KR101830741B1 - 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법 - Google Patents
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Abstract
방송 신호들을 송신하는 방법 및 장치를 설명한다. 방송 신호 송신 장치는 서비스 데이터를 인코딩하는 인코더, 인코딩된 서비스 데이터를 포함하는 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 생성하는 프레임 빌더, 생성된 적어도 하나 이상의 신호 프레임의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식을 이용하여 모듈레이팅하는 모듈레이터 및 상기 모듈레이팅된 데이터를 포함하는 방송 신호들을 전송하는 전송부를 포함할 수 있다.
Description
본 발명은 방송 신호를 송신하는 방송 신호 송신 장치, 방송 신호를 수신하는 방송 신호 수신 장치 및 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법에 관한 것이다.
아날로그 방송 신호에 대한 송출의 중단 시점이 다가오면서, 디지털 방송 신호를 송수신하기 위한 다양한 기술들이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 대용량의 비디오/오디오 데이터를 포함할 수 있으며, 비디오/오디오 데이터 외에도 다양한 부가 데이터를 포함할 수 있다.
즉, 디지털 방송을 위한 디지털 방송 시스템은 HD(High Definition)급의 영상과 다채널의 음향 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 다만, 고용량의 데이터 전송을 위한 데이터 전송 효율, 송수신 네트워크의 강인성(robustness) 및 모바일 수신 장비를 고려한 네트워크의 유연성(flexibility)은 여전히 개선해야 하는 과제이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법은 서비스 데이터를 인코딩하는 단계, 인코딩된 서비스 데이터를 포함하는 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 생성하는 단계, 생성된 적어도 하나 이상의 신호 프레임의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식을 이용하여 모듈레이팅하는 단계 및 상기 모듈레이팅된 데이터를 포함하는 방송 신호들을 전송하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명은 다양한 방송 서비스를 제공하기 위하여 서비스의 특성에 따라 데이터를 처리함으로서, 서비스나 서비스 콤포넌트 별로 QoS를 조절할 수 있다.
본 발명은 다양한 방송 서비스를 동일한 RF 신호 대역폭을 통해 전송하므로서 전송상의 유연성(flexibility)을 확보할 수 있다.
본 발명은 MIMO 시스템을 사용함으로써 데이터 전송 효율을 높이고 방송 신호 송수신의 강건성(Robustness)을 증가시킬 수 있다.
따라서 본 발명에 따르면 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈을 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 17은 본 발명의 제 1 방식에 따른 페이즈 트랜지션과 관련된 그래프이다.
도 18은 본 발명의 제 2 방식에 따른 페이즈 트랜지션의 개념도이다.
도 19는 본 발명의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정을 나타낸다.
도 20은 종래 기술에 따른 주파수 차원에서의 페이즈 트랜지션의 개념도이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 트랜지션을 나타내는 개념도이다.
도 22는 본 발명의 제 1 방식에 따른 페이즈 트랜지션을 나타내는 도면이다.
도 23은 본 발명의 제 2 방식의 페이즈 트랜지션의 개념도의 다른 실시예이다.
도 24는 본 발명의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정의 다른 실시예를 나타낸다.
도 25는 본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션을 나타내는 수학식이다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정을 나타낸다.
도 28는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법의 플로우 차트이다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법의 플로우 차트이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈을 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 17은 본 발명의 제 1 방식에 따른 페이즈 트랜지션과 관련된 그래프이다.
도 18은 본 발명의 제 2 방식에 따른 페이즈 트랜지션의 개념도이다.
도 19는 본 발명의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정을 나타낸다.
도 20은 종래 기술에 따른 주파수 차원에서의 페이즈 트랜지션의 개념도이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 트랜지션을 나타내는 개념도이다.
도 22는 본 발명의 제 1 방식에 따른 페이즈 트랜지션을 나타내는 도면이다.
도 23은 본 발명의 제 2 방식의 페이즈 트랜지션의 개념도의 다른 실시예이다.
도 24는 본 발명의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정의 다른 실시예를 나타낸다.
도 25는 본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션을 나타내는 수학식이다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정을 나타낸다.
도 28는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법의 플로우 차트이다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법의 플로우 차트이다.
이하 상기의 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다. 이때 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 함을 밝혀두고자 한다.
본 발명은 차세대 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송수신 할 수 있는 장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 및 UHDTV 서비스등을 포함하는 개념이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송신 장치 및 방법은 지상파 방송 서비스를 위한 베이스 프로파일(base profile), 모바일 방송 서비스를 위한 핸드헬드 프로파일 (handheld profile) 및 UHDTV 서비스를 위한 어드밴스드 프로파일 (advanced profile)로 구별될 수 있다. 이 경우, 베이스 프로파일은 지상파 방송 서비스 및 모바일 방송 서비스 모두를 위한 프로파일로서 사용될 수 있다. 즉, 베이스 프로파일은 모바일 프로파일을 포함하는 프로파일의 컨셉을 정의하기 위해 사용될 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경가능하다.
본 발명은 상술한 차세대 방송 서비스를 위한 방송 신호를 비MIMO(non-MIMO, Multi Input Multi Output) 방식 또는 MIMO 방식으로 처리하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 비MIMO 방식은 MISO (Multi Input Single Output), SISO (Single Input Single Output) 방식 등을 포함할 수 있다.
이하에서, MISO 또는 MIMO의 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 인풋 포맷팅(Input formatting) 모듈(1000), 코딩 앤 모듈레이션 (coding & modulation) 모듈(1100), 프레임 스트럭쳐 (frame structure) 모듈(1200), 웨이브폼 제너레이션(waveform generation) 모듈(1300) 및 시그널링 제너레이션 (signaling generation) 모듈(1400)을 포함할 수 있다. 이하 각 모듈의 동작을 중심으로 설명한다.
도 1 에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 입력 신호로서 MPEG-TS 스트림, IP 스트림 (v4/v6) 그리고 GS (Generic stream)를 입력받을 수 있다. 또한 입력 신호를 구성하는 각 스트림의 구성에 관한 부가 정보(management information)를 입력받고, 입력받은 부가 정보를 참조하여 최종적인 피지컬 레이어 신호(physical layer signal)를 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈(1000)은 입력된 스트림들을 코딩 (coding) 및 모듈레이션(modulation)을 수행하기 위한 기준 또는 서비스 및 서비스 컴포넌트 기준에 따라 나누어 복수의 로지컬 (logical) DP들 (또는 DP들 또는 DP 데이터)를 생성할 수 있다. DP는 피지컬 레이어 단의 로지컬 채널로서, 서비스 데이터 또는 관련 메타 데이터를 운반할 수 있으며, 적어도 하나 이상의 서비스 또는 적어도 하나 이상의 서비스 콤포넌트를 운반할 수 있다. 또한 DP를 통해 전송되는 데이터를 DP 데이터라 호칭할 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈(1000)은 생성된 각각의 DP를 코딩 및 모듈레이션 을 수행하기 위해 필요한 블록 단위로 나누고, 전송효율을 높이거나 스케쥴링을 하기 위해 필요한 일련의 과정들을 수행할 수 있다. 구체적인 내용은 후술한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)은 인풋 포맷팅 모듈(1000)으로부터 입력받은 각각의 DP에 대해서 FEC(forward error correction) 인코딩 을 수행하여 전송채널에서 발생할 수 있는 에러를 수신단에서 수정할 수 있도록 한다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)은 FEC 출력의 비트 데이터를 심볼 데이터로 전환하고, 인터리빙을 수행하여 채널에 의한 버스트 에러(burst error)를 수정 할 수 있다. 또한 도 1에 도시된 바와 같이 두 개 이상의 전송 안테나(Tx antenna)를 통해 전송하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)은 처리한 데이터를 각 안테나로 출력하기 위한 데이터 통로 (또는 안테나 통로) 나누어 출력할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)은 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)에서 출력된 데이터를 신호 프레임(또는 프레임)에 매핑할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)은 인풋 포맷팅 모듈(1000)에서 출력된 스케쥴링 정보를 이용하여 매핑을 수행할 수 있으며, 추가적인 다이버시티 게인(diversity gain)을 얻기 위하여 신호 프레임 내의 데이터에 대하여 인터리빙을 수행할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 출력된 신호 프레임들을 최종적으로 전송할 수 있는 형태의 신호로 변환시킬 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 수신기에서 전송 시스템의 신호 프레임을 획득할 수 있도록 하기 위하여 프리앰블 시그널(또는 프리앰블)을 삽입하고, 전송채널을 추정하여 왜곡을 보상할 수 있도록 레퍼런스 신호(reference signal)를 삽입할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 다중 경로 수신에 따른 채널 딜레이 스프레드(channel delay spread)에 의한 영향을 상쇄시키기 위해서 가드 인터벌(guard interval)을 두고 해당 구간에 특정 시퀀스를 삽입할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 부가적으로 출력 신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)와 같은 신호특성을 고려하여 효율적인 전송에 필요한 과정을 수행할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 시그널링 제너레이션 모듈(1400)은 입력된 부가정보및 인풋 포맷팅 모듈(1000), 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100) 및 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 발생된 정보를 이용하여 최종적인 시그널링 정보(physical layer signaling 정보, 이하 PLS 정보라 호칭)을 생성한다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 시그널링 정보를 복호화하여 수신된 신호를 디코딩할 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 및 UHDTV 서비스등을 제공할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 서로 다른 서비스를 위한 신호들을 시간 영역에서 멀티플렉싱하여 전송할 수 있다.
도 2 내지 도 4는 도 1에서 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈(1000)의 실시예를 나타낸 도면이다. 이하 각 도면에 대해 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다. 도 2는 인풋 신호가 싱글 인풋 스트림인 경우의 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸다.
도 2에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈은 모드 어댑테이션 모듈(2000)과 스트림 어댑테이션 모듈(2100)을 포함할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이 모드 어댑테이션 모듈(2000)은 인풋 인터페이스(input interface) 블록(2010), CRC-8 인코더(CRC-8 encoder) 블록(2020) 및 BB 헤더 인설션(BB header insertion) 블록(2030)을 포함할 수 있다. 이하 각 블록에 대해 간략히 설명한다.
인풋 인터페이스 블록(2010)은 입력된 싱글 인풋 스트림을 추후 FEC(BCH/LDPC)를 수행하기 위한 BB(baseband) 프레임 길이 단위로 나눠서 출력할 수 있다.
CRC-8 인코더 블록(2020)은 각 BB 프레임의 데이터에 대해서 CRC 인코딩을 수행하여 리던던시(redundancy) 데이터를 추가할 수 있다.
이후, BB 헤더 인설션 블록(2030)은 모드 어댑테이션 타임(Mode Adaptation Type (TS/GS/IP)), 유저 패킷 길이(User Packet Length), 데이터 필드 길이(Data Field Length), 유저 패킷 싱크 바이트(User Packet Sync Byte), 데이터 필드 내의 유저 패킷 싱크 바이트의 스타트 어드레스(Start Address), 하이 이피션시 모드 인디케이터(High Efficiency Mode Indicator), 인풋 스트림 싱크로나이제이션 필드(Input Stream Synchronization Field) 등 정보를 포함하는 헤더를 BB 프레임에 삽입할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 스트림 어댑테이션 모듈(2100)은 패딩 인설션(Padding insertion) 블록(2110) 및 BB 스크램블러(BB scrambler) 블록(2120)을 포함할 수 있다. 이하 각 블록에 대해 간략히 설명한다.
패딩 인설션 블록(2110)은 모드 어댑테이션 모듈(2000)로부터 입력받은 데이터가 FEC 인코딩에 필요한 입력 데이터 길이보다 작은 경우, 패딩 비트를 삽입하여 필요한 입력 데이터 길이를 가지도록 출력할 수 있다.
BB 스크램블러 블록(2120)은 입력된 비트 스트림에 대해 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)을 이용하여 XOR을 수행하여 랜더마이즈 할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 인풋 포맷팅 모듈은 최종적으로 DP를 코딩 앤 모듈레이션 모듈로 출력할 수 있다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다. 도 3은 인풋 신호가 멀티플 인풋 스트림들인 경우의 인풋 포맷팅 모듈의 모드 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
멀티플 인풋 스트림들을 처리하기 위한 인풋 포맷팅 모듈의 모드 어댑테이션 모듈은 각 인풋 스트림을 독립적으로 처리할 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이, 멀티플 인풋 스트림들을 각각 처리 하기 위한 모드 어댑테이션 모듈(3000)은 인풋 인터페이스(input interface) 블록, 인풋 스트림 싱크로나이저(input stream synchronizer) 블록, 컴펀세이팅 딜레이(compensating delay) 블록, 널 패킷 딜리션(null packet deletion) 블록, CRC-8 인코더(CRC-8 encoder) 블록 및 BB 해더 인설션(BB header insertion) 블록을 포함할 수 있다. 이하 각 블록에 대해 간략히 설명한다.
인풋 인터페이스 블록, CRC-8 인코더 블록 및 BB 헤더 인설션 블록의 동작들은 도 2에서 설명한 바와 같으므로 생략한다.
인풋 스트림 싱크로나이저 블록(3100)은 ISCR(Input Stream Clock Reference) 정보를 전송하여, 수신단에서 TS 혹은 GS 스트림을 복원하는데 필요한 타이밍 정보를 삽입할 수 있다.
컴펀세이팅 딜레이 블록(3200)은 인풋 스트림 싱크로나이저 블록에 의해 발생된 타이밍 정보와 함께 송신 장치의 데이터 프로세싱에 따른 DP들간 딜레이가 발생한 경우, 수신 장치에서 동기를 맞출 수 있도록 입력 데이터를 지연시켜서 출력할 수 있다.
널 패킷 딜리션 블록(3300)은 불필요하게 전송될 입력 널 패킷을 제거하고, 제거된 위치에 따라 제거된 널 패킷의 개수를 삽입하여 전송할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
구체적으로 도 4는 인풋 신호가 멀티플 인풋 스트림인 경우의 인풋 포맷팅 모듈의 스트림 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 멀티플 인풋 스트림 (multiple input streams)인 경우의 인풋 포맷팅 모듈의 스트림 어댑테이션 모듈은 스케쥴러(scheduler)(4000), 1-프레임 딜레이(1-frame delay) 블록(4100), 인밴드 시그널링 또는 패딩 인설션(In-band signaling or padding insertion) 블록(4200), PLS 생성(PLS, physical layer signaling, generation) 블록(4300) 및 BB 스크램블러(BB scrambler) 블록(4400)을 포함할 수 있다. 이하 각 블록의 동작에 대해 설명한다.
스케쥴러 (4000)는 듀얼 극성(dual polarity)을 포함한 다중 안테나를 사용하는 MIMO 시스템을 위한 스케쥴링 을 수행할 수 있다. 또한 스케쥴러 (4000)는 도 1에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈 내의 비트 투 셀 디먹스(bit to cell demux) 블록, 셀 인터리버(cell interleaver) 블록, 타임 인터리버(time interleaver) 블록등 각 안테나 경로를 위한 신호 처리 블록들에 사용될 파라미터들을 발생시킬 수 있다.
1-프레임 딜레이 블록(4100)은 DP 내에 삽입될 인밴드 시그널링등을 위해서 다음 프레임 에 대한 스케쥴링 정보가 현재 프레임에 전송될 수 있도록 입력 데이터를 하나의 신호 프레임만큼 지연시킬 수 있다.
인밴드 시그널링 또는 패딩 인설션 블록(4200)은 한 개의 신호 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 PLS-다이나믹 시그널링(dynamic signaling) 정보를 삽입할 수 있다. 이 경우, 인밴드 시그널링 또는 패딩 인설션 블록(4200)은 패딩을 위한 공간이 있는 경우에 패딩 비트를 삽입하거나, 인밴드 시그널링 정보를 패딩 공간에 삽입할 수 있다. 또한, 스케쥴러(4000)는 인밴드 시그널링과 별개로 현재 프레임에 대한 PLS-다이나믹 시그널링 정보를 출력할 수 있다. 따라서 후술할 셀 맵퍼는 스케쥴러 (4000)에서 출력한 스케쥴링 정보에 따라 입력 셀들을 매핑 할 수 있다.
PLS 생성 블록(4300)은 인밴드 시그널링을 제외하고 신호 프레임의 프리앰블 심볼(preamble symbol)이나 스프레딩 되어 데이터 심볼 등에 전송될 PLS 데이터 (또는 PLS)를 생성할 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS 데이터 는 시그널링 정보로 호칭할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS 데이터는 PLS-프리 정보와 PLS-포스트 정보로 분리될 수 있다. PLS-프리 정보는 방송 신호 수신 장치가 PLS-포스트 정보를 디코딩하는데 필요한 파라미터들과 스태틱(static) PLS 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, PLS-포스트 정보는 방송 신호 수신 장치가 DP 를 디코딩하는데 필요한 파라미터를 포함할 수 있다. 상술한 DP를 디코딩하는데 필요한 파라미터는 다시 스태틱 PLS 시그널링 정보 및 다이나믹 PLS 시그널링 정보로 분리될 수 있다. 스태틱 PLS 시그널링 정보 는 수퍼 프레임에 포함된 모든 프레임에 공통적으로 적용될 수 있는 파라미터로 수퍼 프레임 단위로 변경될 수 있다. 다이나믹 PLS 시그널링 정보는 수퍼 프레임에 포함된 프레임마다 다르게 적용될 수 있는 파라미터로, 프레임 단위로 변경될 수 있다. 따라서 수신 장치는 PLS-프리 정보를 디코딩하여 PLS-포스트 정보를 획득하고, PLS-포스트 정보를 디코딩하여 원하는 DP를 디코딩할 수 있다.
BB 스크램블러 블록(4400)은 최종적으로 웨이브폼 제너레이션 블록 의 출력 신호의 PAPR 값이 낮아지도록 PRBS를 발생시켜서 입력 비트열과 XOR시켜서 출력할 수 있다. 도 4에 도시된 바와 같이 BB 스크램블러 블록(4400)의 스크램블링은 DP와 PLS 모두에 대해 적용될 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, 스트림 어댑테이션 모듈은 최종적으로 각 data pipe를 코딩 앤 모듈레이션 모듈로 출력할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 5의 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 도 1에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)의 일 실시예에 해당한다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 및 UHDTV 서비스등을 제공할 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치가 제공하고자 하는 서비스의 특성에 따라 QoS (quality of service)가 다르기 때문에 각 서비스에 대응하는 데이터가 처리되는 방식이 달라져야 한다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 입력된 DP들에 대하여 각각의 경로별로 SISO, MISO와 MIMO 방식을 독립적으로 적용하여 처리할 수 있다. 결과적으로 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 각 DP를 통해 전송하는 서비스나 서비스 콤포넌트 별로 QoS를 조절할 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 SISO 방식을 위한 제 1 블록(5000), MISO 방식을 위한 제 2 블록(5100), MIMO 방식을 위한 제 3 블록(5200) 및 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(5300)을 포함할 수 있다. 도 5에 도시된 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 일 실시예에 불과하며 설계자의 의도에 따라 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 제 1 블록(5000) 및 제 4 블록(5300)만을 포함할 수도 있고, 제 2 블록(5100) 및 제 4 블록(5300)만을 포함할 수도 있고, 제 3 블록(5200) 및 제 4 블록(5300)만을 포함할 수도 있다. 즉 설계자의 의도에 따라 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 각 DP를 동일하게 또는 다르게 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다.
이하 각 블록에 대해 설명한다.
제 1 블록(5000)은 입력된 DP를 SISO 처리하기 위한 블록으로 FEC 인코더(FEC encoder) 블록(5010), 비트 인터리버(bit interleaver) 블록(5020), 비트 투 셀 디먹스(bit to cell demux) 블록(5030), 컨스텔레이션 맵퍼(constellation mapper) 블록(5040), 셀 인터리버(cell interleaver) 블록(5050) 및 타임 인터리버(time interleaver) 블록(5060)을 포함할 수 있다.
FEC 인코더 블록(5010)은 입력된 DP에 대하여 BCH 인코딩과 LDPC 인코딩을 수행하여 리던던시를 추가하고, 전송채널상의 오류를 수신단에서 정정하여 FEC 블록을 출력할 수 있다.
비트 인터리버 블록(5020)은 FEC 인코딩이 수행된 데이터의 비트열을 인터리빙 룰(rule)에 의해서 인터리빙하여 전송채널 중에 발생할 수 있는 버스트 에러 에 대해 강인성을 갖도록 처리할 수 있다. 따라서 QAM 심볼에 K 페이딩(deep fading) 혹은 이레이져(erasure)가 가해진 경우, 각 QAM 심볼에는 인터리빙된 비트들이 매핑되어 있으므로 전체 코드워드 비트들 중에서 연속된 비트들에 오류가 발생하는 것을 막을 수 있다.
비트 투 셀 디먹스 블록(5030)은 입력된 비트열의 순서와 컨스텔레이션 매핑 룰을 모두 고려하여 FEC 블록내 각 비트들이 적절한 강인성(robustness)를 갖고 전송될 수 있도록 입력 비트열의 순서를 결정하여 출력할 수 있다.
또한, 비트 인터리버 블 5020은 FEC 인코더 블 5010 과 컨스텔레이션 맵퍼 블록 5040 사이에 위치하며, 수신단의 LDPC 디코을 고려하여, FEC 인코더 블록 5010 에서 수행한 LDPC인코딩의 출력 비트를 컨스텔레이션 맵퍼 블록의 서로 다른 신뢰성(reliability) 및 최적의 값을 갖는 비트 포지션(bit position)과 연결시키는 역할을 수행할 수 있다. 따라서 비트 투 셀 디먹스 블록(5030)은 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해 대체 될 수 있다.
컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)은 입력된 비트 워드를 하나의 컨스텔레이션에 매핑할 수 있다. 이 경우 컨스텔레이션 맵퍼 블록은 추가적으로 로테이션 앤 Q-딜레이(rotation & Q-delay)를 수행할 수 있다. 즉, 컨스텔레이션 맵퍼 블록은 입력된 컨스텔레이션들을 로테이션 각도(rotation angle)에 따라 로테이션 시킨 후에 I(In-phase) 성분과 Q(Quadrature-phase) 성분으로 나눈 후에 Q 성분만을 임의의 값으로 딜레이시킬 수 있다. 이후 페어로 된 I 성분과 Q 성분을 이용해서 새로운 컨스텔레이션으로 재매핑할 수 있다.
또한 컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)은 최적의 컨스텔레이션 포인트들을 찾기 위하여 2차원 평면상의 컨스텔레이션 포인트들을 움직이는 동작을 수행할 수 있다. 이 과정을 통해 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)의 용량(capacity)은 최적화 될 수 있다. 또한, 컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)은 IQ 밸런스드 컨스텔레이션 포인트들(IQ-balanced constellation points)과 로테이션 방식을 이용하여 상술한 동작을 수행할 수 있다. 또한, 컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)은 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해 대체될 수 있다.
셀 인터리버 블록(5050)은 한 개의 FEC 블록에 해당하는 셀들을 랜덤 하게 섞어서 출력하여, 각 FEC 블록에 해당하는 셀들이 각 FEC 블록마다 서로 다른 순서로 출력할 수 있다.
타임 인터리버 블록(5060)은 여러 개의 FEC 블록에 속하는 cell들을 서로 섞어서 출력할 수 있다. 따라서 각 FEC 블록의 셀들은 타임 인터리빙 뎁스(depth)만큼의 구간내에 분산되어 전송되므로 다이버시티 게인을 획득할 수 있다.
제 2 블록(5100)은 입력된 DP를 MISO 처리하기 위한 블록으로 도 5에 도시된 바와 같이 제 1 블록(5000)과 동일하게 FEC 인코더 블록, 비트 인터리버 블록, 비트 투 셀 디먹스 블록, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록 및 타임 인터리버 블록을 포함할 수 있으나, MISO 프로세싱(processing) 블록(5110)을 더 포함한다는 점에서 차이가 있다. 제 2 블록(5100)은 제 1 블록(5000)과 마찬가지로 입력부터 타임 인터리버까지 동일한 역할의 과정을 수행하므로, 동일한 블록들에 대한 설명은 생략한다.
MISO 프로세싱 블록(5110)은 입력된 일련의 셀들에 대해서 전송 다이버시티(transmit diversity)를 주는 MISO 인코딩 매트릭스 에 따라 인코딩을 수행하고, MISO 프로세싱된 데이터를 두 개의 경로들을 통해 출력할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 MISO 프로세싱은 OSTBC(orthogonal space time block coding)/OSFBC (orthogonal space frequency block coding, 일명 Alamouti coding)을 포함할 수 있다.
제 3 블록(5200)은 입력된 DP를 MIMO 처리하기 위한 블록으로 도 5에 도시된 바와 같이 제 2 블록(5100)과 동일하게 FEC 인코더 블록, 비트 인터리버 블록, 비트 투 셀 디먹스 블록, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록 및 타임 인터리버 블록을 포함할 수 있으나, MIMO 프로세싱 블록(5220)을 포함한다는 점에서 데이터 처리 과정의 차이가 있다.
즉, 제 3 블록(5200)의 경우, FEC 인코더 블록 및 비트 인터리버 블록은 제 1 및 2 블록(5000, 5100)과 구체적인 기능은 다르지만 기본적인 역할은 동일하다.
비트 투 셀 디먹스 블록(5210)은 MIMO 프로세싱의 입력 개수와 동일한 개수의 출력 비트열을 생성하여 MIMO 프로세싱을 위한 MIMO path를 통해 출력할 수 있다. 이 경우, 비트 투 셀 디먹스 블록(5210)은 LDPC와 MIMO 프로세싱의 특성을 고려하여 수신단의 디코딩 성능을 최적화하도록 설계될 수 있다.
컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록, 타임 인터리버 블록 역시 구체적인 기능은 다를 수 있지만 기본적인 역할은 제 1 및 2 블록(5000, 5100)에서 설명한 바와 동일하다. 또한 도 5에 도시된 바와 같이, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록, 타임 인터리버 블록들은 비트 투 셀 디먹스블록에서 출력된 출력 비트열을 처리하기 위하여, MIMO 프로세싱을 위한 MIMO 경로들의 개수만큼 존재할 수 있다. 이 경우, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록, 타임 인터리버 블록들은 각 경로를 통해 입력되는 데이터들에 대하여 각각 동일하게 동작하거나 혹은 독립적으로 동작할 수 있다.
MIMO 프로세싱 블록(5220)은 입력된 두 개의 입력 셀들에 대해서 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 프로세싱을 수행하고 MIMO 프로세싱된 데이터를 두 개의 경로들을 통해 출력할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 인코딩 매트릭스는 SM 매트릭스(spatial multiplexing), 골든 코드(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code), 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다.
제 4 블록(5300)은 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 블록으로, SISO 또는 MISO 프로세싱을 수행할 수 있다.
제 4 블록(5300)에 포함된 비트 인터리버 블록, 비트 투 셀 디먹스 블록, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록, 타임 인터리버 블록 및 MISO 프로세싱 블록 등은 상술한 제 2 블록(5100)에 포함된 블록들과 구체적인 기능은 다를 수 있지만 기본적인 역할은 동일하다.
제 4 블록(5300)에 포함된 FEC 인코더(Shortened/punctured FEC encoder(LDPC/BCH)) 블록(5310)은 입력 데이터의 길이가 FEC 인코딩을 수행하는데 필요한 길이보다 짧은 경우를 대비한 PLS 경로를 위한 FEC 인코딩 방식을 사용하여 PLS 데이터를 처리할 수 있다. 구체적으로, FEC 인코더 블록(5310)은 입력 비트열에 대해서 BCH 인코딩을 수행하고, 이후 노멀 LDPC 인코딩에 필요한 입력 비트열의 길이만큼 제로 패딩(zero padding)을 수행 하고, LDPC 인코딩을 한 후에 패딩된 제로들을 제거하여 이펙티브 코드 레이트(effective code rate)가 DP와 같거나 DP보다 낮도록 패리티 비트(parity bit)를 펑처링(puncturing)할 수 있다.
상술한 제 1 블록(5000) 내지 제 4 블록(5300)에 포함된 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 최종적으로 각 경로별로 처리된 DP, PLS-프리 정보, PLS-포스트 정보를 프레임 스트럭쳐 모듈로 출력할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈을 나타낸 도면이다.
도 6에 도시된 프레임 스트럭쳐 모듈은 도 1에서 설명한 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)의 일 실시예에 해당한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 블록은 적어도 하나 이상의 셀 맵퍼((pair-wise) cell-mapper)(6000), 적어도 하나 이상의 딜레이 보상 (delay compensation) 모듈(6100) 및 적어도 하나 이상의 블록 인터리버((pair-wise) block interleaver)(6200)을 포함할 수 있다. 셀 맵퍼 (6000), 딜레이 보상 모듈(6100) 및 블록 인터리버 (6200)의 개수는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 이하 각 모듈의 동작을 중심으로 설명한다.
셀 맵퍼(6000)는 코딩 앤 모듈레이션 모듈로부터 출력된 SISO 또는 MISO 또는 MIMO 처리된 DP에 대응하는 셀들, DP간 공통으로 적용될 수 있는 커먼 데이터(common data)에 대응하는 셀들, PLS-프리/포스트 정보에 대응하는 셀들을 스케쥴링 정보에 따라 신호 프레임에 할당(또는 배치) 할 수 있다. 커먼 데이터는 전부 또는 일부의 DP들간에 공통으로 적용될 수 있는 시그널링 정보를 의미하며, 특정 DP를 통해 전송될 수 있다. 커먼 데이터를 전송하는 DP를 커먼 DP (common DP)라 호칭할 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경가능하다.
본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치가 2개의 출력 안테나를 사용하고, 상술한 MISO 프로세싱에서 알라모우티 코딩(Alamouti coding)을 사용하는 경우, 알라모우티 인코딩에 의한 오소고널리티(orthogonality)를 유지하기 위해서 셀 맵퍼(6000)는 페어 와이즈 셀 매핑(pair-wise cell mapping)을 수행할 수 있다. 즉, 셀 맵퍼(6000)는 입력 셀들에 대해서 연속된 두 개의 셀들을 하나의 단위로 처리하여 신호 프레임에 매핑할 수 있다. 따라서 각 안테나의 출력 경로에 해당하는 입력 경로 내의 페어로 된 셀들은 신호 프레임 내 서로 인접한 위치에 할당될 수 있다.
딜레이 보상 블록(6100)은 다음 신호 프레임에 대한 입력 PLS 데이터 셀을 한 신호 프레임만큼 딜레이하여 현재 신호 프레임에 해당하는 PLS 데이터를 획득할 수 있다. 이 경우, 현재 신호 프레임의 PLS 데이터 는 현재 신호 프레임내의 프리앰블 영역을 통해 전송될 수 있으며, 다음 신호 프레임에 대한 PLS 데이터는 현재 신호 프레임내의 프리앰블 영역 또는 현재 신호 프레임의 각 DP내의 인밴드 시그널링을 통해서 전송될 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
블록 인터리버(6200)는 신호 프레임의 단위가 되는 전송 블록내의 셀들을 인터리빙함으로써 추가적인 다이버시티 게인을 획득할 수 있다. 또한 블록 인터리버(6200)는 상술한 페어 와이즈 셀 매핑이 수행된 경우, 입력 셀들에 대해서 연속된 두 개의 셀들을 하나의 단위로 처리하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 따라서 블록 인터리버(6200)에서 출력 되는 셀들은 동일한 두 개의 연속된 cell들이 될 수 있다.
페어 와이즈 매핑 및 페어 와이즈 인터리빙이 수행되는 경우, 적어도 하나 이상의 셀 맵퍼와 적어도 하나 이상의 블록 인터리버는 각각의 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해서 동일하게 동작하거나 혹은 독립적으로 동작할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 프래임 스트럭쳐 모듈은 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 웨이브폼 제너레이션 모듈로 출력할 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 7에 도시된 웨이브폼 제너레이션 모듈은 도 1에서 설명한 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)의 일 실시예에 해당한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈은 도 6에서 설명한 프레임 스트럭쳐 모듈에서 출력된 신호 프레임들을 입력받고 출력하기 위한 안테나의 개수만큼 신호 프레임들을 변조하여 전송할 수 있다.
구체적으로 도 7에 도시된 웨이브폼 제너레이션 모듈은 m 개의 Tx 안테나를 사용하는 송신 장치의 웨이브폼 제너레이션 모듈의 실시예로서, m개의 경로만큼 입력된 프레임을 변조하여 출력하기 위한 m개의 처리 블록들을 포함할 수 있다. m개의 처리 블록들은 모두 동일한 처리 과정을 수행할 수 있다. 이하에서는 m개의 처리 블록 중 첫번째 처리 블록(7000)의 동작을 중심으로 설명한다.
첫번째 처리 블록(7000)은 레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션(reference signal insertion & PAPR reduction) 블록(7100), 인버스 웨이브폼 트랜스폼 (Inverse waveform transform) 블록(7200), PAPR 리덕션 (PAPR reduction in time) 블록(7300), 가드 시퀀스 인설션 (Guard sequence insertion) 블록(7400), 프리앰블 인설션 (preamble insertion) 블록(7500), 웨이브폼 프로세싱 (waveform processing) 블록(7600), 타 시스템 인설션 (other system insertion) 블록(7700) 및 DAC (Digital Analog Conveter) 블록(7800)을 포함할 수 있다.
레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션 블록(7100)은 각 신호 블록마다 정해진 위치에 레퍼런스 신호들을 삽입하고, 타임 도메인에서의 PAPR 값을 낮추기 위해서 PAPR 리덕션 스킴(reduction scheme)을 적용할 수 있다다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템인 경우, 레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션 블록(7100)은 액티브 서브 케리어들의 일부를 사용하지 않고 보존(reserve)하는 방법을 사용할 수 있다. 또한 레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션 블록(7100)은 방송 송수신 시스템에 따라 PAPR 리덕션 스킴을 추가 특징으로서 사용하지 않을 수도 있다.
인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(7200)은 전송채널의 특성과 시스템 구조를 고려하여 전송효율 및 유연성(flexibility)이 향상되는 방식으로 입력 신호를 트팬스폼하여 출력할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템의 경우 인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(7200)은 인버스 FFT 오퍼레이션(Inverse FFT operation)을 사용하여 주파수 영역의 신호를 시간 영역으로 변환하는 방식을 사용할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 싱글 캐리어 시스템인 경우, 인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록은 웨이브폼 제너레이션 모듈 내에서 사용되지 않을 수도 있다.
PAPR 리덕션 블록(7300)은 입력된 신호에 대해서 시간영역에서 PAPR를 낮추기 위한 방법을 적용할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템의 경우, PAPR 리덕션 블록(7300)은 간단하게 피크 앰플리튜드(peak amplitude)를 클리핑(clipping)하는 방법을 사용할 수도 있다. 또한 PAPR 리덕션 블록(7300)은 추가 특징으로 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템에 따라 사용되지 않을 수도 있다.
가드 시퀀스 인설션 블록(7400)은 전송채널의 딜레이 스프레드(delay spread)에 의한 영향을 최소화하기 위해서 인접한 신호 블록간에 가드 인터벌을 두고, 필요한 경우 특정 시퀀스를 삽입할 수 있다. 따라서 수신 장치는 동기화나 채널추정을 용이하게 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템의 경우, 가드 시퀀스 인설션블록(7400)은 OFDM 심볼의 가드 인터벌 구간에 사이클릭 프레픽스(cyclic prefix)를 삽입할 수도 있다.
프리앰블 인설션 블록(7500)은 수신 장치가 타겟팅하는 시스템 신호를 빠르고 효율적으로 디텍팅할 수 있도록 송수신 장치간 약속된 노운 타임(known type)의 신호(프리앰블 또는 프리앰블 심볼)을 전송 신호에 삽입할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템의 경우, 프리앰블 인설션 블록(7500)은 여러 개의 OFDM 심볼들로 구성된 신호 프레임을 정의하고, 매 신호 프레임의 시작 부분에 프리앰블을 삽입할 수 있다. 따라서, 프리앰블은 기본 PSL 데이터를 운반할 수 있으며, 각 신호 프레임의 시작 부분에 위치할 수 있다.
웨이브폼 프로세싱 블록(7600)은 입력 베이스밴드 신호에 대해서 채널의 전송특성에 맞도록 웨이브폼 프로세싱 을 수행할 수 있다. 웨이브폼 프로세싱 블록(7600)은 일 실시예로서 전송신호의 아웃 오브 밴드 에미션(out-of-band emission)의 기준을 얻기 위해 SRRC 필터링(square-root-raised cosine filtering)을 수행하는 방식을 사용할 수도 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 멀티 캐리어 시스템인 경우, 웨이브폼 프로세싱 블록(7600)은 사용되지 않을 수도 있다.
타 시스템 인설션 블록(7700)은 동일한 RF 신호 대역폭 내에 서로 다른 두 개 이상의 방송 서비스를 제공하는 방송 송수신 시스템의 데이터를 함께 전송할 수 있도록 복수의 방송 송수신 시스템의 신호들을 시간 영역에서 멀티플렉싱할 수 있다. 이 경우 서로 다른 두 개 이상의 시스템이란 서로 다른 방송 서비스를 전송하는 시스템을 의미한다. 서로 다른 방송 서비스는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 등을 의미할 수 있다. 또한 각 방송 서비스와 관련된 데이터는 서로 다른 프레임을 통해 전송될 수 있다.
DAC 블록(7800)은 입력 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하여 출력할 수 있다. DAC 블록(7800)에서 출력된 신호는 m 개의 출력 안테나를 통해 전송될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 안테나는 수직 (vertical) 또는 수평(horizontal) 극성(polarity)을 가질 수 있다.
또한 상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치는 도 1에서 설명한 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치에 대응될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치는 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 (synchronization & demodulation) 모듈(8000), 프레임 파싱 (frame parsing) 모듈(8100), 디매핑 앤 디코딩 (demapping & decoding) 모듈(8200), 아웃풋 프로세서 (output processor) (8300) 및 시그널링 디코딩 (signaling decoding) 모듈(8400)을 포함할 수 있다. 이하 각 모듈의 동작을 중심으로 설명한다.
싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈(8000)은 블록은 m개의 수신 안테나를 통해 입력 신호를 수신하고, 수신 장치에 대응하는 시스템에 대한 신호의 디텍팅 과 싱크로나이제이션(synchronization)을 수행하고, 송신단에서 수행한 방식의 역과정에 해당하는 디모듈레이션(demodulation)을 수행할 수 있다.
프레임 파싱 모듈(8100)은 입력된 신호 프레임을 파싱 하고 사용자가 선택한 서비스를 전송하는 데이터를 추출 할 수 있다. 프레임 파싱 모듈(8100)은 송신 장치에서 인터리빙을 수행한 경우, 이에 대한 역과정으로서 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 추출해야 할 신호 및 데이터의 위치는 시그널링 디코딩 모듈(8400)에서 출력된 데이터를 디코딩하여 송신 장치에서 수행한 스케쥴링 정보 등을 복원하여 획득할수 있다.
디매핑 앤 디코딩 모듈(8200)은 입력 신호를 비트 도메인의 데이터로 변환한 이후에 필요한 경우에 디인터리빙 과정을 수행할 수 있다. 디매핑 앤 디코딩 모듈(8200)은 전송 효율을 위해 적용된 매핑에 대해 디매핑을 수행하고, 전송채널 중에 발생된 에러에 대해서 디코딩을 통해 에러 정정을 수행할 수 있다. 이 경우, 디매핑 앤 디코딩 모듈(8200)은 시그널링 디코딩모듈(8400)에서 출력된 데이터를 디코딩하여 디매핑과 디코딩에 필요한 전송 파라미터들을 획득할 수 있다.
아웃풋 프로세서 (8300)는 송신 장치에서 전송효율을 높이기 위해 적용한 다양한 압축/신호처리 과정의 역과정을 수행할 수 있다. 이 경우, 아웃풋 프로세서 (8300)는 시그널링 디코딩 모듈(8400)에서 출력된 데이터로부터 필요한 제어 정보를 획득할 수 있다. 아웃풋 프로세서 (8300)의 최종 출력은 송신 장치에 입력된 신호에 해당하며, MPEG-TS, IP 스트림 (v4 or v6) 및 GS(generic stream)가 될 수 있다.
시그널링 디코딩 모듈(8400)은 디모듈레이팅된 신호로부터 PLS 정보을 획득할 수 있다. 상술한 바와 같이, 프레임 파싱 모듈(8100), 디매핑 앤 디코딩 모듈(8200) 및 아웃풋 프로세서 (8300)는 시그널링 디코딩 모듈(8400)에서 출력된 데이터를 이용하여 해당 모듈의 기능을 수행할 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 9에 도시된 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈은 도 8에서 설명한 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 9에 도시된 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈은 도 7에서 설명한 웨이브폼 제너레이션 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
도 9에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈은 m 개의 Rx 안테나를 사용하는 수신 장치의 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈의 실시예로서, m개의 경로만큼 입력된 신호를 복조하여 출력하기 위한 m개의 처리 블록들을 포함할 수 있다. m개의 처리 블록들은 모두 동일한 처리 과정을 수행할 수 있다. 이하에서는 m개의 처리 블록 중 첫번째 처리 블록(9000)의 동작을 중심으로 설명한다.
첫번째 처리 블록(9000)은 튜너 (tuner) (9100), ADC 블록(9200), 프리앰블 디텍터 (preamble dectector) (9300), 가드 시퀀스 디텍터 (guard sequence detector) (9400), 웨이브폼 트랜스폼 (waveform transmform) 블록(9500), 타임/프리퀀시 싱크 (Time/freq sync) 블록(9600), 레퍼런스 신호 디텍터 (Reference signal detector) (9700), 채널 이퀄라이저 (Channel equalizer) (9800) 및 인버스 웨이브폼 트랜스폼 (Inverse waveform transform) 블록(9900)을 포함할 수 있다.
튜너(9100)는 원하는 주파수 대역을 선택하고 수신한 신호의 크기를 보상하여 AD C 블록(9200)으로 출력할 수 있다.
ADC 블록(9200)은 튜너(9100)에서 출력된 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있다.
프리앰블 디텍터 (9300)는 디지털 신호에 대해 수신 장치에 대응하는 시스템 의 신호인지 여부를 확인하기 위하여 프리앰블(또는 프리앰블 신호 또는 프리앰블 심볼)을 디텍팅 할 수 있다. 이 경우, 프리앰블 디텍터 (9300)는 프리엠블을 통해 수신되는 기본적인 전송 파라미터들을 복호할 수 있다.
가드 시퀀스 디텍터 (9400)는 디지털 신호 내의 가드 시퀀스를 디텍팅할 수 있다. 타임/프리퀀시 싱크 블록(9600)은 디텍팅된 가드 시쿼스를 이용하여 타임/프리퀀시 싱크로나이제이션(synchronization)을 수행할 수 있으며, 채널 이퀄라이저 (9800)는 디텍팅된 가드 시퀀스를 이용하여 수신/복원된 시퀀스를 통해서 채널을 추정할 수 있다.
웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)은 송신측에서 인버스 웨이브폼 트랜스폼이 수행되었을 경우 이에 대한 역변환 과정을 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 멀티 캐리어 시스템인 경우, 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)은 FFT 변환과정을 수행할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 싱글 캐리어 시스템인 경우, 수신된 시간영역의 신호가 주파수 영역에서 처리하기 위해서 사용되거나, 시간영역에서 모두 처리되는 경우, 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)은 사용되지 않을 수 있다.
타임/프리퀀시 싱크 블록(9600)은 프리앰블 디텍터 (9300), 가드 시퀀스 디텍터 (9400), 레퍼런스 신호 디텍터 (9700)의 출력 데이터를 수신하고, 검출된 신호에 대해서 가드 시퀀스 디텍션 (guard sequence detection), 블록 윈도우 포지셔닝 (block window positioning)을 포함하는 시간 동기화 및 캐리어 주파수 동기화를 수행할 수 있다. 이때, 주파수 동기화를 위해서 타임/프리퀀시 싱크 블록(9600)은 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)의 출력 신호를 피드백하여 사용할 수 있다.
레퍼런스 신호 디텍터 (9700)는 수신된 레퍼런스 신호를 검출할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 싱크로나이제이션을 수행하거나 채널 추정(channel estimation)을 수행할 수 있다.
채널 이퀄라이저 (9800)는 가드 시퀀스나 레퍼런스 신호로부터 각 전송 안테나로부터 각 수신 안테나까지의 전송채널을 추정하고, 추정된 채널을 이용하여 각 수신 데이터에 대한 채널 보상(equalization)을 수행할 수 있다.
인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(9900)은 동기 및 채널추정/보상을 효율적으로 수행하기 위해서 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)이 웨이브폼 트랜스폼을 수행한 경우, 다시 원래의 수신 데이터 도메인으로 복원해주는 역할을 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이싱글 캐리어 시스템인 경우, 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)은 동기/채널추정/보상을 주파수 영역에서 수행하기 위해서 FFT를 수행할 수 있으며, 인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(9900)은 채널보상이 완료된 신호에 대해 IFFT를 수행함으로서 전송된 데이터 심볼들을 복원할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 멀티 캐리어 시스템인 경우, 인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(9900)은 사용되지 않을 수도 있다.
또한 상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 10에 도시된 프레임 파싱 모듈은 도 8에서 설명한 프레임 파싱 모듈의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 10에 도시된 프레임 파싱 모듈은 도 6에서 설명한 프레임 스트럭쳐 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
도 10에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파싱 모듈은 적어도 하나 이상의 블록 인터리버 ((pair-wise) block interleaver) (10000) 및 적어도 하나 이상의 셀 디맵퍼 ((pair-wise) cell demapper) (10100)를 포함할 수 있다.
블록 인터리버 (10000)는 m 개 수신안테나의 각 data 경로로 입력되어 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈에서 처리된 데이터에 대하여, 각 신호 블록 단위로 데이터에 대한 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 도 8에서 설명한 바와 같이, 송신측에서 페어 와이즈 인터리빙이 수행된 경우, 블록 인터리버 (10000)는 각 입력 경로에 대해서 연속된 두 개의 데이터를 하나의 페어 (pair)로 처리할 수 있다. 따라서 블록 인터리버 (10000)는 디인터리빙을 수행한 경우에도 연속된 두개의 출력 데이터를 출력할 수 있다. 또한 블록 인터리버(10000)는 송신단에서 수행한 인터리빙 과정의 역과정을 수행하여 원래의 데이터 순서대로 출력할 수 있다.
셀 디맵퍼 (10100)는 수신된 신호 프레임으로부터 커먼 데이터에 대응하는 셀들과 DP에 대응하는 셀들 및 PLS 정보에 대응하는 셀들을 추출할 수 있다. 필요한 경우, 셀 디맵퍼 (10100)는 여러 개의 부분으로 분산되어 전송된 데이터들을 머징(merging)하여 하나의 스트림으로 출력할 수 있다. 또한 도 6에서 설명한 바와 같이 송신단에서 두 개의 연속된 셀들의 입력 데이터가 하나의 페어로 처리되어 매핑된 경우, 셀 디맵퍼 (10100)는 이에 해당하는 역과정으로 연속된 두개의 입력 셀들을 하나의 단위로 처리하는 페어 와이즈 셀 디매핑을 수행할 수 있다.
또한, 셀 디맵퍼 (10100)는 현재 프레임을 통해 수신한 PLS 시그널링 정보에 대해서, 각각 PLS-프리 정보 및 PLS-포스트 정보로서 모두 추출하여 출력할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 11에 도시된 디매핑 앤 디코딩 모듈은 도 8에서 설명한 디매핑 앤 디코딩 모듈의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 11에 도시된 디매핑 앤 디코딩 모듈은 도 5에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치의 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 입력된 data pipe들에 대하여 각각의 경로별로 SISO, MISO와 MIMO 방식을 독립적으로 적용하여 처리할 수 있다. 따라서 도 11에 도시된 디매핑 앤 디코딩 모듈 역시 송신 장치에 대응하여 프레임 파서에서 출력된 데이터를 각각 SISO, MISO, MIMO 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 잇다.
도 11에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈은 SISO 방식을 위한 제 1 블록(11000), MISO 방식을 위한 제 2 블록(11100), MIMO 방식을 위한 제 3 블록(11200) 및 PLS pre/post 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(11300)을 포함할 수 있다. 도 11에 도시된 디매핑 앤 디코딩 모듈은 일 실시예에 불과하며 설계자의 의도에 따라 디매핑 앤 디코딩 모듈은 제 1 블록(11000)및 제 4 블록(11300)만을 포함할 수도 있고, 제 2 블록(11100) 및 제 4 블록(11300)만을 포함할 수도 있고, 제 3 블록(11200) 및 제 4 블록(11300)만을 포함할 수도 있다. 즉 설계자의 의도에 따라 디매핑 앤 디코딩 모듈은 각 DP를 동일하게 또는 다르게 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다.
이하 각 블록에 대해 설명한다.
제 1 블록(11000)은 입력된 DP를 SISO 처리하기 위한 블록으로 타임 디인터리버 (time de-ineterleaver) 블록(11010), 셀 디인터리버 (cell de-interleaver) 블록(11020), 컨스텔레이션 디맵퍼 (constellation demapper) 블록(11030), 셀 투 비트 먹스 (cell to bit mux) 블록(11040), 비트 디인터리버 (bit de-interleaver) 블록(11050) 및 FEC 디코더 (FEC decoder(LDPC/BCH)) 블록(11060)을 포함할 수 있다.
타임 인터리버 블록(11010)은 도 5에서 설명한 타임 인터리버 블록(5060)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 타임 인터리버 블록(11010)은 시간 영역에서 인터리빙된 입력 심볼을 원래의 위치로 디인터리빙 할 수 있다.
셀 디인터리버 블록(11020)은 도 5에서 설명한 셀 디인터리버 블록(5050)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 셀 디인터리버 블록(11020)은 하나의 FEC 블록내에서 스프레딩된 셀들의 위치를 원래의 위치로 디인터리빙 할 수 있다.
컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 도 5에서 설명한 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(5040)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 심볼 도메인의 입력 신호를 비트 도메인의 데이터로 디매핑할 수 있다. 또한, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 하드 디시젼(hard decision)을 수행하여 하드 디시젼 결과에 따라 비트 데이터를 출력할 수도 있고, 소프트 디시젼 (soft decision) 값이나 혹은 확률적인 값에 해당하는 각 비트의 LLR (Log-likelihood ratio) 값을 출력할 수 있다. 만약 송신단에서 추가적인 다이버시티 게인 얻기 위해 로테이트된 컨스텔레이션을 적용한 경우, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 이에 상응하는 2-D(2-Dimensional) LLR 디매핑을 수행할 수 있다. 이때 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 LLR을 계산할 때 송신 장치에서 I 또는 Q 성분에 대해서 수행된 딜레이 값을 보상할 수 있도록 계산을 수행할 수 있다.
셀 투 비트 먹스 블록(11040)은 도 5에서 설명한 비트 투 셀 디먹스 블록(5030)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 셀 투 비트 먹스 블록(11040)은 비트 투 셀 디먹스블록(5030)에서 매핑된 비트 데이터들을 원래의 비트 스트림 형태로 복원할 수 있다.
비트 디인터리버 블록(11050)은 도 5에서 설명한 비트 인터리버 블록(5020)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 비트 디인터리버 블록(11050)은 셀 투 비트 먹스 블록(11040)에서 출력된 비트 스트림을 원래의 순서대로 디인터리빙할 수 있다.
FEC 디코더 블록(11060)은 도 5에서 설명한 FEC 인코더 블록(5010)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, FEC 디코더 블록(11060)은 LDPC 디코딩과 BCH 디코딩을 수행하여 전송채널상 발생된 에러를 정정할 수 있다.
제 2 블록(11100)은 입력된 DP를 MISO 처리하기 위한 블록으로, 도 11에 도시된 바와 같이 제 1 블록(11000)과 동일하게 타임 디인터리버 블록, 셀 디인터리버 블록, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록, 셀 투 비트 먹스 블록, 비트 디인터리버 블록 및 FEC 디코더 블록을 포함할 수 있으나, MISO 디코딩 블록(11110)을 더 포함한다는 점에서 차이가 있다. 제 2 블록(11100)은 제 1 블록(11000)과 마찬가지로 타임 디인터리버부터 출력까지 동일한 역할의 과정을 수행하므로, 동일한 블록들에 대한 설명은 생략한다.
MISO 디코딩 블록(11110)은 도 5에서 설명한 MISO 프로세싱 블록(5110)의 역과정을 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 STBC를 사용한 시스템인 경우, MISO 디코딩 블록(11110)은 알라모우티 디코딩을 수행할 수 있다.
제 3 블록(11200)은 입력된 DP를 MIMO 처리하기 위한 블록으로, 도 11에 도시된 바와 같이 제 2 블록(11100) 과 동일하게 타임 디인터리버 블록, 셀 디인터리버 블록, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록, 셀 투 비트 먹스 블록, 비트 디인터리버 블록 및 FEC 디코더 블록을 포함할 수 있으나, MIMO 디코딩 블록(11210)을 포함한다는 점에서 데이터 처리 과정의 차이가 있다. 제 3 블록(11200)에 포함된 타임 디인터리버, 셀 디인터리버, 컨스텔레이션 디맵퍼, 셀 투 비트 먹스, 비트 디인터리버 블록들의 동작은 제 1 내지 제 2 블록(11000-11100)에 포함된 해당 블록들의 동작과 구체적인 기능은 다를 수 있으나 기본적인 역할은 동일하다.
MIMO 디코딩 블록(11210)은 m개의 수신 안테나 입력 신호에 대해서 셀 디인터리버의 출력 데이터를 입력으로 받고, 도 5에서 설명한 MIMO 프로세싱 블록(5220)의 역과정으로서 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. MIMO 디코딩 블록(11210)은 최고의 복호화 성능을 얻기 위해서 맥시멈 라이클리후드 (Maximum likelihood) 디코딩을 수행하거나, 복잡도를 감소시킨 스피어 디코딩(Sphere decoding)을 수행할 수 있다. 또는 MIMO 디코딩 블록(11210)은 MMSE 디텍션을 수행하거나 이터러티브 디코딩(iterative decoding)을 함께 결합 수행하여 향상된 디코딩 성능을 확보할 수 있다.
제 4 블록(11300)은 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 블록으로, SISO 또는 MISO 디코딩을 수행할 수 있다. 제 4 블록(11300)은 도 5에서 설명한 제 4 블록(5300)의 역과정을 수행할 수 있다.
제 4 블록(11300)에 포함된 타임 디인터리버, 셀 디인터리버, 컨스텔레이션 디맵퍼, 셀 투 비트 먹스, 비트 디인터리버 블록들의 동작은 제 1 내지 제 3 블록(11000-11200)에 포함된 해당 블록들의 동작과 구체적인 기능은 다를 수 있으나 기본적인 역할은 동일하다.
제 4 블록(11300)에 포함된 FEC 디코더 (Shortened/Punctured FEC decoder(LDPC/BCH)) (11310)은 도 5에서 설명한 FEC 인코더 (Shortened/punctured FEC encoder) 블록(5310)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, FEC 디코더 (11310)는 PLS 데이터의 길이에 따라 쇼트닝/펑쳐링 (shortening/puncturing)되어 수신된 데이터에 대해서 디쇼트닝 (de-shortening) 및 디펑쳐링 (de-puncturing)을 수행한 후에 FEC 디코딩을 수행할 수 있다. 이 경우, DP에 사용된 FEC 디코더를 동일하게 PLS 데이터에도 사용할 수 있으므로, PLS 데이터만을 위한 별도의 FEC 디코딩 하드웨어가 필요하지 않으므로 시스템 설계가 용이하고 효율적인 코딩이 가능하다는 장점이 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
결과적으로 도 11에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈은 각 경로 별로 처리된 DP 및 PLS 정보를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
도 12내지 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다. 도 12에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 8에서 설명한 아웃풋 프로세서의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 12에 도시된 아웃풋 프로세서는 디매핑 앤 디코딩 모듈로부터 출력된 DP를 수신하여 싱글 아웃풋 스트림(single output stream)을 출력하기 위한 것으로, 도 2에서 설명한 인풋 포맷팅 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
도 12에 도시된 아웃풋 프로세서는 BB 디스크램블러 (BB descrambler) 블록(12000), 패딩 리무벌 (Padding removal) 블록(12100), CRC-8 디코더 (CRC-8 decoder) 블록(12200) 및 BB 프레임 프로세서 (BB frame processor) 블록(12300)을 포함할 수 있다.
BB 디스크램블러 블록(12000)은 입력된 비트 스트림에 대해서 송신단에서 사용한 것과 동일한 PRBS를 발생시켜서 비트열과 XOR하여 디스클램블링을 수행할 수 있다.
패딩 리무벌 블록(12100)은 송신단에서 필요에 따라 삽입된 패딩 비트들을 제거할 수 있다.
CRC-8 디코더 블록(12200)은 패딩 리무벌 블록(12100)으로부터 입력받은 비트 스트림에 대해서 CRC 디코딩을 수행하여 블록 에러를 체크할 수 있다.
BB 프레임 프로세서 블록(12300)은 BB 프레임 헤더에 전송된 정보를 디코딩하고 디코딩된 정보를 이용하여 MPEG-TS, IP 스트림(v4 or v6) 또는 GS(Generic Stream)를 복원할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다. 도 13에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 8에서 설명한 아웃풋 프로세서의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 13에 도시된 아웃풋 프로세서는 디매핑 앤 디코딩 모듈로부터 출력된 복수의 DP들을 수신하는 경우에 해당한다. 복수의 DP들에 대한 디코딩은 복수의 DP들에 공통으로 적용될 수 있는 커먼 데이터및 이와 연관된 DP를 머징(merging)하여 디코딩 하는 경우 또는 수신 장치가 여러 개의 서비스 혹은 서비스 컴포넌트 (SVC, scalable video service를 포함)를 동시에 디코딩하는 경우를 포함할 수 있다.
도 13에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 12에서 설명한 아웃풋 프로세서의 경우와 마찬가지로 BB 디스크램블러 블록, 패딩 리무벌 블록, CRC-8 디코더 블록 및 BB 프레임 프로세서 블록을 포함할 수 있다, 각 블록들은 도 12에서 설명한 블록들의 동작과 구체적인 동작은 다를 수 있으나 기본적인 역할은 동일하다.
도 13에 도시된 아웃풋 프로세서에 포함된 디-지터 버퍼(De-jitter buffer) 블록(13000)은 복수의 DP들간의 싱크를 위해서 송신단에서 임의로 삽입된 딜레이를 복원된 TTO (time to output) 파라미터에 따라 보상할 수 있다.
또한 널 패킷 인설션 (Null packet insertion) 블록(13100)은 복원된 DNP (deleted null packet) 정보를 참고하여 스트림내 제거된 널 패킷 을 복원할 수 있으며, 커먼 데이터를 출력할 수 있다.
TS 클럭 리제너레이션 (TS clock regeneration) 블록(13200)은 ISCR(Input Stream Time Reference) 정보를 기준으로 출력 패킷의 상세한 시간동기를 복원할 수 있다.
TS 리콤바이닝 (TS recombining) 블록(13300)은 널 패킷 인설션 블록(13100)에서 출력된 커먼 데이터 및 이와 관련된 DP들을 재결합하여 원래의 MPEG-TS, IP 스트림 (v4 or v6) 혹은 GS (Generic Stream)로 복원하여 출력할 수 있다. TTO, DNP, ISCR 정보는 모두 BB 프레임 헤더를 통해 획득될 수 있다.
인밴드 시그널링 디코더 (In-band signaling decoder) 블록(13400)은 DP의 각 FEC 프레임내 패딩 비트 필드를 통해서 전송되는 인밴드 피지컬 시그널링 (in-band physical layer signaling) 정보를 복원하여 출력할 수 있다.
도 13에 도시된 아웃풋 프로세서의 BB 디스크램블러는 PLS-프리 경로와 PLS-포스트 경로에 따라 입력되는 PLS-프리 정보 및 PLS-포스트 정보를 각각 BB 디스크램블링을 하고 피지컬 레이어 시그널링 디코더 (Physical Layer Signaling decoder)는 디스크램블링된 데이터에 대해 디코딩을 수행하여 원래의 PLS 데이터를 복원할 수 있다. 복원된 PLS 데이터는 수신 장치 내의 시스템 콘트롤러(system controler) 에 전달되며, 시스템 콘트롤러는 수신 장치의 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈, 프레임 파싱 모듈, 디매핑 앤 디코딩 모듈 및 아웃풋 프로세서 모듈에 필요한 파라미터들을 공급할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 14에 도시된 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 도 1 및 5에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈의 다른 실시예에 해당한다.
도 14에 도시된 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 도 5에서 설명한 바와 같이, 각 DP를 통해 전송하는 서비스나 서비스 콤포넌트별로 QoS를 조절하기 위하여, SISO 방식을 위한 제 1 블록(14000), MISO 방식을 위한 제 2 블록(14100), MIMO 방식을 위한 제 3 블록(14200) 및 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(14300)을 포함할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 상술한 바와 같이 설계자의 의도에 따라 각 DP를 동일하게 또는 다르게 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다. 도 14에 도시된 제 1 블록 내지 제 4 블록(14000-14300)은 도 5에서 설명한 제 1 블록 내지 제 4 블록(5000-5300)과 거의 동일한 블록들을 포함하고 있다.
하지만, 제 1 블록 내지 제 3 블록(14000-14200)에 포함된 컨스텔레이션 맵퍼 블록(14010)의 기능이 도 5의 제 1 블록 내지 제 3 블록(5000-5200)에 포함된 컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)의 기능과 다르다는 점, 제 1 블록 내지 제 4 블록(14000-14300)의 셀 인터리버 및 타임 인터리버 사이에 로테이션 앤 I/Q 인터리버 (rotation & I/Q interleaver) 블록(14020)이 포함되어 있다는 점 및 MIMO 방식을 위한 제 3 블록(14200)의 구성이 도 5에 도시된 MIMO 방식을 위한 제 3 블록(5200)의 구성이 다르다는 점에 있어서 차이가 있다. 이하에서는 도 5와 동일한 블록들에 대한 설명은 생략하고 상술한 차이점을 중심으로 설명한다.
도 14에 도시된 컨스텔레이션 맵퍼 블록(14010)은 입력된 비트 워드를 콤플렉스 심볼 (complex symbol)로 매핑할 수 있다. 다만, 도 5에 도시된 컨스텔레이션 맵퍼블록(5040)과는 달리 컨스텔레이션 로테이션을 수행하지 않을 수 있다. 도 14에 도시된 컨스텔레이션 맵퍼블록(14010)은 상술한 바와 같이 제 1 블록 내지 제 3 블록(14000-14200)에 공통적으로 적용될 수 있다.
로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)은 셀 인터리버에서 출력된 셀 인터리빙이 된 데이터의 각 컴플렉스 심볼의 I (In-phase) 성분과 Q(Quadrature-phase) 성분을 독립적으로 인터리빙 하여 심볼 단위로 출력할 수 있다. 로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)의 입력 데이 터 및 출력 심볼의 개수는 2개 이상이며 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 또한 로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)은 I 성분에 대해서는 인터리빙을 수행하지 않을 수도 있다.
로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)은 상술한 바와 같이 제 1 블록 내지 제 4 블록(14000-14300)에 공통적으로 적용될 수 있다. 이 경우, 로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)이 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(14300)에 적용되는지 여부는 상술한 프리앰블을 통해 시그널링 될 수 있다.
MIMO 방식을 위한 제 3 블록(14200)은 도 14에 도시된 바와 같이, Q-블록 인터리버 (Q-block interleaver) 블록(14210) 및 콤플렉스 심볼 제너레이터 (complex symbol generator) 블록(14220)을 포함할 수 있다.
Q-블록 인터리버 블록(14210)은 FEC 인코더로부터 입력받은 FEC 인코딩이 수행된 FEC 블록의 패리티 파트 에 대해 치환(permutation)을 수행할 수 있다. 이를 통해 LDPC H 매트릭스의 패리티 파트를 인포메이션 파트(information part)와 동일하게 순환 구조(cyclic structure)로 만들수 있다 Q-블록 인터리버 블록(14210)은 LDPC H 매트릭스의 Q 크기를 갖는 출력 비트 블록들의 순서를 치환(permutation)한 뒤, 행-열 블록 인터리빙 (row-column block interleaving)을 수행하여 최종 비트열을 생성하여 출력할 수 있다.
콤플렉스 심볼 제너레이터 블록(14220)은 Q-블록 인터리버 블록(14210)에서 출력된 비트 열들을 입력받고, 콤플렉스 심볼로 매핑하여 출력할 수 있다. 이 경우, 콤플렉스 심볼 제너레이터 블록(14220)은 적어도 두개의 경로를 통해 심볼들을 출력할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
결과적으로 도 14에 도시된 바와 같이 본 발명의 다른 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 각 경로별로 처리된 DP, PLS-프리 정보, PLS-포스트 정보를 프레임 스트럭쳐 모듈로 출력할 수 있다.
도 15는 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 15에 도시된 디매핑 앤 디코딩모듈은 도 8 및 도 11에서 설명한 디매핑 앤 디코딩모듈의 다른 실시예에 해당한다. 또한 도 15에 도시된 디매핑 앤 디코딩모듈은 도 14에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
도 15에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈은 SISO 방식을 위한 제 1 블록(15000), MISO 방식을 위한 제 2 블록(15100), MIMO 방식을 위한 제 3 블록(15200) 및 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(15300)을 포함할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩모듈은 상술한 바와 같이 설계자의 의도에 따라 각 DP를 동일하게 또는 다르게 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다. 도 15에 도시된 제 1 블록 내지 제 4 블록(15000-15300)은 도 11에서 설명한 제 1 블록 내지 제 4 블록(11000-11300)과 거의 동일한 블록들을 포함하고 있다.
하지만, 제 1 블록 내지 제 4 블록(15000-15300)의 타임 디인터리버 및 셀 디인터리버 사이에 I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 (I/Q deinterleaver& derotation) 블록 (15010)이 포함되어 있다는 점, 제 1 블록 내지 제 3 블록(15000-15200)에 포함된 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(15020)의 기능이 도 11의 제 1 블록 내지 제 3 블록(11000-11200)에 포함된 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)의 기능과 다르다는 점 및 MIMO 방식을 위한 제 3 블록(15200)의 구성이 도 11에 도시된 MIMO 방식을 위한 제 3 블록(11200)의 구성이 다르다는 점에 있어서 차이가 있다. 이하에서는 도 11과 동일한 블록들에 대한 설명은 생략하고 상술한 차이점을 중심으로 설명한다.
I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 블록(15010)은 도 14에서 설명한 로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 블록(15010)은 송신단에서 I/Q 인터리빙되어 전송된 I 및 Q 성분들에 대해 각각 디인터리빙을 수행할 수 있으며, 복원된 I/Q 성분들을 갖는 콤플렉스 심볼을 다시 디로테이션하여 출력할 수 있다.
I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 블록(15010)은 상술한 바와 같이 제 1 블록 내지 제 4 블록(15000-15300)에 공통적으로 적용될 수 있다. 이 경우, I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 블록(15010)이 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(15300)에 적용되는지 여부는 상술한 프리앰블을 통해 시그널링 될 수 있다.
컨스텔레이션 디맵퍼 블록(15020)은 도 14에서 설명한 컨스텔레이션 맵퍼 블록(14010)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(15020)은 디로테이션을 수행하지 않고, 셀 디인터리빙된 데이터들에 대하여 디매핑을 수행할 수 있다.
MIMO 방식을 위한 제 3 블록(15200)은 도 15에 도시된 바와 같이, 콤플렉스 심볼 파싱 (complex symbol parsing) 블록(15210) 및 Q-블록 디인터리버 (Q-block deinterleaver) 블록(15220)을 포함할 수 있다.
콤플렉스 심볼 파싱 블록(15210)은 도 14에서 설명한 콤플렉스 심볼 제너레이터 블록(14220)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 콤플렉스 데이터 심볼을 파싱하고, 비트 데이터로 디매핑하여 출력할 수 있다. 이 경우, 콤플렉스 심볼 파싱 블록(15210)은 적어도 두개의 경로를 통해 콤플렉스 데이터 심볼들을 입력받을 수 있다.
Q-블록 디인터리버 블록(15220)은 도 14에서 설명한 Q-블록 인터리버 블록(14210)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, Q-블록 디인터리버 블록(15220)은 행-열 디인터리빙 (row-column deinterleaving)에 의해서 Q 사이즈 블록들을 복원한 뒤, 치환(permutation)된 각 블럭들의 순서를 원래의 순서대로 복원한 후, 패리티 디인터리빙을 통해서 패리티 비트들의 위치를 원래대로 복원하여 출력할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
결과적으로 도 15에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈은 각 경로 별로 처리된 DP 및 PLS 정보를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치 및 방법은 동일한 RF 채널 내의 다른 방송 송/수신 시스템들의 신호들을 멀티플렉싱할수 있으며, 멀티플렉싱된 신호들을 전송할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치 및 방법은 방송 신호 송신 동작에 대응하여 신호들을 처리할 수 있다. 결과적으로 본 발명은 유연한 (flexible) 방송 송신 및 수신 시스템을 제공할 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 출력된 신호 프레임들을 최종적으로 전송할 수 있는 형태의 신호로 변환시킬 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 PPD (페이즈 프리-디스토션, phase pre-distortion) 방법(또는 페이즈 디스토션, phase distortion)을 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 프리-디스토션방법은 디스트리뷰티드 MISO (distributed MISO (Multi Input Single Output)) 방법 또는 2D (Dimensional)-eSFN라고도 호칭될 수 있다. 또한 본 발명에서는 웨이브폼 제너레이션블록(1300)의 입력 신호들이 동일하다고 가정한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템은 SFN (Single Frequency Network) 네트워크를 지원할 수 있으며, 상술한 디스트리뷰티드 MISO 방법은 로버스트 (robust) 전송 모드를 지원하기 위하여 선택적으로 사용될 수 있다. 2D-eSFN (enhanced Single Frequency Network)는 디스트리뷰티드 MISO 방법으로서, SFN 네트워크에서 서로 다른 전송 측에 위치한 복수개의 전송 안테나 각각을 사용할 수 있다. 복수개의 안테나 각각은 TX ID를 통해 식별될 수 있다.
SFN 구성 (configuration)에 있어서, SFN 처리 과정 또는 SFN 프로세싱은 시간 및 주파수 다이버시티를 획득하기 위하여 복수의 송신 장치들로부터 전송되는 신호들의 페이즈 각각을 왜곡(distort)할 수 있다. 따라서, 낮은 플랫 페이딩 (flat fading) 또는 딥-페이딩 (deep-fading)으로부터 발생하는 버스트 에러(burst error)는 완화될 수 있다.
본 발명의 페이즈 프리-디스토션 방법에 따르면, 방송 신호 수신 장치의 채널 추정 성능을 열화시키지 않고, 송신 신호에 대해 게인 디스토션 (이득 왜곡, gain distortion)을 일으키지 않으므로 게인 디스토션에 의한 전송 용량 손실을 최소화할 수 있다.
또한, 상술한 바와 같이 본 발명의 페이즈 프리-디스토션방법은 복수의 전송 안테나 각각에 대하여 독립적으로 적용될 수 있으므로 다이버시티 게인 (diversity gain)을 얻을 수 있다. 또한, 방송 신호 수신 장치에서 페이즈 프리-디스토션을 처리할 필요가 없으므로, 방송 신호 수신 장치의 설계에 있어서 추가 복잡도가 요구되지 않는다.
일반적으로, MISO 프로세싱은 복수개의 안테나를 사용하여 얻어지는 다이버시티이득 및 보다 적은 오버 헤드 및 복잡도에 따른 다이버시티 이득을 획득하기 위해서 사용된다.
본 발명에서는 상술한 바와 같이, MISO scheme의 일 실시예로서, 2D-eSFN을 제시한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 2D-eSFN은 다이버시티 이득을 위한 페이지 베리에이션 (Phase variation)을 획득하기 위한 다음의 세가지 방식들을 제안한다.
제 1 방식은 개선된 인터-심볼 (improved inter-symbol) 방식으로서, 종래 2D-eSFN 기술 중, 심볼내의 페이즈 트랜지션 (phase transition) 방식의 개선한 페이즈 트랜지션을 수행하는 방식이다.
제 2 방식은 인트라-프레임 (intra-frame) 방식으로서, 주파수 도메인의 특정 패턴 (pattern) 또는 Tx-ID 시퀀스를 이용하여, 페이즈 시퀀스를 신호 프레임 (또는 프레임)단위마다 변경하여 페이즈 트랜지션을 수행하는 방식이다.
제 3 방식은 인터-심볼 (inter-symbol) 방식으로서, 심볼 단위로 페이즈 를 변경하여 페이즈 트랜지션을 수행하는 방식이다.
상술한 제 1 방식 및 제 2 방식은 프리퀀시 차원 (frequency dimension)에서의 eSFN을 증가시키기 위한 것이며, 제 3 방식은 시간 차원 (time dimension)에서 페이즈 베리에이션을 더하여 페이즈 트랜지션을 수행하기 위한 것이다.
이하 주파수 차원에서의 제 1 방식 및 제 2 방식의 효과에 대해 간략히 설명한다.
상술한 제 1 방식은 서브 캐리어들간의 페이즈 트랜지션 방법의 변경을 포함할 수 있다. 첫번째 방식에 따르는 경우, eSFN 프로세싱 이후 스팩트럼의 진폭(magnitude)에 있어서 더 큰 플랫니스 (flatness) 를 획득할 수 있다.
상술한 제 2 방식은 프레임-와이즈 사이클릭 TX-ID 시퀀스 시프트 (frame-wise cyclic Tx-ID sequence shift (left/right))를 포함할 수 있다. 제 2 방식에 따르는 경우, 주파수 차원에서 추가적인 페이즈 베리에이션을 획득할 수 있다.
이하 시간 차원에서의 제 3 방식의 효과에 대해 간략히 설명한다.
상술한 제 3 방식은 심볼-와이즈 페이즈 베리에이션 (symbol-wise phase variation)을 포함할 수 있다. 제 3 방식에 따르는 경우, 슬로우 페이딩 속성(slow fading nature)에서 이점을 획득할 수 있다. 구체적인 내용은 후술한다.
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 16에 도시된 웨이브폼 제너레이션 모듈은 도 1 및 도 7에서 설명한 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)의 다른 실시예에 해당한다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈은 도 6에서 설명한 프레임 스트럭쳐 모듈에서 출력된 신호 프레임들을 입력받고 출력하기 위한 안테나의 개수만큼 신호 프레임들을 변조하여 전송할 수 있다.
즉, 웨이브폼 제너레이션 모듈은 m 개의 Tx 안테나를 사용하는 송신 장치의 웨이브폼 제너레이션 모듈의 실시예로서, m개의 path만큼 입력된 프레임을 변조하여 출력하기 위한 m개의 처리 블록들을 포함할 수 있다. m개의 처리 블록들은 모두 동일한 처리 과정을 수행할 수 있다.
도 16에 도시된 웨이브폼 제너레이션모듈에 포함된 각 처리 블록은 레퍼런스 시그널 인설션 및 PAPR 리덕션 (reference signal insertion & PAPR reduction) 블록, FD (Frequency Dimension) 페이즈 프리-디스토션 블록(16000), 패턴 제너레이션 및 콘트롤 (pattern generation & control) 블록 (16010), 인버스 웨이브폼 트랜스폼 (Inverse waveform transform) 블록, PAPR 리덕션 (reduction in time) 블록, 가드 시퀀스 인설션 (Guard sequence insertion) 블록, 프리앰블 인설션 (preamble insertion) 블록, TD (Time Dimension) 페이즈 프리-디스토션 블록(16020), 웨이브폼 프로세싱 (waveform processing) 블록, 다른 시스템 삽입 (other system insertion) 블록 및 DAC (Digital Analog Conveter) 블록을 포함할 수 있다. 도 16에 도시된 웨이브폼 제너레이션 모듈에 포함된 처리 블록들은 도 7에서 설명한 웨이브폼 제너레이션 모듈에 포함된 처리 블록들과 동일하나, FD 페이즈 프리-디스토션 블록(16000), 패턴 제너레이션 및 콘트롤 블록 (16010) 및 TD 페이즈 프리-디스토션블록(16020)을 포함하고 있다는 점에서 차이가 있다.
따라서, FD 페이즈 프리-디스토션 블록(16000), 패턴 제너레이션 및 콘트롤 블록 (16010) 및 TD 페이즈 프리-디스토션 블록(16020) 외의 다른 블록들의 동작 및 기능은 도 7에서 설명한 바와 동일하므로 생략하고, FD 페이즈 프리-디스토션블록(16000), 패턴 제너레이션 및 콘트롤 블록 (16010) 및 TD 페이즈 프리-디스토션 블록(16020)에 대해서만 설명한다.
FD 페이즈 프리-디스토션 블록(16000)은 상술한 제 1 방식 및 제 2 방식 즉, Tx-ID 또는 특정 패턴으로부터 생성되는 페이즈 값 사이의 페이즈 트랜지션을 수행할 수 있다. 패턴 제너레이션 및 콘트롤 블록(16010)은 페이즈 베리에이션을 위한 특정 패턴이나 Tx-ID를 생성할 수 있으며, 생성된 패턴이나 Tx-ID를 심볼 또는 신호 프레임 단위마다 변경하는 기능을 수행할 수 있다. TD 페이즈 프리-디스토션블록(16020)은 상술한 제 3 방식 즉, 시간 영역에서 심볼 단위로 페이즈 베리에이션을 더하여 페이즈 트랜지션을 수행할 수 있다. TD 페이즈 프리-디스토션 블록(16020)은 상술한 패턴 제너레이션 및 콘트롤 블록(16010)이 생성한 Tx-ID 또는 특정 패턴을 이용하여 페이즈 변경 또는 페이즈 유지 (hold-up)을 수행할 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 안테나 (Tx) 로 보내기 전에 안테나 별로 서로 다른 페이즈 프리-디스토션을 수행하여 방송 신호 수신 장치의 수신율을 높일 수 있다. 즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 프리-디스토션에 의한 전송 안테나 다이버시티 게인에 따라 높은 수신율을 획득할 수 있다.
FD 페이즈 프리-디스토션블록(16000), 패턴 제너레이션 및 콘트롤 블록 (16010) 및 TD 페이즈 프리-디스토션블록(16020)의 위치, 호칭, 기능 등은 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다.
도 17은 본 발명의 제 1 방식에 따른 페이즈 트랜지션과 관련된 그래프이다.
(a)는 종래 2D-eSFN 기술에 따른 FD (Frequency Dimension) 필터의 2D-플롯 (plot)을 나타낸 그래프이며, (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 제 1 방식의 FD 필터의 2D-플롯을 나타낸 그래프이다.
종래 2D-eSFN 기술은 OFDM의 서브 캐리어들을 일정 구간으로 나누고, 설정된 Tx-ID마다 적용할 페이즈를 결정할 수 있다. 각 구간 별 페이즈는 구간에 대한 레이즈드 코사인 함수 (raised cosine function)와 특정 페이즈 (unique phase)의 곱으로 결정될 수 있다.
(a) 및 (b)의 가장 상단에 도시된 그래프들은 종래 2D-eSFN 기술 및 본 발명의 일 실시예에 따른 제 1 방식에 따른 페이즈 디스토션의 결과, 즉, 주파수 영역의 스펙트럼을 각각 나타낸다. 그래프의 가로축은 OFDM의 서브 캐리어 인덱스이고, 세로축은 파워 (power) 및 진폭 (magnitude)이다. 주파수 영역의 스펙트럼은 상술한 레이즈드 코사인 함수와 특정 페이즈의 곱의 합에 해당한다.
(a)에 도시된 바와 같이 종래 2D-eSFN 기술에 따르는 경우, 주파수 영역 스펙트럼의 리플 (ripple)이 발생하지만, (b)에 도시된 바와 같이 본 발명의 제 1 방식에 따르는 경우, 주파수 영역 스펙트럼의 리플이 사라질 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 제 1 방식에 따르는 경우, 각 구간마다 변경되는 적어도 두 개의 페이즈 사이에 다이렉트 페이즈 트랜지션이 진행될 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 제 1 방식의 경우, 종래 2D-eSFN 기술보다 eSFN 프로세싱 이후 스팩트럼 진폭에 있어서 보다 나은 플랫니스 (flatness)를 획득할 수 있다.
(a) 및 (b)의 중간에 도시된 두 개의 그래프들은 페이즈 시퀀스가 적용된 레이즈드 코사인 함수를 OFDM의 서브 캐리어에 대해 실수 (real) 값과 허수 (imaginary) 값으로 나누어 나타낸 그래프이다.
(a) 및 (b)의 및 하단에 도시된 그래프들은 가장 상단에 도시된 그래프를 각각 2-D 좌표에 각각 도시한 결과를 나타낸 그래프이다. 상술한 방식 모두 진폭 (magnitude)가 1인 원호를 따라서 페이즈 트랜지션이 일어난 경우임을 나타낸다. 제 1 방식의 구체적인 방법은 후술한다.
도 18은 본 발명의 제 2 방식에 따른 페이즈 트랜지션의 개념도이다.
상술한 바와 같이 본 발명의 제 2 방식은 신호 프레임 단위로 각 Tx마다 적용되는 Tx-ID 시퀀스를 사이클릭 시프트 (cyclic shift)하여 페이즈 트랜지션을 수행하는 방식이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 Tx-ID 시퀀스는 프레임 레벨에서 왼쪽 또는 오른쪽으로 쉬프트될 수 있다.
도 18은 TX-ID 시퀀스의 길이가 8인 경우로서, Tx1과 Tx2의 사이클릭 시프트 방향이 다른 경우, 신호 프레임 0부터 신호 프레임 n까지의 페이즈 시퀀스 인덱스계산 과정을 나타낸다. 구체적으로 (a)는 Tx1의 사이클릭 시프트 방향이 왼쪽인 경우, 각 프레임별 페이즈 시퀀스 인덱스계산 과정을 나타내며, (b)는 Tx2의 사이클릭 시프트 방향이 오른쪽인 경우, 각 프레임별 페이즈 시퀀스 인덱스계산 과정을 나타낸다.
도면에 도시된 바와 같이 각각 다른 방향으로 Tx-ID 시퀀스를 사이클릭 시프트하면 각 신호 프레임에서 각 Tx간 시퀀스의 상대적인 페이즈가 변경될 수 있다. 따라서 주파수 차원의 추가적인 페이즈 베리에이션을 획득할 수 있다.
도 19는 본 발명의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정을 나타낸다.
상술한 바와 같이 제 3 방식은 시간 차원에서 심볼 단위로 기본 페이즈에 페이즈 베리에이션을 더하여 페이즈 트랜지션을 수행하는 방식이다. 본 발명의 제 3 방식에 따르면 슬로우 패이딩 환경에서도 Tx 마다 다른 심볼 단위 페이즈 변경 패턴을 사용하여, 방송 신호가 장시간 상호 감쇄되는 현상을 방지할 수 있다.
도 19는 하나의 신호 프레임 (N-th 신호 프레임)내에서 심볼 단위로 페이즈가 변경되는 경우, 각 심볼들의 페이즈 변경을 나타낸 것으로서, 가로축은 각 심볼을 의미하며 세로축은 각 심볼에 대응하는 변경된 페이즈 값을 나타낸다.
페이즈값은 (1) p_base를 최소값으로 가지며, (2) p_base+ p_var를 최대값으로 가질 수 있다. p_base는 기본 페이즈를 의미하며, p_var는 기본 페이즈에서 변경되는 페이즈값을 의미한다.
도면에 도시된 (3) 심볼-와이즈 페이즈 베리에이션을 위한 페이즈는 사인파 (sine wave)를 샘플링한 값으로 한 심볼 내에서 동일한 값을 가질 수 있으며, 본 발명의 phase 변경은 사인파만 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 만약, 사인파와 Tx-ID 시퀀스 또는 그 외 특정 페이즈 패턴을 사용할 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 도면에 도시된 바와 같이, (4) 사인파의 섹션 (section)를 사용하여 즉, 사인파를 복수개의 섹션으로 나누어 페이즈 의 유지 (hold-up) 또는 트랜지션을 수행할 수 있다. 이 경우, 페이즈 트랜지션은 사인파의 최대값에서 최소값까지 또는 최소값에서 최대값까지에 대응하는 구간을 사용하여 수행될 수 있다. 따라서 도면이 도시된 바와 같이, 첫번째 섹션에서는 페이즈 트랜지션이 수행될 수 있으며, 두번째 섹션에서는 페이즈 유지가 수행될 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 신호 프레임 간의 채널 추정의 연속성을 위해서 도면에 도시된 바와 같이 신호 프레임의 시작 심볼과 끝 심볼의 페이즈가 같은 값을 가지거나 사인파 상에서 연속되는 샘플링 값을 가지도록 설정 할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다.
도 20은 종래 기술에 따른 주파수 차원에서의 페이즈 트랜지션의 개념도이다.
(a)는 페이즈들을 나타내는 좌표이며, (b)는 각 페이즈가 적용되는 구간들 및 각 구간에 대응하는 페이즈 값을 나타낸다. (c)는 각 구간에 대응하는 페이즈의 실수값 (cos(A), cos(B))을 나타낸 그래프 및 각 구간에 대응하는 페이즈의 허수값 (sin(A), sin(B))을 나타낸 그래프이다. (d)는 페이즈 프리-디스토션 에 의한 전송 신호의 power 변화를 나타낸 그래프를 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에 따라 페이즈 패턴이 변경되면, 해당 페이즈 값도 함께 변경될 수 있다. (a) 는 본 발명에 일 실시예에 따른 페이즈가 페이즈 A 및 페이즈 B를 포함하는 경우, 페이즈 A 및 페이즈 B 각각의 위치를 실수와 허수 좌표로 나타낸 것이다. 이 경우, 페이즈 A의 좌표는 (cos(A), sin(A))이고, 페이즈 B는 (cos(B), sin(B))로 표현될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 페이즈 A에서 페이즈 B 또는 그 반대로 페이즈가 곧바로 변경되는 경우, cos (A)에서 cos (B) 사이를 최단 거리로 연결한 직선 또는 sin (A)에서 sin (B) 사이를 최단 거리로 연결한 직선에 따라 페이즈 트랜지션 또는 리니어 트랜지션 (linear transition)을 수행할 수 있다.
(b)에 도시된 구간은 OFDM 서브 캐리어를 일정 간격으로 나눈 것으로 FD (Frequency Dimension) 서브-블록 (sub-block)이라 호칭할 수 있으며, 페이즈 트랜지션을 수행하기 위한 단위 구간이다. 상술한 바와 같이 각 구간별 페이즈는 각 구간마다 설정된 Tx-ID에 따라 정해질 수 있다. 특히 eSFN의 구간별 페이즈는 구간에 대한 레이즈드 코사인 함수와 페이즈의 곱으로 이루어 질 수 있다.
(c)는 각 구간별로 페이즈가 적용된 레이즈드 코사인 함수의 실수 값과 허수 값을 서브 캐리어 단위로 도시한 것이다. (c)에 도시된 바와 같이 각 페이즈의 실수값 (cos(A), cos(B))과 허수값 (sin(A), sin(B))은 최소값 0에서 최대값 1 사이의 값을 가질 수 있다. 또한, 각 구간의 경계에서 각 페이즈 값이 변경되는 경우, 해당 페이즈의 실수값 및 허수값은 다음 구간에 대응하는 페이즈의 실수 및 허수값으로 곧바로 변경된다.
(a)에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 페이즈 A에서 페이즈 B 또는 그 반대로 페이즈가 곧바로 변경되는 경우, cos (A)에서 cos (B) 사이를 최단 거리로 연결한 직선 또는 sin (A)에서 sin (B) 사이를 최단 거리로 연결한 직선에 따라 페이즈 트랜지션 또는 리니어 트랜지션을 수행할 수 있다. 본 발명에서는 페이즈 A에서 페이즈 B로 변경될 때 페이즈 디스토션이 수행되는 구간을 PTP 1이라 호칭하고, 페이즈 B에서 페이즈 A로 변경되는 페이즈 디스토션이 수행되는 구간을 PTP 2이라 호칭하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도면에 도시된 바와 같이, 직선에 따라 페이즈 트랜지션을 수행한 경우, PTP1 및 PTP2 구간에서 전송 신호의 파워가 1 보다 작은 값으로 떨어짐을 알 수 있다. 즉 주파수 차원에서 리플(ripple)이 발생한다. 따라서 방송 신호 수신 장치의 수신율이 저하될 수 있다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 트랜지션을 나타내는 개념도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 트랜지션은 도 20에서 설명한 레이즈드 코사인 함수를 사용하여 페이즈 트랜지션 하는 대신, 두 페이즈 값 사이를 선형 보간 (linear interpolation)하여 다이렉트 페이즈 트랜지션 할 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 트랜지션은 페이즈 A에서 페이즈 B 또는 그 반대로 페이즈가 곧바로 변경되는 경우, cos (A)에서 cos (B) 사이를 최단 거리로 연결한 직선 또는 sin (A)에서 sin (B) 사이를 최단 거리로 연결한 직선(1)에 따르는 대신 (cos(A), sin(A))와 (cos(B), sin(B))사이를 연결한 곡선(2)에 따라 수행될 수 있다. 이 경우, 페이즈가 변경되는 구간에서도 해당 전송 신호의 파워가 1로 유지될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 트랜지션은 주파수 영역에서, 선형 보간한 페이즈를 사용한 복소 (complex) 신호인 ej?(k)과 입력 신호 Din(k)의 곱하여 Dout(k)을 도출할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 트랜지션은 eSFN과 비교했을때, 스팩트럼의 진폭에서 보다 큰 플랫니스(flatness)를 제공할 수 있으며, FD RC (Frequency dimension Raised Cosine) 함수의 시간 도메인 CIR에서 사이드 로브(side lobe)의 상대적인 파워를 감소시킬 수 있다.
도 22는 본 발명의 제 1 방식에 따른 페이즈 트랜지션을 나타내는 도면이다.
(a)는 각 페이즈가 적용되는 구간들 및 각 구간에 대응하는 페이즈 값을 나타낸다. (b)는 각 구간에 대응하는 페이즈의 실수값 (cos(A), cos(B))을 나타낸 그래프 및 각 구간에 대응하는 페이즈의 허수값 (sin(A), sin(B))을 나타낸 그래프이다. (c)는 본 발명의 제 1 방식에 따른 페이즈 프리-디스토션에 의한 전송 신호의 파워 변화를 나타낸 그래프를 나타낸다.
(a)에 대한 설명은 도 21에서 설명한 (b)와 동일하나 다음과 같은 차이점이 있다.
즉, 본 발명의 제 1 방식에 따르는 경우, PTP1 및 PTP2 구간의 시작을 k1s, k2s로 정의하고, 각 구간의 끝을 k1e, k2e라고 정의한다. 이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 상술한 바와 같이, 페이즈 A와 페이즈 B간 트랜지션 구간에서 
를 (3) 선형 보간 수식에 따라 획득할 수 있다. 이후 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 전 서브 캐리어에 대해 획득한 페이즈 값을 페이즈 로테이션 (phase rotation)을 위한 복소 신호로 전환할 수 있다.
(b)에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 페이즈 A에서 페이즈 B로 곧바로 변경되는 경우, 즉, PTP1 만큼의 간격 동안, cos (A)에서 cos (B) 사이를 연결한 곡선 또는 sin (A)에서 sin (B) 사이를 연결한 곡선에 따라 페이즈 디스토션을 수행할 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는, 전환된 복소 신호를 입력신호 Din(k)에 곱하여 Dout(k)를 획득할 수 있다. PTP2의 경우에도 동일하다.
따라서, (c)에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제 1 방식에 따라 페이즈 프리-디스토션을 수행한 경우, PTP1 및 PTP2 구간에서도 전송 신호의 파워가 1로 유지될 수 있다.
도 23은 본 발명의 제 2 방식의 페이즈 트랜지션의 개념도의 다른 실시예이다.
도 23은 도 18에서 설명한 제 2 방식의 다른 실시예로서 TX-ID 시퀀스의 길이가 L인 경우로서, Tx1과 Tx2의 사이클릭 시프트 방향이 다른 경우, 신호 프레임 0부터 신호 프레임 n까지의 페이즈 시퀀스 인덱스계산 과정을 나타낸다. 시프트 방향은 인접한 전송장치 간 다를 수 있다. 시프트 단위는 다양한 값을 가질 수 있으며, Tx마다 다른 단위로 시프트할 수도 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 23의 (a)는 Tx1의 사이클릭 시프트 방향이 왼쪽인 경우, 각 프레임별 페이즈 시퀀스 인덱스계산 과정을 나타내며, (b)는 Tx2의 사이클릭 시프트 방향이 오른쪽인 경우, 각 프레임별 페이즈 시퀀스 인덱스계산 과정을 나타낸다.
(a) 및 (b)의 하단에 도시된 수학식은 각 시프트방향에 대하여, 프레임인덱스가 지시하는 신호 프레임의 시프트된 Tx-ID 시퀀스를 나타낸다. 즉, Tx-ID 시퀀스 인덱스를 나타내는 수학식은 원래의 Tx-ID 시퀀스인 Tx1 및 Tx2로부터 n번째 프레임에서의 시프트된 Tx-ID 시퀀스를 나타낸다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 사이클릭 시프트는 수퍼 프레임의 첫 신호 프레임 마다 리셋 (reset) 될 수 있다.
도 24는 본 발명의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정의 다른 실시예를 나타낸다.
도 24는 도 19에서 설명한 제 3 방식의 다른 실시예로서, (a)는 도 19과 동일하나. (3) 심볼-와이즈 페이즈 베리에이션을 위한 페이즈를 p(s)로 나타내고, (5) 홀드업 구간 (hold-up period, 유지 구간) 및 (6) 세그먼트를 나타낸 점에서 차이가 있다. 또한, (b)는 본 발명의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션을 나타내는 수학식 및 파라미터들을 나타낸다.
본 발명의 제 3 방식은 상술한 바와 같이, 사인파에 따라 페이즈 트랜지션을 수행하는 경우와 사인파 및 Tx-ID 시퀀스를 모두 사용하여 페이즈 트랜지션을 수행하는 경우로 구별될 수 있다.
(b)의 우측에 도시된 수학식은 상술한 사인파만을 사용하는 제 3 방식을 나타낸다. 즉, 도면에 도시된 수학식은 (b)의 좌측에 도시된 파라미터에 해당하는 값들을 이용하여 p(s), 심볼-와이즈 페이즈 베리에이션을 위한 페이즈 및 아웃풋 신호, Dout(s)를 계산하는 과정을 나타낸다. Din(s) 및 Dout(s)는 s 번째 심볼의 신호열로서, Dout(s)는 복소 신호인 
과 입력 신호 Din(k)를 곱한 값에 해당한다. 각 신호열의 길이는 OFDM 심볼 길이와 동일하며, 각 OFDM 심볼 길이는 가드 인터벌의 길이를 포함할 수 있다.
상술한 바와 같이, 사인파 및 Tx-ID 시퀀스를 모두 사용하는 제 3 방식의 경우, TX-ID 시퀀스 또는 랜덤 시퀀스 (random sequence)를 사용하면서 페이즈 홀드업 함수 (phase holdup function)을 이용할 수 있다. 이 경우, 시작 페이즈 (p_start)는 송신 장치에 따라 달라질 수 있다. 또한, 이용된 Tx-ID 시퀀스에 따라 (a)에 도시된 (5) 홀드업 구간이 발생할 수 있다. 또한, Tx-ID 시퀀스를 이용하는 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 Tx-ID 시퀀스에 의해 제어되는 심볼 구간 (세그먼트)을 결정할 수 있다. 해당 세그먼트의 길이는 임의의 일정한 길이로 결정될 수 있으며, (a)에서 도시된 바와 같이 (6) 세그먼트로 표현될 수 있다. 본 발명의 세그먼트는 사용된 Tx-ID 시퀀스에 따라 홀드업 세그먼트 (holdup segment), 페이즈 업/다운 세그먼트 (phase up/down segment)로 구별할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 페이즈 업 세그먼트 (phase up segment)는 -cos(
)부터 -cos(
)까지의 값에 1.0을 더하고 노멀라이제이션 (normalization) 후 사용될 수 있으며, 페이즈 다운 세그먼트 (phase down segment)는 cos(
)부터 cos(
)까지의 값에 1.0을 더하고 노멀라이제이션 후 사용될 수 있다. Tx-ID 시퀀스를 사용하는 경우, 세그먼트의 개수가 Tx-ID 시퀀스의 길이보다 크면, 해당 Tx-ID를 반복해서 사용할 수 있다.
또한 만약 R (프레임 내의 사인파의 반복 횟수)이 정수라면, 페이즈는 각 프레임의 엣지 (edge)에서 균일하게 (seamlessly) 변경될 수 있다.
도 25는 본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 25는 도 1, 도 7 및 도 16에서 설명한 웨이브폼 제너레이션 모듈의 다른 실시예에 해당한다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈은 도 6에서 설명한 프레임 스트럭쳐 모듈에서 출력된 신호 프레임들을 입력받고 출력하기 위한 안테나의 개수만큼 신호 프레임들을 변조하여 전송할 수 있다.
즉, 웨이브폼 제너레이션 모듈은 m 개의 Tx 안테나를 사용하는 송신 장치의 웨이브폼 제너레이션 모듈의 실시예로서, m개의 경로만큼 입력된 프레임을 변조하여 출력하기 위한 m개의 처리 블록들을 포함할 수 있다. m개의 처리 블록들은 모두 동일한 처리 과정을 수행할 수 있다.
도 25에 도시된 웨이브폼 제너레이션 모듈은 도 16과 동일한 블록들을 포함하고 있으나, TD 페이즈 프리-디스토션 블록이 인버스 웨이브폼 트랜스폼블록 이후에 위치하지 않고, FD 페이즈 프리-디스토션 블록에서 TD 페이즈 프리-디스토션까지 수행한다는 점에서 차이가 있다. 즉, 주파수 및 시간 차원의 페이즈 프리-디스토션 (또는 페이즈 트랜지션)이 모두 인버스 웨이브폼 트랜스폼이전에 처리된다. 이하에서는 인버스 웨이브폼 트랜스폼이전에 처리되는 주파수 및 시간 차원의 페이즈 프리-디스토션을 2D(Dimension) 페이즈 프리-디스토션이라 호칭할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션은 상술한 제 1 방식 내지 제 3 방식을 모두 포함할 수 있으나, 시간 차원의 페이즈 디스토션에 해당하는 제 3 방식의 경우, 다른 실시예가 적용될 수 있다. 구체적인 내용은 후술한다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션을 나타내는 수학식이다.
(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션의 인풋 시그널 및 아웃풋 시그널을 나타내는 수학식이다.
(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션의 주파수-차원 페이즈 텀 (frequency-dimension phase term)을 구하는 수학식을 나타낸다.
(c)는 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션의 시간-차원 페이즈 텀 (time-dimension phase term)을 구하는 수학식을 나타낸다.
(a)에 도시된 수학식은 시간 차원과 주파수 차원의 페이즈 값을 모두 포함하고 있다.
SFN 구성 (configuration)에 있어서, 2D-eSFN 처리 과정 또는 SFN 프로세싱은 시간 및 주파수 다이버시티를 획득하기 위하여 복수의 송신 장치들로부터 전송되는 신호들의 페이즈 각각을 왜곡(distort)할 수 있다. 따라서, 낮은 플랫 페이딩 (flat fading) 또는 딥-페이딩 (deep-fading)으로부터 발생하는 버스트 에러(burst error)는 완화될 수 있다. 시간-주파수 차원 페이즈-디스토션이 수행된 신호들은 (a)에 도시된 바와 같으며, qm,l,k 및 rm,l,k 은 2D-eSFN 프로세싱의 입력 및 출력 신호들을 의미한다. l번째 심볼의 K번째 캐리어를 위한 페이즈-디스토션 밸류 (또는 값)는 (a)에 도시된 바와 같다. 페이즈-디스토션 밸류는 시간 및 주파수 차원의 페이즈 텀들 각각을 기반으로 계산될 수 있다.
도 16에서 설명한 인버스 웨이브폼 트랜스폼이후에 TD 페이즈 프리-디스토션이 수행되는 경우에는 (a)에 도시된 수학식에서 시간 차원의 페이즈 값인 
을 위 식에서 제외하고, 프리앰블 삽입 이 후에 
을 곱하는 것으로 표현할 수 있다.
상술한 k번째 캐리어를 위한 주파수 차원의 페이즈 텀은 (b)에 도시된 바와 같이 계산될 수 있으며, l번째 심볼을 위한 시간 차원의 페이즈 텀은 (c)에 도시된 바와 같이 계산될 수 있다.
(c)에 도시된 수학식에서 (A)에 해당하는 부분은 임의의 파형을 가지는 다른 식으로 대체할 수 있다. 이는 설계자 의도에 따라 변경가능하다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션 과정을 나타낸다.
도 27은 도 19 및 도 24에서 설명한 제 3 방식의 또 다른 실시예로서, 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션에 적용되는 경우를 나타낸다. 상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션의 경우, 인버스 웨이브폼 트랜스폼 이전에 시간 차원의 페이즈 디스토션이 수행되므로, 도 19 및 도 24에서 설명한 제 3 방식과 차이가 있다.
구체적으로, (a)는 도 27과 동일하나, 홀드업 구간이 없다는 점에서 차이가 있다.
(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 페이즈 프리-디스토션의 제 3 방식에 따른 페이즈 트랜지션을 나타내는 수학식 및 파라미터들을 나타낸다. (b)에 도시된 수학식은 페이즈 베리에이션을 위해 사인파 (sinusoidal wave)를 사용한 경우의 실시예를 나타내나, 임의의 파, 예를 들어 톱니 파(saw tooth wave) 또는 가변 주기를 가지는 톱니 파나 사인파 등을 사용할 수도 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다.
도 28는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법의 플로우 차트이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 서비스 데이터를 인코딩할 수 있다(S28000). 상술한 바와 같이 서비스 데이터는 피지컬 레이어의 로지컬 채널인 데이터 파이프를 통해 전송될 수 있으며, 데이터 파이프는 서비스 데이터 또는 관련된 메타 데이터를 전송할 수 있다. 또한 데이터 파이프는 하나 또는 이상의 서비스 또는 서비스 컴포넌트들을 전송할 수 있다. 본 발명에서 데이터 파이프는 QoS (quality-of-service)에 영향을 미치는 강건성 조절 (robust control)을 위한 전송 단위로 호칭될 수 있다. 데이터 파이프를 통해 전송되는 데이터는 DP 데이터 또는 서비스 데이터라 호칭될 수 있다. 구체적인 인코딩 방법은 도 1, 도 5 및 도 14에서 설명한 바와 같다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 인코딩된 서비스 데이터를 포함하는 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 생성할 수 있다 (S28010). 구체적인 내용은 도 6에서 설명한 바와 같다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 생성된 적어도 하나이상의 신호 프레임내의 데이터의 페이즈 디스토션을 수행할 수 있다. may 상술한 바와 같이, SFN 구성 (configuration)에 있어서, 2D-eSFN 처리 과정 또는 2D-eSFN 프로세싱은 시간 및 주파수 다이버시티를 획득하기 위하여 복수의 송신 장치들로부터 전송되는 신호들의 페이즈 각각을 왜곡(distort)할 수 있다. 따라서, 낮은 플랫 페이딩 (flat fading) 또는 딥-페이딩 (deep-fading)으로부터 발생하는 버스트 에러(burst error)는 완화될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 시간 및 주파수 차원 모두에서 페이즈 디스토션을 수행할 수 있다.
구체적인 페이즈 디스토션 방법은 도 16 내지 도 27에서 설명한 바와 같다.
이후 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 생성된 적어도 하나 이상의 신호 프레임 내의 데이터를 변조(modulate)할 수 있다 (S28020). 구체적인 내용은 도 1 및 도 7에서 설명한 바와 같다.
이후 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 변조된 데이터를 포함하는 방송 신호들을 전송할 수 있다 (S28030). 구체적인 내용은 도 1 및 도 7에서 설명한 바와 같다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법의 플로우 차트이다.
도 29는 도 28에서 설명한 방송 신호 송신 방법의 역과정에 해당한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 방송 신호들을 수신할 수 있다(S29000). 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호들의 페이즈는 송신 측에서 왜곡 (distort)될 수 있다. 상술한 바와 같이, SFN 구성 (configuration)에 있어서, 2D-eSFN 처리 과정 또는 2D-eSFN 프로세싱은 시간 및 주파수 다이버시티를 획득하기 위하여 복수의 송신 장치들로부터 전송되는 신호들의 페이즈 각각을 왜곡(distort)할 수 있다. 따라서, 낮은 플랫 페이딩 (flat fading) 또는 딥-페이딩 (deep-fading)으로부터 발생하는 버스트 에러(burst error)는 완화될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 시간 및 주파수 차원 모두에서 페이즈 디스토션을 수행할 수 있다. 구체적인 페이즈 디스토션 방법은 도 16 내지 도 27에서 설명한 바와 같다.
이후 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 수신한 방송 신호들을 OFDM (Othogonal Frequency Division Multiplexing) 방식으로 복조(demodulate)할 수 있다(S29010). 구체적인 과정은 도 8 및 도 9에서 설명한 바와 같다.
이후 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 복조된 방송 신호들로부터 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 파싱(parsing)할 수 있다(S29020). 구체적인 과정은 도 8 및 도 10에서 설명한 바와 같다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 파싱된 적어도 하나 이상의 신호 프레임 내의 데이터를 디코딩하여 서비스 데이터를 출력할 수 있다 (S29030). 구체적인 과정은 도 8, 도 11 및 도 15에서 설명한 바와 같다. 상술한 바와 같이 서비스 데이터는 피지컬 레이어의 로지컬 채널인 데이터 파이프를 통해 전송될 수 있으며, 데이터 파이프는 서비스 데이터 또는 관련된 메타 데이터를 전송할 수 있다. 또한 데이터 파이프는 하나 또는 이상의 서비스 또는 서비스 컴포넌트들을 전송할 수 있다. 본 발명에서 데이터 파이프는 QoS (quality-of-service)에 영향을 미치는 강건성 조절 (robust control)을 위한 전송 단위로 호칭될 수 있다. 데이터 파이프를 통해 전송되는 데이터는 DP 데이터 또는 서비스 데이터라 호칭될 수 있다.
본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 본 발명에 대한 다양한 변경 및 변형이 이루어질 수 있음은 당업자에게 자명하다.
따라서, 본 발명은 첨부된 청구항들 및 그와 동등한 것들의 범위 내에서 발생된 본 발명의 변경 및 변형들을 전부 포함할 수 있다.
Claims (8)
- 서비스 데이터를 인코딩하는 단계;
상기 인코딩된 서비스 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 프로세싱하는 단계;
상기 MIMO 프로세싱된 서비스 데이터를 포함하는 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 생성하는 단계;
상기 생성된 적어도 하나 이상의 신호 프레임의 데이터를 MISO(Multi Input Single Output) 프로세싱하는 단계,
여기서 상기 MISO 프로세싱하는 단계는 프리퀀시 도메인 상에서 상기 생성된 적어도 하나 이상의 신호 프레임의 데이터를 페이즈 프리-디스토션(phase pre-distortion)을 수행하는 단계를 포함하고,
상기 페이즈 프리-디스토션된 데이터는 타임 도메인 상의 값을 사용하여 처리됨;
상기 MISO 프로세싱된 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식을 이용하여 모듈레이팅하는 단계; 및
상기 모듈레이팅된 데이터를 포함하는 방송 신호들을 전송하는 단계를 포함하는 방송 신호 송신 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 페이즈 프리-디스토션은 디스토션 값에 따라 수행되는,
방송 신호 송신 방법. - 서비스 데이터를 인코딩하는 인코더;
상기 인코딩된 서비스 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 프로세싱하는 MIMO 프로세서;
상기 MIMO 프로세싱된 서비스 데이터를 포함하는 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 생성하는 프레임 빌더;
상기 생성된 적어도 하나 이상의 신호 프레임의 데이터를 MISO(Multi Input Single Output) 프로세싱하는 MISO 프로세서,
여기서 상기 MISO 프로세서는 프리퀀시 도메인 상에서 상기 생성된 적어도 하나 이상의 신호 프레임의 데이터를 페이즈 프리-디스토션(phase pre-distortion)을 수행하고,
상기 페이즈 프리-디스토션된 데이터는 타임 도메인 상의 값을 사용하여 처리됨;
상기 MISO 프로세싱된 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식을 이용하여 모듈레이팅하는 모듈레이터; 및
상기 모듈레이팅된 데이터를 포함하는 방송 신호들을 전송하는 전송부를 포함하는 방송 신호 송신 장치. - 제 3 항에 있어서,
상기 페이즈 프리-디스토션은 디스토션 값에 따라 수행되는,
방송 신호 송신 장치. - 방송 신호들을 수신하는 단계;
상기 수신한 방송 신호들을 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식을 이용하여 디모듈레이팅하는 단계;
상기 디모듈레이팅된 방송 신호 내 데이터를 MISO 프로세싱하는 단계,
여기서 상기 MISO 프로세싱하는 단계는 프리퀀시 도메인 상에서 상기 디모듈레이팅된 방송 신호 내 데이터를 페이즈 프리-디스토션(phase pre-distortion)을 수행하는 단계를 포함하고,
상기 페이즈 프리-디스토션된 데이터는 타임 도메인 상의 값을 사용하여 처리됨;
상기 MISO 프로세싱된 데이터로부터 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 파싱하는 단계;
상기 파싱된 적어도 하나 이상의 신호 프레임 내 데이터를 MIMO 프로세싱하는 단계; 및
상기 MIMO 프로세싱된 데이터를 디코딩하여 서비스 데이터를 출력하는 단계를 포함하는 방송 신호 수신 방법. - 제 5 항에 있어서,
상기 페이즈 프리-디스토션은 디스토션 값에 따라 수행되는,
방송 신호 수신 방법. - 방송 신호들을 수신하는 수신부;
상기 수신한 방송 신호들을 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식을 이용하여 디모듈레이팅하는 디모듈레이터;
상기 디모듈레이팅된 방송 신호 내 데이터를 MISO 프로세싱하는 MISO 프로세서,
여기서 상기 MISO 프로세서는 프리퀀시 도메인 상에서 상기 디모듈레이팅된 방송 신호 내 데이터를 페이즈 프리-디스토션(phase pre-distortion)을 수행하는 단계를 포함하고,
상기 페이즈 프리-디스토션된 데이터는 타임 도메인 상의 값을 사용하여 처리됨;
상기 MISO 프로세싱된 데이터로부터 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 파싱하는 프레임 파서;
상기 파싱된 적어도 하나 이상의 신호 프레임 내 데이터를 MIMO 프로세싱하는 MIMO 프로세서; 및
상기 MIMO 프로세싱된 데이터를 디코딩하여 서비스 데이터를 출력하는 디코더를 포함하는 방송 신호 수신 장치. - 제 7 항에 있어서,
상기 페이즈 프리-디스토션은 디스토션 값에 따라 수행되는
방송 신호 수신 장치.
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