KR101656527B1

KR101656527B1 - 무선 통신 시스템에서 사운딩 신호 송/수신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101656527B1
Application number: KR1020100011210A
Authority: KR
Inventors: 이용환; 김형신; 이승환
Original assignee: 삼성전자주식회사; 서울대학교산학협력단
Priority date: 2010-02-05
Filing date: 2010-02-05
Publication date: 2016-09-23
Also published as: KR20110091394A; US8982718B2; US20110194509A1

Abstract

본 발명은 통신 시스템에서, 수신 장치가 기준 신호(reference signal)를 수신하는 방법은 송신 장치로 적어도 하나의 파라미터를 송신하는 과정과, 상기 송신 장치를 위해 지정된 부채널 집합의 부채널을 통해 상기 송신 장치로부터 기준 신호를 수신하는 과정을 포함하며, 여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 주파수 상관도를 고려한 부채널의 할당을 위해 결정되며, 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 사운딩 신호 송/수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD TO TRANSMIT/RECEIVE SOUNDING SIGNAL IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 사운딩(sounding) 신호를 송/수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선 통신 시스템은 일반적으로 다중 섹터(sector)를 사용하고 있으며, 이 경우 섹터 경계 영역(boundary region)에 위치하는 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다)의 성능은 인접 섹터 간섭(ISI: Inter Sector Interference, 이하 'ISI'라 칭하기로 한다)에 의해 심각하게 저하된다. 따라서, 상기 무선 통신 시스템의 전체 시스템 성능을 향상시키기 위해서는 ISI를 감소시키는 것이 필수적이다.

한편, 기지국(BS: Base Station)이 MS의 채널 정보를 검출할 수 있을 경우, 다중 섹터 협력 빔포밍(multi-sector cooperative beam forming) 방식 등을 사용하여 ISI를 크게 감소시킬 수 있다. 따라서, MS의 채널 정보를 검출하기 위한 다양한 방식들이 제안된 바 있으며, 그 중 대표적인 방식이 사운딩 신호를 사용하는 방식이다. 상기 사운딩 신호를 사용하여 MS의 채널 정보를 검출하는 방식에 대해서 설명하면 다음과 같다.

상기 무선 통신 시스템이 시간 분할 이중화(TDD: Time Division Duplex, 이하 'TDD'라 칭하기로 한다) 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용할 경우, 상향링크(uplink)와 하향링크(downlink) 채널 특성은 서로 동일하기 때문에 MS는 상향링크를 통해 기지국으로 사운딩 신호를 송신하고, 상기 기지국은 상기 사운딩 신호를 사용하여 상기 MS의 채널 정보를 검출 수 있다. 이하, 설명의 편의상 상기 TDD OFDM 방식을 사용하는 무선 통신 시스템을 'TDD OFDM 무선 통신 시스템'이라 칭하기로 하며, 상기 TDD OFDM 무선 통신 시스템의 대표적인 예가 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16m 통신 시스템이다.

하지만, 상기 MS가 섹터 경계 영역에 위치할 경우, 상기 MS가 송신한 사운딩 신호는 인접 섹터에서 상기 MS와 상이한, 또 다른 MS가 송신한 사운딩 신호의 간섭을 받게 되며, 따라서 심각하게 왜곡된다.

따라서, 상기 IEEE 802.16m 통신 시스템에서는 각 섹터마다 서로 다른 사운딩 자원을 사용하도록 함으로써 ISI를 감소시키는 사운딩 자원 재사용 방식이 제안된 바 있다. 그러나, 상기 사운딩 자원 재사용 방식을 사용할 경우 섹터 당 사용 가능한 사운딩 자원이 감소하기 때문에, ISI없이 동일한 사운딩 부 채널(sub-channel)을 사용하여 사운딩 신호를 송신할 수 있는 MS들의 개수가 섹터 수에 반비례하여 감소한다. 따라서, 상기 사운딩 자원 재사용 방식은 사운딩 자원 독립 분배 방식, 즉 모든 섹터가 동일한 사운딩 자원을 사용하는 방식에 비해 기회적 스케쥴링(opportunistic scheduling)에 의한 다중 사용자 다이버시티(MUD: Multi User Diversity, 이하 'MUD'라 칭하기로 한다) 이득이 감소한다는 단점이 있다.

상기 사운딩 자원 재사용 방식의 단점을 극복하기 위하여, 상기 IEEE 802.16m 통신 시스템에서는 다수 심볼 사운딩 자원 재사용 방식이 제안된 바 있다. 상기 다수 심볼 사운딩 자원 재사용 방식은 주파수 분할 다중화(FDM: Frequency Division Multiplexing, 이하 'FDM'이라 칭하기로 한다) 방식과, 부호 분할 다중화(CDM: Code Division Multiplexing, 이하 'CDM'이라 칭하기로 한다) 방식 뿐만 아니라 시간 분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing, 이하 'TDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하여 다수의 MS가 동시에 사운딩 신호를 송신할 수 있도록 하는 방식이다. 따라서, 상기 다수 심볼 사운딩 자원 재사용 방식을 사용할 경우 상기 사운딩 자원 독립 분배 방식을 사용할 경우와 동일한 개수의 MS가 ISI없이 사운딩 신호를 송신하는 것이 가능하다.

그러나, 상기 다수 사운딩 심볼 사운딩 자원 재사용 방식은 사용 가능한 전체 상향링크 자원에서 사운딩 자원이 차지하는 비중이 증가하여 데이터 송신을 위한 상향링크 자원이 감소하게 되며, 따라서 데이터 송신 효율이 감소한다는 단점이 있다.

또한, 상기 다수 심볼 사운딩 자원 재사용 방식과 사운딩 자원 독립 분배 방식 모두는 MS의 채널 정보를 고려하지 않고 사운딩 자원을 할당하는 방식이므로, 각 MS의 사운딩 신호 송신 부담이 비효율적으로 크다는 단점이 있다.

따라서, 사용되는 사운딩 자원을 최소화하면서도, ISI를 최소화할 수 있는 사운딩 신호 송/수신 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.

본 발명은 통신 시스템에서 기준 신호 송/수신 장치 및 방법을 제안한다.

본 발명은 통신 시스템에서 MS의 채널 정보를 사용하여 기준 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다.

본 발명에서 제안하는 장치는; 통신 시스템의 수신 장치에 있어서, 송신 장치로 적어도 하나의 파라미터를 송신하는 송신기와, 상기 송신 장치를 위해 지정된 부채널 집합의 부채널을 통해 상기 송신 장치로부터 기준 신호(reference signal)를 수신하는 수신기를 포함하며, 여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 주파수 상관도를 고려하여 부채널을 할당하기 위해 결정되며, 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 한다.

본 발명에서 제안하는 다른 장치는; 통신 시스템의 송신 장치에 있어서, 수신 장치로부터 적어도 하나의 파라미터를 수신하는 수신기와, 상기 송신 장치를 위해 지정된 부채널 집합의 부채널을 통해 상기 수신 장치로 기준 신호(reference signal)를 송신하는 송신기를 포함하며, 여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 주파수 상관도를 고려하여 부채널의 할당을 위해 결정되며, 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 한다.

본 발명에서 제안하는 방법은; 통신 시스템에서 수신 장치가 기준 신호(reference signal)를 수신하는 방법에 있어서, 송신 장치로 적어도 하나의 파라미터를 송신하는 과정과, 상기 송신 장치를 위해 지정된 부채널 집합의 부채널을 통해 상기 송신 장치로부터 기준 신호를 수신하는 과정을 포함하며, 여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 주파수 상관도를 고려한 부채널의 할당을 위해 결정되며, 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 한다.

본 발명에서 제안하는 다른 방법은; 통신 시스템에서 송신 장치가 기준 신호(reference signal)를 송신하는 방법에 있어서, 수신 장치로부터 적어도 하나의 파라미터를 수신하는 과정과, 상기 송신 장치를 위해 지정된 부채널 집합의 부채널을 통해 상기 수신 장치로 기준 신호를 송신하는 과정을 포함하며, 여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 주파수 상관도를 고려하여 부채널의 할당을 위해 결정되며, 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 한다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 MS의 채널 정보를 사용하여 사운딩 신호를 송/수신하는 것을 가능하게 함으로써, 사운딩 신호 송/수신에 사용되는 사운딩 자원을 최소화시키면서도, ISI를 최소화할 수 있다는 효과를 가진다. 또한, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 MS와 기지국이 독립적으로 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정하는 것을 가능하게 하여 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파 정보 송수신에 필요로되는 시그널링 오버헤드를 감소시킬 수 있다는 효과를 가진다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신 시스템에서 사운딩 신호를 송/수신하는 방법을 도시한 신호 흐름도
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템에서 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정하는 방법을 도시한 순서도
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템에서 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정하는 방법을 도시한 순서도
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신 시스템에서 MMSE 방식을 사용하여 채널 정보를 추정하는 방법을 도시한 순서도
도 6은 도 5의 515단계의 MMSE 필터 탭 순열

를 결정하는 방법을 도시한 순서도
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템의 기지국 내부 구조를 도시한 도면
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템의 MS 내부 구조를 도시한 도면

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 사운딩(sounding) 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다. 이하, 본 발명을 설명함에 있어 시간 분할 이중화(TDD: Time Division Duplex, 이하 'TDD'라 칭하기로 한다) 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 통신 시스템을 상기 무선 통신 시스템의 일 예로 하여 설명하기로 하며, 본 발명에서 제안하는 사운딩 신호 송/수신 장치 및 방법은 상기 TDD OFDM 통신 시스템뿐만 아니라 다른 통신 시스템에서 사용 가능함은 물론이다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

도 1을 참조하면, 상기 TDD OFDM 통신 시스템은 기지국(BS: Base Station)(110)과, 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다)(120)를 포함한다. 상기 기지국(110)은 다수의, 일 예로 3개의 섹터, 즉 섹터 α(111)와, 섹터 β(113)와, 섹터 γ(115)를 포함하며, 상기 섹터 α(111)와, 섹터 β(113)와, 섹터 γ(115) 각각은 N개의 안테나를 사용한다. 즉, 상기 섹터 α(111)는 안테나 #1(111-1) 내지 안테나 #N(111-N)을 사용하고, 섹터 β(113)는 안테나 #1(113-1) 내지 안테나 #N(113-N)을 사용하고, 섹터 γ(115)는 안테나 #1(115-1) 내지 안테나 #N(115-N)을 사용한다. 상기 MS(120)는 1개 혹은 그 이상의 안테나를 사용한다고 가정하기로 한다. 상기 MS(120)는 서빙(serving) 섹터인 섹터 α(111)로부터 사운딩 신호를 송신할 사운딩 부채널(sub-channel) 및 사운딩 부반송파(sub-carrier)를 결정하는데 사용되는 사운딩 부채널 결정 파라미터를 수신하고, 상기 수신한 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정한다. 상기 사운딩 부채널 결정 파라미터에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 MS(120)가 상기 결정한 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 사용하여 사운딩 신호를 송신하면, 서빙 섹터인 섹터 α(111)와 인접 섹터인 섹터 β(113)가 상기 MS(120)가 송신한 사운딩 신호를 수신하게 된다.

도 1에는 1개의 MS, 즉 MS(120)만 도시되어 있지만, 상기 기지국(110)의 서비스 영역에는 K개의 섹터 경계 영역(boundary region) MS가 존재한다. 여기서, 상기 섹터 경계 영역 MS는 섹터 경계 영역에 위치하는 MS를 나타낸다. 또한, 도 1에는 섹터들이 다중 섹터 협력 방식을 사용하여 신호를 송신하는 경우가 도시되어 있지만, 각 섹터가 독립적으로 신호를 송신할 수도 있음은 물론이다.

또한, 상기 TDD OFDM 통신 시스템에서 사운딩 부채널로 사용되는 부채널의 개수는 M개라고 가정하기로 하며, 상기 M개의 사운딩 부채널 각각은 F개의 사운딩 부 반송파를 포함한다고 가정하기로 한다. 이 경우, 섹터 s가 사운딩 부 반송파

를 사용하여 수신한

사운딩 신호 벡터(vector)

는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 s는 섹터 인덱스(index)를 나타내며, f는 사운딩 부반송파 인덱스를 나타내며, N은 섹터 s가 사용하는 안테나 개수를 나타낸다.

상기 수학식1에서,

는 MS k가 사운딩 부 반송파 f를 사용하여 송신한 사운딩 신호를 나타내며,

은 가우시안 잡음(Gaussian Noise) 성분을 나타내는

벡터이며,

는 섹터

와 MS

사이의 부 반송파 f에 대한

채널 벡터를 나타낸다. 여기서,

는 MS 인덱스를 나타낸다. 또한, 상기 수학식 1에서

는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서,

는 사운딩 부 반송파 f에서 섹터

의 안테나

과 MS

간의 채널 이득을 나타낸다. 여기서, n은 안테나 인덱스를 나타내며, 상기 수학식 2에서

는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 3에서,

는 섹터

와 MS

간의 채널 경로 손실(path loss)을 나타내며,

는 평균이 0이고, 분산이 1인 i.i.d.(independent and identically distributed) 복소 가우시안 랜덤 변수(complex Gaussian random variable)를 나타낸다.

한편,

개의 섹터를 포함하는 기지국이 섹터 경계 영역 MS에게 인접한 2개의 두 섹터, 즉 섹터

와 섹터

의 안테나를 사용하여 다중 섹터 협력 방식으로 신호를 송신한다고 가정하면, 사운딩 부 반송파 f에서 MS

와 섹터

및 섹터

간의

채널 벡터는 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

한편, 기지국은 수신된 사운딩 신호

를 사용하여 상기 채널 벡터

를 추정할 수 있으며, 이 경우 MS

의 채널 추정 평균 자승오차(MSE: Mean Squared Error, 이하 'MSE'라 칭하기로 한다)를

라 가정하기로 한다. 섹터 경계 영역에서는 MS

가 섹터

와 섹터

각각과 거의 동일한 거리에 위치하므로,

라 가정할 수 있고, 이 경우 부 반송파 f에서 MS

와 섹터

간의

채널 추정 벡터

는 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 5에서,

는 평균이 0이고, 분산이 1인

i.i.d 복소 가우시안 랜덤 벡터를 나타내며, 상기 채널 벡터

는 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.

또한, 채널

와 채널

간의 주파수 상관도

는 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 7에서, *는 복소수 켤레 값을 나타내며, 상기 주파수 상관도

는 안테나의 영향을 받지 않기 때문에,

로 간주할 수 있다.

다음으로 도 2를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신 시스템에서 사운딩 신호를 송/수신하는 방법에 대해서 설명하기로 한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신 시스템에서 사운딩 신호를 송/수신하는 방법을 도시한 신호 흐름도이다.

도 2를 참조하면, 먼저 기지국(200)은 섹터별로 사운딩 자원을 할당한다(211단계). 여기서, 상기 기지국(200)은 재사용 계수(reuse factor) S의 사운딩 자원 재사용 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 여기서, S는 상기 기지국(200)이 포함하는 섹터의 개수를 나타내며, 재사용 계수 S의 사운딩 자원 재사용 방식을 사용할 경우, 상기 기지국(200)은 사용 가능한 전체 사운딩 자원을 S개로 분할하고, S개의 섹터들 각각에 서로 다른 사운딩 자원을 할당한다.

상기 기지국(200)은 상기 MS(210)에 대한 사운딩 부채널 결정 파라미터를 결정하고(213단계), 상기 결정된 사운딩 부채널 결정 파라미터를 상기 MS(210)로 송신한다(215단계). 상기 사운딩 채널 부결정 파라미터에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략한다.

상기 기지국(200)은 상기 결정한 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 상기 MS(210)가 사용할 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정한다(217단계). 또한, 상기 MS(210)는 상기 기지국(200)으로부터 수신한 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정한다(219단계). 이렇게, 상기 기지국(200)과 MS(210) 각각이 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정하기 때문에, 상기 기지국(200)은 상기 MS(210)가 사용할 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파에 대한 정보를 상기 MS(210)로 송신할 필요가 없으며, 이는 시그널링 오버헤드(signaling overhead)를 감소시킨다.

상기 MS(210)는 상기 결정한 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 사용하여 상기 기지국(200)으로 사운딩 신호를 송신한다(221단계). 상기 기지국(220)은 상기 결정한 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 사용하여 상기 MS(210)가 송신한 사운딩 신호를 수신하고, 상기 수신한 사운딩 신호를 사용하여 채널을 추정한다. 여기서, 상기 채널은 최소 자승 오차(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하여 추정된다(223단계).

그러면, 여기서 상기 사운딩 부채널 결정 파라미터에 대해서 설명하기로 한다.

본 발명에서는 2가지 타입(type)의 사운딩 부채널 결정 파라미터를 제안하며, 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터는 MS 인덱스

와 임계값

를 포함하며, 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터는 MS 인덱스

와 오버헤드(overhead) 인덱스

를 포함한다.

그러면 여기서 도 3을 참조하여 TDD OFDM 통신시스템에서 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템에서 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정하는 방법을 도시한 순서도이다.

도 3을 설명하기에 앞서,

는 MS

의 사운딩 부 채널 집합이라고 가정하기로 하며,

는 MS

의 사운딩 후보 부 채널 집합이라고 가정하기로 한다. 또한, 도 3에서는 설명의 편의상 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정하는 주체를 MS라고 가정하여 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정하는 방법에 대해서 설명하지만, 기지국 역시 도 3에서 설명하는 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파 결정 방법을 사용하여 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정함은 물론이다.

여기서, 상기 사운딩 후보 부채널 집합은 MS가 사용하고자 하는 사운딩 부채널들을 포함하며, 상기 사운딩 부채널 집합은 상기 사운딩 후보 부채널 집합이 포함하는 사운딩 부채널들 중 상기 MS에 의해 선택된 사운딩 부채널들을 포함한다

도 3을 참조하면, MS는 311단계에서 변수 i와 사운딩 부채널 집합

의 초기값을 설정하고 313단계로 진행한다. 여기서, 상기 변수 i의 초기값 및 사운딩 부채널 집합

의 초기값은

,

와 같이 설정된다. 상기 313단계에서 상기 MS는 하기 수학식 8에 나타낸 바와 같이 사운딩 후보 부 채널 집합을 결정하고 315단계로 진행한다.

상기 수학식 8에서,

는 사운딩 후보 부 채널 집합

이 포함하는 원소(element)들 중

번째 원소를 나타내며,

는

나누기

연산의 나머지 값을 나타낸다.

상기 315단계에서 상기 MS는 하기 수학식 9에 나타낸 바와 같이 주파수 상관도를 사용하여 사운딩 부 채널 집합

와 사운딩 후보 부 채널 집합

를 갱신(update)하고 317단계로 진행한다.

상기 수학식 9에서,

는 MS

의 주파수 상관도 임계 값을 나타낸다.

상기 317단계에서 상기 MS는

인지, 즉 사운딩 후보 부 채널 집합

가 포함하는 원소가 존재하지 않는지 검사한다. 상기 검사 결과

일 경우 상기 MS는 변수 i의 값을 미리 설정된 값, 일 예로 1 증가시킨 후(

) 상기 315단계로 되돌아간다.

한편, 상기 317단계에서 검사 결과

가 아닐 경우, 상기 MS는 319단계로 진행한다. 상기 319단계에서 상기 MS는 하기 수학식 10에 나타낸 바와 같이 사운딩 부 채널 집합

을 확정한다.

도 3에서 설명한 바와 같이, 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정할 경우 다음과 같은 이득을 획득할 수 있다.

먼저, 상기 수학식 9에 나타낸 바와 같이 주파수 상관도가 임계값

보다 낮은 사운딩 부 채널들만을 사용하여 사운딩 신호가 송/수신되므로 전체 주파수 대역을 사용하는 종래의 사운딩 신호 송/수신 방식에 비해 사운딩 신호 송/수신에 필요한 시그널링 오버헤드를 감소시킬 수 있다.

또한, 상기 수학식 10에 나타낸 바와 같이 확정된 사운딩 부 채널 집합

은 기지국과 MS가 공유하고 있는 MS 인덱스와, 임계값과, 주파수 상관도를 사용하여 결정되므로, 기지국이 MS로 사운딩 부 채널 할당과 관련된 정보를 별도로 송신할 필요가 없다.

또한, 상기 사운딩 후보 부 채널 집합

는 MS마다 다르게 생성되므로, MS들이 동일한 사운딩 부 채널을 사용하여 사운딩 신호를 송신할 확률을 감소시키는 것을 가능하게 하고, 따라서 해당 MS와 다른 MS가 송신한 사운딩 신호가 해당 MS가 송신한 사운딩 신호에 간섭 신호로서 작용하는 것을 최소화시킬 수 있다.

다음으로 도 4를 참조하여 TDD OFDM 통신시스템에서 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템에서 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정하는 방법을 도시한 순서도이다.

도 4에서는 설명의 편의상 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정하는 주체를 MS라고 가정하여 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정하는 방법에 대해서 설명하지만, 기지국 역시 도 4에서 설명하는 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파 결정 방법을 사용하여 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정함은 물론이다.

도 4를 참조하면, 411단계에서 MS는 하기 수학식 11과 같이 변수 i와 사운딩 부채널 집합

의 초기값을 설정하고 413단계로 진행한다.

상기 413단계에서 MS는

인지 검사한다. 상기 413단계에서 검사 결과

) 415단계로 진행한다. 상기 415단계에서 상기 MS는 주파수 상관도를 사용하여 하기 수학식 12와 같이 사운딩 부 채널 집합

을 갱신하고 상기 413단계로 되돌아간다.

한편, 상기 413단계에서 검사 결과

가 아닐 경우에는, 즉

일 경우에는 상기 MS는 417단계로 진행한다. 상기 417단계에서 상기 MS는 하기 수학식 13에 나타낸 바와 같이 사운딩 부 채널 집합

을 확정한다.

도 4에서 설명한 바와 같이, 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정할 경우 다음과 같은 이득을 획득할 수 있다.

먼저, 상기 수학식 12에 나타낸 바와 같이 주파수 상관도가 낮은

개의 사운딩 부 채널들만을 사용하여 사운딩 신호를 송/수신하므로 전 주파수 대역을 사용하는 종래의 사운딩 신호 송/수신 방식에 비해 사운딩 신호 송/수신에 필요한 시그널링 오버헤드를 감소시킬 수 있다.

또한, 상기 수학식 13에 나타낸 바와 같이 확정된 사운딩 부 채널 집합

은 기지국과 MS가 공유하고 있는 MS 인덱스와, 오버헤드 인덱스와, 주파수 상관도를 사용하여 결정되므로, 기지국이 MS로 사운딩 부 채널 할당과 관련된 정보를 별도로 송신할 필요가 없다.

또한, 상기 401 단계에서 설명한 바와 같이 초기 사운딩 부 채널 집합

은 MS마다 다르게 생성되므로, MS들이 동일한 사운딩 부 채널을 사용하여 사운딩 신호를 송신할 확률을 감소시키는 것을 가능하게 하고, 따라서 해당 MS와 다른 MS가 송신한 사운딩 신호가 해당 MS가 송신한 사운딩 신호에 간섭 신호로서 작용하는 것을 최소화시킬 수 있다.

한편, 상기 MS는 상기 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터 및 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부채널을 결정한 후, 즉 상기 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터 및 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 사운딩 부 채널 집합

를 확정한 후 하기 수학식 14와 같이 해당 사운딩 부채널이 포함하는 사운딩 부반송파들 중 실제 사운딩 신호를 송신할 사운딩 부반송파들을 결정한다.

상기 수학식 14에서,

는 데시메이션(decimation) 지수를 나타내며, 각 MS는 평균 송신 전력

의

배까지 사운딩 신호 송신 전력을 증폭할 수 있다.

다음으로 도 5를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신 시스템에서 MMSE 방식을 사용하여 채널 정보를 추정하는 방법에 대해서 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신 시스템에서 MMSE 방식을 사용하여 채널 정보를 추정하는 방법을 도시한 순서도이다.

도 5를 참조하면, 511단계에서 기지국은 MS로부터 사운딩 신호를 수신하고 513단계로 진행한다. 상기 513단계에서 상기 기지국은 하기 수학식 15에 나타낸 바와 같이 최소 자승(LS: Least Square, 이하 'LS'라 칭하기로 한다) 방식 등과 같은 채널 추정 방식을 사용하여 사운딩 부 반송파

의 채널 벡터를 추정하고 515단계로 진행한다.

상기 515단계에서 상기 기지국은 MS k의 부 반송파

에 대한 채널 벡터

를 낮은 MSE로 추정하기 위해

개의 부 반송파를 포함하는 MMSE 필터(filter) 탭(tap) 순열

를 결정하고 517단계로 진행한다.

그러면 여기서 도 6을 참조하여 상기 MMSE 필터 탭 순열

를 결정하는 방법에 대해서 설명하기로 한다.

도 6은 도 5의 515단계의 MMSE 필터 탭 순열

를 결정하는 방법을 도시한 순서도이다.

도 6을 참조하면, 611단계에서 기지국은 변수 i와 MMSE 필터 탭 순열

의 초기값을 설정하고(i=1,

) 613단계로 진행한다. 상기 613단계에서 상기 기지국은 하기 수학식 16에 나타낸 바와 같이 주파수 상관도를 사용하여 MMSE 필터 탭 순열

를 갱신하고 615단계로 진행한다.

상기 수학식 16에서,

는 MMSE 필터 탭 순열

의

i번째 원소를 나타낸다.

상기 615단계에서 상기 기지국은

인지 검사한다. 상기 검사 결과

일 경우 상기 기지국은 변수 i의 값을 미리 설정된 값, 일 예로 1 증가시킨 후(

) 상기 613단계로 되돌아간다.

한편, 상기 615단계에서 검사 결과

가 아닐 경우 상기 기지국은 617단계로 진행한다. 상기 617단계에서 상기 기지국은 하기 수학식 17에 나타낸 바와 같이 MMSE 필터 탭 순열

를 확정한다.

한편, 도 5의 517단계에서 기지국은 MMSE 필터 탭 순열

와 주파수 상관도를 사용하는 MMSE 채널 추정 방식을 사용하여 부 반송파 f의 채널 추정 벡터

를수학식 18에 나타낸 바와 같이 검출한다.

상기 수학식 18에서,

는 전치(transpose) 행렬 연산을 나타내며,

는 부 반송파 f와 필터 탭 순열

의 교차상관(cross correlation) 벡터를 나타내며, 상기

는 하기 수학식 19과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 상기 수학식 18의

는 필터 탭 순열

의 자기상관(auto correlation) 행렬을 나타내며, 하기 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.

또한, 상기 수학식 18에서 는 MMSE 필터 탭 순열

에 대한 채널 추정 행렬을 나타내며, 하기 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 기지국은 사운딩 채널 정보를 사용하여 다중 섹터 협력 송신을 수행할 수 있으며, 상기 기지국이 사운딩 채널 정보를 사용하여 다중 섹터 협력 송신을 수행하는 과정에 대해서 설명하면 다음과 같다.

먼저, 기지국은 채널 추정 벡터

를 사용하여 MS

가 사용하는 부 반송파 f에 대한 신호 대 간섭 및 잡음 비(SINR: Signal-to-Interference plus Noise Ratio, 이하 'SINR'이라 칭하기로 한다)

를하기 수학식 22에 나타낸 바와 같이 추정한다.

상기 수학식 22에서,

는 평균 SINR을 나타내고,

는 벡터 놈(norm) 값을 나타낸다.

상기 기지국은 부 반송파 f에서 가장 높은 SINR을 가진 MS

를 선택하고 하기 수학식 23에 나타낸 바와 같이 빔(beam)

을 생성하여 신호를 협력적으로 송신한다.

상기에서 설명한 바와 같이 기지국이 다중 섹터 협력 송신을 수행할 경우의 성능을 분석하면 다음과 같다.

먼저, 상기 수학식 23의 협력 빔

에 대한 MS

의 수신 신호

는 하기 수학식 24에 나타낸 바와 같다.

상기 수학식 24에서,

는 MS

가 사용하는 부 반송파 f에 대한 데이터 신호를 나타내며,

는 가우시안 잡음을 나타낸다.

또한, 상기 수신 신호

에 대한 수신 SINR

은 하기 수학식 25에 나타낸 바와 같다.

여기서,

일 때 수신 SINR의 기대 값

은 하기 수학식 26에 나타낸 바와 같다.

상기 수신 SINR의 기대 값

은 MS의 개수 K가 증가하거나, 혹은 사운딩 채널 추정 MSE

가 감소함에 따라 증가한다.

따라서 본 발명에서 제안한 바와 같이 사운딩 신호를 송/수신할 경우 다수의 MS에게 낮은 MSE로 전 대역 채널 정보를 제공하는 것이 가능하며, 따라서 다중 섹터 협력 송신 성능을 극대화할 수 있다.

다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템의 기지국 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템의 기지국 내부 구조를 도시한 도면이다.

도 7을 참조하면, 상기 기지국은 송신기(711)와, 제어기(713)와, 사운딩 채널 할당기(715)와, 수신기(717)을 포함한다.

상기 제어기(713)는 상기 기지국의 전반적인 동작을 제어하며, 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터 혹은 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 해당 MS에 대한 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정한다. 상기 제어기(713)는 상기 사운딩 채널 할당기(715)가 상기 결정한 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파에 상응하게 사운딩 채널을 할당하도록 제어하고, 상기 사운딩 채널 할당기(715)는 상기 제어기(713)의 제어에 따라 해당 MS에 대한 사운딩 채널을 할당한다.

상기 송신기(711)는 상기 제어기(713)의 제어에 따라 해당 MS로 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터 혹은 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 송신한다. 또한, 상기 수신기(717)는 상기 사운딩 채널 할당기(715)에서 할당한 사운딩 채널을 사용하여 해당 MS로부터 사운딩 신호를 수신한다. 또한, 상기 제어기(713)는 상기 사운딩 신호를 사용하여 채널을 추정한다. 상기 제어기(713)의 동작은 도 2 내지 도 6에서 설명한 바와 동일하므로 더 이상의 구체적인 설명은 생략하기로 한다.

다음으로 도 8을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템의 MS 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 TDD OFDM 통신시스템의 MS 내부 구조를 도시한 도면이다.

도 8을 참조하면, 상기 MS는 수신기(811)와, 제어기(813)와, 사운딩 채널 할당기(815)와, 송신기(817)을 포함한다.

상기 제어기(813)는 상기 MS의 전반적인 동작을 제어하며, 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터 혹은 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 사용하여 상기 MS 자신이 사용할 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파를 결정한다. 상기 제어기(813)는 상기 사운딩 채널 할당기(815)가 상기 결정한 사운딩 부채널 및 사운딩 부반송파에 상응하게 사운딩 채널을 할당하도록 제어하고, 상기 사운딩 채널 할당기(815)는 상기 제어기(813)의 제어에 따라 상기 MS 자신이 사용할 사운딩 채널을 할당한다.

상기 수신기(811)는 기지국으로부터 제1타입 사운딩 부채널 결정 파라미터 혹은 제2타입 사운딩 부채널 결정 파라미터를 수신한다. 또한, 상기 송신기(817)는 상기 사운딩 채널 할당기(815)에서 할당한 사운딩 채널을 사용하여 상기 기지국으로 사운딩 신호를 송신한다. 상기 제어기(813)의 동작은 도 2 내지 도 3에서 설명한 바와 동일하므로 더 이상의 구체적인 설명은 생략하기로 한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

통신 시스템에서 수신 장치가 기준 신호(reference signal)를 수신하는 방법에 있어서,
송신 장치를 위해 지정된 주파수 상관도의 임계값을 포함하는 적어도 하나의 파라미터를 상기 송신 장치로 송신하는 과정과,
상기 임계값보다 작은 주파수 상관도를 가지는 적어도 하나의 부채널을 상기 기준 신호를 전송하기 위한 부채널 집합으로 할당하는 과정과,
상기 할당된 부채널을 통해 상기 송신 장치로부터 상기 기준 신호를 수신하는 과정을 포함하며,
여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 더 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
삭제
제1항에 있어서,
상기 할당된 부채널은 상기 송신 장치가 사용하고자 하는 부채널들을 포함하는 제1 부채널 집합과, 상기 제1 부채널 집합에 포함된 부채널들 중 상기 송신 장치가 선택한 부채널들을 포함하는 제2 부채널 집합에 기초해 할당됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 파라미터는 오버헤드 인덱스를 더 포함함을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
제1항에 있어서,
상기 송신 장치로부터 수신한 상기 기준 신호에 기초해 채널을 추정하는 과정과,
다중 섹터 협력 방식에 기초해 상기 송신 장치로 신호를 송신하는 과정을 더 포함하는 기준 신호 수신 방법.
삭제
통신 시스템에서 송신 장치가 기준 신호(reference signal)를 송신하는 방법에 있어서,
상기 송신 장치를 위해 지정된 주파수 상관도의 임계값을 포함하는 적어도 하나의 파라미터를 수신장치로부터 수신하는 과정과,
상기 임계값보다 작은 주파수 상관도를 가지는 적어도 하나의 부채널을 상기 기준 신호를 전송하기 위한 부채널 집합으로 할당하는 과정과,
상기 할당된 부채널을 통해 상기 수신 장치로 상기 기준 신호를 송신하는 과정을 포함하며,
여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 더 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
삭제
제7항에 있어서,
상기 할당된 부채널은 상기 송신 장치가 사용하고자 하는 부채널들을 포함하는 제1 부채널 집합과, 상기 제1 부채널 집합에 포함된 부채널들 중 상기 송신 장치가 선택한 부채널들을 포함하는 제2 부채널 집합에 기초해 할당됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
제7항에 있어서,
상기 적어도 하나의 파라미터는 오버헤드 인덱스를 더 포함함을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
제7항에 있어서,
상기 기준 신호를 송신하는 과정은 상기 할당된 부채널과 연관된 부반송파의 집합에서 적어도 하나의 부반송파를 선택하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
삭제
통신 시스템의 수신 장치에 있어서,
송신 장치를 위해 지정된 주파수 상관도의 임계값을 포함하는 적어도 하나의 파라미터를 상기 송신 장치로 송신하는 송신기와,
상기 임계값보다 작은 주파수 상관도를 가지는 적어도 하나의 부채널을 기준 신호(reference signal)를 수신하기 위한 부채널 집합으로 할당하며, 상기 할당된 부채널을 통해 상기 송신 장치로부터 기준 신호를 수신하는 수신기를 포함하며,
여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 더 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 하는 수신 장치.
삭제
제13항에 있어서,
상기 할당된 부채널은 상기 송신 장치가 사용하고자 하는 부채널들을 포함하는 제1 부채널 집합과, 상기 제1 부채널 집합에 포함된 부채널들 중 상기 송신 장치가 선택한 부채널들을 포함하는 제2 부채널 집합에 기초해 할당됨을 특징으로 하는 수신 장치.
제13항에 있어서,
상기 적어도 하나의 파라미터는 오버헤드 인덱스를 더 포함함을 특징으로 하는 수신 장치.
제13항에 있어서,
상기 송신 장치로부터 수신한 기준 신호에 기초해 채널을 추정하는 제어기를 더 포함하고,
상기 송신기는 다중 섹터 협력 방식(multi-sector cooperative scheme)에 기초해 상기 송신 장치로 신호를 송신함을 특징으로 하는 수신 장치.
삭제
통신 시스템의 송신 장치에 있어서,
상기 송신 장치를 위해 지정된 주파수 상관도의 임계값을 포함하는 적어도 하나의 파라미터를 수신 장치로부터 수신하는 수신기와,
상기 임계값보다 작은 주파수 상관도를 가지는 적어도 하나의 부채널을 기준 신호(reference signal)를 전송하기 위한 부채널 집합으로 할당하며, 상기 할당된 부채널을 통해 상기 수신 장치로 기준 신호를 송신하는 송신기를 포함하며,
여기서, 상기 적어도 하나의 파라미터는 다수의 송신 장치에서 상기 송신 장치를 구별(identify)하기 위한 송신 장치 인덱스를 더 포함하고, 상기 송신 장치 인덱스는 상기 부채널 집합을 지정함을 특징으로 하는 송신 장치.
삭제
제19항에 있어서,
상기 할당된 부채널은 상기 송신 장치가 사용하고자 하는 부채널들을 포함하는 제1 부채널 집합과, 상기 제1 부채널 집합에 포함된 부채널들 중 상기 송신 장치가 선택한 부채널들을 포함하는 제2 부채널 집합에 기초해 할당됨을 특징으로 하는 송신 장치.
제19항에 있어서,
상기 적어도 하나의 파라미터는 오버헤드 인덱스를 더 포함함을 특징으로 하는 송신 장치.
제19항에 있어서,
상기 할당된 부채널과 연관된 부반송파의 집합에서 적어도 하나의 부반송파를 선택하는 제어기를 더 포함하는 송신 장치.
삭제