suitable. It should be interpreted as basic data.

더욱이 본 발명은 본 명세서에 표시된 실시 예들의 모든 가능한 조합들을 망라한다. 본 발명의 다양한 실시 예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시 예에 관련하여 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시 예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시 예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다. Moreover, the present invention covers all possible combinations of the embodiments indicated herein. It should be understood that the various embodiments of the present invention are different from each other, but need not be mutually exclusive. For example, specific shapes, structures, and characteristics described herein may be embodied in other embodiments without departing from the spirit and scope of the present invention in relation to one embodiment. In addition, it is to be understood that the location or arrangement of individual components in each disclosed embodiment may be changed without departing from the spirit and scope of the present invention. Accordingly, the detailed description to be described below is not intended to be taken in a limiting sense, and the scope of the present invention, if properly described, is limited only by the appended claims, along with all scopes equivalent to those claimed by the claims. Like reference numerals in the drawings refer to the same or similar functions over several aspects.

본 명세서에서 달리 표시되거나 분명히 문맥에 모순되지 않는 한, 단수로 지칭된 항목은, 그 문맥에서 달리 요구되지 않는 한, 복수의 것을 아우른다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.Unless otherwise indicated in this specification or clearly contradicting the context, items referred to in the singular encompass the plural unless otherwise required by that context. In addition, in describing the present invention, if it is determined that a detailed description of a related known configuration or function may obscure the subject matter of the present invention, a detailed description thereof will be omitted.

이하, 통상의 기술자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있도록 하기 위하여, 본 발명의 바람직한 실시 예들에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings in order to allow those skilled in the art to easily implement the present invention.

도 1은 종래의 PEF 방식으로 식품을 처리하는 고전압 펄스 회로의 예시도이다. 도 1의 고전압 펄스 회로(100)에는, 처리 챔버(110)로 고전압 펄스를 인가하기 위한 입력 전압 VIN이 도시된다. 스위치 S1는 제어 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되면서 입력 전압 VIN에 의해 생성되는 전류가 처리 챔버(110)로 흐르도록 제어한다. 또한, 도 1의 회로에는 스위치 S1이 턴 온 된 경우에 처리 챔버(110)로 과도한 전류가 흐르는 것을 방지하기 위한 충전 저항(charging resistor) Ri이 도시된다. 충전 저항 Ri는 입력 전압 VIN에 의해 발생된 전류가 과도한 크기로 증가하는 것을 방지함으로써 처리 챔버(110)를 보호한다. 충전 커패시터 C1는 입력 전압 VIN에서 전달되는 에너지를 저장하고, 스위치 S1의 동작에 따라 처리 챔버(110)로 저장된 에너지를 방전한다. 그러나, 위와 같은 종래의 고전압 펄스 회로는 충전 저항에 의해 소모되는 소비 전력이 크다는 한계가 존재한다. 이하에서 추가되는 도면과 함께 해당 과정이 보다 자세히 설명된다.1 is an exemplary diagram of a high voltage pulse circuit for processing food in a conventional PEF method. In the high voltage pulse circuit 100 of FIG. 1, an input voltage V IN for applying a high voltage pulse to the processing chamber 110 is shown. The switch S 1 is turned on or off according to the control signal and controls the current generated by the input voltage V IN to flow into the processing chamber 110. In addition, the circuit of FIG. 1 shows a charging resistor R i for preventing excessive current from flowing into the processing chamber 110 when the switch S 1 is turned on. The charging resistor R i protects the processing chamber 110 by preventing the current generated by the input voltage V IN from increasing to an excessive magnitude. The charging capacitor C 1 stores energy transferred from the input voltage V IN , and discharges the energy stored in the processing chamber 110 according to the operation of the switch S 1 . However, the conventional high voltage pulse circuit as described above has a limitation in that the power consumption consumed by the charging resistor is large. The corresponding process will be described in more detail with drawings added below.

도 2는 종래의 고전압 펄스 회로의 예시적인 구현을 나타내는 회로도이다. 또한, 도 3은 도 2의 회로에 포함되는 주요 노드들의 시간에 따른 전압 및 전류를 나타내는 그래프이다. 도 2를 참조하면, 입력 전압 VIN이 4kV인 고전압 펄스 회로가 도시된다. 스위치는 제어 신호 Vgate(t)에 따라 입력 전압 VIN과 R2(1kΩ)을 포함하는 부하 노드를 연결한다. 도 3에 도시된 것과 같이, 스위치가 연결됨에 따라 부하 노드의 출력 전압 VO는 3.6kV의 피크 값을 나타낸다. 이 경우에, 부하가 소비하는 출력 전력의 평균 값은 320W가 된다.2 is a circuit diagram showing an exemplary implementation of a conventional high voltage pulse circuit. In addition, FIG. 3 is a graph showing voltage and current of main nodes included in the circuit of FIG. 2 over time. Referring to FIG. 2, a high voltage pulse circuit having an input voltage V IN of 4 kV is shown. The switch connects the load node containing the input voltage V IN and R 2 (1kΩ) according to the control signal V gate (t). As shown in FIG. 3, as the switch is connected, the output voltage V O of the load node represents a peak value of 3.6 kV. In this case, the average value of the output power consumed by the load is 320W.

그러나, 도 2의 회로에는 부하 노드로 흐르는 전류를 제한하기 위한 충전 저항 R1(1kΩ)이 포함된다. 이 경우에, 충전 저항 R1에 의한 소모 전력은 40W로서 입력 전력과 대비하여 부하 노드의 최대 전력 효율 88% 정도에 지나지 않는다.However, the circuit of FIG. 2 includes a charging resistor R 1 (1 kΩ) for limiting the current flowing to the load node. In this case, the power consumption by the charging resistor R 1 is 40W, which is only about 88% of the maximum power efficiency of the load node compared to the input power.

도 4는 본 실시 예 따른 고전압 펄스 회로의 등가 회로를 나타내는 예시도이다. 도 4의 고전압 펄스 회로(400)에는, 입력 전압 VIN과 충전 저항 Ri이 이상적인 전류원 Iin으로 대체된 등가 회로가 도시된다. 제어 신호에 따라, 스위치 S1는 턴 온 또는 턴 오프 되면서 전류원 Iin에 의해 생성되는 전류가 처리 챔버(410)로 흐르도록 제어한다. 충전 커패시터 C1는 전류원 Iin으로부터 전달되는 에너지를 저장한다. 도 4의 경우에는, 전력 손실의 큰 원인이 되는 충전 저항 Ri이 제거됨으로써 출력 전력의 효율을 크게 높일 수 있다. 이하에서는, 추가적인 도면과 함께 전력 변환 회로에 기반하여 구현되며, 전류원에 상응하는 파워 스테이지(power stage)를 포함하는 고전압 펄스 회로가 상세히 설명된다.4 is an exemplary diagram showing an equivalent circuit of a high voltage pulse circuit according to the present embodiment. In the high voltage pulse circuit 400 of FIG. 4, an equivalent circuit in which the input voltage V IN and the charging resistance R i are replaced by an ideal current source I in is shown. According to the control signal, the switch S 1 is turned on or off to control the current generated by the current source I in to flow into the processing chamber 410. The charging capacitor C 1 stores the energy transferred from the current source I in . In the case of FIG. 4, the efficiency of output power can be greatly increased by removing the charging resistor R i, which is a major cause of power loss. Hereinafter, a high voltage pulse circuit including a power stage corresponding to a current source and implemented based on a power conversion circuit with additional drawings will be described in detail.

도 5는 본 실시 예에 따른 고전압 펄스 회로의 예시적인 구현을 나타내는 회로도이다. 도 6은 도 5의 회로에 포함되는 주요 노드들의 시간에 따른 전압 및 전류를 나타내는 그래프이다. 도 5를 참조하면, 입력 전류 IDC가 0.2A인 전력원으로 동작하는 고전압 펄스 회로가 도시된다. 도 2의 경우와 마찬가지로, 스위치는 제어 신호 Vgate(t)에 따라 전류원 IDC와 R2(1kΩ)을 포함하는 부하 노드를 연결한다. 도 6에 도시된 것과 같이, 스위치가 연결됨에 따라 부하 노드의 출력 전압 VO는 3.9kV의 피크 값을 나타낸다. 이 경우에, 부하가 소비하는 출력 전력의 평균 값은 390W가 되며, 이상적으로 전력 손실이 0W에 가까운 회로 구현이 가능하다.5 is a circuit diagram illustrating an exemplary implementation of a high voltage pulse circuit according to the present embodiment. 6 is a graph showing voltage and current of main nodes included in the circuit of FIG. 5 over time. Referring to FIG. 5, a high-voltage pulse circuit operating as a power source having an input current I DC of 0.2A is shown. As in the case of FIG. 2, the switch connects the load node including the current source I DC and R 2 (1 kΩ) according to the control signal V gate (t). As shown in FIG. 6, as the switch is connected, the output voltage V O of the load node represents a peak value of 3.9 kV. In this case, the average value of the output power consumed by the load is 390W, and ideally, a circuit with a power loss close to 0W can be implemented.

도 7은 본 실시 예에 따른 고전압 펄스 회로의 각 스테이지의 연결 관계를 도시하는 블록도이다. 도 7을 참조하면, 고전압 펄스 회로는 직류 전압원 Vin, DC-DC 컨버터(710), 충전 커패시터 C1, 스위칭 회로(720)를 포함하고 부하 단자(730)에 연결될 수 있다. 직류 전압원 Vin은 부하 단자(730)로 고전압 펄스를 인기하기 위한 입력 전압을 제공할 수 있다.7 is a block diagram showing a connection relationship between stages of a high voltage pulse circuit according to the present embodiment. Referring to FIG. 7, the high voltage pulse circuit includes a DC voltage source V in , a DC-DC converter 710, a charging capacitor C 1 , and a switching circuit 720, and may be connected to a load terminal 730. The DC voltage source V in may provide an input voltage for popularizing the high voltage pulse to the load terminal 730.

DC-DC 컨버터(710)는 직류 전압원 Vin의 입력 전압을 승압하여 출력할 수 있다. DC-DC 컨버터(710)는 DC-DC 컨버터(710)의 출력 전류 IO와 기준 전류 IO, ref를 비교하고, 비교 결과에 따라 출력되는 승압 전압의 크기를 제어하는 제어 회로를 포함할 수 있다.The DC-DC converter 710 may boost and output the input voltage of the DC voltage source V in . The DC-DC converter 710 may include a control circuit that compares the output current I O of the DC-DC converter 710 with the reference current I O and ref , and controls the magnitude of the boosted voltage output according to the comparison result. have.

스위칭 회로(720)는 DC-DC 컨버터(710)에서 전달되는 승압된 전압을 고전압 펄스의 주기에 따라 부하 단자(730)로 전달할 수 있다. 예시적으로, 스위칭 회로(720) MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor)으로 구현되는 스위치 S1을 포함할 수 있다. 스위치 S1은 제2 스위칭 신호에 따라 턴 온 또는 턴 오프 되며 부하 단자(730)로 고전압 펄스가 전달되도록 한다.The switching circuit 720 may transfer the boosted voltage transmitted from the DC-DC converter 710 to the load terminal 730 according to the period of the high voltage pulse. For example, the switching circuit 720 may include a switch S 1 implemented as a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET). The switch S 1 is turned on or off according to the second switching signal and allows a high voltage pulse to be transmitted to the load terminal 730.

충전 커패시터 C1은 DC-DC 컨버터(710)와 스위칭 회로(720) 사이에 배치되며, 부하 단자(730)로 전달되는 에너지의 적어도 일부를 저장할 수 있다. 충전 커패시터 C1는 스위치 S1이 턴 온 된 경우에 부하 단자(730)로 과도한 전류가 흐르는 것을 방지하는 역할을 수행한다.The charging capacitor C 1 is disposed between the DC-DC converter 710 and the switching circuit 720, and may store at least a portion of energy transferred to the load terminal 730. The charging capacitor C 1 serves to prevent excessive current from flowing to the load terminal 730 when the switch S 1 is turned on.

구체적으로, DC-DC 컨버터(710)에 포함되는 제어 회로는 기준값 설정부, 비교 회로(711), 모듈레이터(712)를 포함할 수 있다. 기준값 설정부는 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 기준 전류 IO, ref의 크기를 설정할 수 있다. 비교 회로(711)는 출력 전류와 기준 전류의 크기를 비교한다. 예시적으로, 비교 회로(711)는 출력 전류와 기준 전류의 차이가 클수록, 비교 회로(711)의 출력값을 크게 하여 오차를 줄이는 PI(proportional integral) 제어 회로로 구현될 수 있다. 앞서 기재한 비교 회로(711)에 구현은 예시적 설명일 뿐, 다른 실시 예를 제한하거나 한정하는 것으로 해석되어서는 안될 것이다. 예를 들면, 비교 회로(711)는 PID(proportional, integral, differential) 제어 회로, 히스테리시스(hysteresis) 제어 회로, 슬라이딩 모드 제어 회로와 같은 다양한 회로로 설계 변경 가능할 것이다.Specifically, the control circuit included in the DC-DC converter 710 may include a reference value setting unit, a comparison circuit 711, and a modulator 712. The reference value setting unit may set the size of the reference currents I O and ref according to the period and amplitude of the high voltage pulse. The comparison circuit 711 compares the magnitude of the output current and the reference current. For example, the comparison circuit 711 may be implemented as a PI (proportional integral) control circuit that reduces an error by increasing an output value of the comparison circuit 711 as the difference between the output current and the reference current increases. Implementation of the comparison circuit 711 described above is only an exemplary description, and should not be construed as limiting or limiting other embodiments. For example, the comparison circuit 711 may be changed in design into various circuits such as a proportional, integral, differential (PID) control circuit, a hysteresis control circuit, and a sliding mode control circuit.

모듈레이터(712)는 비교 회로(711)로부터 출력되는 비교 신호에 따라 DC-DC 컨버터(710)에 포함되는 적어도 하나의 스위치에 대한 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율을 제어할 수 있다. 구체적으로, 모듈레이터(712)는 DC-DC 컨버터(710)로 제1 스위칭 신호를 출력할 수 있다.The modulator 712 may control an operating frequency or duty ratio of a control signal for at least one switch included in the DC-DC converter 710 according to a comparison signal output from the comparison circuit 711. Specifically, the modulator 712 may output a first switching signal to the DC-DC converter 710.

일 실시 예로서, DC/DC 파워 스테이지(power stage)(710)가 공진형 컨버터로 구현된 경우에는 모듈레이터(712)는 제어 신호의 동작 주파수를 제어하는 PFM(pulse frequency modulation) 모듈레이터로 구현될 수 있다.As an embodiment, when the DC/DC power stage 710 is implemented as a resonant converter, the modulator 712 may be implemented as a pulse frequency modulation (PFM) modulator that controls an operating frequency of a control signal. have.

본 실시 예에 따른 고전압 펄스 회로는 DC/DC 파워 스테이지(power stage)(710)의 출력 전류 IO를 일정하게 유지하도록 하는 전류 기반 제어를 통해 승압된 전압을 제공하기 때문에 스위칭 연결 과정에서 필요로 했던 충전 저항과 충전 커패시터를 제거할 수 있어 종래 기술과 대비하여 전력 효율을 높이는 효과를 제공할 수 있다. 이하에서는 추가적인 도면과 함께, DC-DC 컨버터(710)가 LLC(inverter-inverter-capacitor) 공진형 컨버터로 구현된 구체적인 예시가 설명된다.The high voltage pulse circuit according to the present embodiment is required in the switching connection process because it provides the boosted voltage through current-based control to keep the output current I O of the DC/DC power stage 710 constant. Since the charging resistor and the charging capacitor can be removed, it is possible to provide an effect of increasing power efficiency compared to the prior art. Hereinafter, a specific example in which the DC-DC converter 710 is implemented as an LLC (inverter-inverter-capacitor) resonant converter will be described with additional drawings.

도 8는 전류 제어 기반의 LLC 컨버터로 구현된 고전압 펄스 회로의 회로도이다. 도 8을 참조하면, LLC 컨버터(810), 스위칭 회로(820)를 포함하는 고전압 펄스 회로가 부하 단자(830)에 연결된 회로도가 도시된다. LLC 컨버터(810)는 직류 전압원 VDC와 충전 커패시터 C1 사이를 연결하는 트랜스포머를 포함한다. 또한, LLC 컨버터(810)는 직류 전압원 VDC의 일 단과 제1 노드 사이에 배치되고, 입력되는 제어 신호에 따라 턴 온 됨으로써 트랜스포머로 흐르는 전류의 방향을 제어하는 제1 스위치 S1을 포함한다. LLC 컨버터(810)는 제1 노드와 직류 전압원 VDC의 타 단 사이에 배치되고, 제어 신호에 따라 제1 스위치 S1와 교차하여 턴 온 되는 제2 스위치 S2를 포함한다.8 is a circuit diagram of a high voltage pulse circuit implemented with a current control-based LLC converter. Referring to FIG. 8, a circuit diagram in which a high voltage pulse circuit including an LLC converter 810 and a switching circuit 820 is connected to a load terminal 830 is shown. The LLC converter 810 includes a transformer connecting the DC voltage source V DC and the charging capacitor C 1 . In addition, the LLC converter 810 includes a first switch S 1 disposed between one end of the DC voltage source V DC and a first node, and is turned on according to an input control signal to control a direction of a current flowing to the transformer. The LLC converter 810 is disposed between the first node and the other end of the DC voltage source V DC , and includes a second switch S 2 that is turned on by crossing the first switch S 1 according to a control signal.

예시적으로, LLC 컨버터(810)에서 제1 스위치 S1는 제1 MOSFET을 포함하고, 제2 스위치 S2는 제2 MOSFET을 포함할 수 있다. LLC 컨버터(810)에 포함되는 제어 회로는 제1 스위치 S1 및 제2 스위치 S2 각각의 게이트 단자로 전달되는 제어 신호를 출력한다. 구체적으로, 제어 신호는 상기 제1 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제1 제어 신호와 상기 제2 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제2 제어 신호를 포함할 수 있다. 상기 제1 제어 신호와 상기 제2 신호는 교차적으로 턴 온 신호를 가진다.For example, in the LLC converter 810, the first switch S 1 may include a first MOSFET, and the second switch S 2 may include a second MOSFET. The control circuit included in the LLC converter 810 outputs control signals transmitted to the gate terminals of each of the first switch S 1 and the second switch S 2 . Specifically, the control signal may include a first control signal applied to the gate terminal of the first MOSFET and a second control signal applied to the gate terminal of the second MOSFET. The first control signal and the second signal alternately have a turn-on signal.

제어 회로는 LLC 컨버터(810)의 출력 전류 IO와 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 설정된 기준 전류 Iref를 비교할 수 있다. 제어 회로는 비교 결과에 따라 상기 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율을 제어함으로써 출력 전류 IO가 기준 전류 Iref에 대해 소정 범위 내에 존재하도록 함으로써 LLC 컨버터(810) 전체가 이상적인 전류원과 유사하게 동작하도록 제어할 수 있다. 그에 따라, 고전압 펄스 회로는 종래의 전압 제어 방식에 필요로 했던 충전 저항 및 충전 커패시터를 제거하고, 전력 효율을 높이는 효과를 제공할 수 있다.The control circuit may compare the output current I O of the LLC converter 810 with the reference current I ref set according to the period and amplitude of the high voltage pulse. The control circuit controls the operating frequency or duty ratio of the control signal according to the comparison result so that the output current I O exists within a predetermined range with respect to the reference current I ref so that the entire LLC converter 810 operates similarly to an ideal current source. Can be controlled. Accordingly, the high voltage pulse circuit can provide an effect of increasing power efficiency by removing the charging resistor and the charging capacitor required in the conventional voltage control method.

종래 회로에 배치되었던 충전 커패시터의 역할은 LLC 컨버터(810)와 스위칭 회로(820) 사이에 배치되는 커패시터 C1가 수행할 수 있다.The role of the charging capacitor disposed in the conventional circuit may be performed by the capacitor C 1 disposed between the LLC converter 810 and the switching circuit 820.

직류 전압원 VDC으로부터 트랜스포머로 전달되는 입력 전류는 제1 스위치 S1이 턴 온 된 경우에만 흐르게 된다. LLC 컨버터(810)는 트랜스포머와 병렬 연결되는 제1 인덕터 Lm를 포함한다. 또한, LLC 컨버터(810)는 제1 인덕터 Lm와 직렬 연결되고, 제1 스위치 S1의 동작 주파수에 따라 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제2 인덕터 Lr을 포함할 수 있다. 또한, LLC 컨버터(810)는 제1 인덕터 Lm와 직렬 연결되고, 제1 스위치 S1의 동작 주파수에 따라 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제1 커패시터 Cr를 포함한다. LLC 컨버터(810)는 제1 인덕터 Lm, 제2 인덕터 Lr 및 제1 커패시터 Cr에 의해 생성되는 공진 전류의 크기에 따라 전력을 변환하고, 변환된 전력을 부하 노드(830)로 전달한다.The input current transferred from the DC voltage source V DC to the transformer flows only when the first switch S 1 is turned on. The LLC converter 810 includes a first inductor L m connected in parallel with the transformer. In addition, the LLC converter 810 may include a second inductor L r connected in series with the first inductor L m and allowing a resonant current to flow through the transformer according to the operating frequency of the first switch S 1 . Further, the LLC converter 810 is connected in series with the first inductor L m and includes a first capacitor C r for allowing a resonant current to flow through the transformer according to the operating frequency of the first switch S 1 . The LLC converter 810 converts power according to the magnitude of the resonance current generated by the first inductor L m , the second inductor L r, and the first capacitor C r , and transfers the converted power to the load node 830. .

본 실시 예에서는 이해를 돕기 위해 LLC 컨버터(810)가 설명되나 이는 예시적인 구현일 뿐, 다른 실시 예를 제한하거나 한정하는 것으로 해석되어서는 안될 것이다. 이를 테면, 전력 변환부는 부스트 컨버터, 벅 컨버터, 플라이 백 컨버터 등과 같이 기술 분야에 알려진 다양한 전력 변환 회로 토폴로지로 실시할 수 있는 것은 자명한 사실일 것이다.In the present embodiment, the LLC converter 810 is described for better understanding, but this is an exemplary implementation and should not be construed as limiting or limiting other embodiments. For example, it will be obvious that the power conversion unit can be implemented with various power conversion circuit topologies known in the art, such as a boost converter, a buck converter, and a flyback converter.

도 8에 도시되지는 않았지만, 위와 같은 회로 구성을 이용하여 고전압 펄스를 인가 받는 부하에 연결되는 DC-DC 컨버터의 제어 방법도 함께 설명될 수 있다. 상기 DC-DC 컨버터의 제어 방법은 상기 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 기준 전류를 설정하는 단계, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류와 상기 기준 전류를 비교하는 단계, 상기 비교 결과에 따라, 상기 DC-DC 컨버터에 포함되는 적어도 하나의 스위치에 대한 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 결정하는 단계, 상기 제어 신호에 기반하여 입력 전압의 승압 정도를 제어하는 단계 및 입력 전압을 승압하여 출력하는 단계를 포함할 수 있다.Although not shown in FIG. 8, a control method of a DC-DC converter connected to a load receiving a high voltage pulse using the above circuit configuration may also be described. The control method of the DC-DC converter includes setting a reference current according to a period and amplitude of the high voltage pulse, comparing the output current of the DC-DC converter with the reference current, and according to the comparison result, the DC -Determining an operating frequency or duty ratio of a control signal for at least one switch included in the DC converter, controlling a boosting degree of the input voltage based on the control signal, and boosting the input voltage It may include the step of outputting.

상기 DC-DC 컨버터는 예시적으로 직류 전압원과 충전 커패시터를 연결하는 트랜스포머, 상기 직류 전압원의 일 단과 제1 노드 사이에 배치되고, 입력되는 제어 신호에 따라 턴 온 됨으로써 상기 트랜스포머로 흐르는 전류의 방향을 제어하는 제1 스위치 및 상기 제1 노드와 상기 직류 전압원의 타 단에 배치되고, 상기 제어 신호에 따라 상기 제1 스위치와 교차하여 턴 온 되는 제2 스위치를 포함할 수 있다. 이 경우에 상기 제1 스위치는 제1 MOSFET을 포함하고, 상기 제2 스위치는 제2 MOSFET을 포함할 수 있다.The DC-DC converter is an exemplary transformer that connects a DC voltage source and a charging capacitor, and is disposed between one end of the DC voltage source and a first node, and is turned on according to an input control signal to determine the direction of the current flowing to the transformer. A first switch to control and a second switch disposed at the other end of the first node and the DC voltage source, and turned on by crossing the first switch according to the control signal. In this case, the first switch may include a first MOSFET, and the second switch may include a second MOSFET.

또한, 상기 DC-DC 컨버터의 제어 방법에서 상기 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 결정하는 단계는 상기 제1 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제1 제어 신호와 상기 제2 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제2 제어 신호는 교차적으로 턴 온 신호를 갖도록 제어하는 단계를 포함할 수 있다. 위와 같이 기준 전류를 DC-DC 컨버터의 출력 전류가 추종하도록 제어하는 방식을 고전압 펄스 발생 회로에 적용함으로써 종래의 충전 저항에 의한 전력 손실을 최소화할 수 있다.In addition, the determining of the operating frequency or duty ratio of the control signal in the control method of the DC-DC converter includes a first control signal applied to a gate terminal of the first MOSFET and a gate of the second MOSFET. The second control signal applied to the terminal may include controlling to have a turn-on signal alternately. As described above, a method of controlling the reference current to follow the output current of the DC-DC converter is applied to the high voltage pulse generating circuit, thereby minimizing power loss due to a conventional charging resistor.

이상, 본 발명의 기술적 사상을 바람직한 실시예를 들어 상세하게 설명하였으나, 본 발명의 기술적 사상은 상기 실시 예들에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상은 상기 실시 예들에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의하여 여러 가지 변혼 및 변경이 가능하다.In the above, the technical idea of the present invention has been described in detail with reference to preferred embodiments, but the technical idea of the present invention is not limited to the above embodiments, and the technical idea of the present invention is not limited to the above embodiments, and Various transformations and changes can be made by those with ordinary knowledge in the technical field within the scope of the idea.

Claims (12)

고전압 펄스 발생 회로에 있어서,
부하로 고전압 펄스를 인가하기 위한 입력 전압을 제공하는 직류 전압원;
상기 입력 전압을 승압하여 출력하는 DC-DC 컨버터;
상기 DC-DC 컨버터에서 전달되는 승압된 전압을 상기 고전압 펄스의 주기에 따라 상기 부하로 전달하는 스위칭 회로; 및
상기 DC-DC 컨버터와 상기 스위칭 회로의 사이에 배치되며, 상기 부하로 전달되는 에너지의 적어도 일부를 저장하는 충전 커패시터
를 포함하고,
상기 DC-DC 컨버터는,
상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류와 기준 전류를 비교하고, 비교 결과에 따라 상기 승압된 전압의 크기를 제어하는 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.In the high voltage pulse generation circuit,
A DC voltage source providing an input voltage for applying a high voltage pulse to the load;
A DC-DC converter boosting and outputting the input voltage;
A switching circuit for transferring the boosted voltage transmitted from the DC-DC converter to the load according to the period of the high voltage pulse; And
A charging capacitor disposed between the DC-DC converter and the switching circuit and storing at least a portion of the energy transferred to the load
Including,
The DC-DC converter,
And a control circuit that compares the output current of the DC-DC converter with a reference current, and controls the level of the boosted voltage according to the comparison result. 제1항에 있어서,
상기 제어 회로는,
상기 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 상기 기준 전류를 설정하는 기준값 설정부;
상기 출력 전류와 상기 기준 전류의 크기를 비교하는 비교 회로; 및
상기 비교 회로의 출력 신호에 따라, 상기 DC-DC 컨버터에 포함되는 적어도 하나의 스위치에 대한 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 제어하는 모듈레이터
를 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.The method of claim 1,
The control circuit,
A reference value setting unit for setting the reference current according to the period and amplitude of the high voltage pulse;
A comparison circuit for comparing the magnitude of the output current and the reference current; And
A modulator for controlling an operating frequency or duty ratio of a control signal for at least one switch included in the DC-DC converter according to an output signal of the comparison circuit
A high voltage pulse generation circuit comprising a. 제2항에 있어서,
상기 DC-DC 컨버터는,
상기 직류 전압원과 상기 충전 커패시터를 연결하는 트랜스포머;
상기 직류 전압원의 일 단과 제1 노드 사이에 배치되고, 입력되는 제어 신호에 따라 턴 온 됨으로써 상기 트랜스포머로 흐르는 전류의 방향을 제어하는 제1 스위치; 및
상기 제1 노드와 상기 직류 전압원의 타 단 사이에 배치되고, 상기 제어 신호에 따라 상기 제1 스위치와 교차하여 턴 온 되는 제2 스위치
를 포함하는 고전압 펄스 발생 회로.The method of claim 2,
The DC-DC converter,
A transformer connecting the DC voltage source and the charging capacitor;
A first switch disposed between one end of the DC voltage source and a first node, and being turned on according to an input control signal to control a direction of a current flowing to the transformer; And
A second switch disposed between the first node and the other end of the DC voltage source, and turned on by crossing the first switch according to the control signal
High voltage pulse generation circuit comprising a. 제3항에 있어서,
상기 제1 스위치는 제1 MOSFET을 포함하고,
상기 제2 스위치는 제2 MOSFET을 포함하고,
상기 제1 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제1 제어 신호와 상기 제2 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제2 제어 신호는 교차적으로 턴 온 신호를 가지는 고전압 펄스 발생 회로.The method of claim 3,
The first switch includes a first MOSFET,
The second switch includes a second MOSFET,
A high voltage pulse generating circuit having a first control signal applied to a gate terminal of the first MOSFET and a second control signal applied to a gate terminal of the second MOSFET alternately have a turn-on signal. 제3항에 있어서,
상기 DC-DC 컨버터는,
상기 트랜스포머와 병렬 연결되는 제1 인덕터;
상기 제1 인덕터와 직렬 연결되고, 상기 제1 스위치의 동작 주파수에 따라 상기 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제2 인덕터; 및
상기 제1 인덕터와 직렬 연결되고, 상기 제1 스위치의 동작 주파수에 따라 상기 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제1 커패시터
를 더 포함하는 고전압 펄스 발생 회로.The method of claim 3,
The DC-DC converter,
A first inductor connected in parallel with the transformer;
A second inductor connected in series with the first inductor and configured to allow a resonant current to flow through the transformer according to an operating frequency of the first switch; And
A first capacitor connected in series with the first inductor and configured to allow a resonant current to flow through the transformer according to an operating frequency of the first switch
High voltage pulse generation circuit further comprising a. 고전압 펄스를 인가 받는 부하에 연결되는 DC-DC 컨버터에 있어서,
입력 전압을 승압하여 출력하는 전력 변환부; 및
상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류와 기준 전류를 비교하고, 비교 결과에 따라 승압되는 전압의 크기를 제어하는 제어 회로
를 포함하고,
상기 제어 회로는,
상기 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 상기 기준 전류를 설정하는 기준값 설정부;
상기 출력 전류와 상기 기준 전류의 크기를 비교하는 비교 회로; 및
상기 비교 회로의 출력 신호에 따라, 상기 DC-DC 컨버터에 포함되는 적어도 하나의 스위치에 대한 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 제어하는 모듈레이터
를 포함하는 DC-DC 컨버터.In a DC-DC converter connected to a load receiving a high voltage pulse,
A power converter for boosting and outputting an input voltage; And
A control circuit that compares the output current of the DC-DC converter with a reference current, and controls the level of a boosted voltage according to the comparison result
Including,
The control circuit,
A reference value setting unit for setting the reference current according to the period and amplitude of the high voltage pulse;
A comparison circuit for comparing the magnitude of the output current and the reference current; And
A modulator for controlling an operating frequency or duty ratio of a control signal for at least one switch included in the DC-DC converter according to an output signal of the comparison circuit
DC-DC converter comprising a. 제6항에 있어서,
상기 전력 변환부는,
직류 전압원과 충전 커패시터를 연결하는 트랜스포머;
상기 직류 전압원의 일 단과 제1 노드 사이에 배치되고, 입력되는 제어 신호에 따라 턴 온 됨으로써 상기 트랜스포머로 흐르는 전류의 방향을 제어하는 제1 스위치; 및
상기 제1 노드와 상기 직류 전압원의 타 단에 배치되고, 상기 제어 신호에 따라 상기 제1 스위치와 교차하여 턴 온 되는 제2 스위치
를 포함하는 DC-DC 컨버터.The method of claim 6,
The power conversion unit,
A transformer connecting the DC voltage source and the charging capacitor;
A first switch disposed between one end of the DC voltage source and a first node, and being turned on according to an input control signal to control a direction of a current flowing to the transformer; And
A second switch disposed at the other end of the first node and the DC voltage source, and turned on by crossing the first switch according to the control signal
DC-DC converter comprising a. 제7항에 있어서,
상기 제1 스위치는 제1 MOSFET을 포함하고,
상기 제2 스위치는 제2 MOSFET을 포함하고,
상기 제1 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제1 제어 신호와 상기 제2 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제2 제어 신호는 교차적으로 턴 온 신호를 가지는 DC-DC 컨버터.The method of claim 7,
The first switch includes a first MOSFET,
The second switch includes a second MOSFET,
A DC-DC converter having a turn-on signal alternately between a first control signal applied to a gate terminal of the first MOSFET and a second control signal applied to a gate terminal of the second MOSFET. 제8항에 있어서,
상기 전력 변환부는,
상기 트랜스포머와 병렬 연결되는 제1 인덕터;
상기 제1 인덕터와 직렬 연결되고, 상기 제1 스위치의 동작 주파수에 따라 상기 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제2 인덕터; 및
상기 제1 인덕터와 직렬 연결되고, 상기 제1 스위치의 동작 주파수에 따라 상기 트랜스포머에 공진 전류가 흐르도록 하는 제1 커패시터
를 더 포함하는 DC-DC 컨버터.The method of claim 8,
The power conversion unit,
A first inductor connected in parallel with the transformer;
A second inductor connected in series with the first inductor and configured to allow a resonant current to flow through the transformer according to an operating frequency of the first switch; And
A first capacitor connected in series with the first inductor and configured to allow a resonant current to flow through the transformer according to an operating frequency of the first switch
DC-DC converter further comprising a. 고전압 펄스를 인가 받는 부하에 연결되는 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,
상기 고전압 펄스의 주기 및 진폭에 따라 기준 전류를 설정하는 단계;
상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류와 상기 기준 전류를 비교하는 단계;
상기 비교 결과에 따라, 상기 DC-DC 컨버터에 포함되는 적어도 하나의 스위치에 대한 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 결정하는 단계;
상기 제어 신호에 기반하여 입력 전압의 승압 정도를 제어하는 단계; 및
입력 전압을 승압하여 출력하는 단계
를 포함하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.In the control method of a DC-DC converter connected to a load receiving a high voltage pulse,
Setting a reference current according to the period and amplitude of the high voltage pulse;
Comparing the output current of the DC-DC converter with the reference current;
Determining an operating frequency or duty ratio of a control signal for at least one switch included in the DC-DC converter according to the comparison result;
Controlling a step-up degree of the input voltage based on the control signal; And
Step of boosting and outputting the input voltage
Control method of a DC-DC converter comprising a. 제10항에 있어서,
상기 DC-DC 컨버터는,
직류 전압원과 충전 커패시터를 연결하는 트랜스포머;
상기 직류 전압원의 일 단과 제1 노드 사이에 배치되고, 입력되는 제어 신호에 따라 턴 온 됨으로써 상기 트랜스포머로 흐르는 전류의 방향을 제어하는 제1 스위치; 및
상기 제1 노드와 상기 직류 전압원의 타 단에 배치되고, 상기 제어 신호에 따라 상기 제1 스위치와 교차하여 턴 온 되는 제2 스위치
를 포함하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.The method of claim 10,
The DC-DC converter,
A transformer connecting the DC voltage source and the charging capacitor;
A first switch disposed between one end of the DC voltage source and a first node, and being turned on according to an input control signal to control a direction of a current flowing to the transformer; And
A second switch disposed at the other end of the first node and the DC voltage source, and turned on by crossing the first switch according to the control signal
Control method of a DC-DC converter comprising a. 제11항에 있어서,
상기 제1 스위치는 제1 MOSFET을 포함하고, 상기 제2 스위치는 제2 MOSFET을 포함하고,
상기 제어 신호의 동작 주파수 또는 듀티 비율(duty ratio)을 결정하는 단계는,
상기 제1 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제1 제어 신호와 상기 제2 MOSFET의 게이트 단자로 인가되는 제2 제어 신호는 교차적으로 턴 온 신호를 갖도록 제어하는 단계
를 더 포함하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.The method of claim 11,
The first switch includes a first MOSFET, the second switch includes a second MOSFET,
Determining the operating frequency or duty ratio of the control signal,
Controlling a first control signal applied to the gate terminal of the first MOSFET and a second control signal applied to the gate terminal of the second MOSFET to alternately have a turn-on signal
Control method of a DC-DC converter further comprising.
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KR970007350B1 (en) * 1991-08-12 1997-05-07 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 High voltage generator
KR101048646B1 (en) 2009-07-29 2011-07-12 이엔테크놀로지 주식회사 Pulsed power supply for plasma with reduced switching losses and current source
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KR20190129310A (en) 2018-05-10 2019-11-20 재단법인 포항산업과학연구원 A high voltage pulse generation circuit using power switch and electrostatic precipitator including the same

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