KR101670744B1

KR101670744B1 - 최적화된 랭크 3 코드북을 이용한 상향링크 신호 송수신

Info

Publication number: KR101670744B1
Application number: KR1020100031369A
Authority: KR
Inventors: 노유진; 노동욱; 강병우; 김봉회; 이대원
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2009-04-13
Filing date: 2010-04-06
Publication date: 2016-11-09
Also published as: CA2755399C; CN102362440B; CA2755399A1; CN102362440A; EP2420006B1; US20150365149A1; US9294175B2; US9007885B2; WO2010120089A3; JP5587976B2; US9596015B2; US20150188735A1; US20160164585A1; EP2420006A2; US20120170516A1; WO2010120089A2; EP2420006A4; JP2012523744A; US9154343B2; RU2476995C1

Abstract

본 문서는 최적화된 4Tx 랭크 3 코드북을 이용한 신호 송수신 기술에 대한 것이다. 최적화된 4Tx 랭크 3 코드북은

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각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 6개의 프리코딩 행렬 그룹으로 구성된다.(단, X ∈ {±1, ±j})
바람직하게 최적화된 4Tx 랭크 3 코드북은

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와 같이 설계된다.

Description

최적화된 랭크 3 코드북을 이용한 상향링크 신호 송수신 {Uplink Signal Transmission and Reception Using the Optimized Rank 3 Codebook}

본 발명은 무선 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 MIMO 방식을 사용하는 시스템에 관한 것이다.

MIMO(Multi-Input Multi-Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, 무선통신시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIMO를 '다중 안테나'라고 지칭할 수 있다.

다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각(fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지(coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한, 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.

도 1은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.

송신단에는 송신 안테나가 N_T개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 N_R개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다. 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R_o라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 위의 R_o에 다음과 같은 레이트 증가율 R_i를 곱한 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

다중 안테나 기술은, 다양한 채널 경로를 통과한 심볼 들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 또는 전송 다이버시티(Transmit Diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻을 수 있다.

다중 안테나 기술과 관련하여, 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중 안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론에 관한 연구, 다중 안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 및 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

현재 3GPP LTE(3^rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 시스템에서는 하향링크 신호 전송에 한하여 상술한 MIMO 방식을 적용하고 있다. 상향링크 신호 전송에도 MIMO 방식을 사용할 수 있는데, 이 경우 MIMO 구현을 위해 송신단 구조가 변경됨으로 인하여 PAPR(Peak power to Average Power Ratio) 또는 CM(cubic metric) 특성이 나빠질 수 있다. 따라서, 상향링크 신호 전송에 MIMO 방식을 효율적으로 적용하기 위한 기술이 필요하다.

특히, 상향링크 랭크 3 전송에 이용되는 코드북에 있어서 너무 많지도, 적지도 않은 적절한 개수의 프리코딩 행렬을 선택함과 동시에 프리코딩 행렬들 사이의 코달 거리(Codal Distance)가 최대가 되도록하는 코드북의 설계가 요구된다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 측면에서는 단말이 상향링크 신호를 4개 안테나를 이용하여 전송하는 방법에 있어서, 상기 상향링크 신호를 3개의 레이어(layer)에 맵핑하는 단계; 상기 3개의 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 단계; 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 DFT 확산이 수행된 3개 레이어 신호를 프리코딩하는 단계; 상기 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리를 수행하는 단계; 및 상기 SC-FDMA 심볼을 상기 4개 안테나를 통해 기지국에 전송하는 단계를 포함하며, 상기 미리 저장된 코드북은,

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각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 6개의 프리코딩 행렬 그룹으로 구성되는 상향링크 신호 전송 방법을 제안한다.

(단, X ∈ {±1, ±j})

상기 미리 저장된 코드북은 상기 6개의 프리코딩 행렬 그룹 각각에서 2개의 프리코딩 행렬을 포함할 수 있으며, 더 구체적으로 상기 미리 저장된 코드북은 상기 6개의 프리코딩 행렬 그룹 각각에서 상기 X가 복소평면상에서 180도의 위상차이를 가지는 2개의 프리코딩 행렬을 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, 상기 미리 저장된 코드북은 상기 6개의 프리코딩 행렬 그룹 각각에서 상기 X가 1인 프리코딩 행렬 및 상기 X가 -1인 프리코딩 행렬을 포함할 수 있다.

바람직하게, 상기 미리 저장된 코드북은

와 같은 12개의 프리코딩 행렬들 각각에 상기 소정 상수가 곱해진 프리코딩 행렬들로 구성될 수 있다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 다른 일 측면에서는 다중 안테나를 통해 상향링크로 신호를 전송하는 단말 장치에 있어서, 신호 송수신용 4개 안테나; 3개 레이어 신호를 상기 4개 안테나를 통해 전송하는데 이용되는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 다중 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 상향링크 신호 전송을 처리하는 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 상향링크 신호를 상기 3개 레이어에 맵핑하는 레이어 맵퍼; 상기 3개 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 DFT 모듈; 상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 DFT 모듈로부터 각각 DFT 확산이 수행되어 입력 받은 상기 3개 레이어 신호를 프리코딩하는 프리코더; 및 상기 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 상기 4개 안테나를 통해 기지국에 전송하는 전송 모듈을 포함하며, 상기 미리 저장된 코드북은,

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각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 6개의 프리코딩 행렬 그룹으로 구성되는 단말 장치를 제안한다.

(단, X ∈ {±1, ±j})

상기 메모리는 상기 코드북으로서 상기 6개의 프리코딩 행렬 그룹 각각에서 2개의 프리코딩 행렬을 저장할 수 있으며, 구체적으로 상기 메모리는 상기 코드북으로서 상기 6개의 프리코딩 행렬 그룹 각각에서 상기 X가 복소평면상에서 180도의 위상차이를 가지는 2개의 프리코딩 행렬을 저장할 수 있다. 보다 구체적으로, 상기 메모리는 상기 코드북으로서 상기 6개의 프리코딩 행렬 그룹 각각에서 상기 X가 1인 프리코딩 행렬 및 상기 X가 -1인 프리코딩 행렬을 저장할 수 있다.

바람직하게, 상기 메모리는 상기 코드북으로서

와 같은 12개의 프리코딩 행렬들 각각에 상기 소정 상수가 곱해진 프리코딩 행렬들을 저장할 수 있다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 일 측면에서는 기지국이 단말의 상향링크 신호를 수신하는 방법에 있어서, 상기 단말로부터 4개 안테나, 3개 레이어를 이용하여 전송된 신호를 수신하는 단계; 및 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신 신호를 처리하는 단계를 포함하며, 상기 미리 저장된 코드북은,

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각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 6개의 프리코딩 행렬 그룹으로 구성되는 상향링크 신호 수신 방법을 제안한다.

(단, X ∈ {±1, ±j})

상기 미리 저장된 코드북은

아울러, 상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 일 측면에서는 단말의 상향링크 신호를 수신하는 기지국 장치에 있어서, 신호 송수신용 안테나; 3개 레이어 신호를 상기 4개 안테나를 통해 전송한 신호를 수신하는데 이용되는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 상향링크 신호 수신을 처리하는 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는 상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신 신호를 처리하도록 구성되며, 상기 코드북은,

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, 및

각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 6개의 프리코딩 행렬 그룹으로 구성되는 기지국 장치를 제안한다.

(단, X ∈ {±1, ±j})

바람직하게, 상기 메모리는 상기 코드북으로서

상술한 바와 같은 최적화된 4Tx 랭크 3 코드북을 이용하여 상향링크 신호를 송수신함으로써, 적은 시그널링 오버헤드로 채널 상황을 다양하게 반영하여 상향링크 신호를 전송할 수 있으며, PAPR 문제도 해결할 수 있다.

도 1은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 2은 MIMO를 사용하는 송신단의 일반적인 구조를 도시한 것이다.
도 3은 도 2를 더 자세히 나타낸 것이다.
도 4는 각 레이어의 정보가 프리코딩되어 안테나를 통해 전송되는 과정을 나타내 것이다.
도 5는 일반적인 SC-FDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 코드워드가 여러 개의 레이어에 매핑되는 방법을 예시한 것이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예로서, 안테나 별로 CM 값을 증가 시키지 않기 위하여, 코드워드-레이어 매핑이 이루어진 후 레이어 별로 DFT를 수행하는 방법을 나타낸 것이다.
도 8은 코달 거리의 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시형태에 따른 6개의 프리코딩 행렬 그룹 간 코달 거리 관계를 나타낸 도면이다.
도 10은 동일 프리코딩 행렬 그룹 내 최대 코달 거리를 가지기 위한 변수 조건을 설명하기 위한 도면이다.
도 11은 동일 프리코딩 행렬 그룹 내 프리코딩 행렬의 변수가 QPSK 알파벳을 가지는 경우 코달 거리 관계를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 일반적인 기지국과 단말의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 13 내지 도 15는 3GPP LTE 시스템에서 상향링크 신호 전송을 위한 SC-FDMA 방식과 하향링크 신호 전송을 위한 OFDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 16은 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 단말의 프로세서 구성을 구체적으로 도시한 도면이다.

이하 본 발명에 따른 바람직한 실시형태들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 돕기 위해 구체적인 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 알 것이다. 예를 들어, 이하의 설명에서 일정 용어를 중심으로 설명하나, 이들 용어에 한정될 필요는 없으며 임의의 용어로서 지칭되는 경우에도 동일한 의미를 나타낼 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일하거나 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

PAPR(Peak power to Average Power Ratio)은 파형(waveform)의 특성을 나타내는 파라미터이다. 이 값은, 파형의 최대 진폭(peak amplitude)을 파형의 시간 평균된 RMS (Root Mean Square) 값으로 나눈 값으로서, 디멘젼이 존재하지(dimensionless) 않는 값이다. 일반적으로 단일 캐리어 신호의 PAPR이 멀티 캐리어 신호의 PAPR 보다 좋다.

LTE-Advanced에서는 좋은 CM 특성(property)을 유지하기 위해서 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access)를 사용하여 MIMO (multiple input multiple output)를 구현할 수 있다. 일반적인 프리코딩(precoding)을 사용하면, 한 개의 안테나를 통해 여러 개의 레이어(layer)에 해당하는 정보를 실은 신호가 다중화(multiplexing)되어 전송되기 때문에, 이 안테나를 통해 전송되는 신호는 일종의 멀티 캐리어 신호로 간주할 수 있다. PAPR는 송신측에서 전력 증폭기(power amplifier)가 지원해야 하는 다이나믹 레인지(dynamic range)와 연관이 되어 있으며, CM(Cubic Metric)값은 PAPR가 나타내는 수치를 대변 가능한 또 다른 수치이다.

도 2은 MIMO를 사용하는 송신단의 일반적인 구조를 도시한 것이다.

1개 또는 여러 개의 코드워드는 여러 개의 레이어로 매핑된다. 매핑된 정보는 프리코딩에 의해 각 물리 안테나에 매핑되어 전송된다.

도 3은 도 2를 더 자세히 나타낸 것이다.

'코드워드'는, 데이터 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check) 비트들을 첨부한 후에, 특정 코딩 방식으로 부호화한 것을 말한다. 코딩 방식으로는 터보코드(turbo code), 테일 바이팅 콘볼루션 코드(tail biting convolutional code) 외 여러 가지의 코딩 방식이 존재한다. 각 코드워드는 하나 이상의 (가상(virtual)) 레이어에게 매핑되며, 이 때 매핑되는 전체 레이어의 개수는 랭크 값이 된다. 즉, 송신 랭크가 3이라면, 송신되는 레이어의 개수는 총 3개가 된다. 각 레이어에게 매핑된 정보는 프리코딩을 거친다. 여기서 레이어에게 매핑되어 있는 데이터 정보는 프리코딩을 통하여 물리 레이어(Physical Layer)으로 매핑된다(여기서 '레이어'는, 특별히 물리 레이어(Physical layer)라고 지칭되지 않는 한, 가상 레이어(virtual layer)을 지칭한다). 각 물리 레이어를 통해 각 안테나에게 정보가 전달된다. 도 3에서 다른 언급을 하지 않는 한, 프리코딩은 주파수 영역에서 수행되며, 물리 레이어에 매핑된 정보에게는 OFDM 정보 전송방식이 사용된다. 물리 레이어에게 매핑된 정보는 특정 주파수 영역에게 매핑된 후 IFFT 연산이 수행되고, 그 후, 순환 전치(cyclic prefix)가 부착된다. 그 후, RF 체인(chain)을 통하여 각 안테나에게 정보가 전달된다.

프리코딩은 행렬을 곱하는 방식으로 수행될 수 있다. 이 행렬에서 행(row)의 개수는 물리 레이어(physical layer)의 개수 즉, 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 수학식 2을 참조하면, (가상) 레이어에게 매핑된 정보는 x₁, x₂이고, 4x2 행렬의 각 요소 p_ij는 프리코딩에 사용되는 가중치이다. y₁, y₂, y₃, y₄는 물리 레이어에 매핑되는 정보로서 각 OFDM 전송방식을 사용하여 각 안테나 별로 전송된다.

이하에서는 혼동이 없는 한 가상 레이어를 '레이어' 로 지칭하고, 프리코딩에 의해 가상 레이어 신호가 물리 레이어에 맵핑되는 것은 바로 레이어를 안테나에 맵핑하는 것으로 표현하기로 한다.

프리코딩은 크게 2가지 방법으로 나뉠 수 있다. 광대역 프리코딩(Wideband precoding)과 서브밴드 프리코딩(subband precoding)이다.

광대역 프리코딩은 주파수 영역에서 프리코딩을 수행할 때에, 주파수 영역에 전송되는 모든 정보에 동일한 프리코딩 행렬을 사용하는 방법을 일컫는다.

도 4는 각 레이어의 정보가 프리코딩되어 안테나를 통해 전송되는 과정을 나타내 것이다.

도 4를 참조하면, 복수의 레이어에 해당하는 정보가 각 주파수 영역의 서브캐리어별로 프리코딩되어 각 안테나를 통해 전송되는 것을 알 수 있다. 이때, 광대역 프리코딩의 경우 사용하는 프리코딩 행렬 'P'가 모두 동일하다.

서브밴드 프리코딩은 광대역 프리코딩을 확장한 것으로써, 모든 서브캐리어에 대해 동일한 프리코딩 행렬을 사용하지 않고, 서브캐리어마다 여러 개의 프리코딩 행렬을 사용하는 방법을 지칭한다. 즉, 특정 서브캐리어에서는 프리코딩 행렬 'P'를 사용하고, 다른 서브캐리어에 대해서는 프리코딩 행렬 'M'을 사용하는 방법을 서브밴드 프리코딩이라고 일컫는다. 여기서 P와 M는 서로 다른 요소(element) 값을 가지고 있는 행렬이다.

상향링크 신호 전송의 경우, 하향링크 신호 전송에 비해 상대적으로 PAPR 또는 CM 특성에 민감하다. 이는 PAPR 또는 CM 증가에 따른 필터 가격 상승이 상대적으로 단말에 더 치명적일 수 있기 때문이다. 따라서, 상향링크 신호 전송에는 일반적으로 SC-FDMA 방식이 이용되고 있다.

도 5는 일반적인 SC-FDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.

OFDM 방식 및 SC-FDMA 방식 모두 도 5에 도시된 바와 같이 직렬 신호를 병렬로 변환하고, 이 병렬 신호를 서브캐리어에 맵핑하고, IDFT 또는 IFFT 처리 후, 다시 직렬 신호를 변환하여, CP 부착 후 RF 모듈을 통해 신호를 전송하는 측면에서 동일하다. 다만, SC-FDMA 방식의 경우 병렬 신호를 직렬 신호로 변환한 후 DFT 확산을 통해 이후 IDFT 또는 IFFT 처리의 영향을 감소시키며 단일 신호 특성을 일정 수준이상 유지하도록 하는 것을 특징으로 한다.

한편, 상향링크 신호 전송시 MIMO 방식을 적용하는 경우 CM 값이 나빠지는 이유에 대해서 생각해본다면, CM이 좋은 단일 캐리어 신호 여러 개가 동시에 중첩이 되는 경우, 중첩된 신호의 CM값은 좋지 않을 수 있다. 그러므로 SC-FDMA 시스템에서, 여러 레이어로부터 출력되는 정보를, 최대한 적은 개수의 단일 캐리어 신호 및 한 개의 물리적 안테나(Physical Antenna)를 통하여 다중화되어 송신하도록 하면, 좋은 CM을 갖는 송신 신호를 만들어 낼 수 있다.

송신하려고 하는 정보에 대해 프리코딩을 수행하기 이전에, 코드워드-레이어 매핑을 거칠 수 있다. SC-FDMA 방식은 일반적으로 1Tx에서 사용되었기 때문에 레이어 개수가 1개이다. 하지만 SC-FDMA에서 MIMO를 지원하는 경우에는, 레이어 개수가 여러 개가 되며, 한 개의 전송 블록(transport block)으로 이루어진 코드워드는 여러 개의 레이어에 매핑이 될 수 있다.

도 6은 코드워드가 여러 개의 레이어에 매핑되는 방법을 예시한 것이다.

도 6에 의하면, SC-FDMA를 위한 DFT가 수행된 이후에 코드워드-레이어 매핑이 수행된다면 CM값이 증가될 수 있다. 즉, DFT 블록으로부터 출력된 신호는 IFFT 처리되기 이전에 다른 처리과정을 거치기 때문에, 즉 2개의 레이어로 분리되는 과정을 거치기 때문에 CM값이 증가될 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시예로서, 안테나 별로 CM 값을 증가 시키지 않기 위하여, 코드워드-레이어 매핑이 이루어진 후 레이어 별로 DFT를 수행하는 방법을 나타낸 것이다.

그러므로 랭크 값에 따라 레이어 개수 별로 DFT 블록의 개수가 가변 된다면 CM 값을 낮게 유지할 수 있다. 즉, DFT 블록으로부터 출력된 신호는 다른 처리과정을 거치지 않고 곧바로 IFFT 블록으로 입력되기 때문에 CM 값이 낮게 유지될 수 있다. 실제로 구현(implementation)할 때에는, 한 개의 DFT 블록을 여러 개의 레이어가 공유할 수도 있다.

또한, 상향링크 신호 전송에 MIMO 방식을 이용하여 하나의 안테나에 복수의 레이어 신호가 전송되는 경우 역시 PAPR 또는 CM 특성이 나빠질 수 있다. 따라서, 이하에서 설명할 본 발명의 실시형태들에서는 하나의 안테나에는 하나의 레이어만이 전송되도록 설정된 프리코딩 행렬을 이용하도록 코드북을 설계하는 것을 제안한다. 또한, 너무 많지도 너무 적지도 않은 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하며, 코드북 내 프리코딩 행렬들간 코달 거리(codal distance)를 최대화하도록 코드북을 설계하는 원리에 대해 살펴본다.

이를 위해 이하에서는 먼저 코달 거리에 대해 살펴보고, 상향링크 코드북, 특히 4안테나, 랭크 3 전송에 이용되는 코드북의 설계 방법 및 이를 이용한 신호 송수신 기법에 대해 살펴본다.

본 발명의 일 실시형태에서는 아래 표 1과 같은 6개의 프리코딩 행렬 그룹을 이용하여 4Tx, 랭크 3 코드북을 생성하는 것을 제안한다. 아래 표 1 내에서 등가의 프리코딩 행렬들은 동일한 SINR 값을 가지게 된다. 또한, 이하의 실시형태에서는 랭크 3 전송에 있어서 코드워드-레이어 맵핑이 상기 도 3에 도시된 바와 같이 수행되는 것을 가정한다. 즉, 코드워드 1은 레이어 1에, 코드워드 2는 레이어 2 및 3에 심볼 단위로 균등하게 분산되어 맵핑되는 것을 가정한다.

실제 상향링크 신호 송수신에 이용되는 프리코딩 행렬은 상기 표 1에 표기한 프리코딩 행렬들에 특정 상수가 곱해진 형태를 가지나, 이하에서 특별한 언급이 없는 한 프리코딩 행렬에 곱해지는 상수는 편의상 생략하기로 한다.

한편, 특정 열 간의 치환은 SINR 성능에 영향을 미치지 않는 것을 가정한다. 예를 들어, 프리코딩 행렬 [C1, C2, C3]를 [C1, C3, C2]로 변경하더라도 이는 코드워드 스와핑에 불구하며, SINR을 바꾸지 않는다. 따라서, 이하에서는 상기 표 1의 6개의 프리코딩 행렬 그룹 각각에서 "General Codebook Form" 만을 다루며, 등가인 프리코딩 행렬들에 대해서는 다루지 않는다.

한편, 상기 표 1에 표시된 형태의 코드북은 프리코딩 행렬들의 X값에 따라 다양한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있다. 만일, X값이 1, -1, j 및 - j와 같은 QPSK 알파벳인 경우는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

즉, 상기 표 2는 각 프리코딩 행렬 그룹의 X가 X ∈ {±1, ±j}인 경우를 나타낸다. 상술한 바와 같은 프리코딩 행렬 전체를 4TX, 랭크 3 코드북으로서 이용하는 방법 역시 가능하다. 다만, 본 발명의 바람직한 일 실시형태에서는 코달 거리 개념을 이용하여 코드북 내 프리코딩 행렬간 최대의 코달 거리를 가지면서, 최적화된 개수의 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북 설계를 제안한다.

도 8은 코달 거리의 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코달 거리(chordal distance)는 다양한 코드북 세트의 성능을 비교하는 기준 중 하나로서 잘 알려져 있다. 여기서 "코달(chordal)" 원주에 위치하는 2개 지점 사이의 직선을 나타낸다. 따라서, 2차원의 경우를 가정하면 코달 거리는 도 8에 도시된 바와 같이 (단위) 원의 원주 상의 2 지점 사이의 거리를 나타낸다. 일반적으로 코달 거리가 서로 긴 프리코딩들을 포함하는 코드북이 서로 다른 채널 상태에서 이용될 다양한 프리코딩 행렬을 포함하게 되므로 바람직하다.

4Tx 코드북의 경우, 4차원의 코달 거리를 고려해야 하기 때문에 다음과 같은 수학식이 코드북 세트를 선택하기 위한 코달 거리로서 이용될 수 있다.

상기 수학식 3에서 ,

,

(여기서, v _i , u _i ( i = 1,2,…N , 4Tx 안테나의 경우 N =4)는 행렬 P, Q의 기본 벡터(Principle Vector)이다. 그리고,

는 행렬의 프로베니어스 놈(Frobenius norm)이다. 상술한 코달 거리는 다음과 같은 수학식을 이용하여서도 측정될 수 있다.

상술한 코달 거리 개념을 이용하여 이하에서는 4개 전송 안테나를 이용하는 시스템(4Tx 시스템)의 랭크 3에 대해 상술한 코드북 설계를 좀더 구체화해 보도록 한다.

먼저, 상술한 6개의 프리코딩 행렬 그룹 상호간 코달 거리는 다음과 같이 계산될 수 있다.

프리코딩 행렬 그룹 Gri의 프리코딩 행렬 Xi와 프리코딩 행렬 Grj의 프리코딩 행렬 Xj의 코달 거리는

의 trace에 따른다. 이 trace는 X _i X _i ^H 와 X _j X _j ^H 사이의 거리를 반영한다. 상술한 6개의 그룹 사이의 2개 쌍을 선택하는 경우의 수는 15 (=

)로서 상당히 많기 때문에, 이하에서는 간단히 서로 다른 그룹으로부터 선택된 2개의 프리코딩 행렬들 사이의 차이에 대해서만 고려해 본다. 먼저, 다음 값들을 산출하여 본다.

여기서, Xi는 그룹i에 속하는 프리코딩 행렬을 나타낸다.

이를 이용하여 그룹 1의 프리코딩 행렬과 다른 그룹의 프리코딩 행렬간 차이는 다음과 같다.

또한, 그룹 2의 프리코딩 행렬과 다른 그룹의 프리코딩 행렬간 차이는 다음과 같다.

또한, 그룹 3의 프리코딩 행렬과 다른 그룹의 프리코딩 행렬간 차이는 다음과 같다.

또한, 그룹 4의 프리코딩 행렬과 다른 그룹의 프리코딩 행렬간 차이는 다음과 같다.

마지막으로, 그룹 5의 프리코딩 행렬과 그룹 6의 프리코딩 행렬간 차이는 다음과 같다.

상기 수학식 6 내지 10에서 변수들은 단위 원 내에 위치함을 주목한다. 또한, 상기 수학식 6 내지 10는 다음과 같이 단순화될 수 있다.

상기 수학식 11으로부터 서로 다른 행렬 사이의 차이 X _i X _i ^H - X _j X _j ^H 에서 0이 아닌 값의 개수는 (i, j) ≠ (1,6), (6,1), (2,5), (5,2), (3,4) or (4,3) 의 경우 동일하나, 위치만 다른 것을 알 수 있다. 구체적으로 (i, j) ≠ (1,6), (6,1), (2,5), (5,2), (3,4) or (4,3)의 경우 차이행렬은 0이 아닌 원소 +1, -1, x _i ,

, -x _j 및

를 가진다. 따라서, 이 차이행렬 X _i X _i ^H - X _j X _j ^H 의 trace는 다음 수학식 13와 같이

이 된다.

한편, 상기 수학식 12로부터 서로 다른 행렬 사이의 차이 X _i X _i ^H - X _j X _j ^H 에서 0이 아닌 값의 개수는 (i, j) = (1,6), (6,1), (2,5), (5,2), (3,4) or (4,3)의 경우 동일하나, 위치만 다른 것을 알 수 있다. 구체적으로 (i, j) = (1,6), (6,1), (2,5), (5,2), (3,4) or (4,3)의 경우 차이행렬은 0이 아닌 원소 +1, +1, -1, -1, x _i ,

, -x _j 및

를 가진다. 따라서, 이 차이행렬 X _i X _i ^H - X _j X _j ^H 의 trace는 다음 수학식 14과 같이 1이 된다.

상기 수학식 13 및 14로부터 그룹의 쌍이 (i, j) = (1,6), (6,1), (2,5), (5,2), (3,4) 또는 (4,3)를 만족하는 경우 코달 거리 1을, 그 밖의 경우 코달 거리

를 가짐을 알 수 있다.

도 9는 본 발명의 일 실시형태에 따른 6개의 프리코딩 행렬 그룹 간 코달 거리 관계를 나타낸 도면이다.

도 9에 도시된 관계를 이용하여 다음과 같은 정리를 이끌 수 있다.

＜ 정리 1 ＞

상기 표 2에서 그룹 쌍이 (i, j) = (1,6), (6,1), (2,5), (5,2), (3,4) 또는 (4,3)를 만족하는 경우 코달 거리는 1이며, 상기 표 2에서 그룹 쌍이 (i, j) ≠ (1,6), (6,1), (2,5), (5,2), (3,4) 또는 (4,3)를 만족하는 경우 코달 거리는

이다.

한편, 이하에서는 상기 표 2에 표시된 프리코딩 행렬 그룹 내 프리코딩 행렬간 코달 거리의 관계에 대해 살펴본다.

먼저, 프리코딩 행렬 그룹 1(Gr 1)내 서로 다른 프리코딩 행렬간 코달 거리는 다음 수학식 15와 같이 계산될 수 있다.

상기 수학식 15로부터 그룹 1내 서로 다른 프리코딩 행렬간 코달 거리는 각 프리코딩 행렬의 변수 사이의 거리에 비례함을 알 수 있다. 따라서, 아래 수학식 16에 나타낸 바와 같이 동일 그룹 내 최대 코달 거리는 1이 될 수 있다.

이와 같은 최대 코달 거리를 가지기 위해서는 각 프리코딩 행렬에 포함된 변수가 도 10에 도시된 바와 같은 관계를 만족하여야 한다.

도 10은 동일 프리코딩 행렬 그룹 내 최대 코달 거리를 가지기 위한 변수 조건을 설명하기 위한 도면이다.

즉, 동일 그룹 내 180도 위상차이를 가지는 2개의 변수를 포함하는 프리코딩 행렬은 코달 거리가 1이 될 수 있다. 이와 같은 원리는 그룹 1이외의 다른 그룹에도 동일하게 적용될 수 있으며, 다음과 같은 정리를 유도할 수 있다.

＜ 정리 2 ＞

상기 표 2에서 동일한 프리코딩 행렬 그룹 내 2개의 프리코딩 행렬 사이의 코달 거리는 이들 프리코딩 행렬의 변수가 서로 180도의 위상 차이를 가지는 경우, 즉, 단위 원상에서 서로 지름상에 위치하는 경우에 획득될 수 있다.

＜정리 2의 증명＞

상기 수학식 16을 통해 그룹 1에서 상기 정리 2가 성립됨을 알 수 있으며, 다른 그룹에 대해서도 동일한 결론에 이를 수 있음을 알 수 있다.

상기 정리 2의 응용으로서, 프리코딩 행렬 그룹 1에서 상기 정리 2를 만족하는 코드북 서브셋을 다음과 설계할 수 있다.

상기 표 3은 기본 프리코딩 행렬을

로 하여, 이 기본 행렬과 상기 정리 2의 관계를 만족하는 코드북 서브셋을 찾은 것이다. 다만, 동일한 원리로 기본 프리코딩 행렬을 어떻게 선택하는지에 따라 다양한 서브셋이 설계될 수 있다.

다만, 상술한 바와 같이 최대의 코달 거리를 가지도록 설계되는 코드북은 너무 적은 수의 프리코딩 행렬을 포함할 수 있다. 따라서, 이하에서는 각 프리코딩 행렬 그룹 내에서 변수가 QPSK 알파벳인 경우를 가정하여 코달 거리 관계를 정리하면 다음과 같다.

도 11은 동일 프리코딩 행렬 그룹 내 프리코딩 행렬의 변수가 QPSK 알파벳을 가지는 경우 코달 거리 관계를 설명하기 위한 도면이다.

상기 수학식 17 및 도 11을 통해 다음과 같은 정리를 이끌 수 있다.

＜ 정리 3 ＞

동일 프리코딩 행렬 그룹 내 변수쌍 (1, -1), (-1, 1), (j, -j) 또는 (-j, j)를 가지는 2개의 프리코딩 행렬간 코달 거리는 1이고, 동일 프리코딩 행렬 그룹 내 변수쌍 (1, ±j), (-1, ±j) (j, ±1) or (-j, ±1) 를 가지는 2개의 프리코딩 행렬간 코달 거리는

이다.

＜정리 3의 증명＞

상기 수학식 17을 통해 정리 3이 증명될 수 있다.

상기 정리 1 내지 3을 통해 상기 표 2에 나타낸 프리코딩 행렬들 사이에 가능한 코달 거리는 1,

및

를 가질 수 있다. 이를 이용하여 이하에서는 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 4Tx 랭크 3 코드북을 설명한다.

＜코달 거리를 최대화하는 경우＞

본 실시형태에서는 상기 정리 1 내지 3으로부터 2개의 프리코딩 행렬간 가질 수 있는 최대 코달 거리가 1인 점을 고려하여, 코달 거리 1인 관계를 가지는 프리코딩 행렬만을 포함하는 코드북을 설계하는 것을 고려한다.

상기 정리 1로부터 6개의 그룹 중 코달 거리 1을 만족하는 2개의 프리코딩 행렬 그룹을 선택할 수 있다. 일 실시예로서 상기 표 1 또는 2의 그룹 1과 그룹 6을 선택할 수 있다. 또한, 정리 2 또는 3으로부터 동일 그룹 내 코달 거리 1인 프리코딩 행렬은 변수가 180도 위상 차이를 가지는 2개 프리코딩 행렬뿐이다. 이에 따라 본 예에서는 각 그룹에서 변수가 (1, -1)의 관계를 가지는 2개 프리코딩 행렬을 선택하는 것을 가정한다. 이에 따라 생성되는 코드북은 다음과 같다.

＜결론 1＞

상기 표 2에서 2개의 프리코딩 행렬간 코달 거리 1을 만족하는 코드북은 4개의 프리코딩 행렬을 포함한다.

＜코달 거리 및 프리코딩 행렬의 개수를 모두 고려한 경우 ＞

상기 결론 1을 통해 살펴볼 때, 코달 거리만을 고려하여 최대 코달 거리 1을 가지는 프리코딩 행렬들로만 코드북을 구성할 경우, 4개의 프리코딩 행렬만을 얻을 수 있으며, 4개의 프리코딩 행렬만으로는 다양한 채널 상황을 반영하기에 부족할 수 있다. 따라서, 본 발명의 바람직한 일 실시형태에서는 코달 거리 측면에서 2번째로 큰 값인

을 가지는 경우까지 허용하여 코드북을 설계하는 방안을 제안한다. 일례로서, 본 실시형태에서는 상기 표 2의 6개의 그룹 각각에서 상기 정리 2 및 3을 이용하여 각 그룹 내 최대 코달 거리를 가지는 2개의 프리코딩 행렬(예를 들어, 1과 -1을 변수로 가지는 프리코딩 행렬)을 선택하여 다음 표 5와 같은 형태의 4Tx, 랭크 3 코드북을 제안한다.

상기 표 5은 "Codebook Subset"으로 표기하여, 4안테나 시스템에서 모든 랭크에 대한 코드북 중 랭크 3에 대한 서브셋의 개념으로서 표기한 것이며, 랭크 3의 관점에서만 볼 때 12개의 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북이 될 수 있다.

본 실시형태에 따른 단말은 상기 표 5에 나타낸 바와 같은 랭크 3 코드북의 프리코딩 행렬들 중 특정 프리코딩 행렬(표 5에 전력 제어를 위한 소정 상수가 곱해진 형태)을 선택하여, 이를 이용하여 프리코딩을 수행하고 신호를 전송할 수 있다.

한편, 이하에서는 상술한 바와 같이 설계된 코드북을 이용하여 상향링크 신호를 전송하는 단말 장치 및 이 신호를 수신하는 기지국 장치에 대해 설명한다.

도 12는 일반적인 기지국과 단말의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

일반적으로 기지국(10)은 프로세서(11), 메모리(12) 및 상향링크 신호의 수신 및 하향링크 신호의 전송을 수행하는 송수신 모듈로서 RF 모듈(13)을 포함한다. 프로세서(11)는 하향링크 신호 전송을 위해 메모리(12)에 저장된 정보, 예를 들어 하향링크 신호 전송을 위한 코드북 내 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 하향링크 신호 전송을 제어하며, 또한 상향링크 신호 수신을 위해 메모리(12)에 저장된 정보, 예를 들어 상향링크 신호에 프리코딩의 역과정으로서 단말(20)이 이용한 프리코딩 행렬과 동일한 프리코딩 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬을 곱하는 등의 신호 수신 과정을 제어할 수 있다.

단말(20) 역시 프로세서(21), 메모리(22) 및 상향링크 신호의 전송 및 하향링크 신호의 수신을 위한 송수신 모듈로서의 RF 모듈(23)을 포함할 수 있다. 프로세서(21)는 상향링크 신호 전송을 위해 메모리(22)에 저장된 정보, 예를 들어 상향링크 신호 전송을 위한 상술한 실시형태에서 설명한 바와 같은 코드북 내 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상향링크 신호 전송을 제어하며, 또한 하향링크 신호 수신을 위해 메모리(22)에 저장된 정보, 예를 들어 하향링크 신호에 프리코딩의 역과정으로서 단말(10)이 이용한 프리코딩 행렬과 동일한 프리코딩 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬을 곱하는 등의 신호 수신 과정을 제어할 수 있다.

한편, 상술한 구성 중 단말(20) (또는 기지국(10))의 프로세서 구성, 특히 SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 구성에 대해 좀더 자세히 설명한다. 먼저 3GPP LTE 시스템에서 SC-FDMA 방식 신호 전송을 위한 프로세서 구성과 일반적인 OFDM 방식 신호 전송을 위한 프로세서 구성을 설명하고, 본 발명의 일 실시형태에 따라 단말이 MIMO 방식을 접목하여 상향링크 신호를 SC-FDMA 방식으로 전송하기 위한 프로세서 구성에 대해 설명한다.

도 13 내지 도 15는 3GPP LTE 시스템에서 상향링크 신호 전송을 위한 SC-FDMA 방식과 하향링크 신호 전송을 위한 OFDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.

먼저 도 13을 참조하면, 상향링크 신호 전송을 위한 사용자 기기 및 하향링크 신호 전송을 위한 기지국 모두 직렬-병렬 변환기(Serial-to-Parallel Converter; 401), 서브캐리어 맵퍼(403), M-포인트 IDFT 모듈(404) 및 병렬-직렬 변환기(Parallel-to- Serial Converter; 405) 등을 포함하는 점에 있어서는 동일하다. 다만, SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 사용자 기기는 N-포인트 DFT 모듈(402)을 추가적으로 포함하여, M-포인트 IDFT 모듈(404)의 IDFT 처리 영향을 일정 부분 상쇄함으로써 전송 신호가 단일 반송파 특성을 가지도록 하는 것을 특징으로 한다.

도 14에서는 3GPP LTE 시스템 규격을 규정하고 있는 TS 36.211에 도시된 상향링크 신호 처리 과정을 위한 블록도와 도 13에 도시된 SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 프로세서 구성과의 관계를 도시하고 있다. TS 36.211에 따르면 상향링크 신호 전송을 위해 사용자 기기마다 특정 스크램블링 시퀀스를 이용하여 전송 신호에 스크램블링을 수행하고, 이 스크램블링된 신호를 변조하여 복소 심볼을 생성하게 된다. 그 후, 복소 심볼들에 DFT 확산 처리를 수행하는 변환 프리코딩(Transform precoding)을 수행하게 된다. 즉, TS 36.211에서 규정하는 변환 프리코더는 N 포인트 DFT 모듈에 대응할 수 있다. 그 후, 이와 같이 DFT 확산이 수행된 신호는 자원 요소 맵퍼(resource element mapper)에 의해 자원 블록(resource block) 단위의 맵핑 규칙에 따라 특정 자원 요소(resource element)에 맵핑되며, 이는 도 11에서 서브캐리어 맵퍼에 대응됨을 알 수 있다. 이와 같이 자원 요소에 맵핑된 신호는 SC-FDMA 신호 생성 모듈에 의해 M 포인트 IDFT 또는 IFFT 처리가 되고, 병렬-직렬 변환이 수행된 후 CP가 추가되는 과정이 수행되게 된다.

한편, 도 14에서는 이와 같은 과정을 거쳐 기지국에 전송된 신호를 수신하기 위한 기지국의 프로세서 구성에 대해서도 도시하고 있다.

이와 같이 3GPP LTE 시스템에서 SC-FDMA 전송을 위한 프로세서 구성은 MIMO 방식을 적용하기 위한 구성을 포함하고 있지 않다. 따라서, 우선 3GPP LTE 시스템에서 MIMO 전송을 위한 기지국의 프로세서 구성에 대해 먼저 살펴보고, 이를 이용하여 단말이 SC-FDMA 방식과 MIMO 방식을 결합하여 상향링크 신호를 전송하기 위한 프로세서 구성에 대해서는 후술하기로 한다.

도 15는 3GPP LTE 시스템에서 MIMO 방식으로 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 프로세서 구성을 도시하고 있다.

3GPP LTE 시스템에서 기지국은 하향링크로 하나 이상의 코드워드(Code Word)를 전송할 수 있다. 따라서 하나 이상의 코드워드는 각각 도 14의 상향링크에서와 마찬가지로 스크램블링 모듈(301) 및 변조 맵퍼(302)를 통해 복소 심볼로서 처리될 수 있다, 그 후, 복소 심볼은 레이어 맵퍼(303)에 의해 복수의 레이어(Layer)에 맵핑되며, 각 레이어는 프리코딩 모듈(304)에 의해 채널 상태에 따라 선택된 소정 프리코딩 행렬과 곱해져 각 전송 안테나에 할당될 수 있다. 이와 같이 처리된 각 안테나별 전송 신호는 각각 자원 요소 맵퍼(305)에 의해 전송에 이용될 시간-주파수 자원 요소에 맵핑되며, 이후 OFDM 신호 생성기(306)를 거쳐 각 안테나를 통해 전송될 수 있다.

다만, 도 15와 같은 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 신호 방식에 따를 경우 PAPR 또는 CM 특성이 열화되는 문제가 발생할 수 있다. 따라서, 단말이 도 13 및 도 14와 관련하여 상술한 바와 같이 양호한 PAPR, CM 특성을 유지하기 위한 SC-FDMA 방식과 도 15의 MIMO 방식을 효율적으로 결합하고, 상술한 실시형태에서 설명한 바와 같이 양호한 PAPR, CM 특성을 유지할 수 있는 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행하기 위한 단말 구성이 필요하다.

먼저 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따라 다중 안테나를 통해 상향링크로 신호를 전송하기 위한 단말은 신호 송수신용 다중 안테나(미도시)를 포함하는 것을 가정한다. 또한, 도 12를 참조하면 단말(20)은 상기 표 5에 나타낸 바와 같은 프리코딩 행렬들로 구성된 코드북을 저장하는 메모리(22), 및 다중 안테나(미도시) 및 메모리(22)와 연결되어 상향링크 신호 전송을 처리하는 프로세서(21)를 포함한다. 이와 같은 구성을 가지는 단말의 프로세서(21) 구성에 대해 좀더 구체적으로 살펴본다.

도 16은 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 단말의 프로세서 구성을 구체적으로 도시한 도면이다.

도 16에 도시된 바와 같이 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 단말(20)의 프로세서는 상향링크 신호를 특정 랭크에 대응하는 개수의 레이어에 맵핑하는 레이어 맵퍼(1401), 소정 개수의 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 소정 개수의 DFT 모듈(1402), 및 메모리(22)에 저장된 상기 표 5에 나타낸 바와 같이 6개의 프리코딩 행렬 그룹 각각에서 변수가 180도 위상 차이를 가지는 2개의 프리코딩 행렬을 선택한 12개의 프리코딩 행렬로 구성된 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택하여 상기 DFT 모듈(1402)로부터 각각 DFT 확산이 수행되어 입력 받은 레이어 신호를 프리코딩하는 프리코더(1403)를 포함하는 것을 제안한다. 특히 본 실시형태에서는 DFT 모듈(1402)이 각 레이어 신호를 각각 확산하고, 레이어 신호 각각을 확산하는 DFT 모듈(1402)을 프리코더(1403) 바로 전 단계에 위치시키면서, 프리코더(1403)가 프리코딩시 각 레이어 신호가 하나의 안테나에 맵핑되어 전송되도록 구성함으로써 각 레이어 신호의 단일 반송파 특성을 유지하고, 양호한 PAPR/CM 특성을 유지하도록 하는 것을 특징으로 한다. 한편, 단말(20)은 이와 같이 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리(예를 들어, IFFF 모듈(1404)에 의한 시간 영역 신호 생성 및 CP 부착 등)를 수행하여 다중 안테나(1405)를 통해 기지국에 전송하는 전송 모듈을 더 포함한다.

한편, 프리코더(1403)는 메모리(22)에 저장된 코드북으로부터 신호 전송에 이용할 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 수행하게 되며, 이 프리코딩 행렬들은 다중 안테나 각각의 전송 전력 및/또는 레이어 각각의 전송 전력이 균등하도록 설정된 프리코딩 행렬인 것이 바람직하다.

본 실시형태에서 다중 안테나(1405) 개수는 4개인 것을 가정한다. 또한, 본 발명의 일 실시형태에 따른 단말의 프로세서는 특정 코드워드가 맵핑되는 레이어를 주기적 또는 비주기적으로 변경하는 레이어 이동(Layer shift) 기능 및 또는 특정 레이어 신호가 전송되는 안테나를 주기적 또는 비주기적으로 변경하는 안테나 이동(antenna shift) 기능을 추가적으로 수행할 수 있다. 레이어 이동 기능은 레이어 맵퍼(1401)에 의해 프리코더(1403)의 프리코딩과 별도로 수행될 수도, 프리코더(1403)가 프리코딩 시 프리코딩 행렬의 열 치환을 통해 수행할 수 있다. 또한, 안테나 이동 기능 역시 프리코딩과 별도로 또는 프리코딩 행렬의 행 치환을 통해 수행할 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

Claims

단말이 상향링크 신호를 4개 안테나를 이용하여 전송하는 방법에 있어서,
상기 상향링크 신호를 3개의 레이어(layer)에 맵핑하는 단계;
상기 3개의 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 단계;
코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 DFT 확산이 수행된 3개 레이어 신호를 프리코딩하는 단계;
상기 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리를 수행하는 단계; 및
상기 SC-FDMA 심볼을 상기 4개 안테나를 통해 기지국에 전송하는 단계를 포함하며,
상기 코드북은,

,
,
,
,
, 및
각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 프리코딩 행렬 그룹으로 구성되며,
상기 프리코딩 행렬 그룹 각각은 상기 X가 1 혹은 -1 중 하나인 것을 특징으로 하는, 상향링크 신호 전송 방법.
삭제
삭제
삭제
제 1 항에 있어서,
미리 저장된 코드북은

와 같은 프리코딩 행렬들 각각에 상기 소정 상수가 곱해진 프리코딩 행렬들로 구성되는, 상향링크 신호 전송 방법.
다중 안테나를 통해 상향링크로 신호를 전송하는 단말 장치에 있어서,
신호 송수신용 4개 안테나;
3개 레이어 신호를 상기 4개 안테나를 통해 전송하는데 이용되는 코드북을 저장하는 메모리; 및
상기 다중 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 상향링크 신호 전송을 처리하는 프로세서를 포함하며,
상기 프로세서는,
상기 상향링크 신호를 상기 3개 레이어에 맵핑하는 레이어 맵퍼;
상기 3개 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 DFT 모듈;
상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 DFT 모듈로부터 각각 DFT 확산이 수행되어 입력 받은 상기 3개 레이어 신호를 프리코딩하는 프리코더; 및
상기 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 상기 4개 안테나를 통해 기지국에 전송하는 전송 모듈을 포함하며,
상기 코드북은,

,
,
,
,
, 및
각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 프리코딩 행렬 그룹으로 구성되며,
상기 프리코딩 행렬 그룹 각각은 상기 X가 1 혹은 -1 중 하나인 것을 특징으로 하는, 단말 장치.
삭제
삭제
삭제
제 6 항에 있어서,
상기 메모리는 상기 코드북으로서

와 같은 프리코딩 행렬들 각각에 상기 소정 상수가 곱해진 프리코딩 행렬들을 저장하는, 단말 장치.
기지국이 단말의 상향링크 신호를 수신하는 방법에 있어서,
상기 단말로부터 4개 안테나, 3개 레이어를 이용하여 전송된 신호를 수신하는 단계; 및
코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신 신호를 처리하는 단계를 포함하며,
상기 코드북은,

,
,
,
,
, 및
각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 프리코딩 행렬 그룹으로 구성되며,
상기 프리코딩 행렬 그룹 각각은 상기 X가 1 혹은 -1 중 하나인 것을 특징으로 하는, 상향링크 신호 수신 방법.
제 11 항에 있어서,
미리 저장된 코드북은

와 같은 프리코딩 행렬들 각각에 상기 소정 상수가 곱해진 프리코딩 행렬들로 구성되는, 상향링크 신호 수신 방법.
단말의 상향링크 신호를 수신하는 기지국 장치에 있어서,
신호 송수신용 안테나;
3개 레이어 신호를 4개 안테나를 통해 전송한 신호를 수신하는데 이용되는 코드북을 저장하는 메모리; 및
상기 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 상향링크 신호 수신을 처리하는 프로세서를 포함하며,
상기 프로세서는 상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신 신호를 처리하도록 구성되며,
상기 코드북은,

,
,
,
,
, 및
각각에 소정 상수가 곱해진 형태를 가지는 프리코딩 행렬 그룹으로 구성되며,
상기 프리코딩 행렬 그룹 각각은 상기 X가 1 혹은 -1 중 하나인 것을 특징으로 하는, 기지국 장치.
제 13 항에 있어서,
상기 메모리는 상기 코드북으로서

와 같은 프리코딩 행렬들 각각에 상기 소정 상수가 곱해진 프리코딩 행렬들을 저장하는, 기지국 장치.