KR101944836B1

KR101944836B1 - 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 신호를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치

Info

Publication number: KR101944836B1
Application number: KR1020187013764A
Authority: KR
Inventors: 박한준; 박창환; 양석철; 김선욱
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2017-03-23
Filing date: 2018-03-23
Publication date: 2019-02-01
Also published as: KR102060072B1; JP6882479B2; KR20190011342A; CN110383742B; EP3471323A2; EP3471323B1; WO2018174633A3; US11522651B2; US20210203459A1; CN110383742A; US11882068B2; WO2018174633A2; KR20180135852A; US20230163908A1; JP2020504931A; EP3471323A4

Abstract

본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 신호를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치를 개시한다.
보다 구체적으로, 본 발명에서는 상기 단말이 상기 기지국으로 상향링크 제어 정보 및 참조 신호를 함께 전송하는 경우, 적용 가능한 구체적인 신호 전송 방법에 대한 설명을 개시한다.

Description

무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 신호를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 신호를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 대한 것이다.

보다 구체적으로, 이하의 설명은, 상기 단말이 상기 기지국으로 상향링크 제어 정보 및 참조 신호를 함께 전송하는 경우, 적용 가능한 구체적인 신호 전송 방법에 대한 설명을 포함한다.

무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.

또한, 더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT (radio access technology) 에 비해 향상된 모바일 브로드밴드 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브 MTC (Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려되고 있다. 뿐만 아니라 신뢰성 (reliability) 및 지연(latency) 에 민감한 서비스/UE 를 고려한 통신 시스템 디자인이 고려되고 있다.

이와 같이 향상된 모바일 브로드밴드 통신, 매시프 MTC, URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있다.

본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 신호를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치들을 제공하는 것이다.

특히, 본 발명은 상기 단말이 참조 신호와 데이터를 동시에 전송하는 경우, 효율적인 신호 샘플 생성 방법 및 이에 기반한 신호 송수신 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 신호 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다.

본 발명의 일 양태로서, 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 신호를 전송하는 방법에 있어서, 하나의 심볼에 매핑되는 참조 신호 (reference signal; RS)와 데이터에 대한 시간 축 샘플을 생성하되, 상기 시간 축 샘플은 시간 축 방향으로 제1 RS 샘플, 데이터 샘플, 제2 RS 샘플 순서로 구성되고; 및 상기 생성된 시간 축 샘플에 대해 전환 프리코딩 (transform precoding)을 적용하여 생성된 신호를 상기 기지국으로 전송;하는 것을 포함하는, 단말의 신호 전송 방법을 제안한다.

본 발명의 다른 양태로서, 무선 통신 시스템에서 기지국으로 신호를 전송하는 단말에 있어서, 송신부; 및 상기 송신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 하나의 심볼에 매핑되는 참조 신호 (reference signal; RS)와 데이터에 대한 시간 축 샘플을 생성하도록 구성되고, 상기 시간 축 샘플은 시간 축 방향으로 제1 RS 샘플, 데이터 샘플, 제2 RS 샘플 순서로 구성되고, 상기 프로세서는 상기 생성된 시간 축 샘플에 대해 전환 프리코딩 (transform precoding)을 적용하여 생성된 신호를 상기 기지국으로 전송하도록 구성되는, 단말을 제안한다.

상기 구성에 있어, 상기 데이터 샘플은 상향링크 제어 정보 (uplink control information; UCI) 샘플일 수 있다.

또한, 상기 구성에 있어, 상기 제1 RS 샘플은 상기 제2 RS 샘플에 포함된 일부 샘플일 수 있다.

또는, 상기 구성에 있어, 상기 제2 RS 샘플은 상기 제1 RS 샘플에 포함된 일부 샘플일 수 있다.

또한, 상기 구성에 있어, 상기 전환 프리코딩은, 상기 생성된 시간 축 샘플에 대한 DFT (Discrete Fourier Transform) 프리코딩일 수 있다.

본 발명의 또 다른 양태로서, 무선 통신 시스템에서 기지국이 단말로부터 신호를 수신하는 방법에 있어서, 상기 단말로부터 신호를 수신; 상기 수신된 신호 중 제1 시간 윈도우 내 샘플에 대해 DFT (Discrete Fourier Transform) 연산을 적용하여 전송 채널을 추정; 상기 추정된 전송 채널을 이용해 상기 수신된 신호 중 제2 시간 윈도우 내 샘플에 대해 채널 값을 보상함으로써 데이터 샘플을 추출; 및 상기 추출된 데이터 샘플에 기반하여 데이터 정보를 획득;하는 것을 포함하는, 기지국의 신호 수신 방법을 제안한다.

본 발명의 또 다른 양태로서, 무선 통신 시스템에서 단말과 임의 접속 절차를 수행하는 기지국에 있어서, 수신부; 및 상기 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 상기 단말로부터 신호를 수신; 상기 수신된 신호 중 제1 시간 윈도우 내 샘플에 대해 DFT (Discrete Fourier Transform) 연산을 적용하여 전송 채널을 추정; 상기 추정된 전송 채널을 이용해 상기 수신된 신호 중 제2 시간 윈도우 내 샘플에 대해 채널 값을 보상함으로써 데이터 샘플을 추출; 및 상기 추출된 데이터 샘플에 기반하여 데이터 정보를 획득;하도록 구성되는, 기지국을 제안한다.

상술한 본 발명의 양태들은 본 발명의 바람직한 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.

본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.

본 발명에 따르면, 신호를 수신하는 수신기 (예: 기지국)은 송신기 (예: 단말)가 상기 신호를 통해 전송하고자 했던 데이터를 보다 신뢰성 높게 수신/디코딩할 수 있다.

본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시 예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.

이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조 번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.
도 1은 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 무선 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 3는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 4는 상향링크 서브 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 5는 하향링크 서브 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명에 적용 가능한 자립적 서브프레임 구조 (Self-contained subframe structure)를 나타낸 도면이다.
도 7 및 도 8은 TXRU와 안테나 요소 (element)의 대표적인 연결 방식을 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 예에 따른 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서의 하이브리드 빔포밍 구조를 간단히 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 예에 따른 하향링크 (Downlink, DL) 전송 과정에서 동기 신호 (Synchronization signal)와 시스템 정보 (System information)에 대한 빔 스위핑 (Beam sweeping) 동작을 간단히 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 예에 따른 PUCCH 구성 방법을 간단히 나타낸 도면이다.
도 12는 복수 개의 경로 별로 신호가 수신되는 동작을 간단히 나타낸 도면이다.
도 13은 도 12의 구성에 있어 DFT Precoding 전에 RS의 마지막 2개 심볼을 복사하여 M개 샘플의 뒤쪽에 배치하는 동작을 간단히 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명에 적용 가능한 하나의 OFDM 심볼에 대한 RS 및 Data의 구성을 간단히 나타낸 도면이다.
도 15는 도 13의 일 예에 따른 N-point DFT 구간 내 샘플들이 Down-sampling된 형태를 간단히 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명의 일 예에 따라 RS 신호를 통한 채널 추정을 수행하는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.
도 17은 본 발명의 다른 예에 따라 RS 신호를 통한 채널 추정을 수행하는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.
도 18은 본 발명에 따라 수신기가 신호를 수신하는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.
도 19는 본 발명의 일 예에 따라 생성된 시간 축 신호를 간단히 나타낸 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 예에 따라 RS와 데이터가 주파수 축에서 구분되는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.
도 21은 본 발명의 일 예에 따른 단말의 신호 전송 방법을 간단히 나타낸 도면이다.
도 22는 제안하는 실시 예들이 구현될 수 있는 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다.

이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함(comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "...기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일(a 또는 an)", "하나(one)", "그(the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), gNode B(gNB), 발전된 기지국(ABS: Advanced Base Station) 또는 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예들에서 단말(Terminal)은 사용자 기기(UE: User Equipment), 이동국(MS: Mobile Station), 가입자 단말(SS: Subscriber Station), 이동 가입자 단말(MSS: Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말(AMS: Advanced Mobile Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템, 3GPP LTE 시스템, 3GPP 5G NR 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321, 3GPP TS 36.331, 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP TS 38.213, 3GPP TS 38.321 및 3GPP TS 38.331 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

또한, 본 발명의 실시예들에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

예를 들어, 전송기회구간(TxOP: Transmission Opportunity Period)라는 용어는 전송구간, 전송 버스트(Tx burst)또는 RRP(Reserved Resource Period)라는 용어와 동일한 의미로 사용될 수 있다. 또한, LBT(Listen Before Talk) 과정은 채널 상태가 유휴인지 여부를 판단하기 위한 캐리어 센싱 과정, CCA(Clear Channel Assessment), 채널 접속 과정(CAP: Channel Access Procedure)과 동일한 목적으로 수행될 수 있다.

이하에서는 본 발명의 실시예들이 사용될 수 있는 무선 접속 시스템의 일례로 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 대해서 설명한다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.

CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.

UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.

1. 3GPP LTE/LTE_A 시스템

1.1 물리 채널들 및 이를 이용한 신호 송수신 방법

무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크(DL: Downlink)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고, 상향링크(UL: Uplink)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고, 이들이 송수신 하는 정보의 종류/용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.

도 1은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.

전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 S11 단계에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부동기 채널 (S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득한다.

그 후, 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (PBCH: Physical Broadcast Channel) 신호를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다.

한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (DL RS: Downlink Reference Signal)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.

초기 셀 탐색을 마친 단말은 S12 단계에서 물리하향링크제어채널 (PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 조금 더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.

이후, 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S13 내지 단계 S16과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (PRACH: Physical Random Access Channel)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고(S13), 물리하향링크제어채널 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S14). 경쟁 기반 임의 접속의 경우, 단말은 추가적인 물리임의접속채널 신호의 전송(S15) 및 물리하향링크제어채널 신호 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널 신호의 수신(S16)과 같은 충돌해결절차 (Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 신호 및/또는 물리하향링크공유채널 신호의 수신(S17) 및 물리상향링크공유채널 (PUSCH: Physical Uplink Shared Channel) 신호 및/또는 물리상향링크제어채널 (PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 신호의 전송(S18)을 수행할 수 있다.

단말이 기지국으로 전송하는 제어정보를 통칭하여 상향링크 제어정보(UCI: Uplink Control Information)라고 지칭한다. UCI는 HARQ-ACK/NACK (Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement/Negative-ACK), SR (Scheduling Request), CQI (Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indication), RI (Rank Indication) 정보 등을 포함한다.

LTE 시스템에서 UCI는 일반적으로 PUCCH를 통해 주기적으로 전송되지만, 제어정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH를 통해 전송될 수 있다. 또한, 네트워크의 요청/지시에 의해 PUSCH를 통해 UCI를 비주기적으로 전송할 수 있다.

1.2. 자원 구조

도 2는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2(a)는 타입 1 프레임 구조(frame structure type 1)를 나타낸다. 타입 1 프레임 구조는 전이중(full duplex) FDD(Frequency Division Duplex) 시스템과 반이중(half duplex) FDD 시스템 모두에 적용될 수 있다.

하나의 무선 프레임(radio frame)은 T_f= 307200*T_s= 10ms의 길이를 가지고, T_slot = 15360*T_s = 0.5ms의 균등한 길이를 가지며 0부터 19의 인덱스가 부여된 20개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 2개의 연속된 슬롯으로 정의되며, i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+1에 해당하는 슬롯으로 구성된다. 즉, 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 여기서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, T_s=1/(15kHz×2048)=3.2552×10^-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block)을 포함한다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함한다.

전이중 FDD 시스템에서는 각 10ms 구간 동안 10개의 서브프레임은 하향링크 전송과 상향링크 전송을 위해 동시에 이용될 수 있다. 이때, 상향링크와 하향링크 전송은 주파수 영역에서 분리된다. 반면, 반이중 FDD 시스템의 경우 단말은 전송과 수신을 동시에 할 수 없다.

상술한 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 서브 프레임의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2(b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임(radio frame)은 T_f= 307200*T_s= 10ms의 길이를 가지며, 153600*T_s = 5ms 길이를 가지는 2개의 하프프레임(half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 30720*T_s = 1ms의 길이를 가지는 5개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 2_i 와 2_i+1에 해당하는 각 T_slot = 15360*T_s = 0.5ms의 길이를 가지는 2개의 슬롯으로 구성된다. 여기에서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, T_s=1/(15kHz×2048)=3.2552×10^-8(약 33ns)로 표시된다.

타입 2 프레임에는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3가지의 필드로 구성되는 특별 서브프레임을 포함한다. 여기서, DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

다음 표 1은 특별 프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.

또한, LTE Rel-13 시스템에서는 특별 프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)가 하기 표와 같이 X (추가적인 SC-FDMA 심볼 개수, 상위 계층 파라미터 srs-UpPtsAdd 에 의해 제공되며, 상기 파라미터가 설정되지 않으면 X는 0과 같음)를 고려하여 설정되는 구성이 새로이 추가되었고, LTE Rel-14 시스템에서는 Special subframe configuration #10이 새로이 추가되었다. 여기서, UE는 하향링크 에서의 일반 CP를 위한 special subframeconfigurations {3, 4, 7, 8} 및 하향링크에서의 확장된 CP를 위한 special subframeconfigurations {2, 3, 5, 6}에 대해 2개의 추가 UpPTS SC-FDMA 심볼들이 설정될 것을 기대하지 않을 수 있다. 추가적으로, 상기 UE는 하향링크 에서의 일반 CP를 위한 special subframeconfigurations {1, 2, 3, 4, 6, 7, 8} 및 하향링크에서의 확장된 CP를 위한 special subframeconfigurations {1, 2, 3, 5, 6}에 대해 4개의 추가 UpPTS SC-FDMA 심볼들이 설정될 것을 기대하지 않을 수 있다. (The UE is not expected to be configured with 2 additional UpPTS SC-FDMA symbols for special subframeconfigurations {3, 4, 7, 8} for normal cyclic prefix in downlink and special subframeconfigurations {2, 3, 5, 6} for extended cyclic prefix in downlink and 4 additional UpPTS SC-FDMA symbols for special subframeconfigurations {1, 2, 3, 4, 6, 7, 8} for normal cyclic prefix in downlink and special subframeconfigurations {1, 2, 3, 5, 6} for extended cyclic prefix in downlink.)

도 3은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.

도 3을 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.

도 4는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH가 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH가 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 RB 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이러한 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.

도 5는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 5를 참조하면, 서브 프레임내의 첫 번째 슬롯에서 OFDM 심볼 인덱스 0부터 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH, PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Negative-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

2. 새로운 무선 접속 기술 (New Radio Access Technology) 시스템

더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 무선 접속 기술 (radio access technology, RAT)에 비해 향상된 단말 광대역 (mobile broadband) 통신에 대한 필요성이 대두되었다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브 (massive) MTC (Machine Type Communications) 역시 필요하게 되었다. 뿐만 아니라 신뢰성 (reliability) 및 지연 (latency) 에 민감한 서비스/UE 를 고려한 통신 시스템의 디자인이 제시되었다.

이와 같이 향상된 단말 광대역 통신 (enhanced mobile broadband communication), 매시브 MTC, URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 새로운 무선 접속 기술로써 새로운 무선 접속 기술 시스템이 제안되었다. 이하, 본 발명에서는 편의상 해당 기술을 New RAT 또는 NR (New Radio)이라 명명한다.

2.1. 뉴머롤로지들 (Numeriologies)

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 하기 표와 같은 다양한 OFDM 뉴머롤로지를 지원한다. 이때, 반송파 대역폭 부분 (carrier bandwidth part)별 μ 및 순환 전치 (Cyclic prefix) 정보는 하향링크 (DL) 또는 상향링크 (UL) 별로 각각 시그널링될 수 있다. 일 예로, 하향링크 반송파 대역폭 부분 (downlink carrier bandwidth part)을 위한 μ 및 순환 전치 (Cyclic prefix) 정보는 상위 계층 시그널링 DL-BWP-mu 및 DL-MWP-cp를 통해 시그널링될 수 있다. 다른 예로, 상향링크 반송파 대역폭 부분 (uplink carrier bandwidth part)을 위한 μ 및 순환 전치 (Cyclic prefix) 정보는 상위 계층 시그널링 UL-BWP-mu 및 UL-MWP-cp를 통해 시그널링될 수 있다

2.2. 프레임 구조

하향링크 및 상향링크 전송은 10ms 길이의 프레임으로 구성된다. 상기 프레임은 1ms 길이의 서브프레임이 10개 모여 구성될 수 있다. 이때, 각 서브프레임 별 연속하는 OFDM 심볼의 개수는

이다.

각 프레임은 2개의 동일한 크기를 갖는 하프-프레임(half frame)으로 구성될 수 있다. 이때, 각 하프-프레임은 각각 서브프레임 0 - 4 및 서브프레임 5- 9 로 구성될 수 있다.

부반송파 간격(subcarrier spacing) μ 에 대해, 슬롯은 하나의 서브프레임 내 오름차순으로

와 같이 넘버링되고, 하나의 프레임 내 오름차순으로

와 같이 넘버링될 수 있다. 이때, 하나의 슬롯내 연속하는 OFDM 심볼 개수 (

)는 순환 전치에 따라 하기 표와 같이 결정될 수 있다. 하나의 서브프레임 내 시작 슬롯 (

)은 동일한 서브프레임 내 시작 OFDM 심볼 (

) 과 시간 차원에서 정렬되어 있다 (aligned). 하기 표 4는 일반 순환 전치 (normal cyclic prefix)를 위한 슬롯별 / 프레임별/ 서브프레임별 OFDM 심볼의 개수를 나타내고, 표 5는 확장된 순환 전치 (extended cyclic prefix)를 위한 슬롯별 / 프레임별/ 서브프레임별 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 상기와 같은 슬롯 구조로써 자립적 슬롯 구조 (Self-contained slot structure)가 적용될 수 있다.

도 6은 본 발명에 적용 가능한 자립적 슬롯 구조 (Self-contained slot structure)를 나타낸 도면이다.

도 6에서 빗금친 영역 (예: symbol index =0)은 하향링크 제어 (downlink control) 영역을 나타내고, 검정색 영역 (예: symbol index =13)은 상향링크 제어 (uplink control) 영역을 나타낸다. 이외 영역 (예: symbol index = 1 ~ 12)은 하향링크 데이터 전송을 위해 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터 전송을 위해 사용될 수도 있다.

이러한 구조에 따라 기지국 및 UE는 한 개의 슬롯 내에서 DL 전송과 UL 전송을 순차적으로 진행할 수 있으며, 상기 하나의 슬롯 내에서 DL 데이터를 송수신하고 이에 대한 UL ACK/NACK도 송수신할 수 있다. 결과적으로 이러한 구조는 데이터 전송 에러 발생시에 데이터 재전송까지 걸리는 시간을 줄이게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연을 최소화할 수 있다.

이와 같은 자립적 슬롯 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신모드로 전환 또는 수신모드에서 송신모드로 전환을 위해서는 일정 시간 길이의 타입 갭(time gap)이 필요하다. 이를 위하여 자립적 슬롯 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM 심볼은 가드 구간 (guard period, GP)로 설정될 수 있다.

앞서 상세한 설명에서는 자립적 슬롯 구조가 DL 제어 영역 및 UL 제어 영역을 모두 포함하는 경우를 설명하였으나, 상기 제어 영역들은 상기 자립적 슬롯 구조에 선택적으로 포함될 수 있다. 다시 말해, 본 발명에 따른 자립적 슬롯 구조는 도 6과 같이 DL 제어 영역 및 UL 제어 영역을 모두 포함하는 경우 뿐만 아니라 DL 제어 영역 또는 UL 제어 영역만을 포함하는 경우도 포함할 수 있다.

일 예로, 슬롯은 다양한 슬롯 포맷을 가질 수 있다. 이때, 각 슬롯의 OFDM 심볼은 하향링크 ('D'로 표기함), 플렉시블('X'로 표기함), 상향링크 ('U'로 표기함)로 분류될 수 있다.

따라서, 하향링크 슬롯에서 UE는 하향링크 전송이 'D' 및 'X' 심볼들에서만 발생한다고 가정할 수 있다. 이와 유사하게, 상향링크 슬롯에서 UE는 상향링크 전송이 'U' 및 'X' 심볼에서만 발생한다고 가정할 수 있다.

2.3. 아날로그 빔포밍 (Analog beamforming)

밀리미터 파 (Millimeter Wave, mmW)에서는 파장이 짧아 동일 면적에 다수개의 안테나 요소(element)의 설치가 가능하다. 즉, 30GHz 대역에서 파장은 1cm이므로, 5 * 5 cm의 패널(panel)에 0.5 lambda(파장) 간격으로 2-차원 (2-dimension) 배열을 하는 경우 총 100개의 안테나 요소를 설치할 수 있다. 이에 따라, 밀리미터 파 (mmW)에서는 다수개의 안테나 요소를 사용하여 빔포밍 (beamforming, BF) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, 쓰루풋 (throughput)을 높일 수 있다.

이때, 안테나 요소 별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 각 안테나 요소는 TXRU(Transceiver Unit)을 포함할 수 있다. 이를 통해, 각 안테나 요소는 주파수 자원 별로 독립적인 빔포밍을 수행할 수 있다.

그러나 100여개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 아날로그 위상 시프터 (analog phase shifter)로 빔(beam)의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 아날로그 빔포밍 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 빔포밍이 어렵다는 단점을 갖는다.

이에 대한 해결 방안으로, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 하이브리드 빔포밍 (hybrid BF)를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 빔(beam)의 방향은 B개 이하로 제한될 수 있다.

도 7 및 도 8은 TXRU와 안테나 요소 (element)의 대표적인 연결 방식을 나타낸 도면이다. 여기서 TXRU 가상화 (virtualization) 모델은 TXRU의 출력 신호와 안테나 요소의 출력 신호의 관계를 나타낸다.

도 7은 TXRU가 서브 어레이 (sub-array)에 연결된 방식을 나타낸 도면이다. 도 7의 경우, 안테나 요소는 하나의 TXRU에만 연결된다.

반면, 도 8은 TXRU가 모든 안테나 요소에 연결된 방식을 나타낸 도면이다. 도 8의 경우, 안테나 요소는 모든 TXRU에 연결된다. 이때, 안테나 요소가 모든 TXRU에 연결되기 위하여 도 8에 도시된 바와 같이 별도의 덧셈기를 필요로 한다.

도 7 및 도 8에서, W는 아날로그 위상 시프터 (analog phase shifter)에 의해 곱해지는 위상 벡터를 나타낸다. 즉, W는 아날로그 빔포밍의 방향을 결정하는 주요 파라미터이다. 여기서 CSI-RS 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 1:1 또는 1:다(多) (1-to-many) 일 수 있다.

도 7의 구성에 따르면, 빔포밍의 포커싱이 어려운 단점이 있으나, 전체 안테나 구성을 적은 비용으로 구성할 수 있다는 장점이 있다.

도 8의 구성에 따르면, 빔포밍의 포커싱이 쉽다는 장점이 있다. 다만, 모든 안테나 요소에 TXRU가 연결되는 바, 전체 비용이 증가한다는 단점이 있다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서 복수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 빔포밍 (Digital beamforming) 및 아날로그 빔포밍 (Analog beamforming)을 결합한 하이브리드 빔포밍 (Hybrid beamforming) 기법이 적용될 수 있다. 이때, 아날로그 빔포밍 (또는 RF (Radio Frequency) 빔포밍)은 RF 단에서 프리코딩 (또는 콤바이닝 (Combining))을 수행하는 동작을 의미한다. 그리고, 하이브리드 빔포밍에서 베이스밴드 (Baseband) 단과 RF 단은 각각 프리코딩 (또는 콤바이닝)을 수행한다. 이로 인해 RF 체인 수와 D/A (Digital-to-Analog) (또는 A/D (Analog-to-Digital) 컨버터 수를 줄이면서도 디지털 빔포밍에 근접하는 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다.

설명의 편의상, 상기 하이브리드 빔포밍 구조는 N개 송수신단 (Transceiver unit, TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 이때, 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층 (Data layer)에 대한 디지털 빔포밍은 N * L (N by L) 행렬로 표현될 수 있다. 이후 변환된 N개 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환되고, 상기 변환된 신호에 대해 M * N (M by N) 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다.

도 9는 본 발명의 일 예에 따른 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서의 하이브리드 빔포밍 구조를 간단히 나타낸 도면이다. 이때, 상기 도 9에서 디지털 빔의 개수는 L개이며, 아날로그 빔의 개수는 N개이다.

추가적으로, 본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 기지국이 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여 특정한 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 빔포밍을 지원하는 방법을 고려하고 있다. 더 나아가, 도9와 같이 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널(panel)로 정의할 때, 본 발명에 따른 NR 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 빔포밍이 적용 가능한 복수의 안테나 패널을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.

상기와 같이 기지국이 복수의 아날로그 빔을 활용하는 경우, 단말 별로 신호 수신에 유리한 아날로그 빔이 다를 수 있다. 이에 따라, 본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 기지국이 특정 서브프레임 (SF) 내에서 심볼 별로 상이한 아날로그 빔을 적용하여 (적어도 동기 신호, 시스템 정보, 페이징 (Paging) 등) 신호를 전송함으로써 모든 단말이 수신 기회를 가질 수 있도록 하는 빔 스위핑 (Beam sweeping) 동작이 고려되고 있다.

도 10은 본 발명의 일 예에 따른 하향링크 (Downlink, DL) 전송 과정에서 동기 신호 (Synchronization signal)와 시스템 정보 (System information)에 대한 빔 스위핑 (Beam sweeping) 동작을 간단히 나타낸 도면이다.

도 10에 있어, 본 발명이 적용 가능한 NR 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 (Broadcasting) 방식으로 전송되는 물리적 자원 (또는 물리 채널)을 xPBCH (physical broadcast channel)으로 명명한다. 이때, 한 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 빔들은 동시에 전송될 수 있다.

또한, 도 10에 도시된 바와 같이, 본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 아날로그 빔 별 채널을 측정하기 위한 구성으로써 (특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 참조 신호 (Reference signal, RS)인 빔 참조 신호 (Beam RS, BRS)의 도입이 논의되고 있다. 상기 BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대응될 수 있다. 이때, BRS와 달리, 동기 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도록 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다.

3. 제안하는 실시예

이하에서는, 상기와 같은 기술적 사상에 기반하여 본 발명에서 제안하는 구성에 대해 보다 상세히 설명한다.

구체적으로, 본 발명에서는 기지국과 단말로 구성된 무선 통신 시스템에서 UL(uplink) 제어 신호 전송을 위한 물리 채널인 PUCCH (physical uplink control channel) 내 특정 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼에 대해 UCI (uplink control information)에 대한 변조 신호와 RS (reference signal)를 TDM (time division multiplexing) 방식으로 결합한 후 DFT (discrete Fourier transform) 연산 (또는 DFT Precoding)을 적용하는 경우, 수신단에서 UCI에 대한 변조 신호와 RS를 비교적 낮은 복잡도로 구분할 수 있도록 하는 PUCCH 전송 구조 및 수신 동작에 대해 상세히 설명한다. 이에 따라, 상기 DFT 연산 (또는 DFT Precoding)이 적용된 신호는 OFDM 심볼 내 전체 부반송파(들) 중 (연속한) 일부 부반송파(들)을 통해 전송될 수 있다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 데이터 스케줄링을 위한 기본 시간 단위로써 복수 개의 OFDM 심볼들로 구성된 슬롯이 정의되고, 특정 슬롯 내 (Decoding 관점의) 데이터 수신 성공 여부인 ACK/NACK (Acknowledgement/Negative Acknowledgement)이 가능한 빠르게 (기지국으로) 보고되도록 상기 ACK/NACK 정보 전송을 위한 물리 채널인 PUCCH가 도 6과 같이 데이터 채널과 TDM하여 비교적 짧은 시간 구간으로 전송될 수 있다. 일 예로, 단말은 특정 슬롯 내 DL 데이터에 대한 ACK/NACK 판정 이후 동일 슬롯 내 (시간 도메인에서) 뒤쪽 OFDM 심볼(들) 상 상기 ACK/NACK 정보를 PUCCH를 통해 기지국에게 보고할 수 있다.

상기 PUCCH는 ACK/NACK 정보 이외에도 CSI (channel state information) feedback, SR (scheduling request) 등의 중요한 UL 제어 정보를 포함할 수 있다. 이에, 상기 PUCCH는 넓은 전송 영역 (또는 UL Coverage)를 갖는 것이 바람직할 수 있다. 이를 위해 단말은 가능한 높은 (평균) 전송 전력으로 PUCCH 전송을 수행할 수 있어야 한다.

한편, 단말이 OFDM 기반의 신호를 전송할 때, PA (power amplifier)의 비선형성 문제로 전송 전력에 대한 제약이 발생할 수 있다. 일 예로, OFDM 신호의 PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) 값이 높은 경우, 시간 축 전송 신호의 Amplitude 가변 범위가 상기 PA의 선형 특성이 보장되는 입력 신호의 범위에 포함되도록 하기 위한 방법으로써 단말은 신호의 평균 전력을 낮춰주어야 한다. 따라서, 단말이 높은 (평균) 전송 전력으로 PUCCH 전송을 수행할 수 있도록 하기 위해 상기 PUCCH 신호가 낮은 PAPR 특성을 갖도록 설계하는 것이 바람직할 수 있다.

도 11은 본 발명의 일 예에 따른 PUCCH 구성 방법을 간단히 나타낸 도면이다.

단말의 PUCCH 전송 시 PAPR을 낮추는 한 방안으로써 단말은 UCI에 대한 변조 신호와 RS를 OFDM 심볼 내 특정 부반송파들을 통해 바로 전송하지 않고 도 11과 같은 방법을 통해 전송할 수 있다. 보다 구체적으로, 도 11에 도시된 바와 같이, 단말은 RS 심볼 L1개와 UCI에 대한 변조 신호 L2개를 TDM 방식으로 결합하여 M (=L1 + L2) 샘플을 생성한 뒤, 해당 샘플에 대해 M-point DFT 연산 (또는 DFT Precoding)을 적용한 이후 OFDM 심볼 내 특정 (연속한) M개 부반송파들을 통해 전송할 수 있다.

일반적으로 무선 신호가 채널을 거치게 되면 수신기에서는 송신 신호가 시간 지연이 다른 다중 경로로 전송된 것과 같이 표현될 수 있다. 따라서 상기와 같이 단말이 PUCCH 전송 시 특정 OFDM 심볼 내에서 UCI와 RS를 혼합하여 DFT Precoding을 적용한 후 전송하는 경우, UCI에 대한 변조 신호와 RS간에 별도의 가드 시간 (Guard time)이 없는 바 상호 간섭이 발생할 수 있다.

도 12는 복수 개의 경로 별로 신호가 수신되는 동작을 간단히 나타낸 도면이다.

도 12에서는, 서로 시간 지연이 다르고 h1, h2, h3, h4의 채널 이득을 갖는 4개의 채널의 다중 경로를 통해 PUCCH 신호 (예: RS 4개 샘플, 데이터 (예: UCI)에 대한 변조 신호 8개 샘플 (sample)이 TDM 방식으로 결합되어 12-point DFT Precoding 되고 이후 Subcarrier Mapping, 24-point IDFT (또는 FFT), Parallel to Serial, CP (Cyclic Prefix) insertion 과정을 거쳐 전송되는 신호)에 대해 각 경로 별 수신 신호를 도시한다. 이때, 최종 수신 신호는 다중 경로들을 통해 수신된 경로 별 수신 신호들의 합으로 표현될 수 있다.

도 12의 경우와 같이, 서로 다른 시간 축 신호 (예: UCI에 대한 변조 신호와 RS)가 채널의 다중 경로 지연으로 인한 상호 간섭을 겪는 경우, 수신 단에서는 데이터 (예: UCI)에 대한 변조 신호와 RS가 구분되지 않아 레이크 (Rake) 수신기 등의 복잡한 수신 기법을 필요로 할 수 있다.

이에, 본 발명에서는 단말이 특정 OFDM 심볼 내 전송에 대해 DFT Precoding 수행 전에 Data와 RS를 TDM 방식으로 결합한 뒤 DFT Precoding을 적용하여 PUCCH를 전송하는 경우, 수신 단에서 데이터 및 RS를 비교적 쉽게 구분할 수 있도록 하는 PUCCH 전송 구조 및 이에 대응한 수신 방안에 대해 상세히 설명한다.

여기서, 본 발명에서는 1개 또는 2개 OFDM 심볼로 구성된 PUCCH를 전송함에 있어 UCI와 RS를 한 OFDM 심볼 내에서 DFT Precoding 전에 TDM하여 보내는 경우 뿐만 아니라 1개 또는 2개 OFDM 심볼로 구성된 PUSCH를 전송함에 있어 UCI와 RS를 한 OFDM 심볼 내에서 DFT Precoding 전에 TDM하여 보내는 경우도 함께 고려될 수 있다.

이하, 본 발명에서는 설명의 편의상 NR 시스템에서의 UL 제어 신호의 전송 관점에서 본 발명에서 제안하는 구성에 대해 상세히 설명하나, 각 제안 방안의 동작 원리는 N-point DFT/IDFT 기반 OFDM 심볼 생성 시 DFT Precoding을 수행하는 임의의 무선 통신 시스템에 대해서도 확장 적용될 수 있다. 이에, 하기 설명에서는 신호를 전송하는 주체를 '송신기'라 명명하고, 상기 신호를 수신하는 주체를 '수신기'라 명명한다.

3.1. 시간 도메인에서의 UCI 및 RS 구분 (Separation of UCI and RS in time domain)

- 송신기에서 (N-point DFT/IDFT 기반 OFDM 심볼을 생성하기 전에) M-point (M≤N) DFT Precoding을 수행할 때, 상기 송신기는 상기 M-point DFT Precoding을 위한 M개 시간 축 샘플을 시간 축에서 RS에 대한 변조 신호들을 먼저 배치한 이후 Data에 대한 변조 신호들을 배치하고 그 이후 RS에 대한 변조 신호들 중 뒤쪽 일부 신호들의 복사본을 배치하여 구성할 수 있다.

구체적으로 RS가 r[0], r[1], r[2], ……, r[L1]으로 표현되고, Data가 d[0], d[1], d[2], ……, d[L2]으로 표현될 때, M-point DFT Precoding을 위한 M (= L1 + L2 + K)개 샘플은 하기 수학식과 같이 구성될 수 있다.

여기서, 상기 K 값 (또는 M과 K간 비율 또는 L1과 K간 비율)은 기지국과 단말 간 사전에 약속된 방식으로 결정되거나 또는 기지국이 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 또는 동적인 제어 신호 (예: L1/L2 signaling)로 설정할 수 있다.

기지국이 상위 계층 신호 또는 동적인 제어 신호로 K 값에 대한 복수의 상태들(States) 중 하나의 상태를 지시하는 경우, 각 상태에 대응되는 K 값은 OFDM 심볼에 대한 CP 길이 그리고/또는 DFT Precoding 대상 전송 샘플 수 (즉, M) 그리고/또는 (사전에 약속된 또는 기지국이 설정한) RS 오버헤드에 따라 다르게 해석될 수 있다.

기지국이 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 또는 동적인 제어 신호 (예: L1/L2 signaling)로 특정 비율 값 R (0<R≤1)을 설정하면, 단말은 상기 R 값을 토대로 사전에 약속된 방식에 따라 K 값을 산정할 수 있다. 일 예로, 단말은 상기 K 값을 K = ceil(M*R)과 같이 계산할 수 있다. 여기서, ceil(X)은 X보다 같거나 큰 정수 중 가장 작은 정수 값을 의미한다. 이때, K = 0을 가정한 경우의 RS 전송 샘플 수 L1, Data 전송 샘플 수 L2가 사전에 약속된 방식에 따라 또는 기지국으로부터 설정되는 경우, 단말은 상기 계산된 K 값 (K>0)에 대한 오버헤드 만큼 RS 전송 샘플 수를 줄이거나 (L1' = L1 - K) 또는 Data 전송 샘플 수를 줄일 수 있다 (L2' = L2 - K).

앞서 상술한 동작에 있어, RS를 Data로, Data를 RS로 치환하여서도 동일한 동작이 적용될 수 있다 (즉, Data에 대한 변조 신호들을 먼저 배치한 이후 RS에 대한 변조 신호들을 배치하고 그 이후 Data에 대한 변조 신호들 중 뒤쪽 일부 신호들의 복사본을 배치하여 구성할 수 있다).

도 12에 도시된 바와 같이, DFT Precoding의 입력 신호가 될 M개 샘플을 구성함에 있어, M-point DFT Precoding 이전에 RS의 뒤쪽 일부 신호들이 복사되어 뒤쪽에 위치하도록 배치될 수 있다.

도 13은 도 12의 구성에 있어 DFT Precoding 전에 RS의 마지막 2개 심볼을 복사하여 M개 샘플의 뒤쪽에 배치하는 동작을 간단히 나타낸 도면이다.

도 13의 구성에 따르면, OFDM 심볼에 대한 CP가 적용될 때, 상기 RS 뒤쪽 일부 신호들의 복사본이 CP에 복사됨으로써 RS 전송 관점에서는 마치 RS에 대한 CP가 적용된 것과 같은 효과를 얻을 수 있다.

도 13에 도시된 바와 같이, N-point DFT 구간 내 앞쪽 8개 샘플을 참고하면, 수신기는 RS와 함께 RS에 대한 CP가 전송된 것과 동일한 신호를 수신할 수 있다. 또한, 상기 (N-point DFT) 구간 내 뒤쪽 16개 샘플들에 대해서도 Data에 대한 12개 샘플과 RS에 대한 4개 샘플이 혼합됨으로써, 수신기는 해당 신호에 대해서도 CP가 적용된 것과 동일한 신호를 수신할 수 있다.

도 14는 본 발명에 적용 가능한 하나의 OFDM 심볼에 대한 RS 및 Data의 구성을 간단히 나타낸 도면이다.

앞서 상술한 구성을 보다 일반적으로 설명하면, 도 14에 도시된 바와 같이, 시간 축에서 RS와 Data가 순서대로 배치됨에 있어, 앞쪽 RS-A 부분 및 뒤쪽 RS-B 부분을 포함하는 RS 중 상기 RS-B에 대한 복사본을 Data 뒤에 배치하여 전체 OFDM 심볼이 구성될 수 있다.

이때, 하나의 OFDM 심볼에 대한 CP는 RS-B의 일부 또는 전체에 대한 복사본을 포함할 수 있다. 상기 RS-B에 대한 복사본을 OFDM 심볼 뒤쪽에 배치하는 과정은 도 13과 같이 DFT Precoding 전 단에서 수행되거나 또는 DFT Precoding, Subcarrier mapping, N-point IDFT (IFFT) 수행 이후에 생성되는 시간 축 신호에 대해서 수행될 수 있다.

정리하면, 본 절에서 제안하는 구성은 다음과 같다.

(1) 송신기는 DFT 전단에서 RS와 Data (예: UCI)를 TDM (즉, virtual frequency상으로 FDM) 형태로 배치함

이때, RS와 UCI는 일 예로, (entire) RS / (entire) UCI / (partial) RS 과 같이 배치될 수 있음. 여기서, partial RS이라 함은 entire RS의 마지막 일 부분에 해당할 수 있음 (즉, partial RS는 entire RS의 마지막 일부에 대한 복사본일 수 있음)

또는, 상기 RS와 UCI는 다른 예로, (entire) UCI / (entire) RS / (partial) UCI와 같이 배치될 수 있음. 여기서, partial UCI라 함은 entire UCI의 마지막 일부에 해당할 수 있음 (즉, partial UCI는 entire UCI의 마지막 일부에 대한 복사본일 수 있음)

또는, 상기 RS와 UCI는 또 다른 예로, (partial) RS / (entire) UCI / (entire) RS 와 같이 배치될 수 있음. 여기서, partial RS이라 함은 entire RS의 앞쪽 일부에 해당할 수 있음 (즉, partial RS는 entire RS의 앞쪽 일부에 대한 복사본일 수 있음)

또는, 상기 RS와 UCI는 또 다른 예로, (partial) UCI / (entire) RS / (entire) UCI 와 같이 배치될 수 있음. 여기서, partial UCI라 함은 entire UCI의 앞쪽 일부에 해당할 수 있음 (즉, partial UCI는 entire UCI의 앞쪽 일부에 대한 복사본일 수 있음)

또는, 상기 RS와 UCI는 다른 예로, (entire) UCI / (partial) RS / (entire) RS와 같이 배치될 수 있음. 여기서, partial RS라 함은 entire RS의 마지막 일부에 해당할 수 있음 (즉, partial RS는 entire RS의 마지막 일부에 대한 복사본일 수 있음)

(2) 이러한 상태에서, 송신기는 DFT 과정을 거친 output 신호에 대해 IFFT 과정을 수행하여 생성된 신호를 전송하도록 동작할 수 있음

(3) 상기와 같은 신호 전송 방법은 UCI 전송 뿐 아니라 UL data 전송 또는 DCI (Downlink Control Information) 또는 DL data 전송 또는 SCI (Sidelink Control Information) 또는 SL (Sidelink) data 전송에 대해서 동일하게 적용될 수 있음

(4) 또한, 상기와 같은 신호 전송 방법에서의 송신단/수신단은 단말/기지국으로만 국한되지 않으며, 실시예에 따라 송신단/수신단은 기지국/단말 또는 단말/단말로 확장 적용될 수 있음

도 15는 도 13의 일 예에 따른 N-point DFT 구간 내 샘플들이 Down-sampling된 형태를 간단히 나타낸 도면이다.

보다 구체적으로, 도 13에 있어 수신기가 CP 제거 후, N-point DFT (FFT), Subcarrier de-mapping, M-point IDFT를 수행할 경우, 도 13의 N-point DFT 구간 내 샘플들은 도 15와 같이 Down-sampling된 형태로 표현될 수 있다. 도 15에 있어, h1'과 h2'은 각각 신호가 전송된 협대역 (Narrow band) 내의 유효 채널 이득 (effective channel gain)을 나타낸다.

이후, 수신기는 도 15의 Time window 1 내에서 채널을 추정하고, Time window 2에 대해 DFT 연산을 적용한 뒤 주파수 축에서 상기 추정된 채널로 주파수 축 채널 값들을 보상한 뒤 (예: Equalizing), (채널 값들이 보상된 시간 구간 2 내 신호들에 대해) 다시 IDFT 연산을 적용하여 시간 축으로 환원하여 UCI만 추출할 수 있다.

앞서 상술한 구성에 따라 단말이 Data와 RS를 결합하여 DFT Precoding을 적용한 후 전송하는 경우, 수신기는 (OFDM 수신 심볼에 대한 N-point DFT (FFT), Subcarrier de-mapping, M-point IDFT 연산 적용 이후 또는 OFDM 수신 심볼에 대한 N-point DFT (FFT), Frequency domain filtering, N-point IDFT (IFFT) 연산 적용 이후) 수신 신호 내 (RS 길이에 대응되는 또는 비례하는) 앞쪽 시간 구간 (이하 '시간 구간 1'이라 명명함)에서 RS에 대해 (UCI의 간섭 없이) RS에 대한 CP가 적용된 형태의 신호를 수신하고, 이를 통해 시간 축 (또는 주파수 축) 연산으로 채널 추정을 수행할 수 있다.

도 16은 본 발명의 일 예에 따라 RS 신호를 통한 채널 추정을 수행하는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.

채널 추정 방안의 일 예로, 상기 시간 구간 1 내 RS 신호를 통해 채널 추정을 수행할 때, 도 16과 같이, 수신기는 수신 신호 내 전체 샘플 중 상기 시간 구간 1 내 샘플들을 제외한 나머지 샘플들의 값을 0으로 처리하고 (M-point 또는 N-point) DFT 연산을 적용하여 주파수 축에서 (DFT 변환된) RS와 주파수 별 채널 이득이 곱해진 형태의 신호를 얻을 수 있다. 이후 상기 수신기는 수신기의 구현 방식에 따른 주파수 축 채널 추정 기법을 적용하여 채널을 추정할 수 있다.

또한 상기 시간 구간 1 이후 (UCI 길이와 RS 뒤쪽 일부 신호들에 대한 복사본 길이의 합에 대응되는 또는 비례하는) 시간 구간 (이하 '시간 구간 2'라 함)에서 수신기는 UCI와 RS 뒤쪽 일부 신호에 대한 복사본이 혼합된 신호에 대해 상기 혼합 신호에 대한 CP가 적용된 형태로 해당 신호를 수신할 수 있다.

도 17은 본 발명의 다른 예에 따라 RS 신호를 통한 채널 추정을 수행하는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.

도 17에 도시된 바와 같이, 수신기는 상기 혼합 신호로부터 UCI를 추출하기 위해 상기 시간 구간 2 내 샘플들을 제외한 나머지 샘플들의 값을 0으로 처리하고, (M-point 또는 N-point) DFT 연산을 적용하여 주파수 축에서 미리 시간 구간 1에서 추정된 채널로 채널 값들을 보상한 다음, 다시 (M-point 또는 N-point) IDFT 연산을 적용하여 시간 축으로 복원한 이후 RS 뒤쪽 일부 신호들의 복사본에 대응되는 샘플들을 제거할 수 있다. 상기와 같은 과정을 통해, 상기 기지국은 상기 혼합 신호로부터 UCI를 추출할 수 있다.

다른 예로, 수신기는 상기 시간 구간 1 내 RS 신호를 통해 채널 추정을 수행할 때, 상기 수신기는 수신 신호 내 상기 시간 구간 1 내 샘플들에 대해 DFT 연산을 적용하여 주파수 축에서 (DFT 변환된) RS와 주파수 별 채널 이득이 곱해진 형태의 신호를 얻을 수 있다. 이때, 상기 수신기는 수신기의 구현 방식에 따른 주파수 축 채널 추정 기법을 적용하여 채널을 추정할 수 있다.

보다 구체적으로, 상기 수신기는 상기 혼합 신호로부터 UCI를 추출하기 위해 상기 시간 구간 2 내 샘플들에 대해 DFT 연산을 적용하여 주파수 축 신호로 변환하고, 시간 구간 1에서 추정된 채널을 시간 구간 2의 샘플 수에 맞게 Oversampling하여 상기 시간 구간 2 내 샘플들을 DFT변환한 신호의 주파수 별 채널 값들을 보상한 다음, 다시 IDFT 연산으로 시간 축 신호를 만들어 UCI 전송 구간에 대응되는 샘플들만을 추출할 수 있다.

앞서 상술한 구성은 RS와 Data 전송 구조에 대한 제약 또는 신호 오버헤드를 최소화 하면서 비교적 쉬운 구현으로 RS와 Data 간 구분을 지원할 수 있다. 일 예로, 일반적인 ISI (inter symbol interference) 제거 방안으로써 RS 앞쪽에 RS에 대한 CP를 추가하고 Data 앞쪽에 Data에 대한 CP를 추가하는 경우, 추가적인 CP 오버헤드가 발생할 수 있다.

본 발명에 적용 가능한 변형 예로, 송신기에서 M-point DFT Precoding 수행을 위한 M개 시간 축 샘플을 구성할 때, 시간 축에서 RS에 대한 CP (이하 RS-CP)를 배치한 후 RS에 대한 변조 신호들을 배치하고 이후 Data에 대한 변조 신호들을 배치하는 방법이 적용될 수 있다. 보다 구체적으로, RS가 r[0], r[1], r[2], ……, r[L1]으로 표현되고, Data가 d[0], d[1], d[2], ……, d[L2]으로 표현될 때, 송신기는 M-point DFT Precoding을 위한 M (= L1 + L2 + K)개 샘플을 하기 수학식과 같이 구성할 수 있다.

이때, 상기 K 값 (또는 M과 K간 비율 또는 L1과 K간 비율)은 기지국과 단말 간 사전에 약속된 방식으로 결정되거나 또는 기지국이 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 또는 동적인 제어 신호 (예: L1/L2 signaling)를 통해 설정할 수 있다.

도 18은 본 발명에 따라 수신기가 신호를 수신하는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.

본 발명의 변형 예로, 수신기는 수신 신호 내 (RS 길이에 대응되는 또는 비례하는) 시간 구간에 포함된 앞쪽의 RS-CP 길이에 대응되는 시간 구간 내 일부 샘플들과 뒤쪽의 상기 RS-CP 길이에 대응되는 시간 구간 내 일부 샘플들을 Swapping함으로써, 앞서 상술한 바에 따라 생성된 신호는 RS와 RS에 대한 CP가 적용된 형태의 신호 전송 구간 (시간 구간 1)과 UCI와 RS-CP가 TDM으로 혼합된 신호와 해당 혼합 신호에 대한 CP가 적용된 형태의 신호 전송 구간 (시간 구간 2)을 가질 수 있다. 이때, 수신기의 채널 추정 및 Data 추출 방법은 앞서 상술한 방식과 유사한 방식이 적용될 수 있다.

앞서 상술한 구성은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.2. 주파수 도메인에서의 UCI 및 RS 구분 (Separation of UCI and RS in frequency domain)

송신기에서 M-point DFT Precoding 수행을 위한 M = K*L개 시간 축 샘플을 구성할 때, 상기 송신기는 시간 축에서 RS와 Data를 TDM 방식으로 결합하여 L개 샘플을 구성한 뒤, 상기 L개 샘플을 K번 반복한 형태로 M개 샘플을 구성하고, 상기 M개 샘플 내 m번째 (m = 0, 1, ……, M-1) 샘플 X[m]이 RS인지 Data인지의 여부에 따라 다음과 같이 위상 회전 (Phase rotation)을 적용할 수 있다.

(1) X[m]가 RS인 경우

X[m]' = X[m] * exp(j*2π*k0*m/M), k0 ∈ {0, 1, ……, K-1}, k0 ≠ k1

(2) X[m]가 Data인 경우

X[m]' = X[m] * exp(j*2π*k1*m/M), k1 ∈ {0, 1, ……, K-1}, k0 ≠ k1

여기서, 상기 K 값 (또는 M과 L간 비율)은 기지국과 단말 간 사전에 약속된 방식으로 결정되거나 또는 기지국이 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 또는 동적인 제어 신호 (예: L1/L2 signaling)를 통해 설정할 수 있다.

도 19는 본 발명의 일 예에 따라 생성된 시간 축 신호를 간단히 나타낸 도면이다.

RS가 2개 샘플, Data가 4개 샘플이고, M=12에 대해 M-point DFT Precoding을 수행하는 경우, 도 19에 도시된 바와 같이, 송신기는 2번(=K) 반복된 형태의 시간 축 신호를 생성할 수 있다.

이어, 상기 송신기는 상기 M개 샘플 중 m번째 (m = 0, 1, ……, M-1) 샘플이 RS이면 위상을 바꾸지 않고, 만약 Data이면 exp(j*2π*1*m/M)의 값을 곱하여 위상 회전을 적용할 수 있다. (즉, k0 = 0, k1 = 1)

도 20은 본 발명의 일 예에 따라 RS와 데이터가 주파수 축에서 구분되는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.

도 20에 도시된 바와 같이, RS와 Data는 DFT Precoding 이후 각각 Odd 콤브 자원과 Even 콤프 자원으로 구성되어 주파수 축에서 RS와 Data가 구분될 수 있다.

따라서, 수신기는 주파수 축에서 RS와 Data를 구분하고, RS 기반 채널 추정을 우선적으로 수행한 후, 추정된 채널을 활용하여 Data에 대한 복조를 수행할 수 있다.

보다 일반적으로, 송신기는 M-point DFT Precoding 전 단에서 앞서 상술한 바와 같이 L개 샘플 내 P (≤ K)개의 신호를 TDM 방식으로 결합한 뒤 K번 반복하여 DFT Precoding을 위한 M개 샘플을 구성할 수 있다. 이어, 상기 송신기는 상기 P개 신호들 내 각 신호를 주파수 축에서 K개 Comb 자원 중 하나의 형태로 전송할 수 있다.

구체적으로, 송신기가 M-point DFT Precoding 수행을 위한 M = K*L개 시간 축 샘플을 구성할 때, 상기 송신기는 시간 축에서 P (≤ K)개 Signal을 TDM 방식으로 결합하여 L개 샘플을 구성한 뒤, 상기 L개 샘플을 K번 반복한 형태로 M개 샘플을 구성하고, 상기 M개 샘플 내 m번째 (m = 0, 1, ……, M-1) 샘플 X[m]이 어떤 신호인지 여부에 따라 다음과 같이 위상 회전을 적용할 수 있다.

1) X[m]가 p0번째 신호인 경우

X[m]' = X[m] * exp(j*2π*k0*m/M), k0 ∈ {0, 1, ……, K-1}

2) X[m]가 p1 (≠ p0)번째 신호인 경우

X[m]' = X[m] * exp(j*2π*k1*m/M), k1 ∈ {0, 1, ……, K-1}, k1 ≠ k0

3) X[m]가 p2 (≠ p0 이고 ≠ p1)번째 신호인 경우

X[m]' = X[m] * exp(j*2π*k2*m/M), k2 ∈ {0, 1, ……, K-1}, k2 ≠ k0 이고 k2 ≠ k1

앞서 상술한 구성에 따르면, 전송할 Data의 페이로드 크기가 충분히 작아 자원이 많이 필요하지 않을 때, RS와 Data를 주파수 축에서 온전히 구분해 내면서 Low PAPR 특성을 달성할 수 있다.

도 21은 본 발명의 일 예에 따른 단말의 신호 전송 방법을 간단히 나타낸 도면이다.

먼저, 단말은 하나의 심볼에 매핑되는 참조 신호 (reference signal; RS)와 데이터에 대한 시간 축 샘플을 생성한다 (S2110). 이때, 상기 시간 축 샘플은 시간 축 방향으로 제1 RS 샘플, 데이터 샘플, 제2 RS 샘플 순서로 구성될 수 있다.

여기서, 상기 데이터 샘플은 상향링크 제어 정보 (uplink control information; UCI) 샘플일 수 있다.

또한, 상기 단말이 시간 축 샘플을 생성하는 방법으로는 하기와 같이 다양한 방법이 적용될 수 있다.

먼저, 상기 제1 RS 샘플로는 상기 제2 RS 샘플에 포함된 일부 샘플이 적용될 수 있다.

또는, 반대로, 상기 제2 RS 샘플로는 상기 제1 RS 샘플에 포함된 일부 샘플이 적용될 수 있다.

여기서, 상기 RS 샘플이라 함은, 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 또는 위상 트랙킹 참조 신호 (Phase Tracking Reference Signal; PT-RS) 등이 적용될 수 있다.

이어, 상기 단말은 상기 생성된 시간 축 샘플에 대해 전환 프리코딩 (transform precoding)을 적용하여 생성된 신호를 상기 기지국으로 전송한다 (S2120).

여기서, 상기 전환 프리코딩으로는 상기 생성된 시간 축 샘플에 대한 DFT (Discrete Fourier Transform) 프리코딩이 적용될 수 있다.

이에 대응하여, 기지국은 하기와 같은 방법을 통해 상기 신호를 수신할 수 있다.

먼저, 기지국은 상기 단말로부터 신호를 수신한다. 이어, 상기 기지국은 상기 수신된 신호 중 제1 시간 윈도우 내 샘플에 대해 DFT (Discrete Fourier Transform) 연산을 적용하여 전송 채널을 추정한다. 그리고, 상기 기지국은 상기 추정된 전송 채널을 이용해 상기 수신된 신호 중 제2 시간 윈도우 내 샘플에 대해 채널 값을 보상함으로써 데이터 샘플을 추출하고, 상기 추출된 데이터 샘플에 기반하여 데이터 정보를 획득한다.

상기 설명한 제안 방식에 대한 일례들 또한 본 발명의 구현 방법들 중 하나로 포함될 수 있으므로, 일종의 제안 방식들로 간주될 수 있음은 명백한 사실이다. 또한, 상기 설명한 제안 방식들은 독립적으로 구현될 수 도 있지만, 일부 제안 방식들의 조합 (또는 병합) 형태로 구현될 수 도 있다. 상기 제안 방법들의 적용 여부 정보 (또는 상기 제안 방법들의 규칙들에 대한 정보)는 기지국이 단말에게 사전에 정의된 시그널 (예: 물리 계층 시그널 또는 상위 계층 시그널)을 통해서 알려주도록 규칙이 정의될 수 가 있다.

4. 장치 구성

도 22는 제안하는 실시 예가 구현될 수 있는 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다. 도 22에 도시된 단말 및 기지국은 앞서 설명한 단말과 기지국 간 신호 송수신 방법의 실시 예들을 구현하기 위해 동작한다.

단말(UE: User Equipment, 1)은 상향링크에서는 송신단으로 동작하고, 하향링크에서는 수신단으로 동작할 수 있다. 또한, 기지국(eNB 또는 gNB, 100)은 상향링크에서는 수신단으로 동작하고, 하향링크에서는 송신단으로 동작할 수 있다.

즉, 단말 및 기지국은 정보, 데이터 및/또는 메시지의 전송 및 수신을 제어하기 위해 각각 송신기(Transmitter: 10, 110) 및 수신기(Receiver: 20, 120)를 포함할 수 있으며, 정보, 데이터 및/또는 메시지를 송수신하기 위한 안테나(30, 130) 등을 포함할 수 있다.

또한, 단말 및 기지국은 각각 상술한 본 발명의 실시 예들을 수행하기 위한 프로세서(Processor: 40, 140)와 프로세서의 처리 과정을 임시적으로 또는 지속적으로 저장할 수 있는 메모리(50, 150)를 각각 포함할 수 있다.

이와 같이 구성된 단말(1)은 프로세서(40)를 통해 하나의 심볼에 매핑되는 참조 신호 (reference signal; RS)와 데이터에 대한 시간 축 샘플을 생성한다. 여기서, 상기 시간 축 샘플은 시간 축 방향으로 제1 RS 샘플, 데이터 샘플, 제2 RS 샘플 순서로 구성된다. 이어, 상기 단말(1)은 송신기(10)를 통해 상기 생성된 시간 축 샘플에 대해 전환 프리코딩 (transform precoding)을 적용하여 생성된 신호를 상기 기지국(100)으로 전송한다.

이에 대응하여, 기지국(100)은 수신기(120)를 통해 상기 단말로부터 신호를 수신한다. 이어, 상기 기지국(100)은 프로세서(140)를 통해 상기 수신된 신호 중 제1 시간 윈도우 내 샘플에 대해 DFT (Discrete Fourier Transform) 연산을 적용하여 전송 채널을 추정하고, 상기 추정된 전송 채널을 이용해 상기 수신된 신호 중 제2 시간 윈도우 내 샘플에 대해 채널 값을 보상함으로써 데이터 샘플을 추출한다. 이어, 상기 기지국(100)은 프로세서(140)를 통해 상기 추출된 데이터 샘플에 기반하여 데이터 정보를 획득한다.

단말 및 기지국에 포함된 송신기 및 수신기는 데이터 전송을 위한 패킷 변복조 기능, 고속 패킷 채널 코딩 기능, 직교주파수분할다중접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 패킷 스케줄링, 시분할듀플렉스(TDD: Time Division Duplex) 패킷 스케줄링 및/또는 채널 다중화 기능을 수행할 수 있다. 또한, 도 22의 단말 및 기지국은 저전력 RF(Radio Frequency)/IF(Intermediate Frequency) 유닛을 더 포함할 수 있다.

한편, 본 발명에서 단말로 개인휴대단말기(PDA: Personal Digital Assistant), 셀룰러폰, 개인통신서비스(PCS: Personal Communication Service) 폰, GSM(Global System for Mobile) 폰, WCDMA(Wideband CDMA) 폰, MBS(Mobile Broadband System) 폰, 핸드헬드 PC(Hand-Held PC), 노트북 PC, 스마트(Smart) 폰 또는 멀티모드 멀티밴드(MM-MB: Multi Mode-Multi Band) 단말기 등이 이용될 수 있다.

여기서, 스마트 폰이란 이동통신 단말기와 개인 휴대 단말기의 장점을 혼합한 단말기로서, 이동통신 단말기에 개인 휴대 단말기의 기능인 일정 관리, 팩스 송수신 및 인터넷 접속 등의 데이터 통신 기능을 통합한 단말기를 의미할 수 있다. 또한, 멀티모드 멀티밴드 단말기란 멀티 모뎀칩을 내장하여 휴대 인터넷시스템 및 다른 이동통신 시스템(예를 들어, CDMA(Code Division Multiple Access) 2000 시스템, WCDMA(Wideband CDMA) 시스템 등)에서 모두 작동할 수 있는 단말기를 말한다.

본 발명의 실시 예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시 예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시 예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시 예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 예를 들어, 소프트웨어 코드는 메모리 유닛(50, 150)에 저장되어 프로세서(40, 140)에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치할 수 있으며, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 기술적 아이디어 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

본 발명의 실시 예들은 다양한 무선접속 시스템에 적용될 수 있다. 다양한 무선접속 시스템들의 일례로서, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 또는 3GPP2 시스템 등이 있다. 본 발명의 실시 예들은 상기 다양한 무선접속 시스템뿐 아니라, 상기 다양한 무선접속 시스템을 응용한 모든 기술 분야에 적용될 수 있다. 나아가, 제안한 방법은 초고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

Claims

무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 신호를 전송하는 방법에 있어서,
하나의 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼에 매핑되는 참조 신호 (reference signal; RS)와 데이터에 대한 시간 축 샘플을 생성하되, 상기 시간 축 샘플은 시간 축 방향으로 제1 RS 샘플, 데이터 샘플, 제2 RS 샘플 순서로 구성되고; 및
상기 생성된 시간 축 샘플에 대해 전환 프리코딩 (transform precoding)을 적용하여 생성된 신호를 상기 기지국으로 전송;하는 것을 포함하는, 단말의 신호 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 데이터 샘플은 상향링크 제어 정보 (uplink control information; UCI) 샘플인, 단말의 신호 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 제1 RS 샘플은 상기 제2 RS 샘플에 포함된 일부 샘플인, 단말의 신호 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 제2 RS 샘플은 상기 제1 RS 샘플에 포함된 일부 샘플인, 단말의 신호 전송 방법.
제 4항에 있어서,
상기 제1 RS 샘플이 순서대로 제3 RS 샘플 및 제4 RS 샘플로 구성되는 경우,
상기 제2 RS 샘플은 상기 제4 RS 샘플과 동일한 샘플인, 단말의 신호 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 전환 프리코딩은, 상기 생성된 시간 축 샘플에 대한 DFT (Discrete Fourier Transform) 프리코딩인, 단말의 신호 전송 방법.
무선 통신 시스템에서 기지국이 단말로부터 신호를 수신하는 방법에 있어서,
상기 단말로부터 신호를 수신;
상기 수신된 신호 중 제1 시간 윈도우 내 샘플에 대해 DFT (Discrete Fourier Transform) 연산을 적용하여 전송 채널을 추정;
상기 추정된 전송 채널을 이용해 상기 수신된 신호 중 제2 시간 윈도우 내 샘플에 대해 채널 값을 보상함으로써 데이터 샘플을 추출; 및
상기 추출된 데이터 샘플에 기반하여 데이터 정보를 획득;하는 것을 포함하는, 기지국의 신호 수신 방법.
무선 통신 시스템에서 기지국으로 신호를 전송하는 단말에 있어서,
송신부; 및
상기 송신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되,
상기 프로세서는 하나의 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼에 매핑되는 참조 신호 (reference signal; RS)와 데이터에 대한 시간 축 샘플을 생성하도록 구성되고,
상기 시간 축 샘플은 시간 축 방향으로 제1 RS 샘플, 데이터 샘플, 제2 RS 샘플 순서로 구성되고,
상기 프로세서는 상기 생성된 시간 축 샘플에 대해 전환 프리코딩 (transform precoding)을 적용하여 생성된 신호를 상기 기지국으로 전송하도록 구성되는, 단말.
무선 통신 시스템에서 단말과 임의 접속 절차를 수행하는 기지국에 있어서,
수신부; 및
상기 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되,
상기 프로세서는,
상기 단말로부터 신호를 수신;
상기 수신된 신호 중 제1 시간 윈도우 내 샘플에 대해 DFT (Discrete Fourier Transform) 연산을 적용하여 전송 채널을 추정;
상기 추정된 전송 채널을 이용해 상기 수신된 신호 중 제2 시간 윈도우 내 샘플에 대해 채널 값을 보상함으로써 데이터 샘플을 추출; 및
상기 추출된 데이터 샘플에 기반하여 데이터 정보를 획득;하도록 구성되는, 기지국.