KR101980021B1 - 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터 - Google Patents

비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터 Download PDF

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Abstract

비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터가 제시된다. 일 실시예에 따른 적어도 하나 이상의 1차측 스위치가 구성되는 입력단; 상기 입력단을 통해 인가되는 전원의 크기를 변환하는 변압기; 및 상기 변압기를 통해 인가되는 전원이 출력될 수 있는 복수 개의 출력 구간이 구성되는 출력단을 포함하고, 상기 출력단은, 2차측 스위치가 구성된 상기 변압기의 병렬 회로로 구성되어 상기 복수 개의 출력 구간을 통해 서로 다른 크기의 전압을 출력할 수 있다.

Description

비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터{HIGH EFFICIENCY MULTI-OUTPUT CONVERTER WITH ASYMMETRIC POWERING}
아래의 실시예들은 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 2차측 회로를 변압기를 통해 병렬로 구성하여 인덕터에 흐르는 RMS(Root Mean Square) 전류를 낮추는 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터에 관한 것이다.
최근 차량 안전과 자율주행 기술의 발전으로 차량에서 소모하는 전력은 해마다 증가하고 있다. 또한, 이산화탄소(CO2)의 배출 규제로 연비 개선을 위한 마일드 하이브리드(Mild Hybrid) 차량 개발이 진행 중이다. 커져가는 전력공급을 위해 차량 전기 시스템에 대한 관심이 커져가고 있으며 관련 업계에서는 48 V의 전기 시스템을 대안으로 제시하고 있다. 이에, 기존 12 V의 차량 납 배터리와 새로운 48 V의 차량용 리튬이온 배터리를 동시에 충전하는 DC/DC 컨버터(converter)가 주목 받고 있다.
차량 전력변환 부품인 LDC는 높은 전력 밀도를 요구하고 있으며 관련 전기 제품의 고효율에 대한 연구가 계속되고 있다. 이러한 이유로 풀 브리지 컨버터(Full-bridge converter)에 비해 스위치의 개수를 줄일 수 있고, 제로 볼트 스위칭(Zero Voltage Switching, ZVS)이 가능하며, 출력 인덕터의 크기를 줄일 수 있는 더블 엔디드 액티브 클램프 포워드 컨버터(Double-ended Active Clamp Forward)가 많은 관심을 받고 있다.
기존의 회로는 LDC의 출력 전압 14 V와 새로운 출력 전압 48 V를 모두 얻기 위해 14 V 출력과 48 V를 직렬로 연결한 컨버터를 많이 사용하였다. 12 V의 납 배터리 충전을 하는 1차측 출력 인덕터에는 48 V의 리튬이온 배터리 충전을 위한 부하 전류까지 같이 흐르게 된다. 이 때, 1차측 출력 인덕터에 큰 부하 전류가 흐르기 때문에 인덕터 설계가 불리해지며 손실 또한 커지는 문제점이 있다.
한국공개특허 10-2016-0122042호는 이러한 단일 인덕터 다중 출력 DC/DC 컨버터에 관한 것으로, 전자기기의 전력 관리 시스템에 사용되는 단일의 인덕터로 입력되어 저장되는 전기 에너지를 복수의 출력 노드에 전달하는 기술을 기재하고 있다.
한국공개특허 10-2016-0122042호
실시예들은 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터에 관하여 기술하며, 보다 구체적으로 2차측 회로를 변압기를 통해 병렬로 구성하여 인덕터에 흐르는 RMS(Root Mean Square) 전류를 낮추는 기술을 제공한다.
실시예들은 각 출력을 2차측 변압기의 병렬 회로로 구성하여 14 V와 48 V를 출력하는 새로운 더블 엔디드 액티브 클램프 포워드 컨버터(Double-ended Active Clamp Forward)의 회로를 제공하여, 출력 인덕터의 RMS 전류를 기존에 비해 줄임으로써 높은 효율을 얻을 수 있는 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터를 제공하는데 있다.
일 실시예에 따른 적어도 하나 이상의 1차측 스위치가 구성되는 입력단; 상기 입력단을 통해 인가되는 전원의 크기를 변환하는 변압기; 및 상기 변압기를 통해 인가되는 전원이 출력될 수 있는 복수 개의 출력 구간이 구성되는 출력단을 포함하고, 상기 출력단은, 2차측 스위치가 구성된 상기 변압기의 병렬 회로로 구성되어 상기 복수 개의 출력 구간을 통해 서로 다른 크기의 전압을 출력할 수 있다.
상기 출력단은, 상기 변압기 센터탭(centertap)과 상기 변압기 출력과 연결된 정류 다이오드(rectifier diode) 양단에 제1 출력 인덕터 및 제1 출력 커패시터가 구성되고 제1 출력 부하가 병렬로 연결되어 제1 출력 전압을 출력하고, 정류 다이오드 양단에 제2 출력 인덕터 및 2차측 스위치가 구성되고 병렬로 다이오드 및 제2 출력 커패시터가 구성되며, 제2 출력 부하가 병렬로 연결되어 제2 출력 전압을 출력할 수 있다.
상기 제2 출력 전압의 상기 제2 출력 커패시터와 클램핑 다이오드가 연결되고, 상기 클램핑 다이오드는 상기 변압기의 센터탭(centertap)에 붙어 있다.
상기 입력단은, 상호보완 관계의 상기 1차측 스위치인 메인 스위치 및 보조 스위치를 포함하고, 상기 출력단은, 상기 메인 스위치가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D1 및 다이오드 D3가 턴온(turn on) 되고, 상기 보조 스위치가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D2 및 다이오드 D4가 턴온(turn on) 되며, 변압기 권선비에 의해 각 경우 2차측 제2 출력 인덕터에 인가되는 전압이 달라질 수 있다.
상기 출력단은, 1차측에서 스위치 조작을 통해 상기 제1 출력 전압에서 14V를 출력하고, 상기 제1 출력 전압에서 승압을 통해 상기 제2 출력 전압 48 V를 출력할 수 있다.
실시예들에 따르면 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터에 관하여 기술하며, 보다 구체적으로 2차측 회로를 변압기를 통해 병렬로 구성하여 인덕터에 흐르는 RMS(Root Mean Square) 전류를 낮추는 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터를 제공할 수 있다.
실시예들에 따르면 각 출력을 2차측 변압기의 병렬 회로로 구성하여 14 V와 48 V를 출력하는 새로운 더블 엔디드 액티브 클램프 포워드 컨버터(Double-ended Active Clamp Forward)의 회로를 제공하여, 출력 인덕터의 RMS 전류를 기존에 비해 줄임으로써 높은 효율을 얻을 수 있고, 클램핑 다이오드를 사용해 다이오드 전압 스트레스를 낮추어 낮은 전압의 소자 선정이 가능한 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터를 제공할 수 있다.
도 1은 종래의 컨버터 회로를 나타내는 도면이다.
도 2는 종래의 컨버터 회로의 파형을 나타내는 도면이다.
도 3은 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로를 나타내는 도면이다.
도 4는 다른 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로를 나타내는 도면이다.
도 5는 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로의 파형을 나타내는 도면이다.
도 6은 다른 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로의 파형을 나타내는 도면이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 실시예들을 설명한다. 그러나, 기술되는 실시예들은 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 이하 설명되는 실시예들에 의하여 한정되는 것은 아니다. 또한, 여러 실시예들은 당해 기술분야에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 더욱 완전하게 설명하기 위해서 제공되는 것이다. 도면에서 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
도 1은 종래의 컨버터 회로를 나타내는 도면이다.
도 1을 참조하면, 종래의 컨버터 회로는 1차측 메인 스위치(S1)과 S2을 통해 제1 출력 전압이 제어되고 제1 출력 전압을 거쳐 높은 제2 출력 전압을 만들 수 있다.
예컨대, 종래의 컨버터 회로는 14 V와 48 V 전압을 출력할 수 있으며, 1차측 스위치인 메인 스위치(S1)과 보조 스위치(S2)을 통해 제1 출력 전압(Vo1)이 제어되고, 제1 출력 전압(Vo1)(10)을 거쳐 높은 제2 출력 전압(Vo2)(20)를 만들 수 있다. 이 때, 제1 출력 전압(Vo1)(10)은 14 V이고 제2 출력 전압(Vo2)(20)은 48 V일 수 있다.
이와 같은 방식으로 서로 다른 출력 전압인 제1 출력 전압(Vo1)(10) 및 제2 출력 전압(Vo2)(20)을 만들기 때문에 제1 출력 인덕터(Lo1)에 흐르는 전류는 두 부하 전류의 합이 된다. 따라서 제2 출력 전압(Vo2)의 영향으로 제1 출력 인덕터(Lo1)의 부담이 커지게 된다.
도 2는 종래의 컨버터 회로의 파형을 나타내는 도면이다.
도 2를 참조하면, 도 1의 회로에서 입력 전압 360 V, 제1 출력 전압(Vo1)-[14 V/1.2 kW], 제2 출력Vo2-[48 V/600 W]의 동작의 예를 나타낸다. 도 2a에서, Vg_S1 및 Vg_S2는 각각 메인 스위치(S1) 및 보조 스위치(S2)의 게이트(gate) 파형을 나타낸다. 여기서, Vg_S3/2 파형은 2차측 스위치(S3)의 게이트 파형을 1/2의 배율로 낮추어 나타낸 결과이다.
1차측 스위치의 동작은 상호 보완적(complementary)으로 스위칭된다. 예컨대 메인 스위치(S1)가 온(on) 상태이고 보조 스위치(S2)가 오프(off) 상태인 경우, 2차측 다이오드 D1을 통해 파워링(Powering) 한다. 다음으로, 보조 스위치(S2)는 온(on) 상태이고 메인 스위치(S1)가 오프(off) 상태인 경우, 변압기(Transformer)가 리셋(reset) 되면서 2차측 다이오드 D2를 통해 파워링 한다.
도 2b에서, V_S1과 V_S2는 각각 메인 스위치(S1) 및 보조 스위치(S2)의 드레인(drain)-소스(source) 양단의 전압이며, 입력 전압과 클램핑(clamping) 커패시터 전압(Cc)의 합으로 클램핑 된다.
그리고, 도 2c에서 I(Lr) 및 I(Lm)은 각각 변압기의 누설(leakage) 인덕터 전류 파형과 자화(magnetizing) 인덕터의 전류 파형을 나타낸다. 이를 통해 1차측 회로에 흐르는 전류를 알 수 있다. 또한, 자화 인덕터 전류 I(Lm)의 오프셋(offset) 전류가 있음을 알 수 있는데, 이는 변압기 2차측에 더블 엔디드(double-ended) 회로를 사용하기 때문이다.
도 2d에서, V_D1과 V_D2는 각각 2차측 다이오드 D1과 다이오드 D2의 전압 파형이다. 다이오드 D1의 전압과 다이오드 D2의 전압은 1차측 변압기의 자화 인덕터의 양단 전압 V_Lm이 변압기 권선비(Turns ratio)에 의해 결정되어 나타나기 때문인데, 다이오드에 기생 커패시터가 존재하기 때문에 공진이 크게 발생하게 된다. 따라서 다이오드 D1과 다이오드 D2의 전압 스트레스가 큰 단점이다.
다음으로, 도 2e 및 도 2f에서 I(Lo1)/2와 I(Lo2)/2는 각각 제1 출력 인덕터 및 제2출력 인덕터의 전류 파형을 1/2로 스케일을 낮춘 파형을 나타낸다. 그 이유는 제1 출력 인덕터(Lo1)와 제2 출력 인덕터(Lo2)에 흐르는 전류는 각각 다이오드 D1 및 다이오드 D2 그리고 2차측 스위치(S3), 다이오드 D3에 나눠져서 흐르기 때문에 눈에 알아보기 쉽도록 스케일을 줄여서 표현한 것이다.
여기서, 제1 출력 인덕터(Lo1)는 제1 출력 전압(Vo1)(= 14 V)의 부하 전류와 제2 출력 전압(Vo2)(= 48 V)의 부하 전류를 부담하므로 큰 전류가 흐르게 된다. 이로 인해 RMS(Root Mean Square) 전류가 커지는 단점이 있다. 또한, 제1 출력 인덕터 전류 I(Lo1)는 1차측 스위치인 메인 스위치(S1) 및 보조 스위치(S2)의 온(on)/오프(off)에 따라 다이오드 D1과 다이오드 D2에 나뉘어 흐르게 되므로 다이오드 D1과 다이오드 D2의 평균 전류 또한 커진다.
제2 출력 인덕터(Lo2)에 흐르는 제2 출력 인덕터 전류 I(Lo2)는 2차측 스위치(S3)와 다이오드 D3의 전류 파형으로 구성된다. 제1 출력 전압(Vo1)(= 12 V)에서 제2 출력 전압(Vo2)(= 48 V)를 만들기 위해 2차측 스위치(S3)이 온(on)일 때 제2 출력 인덕터(Lo2)는 빌드업(build-up)한다. 이후, 2차측 스위치(S3)가 오프(off)되면 다이오드 D5를 통해 파워링을 한다. 제1 출력 전압(Vo1)에 비해 제2 출력 전압(Vo2)의 전압 상승폭이 4배 정도로 크며, 이로 인해 2차측 스위치(S3)의 듀티비(duty ratio)가 커짐으로써 전류 스트레스가 큰 단점이 있다.
도 3은 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로를 나타내는 도면이다.
도 3을 참조하면, 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터는 전원 변환을 위한 회로(100)를 포함할 수 있으며, 입력단(110), 변압기(120) 및 출력단(130)을 포함할 수 있다. 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터는 전원 변환을 위한 회로(100)에 신호를 인가하는 별도의 제어 회로를 더 포함할 수도 있다.
입력단(110)은 1차측 스위치를 포함하고, 1차측 스위치는 적어도 하나 마련될 수 있다. 예컨대, 입력단(110)은 1차측 스위치인 메인 스위치(S1) 및 보조 스위치(S2)를 포함할 수 있다.
입력단(110)은 입력 직류 전원을 통해 전원을 인가 받으며, 예컨대 제어 회로를 통해 PWM 신호(펄스 폭 변조 신호, Pulse Width Modulation Signal)를 전송 받고, 인가되는 입력 직류 전원을 PWM 신호에 따라 변압기(120)에 전달할 수 있다.
입력단(110)은 상호보완 관계의 1차측 스위치인 메인 스위치 및 보조 스위치를 포함할 수 있다.
변압기(120)는 입력 전원을 변환하여 변환된 전원을 출력할 수 있다. 즉, 변압기(120)는 입력 전원을 승압하여 승압 전원을 출력하며, 권선비가 n : 1인 1차측 코일 및 2차측 코일을 포함할 수 있다.
변압기(120)를 통해 인가되는 입력 전원을 스위칭하여 출력단(130)에 전송할 수 있도록 2차측 스위치(S3)를 포함할 수 있다. 2차측 스위치(S3)는 제어 회로를 통해 인가되는 제어 신호에 따라 시분할 방식으로 스위치를 턴 온 또는 턴 오프 될 수 있다.
출력단(130)은 복수 개의 출력 구간(Secondary output 1, Secondary output 2,... Secondary output n)을 포함하며, 복수 개의 출력 구간은 2차측 스위치(S3)에 연결되어 출력 전압을 인가 받을 수 있다.
출력단(130)은 메인 스위치(S1)가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D1 및 다이오드 D3가 턴온(turn on) 되고, 보조 스위치(S2)가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D2 및 다이오드 D4가 턴온(turn on) 되며, 변압기 권선비에 의해 각 경우 2차측 제2 출력 인덕터에 인가되는 전압이 달라질 수 있다.
예컨대, 출력단(130)은 변압기(120)를 통해 인가되는 전원이 출력될 수 있는 2개의 출력 구간을 포함하며, 2개의 출력 구간은 2차측 스위치(S3)에 연결되어 시분할 방식으로 출력 전압을 인가 받을 수 있다. 출력단(130)은 2차측 스위치가 구성된 변압기의 병렬 회로로 구성되어 복수 개의 출력 구간을 통해 서로 다른 크기의 전압인 제1 출력 전압(131) 및 제2 출력 전압(132)을 출력할 수 있다. 일례로, 출력단(130)은 1차측에서 스위치 조작을 통해 제1 출력 전압(131)에서 14V를 출력하고, 제1 출력 전압(131)에서 승압을 통해 제2 출력 전압(132) 48 V를 출력할 수 있다.
보다 구체적으로, 출력단(130)은 변압기(120) 센터탭(centertap)과 변압기(120) 출력과 연결된 정류 다이오드(rectifier diode) 양단에 제1 출력 인덕터 및 제1 출력 커패시터가 구성되고, 제1 출력 커패시터에 제1 출력 부하가 병렬로 연결되어 제1 출력 전압(131)을 출력하며, 또 다른 정류 다이오드 양단에 제2 출력 인덕터 및 2차측 스위치가 구성되고, 2차측 스위치에 병렬로 다이오드 및 제2 출력 커패시터가 구성되며, 제2 출력 커패시터에 제2 출력 부하가 병렬로 연결되어 제2 출력 전압(132)을 출력할 수 있다.
제2 출력 전압(132)의 제2 출력 커패시터와 클램핑 다이오드가 연결되고, 클램핑 다이오드는 변압기의 센터탭(centertap)에 붙어 있다.
일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로의 1차측 회로는 도 1 및 도 2를 참조하여 설명한 종래의 컨버터 회로와 동일하며 2차측 회로 구성에 있어서 차이가 있다. 아래에서는 2차측 회로를 중심으로 설명하기로 한다.
먼저, 1차측 스위치의 동작은 상호 보완적(complementary)으로 스위칭된다. 예컨대 메인 스위치(S1)가 온(on) 상태이고 보조 스위치(S2)가 오프(off) 상태인 경우, 2차측 다이오드 D1 및 다이오드 D3을 통해 파워링(Powering) 동작을 한다. 다음으로, 보조 스위치(S2)는 온(on) 상태이고 메인 스위치(S1)가 오프(off) 상태인 경우, 변압기(Transformer)가 리셋(reset) 되면서 2차측 다이오드 D2 및 다이오드 D4를 통해 파워링 동작을 한다.
2차측 회로의 구성은 변압기 센터탭(centertap)과 변압기 출력과 연결된 정류 다이오드(rectifier diode) 양단에 제1 출력 인덕터(Lo1) 및 제1 출력 커패시터(Co1)와 이에 병렬로 연결된 제1 출력 부하(Ro1)가 구성될 수 있다.
또 다른 출력은 정류 다이오드 양단에 제2 출력 인덕터(Lo2) 및 2차측 스위치가 구성되고 병렬로 다이오드 및 제2 출력 커패시터(Co2)가 구성되며, 병렬로 제2 출력 부하(Ro2)가 연결되어 있다.
그리고 2차측 제2 출력 전압(Vo2)의 제2 출력 커패시터(Co2)와 클램핑 다이오드(D6)가 연결되어 있다. 클램핑 다이오드(D6)는 변압기의 센터탭(centertap)에 붙어있다. 먼저, 도 3에 도시된 바와 같이, 클램핑 다이오드(D6)는 변압기의 도트(dot)에 붙어있을 수 있다.
이러한 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로는 2차측 정류 다이오드가 비대칭적으로 구성되어 있기에 기존 회로와 다른 동작 특성을 가질 수 있다. 1차측 메인 스위치(S1)가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D1 및 다이오드 D3가 턴온(turn on) 되고, 1차측 보조 스위치(S2)가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D2 및 다이오드 D4가 턴온(turn on) 되며, 변압기 권선비에 의해 각 경우 2차측 제2 출력 인덕터(Lo2)에 인가되는 전압이 달라진다. 2차측 다이오드 D1 및 다이오드 D3가 온(on) 상태인 구간에서 제2 출력 인덕터(Lo2)에는 Vs/n의 전압이 보이며, 다이오드 D2 및 다이오드 D4가 온(on) 상태인 구간에서는 2*(V_Cc/n)의 전압이 보이게 된다.
이와 같이, 2차측 회로를 변압기를 통해 병렬로 구성하여 인덕터에 흐르는 RMS(Root Mean Square) 전류를 낮추는 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터를 제공할 수 있다.
특히, 1차측에서 스위치 조작을 통해 제1 출력 전압(131)에서 14V 출력을 만들고, 만든 전압에서 승압을 해서 제2 출력 전압(132)에서 48 V를 출력할 수 있다.
도 4는 다른 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로를 나타내는 도면이다.
도 4를 참조하면, 다른 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로에서 2차측 회로의 구성은 변압기 센터탭(centertap)과 변압기 출력과 연결된 정류 다이오드(rectifier diode) 양단에 제1 출력 인덕터(Lo1) 및 제1 출력 커패시터(Co1)와 이에 병렬로 연결된 제1 출력 부하(Ro1)가 구성될 수 있다.
또 다른 출력은 정류 다이오드 양단에 제2 출력 인덕터(Lo2) 및 2차측 스위치가 구성되고 병렬로 다이오드 및 제2 출력 커패시터(Co2)가 구성되며, 병렬로 제2 출력 부하(Ro2)가 연결되어 있다.
그리고 2차측 제2 출력 전압(Vo2)의 제2 출력 커패시터(Co2)와 클램핑 다이오드(D6)가 연결되어 있다. 클램핑 다이오드(D6)는 변압기의 센터탭(centertap)에 붙어있다. 그리고, 도 4에 도시된 바와 같이, 클램핑 다이오드(D6)는 변압기의 언도트(undot)에 붙어있을 수 있다.
이러한 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로는 2차측 정류 다이오드가 비대칭적으로 구성되어 있기에 기존 회로와 다른 동작 특성을 가질 수 있다. 1차측 메인 스위치(S1)가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D1 및 다이오드 D3가 턴온(turn on) 되고, 1차측 보조 스위치(S2)가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D2 및 다이오드 D4가 턴온(turn on) 되며, 변압기 권선비에 의해 각 경우 2차측 제2 출력 인덕터(Lo2)에 인가되는 전압이 달라진다. 2차측 다이오드 D1 및 다이오드 D3가 온(on) 상태인 구간에서 제2 출력 인덕터(Lo2)에는 Vs/n의 전압이 보이며, 다이오드 D2 및 다이오드 D4가 온(on) 상태인 구간에서는 2*(V_Cc/n)의 전압이 보이게 된다.
같은 이유로, 도 4에서 제2 출력 인덕터(Lo2)에 걸리는 전압은 2차측 다이오드 D1 및 다이오드 D3이 온(on) 상태인 구간에서는 2*(Vs/n)의 전압이고, 다이오드 D2 및 다이오드 D4가 온(on) 상태인 구간에서 V_Cc/n의 전압으로 나타난다.
실시예들에 따르면 각 출력을 2차측 변압기의 병렬 회로로 구성하여 14 V와 48 V를 출력하는 새로운 더블 엔디드 액티브 클램프 포워드 컨버터(Double-ended Active Clamp Forward) 컨버터의 회로를 제공하여, 출력 인덕터의 RMS 전류를 기존에 비해 줄임으로써 높은 효율을 얻을 수 있고, 클램핑 다이오드를 사용해 다이오드 전압 스트레스를 낮추어 낮은 전압의 소자 선정이 가능하다.
도 5는 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로의 파형을 나타내는 도면이다.
도 5를 참조하면, 도 3에서 설명한 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로에서 입력 전압 360 V, 제1 출력 전압 Vo1-[14 V/1.2 kW] 및 제2 출력 전압 Vo2-[48 V/600W]의 동작을 나타내는 예이다.
도 5a에서, Vg_S1 및 Vg_S2는 각각 메인 스위치(S1) 및 보조 스위치(S2)의 게이트(gate) 파형을 나타낸다. 여기서, Vg_S3/2 파형은 2차측 스위치(S3)의 게이트 파형을 1/2의 배율로 낮추어 나타낸 결과이다.
도 5b에서, V_sec1+V_sec2는 변압기 2차측에서바라 본 전압 파형을 나타내며, 도 5c에서 I(D6)는 클램핑 다이오드(D6)에 흐르는 전류의 파형을 나타낸다. 클램핑 다이오드(D6)에 전류가 흐르는 조건은 변압기 2차측 전압 V_sec1+V_sec2이 제2 출력 전압(Vo2) 전압보다 클 때이며, 도 3의 경우 메인 스위치(S1)가 온(on) 상태인 구간에서 클램핑 다이오드(D6)가 도통된다.
도 5d 및 도 5e에서, V_D1, V_D2는 2차측 다이오드 D1, 다이오드 D2의 양단 전답을 나타낸 파형이며, V_D3, V_D4는 다이오드 D3, 다이오드 D4의 양단 전압을 나타낸 파형이고 클램핑 다이오드(D6)에 의해 다이오드 전압은 클램핑 된다. 도 3의 경우 다이오드 D4는 Vo2/2인 24 V로 클램핑 되고 D2는 Vo2 전압인 48 V로 클램핑 될 수 있다. 따라서 기존 회로에 비해 전압 스트레스가 줄어들며 전압 레이팅(rating)이 낮은 소자를 사용할 수 있다는 장점을 가진다.
도 5f 및 도 5g에서, I(Lo1)와 I(Lo2)는 각각 제1 출력 인덕터의 전류 파형 및 제2 출력 인덕터의 전류 파형을 나타낸다. 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로의 경우 제1 출력 인덕터(Lo1)의 전류인 I(Lo1)의 RMS(Root Mean Square) 전류가 크게 줄어듦을 알 수 있는데, 이는 각 출력을 변압기의 병렬 회로로 구성함으로써 제1 출력 인덕터(Lo1)의 부담이 줄어들었기 때문이다. 따라서 인덕터에서 발생하는 손실을 줄일 수 있고 인덕터의 포화 문제를 개선시킬 수 있다.
도 6은 다른 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로의 파형을 나타내는 도면이다.
도 6을 참조하면, 도 4에서 설명한 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로에서 입력 전압 360 V, 제1 출력 전압 Vo1-[14 V/1.2 kW] 및 제2 출력 전압 Vo2-[48 V/600W]의 동작을 나타내는 예이다.
도 6a에서, Vg_S1 및 Vg_S2는 각각 메인 스위치(S1) 및 보조 스위치(S2)의 게이트(gate) 파형을 나타낸다. 여기서, Vg_S3/2 파형은 2차측 스위치(S3)의 게이트 파형을 1/2의 배율로 낮추어 나타낸 결과이다.
도 6b에서, V_sec1+V_sec2는 변압기 2차측에서 바라 본 전압 파형을 나타내며, 도 6c에서 I(D6)는 클램핑 다이오드(D6)에 흐르는 전류의 파형을 나타낸다. 클램핑 다이오드(D6)에 전류가 흐르는 조건은 변압기 2차측 전압 V_sec1+V_sec2이 제2 출력 전압(Vo2) 전압보다 클 때이며, 도 4의 경우 보조 스위치(S2)가 온(on) 상태인 구간에서 클램핑 다이오드(D6)가 도통된다.
도 6d 및 도 6e에서, V_D1, V_D2는 2차측 다이오드 D1, 다이오드 D2의 양단 전답을 나타낸 파형이며, V_D3, V_D4는 다이오드 D3, 다이오드 D4의 양단 전압을 나타낸 파형이고 클램핑 다이오드(D6)에 의해 다이오드 전압은 클램핑 된다. 도 4의 경우 다이오드 D3는 Vo2/2인 24 V로 다이오드 D1는 Vo2 전압인 48 V로 클램핑 되는 것을 확인할 수 있다. 따라서 기존 회로에 비해 전압 스트레스가 줄어들며 전압 레이팅(rating)이 낮은 소자를 사용할 수 있다는 장점을 가진다.
도 6f 및 도 6g에서, I(Lo1)와 I(Lo2)는 각각 제1 출력 인덕터의 전류 파형 및 제2 출력 인덕터의 전류 파형을 나타낸다. 일 실시예에 따른 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터의 회로의 경우 제1 출력 인덕터(Lo1)의 전류인 I(Lo1)의 RMS(Root Mean Square) 전류가 크게 줄어듦을 알 수 있는데, 이는 각 출력을 변압기의 병렬 회로로 구성함으로써 제1 출력 인덕터(Lo1)의 부담이 줄어들었기 때문이다. 따라서 인덕터에서 발생하는 손실을 줄일 수 있고 인덕터의 포화 문제를 개선시킬 수 있다.
수많은 전자 기술이 차량에 탑재되어 감에 따라 차량의 전력수요가 해마다 커져가고 있다. 이로 인해 자동차 업계에서는 부족한 전력 수요를 해결하기 위해 48 V 차량 전기시스템 설계에 관심이 커져가고 있다. 이러한 이유로 기존 LDC 출력 전압인 14 V와 차세대 차량 전기시스템의 전압 48 V를 동시에 출력하는 DC/DC 컨버터가 주목 받고 있다.
기존의 차량용 전력변환장치는 컨버터를 직렬로 연결한 구조를 많이 채택하고 있다. 이러한 방식은 전력 변환을 두 번에 걸쳐 변환하기에 출력 인덕터에 큰 부하 전류가 흐르는 단점이 존재한다. 그러므로 손실(Loss)이 크고 효율이 낮아지는 문제가 존재한다.
이러한 문제를 개선하기 위해 각 출력을 2차측 변압기의 병렬 회로로 구성하여 14 V와 48 V를 출력하는 새로운 더블 엔디드 액티브 클램프 포워드 컨버터(Double-ended Active Clamp Forward) 회로를 제공하여, 출력 인덕터의 RMS 전류를 기존에 비해 줄일 수 있는 장점이 있다. 따라서 기존 회로보다 높은 효율을 얻을 수 있다. 또한 본 제안 회로는 클램핑 다이오드를 사용해 다이오드 전압 스트레스를 낮추어 낮은 전압의 소자 선정이 가능한 추가적인 장점을 가진다. 따라서 본 회로를 통해 기존 회로보다 높은 전력 밀도와 낮은 가격의 다중 출력 컨버터의 제작이 가능하다.
이상에서, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다.
또한, 명세서에 기재된 "…부", "…모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
또한, 각 도면을 참조하여 설명하는 실시예의 구성 요소가 해당 실시예에만 제한적으로 적용되는 것은 아니며, 본 발명의 기술적 사상이 유지되는 범위 내에서 다른 실시예에 포함되도록 구현될 수 있으며, 또한 별도의 설명이 생략될지라도 복수의 실시예가 통합된 하나의 실시예로 다시 구현될 수도 있음은 당연하다.
또한, 첨부 도면을 참조하여 설명함에 있어, 도면 부호에 관계없이 동일한 구성 요소는 동일하거나 관련된 참조 부호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.
그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.

Claims (5)

  1. 삭제
  2. 적어도 하나 이상의 1차측 스위치가 구성되는 입력단;
    상기 입력단을 통해 인가되는 전원의 크기를 변환하는 변압기; 및
    상기 변압기를 통해 인가되는 전원이 출력될 수 있는 복수 개의 출력 구간이 구성되는 출력단을 포함하고,
    상기 출력단은,
    2차측 스위치가 구성된 상기 변압기의 병렬 회로로 구성되어 상기 복수 개의 출력 구간을 통해 서로 다른 크기의 전압을 출력하며, 상기 변압기 센터탭(centertap)과 상기 변압기 출력과 연결된 정류 다이오드(rectifier diode) 양단에 제1 출력 인덕터 및 제1 출력 커패시터가 구성되고, 상기 제1 출력 커패시터에 제1 출력 부하가 병렬로 연결되어 제1 출력 전압을 출력하며, 정류 다이오드 양단에 제2 출력 인덕터 및 2차측 스위치가 구성되고, 상기 2차측 스위치에 병렬로 다이오드 및 제2 출력 커패시터가 구성되며, 상기 제2 출력 커패시터에 제2 출력 부하가 병렬로 연결되어 제2 출력 전압을 출력하는 것
    을 특징으로 하는, 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제2 출력 전압의 상기 제2 출력 커패시터와 클램핑 다이오드가 연결되고, 상기 클램핑 다이오드는 상기 변압기의 센터탭(centertap)에 붙어있는 것
    을 특징으로 하는, 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 입력단은,
    상호보완 관계의 상기 1차측 스위치인 메인 스위치 및 보조 스위치를 포함하고,
    상기 출력단은,
    상기 메인 스위치가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D1 및 다이오드 D3가 턴온(turn on) 되고, 상기 보조 스위치가 온(on) 상태인 구간에서는 다이오드 D2 및 다이오드 D4가 턴온(turn on) 되며, 변압기 권선비에 의해 각 경우 2차측 제2 출력 인덕터에 인가되는 전압이 달라지는 것
    을 특징으로 하는, 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 출력단은,
    1차측에서 스위치 조작을 통해 상기 제1 출력 전압에서 14V를 출력하고, 상기 제1 출력 전압에서 승압을 통해 상기 제2 출력 전압 48 V를 출력하는 것
    을 특징으로 하는, 비대칭 파워링 구간을 갖는 고효율 다중 출력 컨버터.
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