KR101720039B1 - 트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스 및 방법 - Google Patents

트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스에 관한 것으로, 상기 디바이스는, - 상기 자기 단방향성 플럭스 프랙션에 대응하는 센서 신호(6)를 제공하는 측정 디바이스(7), - 상기 트랜스포머의 코어(4)에 자기적으로 결합되는 보상 권선(K), - 전류를 상기 보상 권선(K) 내에 공급하기 위해 상기 보상 권선(K)과 직렬로 전류 경로(3) 내에 전기적으로 배열된 스위칭 유닛(T)을 포함하며, 상기 전류의 작용은 상기 단방향성 플럭스 프랙션과 반대로 지향된다. 어레인지먼트는, 상기 스위칭 유닛(T)이 제어 디바이스(2)에 의해 제공되는 조절 변수(9)에 의해 제어될 수 있고, 상기 스위칭 유닛(T)은 미리규정된 시간 구간(16) 동안, 그리고 상기 조절 변수(9)에 따라 전도 상태로 스위칭될 수 있고, 스위치-온 시간(14)은 메인즈-동기적인 것을 특징으로 한다. 상기 전류 경로(3) 내의 전류를 제한하기 위한 디바이스가 제공되고, 상기 센서 신호(6)는 상기 제어 디바이스(2)에 공급된다.

Description

트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스 및 방법 {DEVICE AND METHOD FOR REDUCING A MAGNETIC UNIDIRECTIONAL FLUX FRACTION IN THE CORE OF A TRANSFORMER}
본 발명은, 자기 단방향성 플럭스 프랙션(magnetic unidirectional flux fraction)에 대응하는 센서(sensor) 신호를 제공하는 측정 디바이스(device), 트랜스포머(transformer)의 코어(core)에 자기적으로 결합되는 보상 권선, 및 보상 권선 내에 전류를 공급하기 위해 보상 권선과 직렬로 전류 경로 내에 전기적으로 배열되는 스위칭 유닛(switching unit)을 이용하여, 트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스 및 방법에 관한 것으로, 상기 전류의 작용은 단방향성 플럭스 프랙션에 반대로 지향되고, 스위칭 유닛은 제어 디바이스에 의해 제공되는 조절 변수에 의해 제어될 수 있으며; 본 발명은 또한 트랜스포머를 개조(retrofit)하기 위한 방법을 제공한다.
에너지(energy) 분배 네트워크(network)들에서 이용되는 것들과 같은 전기 트랜스포머들은 1차 권선 또는 2차 권선 내로의 원하지 않는 직류 전류의 주입을 겪을 수 있다. 이후에 DC 컴포넌트(component)로 또한 지칭되는, 이러한 종류의 직류 전류의 주입은, 이를테면 전기 드라이브(drive)들을 제어하기 위해 또는 심지어 역률 보상을 위해 오늘날 이용되는, 예컨대, 전자 구조 컴포넌트들로부터 비롯될 수 있다. 다른 원인은 이른바 "지자기적으로 유도된 전류들(GIC: geomagnetically induced currents)"일 수 있다.
트랜스포머의 코어 내에서, DC 컴포넌트는 교류 플럭스를 중첩하는 단방향성 플럭스 프랙션을 초래한다. 이는 코어 내의 자기 물질의 비대칭적 제어를 초래하고 일련의 결점들과 연관된다. 심지어 수 암페어(ampere) 정도의 직류 전류가, 트랜스포머 내의 국부적인 가열을 초래할 수 있으며, 이는 권선 절연의 수명을 악화시킬 수 있다. 추가의 원하지 않는 영향은 트랜스포머의 동작 동안의 증가되는 잡음 방출이다. 이는 특히, 트랜스포머가 주거 지역에 가까이 설치된 경우에 골칫거리로 여겨진다.
트랜스포머의 동작 잡음을 감소시키기 위해 능동적으로 그리고 수동적으로 작동하는 다양한 메커니즘(mechanism)들이 알려져 있다. 예컨대, DE 40 21 860 C2에서, 잡음 방출이 그의 시작점에서 상쇄되는, 즉 주입 DC 컴포넌트의 자기 작용이 직접적으로 제어되어야 하는 것이 제안되었다. 이를 위해, 부가적인 권선, 이른바 보상 권선이 트랜스포머에 부착된다. 일반적으로 단지 작은 수의 턴(turn)들만을 갖는 이러한 보상 권선은 보상 전류를 공급받으며, 트랜스포머의 코어 내의 파괴적인(disruptive) DC 컴포넌트의 자기 플럭스와 반대로 지향되도록 상기 보상 전류의 자기 작용이 정렬된다. 주입된 직류 전류는, 할당된 검출 엘리먼트(element), 예컨대 마이크로폰(microphone)과 함께 제어 디바이스 또는 조절기에 따라 설정된다. 그러나, 이러한 종류의 측정 디바이스는, 오늘날 에너지 분배 네트워크 내의 트랜스포머들에 부과된 원하는 가장 낮은 가능한 유지 비용들 및 신뢰성에 대한 요건들을 충족하지 못한다.
가능한 한 신뢰적으로 트랜스포머의 코어 내의 단방향성 플럭스 프랙션을 검출하기 위해, 미공개의 PCT/EP2010/054857은, 강자성 분로 부분에 의해, 메인(main) 자기 플럭스의 부분은 트랜스포머 코어에서 분기(branched off)되고 다운스트림(downstream)에 다시(again) 공급되는 일종의 "자기 바이패스(bypass)"로서 동작하는 센서 메커니즘을 제안한다. 코어를 바이패스하는 이러한 분기된 플럭스 컴포넌트는, 그로부터 도출된 물리적 변수로부터 직접적으로 또는 간접적으로 분로 아암(shunt arm)에 의해 바이패스되는 코어 섹션(section) 내의 자기장 세기를 결정하기 위해 이용된다. 자기 여기(excitation), 또는 자기장 세기의 이러한 검출은 더욱 신뢰적이며, 장기간 이용을 위해 더 적합하다.
WO 2004/013951A2로부터 알려진 것은 반도체 스위칭 유닛이며, 상기 반도체 스위칭 유닛에 의해, DC 최소화의 목적들을 위해 트랜스포머의 보상 권선 내로 보상 전류가 공급된다. 독립적인 에너지원을 갖는 제어 디바이스는 반도체 스위치(semiconductor switch; MOSFET)의 전류 흐름의 지속시간 동안 제어가능한 주파수를 설정한다. 이와 관련하여, 보상 전류의 발생을 위한 전기 에너지는, MOSFET 프리-휠링(free-wheeling) 회로를 통해 순환적으로 충전되는 커패시터(capacitor)로부터 취해진다. 그러나, 에너지 분배 네트워크에서 이용되는 것들과 같은 트랜스포머들의 경우에, 커패시터는, 신뢰성의 이유들 때문에 그리고 저-유지보수 장기간 동작(low-maintenance long-term operation)을 위한 요구로 인해 에너지 저장소로서 바람직하지 않다.
본 발명의 목적은, 에너지 분배 네트워크 내의 트랜스포머들을 위한 실제 이용에 더 적합한, 트랜스포머 내의 자기 플럭스의 다이렉트(direct) 컴포넌트를 감소시키기 위한 디바이스 및 방법을 개시하는 것이다. 본 발명은 또한 트랜스포머의 개조를 위한 방법에 관한 것이다.
이러한 목적은 디바이스에 관해서는 청구항 제1항의 특징들에 의해 그리고 방법에 관해서는 청구항 제10항의 특징들에 의해 달성된다. 목적은 또한 청구항 제17항의 특징들을 이용하여 트랜스포머를 개조하기 위한 방법에 의해 달성된다. 본 발명의 유리한 실시예들, 양상들, 및 상세들은 종속 청구항들, 상세한 설명, 및 첨부 도면들로부터 도출될 수 있다.
본 발명은, 보상 권선 내에 유도되는 전기 전압을 이용하고, 이를 파괴적인 자기 단방향성 플럭스 프랙션의 보상을 위해 이용하는 개념에 기초한다. 본 발명에 따르면, 전자 스위칭 유닛은 보상 전류를 발생시키고, 스위칭 유닛의 스위칭-온(on)은 메인즈-동기적으로(mains-synchronously), 그리고 미리결정된 스위칭 전략에 따라 발생한다. 본 발명에 따르면, 스위치-온 시간은 보상 권선 내에 유도된 전압의 위상에 의해 트리거(trigger)되고, 온(ON)-지속시간은 측정 디바이스에 의해 제공되는 센서 신호에 따라 확립된다. 이러한 방식에서, 정현파 맥동성(pulsating) 직류 전류가 보상 권선 내에 공급되고, 상기 전류의 크기는 전류-제한 메커니즘에 의해 제한된다. 이러한 맥동성 직류 전류를 발생시키기 위해 에너지원, 즉 배터리(battery) 또는 커패시터가 요구되지 않는다. 이러한 맥동성 직류 전류의 전류 흐름의 지속시간은 공급된 센서 신호에 따라, 단순한 방식으로 그리고 매우 정확하게 설정될 수 있으며, 상기 센서 신호는 보상될 DC 컴포넌트의 크기 및 방향을 특정한다. 이러한 방식으로 발생된 이러한 펄스화된(pulsed) 직류 전류의 평균값은, 트랜스포머의 연자성(soft-magnetic) 코어 내의 단방향성 플럭스 프랙션의 감소를 초래하거나, 또는 코어 내의 그의 작용을 완전히 상쇄시킨다. 결과적으로, 연자성 코어의 어떠한 원하지 않는 비대칭 제어가 더 이상 존재하지 않는다. 그 결과로서, 트랜스포머의 권선의 열부하(thermal loading)가 감소된다. 트랜스포머의 동작 동안의 손실들 및 잡음들이 감소된다. 이는 디바이스가 비교적 단순한 수단을 이용하여 구현되는 것을 가능하게 한다. 동시에, 이산 및/또는 프로그램가능 모듈(programmable module)들 양측 모두가 이용되는 것이 가능하며, 이들은 상업적으로 입수가능하다. 여기서, 보상 전류의 발생을 위해, 예컨대 배터리 또는 커패시터와 같은 에너지 저장소가 요구되지 않는다는 것은 큰 이점이다. 보상 전류의 발생을 위한 에너지는 보상 권선으로부터 직접적으로 취해진다. 그의 단순성으로 인해, 회로 어레인지먼트(arrangement)는 대단히 신뢰적이다. 이는 에너지 분배 네트워크 내의 트랜스포머의 저-유지보수 장기간 동작을 위해 아주 적합하다. 적용 분야는 저-전압 범위의 또는 중간-전압 범위의 트랜스포머들 및 매우 강력한 트랜스포머들 양측 모두를 포함한다. 트랜스포머의 크기 또는 안정성-관련 유닛들 또는 다른 설계 기준들 어느 것도 본 발명의 이용에 의해 불리한 영향을 받지 않는다.
여기서, 전류를 제한하는 목적들을 위해, 인덕턴스(inductance)가 보상 권선 및 스위칭 유닛과 직렬로 전류 경로 내에 배열된다면 특히 유리할 수 있다. 보상 권선의 코일(coil) 전류가 코일 전압의 시간적 적분에 대응하고, 따라서 이러한 전압 적분의, 따라서 코일 전류의 DC 컴포넌트들이, 적합한 제어 전략에 의해 단순한 방식으로 기간에 걸쳐 달성될 수 있다는 점은, 전류 경로 내에서의 인덕턴스의 이용의 이점의 충분한 증거이다. 인덕턴스의 적합한 선택에 따라, 스위칭-온에 대한 로딩(loading)은 매우 낮게 유지될 수 있는데, 그 이유는 스위칭-온의 순간에서의 전류의 시간적 변화는 인덕턴스에 의해 제한되기 때문이다. 원칙적으로, 인덕턴스 대신에 다른 2개의-단자 네트워크를 이용하는 것이 또한 가능하다. 회로 엔지니어링(engineering)의 관점에서 보면, 옴(ohmic) 저항의 유효 전력 손실들은 불리할 것임에도 불구하고, 옴 저항이 또한 고려가능할 것이다.
회로 엔지니어링의 관점에서 보면 바람직할 수 있는 하나의 실시예는, 제어 디바이스가 실질적으로 2개의 기능 블록(block)들, 즉 위상 검출기 및 타이밍 엘리먼트(timing element)를 포함하는 실시예이다. 위상 검출기는 보상 권선 내에 유도되는 전기 전압의 제로 통과(zero passage)를 검출하고, 시간 구간의 스위치-온 시간 동안 트리거 신호를 공급하며, 그 지속시간은 센서 신호에 따라 미리결정된다.
유도성 전압 피크(peak)들로부터 스위칭 메커니즘을 보호하기 위한 추가의 보호 방책은, 병렬 브랜치(branch) 회로 내의 스위칭 유닛 및 인덕턴스의 직렬 접속과 병렬로 과전압 보호가 제공된다는 점에 있을 수 있다.
매우 특히 바람직한 실시예에서, 스위칭 유닛은 적어도 하나의 사이리스터(thyristor)로부터 형성된다. 사이리스터를 초기에 이용하는 것의 이점은, 사이리스터가 전류 펄스(pulse)에 의해 "점화된다", 즉 전도성 상태로 변화될 수 있다는 점에 있다. 메인즈 전압의 포지티브(positive) 반파(half-wave) 동안, 사이리스터는 다음(next) 전류가 제로일 때까지 다이오드(diode)의 특성을 갖는다. 전류 흐름의 지속시간의 종료는 사이리스터 그 자체에 의해 실행되며, 이때 홀딩(holding) 전류는 언더슈팅(undershooting)되고 사이리스터는 자동적으로 "클리어(clear)"된다, 즉 비-전도성 상태로 변화된다. 명백하게, GTO, IGBT 트랜지스터(transistor)들과 같은 다른 반도체 스위치들 또는 다른 스위칭 엘리먼트들이 또한 고려가능하다.
전류 방향들 양측 모두로 직류 전류가 보상 권선 내에 주입되는 것을 가능하게 하는 다양한 회로 변형들이 존재한다. 각각의 경우에서 단극성 반도체 스위치와 함께 서로 반대 방향으로 감겨지는 2개의 보상 권선들, 또는 양극성 반도체 스위치들을 갖는 하나의 권선이 이용될 수 있다. 원칙적으로, 극성 반전(polarity reversal) 회로를 이용하는 것이 또한 가능할 수 있다. 그러나, 2개의 스위칭 유닛들의 역병렬 접속, 특히 2개의 역병렬 사이리스터들에 의해, 특히 단순한 구현을 달성하는 것이 가능하다.
스위칭 온 및 스위칭 오프(off)를 위한 스위치 및 전류 흐름을 제한하는 퓨즈(fuse)가 전류 경로 내에 제공되는 것이 유리할 수 있다. 이것은 보상 메커니즘이 활성화되거나 또는 비활성화되는 것을 가능하게 할 수 있다. 결함의 경우에, 퓨즈는 허용불가한 높은 전류의 제한을 보장한다.
스위칭 유닛 및 제어 디바이스가 트랜스포머의 탱크(tank) 외측에 배열되는 것이 바람직할 수 있다. 이는 검사 및 유지보수를 위해 외부로부터 액세스가능한(accessible) 전체 전자 회로를 만든다.
본 발명의 매우 특히 바람직한 실시예는, 측정 디바이스가 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 검출하기 위한 센서 코일을 갖는 자기 분로 부분을 포함한다는 점에 있을 수 있다. 분로 부분은 트랜스포머의 코어 상에 배열되어, 예컨대 림(limb) 상에 또는 요크(yoke) 상에 놓여서, 자기 플럭스의 부분이 상기 코어를 바이패스한다. 센서 코일에 의해 분로에 의해 전환되는(divert) 이러한 자기 플럭스로부터 장기간 안정성을 갖는 센서 신호를 획득하는 것은 매우 용이하며, 상기 센서 신호는 선택적으로, 신호 조정 후에, 단방향성 플럭스 프랙션(DC 컴포넌트)을 매우 양호하게 서술한다. 측정 결과는 큰 정도의 드리프트 자유(large extent free of drift)에 대한 것이며, 장기간 안정성을 갖는다. 이러한 검출기는 실질적으로 분로 부분 및 상기 분로 부분 상에 배열된 센서 코일을 포함하기 때문에, 이는 매우 신뢰적이다.
도입부에서 기술된 목적은 또한, 스위칭 유닛의 스위치-온 시간은, 보상 권선 내에 유도되는 전압과 동기적으로, 그리고 센서 신호에 따라 발생하며, 센서 신호는 제어 디바이스의 자기 단방향성 흐름 컴포넌트를 검출하기 위한 측정 디바이스에 의해 공급되는 것을 특징으로 하는 방법에 의해 달성된다. 회로 엔지니어링의 관점에서 보면, 이러한 종류의 방법은 단지 수개의 컴포넌트들을 이용하여 구현하기가 매우 단순하다.
방법의 바람직한 실시예는, 제어 디바이스 내에 배치된 타이밍 엘리먼트에 의해 미리결정되는 조절 변수에 의해 스위칭 유닛이 제어되고, 보상 권선 내에 유도되는 전압의 위상을 검출하는 위상 검출기에 의해 타이밍 엘리먼트가 트리거되는 것일 수 있다. 타이밍 엘리먼트는 디지털(digital) 회로의 부분 또는 이산 모듈로서 구현될 수 있다. 조절 변수가 마이크로프로세서(microprocessor)의 컴퓨터(computer) 연산의 결과인 것이 유리할 수 있다. 여기서, 동시에 센서 신호의 신호 조정을 위해 마이크로프로세서가 이용될 수 있다.
특히 바람직한 실시예에서, 맥동성 직류 전류가 보상 권선 내에 공급되도록, 스위칭 유닛이 제어된다. 이는, 이러한 맥동성 직류 전류의 산술 평균값이, 보상될 DC 컴포넌트에 따라 매우 단순하게 미리결정될 수 있다는 이점을 갖는다. 유리하게, 인덕턴스 내에 저장되는 자기 에너지를 감소시키는 목적들을 위해, 전자 스위칭 유닛은 맥동성 직류 전류가 쇠퇴할 때까지 스위치 온을 유지한다. 따라서, 전자 스위칭 유닛이 스위치 오프될 때, 과전압 보호는, 코일 내에 저장된 잔류 자기 에너지가 사실상 없게 흡수하도록 요구된다.
상술된 목적의 달성을 위해 또한 개시되는 것은, 트랜스포머를 개조하기 위한 방법이다. 본 발명에 따른 디바이스 또는 본 발명에 따른 방법은 유리하게, 이미 동작되고 있는 트랜스포머들과 함께 이용될 수 있다. 여기서, 비용은 매우 적다. 트랜스포머 탱크 내에 이미 배열된 본 발명에 따른 보상 권선이 이용될 수 있다면, 개조는 특히 매우 단순하다. 이러한 경우에, 트랜스포머 탱크는 개방될 필요가 없으며; 대신에 단지 본 발명에 따른 메커니즘이, 이미 기술된 보상 권선의 단자들에 접속될 필요만이 있다.
본 발명의 추가의 설명을 위해, 아래의 설명 부분은 도면들을 참조하고, 상기 도면들로부터, 본 발명의 추가의 유리한 실시예들, 상세들, 및 전개들이 비-제한적인 예시적 실시예를 참조하여 도출될 수 있다.
도 1은 간략화된 스케치(sketch)로 도시된 실시예에 따른 디바이스의 예시적 실시예.
도 2는 보상 권선에 도입되는 보상 전류의 전압의 시간적 전개의 묘사.
도 3은 조절 변수의 함수로서의 보상 전류의 묘사.
도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 디바이스(1)를 간략화된 묘사로 도시한다. 디바이스(1)는 실질적으로, 단자들(K1 및 K2)을 통해 보상 권선 어레인지먼트(K)에 접속되는 회로 어레인지먼트를 포함한다. 보상 권선 어레인지먼트(K)는 트랜스포머 탱크(12) 내에 하우징(housing)되고, 트랜스포머의 코어(4)에 자기적으로 결합된다. 상기 보상 권선 어레인지먼트(K)는 일반적으로 단지, 예컨대 트랜스포머의 림 또는 요크 부분 둘레에 감겨지는 작은 수의 턴(turn)들을 갖는 권선만을 포함한다. 트랜스포머 탱크(12) 내의 보상 권선(K)으로부터의, 단자들(K1 및 K2)에 대한 접속들은 외측 영역(13)으로 리드 아웃(lead out)된다.
트랜스포머의 동작 동안, 전기 전압이 보상 권선(K) 내에 유도되고, 상기 전압은 본 발명에 따라, 코어(4) 내의 자기 플럭스의 파괴적인 다이렉트 컴포넌트(disruptive direct component)를 방지하기 위해 이용된다. 이는 스위칭 유닛(T)의 라인-정류된(line-commutated) 스위칭에 의해 수행된다.
아래의 내용은 도 2에 도시된 보상 전류의 전개(course)가 발생되는 방법을 더욱 상세하게 설명한다.
도 1의 예시로부터 도출될 수 있는 바와 같이, 보상 권선(K)의 단자들(K1 및 K2)은 제어 디바이스(2)에 접속된다. 제어 디바이스(2)는 실질적으로, 위상 검출기(P) 및 타이밍 엘리먼트(TS)를 포함한다. 위상 검출기(P), 예컨대 제로 통과 검출기(zero passage detector)는 유도된 전압으로부터 트리거 신호(8)를 도출하고, 상기 트리거 신호(8)는 타이밍 엘리먼트(TS)에 공급된다. 제어 디바이스(2)에 또한 공급되는 제어 신호(6)와 함께, 제어 디바이스(2)는 출력측 상에 조절 변수(9)를 제공하며, 상기 조절 변수(9)는 전자 스위칭 유닛(T)에 공급된다. 스위칭 유닛(T)은, 보상 권선(K)과 직렬로 그리고 인덕턴스(L)와 직렬로 전류 경로(3) 내에 놓인다. 여기서, 인덕턴스(L)의 치수들은, 스위칭 유닛(T)이 스위칭 스루(switch through) 될 때, 전류 방향으로 흐르는 정현파 맥동성 전류 흐름이 보상 권선(K) 내로 공급되게 하도록 한다.
퓨즈(Si)는 전류를 제한하는 목적들을 위해 전류 경로(3) 내에 제공된다. 도 1에서, 이러한 퓨즈(Si)는 단자(K1)와 스위치(S) 사이에 배열된다. 스위치(S)는 전류 경로(3)를 폐쇄 또는 분리하도록 동작한다.
본 발명에 따르면, 전자 스위칭 유닛(T)의 스위칭-온은, 결정된 스위칭 전략에 따라 그리고 보상 권선(K)의 전압에 위상-동기적으로 수행된다. 즉, 도입되는 보상 전류의 크기 및 방향에 따라, 스위치-온 시간은, 보상 권선(K)의 맥동성 전류의 결과적인 산술 평균값의 작용이 파괴적인 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키거나 또는 완전히 보상하도록, 아래에서 추가로 상세하게 설명되는 함수적 관계에 따라 위상 검출기(P)에 의해 제어되는 타이밍 엘리먼트(TS)의 도움으로 제어된다.
제어 디바이스(2)는, 코어(4) 내의 보상될 DC 필드(field)의 크기 및 방향에 관한 정보를 단방향성 플럭스 프랙션을 측정하기 위한 측정 디바이스(7)로부터 수신한다. 상기 측정 디바이스(7)는 제어 디바이스(2)에 공급되는 센서 신호(6)를 제공한다. 특히 유리하게, 측정 디바이스(7)는 도입부에서 언급된 자기 바이패스 측정 원리(PCT/EP2010/054857)에 따라 작동한다. 즉, 상기 측정 디바이스(7)는 실질적으로, 자기 플럭스의 컴포넌트를 전환하기 위해 코어 상에 배열되는 자기 분로 부분을 포함하며, 그 다음으로, 이로부터, 예컨대, 신호 조정과 함께 분로 부분 상에 배열되는 센서 코일을 이용하여 단방향성 컴포넌트가 결정될 수 있다.
전자 스위칭 유닛(T)은 전류의 제로 통과시 스위치 오프된다(도 2 참조). 이러한 시간은 결정하기가 매우 단순한데, 그 이유는 전류 흐름의 지속시간(16)은 조절 변수(x)의 2배에 대응하기 때문이다(도 2의 신호(9)). 이러한 것의 결과는, 병렬 회로(5)에 제공된 과전압 보호(V)가 단지 스위칭 오프시 적은 양의 잔류 자기 에너지를 흡수해야 한다는 것이다. 전자 스위칭 유닛의 스위칭 손실들은 최소인데, 그 이유는 스위칭-온시, 전류 경로(3) 내의 인덕턴스(L)로 인해, 스위치-온 전류가 낮기 때문이며; 스위칭 손실들은 또한 스위칭 오프시 낮은데, 그 이유는 제로 통과시 또는 적어도 전류 경로(3)의 제로 전류 가까이에서 발생하도록, 스위치-오프 시간이 규정되기 때문이다.
그러므로, 보상 전류(IGL)의 산술 평균값은 단지, 조절 변수에 의해 결정된 스위치-온 시간에 의해 결정된다. 스위칭 유닛(T)을 위한 스위치들로서 사이리스터들이 특히 적합한데, 그 이유는 원칙의 문제(a matter of principle)로서, 에너지가 공급되지 않는 상태(de-energized state)를 달성하자마자, 또는 더욱 정확하게는 이른바 내전류(withstand current)를 언더슈팅(undershooting) 하자마자, 상기 사이리스터들은 저절로 비-전도성 상태로 리턴(return)하기 때문이다.
결정된 신호(9)에 의해 스위치-온 시간이 결정되고 이는 메인즈-동기적이기 때문에, 그리고 스위칭 유닛(T)의 스위칭-오프는 전류의 제로 통과시 수행되기 때문에, 보상 전류(IGL)의 산술 평균값은 조절 변수(x) 또는 조절 변수 신호(9)에 의해 매우 정확하게 설정될 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 스위칭 전략에 의해 결정된 맥동성 직류 전류(11)(보상 전류(IGL)) 및 보상 권선(K)에 유도된 전압의 시간적 전개(10)를 도시한다. 보상 전류(IGL)는 전류 갭(gap)들(17)에 의해 중단되는(interrupted) 순차적 반파들(18)의 형상을 가지며, 각각의 반파(18)는 유도된 전압(10)의 반주기(T/2)에 대칭적이다. 상기에서 보여진 바와 같이, 스위치-온 시간(14)은 메인즈와 동기적이고, 조절 변수(9)에 따라 결정된다. 도 2에서, 스위칭-온에 대한 동기화 시간은 전압(10)의 다가오는(falling) 제로 통과이다. 인덕턴스(L)의 적합한 선택에 의해, 스위칭 유닛(T)의 스위칭-스루 이후에, 전류 경로(3) 내의 전류는 전압(10)의 적분을 따른다, 즉 상기 전류는 전기 전압(10)의 제로 통과시 그의 최대값을 갖고, 그 다음으로 다시 하강한다(subside). 보상 전류(11)가 제로에 가까운 경우, 스위칭 유닛(T), 예컨대 사이리스터는 비-전도 상태로 변화된다. 전류 흐름의 지속시간(16)은 조절 변수(9)에 의해 또는 사이리스터의 터닝-오프(turning-off)에 의해 결정된다. 각각의 반파(18)에 이어 전류 갭(17)이 뒤따른다.
도 1의 권선(K)의 양측 방향들에서의 보상 전류(IGL)를 특정하기 위해, 제 2 스위칭 유닛(T')은 파선으로 표시된다. 2개의 스위칭 유닛들(T 및 T')은 예컨대, 2개의 역병렬 사이리스터들일 수 있다.
발생된 보상 전류(IGL)와 조절 변수(x) 사이에 비선형 관계가 존재할 수 있으며, 이러한 관계는 도 3에 도표로 묘사되고, 아래에서 더욱 상세하게 설명된다:
아래의 고려사항에서, 코일의 옴 저항은 무시될 수 있는 것으로 가정된다.
따라서, 아래의 내용은 코일 전류(IL(t))와 코일 전압(UL(t)) 사이의 함수적 관계를 근사화한다:
Figure 112013037602017-pct00001
이제,
Figure 112013037602017-pct00002
:= 보상 권선에서의 전압의 지속시간[s]
Figure 112013037602017-pct00003
:= 보상 권선에서의 전압의 피크값[V]
L := 코일의 인덕턴스[H]
x := 퍼센티지(percentage) 단위의 조절 변수[%]인 경우에,
그리고, 추가로, 시간(t)이 다음 방정식에 의해 규정되는 경우에,
Figure 112013037602017-pct00004
100 퍼센트의 조절 변수를 갖는 보상 전류의 또는 코일 전류의 최대 달성가능한 산술 평균값(다이렉트 컴포넌트)(IMAX)은 다음과 같다:
Figure 112013037602017-pct00005
중간 계산 후에, 조절 변수(x[%])의 함수로서 보상 전류 또는 코일 전류의 산술 평균값(다이렉트 컴포넌트)(IGL[A])은 다음 방정식에 달하며:
Figure 112013037602017-pct00006
조절 변수(x[%])의 함수로서 보상 전류에서 획득된 기본파 컴포넌트들(IQW)의 유효값[A EFF]은 다음 방정식과 같다:
Figure 112013037602017-pct00007
또한, 아래의 내용은, 조절 변수(x[%])의 함수로서 (k)번째 고조파의 보상 전류 신호에서 획득된 스펙트럼(spectral) 컴포넌트(I0W)의 유효값[AEFF]을 적용한다:
Figure 112013037602017-pct00008
여기서:
Figure 112013037602017-pct00009
및
Figure 112013037602017-pct00010
이다.
도 3은 방정식(4)에 대응하는 조절 변수에 따르는 (100 퍼센트에서 최대 달성가능 보상 전류(IMAX)에 기초하는) 보상 전류(IGL) 사이의 함수적 관계를 도시한다.
보상될 단방향성 플럭스 프랙션의 크기 및 방향이 알려져 있다면(센서 신호(6)), 상기 서술에 따른 제어 디바이스 또는 도 3에 도시된 관계는, 보상을 위해 요구되는 조절 변수(x)(신호(9))를 결정한다. 이는, 트랜스포머의 경우에 간단한 방식으로 잡음의 파괴적인 방출 및 권선의 열부하가 감소되는 것을 가능하게 한다. 상기 설명된 전자 회로는 전위가 없을 수 있다. 이는, 심지어, 높은 메인즈 전압들의 애플리케이션(application)의 분야에서도 절연 문제들이 발생하지 않는다는 것을 의미한다.
AI에서 이용되는 정정된 참조 부호들의 리스트(list)
1: 스위칭 디바이스 2: 제어 디바이스
3: 전류 경로 4: 트랜스포머의 자기 코어
5: 병렬 회로 6: 센서 신호
7: 단방향성 플럭스 프랙션을 검출하기 위한 측정 디바이스
8: 트리거 신호 9: 신호 조절 변수(x)
10: 보상 권선에서의 전압의 시간적 코스(course)
11: 전류 경로(3) 내에서의 보상 전류(IGL)의 시간적 코스
12: 트랜스포머 탱크 13: 외측 영역
14: 스위치-온 시간 15: 스위치-오프 시간
16: 전류 흐름의 지속시간 17: 전류 갭들
18: 반파 L: 코일
T: 스위칭 유닛, 사이리스터 V: 과전압 보호기
TS: 타이밍 엘리먼트 P: 위상 검출기
K: 보상 권선 S: 스위치
Si : 퓨즈 IGL: 보상 전류
K1: 접속 단자 K2: 접속 단자
X: 조절 변수

Claims (18)

  1. 트랜스포머(transformer)의 코어(4, core) 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션(magnetic unidirectional flux fraction)을 감소시키기 위한 디바이스(device)로서,
    상기 자기 단방향성 플럭스 프랙션에 대응하는 센서 신호(sensor signal)(6)를 제공하는 측정 디바이스(7),
    상기 트랜스포머의 상기 코어(4)에 자기적으로 결합되는 보상 권선(K), 및
    전류를 상기 보상 권선(K)에 공급하기 위해 상기 보상 권선(K)과 직렬로 전류 경로(3) 내에 전기적으로 배열되는 스위칭 유닛(switching unit)(T) ― 상기 전류의 작용은 상기 단방향성 플럭스 프랙션과 반대로 지향되고, 상기 스위칭 유닛(T)은 제어 디바이스(2)에 의해 제공되는 조절 변수(9)에 의해 제어될 수 있음 ―
    을 포함하고,
    상기 스위칭 유닛(T)은, 상기 조절 변수(9)에 따라 그리고 메인즈-동기적인(mains-synchronous) 스위치-온(switch-on) 시간(14)에 따라, 미리규정된 시간 구간(16) 동안 전도 상태로 스위칭될 수 있고,
    상기 전류 경로(3) 내의 전류를 제한하기 위한 메커니즘(mechanism)이 제공되고,
    상기 제어 디바이스(2)는 상기 센서 신호(6)를 공급받는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전류를 제한하기 위한 메커니즘은, 상기 스위칭 유닛(T)에 그리고 상기 보상 권선(K)에 직렬로 접속된 상기 전류 경로(3) 내의 인덕턴스(inductance)(L)에 의해 형성되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제어 디바이스(2)는 상기 보상 권선(K) 내의 전압의 위상을 검출하기 위한 메커니즘(P) 및 상기 시간 구간(16)을 설정하기 위한 메커니즘(TS)을 포함하는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 전류 경로(3) 내에 흐르는 전류(IGL)가 맥동성 직류 전류(pulsating direct current)이고 그리고 상기 전류 경로(3) 내의 전류(IGL)가 0이거나 거의 0일 때 상기 스위칭 유닛(T)이 스위치 오프(off)되도록, 상기 스위칭 유닛(T)이 제어되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 맥동성 직류 전류(IGL)는, 주기적으로 순환하는 반파들(18)로부터 그리고 인접한 반파들(18)을 접속시키는 전류 갭(gap)들(17)로부터 형성되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛(T)은 적어도 하나의 반도체 스위치로부터 형성되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛(T)은 역병렬 접속된 2개의 사이리스터(thyristor)들로부터 형성되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    퓨즈(fuse)(Si) 및 스위치(S)가 상기 전류 경로(3) 내에 배열되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  9. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 검출하기 위해, 상기 측정 디바이스(7)는 센서 코일(coil)을 갖는 자기 분로 부분을 포함하고, 상기 자기 분로 부분은 상기 트랜스포머의 코어(4) 상에 배열되어 자기 플럭스의 부분에 의해 바이패스(bypass)되고, 상기 센서 신호는 상기 센서 코일 내의 유도된 전압으로부터 도출되거나 또는 그로부터 형성되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
  10. 코어(4)에 결합된 보상 권선(K) 내로 보상 전류(IGL)를 공급하기 위해 제어 디바이스(2)에 의해 제어되는 스위칭 유닛(T)을 이용하여, 트랜스포머의 코어(4) 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 방법으로서,
    상기 코어(4) 내의 상기 보상 전류의 작용은 상기 단방향성 플럭스 프랙션과 반대로 지향되고, 상기 스위칭 유닛(T)은 상기 보상 권선(K)과 직렬로 전류 경로(3) 내에 배열되고, 상기 전류 경로(3) 내에 흐르는 전류는 전류-제한 메커니즘에 의해 제한되고,
    상기 스위칭 유닛(T)은 상기 보상 권선(K) 내에 유도되는 전압과 동기적으로, 그리고 센서 신호(6)에 따라 스위치-온 시간(14)과 동기적으로 스위칭되고,
    상기 센서 신호(6)는, 상기 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 검출하기 위한 측정 디바이스(7)에 의해 제공되고, 상기 제어 디바이스(2)에 공급되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 전류-제한 메커니즘은, 상기 스위칭 유닛(T)에 그리고 상기 보상 권선(K)에 직렬로 접속된 상기 전류 경로(3) 내의 인덕턴스(L)에 의해 형성되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 방법.
  12. 제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛(T)은, 상기 제어 디바이스(2) 내에 배치된 타이밍 엘리먼트(timing element)(TS)에 의해 발행되는 조절 변수(9)에 의해 제어되고,
    상기 타이밍 엘리먼트(TS)는, 상기 보상 권선(K) 내에 유도되는 전압의 위상을 검출하는 위상 검출기(P)에 의해 트리거되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 방법.
  13. 제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛(T)은, 맥동성 직류 전류(11)가 상기 보상 권선(K) 내로 공급되도록 제어되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 맥동성 직류 전류(11)는, 주기적으로 순환하는 정현(sinusoidal) 반파들(18) 및 중간 전류 갭들(17)에 의해 형성되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    반파의 종말에서, 상기 스위칭 유닛(T)은 거의 에너지(energy)가 공급되지 않는(de-energized) 상태로 또는 에너지가 공급되지 않는 상태로 스위치 오프되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 방법.
  16. 제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛(T)은 적어도 하나의 사이리스터를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 사이리스터의 홀딩(holding) 전류의 언더슈팅(undershooting)에 의해 스위칭-오프가 결정되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 방법.
  17. 삭제
  18. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛(T)은 적어도 하나의 사이리스터, GTO 또는 IGBT로부터 형성되는,
    트랜스포머의 코어 내의 자기 단방향성 플럭스 프랙션을 감소시키기 위한 디바이스.
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