KR102014269B1

KR102014269B1 - 물리 하향링크 제어 채널들에 대한 기준 신호 설계 및 연계

Info

Publication number: KR102014269B1
Application number: KR1020147020432A
Authority: KR
Inventors: 아리스 파파사켈라리오우; 조준영
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2012-01-19
Filing date: 2013-01-21
Publication date: 2019-10-21
Also published as: WO2013109107A1; EP2805434A1; EP2805434B1; US9603125B2; EP2805434A4; KR20140115326A; US20130188577A1

Abstract

사용자 단말(UE)이 각각의 EPDCCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel)들을 복조하고, PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)의 수신을 위해 포함시킬 RB(Resource Block)들의 수를 UE에서 결정하며, 상이한 UE들로의 EPDCCH 전송들의 공간 다중화를 가능하게 하기 위해 RS(Reference Signal) 안테나 포트를 UE에서 결정하고, UE에서의 디코딩 동작들의 수를 증가시킴이 없이 EPDCCH 전송들에 대해 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)에 추가하여 QAM16(Quadrature Amplitude Modulation 16)을 지원하기 위해 각각의 채널 추정치들을 얻는데 사용하는 RS(Reference Signal)를 설계하는 방법 및 장치가 제공된다.

Description

물리 하향링크 제어 채널들에 대한 기준 신호 설계 및 연계{REFERENCE SIGNAL DESIGN AND ASSOCIATION FOR PHYSICAL DOWNLINK CONTROL CHANNELS}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 물리 하향링크 제어 채널들의 송수신 및 관련 기준 신호들의 설계에 관한 것이다.

통신 시스템은 기지국(BS 또는 NodeB)들과 같은 전송 포인트들로부터 사용자 단말(UE)들로 전송 신호들을 전달하는 하향링크(DL)와 UE들로부터 NodeB들과 같은 수신 포인트들로 전송 신호들을 전달하는 상향링크(UL)를 포함한다. 흔히 단말 또는 이동국으로도 지칭되는 UE는 고정되거나 이동 가능할 수 있고, 휴대폰, 개인용 컴퓨터 장치 등일 수 있다. NodeB는 일반적으로 고정국이고, 액세스 포인트 또는 그에 상당하는 어떤 다른 용어로 지칭될 수도 있다.

DL 신호들은 정보 내용을 실어 나르는 데이터 신호들, 제어 신호들, 및 파일럿 신호들로도 알려져 있는 기준 신호(RS)들로 이뤄진다. NodeB는 각각의 물리 하향링크 공유 채널(PDSCH)들을 통해 데이터 정보를 그리고 각각의 물리 하향링크 제어 채널(PDCCH)들을 통해 제어 정보를 UE들로 전달한다. 모든 UE들이 사용할 수 있고 거의 전체의 DL 대역폭(BW)에 걸쳐 전송되는 CRS(Common RS) 및 관련 PDSCH와 동일한 BW로 UE에 전송되는 DMRS(DeModulation RS)와 같은 다수의 RS 타입들이 지원될 수 있다.

UL 신호들도 역시 데이터 신호들, 제어 신호들, 및 RS들로 이뤄진다. UE들은 각각의 물리 상향링크 공유 채널(PUSCH)들을 통해 데이터 정보를 그리고 각각의 물리 상향링크 제어 채널(PUCCH)들을 통해 제어 정보를 NodeB로 전달한다. 데이터 정보를 전송하는 UE는 PUSCH를 통해 제어 정보를 전달할 수도 있다.

하향링크 제어 정보(DCI)는 몇 가지 목적들을 위해 사용되는 것으로, 각각의 물리 하향링크 제어 채널(PDCCH)들에서 DCI 포맷들을 통해 전달된다. 예컨대, DCI는 PDSCH 수신들에 대한 DL 스케줄링 할당(SA)들과 PUSCH 전송들에 대한 UL SA들을 포함한다. DCI 포맷의 내용들 및 결과적인 그 크기는 전송 모드(TM)에 의존하여 달라지고, 각각의 PDSCH 수신 또는 PUSCH 전송에 맞춰 UE가 설정된다. PDCCH들이 전체 DL 오버헤드의 대부분이므로, 그들의 소요 자원들이 바로 DL 처리량을 감소시킨다. PDCCH 오버헤드를 감소시키는 한 가지 방법은 DL 전송 시간 구간(TTI) 동안 DCI 포맷들을 전송하는데 필요한 자원들에 따라 그 크기를 스케일링(scaling)하는 것이다. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 DL 전송 방법으로서 사용하는 경우, PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel)를 통해 전송되는 CFI(Control Format Indicator) 파라미터를 사용하여 DL TTI에서 PDCCH들이 차지하는 OFDM 심벌들의 수를 지시할 수 있다.

도 1은 선행 기술에 따른, DL TTI의 구조를 나타낸 도면이다.

도 1을 참조하면, DL TTI는 데이터 정보, DCI, 또는 RS를 전송하기 위한 2개의 슬롯들(120) 및 총 N_symb ^DL개의 심벌들을 포함하는 1개의 서브프레임(110)을 포함한다. DL 신호 전송들에 대해 OFDM을 가정하고, OFDM 심벌은 CP(Cyclic Prefix)를 포함한다. 처음 M_symb ^DL개의 심벌들은 DL CCH들(130)을 전송하는데 사용되는데, 그 M_symb ^DL개의 심벌들은 최초의 서브프레임 심벌(도시되지 않음)에서 전송되는 PCFICH를 통해 각각의 DL TTI에서 동적으로 지시될 수 있다. 나머지 N_symb ^DL - M_symb ^DL개의 심벌들은 주로 PDSCH들(140)을 전송하는데 사용된다. 전송 BW는 RB(Resource Block)들로 지칭되는 주파수 자원 단위들로 이뤄진다. 각각의 RB는 N_sc ^RB개의 부반송파들 또는 RE(Resource Element)들을 포함한다. UE는 PDSCH 전송 BW에 있어 총 M_sc ^PDSCH = M_PDSCH×N_sc ^RB개의 RE들에 대한 M_PDSCH개의 RB들을 할당받는다. 일부 심벌들의 일부 RE들은 UE에서의 채널 추정 및 정보 신호들의 코히런트 복조(coherent demodulation)를 가능하게 하는 CRS(150)(또는 DMRS)를 포함하고 있다. 제2 슬롯에서의 PDSCH 전송은 제1 슬롯에서와 동일한 BW로 또는 그와는 상이한 BW로 될 수 있다. 전자의 경우, PDSCH 전송을 집중형(localized)이라 하고, 후자의 경우, PDSCH 전송을 분산형(distributed)이라 한다.

추가의 제어 채널들이 DL 제어 영역에서 전송될 수 있지만, 간략히 하기 위해 그들을 도시하지는 않았다. 예컨대, PUSCH에서의 데이터 전송에 HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest) 프로세스를 사용함을 가정하면, NodeB는 UE가 PUSCH에서 이전에 전송한 각각의 데이터 전송 블록(TB)이 정확하게 검출되었는지(즉, ACK를 통해) 정확하게 검출되지 않았는지(즉, NACK(Negative ACK)을 통해) 여부를 UE에게 지시하는 HARQ-ACK(ACKnowledgement) 정보를 PHICH(Physical Hybrid-HARQ Indicator CHannel)에서 전송할 수 있다.

도 2는 선행 기술에 따른 DMRS 구조를 나타낸 도면이다.

도 2를 참조하면, 서브프레임에 걸친 RB에서의 DMRS RE들(210, 215)은 4개의 AP들로부터 DMRS를 전송한다. 제1 AP로부터의 DMRS 전송은 동일한 주파수 위치에 위치하고 시간 영역에서 연속되는 2개의 DMRS RE들에 걸쳐 {1, 1}의 OCC(Orthogonal Covering Code)(220)를 적용하는 반면에, 제2 AP는 {1, -1}의 OCC(225)를 적용한다. 제3 AP로부터의 DMRS 전송은 제1 AP로부터의 DMRS 전송과는 상이한 RE들에서 있고, 동일한 주파수 위치에 위치하고 시간 영역에서 연속되는 2개의 DMRS RE들에 걸쳐 {1, 1}의 OCC(230)를 적용하는 반면에, 제4 AP는 {1, -1}의 OCC(235)를 적용한다. UE 수신기는 각각의 DMRS RE들에서 각각의 OCC를 제거함으로써 AP로부터의 신호가 겪는 채널을 추정할 수 있고, 가능한 한에서 각각의 DMRS RE들에 걸쳐 보간(interpolation)을 함으로써 채널을 추정할 수도 있다.

도 3은 선행 기술에 따른, DCI 포맷에 대한 인코딩 프로세스를 나타낸 도면이다.

도 3을 참조하면, NodeB는 각각의 PDCCH에서 각각의 DCI 포맷을 별개로 코딩하여 전송한다. 특정의 DCI 포맷이 UE를 대상으로 한 것임을 UE가 식별할 수 있게 하기 위해, DCI 포맷의 대상인 UE에 대한 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)가 DCI 포맷 코드워드의 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 마스킹한다. CRC 계산 동작(320)을 사용하여 DCI 포맷 비트들(코딩되지 않은)(310)의 CRC를 계산하고, 이어서 CRC와 RNTI 비트들(340) 사이의 XOR(exclusive OR) 연산(330)을 사용하여 CRC를 마스킹한다. XOR 연산(330)은 다음과 같이 정의된다: XOR(0,0) = 0, XOR(0,1) = 1, XOR(1,0) = 1, XOR(1,1) = 0. 마스킹된 CRC 비트들을 CRC 첨부 동작(350)을 사용하여 DCI 포맷 정보 비트들에 첨부하고, 채널 코딩 동작(360)(예컨대, 컨볼루션 코드를 사용하는 동작)을 사용하여 채널 코딩을 수행하며, 이어서 할당되는 자원들에 레이트 매칭(rate matching) 동작(370)을 적용하고, 끝으로 인터리빙 및 변조 동작(380)을 수행하여 출력 제어 신호(390)를 전송한다. 본 예에서, CRC와 RNTI는 모두 16 비트들을 포함한다.

도 4는 선행 기술에 따른, DCI 포맷에 대한 디코딩 프로세스를 나타낸 도면이다.

도 4를 참조하면, UE 수신기는 UE가 DL 서브프레임에서 DCI 포맷 할당을 갖는지 여부를 결정하기 위해 NodeB 송신기의 반대의 동작들을 수행한다. 동작 (420)에서 수신 제어 신호(410)를 복조하여 그 결과 생성된 비트들을 디인터리빙하고, 동작(430)을 통해 NodeB 송신기에서 적용된 레이트 매칭을 복원하며, 이어서 동작(440)에서 데이터를 디코딩한다. 데이터를 디코딩한 후, CRC 비트들(450)을 추출하고 나서 추출된 CRC 비트들(450)을 UE RNTI(480)와의 XOR 연산을 적용하여 디마스킹(470)한 후에 DCI 포맷 정보 비트들(460)을 얻는다. 최종적으로, UE는 CRC 테스트(490)를 수행한다. CRC 테스트에 통과하면, UE는 수신 제어 신호(410)에 대응하는 DCI 포맷이 유효하다고 판단하고, 신호 수신 또는 신호 전송의 파라미터들을 결정한다. CRC 테스트에 통과하지 못하면, UE는 추정된 DCI 포맷을 무시한다.

UE로의 PDCCH 전송이 다른 UE로의 PDCCH 전송을 가로막고 있는 것을 피하기 위해, DL 제어 영역의 시간-주파수 영역에서의 각각의 PDCCH의 위치는 고유한 것이 아니다. 따라서 UE는 DL 서브프레임에서 UE를 대상으로 한 PDCCH들이 있는지 여부를 판단하기 위해 여러 번의 디코딩 동작들을 수행하여야 한다. PDCCH를 실어 나르는 RE들은 논리 영역(logical domain)에서 CCE(Control Channel Element)들로 그룹화된다. 도 2의 소정의 수의 DCI 포맷 비트들에 있어서, 각각의 PDCCH에 대한 CCE들의 수는 채널 코딩률(본 예에서는, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)가 변조 방식으로서 사용됨)에 의존하여 달라진다. NodeB는 높은 DL SINR(Signal-to-Interference and Noise Ratio)을 겪는 UE들보다는 낮은 DL SINR을 겪는 UE들로 PDCCH들을 전송하는데 더 낮은 채널 코딩률(즉, 더 많은 CCE들)을 사용할 수 있다. CCE 집성 레벨(CCE aggregation level)들은 예컨대 L_C∈{1,2,4,8}의 CCE들을 포함할 수 있다.

PDCCH 디코딩 프로세스에 있어서, UE는 모든 UE들에 대한 공통의 CCE들의 집합(즉, CSS(Common Search Space))에 따라 그리고 UE 전용의 CCE들의 집합(즉, UE-DSS(UE-Dedicated Search Space))에 따라 논리 영역의 CCE들을 복원한 후에 후보 PDCCH들에 대한 검색 공간을 결정할 수 있다. CSS는 논리 영역에서의 처음 C개의 CCE들을 포함할 수 있다. UE-DSS는 서브프레임 번호 또는 서브프레임의 CCE들의 총수와 같은 UE 공통 파라미터들 및 RNTI와 같은 UE 특정 파라미터들을 입력들로 갖는 의사 랜덤 함수에 따라 결정될 수 있다. 예컨대, CCE 집성 레벨들 L_C∈{1,2,4,8}에 대해, PDCCH 후보 m에 대응하는 CCE들은 수학식 1로 주어진다.

[수학식 1]

PDCCH 후보 m에 대한 CCE들 =

수학식 1에서, N_CCE _,k는 서브프레임 k의 CCE들의 총수이고, i=0,...,L_C-1이며,

이고,

는 검색 공간에서 모니터링할 PDCCH 후보들의 수이다. 예컨대, L_C∈{1,2,4,8}에 대해, 각각

={6,6,2,2}이다. CSS에 대해, Y_K=0이다. UE-DSS에 대해, Y_k=(A×_k-1) mod D이고, 여기서 Y_-1=RNTI≠0, A=39827, 및 D=65537이다.

다수의 UE들에 정보를 전달하는 DCI 포맷들은 CSS에서 전송된다. 추가로, 다수의 UE들에 정보를 전달하는 DCI 포맷들의 전송 후에 충분한 CCE들이 남으면, CSS는 DL SA들 또는 UL SA들에 대한 일부 UE 특정 DCI 포맷들을 전달할 수도 있다. UE-DSS는 오직 DL SA들 또는 UL SA들에 대한 UE 특정 DCI 포맷들만을 전적으로 전달한다. 예컨대, UE-CSS는 16개의 CCE들을 포함하고, L=8 CCE들로 2개의 DCI 포맷들을 지원하거나, L=4 CCE들로 4개의 DCI 포맷들을 지원하거나, L=8 CCE들로 1개의 DCI 포맷을 그리고 L=4 CCE들로 2개의 DCI 포맷들을 지원할 수 있다. CSS에 대한 CCE들은 처음에 논리 영역에 배치된다(인터리빙 전에).

도 1의 DL 제어 영역은 최대 M=3 OFDM 심벌들을 사용하고, 거의 전체의 동작 DL BW에 걸쳐 제어 신호를 전송한다. 그 결과, 그러한 제어 영역은 용량을 제한하였고, 주파수 영역에서의 간섭 제어(interference coordination)를 달성할 수 없다. 제어 신호들의 전송을 위해 확장된 용량 또는 주파수 영역에서의 간섭 제어가 필요한 몇 가지 경우들이 있다. 그러한 하나의 경우는 다수의 셀들에 있는 UE들로의 DL SA들 또는 UL SA들이 단일 셀에서 전송되는(예컨대, 다른 셀들이 PDSCH만을 전달할 수 있기 때문에) 셀 집성(cell aggregation)을 갖는 통신 시스템이다. 다른 경우는 다수의 DA SA들이 동일한 PDSCH 자원들에 대응하는, PDSCH들의 다중 UE 공간 다중화(multi-UE spatial multiplexing)를 광범위하게 사용하는 경우이다. 또 다른 경우는 제1 NodeB로부터의 DL 전송들이 제2 NodeB로부터의 DL 전송들로부터 강한 간섭을 겪어 그 2개의 NodeB들 간에 주파수 영역에서의 간섭 제어가 필요한 경우이다.

최대 DL 제어 영역 크기를 M_symb ^DL=3을 넘는 크기로 직접 확장하는 것은 적어도 그러한 확장을 알 수 없는 레거시(legacy) UE들을 지원하는 것이 요구되기 때문에 가능하지 않다. 대안은 제어 신호들을 전송하는데 개별 RB들을 사용하여 종래의 PDSCH 영역에서의 DL 제어 시그널링을 지원하는 것이다. 종래의 PDSCH 영역의 RB들에서 전송되는 PDCCH를 EPDCCH(Enhanced PDCCH)로 지칭하기로 한다.

도 5는 선행 기술에 따른 EPDCCH 전송 구조를 나타낸 도면이다.

도 5를 참조하면, EPDCCH 전송들이 종래의 DL 제어 영역(510)의 직후에 시작되어 나머지 모든 DL 서브프레임 심벌들에 걸쳐 전송되지만, 그 대신에 EPDCCH 전송들이 미리 정해진 서브프레임 심벌에서 시작되어 나머지 DL 서브프레임 심벌들의 일부에 걸쳐 연장될 수도 있다. EPDCCH 전송들은 4개의 PRB들(520, 530, 540, 550)에서 일어날 수 있는 한편, 나머지 PRB들(560, 562, 564, 566, 568)은 PDSCH 전송들에 사용될 수 있다. 소정의 수의 서브프레임 심벌들에 걸친 EPDCCH 전송이 PRB에서 이용 가능한 서브프레임 심벌들의 수보다 적은 RE들을 필요로 하기 때문에, 동일한 PRB에서 다수의 EPDCCH들이 다중화될 수 있다. 그러한 다중화는 가능한 영역들(즉, 시간 영역, 주파수 영역, 또는 공간 영역)의 임의의 조합으로 있을 수 있고, PDCCH와 비슷하게 EPDCCH는 적어도 하나의 ECCE(Enhanced CCE)를 포함한다.

UE는 EPDCCH들의 전송들을 전달할 수 있는 RB들에 대해 RRC(Radio Resource Control) 시그널링과 같은 상위 계층 시그널링에 의해 설정될 수 있다. NodeB가 UE에 대한 정확한 채널 정보를 갖고 있고 FDS(Frequency Domain Scheduling) 또는 빔포밍을 수행할 수 있으면, UE로의 EPDCCH 전송이 단일 RB에서 있을 수 있다. 그렇지 않으면, EPDCCH 전송이 다수의 RB들에서 있을 수 있다. 단일 RB에 걸쳐 전송되는 EPDCCH는 EPDCCH를 집중형(localized)이라 하는 반면에, 다수의 RB들에 걸쳐 전송되는 EPDCCH를 분산형(distributed)이라 한다.

EPDCCH 후보들에 대한 검색 공간의 정확한 설계는 본 발명에 중요한 사항이 아니고, PDCCH 후보들에 대한 검색 공간 설계와 동일하거나 비슷한 원리들을 따르는 것을 가정할 수 있다. 따라서 각각의 가능한 ECCE 집성 레벨 L_E에 대해 다수의 EPDCCH들이 존재할 수 있는데, 여기서 예컨대 집중형 EPDCCH에 대해서는 L_E∈{1,2,4} ECCE들이고, 분산형 EPDCCH에 대해서는 L_E∈{1,2,4,8} ECCE들이다. UE는 각각의 CCE 집성 레벨에 대한 PDCCH 후보들을 결정하기 위한 전술한 함수와 유사한 소정의 함수들에 따라 검색 공간에서 각각의 ECCE 집성 레벨에 대한 EPDCCH 후보들을 결정한다.

도 2의 DMRS 구조는 PDSCH 전송들에 사용하기 위한 것으로, 집중형 EPDCCH 전송들에는 적합하지 않을 수 있다. 이하, ECCE들을 구성하기 위한 서브프레임에 걸친 RB의 2개의 가능한 파티션(partition)들을 고찰하여 도 2에서와 같은 DMRS 구조가 집중형 EPDCCH 전송들에 대해 갖는 몇 가지 단점들을 예시하기로 한다.

도 6은 선행 기술에 따른, 다수의 서브프레임 심벌들에 걸친 하나의 RB에서의 ECCE들의 할당을 위한 제1 옵션을 나타낸 도면이다.

도 6을 참조하면, ECCE들의 파티셔닝(partitioning)은 주파수 영역에서 있고, RB는 4개의 ECCE들(610, 620, 630, 640)을 포함하며, UE로의 EPDCCH 전송들은 1, 2, 또는 4 ECCE들로 이뤄질 수 있다. EPDCCH 전송은 예컨대 혹시 있다면 종래의 DL 제어 영역(650) 후의 첫 번째 서브프레임 심벌에서 시작되어 나머지 모든 서브프레임 심벌들에서 계속되는 것으로 가정한다. 상이한 UE들로의 EPDCCH 전송들에 상이한 빔포밍을 적용할 수 있다고 가정하면, UE는 각각의 EPDCCH 후보의 ECCE들에 포함된 DMRS만을 사용할 수 있다. 그러면 ECCE #2는 그것이 어떠한 DMRS도 포함하고 있지 않기 때문에 1 ECCE의 집성 레벨을 갖는 EPDCCH 전송에 사용될 수 없다. 또한, 상이한 ECCE들의 상이한 RE들에 DMRS가 위치하기 때문에, 채널 추정기는 EPDCCH 전송의 ECCE들에 의존하여 주파수 영역에서 상이한 보간 필터를 적용하여야 한다. 따라서 도 2의 DMRS 구조는 도 6에서와 같은 ECCE 파티셔닝을 사용하는 집중형 EPDCCH 전송에는 부적합하다.

도 7은 선행 기술에 따른, 다수의 서브프레임 심벌들에 걸친 하나의 RB에서의 ECCE들의 할당을 위한 제2 옵션을 나타낸 도면이다.

도 7을 참조하면, ECCE들의 파티셔닝은 시간 영역에서 있고, RB는 2개의 ECCE들(719, 720)을 포함하며, UE로의 EPDCCH 전송은 1 또는 2 CCE들로 이뤄질 수 있다. EPDCCH 전송은 예컨대 혹시 있다면 종래의 DL 제어 영역(730) 후의 첫 번째 서브프레임 심벌에서 시작되어 나머지 모든 서브프레임 심벌들에서 계속되는 것으로 가정한다. 2개의 ECCE들 각각에서의 DMRS 전송 전력이 상이하고 각각의 EPDCCH가 목표의 수신 신뢰도를 충족시키는데 필요한 전송 전력에 의존할 수 있기 때문에, EPDCCH를 전송하는데 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 사용한다면, 2개의 ECCE들에서의 DMRS로부터 도출된 채널 추정치를 사용하는 것은 사실상 가능하지 않다. 또한, 그 2개의 ECCE들은 동등한 것이 아닌데, 왜냐하면 그들이 상이한 수의 RE들을 포함하여 각각의 EPDCCH들에 대해 상이한 유효 코딩률 및 상이한 검출 신뢰도를 가져올 수 있기 때문이다. 또한, ECCE 파티셔닝 패턴은 종래의 DL 제어 영역에 대한 서브프레임 심벌들의 수에 의존하여 가변적일 수 있다. 따라서 도 2에서와 같은 DMRS 구조는 도 7에서와 같은 ECCE 파티셔닝을 갖는 집중형 EPDCCH 전송들에는 부적합하다.

DL 제어 시그널링의 용량을 증가시키고 주파수 영역에서의 간섭 제어를 제공하는 것 이외에, EPDCCH의 다른 주된 설계 목적은 PDCCH에 대한 해당 스펙트럼 효율을 향상시킴으로써 관련된 오버헤드를 감소시키고 DL 처리량을 개선하는 것이다. 종래의 빔포밍 및 FDS에 추가하여, EPDCCH 스펙트럼 효율을 향상시키는 다른 주요 메커니즘들은 EPDCCH 전송들 간의 공간 다중화의 사용 및 QAM16 변조의 사용을 포함한다. 서브프레임에서 잠재적으로 있을 수 있는 EPDCCH 전송들을 위해 설정되었지만 어떠한 EPDCCH를 전송하는데에도 사용되지 않는 RB들은 PDSCH 수신을 위해 UE에 이용될 수 있다.

상이한 UE들로의 EPDCCH 전송들의 공간 다중화를 용이하게 하기 위해, UE로의 EPDCCH 전송과 관련된 DMRS AP는 NodeB가 2개의 UE들로의 EPDCCH 전송들의 공간 다중화를 융통성 있게 적용하여 해당 스펙트럼 효율을 효과적으로 배가시킬 수 있게 하도록 되어야 한다.

시스템 동작 및 UE 복잡도에 악영향을 미침이 없이 QPSK 변조에 추가하여 QAM16 변조로 EPDCCH 전송들을 지원하기 위해서는, QAM16의 사용이 UE 수신기 복잡도의 각각의 증가를 피하고 잘못된 CRC 검사를 피하기 위해 UE가 수행할 필요가 있는 EPDCCH 디코딩 동작들의 수를 증가(배가)시키는 일이 없도록 하여야 한다.

따라서 집중형 EPDCCH 전송들에 대한 DMRS를 설계하는 것이 필요하다.

UE가 잠재적으로 있을 수 있는 EPDCCH 전송을 위해 UE에 설정된 RB를 PDSCH 수신에 포함시킬 것인지 여부를 결정하는 것이 또한 필요하다.

상이한 UE들로의 EPDCCH 전송들에 공간 다중화를 적용함에 있어서의 NodeB의 융통성을 증진시키는 것이 또한 필요하다.

끝으로, UE에서의 디코딩 동작들의 수를 증가시킴이 없이 UE로의 EPDCCH 전송들에 대해 QPSK에 추가하여 QAM16을 지원하는 것이 또한 필요하다.

전술한 정보는 단지 본 개시의 이해를 돕기 위해 배경 정보로서 제시된 것에 지나지 않는다. 전술한 것 중의 어떤 것이 본 발명에 대한 선행 기술로서 적용될 수 있는지 여부에 관한 그 어떤 확언도 내려진 바 없고, 그 어떤 단언도 내려진 바 없다.

본 발명의 양태들은 적어도 전술한 문제점들 및/또는 단점들을 해결하고, 적어도 후술하는 이점들을 제공하는 것이다.

따라서 본 발명의 일 양태는 사용자 단말(UE)이 각각의 EPDCCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel)들을 복조하고, PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)의 수신을 위해 포함시킬 RB(Resource Block)들의 수를 UE에서 결정하며, 상이한 UE들로의 EPDCCH 전송들의 공간 다중화를 가능하게 하기 위해 RS(Reference Signal) 안테나 포트를 UE에서 결정하고, UE에서의 디코딩 동작들의 수를 증가시킴이 없이 EPDCCH 전송들에 대해 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)에 추가하여 QAM16(Quadrature Amplitude Modulation 16)을 지원하기 위해 각각의 채널 추정치들을 얻는데 사용하는 DMRS(DeModulation RS)를 설계하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 일 양태에 따라, UE는 데이터 정보를 전달하고 TTI(Transmission Time Interval)에 걸쳐 그리고 RBG(RB Group)들의 집합에 걸쳐 NodeB로부터 전송되는 PDSCH를 수신한다. PDSCH는 TTI에 걸쳐 그리고 잠재적으로 있을 수 있는 EPDCCH들의 전송을 위해 NodeB가 UE에 설정한 RB들의 집합 중의 RB들의 부분 집합에 걸쳐 NodeB로부터 전송되는 EPDCCH에 의해 스케줄링된다. UE는 RB들의 부분 집합에 걸쳐 EPDCCH를 검출하여 PDSCH 수신을 위한 RBG들의 집합을 얻되, 여기서 RBG들의 집합의 첫 번째 RBG는 RB들의 집합의 첫 번째 RB를 포함한다. UE는 첫 번째 RBG에서 PDSCH를 수신하되, 여기서 첫 번째 RBG는 첫 번째 RB가 RB들의 부분 집합에 포함되어 있지 않으면 첫 번째 RB를 포함하고, 첫 번째 RB가 RB들의 부분 집합에 포함되어 있으면 첫 번째 RB를 제외한다. 추가로, UE는 TTI의 심벌들에서 그리고 첫 번째 RBG 중의 제2 개수의 RB들의 RE들에서 전송되는 RS의 보간으로부터 채널 추정치를 얻어 제1 RBG의 데이터 정보를 복조하되, 여기서 제2 개수의 RB들은 첫 번째 RB가 RB들의 부분 집합에 포함되어 있지 않으면 첫 번째 RB를 포함하고, 첫 번째 RB가 RB들의 부분 집합에 포함되어 있으면 첫 번째 RB를 제외한다. 또한, RS는 RB가 PDSCH를 전송하는데 사용되면 제1 개수의 RE들에서 전송되고, RB가 PDCCH를 전송하는데 사용되면 제2 개수의 RE들에서 전송될 수 있되, 여기서 제1 개수의 RE들은 제2 개수의 RE들과는 상이하다.

본 발명의 다른 양태에 따라, UE는 NodeB의 제1 AP(제1 DMRS AP)로부터 전송되는 DMRS로부터 얻은 채널 추정치를 사용하여 후보 EPDCCH에서 제어 정보를 복조하되, 여기서 후보 EPDCCH는 하나 이상의 ECCE(Enhanced Control Channel Element)들을 포함하고, TTI에 걸쳐 그리고 RB에 걸쳐 NodeB로부터 전송된다. UE는 NodeB로부터 RNTI(radio Network Temporary Identifier)를 수신하고, TTI에 걸친 RB에서의 ECCE들의 총수 N_ECCE 및 TTI에 걸친 RB에서의 DMRS AP들의 제1 집합을 계산하되, 여기서 DMRS AP들의 제1 집합은 제1 DMRS AP를 포함하고 DMRS AP들의 소정의 제2 집합의 부분 집합이며, DMRS AP들의 제1 집합 내의 DMRS AP들의 총수 N_DMRS는 N_ECCE와 같다. UE는 각각의 인덱스들을 갖는 L개의 ECCE들로 이뤄진 후보 EPDCCH를 TTI에 걸친 RB에서의 RE들에 맵핑하고, RNTI, L개의 ECCE들의 적어도 하나의 인덱스, L, 및 N_ECCE를 그 독립변수(argument)들로서 포함하는 함수의 값으로부터 제1 DMRS AP를 계산한다. 상기 함수는 RB의 인덱스 또는 TTI의 인덱스를 더 포함할 수 있다. 추가로, N_ECCE는 EPDCCH 후보를 전송하는데 사용되는 TTI의 OFDM 심벌들의 수에 의해 또는 CP(Cyclic Prefix) 길이에 의해 계산될 수 있고, N_DMRS와 N_ECCE는 제1 TTI에서 제1 값을 그리고 제2 TTI에서 제2 값을 가질 수 있다. L=1에 대해, DMRS AP들의 제1 집합의 각각의 DMRS AP 인덱스가 각각의 ECCE 인덱스에 특정적으로 맵핑된다. 또한, 제1 DMRS AP는 L개의 ECCE들의 모든 인덱스들에 대해 동일할 수 있다.

첨부 도면들과 관련하여 이뤄져서 본 발명의 예시적 실시예들을 개시하는 이후의 상세한 설명으로부터 본 발명의 다른 양태들, 이점들, 및 특징들이 당업자에게 명확해질 것이다.

첨부 도면들과 관련하여 이뤄지는 이후의 설명으로부터 본 발명의 특정의 예시적 실시예들의 상기 및 기타의 양태들, 특징들, 및 이점들이 더욱 명확해질 것이다. 첨부 도면들 중에서,
도 1은 선행 기술에 따른, DL(DownLink) TTI(Transmission Time Interval)의 구조를 나타낸 도면이고;
도 2는 선행 기술에 따른 DMRS(DeModulation Reference Signal) 구조를 나타낸 도면이며;
도 3은 선행 기술에 따른, DCI(Downlink Control Information) 포맷에 대한 인코딩 프로세스를 나타낸 도면이고;
도 4는 선행 기술에 따른, DCI 포맷에 대한 디코딩 프로세스를 나타낸 도면이며;
도 5는 선행 기술에 따른 EPDCCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel) 전송 구조를 나타낸 도면이고;
도 6은 선행 기술에 따른, 다수의 서브프레임 심벌들에 걸친 하나의 RB(Resource Block)에서의 ECCE(Enhanced Control Channel Element)들의 할당을 위한 제1 옵션을 나타낸 도면이며;
도 7은 선행 기술에 따른, 다수의 서브프레임 심벌들에 걸친 하나의 RB에서의 ECCE들의 할당을 위한 제2 옵션을 나타낸 도면이고;
도 8은 본 발명의 예시적 실시예에 따른, EPDCCH들의 전송에 사용되는 RB들에서의 DMRS 구조를 나타낸 도면이며;
도 9는 본 발명의 예시적 실시예에 따른, RBG(Resource Block Group)의 RB들에 걸친 조건부 DMRS 에버리징(conditional DMRS averaging)을 나타낸 도면이고;
도 10은 본 발명의 예시적 실시예에 따른, RB에서의 EPDCCH 후보에 할당되는 DMRS AP(Antenna Port)가 각각의 ECCE들 및 UE에 할당된 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)의 함수로서 종속되는 것을 나타낸 도면이며;
도 11은 본 발명의 예시적 실시예에 따른, 서브프레임에 걸친 RB에서 EPDCCH 전송들에 이용 가능한 ECCE들의 수에 의존하는 개수의 DMRS AP들을 조건부로 사용하는 것을 나타낸 도면이고;
도 12는 본 발명의 예시적 실시예에 따른, 서브프레임에 걸친 RB의 ECCE들의 최대 개수를 CP(Cyclic Prefix) 길이에 의존하여 할당하는 것을 나타낸 도면이며;
도 13은 본 발명의 예시적 실시예에 따른, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 또는 QAM16(Quadrature Amplitude Modulation 16)이 사용될 경우의 EPDCCH 디코딩 동작들을 나타낸 도면이다.
첨부 도면들의 전체에 걸쳐, 동일하거나 유사한 구성 요소들, 특징들, 및 구조들을 나타내는데 같은 도면 부호들이 사용되고 있다는 점에 유의하여야 할 것이다.

첨부 도면들을 참조로 하는 이후의 설명은 특허 청구 범위 및 그 균등물에 의해 정의되는 본 발명의 예시적 실시예들의 포괄적인 빠른 이해를 돕고자 제공되는 것이다. 이후의 설명은 그러한 이해를 돕는 여러 특정의 명세들을 포함하지만, 그 명세들은 단지 예시적인 것으로 간주되어야 한다. 따라서 당업자라면 본 발명의 범위 및 사상을 벗어남이 없이 본 명세서에서 설명하는 실시예들의 다양한 변경들 및 수정들이 이뤄질 수 있다는 것을 알게 될 것이다. 또한, 공지의 기능들 및 구성들은 간단 명료화를 위해 생략될 수 있다.

이후의 설명 및 특허 청구 범위에서 사용되는 용어들 및 단어들은 서지적 의미에 한정되는 것이 아니라, 단지 본 발명의 명료하고도 일관된 이해를 가능하게 하기 위해 본 발명자가 사용하고 있는 것에 지나지 않는다. 따라서 본 발명의 예시적 실시예들에 관한 이후의 설명은 예시의 목적으로만 제공되는 것이지, 첨부된 특허 청구 범위 및 그 균등물에 의해 정의되는 본 발명을 한정하려고 제공되는 것이 아님이 당업자에게 명백할 것이다.

단수 형태들인 "a", "an" 및 "the"는 문맥상 명백히 달리 지시되지 않는 한 복수의 지시 대상들을 포함하는 것임을 알아야 할 것이다. 따라서 예컨대 "부품 표면"이라는 언급은 그러한 표면들 중의 하나 이상에 대한 언급을 포함하는 것이다.

추가로, 본 발명의 예시적 실시예들을 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 참조하여 후술할 것이지만, 그 실시예들은 일반적으로는 모든 FDM(Frequency Division Multiplexing) 전송들에도 그리고 특정적으로는 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산 OFDM(DFT-spread OFDM)에도 적용될 수 있다.

제1 예시적 실시예는 적어도 집중형 EPDCCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel)들의 전송들과 관련되고 EPDCCH들의 효율적 사용 및 각각 EPDCCH들의 전송과 수신을 위한 간단한 송신기 및 수신기 설계를 가능하게 하는 몇 가지 목적들을 달성하는 것을 의도하고 있는 DMRS(DeModulation Reference Signal) 설계를 고찰한다.

하향링크(DL) 채널의 주파수 선택도를 최대로 활용하고 사용자 단말(UE) 수신기에서의 일정한 수의 EPDCCH 디코딩 동작들을 유지하면서 EPDCCH 전송들에 대한 FDS(Frequency Domain Scheduling) 또는 빔포밍을 수행하기 위해서는, 집중형 EPDCCH에 대한 자원 입도(resource granularity)가 시스템 동작에서 허용되는 최소의 것이어야 한다. 그러한 최소의 입도는 주파수 영역의 1 RB(Resource Block)와 시간 영역의 다수의 서브프레임 심벌들로 이뤄진다. EPDCCH들을 전송하는데 사용되는 서브프레임 심벌들의 수는 모든 서브프레임 심벌들이 네 번째 심벌에서 시작하는 것과 같이 고정될 수 있거나, UE들도 또한 PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel)를 정확하게 검출하는 것으로 가정하면, PCFICH에 의해 지시되는 것과 같이 가변적일 수 있다. 빔포밍 이득 또는 EPDCCH SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)이 최대화되는 RB를 선택함으로써 집중형 EPDCCH 전송이 바람직한 RB에서 일어날 확률을 최대화하기 위해서는, NodeB가 집중형 EPDCCH 전송들을 위한 비연속적인 RB들의 집합을 UE에 할당할 수 있어야 한다.

도 6 및 도 7을 참조하여 설명한 바와 같은, 도 2의 DMRS 구조와 관련된 가능한 ECCE(Enhanced Control Channel Element) 설계들의 단점들을 피하기 위해, 본 발명의 예시적 실시예들은 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)들의 전송들에 사용되는 RB들에서 종래의 DMRS 구조를 유지하면서 EPDCCH들의 전송들에 사용되는 RB들에서만 적용될 수 있는 DMRS 구조를 고찰한다.

도 8은 본 발명의 예시적 실시예에 따른, EPDCCH들의 전송에 사용되는 RB들에서의 DMRS 구조를 나타낸 도면이다.

도 8을 참조하면, ECCE들의 파티셔닝은 주파수 영역에서 있고, RB는 4개의 ECCE들(810, 820, 830, 840)을 포함하며, UE로의 EPDCCH 전송은 1, 2, 또는 4 ECCE들을 포함할 수 있다. EPDCCH 전송은 예컨대 혹시 있다면 종래의 DL 제어 영역(850) 후의 첫 번째 서브프레임 심벌에서 시작되어 나머지 서브프레임 심벌들에서 계속되는 것으로 가정한다. EPDCCH들의 전송에 사용되는 RB에서의 DMRS 구조는 각각의 ECCE가 동일한 개수의 DMRS RE(Resource Element)들을 포함하고, 그러한 DMRS RE들이 각각의 ECCE에서 동일한 위치에 있으며, RB당 DMRS RE들의 수가 도 2의 DMRS 구조에 비해 증가하도록 이뤄진다. DMRS RE들은 선택적으로 각각의 ECCE에 할당된 RE들의 중앙에 위치하고, 임의의 주어진 ECCE 집성 레벨에 대해 시간 영역 및 주파수 영역에서의 보간에 동일한 채널 추정기가 사용될 수 있으며, 각각의 단일 ECCE들에 대응하는 개별 채널 추정기들을 단순히 연결(concatenation)함으로써 1 ECCE의 집성 레벨에 사용되는 채널 추정기가 2 또는 4 ECCE들의 집성 레벨에 재사용될 수 있다.

EPDCCH 전송들을 전달하는 RB들에서의 DMRS 구조가 PDSCH 전송들을 전달하는 RB들에서 DMRS 구조와는 상이함으로 인해, 그러나 또한 DMRS 구조가 동일할지라도 EPDCCH와 PDSCH 사이의 상이한 프리코딩을 UE에 적용할 수 있는 가능성으로 인해, 다수의 RBG(RB Group)들에서 일어나는 PDSCH 전송이 각각의 EPDCCH를 전송하는데 사용되는 RB를 포함하는 RBG를 갖는 경우에, PDSCH 복조를 위한 그 RGB의 RB들에 걸친 DMRS 에버리징(보간)은 EPDCCH를 전송하는데 사용되는 RB에서의 DMRS를 제외하여야 한다. UE는 RBG의 RB들에 걸친 DMRS 에버리징을 위해 EPDCCH 전송들에 설정된 RB에서의 DMRS를 포함할 수 있고, 또한 NodeB에 의해 그와 같이 통지된 경우에만 그 RB를 PDSCH 수신을 위해 포함시킬 수 있다. 예컨대, 그러한 통지는 PDSCH를 스케줄링하는(각각의 RB 할당 필드를 통해) DCI 포맷을 통해 제공된다. 그것은 EPDCCH에 설정된 RB가 주어진 DL 서브프레임에서 어떠한 EPDCCH를 전송하는데에도 사용되지 않는 경우에 있을 수 있고, 그 경우에 PDSCH를 전송하는데 할당된다.

도 9는 본 발명의 예시적 실시예에 따른, RBG의 RB들에 걸친 조건부 DMRS 에버리징(conditional DMRS averaging)을 나타낸 도면이다.

도 9를 참조하면, RBG(905)는 4개의 RB들(910, 920, 930, 940)을 포함한다. RBG의 제2 RB(920)는 상위 계층 시그널링에 의해 잠재적으로 있을 수 있는 EPDCCH들의 전송들에 설정된다. 945 단계에서, RB(920)에서 RBG(905)를 포함한 PDSCH 전송을 스케줄링하는 DCI 포맷을 전달하는 EPDCCH를 검출하면, 950 단계에서 UE는 RBG(905)의 RB들에 걸친 DMRS 에버리징으로부터 RB(920)에서의 DMRS를 제외시킨다. 반대로, 945 단계에서 DCI 포맷을 전달하는 EPDCCH가 RBG(905)에 포함되지 않은 다른 RB에서 검출되면, 960 단계에서 RB(920)에서의 DMRS도 또한 RBG(905)의 RB들에 걸친 DMRS 에버리징에 포함된다.

제2 예시적 실시예는 DMRS AP를 EPDCCH 후보와 관련시키는 것을 고찰한다.

UE에 대해 DMRS AP를 EPDCCH 후보에 할당하는 종래의 방법들은 정적(static) 방법 및 시변(time-varying) 방법을 포함한다. 정적 할당은 항상 모든 UE들에 대한 디폴트 DMRS AP를 갖는 것, 이전의 상위 계층 시그널링을 통해 UE에게 DMRS AP를 명시적으로 지시하는 것, 또는 UE의 할당된 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)와이 연계를 통해 UE에게 DMRS AP를 묵시적으로 지시하는 것을 포함한다. 시변 할당은 DMRS AP가 서브프레임 번호에 종속되는 것을 포함할 수 있다.

이전의 모든 DMRS AP 할당 방법들에 있어서, 각각의 EPDCCH의 복조를 위해 UE에 할당되는 DMRS AP는 주어진 서브프레임 및 주어진 RB에서 고유하다. 그것은 동일한 ECCE들을 사용하여 2개의 UE들로의 EPDCCH 전송들을 공간 다중화하는데 대한 NodeB 융통성을 현저히 제한한다. 예컨대, 도 8에서와 같은 또는 도 2에서와 같은 DMRS 구조를 살펴보면, 2개의 UE들이 우연히 서브프레임의 RB의 모든 ECCE들에서 동일한 DMRS AP를 할당받는다면, 각각의 EPDCCH 전송들의 공간 다중화는 상호 직교하는 채널 추정치들을 얻을 수 없기 때문에 실제로 가능하지 않게 될 것이다. DMRS AP들의 수는 서브프레임에서 잠재적 EPDCCH 전송들을 갖는 UE들의 수보다 작은 크기 자릿수들이기 때문에, EPDCCH 전송들에 대해 공간 다중화를 적용함에 있어서의 한계점들이 상당히 클 수 있다.

각각의 공간 다중화에 대한 기회들을 수를 증가시킴으로써, EPDCCH 전송들에 대해 공간 다중화를 적용함에 있어서의 한계점들을 피하고 EPDCCH 전송들의 스펙트럼 효율을 향상시키기 위해, UE로의 EPDCCH 전송에 할당되는 DMRS AP인 A_DMRS는 각각의 EPDCCH 후보에 대한 ECCE(들)의 함수가 된다. 또한, 할당되는 DMRS AP인 A_DMRS는 전술한 바와 같은 정적 할당 방법에 의해 또는 시변 할당 방법에 의해 UE에 할당되는 DMRS AP를 초기 기준치로서 사용하여 도출될 수도 있다.

예컨대, RB당 4개의 ECCE들에 대해 그리고 2 ECCE들의 집성 레벨에 대응하는 EPDCCH 후보들에 대해, EPDCCH 후보 m=0은 ECCE 0 및 ECCE 1에서 전송될 수 있고, EPDCCH 후보 m=1은 ECCE 2 및 ECCE 3에서 전송될 수 있다. 그러면 예컨대 총 N_DMRS=2개의 DMRS AP들에 대해 그리고 N이 양의 정수인 경우에, 할당되는 DMRS AP인 A_DMRS는 다음과 같이 결정될 수 있다:

RNTI=4N을 갖는 UE에 있어서, m=0(ECCE 0 및 ECCE 1)과 m=1(ECCE 2 및 ECCE 3) 모두에 대해 A_DMRS=0

RNTI=4N+1을 갖는 UE에 있어서, m=0(ECCE 0 및 ECCE 1)에 대해 A_DMRS=0 그리고 m=1(ECCE 2 및 ECCE 3)에 대해 A_DMRS=1

RNTI=4N+2를 갖는 UE에 있어서, m=0(ECCE 0 및 ECCE 1)에 대해 A_DMRS=1 그리고 m=1(ECCE 2 및 ECCE 3)에 대해 A_DMRS=0

RNTI=4N+3을 갖는 UE에 있어서, m=0(ECCE 0 및 ECCE 1)과 m=1(ECCE 2 및 ECCE 3) 모두에 대해 A_DMRS=1

도 10은 본 발명의 예시적 실시예에 따른, RB에서의 EPDCCH 후보에 할당되는 DMRS AP가 각각의 ECCE들 및 UE에 할당된 RNTI의 함수로서 종속되는 것을 나타낸 도면이다.

도 10을 참조하면, EPDCCH들의 전송들에 설정된 RB에 있어서, 1010 단계에서 UE는 L_E ECCE들의 집성 레벨에 대해 총 M_L개의 EPDCCH 후보들을 갖는다. 1020 단계에서, DMRS AP들의 총수는 N_DMRS이다. 1030 단계에서, UE는 EPDCCH 후보 m에 할당되는 DMRS AP인 A_DMRS를 자신의 RNTI, EPDCCH 후보 m(0≤m≤M_L-1)의 ECCE들, 및 이용 가능한 DMRS AP들의 수 N_DMRS의 함수로서 A_DMRS=f(RNTI,m,N_DMRS)로 결정한다.

EPDCCH 후보의 전송과 관련된 DMRS AP는 그 EPDCCH 후보의 각각의 집성 레벨에 대한 ECCE들의 함수인 것 이외에, 각각의 RB의 함수일 수도 있다. UE가 EPDCCH 전송들에 대해 K_RB개의 RB들로 설정되고, RB k(0≤k≤K_RB-1)에서의 L_E ECCE들의 집성 레벨에 대한 후보들의 수가 M_L _,k이면, A_DMRS=f(RNTI,m,N_DMRS,k)(여기서, 0≤m≤M_L _,k-1)는 ECCE들 i,i+1,...,i+L-1을 갖는 EPDCCH 후보이다.

서브프레임에 걸친 RB의 RE들의 수가 종래의 DL 제어 영역에 사용되는 OFDM 심벌들의 수의 함수로서 그리고 CRS(Common Reference Signal) 또는 CRS-RS와 같은 다른 신호들을 전송하는데 사용되는 RE들의 수의 함수로서 변할 수 있기 때문에, 서브프레임에 걸친 RB의 ECCE들의 수 N_ECCE는 N_DMRS보다 작을 수 있다. 예컨대, N_ECCE=2인 반면에, N_DMRS=4이다. 그 경우에는, 제1 DMRS AP 및 제2 DMRS AP 또는 제1 DMRS AP 및 제3 DMRS AP와 같은 DMRS AP들의 소정의 부분 집합만이 고려될 수 있다. 제1 DMRS AP 및 제2 DMRS AP만을 사용하는 것은 제3 DMRS AP 및 제4 DMRS AP에 의해 사용되는 RE들이 EPDCCH를 전송하는데 사용됨으로써 모든 DMRS AP들을 사용하는 것에 비해 ECCE당 RE들의 수를 증가시키고 유효 전송 코딩률의 감소로 인해 EPDCCH 검출 신뢰도를 향상시킬 수 있게 하거나, 제1 DMRS AP 및 제2 DMRS AP로부터의 DMRS의 전송 전력을 증가시키는데 사용됨으로써 채널 추정 정확도를 향상시키고 EPDCCH 검출 신뢰도도 또한 향상시킬 수 있게 한다. 제1 DMRS AP 및 제3 DMRS AP만을 사용하는 것은 각각의 DMRS의 전송 전력을 증가시킬 수 있게 하는데, 왜냐하면 제2 DMRS AP 및 제4 DMRS AP로부터의 동일한 RE들 상에서 도 2에 도시된 바와 같은 상이한 OCC(Orthogonal Covering Code)를 사용하여 각각 DMRS 전송을 하는 일이 없기 때문이다.

도 11은 본 발명의 예시적 실시예에 따른, 서브프레임에 걸친 RB에서 EPDCCH 전송들에 이용 가능한 ECCE들의 수에 의존하는 개수의 DMRS AP들을 조건부로 사용하는 것을 나타낸 도면이다.

도 11을 참조하면, 제1 개수의 4개의 ECCE들(N_ECCE=4)이 서브프레임에 걸친 RB에 존재하는 경우, 1110 단계에서 UE는 4개의 DMRS AP들의 수, 즉 N_DMRS=4(ECCE들의 제1 개수와 동일)를 가정한다. 1120 단계에서, DMRS AP들 간의 일대일 대응이 있게 된다. 1130 단계에서, EPDCCH 전송이 1개의 ECCE로 이뤄지면, 그것이 DMRS AP와 특정적으로 관련되는 반면에, EPDCCH 전송이 다수의 ECCE들로 이뤄지면, 전술한 바와 같이 역시 UE RNTI를 기반으로 하여 그 ECCE들로부터 단일 DMRS AP가 선택된다. N_ECCE=N_DMRS이기 때문에, A_DMRS=f(RNTI,m,N_DMRS)=f(RNTI,m,N_ECCE)라는 것을 알 수 있다. 제2 개수의 2개의 ECCE들(N_ECCE=2)이 서브프레임에 걸친 RB에 존재하는 경우, 1140 단계에서 UE는 2개의 DMRS AP들의 수, 즉 N_DMRS=2(ECCE들의 제2 개수와 동일)를 가정한다. 1150 단계에서, 다시 DMRS AP들 간의 일대일 대응이 있게 된다. 1160 단계에서, EPDCCH 전송이 1개의 ECCE로 이뤄지면, 그것이 DMRS AP와 특정적으로 관련되는 반면에, EPDCCH 전송이 다수의 ECCE들로 이뤄지면, 전술한 바와 같이 역시 UE RNTI를 고려하여 EPDCCH의 ECCE들로부터 단일 DMRS AP가 결정된다. 제2 개수의 2개의 DMRS AP들로 이뤄진 부분 집합은 도 11에 도시된 바와 같이 동일한 RE들에 위치하고 상이한 OCC들을 사용하는 제1 DMRS AP 및 제2 DMRS AP를 포함하거나, 상이한 RE들에 위치한 제1 DMRS AP 및 제3 DMRS AP를 포함한다.

제2 개수의 DMRS AP들의 부분 집합이 상이한 OCC들을 사용하는, 동일한 RE들에 위치한 제1 DMRS AP 및 제2 DMRS AP를 포함한다면, EPDCCH 후보 m이 ECCE 0 및 ECE 1로 이뤄지거나 ECCE 0, ECCE 1, ECCE 2, 및 ECCE 3으로 이뤄지는 경우(그 경우, 4개의 ECCE들로 이뤄진 EPDCCH들에 대한 공간 다중화는 단지 2개의 UE들만으로 제한되는데, 그것은 DMRS AP#0 아니면 DMRS AP#1이 선택되기 때문임), A_DMRS=f(RNTI,m,N_DMRS)=0 또는 A_DMRS=f(RNTI,m,N_DMRS)=1이면 ECCE들의 수(또는 DMRS AP들의 수)에 상관없이 ECCE들과 DMRS AP들 간의 동일한 맵핑이 ECCE들과 DMRS AP들 사이에 존재할 수 있다. 예컨대, EPDCCH 후보 m이 ECCE 0 및 ECE 1로 이뤄지거나 ECCE 0, ECCE 1, ECCE 2, 및 ECCE 3으로 이뤄지는 경우, RNTI가 짝수이면 DMRS AP #0이 선택되고, RNTI가 홀수이면 DMRS AP #1이 선택된다.

서브프레임에 걸친 RB의 ECCE들의 수는 관련된 DMRS AP들의 수보다 클 수도 있다. 예컨대, 서브프레임에 걸친 RB에 4개의 ECCE들이 존재할 수 있는 반면에, 제1 DMRS AP 및 제2 DMRS AP와 같은 단지 2개의 DMRS AP들만이 동작을 위해 설정될 수 있다. 따라서 예컨대 제1 DMRS AP 또는 제2 DMRS AP를 첫 번째 2개의 ECCE들 또는 두 번째 2개의 ECCE들과 각각 관련시킴으로써 2개의 ECCE들과 같은 다수의 ECCE들이 단일 DMRS AP와 특정적으로 관련될 수 있다.

대안적으로, 서브프레임에 걸친 RB에 최대 4개의 ECCE들을 갖는 EPDCCH 동작을 서브프레임당 RB에 최대 2개의 ECCE들을 갖는 동작으로 변환할 수도 있다. 그것은 제1 CP(Cyclic Prefix) 길이로 동작 시에 서브프레임당 ECCE들의 최대 개수가 4(그리고 DMRS AP들의 수도 또한 4)이고 제2 CP 길이로 동작 시에 ECCE들의 최대 개수가 2(그리고 DMRS AP들의 수도 또한 2)인 통신 시스템에 대해 설계에 의해 적용될 수 있다.

도 12는 본 발명의 예시적 실시예에 따른, 서브프레임에 걸친 RB의 ECCE들의 최대 개수를 CP 길이에 의존하여 할당하는 것을 나타낸 도면이다.

도 12를 참조하면, 1210 단계에서 통신 시스템이 OFDM 심벌들을 전송하는데 제1 CP 길이를 사용하는 경우에는 1220 단계에서 서브프레임에 걸친 RB에 최대 4개의 ECCE들이 존재하는 반면에, 1230 단계에서 통신 시스템이 OFDM 심벌들을 전송하는데 제2 CP 길이를 사용하는 경우에는 1240 단계에서 서브프레임에 걸친 RB에 최대 2개의 ECCE들이 존재한다. 제1 CP 길이의 경우의 DMRS AP들의 수는 4개, 예컨대 도 2에 도시된 바와 같은 4개의 DMRS AP들인 반면에, 제2 CP 길이의 경우의 DMRS AP들의 수는 2개, 예컨대 도 2에 도시된 바와 같은 제1 및 제2 DMRS AP들이다.

제3 예시적 실시예는 EPDCCH 전송들에 대해 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)와 QAM16(Quadrature Amplitude Modulation 16)을 모두 지원하는 것을 고찰한다.

EPDCCH 전송들의 스펙트럼 효율을 향상시키기 위해, QPSK 변조와 QAM16 변조가 모두 사용될 수 있다. 예컨대, UE는 거의 전체의 시스템 DL BW에 걸쳐 자신이 겪는 DL SINR을 주기적으로 또는 요청 시에 NodeB에 보고할 수 있다. 그러한 광대역 SINR 보고를 기반으로 하여, NodeB는 SINR이 매우 높지 않으면 QPSK의 사용을 설정하고, 그렇지 않으면 QAM16의 사용을 설정할 수 있다. 대안적으로, 이후에 살펴볼 바와 같이, NodeB는 각각의 ECCE 집성 레벨에 대해 그리고 2개의 변조 방식들 각각에 대해 EPDCCH 후보들의 수를 어떻게 설정할지 선택할 수도 있다. 빔포밍 또는 FDS를 사용하는 집중형 EPDCCH 전송들에 있어서, EPDCCH 전송들이 겪는 SINR은 일반적으로 광대역 SINR보다 좋을 것으로 예상되는데, 왜냐하면 UE가 광대역 SINR보다 더 좋은 SINR을 겪는 RB가 선택될 수 있기 때문이다. 광대역 SINR은 UE가 겪는 장기 DL 채널 상태를 반영하는 것으로, 일반적으로 급속한 변동을 받지 않는다.

QAM16은 DCI 포맷의 동일한 수의 정보 비트들 및 동일한 코딩률에 대해 QPSK의 2배의 스펙트럼 효율을 갖고, QAM16을 사용하는 EPDCCH 전송은 QPSK를 사용하는 EPDCCH 전송의 절반의 ECCE 집성 레벨을 필요로 할 것이다. 그러나 QAM16에 의한 그러한 스펙트럼의 증가는 EPDCCH 전송의 SINR의 증가를 요구하는데, 그러한 SINR의 증가는 높은 SINR 값들에 대한 Shannon 용량 공식을 고려할 때에 스펙트럼 효율의 증가보다도 크다. 실제로, 셀룰러 통신 시스템에서 일반적으로 겪는 중간의 또는 높은 SINR 값들에 있어서 그리고 채널 추정 에러에 대한 QAM16의 더 큰 민감도로 인해, QAM16은 동일한 코딩률을 사용하여 동일한 정보 페이로드를 동일한 신뢰도로 전달하는데 절반의 자원들을 필요로 하면서도, QPSK가 요구하는 SINR의 약 3-4배의 SINR을 요구한다.

QAM16은 QPSK의 2배의 스펙트럼 효율을 갖고, 높은 SINR들을 겪는 UE들에 대해서만 실제로 적용 가능하므로, 4 ECCE들과 같은 큰 ECCE 집성 레벨들에 대한 그 지원은 필요하지 않을 수 있다. 그러나 NodeB가 EPDCCH 전송들 사이에서 전송 전력을 조정할 필요가 있다는 점을 고려할 때에, 4 ECCE들과 같은 집성 레벨들이 또한 QAM16에 의해 지원될 수도 있다. 큰 ECCE 집성 레벨들은 총 DL BW가 상대적으로 작은(예컨대, 소수의 RB들) 경우에 또는 낮은 코딩률이 주파수 다이버시티의 부재를 보상하는 낮은 저산란(low scattering) 환경들에서 겪는 채널들과 같은 주파수 균일 채널(frequency-flat channel)들에서의 EPDCCH 전송들에 있어서도 유리하다.

NodeB는 QAM16 아니면 QPSK를 변조 방식으로 가정하여 EPDCCH들을 디코딩하도록 UE를 설정할 수 있다. UE가 수행하여야 할 EPDCCH 디코딩 동작들의 수를 증가시키는 것을 피하기 위해, 모든 가능한 ECCE 집성 레벨들에 걸친 EPDCCH 후보들의 총수는 그대로 동일하게 될 수 있다. 추가로, 디코딩 설계 복잡도를 증가시키는 것을 피하기 위해, QAM16은 그것이 EPDCCH를 전송하는데 자원들을 덜 필요로 함에도 QPSK와 동일한 ECCE 집성 레벨을 사용할 수 있다. 그것은 QPSK와 QAM16에 상이한 ECCE 집성 레벨들을 사용함으로 인한 유일한 이점이 QAM16에 대해 1/2의 ECCE 집성 레벨을 도입하는 것으로부터 나오는데, 1의 ECCE 집성 레벨을 사용하는 것에 비한 자원 절감이 작아서 전체적인 자원 절감이 일반적으로 무시할만한 정도에 지나지 않기 때문이다. 그러나 QAM 변조와 관련된 EPDCCH 후보들에 대해서는 1/2의 ECCE 집성 레벨을 도입할 수 있다. 그 경우, EPDCCH 후보들의 총수가 M_candidates ^total이면, QPSK에 대한 EPDCCH 후보들의 수 M_candidates ^total,QPSK와 QAM16에 대한 EPDCCH 후보들의 수 M_candidates ^total,QAM16은 M_candidates ^total,QPSK+M_candidates ^total,QAM16=M_candidates ^total과 같이 된다. EPDCCH 후보들의 총수는 UE 수신기가 상응하게 설계될 수 있도록 시스템 동작에 의해 미리 결정된다.

NodeB는 상위 계층 시그널링을 통해 UE에 대해 QPSK 및 QAM16과 관련된 ECCE 집성 레벨당 후보들의 수를 설정할 수 있다. 따라서 L_E∈{1,2,4} ECCE 집성 레벨에 대해, NodeB는 QPSK에 대한

개의 EPDCCH 후보들 및 QAM16에 대한

개의 EPDCCH 후보들의 각각의 수로 UE를 설정하는데, 여기서

이고,

이다. 그러한 설정 전에, UE는 EPDCCH 전송들이 QPSK 변조만을 사용하고 ECCE 집성 레벨당 EPDCCH 후보들의 수가 시스템 동작에서 정해지는, 예컨대 {1,2,4} ECCE들의 집성 레벨들에 대해 각각 {6,6,2} EPDCCH 후보들인 것을 가정할 수 있다. 다만, 그것은 UE에 의한 PDCCH들의 디코딩이 적용 가능하지 않을 경우에만 적용될 수 있는 것으로, 왜냐하면 다른 경우에는 PDCCH에 의해 스케줄링된 PDSCH가 관련 상위 계층 시그널링을 제공할 수 있기 때문이다.

도 13은 본 발명의 예시적 실시예에 따른, QPSK 또는 QAM16이 사용될 경우의 EPDCCH 디코딩 동작들을 나타낸 도면이다.

도 13을 참조하면, 1310 단계에서 NodeB는 L_E∈{1,2,4} ECCE들의 각각의 집성 레벨에 대해 QPSK 변조에 대한

개의 EPDCCH 후보들의 수를 UE에 대해 설정한다. 1320 단계에서, NodeB는 또한 L_E∈{1,2,4} ECCE들(또는 L_E∈{0.5,1,2} ECCE들)의 각각의 집성 레벨에 대해 QAM16에 대한

개의 EPDCCH 후보들의 수를 UE에 대해 설정한다. 1330 단계에서, UE는 L_E ECCE들의 집성 레벨과 QPSK를 사용하는 잠재적 EPDCCH 전송들에 대해

번의 디코딩 동작들을 수행하고, L_E ECCE들의 집성 레벨과 QAM16을 사용하는 잠재적 EPDCCH 전송들에 대해

번의 디코딩 동작들을 수행한다.

EPDCCH 전송들에 대한 변조 방식들의 명시적 설정이 일어나는 것이 아니라, 그 대신에 ECCE 집성 레벨당 EPDCCH 후보들의 수만을 상위 계층 시그널링에 의해 설정할 수도 있다. 대안적으로, QAM16 변조에 대한 EPDCCH 후보들의 설정은 QAM16이 설정된 경우에만 일어날 수도 있다.

UE가 집중형 EPDCCH 전송들과 분산형 EPDCCH 전송들을 동시에 디코딩하도록 설정되어 있으면, QAM16의 사용은 집중형 EPDCCH 전송들에만 한정될 수 있다. 또한, CSS에서 UE 특정 정보를 전달하는 EPDCCH 전송들은 항상 QPSK를 사용하고, 특히 UE-DSS에서 UE에 대해 소수의 EPDCCH 후보들이 QPSK 변조로 설정되었을 때에, 새도윙(shadowing)에 의해 일어나는 딥 페이드(deep fade)의 결과로 UE가 그 채널 상태의 현저한 악화를 겪는 경우에 UE와의 통신을 유지할 수 있게 하는 역할을 할 수 있다.

각각의 ECCE 집성 레벨에 대해 EPDCCH 후보들의 수를 NodeB가 설정하는 것은 UE로 전송될 수 있는 DCI 포맷을 기반으로 하여 그 개수를 조정하는 것을 가능하게 한다. 예컨대, PDSCH TM(Transmission Mode)에 대응하는 DCI 포맷의 크기가 크면, NodeB는 QPSK 및 1 ECCE의 집성 레벨에 대해 어떠한 EPDCCH도 설정하지 않고, 그 대신에 더 많은 EPDCCH 후보들을 2 ECCE들의 집성 레벨에 할당할 수 있다. 반대로, DCI 포맷의 크기가 작으면, 8 ECCE들의 집성 레벨에 어떠한 EPDCCH 후보도 설정되지 않을 수 있다.

본 발명을 그 특정의 예시적 실시예들을 참조하여 도시하고 설명하였지만, 당업자라면 첨부된 특허 청구 범위 및 그 균등물에 의해 정의되는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어남이 없이 형태 및 명세에 있어 다양한 변경들이 이뤄질 수 있음을 이해할 것이다.

Claims

이동 통신 시스템에서 UE(User Equipment)가 기지국으로부터 데이터를 수신하기 위한 방법에 있어서,
DM-RS(demodulation reference signal) 안테나 포트에 기초하여 EPDCCH(enhanced physical downlink control channel) 상에서 제어 정보를 수신하는 단계; 및
상기 제어 정보에 기초하여 데이터를 수신하는 단계를 포함하고,
상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE(enhanced control channel element)에 관한 정보, PRB(physical resource block) 세트 내의 ECCE의 개수 및 상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수에 기초하여 결정되는 것인, 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 제어 정보는 상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수에 대응하는 집성 레벨의 값의 검색 공간에서 상기 EPDCCH 상으로 수신되는 것인, 데이터 수신 방법.
◈청구항 3은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.◈

제1항에 있어서, 상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수가 1인 경우, 상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE에 관한 정보 및 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수의 함수에 의해 결정되는 것인, 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수가 1보다 큰 경우, 상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE에 관한 정보, 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수 및 상기 UE의 식별자 함수에 의해 결정되는 것인, 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서, ECCE 당 EREG(enhanced resource-element group)의 개수가 4이면, 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보의 개수는 4인 것인, 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서, ECCE 당 EREG(enhanced resource-element group)의 개수가 8이면, 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보는 4개의 DM-RS 안테나 포트 중에서 제1 안테나 포트 및 제3 안테나 포트인 것인, 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서, 확장된 CP(extended cyclic prefix)가 적용되면 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보의 개수는 2인 것인, 데이터 수신 방법.
제5항에 있어서, 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수는 4인 것인, 데이터 수신 방법.
제6항에 있어서, 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수는 2인 것인, 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 ECCE에 관한 정보는 EPDCCH 후보의 순서를 나타내는 것인, 데이터 수신 방법.
이동 통신 시스템에서 기지국이 UE(user equipment)로 데이터를 송신하기 위한 방법에 있어서,
DM-RS(demodulation reference signal) 안테나 포트에 기초하여 EPDCCH(enhanced physical downlink control channel) 상에서 제어 정보를 송신하는 단계; 및
상기 제어 정보에 기초하여 데이터를 송신하는 단계를 포함하고,
상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE(enhanced control channel element)에 관한 정보, PRB(physical resource block) 세트 내의 ECCE의 개수 및 상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수에 기초하여 결정되는 것인, 데이터 송신 방법.
제11항에 있어서,
상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수가 1인 경우, 상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE에 관한 정보 및 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수의 함수에 의해 결정되고,
상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수가 1보다 큰 경우, 상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE에 관한 정보, 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수 및 상기 UE의 식별자 함수에 의해 결정되는 것인, 데이터 송신 방법.
제11항에 있어서,
ECCE 당 EREG(enhanced resource-element group)의 개수가 4이면, 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보의 개수는 4이고,
ECCE 당 EREG의 개수가 8이면, 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보의 개수는 2인 것인, 데이터 송신 방법.
이동 통신 시스템에서 기지국으로부터 데이터를 수신하는 UE(User Equipment)에 있어서,
기지국으로 신호를 송신하고, 상기 기지국으로부터 신호를 수신하는 송수신기; 및
상기 송수신기가 DM-RS(demodulation reference signal) 안테나 포트에 기초하여 EPDCCH(enhanced physical downlink control channel) 상에서 제어 정보를 수신하고, 상기 제어 정보에 기초하여 데이터를 수신하는 것을 제어하도록 구성된 제어기를 포함하고,
상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE(enhanced control channel element)에 관한 정보, PRB(physical resource block) 세트 내의 ECCE의 개수 및 상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수에 기초하여 결정되는 것인, UE(User Equipment).
제14항에 있어서,
상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수가 1인 경우, 상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE에 관한 정보 및 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수의 함수에 의해 결정되고,
상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수가 1보다 큰 경우, 상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE에 관한 정보, 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수 및 상기 UE의 식별자 함수에 의해 결정되는 것인, UE(User Equipment).
제14항에 있어서,
ECCE 당 EREG(enhanced resource-element group)의 개수가 4이면, 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보의 개수는 4이고,
ECCE 당 EREG의 개수가 8이면, 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보의 개수는 2인 것인, UE(User Equipment).
이동 통신 시스템에서 UE(user equipment)로 데이터를 송신하는 기지국에 있어서,
UE로 신호를 송신하고, 상기 UE로부터 신호를 수신하는 송수신기; 및
상기 송수신기가 DM-RS(demodulation reference signal) 안테나 포트에 기초하여 EPDCCH(enhanced physical downlink control channel) 상에서 제어 정보를 송신하고, 상기 제어 정보에 기초하여 데이터를 송신하는 것을 제어하도록 구성된 제어기를 포함하고,
상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE(enhanced control channel element)에 관한 정보, PRB(physical resource block) 세트 내의 ECCE의 개수 및 상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수에 기초하여 결정되는 것인, 기지국.
제17항에 있어서,
상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수가 1인 경우, 상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE에 관한 정보 및 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수의 함수에 의해 결정되고,
상기 EPDCCH 내의 ECCE의 개수가 1보다 큰 경우, 상기 DM-RS 안테나 포트는 상기 EPDCCH의 ECCE에 관한 정보, 상기 PRB 세트 내의 ECCE의 개수 및 상기 UE의 식별자 함수에 의해 결정되는 것인, 기지국.
제17항에 있어서,
ECCE 당 EREG(enhanced resource-element group)의 개수가 4이면, 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보의 개수는 4이고,
ECCE 당 EREG의 개수가 8이면, 상기 DM-RS 안테나 포트에 대한 DM-RS 안테나 포트 후보의 개수는 2인 것인, 기지국.