KR101570276B1

KR101570276B1 - Method and apparatue for processing a signal in communication system

Info

Publication number: KR101570276B1
Application number: KR1020130155447A
Authority: KR
Inventors: 이정우; 황인호; 전찬용
Original assignee: 중앙대학교 산학협력단
Priority date: 2013-12-13
Filing date: 2013-12-13
Publication date: 2015-11-19
Also published as: KR20150069599A

Abstract

본 발명은 채널 부호화와 성상도 좌표를 활용하여 디지털 신호를 처리하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명의 일실시예에 의한 통신 시스템에서의 신호 처리 방법은 입력된 정보 비트를 부호화하는 단계; 상기 부호화된 비트를 인터리빙 하는 단계; 및 상기 인터리빙된 비트를 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용하여 심볼을 맵핑하여 변조하는 단계를 포함할 수 있다.The present invention relates to a method and apparatus for processing a digital signal using channel coding and constellation coordinates.
A signal processing method in a communication system according to an embodiment of the present invention includes encoding an input information bit; Interleaving the encoded bits; And modulating the symbols by mapping the interleaved bits using constellation coordinates configured non-uniformly.

Description

통신 시스템에서의 신호 처리 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUE FOR PROCESSING A SIGNAL IN COMMUNICATION SYSTEM}TECHNICAL FIELD [0001] The present invention relates to a method and apparatus for signal processing in a communication system,

본 발명은 통신 시스템에서의 신호 처리 방법 및 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 채널 부호화와 성상도 좌표를 활용하여 디지털 신호를 처리하는 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a signal processing method and apparatus in a communication system, and more particularly, to a method and apparatus for processing a digital signal using channel coding and constellation coordinates.

다양한 통신 시스템들이 당해 기술 분야에서 알려져 있다. 많은 시스템들에서, 정보 신호는 반송파 신호(carrier signal)로 변조되고, 제 1 위치로부터 제 2 위치로 송신된다. 제 2 위치에서, 정보 신호는 복조되고 복원된다.Various communication systems are known in the art. In many systems, the information signal is modulated with a carrier signal and transmitted from a first location to a second location. In the second position, the information signal is demodulated and reconstructed.

통상적으로, 그와같은 시스템들에 의해 이용되는 통신 경로는 대역폭과 같은 다양한 제한들을 갖는다. 결과적으로, 소정 기간의 시간 동안 통신 경로에 의해 지원될 수 있는 정보의 양을 제한하는 상한의 실제 제한들이 있다. 다른 변조 기술들에 대해 측정된 통신 경로의 정보 처리 능력을 효과적으로 증가시키는 다양한 변조 기술들이 제안되었다Typically, the communication path used by such systems has various limitations such as bandwidth. As a result, there are practical limitations of the upper limit that limit the amount of information that can be supported by the communication path for a period of time. Various modulation techniques have been proposed that effectively increase the information processing capabilities of the measured communication path for different modulation techniques

현재 사용되고 있는 방송 통신 시스템의 BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 기능 블록을 간략히 설명하면 다음과 같다. 송신단은 채널 부호화기를 활용하여 정보비트를 부호화한 후에 비트 인터리빙을 거친다. 인터리빙된 비트는 심볼 맵핑을 통하여 송출되는데, 심볼 맵핑에 대표적인 방법으로 직교 진폭 변조 방법이 존재한다. 관련된 선행 문헌으로 대한민국 공개특허 제2010-0136480호가 있다.A bit interleaved coded modulation (BICM) functional block of a currently used broadcasting communication system will be briefly described as follows. The transmitting end encodes the information bits using a channel encoder and then performs bit interleaving. The interleaved bits are transmitted through symbol mapping. As a typical method for symbol mapping, a quadrature amplitude modulation method exists. A related prior art document is Korean Patent Publication No. 2010-0136480.

상기에 언급된 종래 기술은 채널 부호화와 변조를 활용하여 시스템을 구성하는 방법이다. 이 방법의 경우에는 채널 용량이 샤논 한계(Shannon Limit)에 근접하지 못하고 특히 변조차수가 높아질수록 채널 용량과의 차가 커진다. 따라서 샤논 한계(Shannon Limit)에 근접할 수 있는 새로운 변조 방법에 대한 연구가 필요한 실정이다.The above-mentioned prior art is a method of constructing a system using channel coding and modulation. In this method, the channel capacity does not approach the Shannon limit, and the greater the modulation order, the greater the difference from the channel capacity. Therefore, it is necessary to study a new modulation method that can approach the Shannon Limit.

본 발명의 목적은 송신단에서 심볼을 맵핑할 때, 비균일 맵핑 방법을 택하여 채널 부호화와 결합함으로써 오류 정정 능력이 향상된 통신 시스템에서의 신호 처리 방법 및 장치를 제공하는 데 있다.An object of the present invention is to provide a signal processing method and apparatus in a communication system with improved error correction capability by combining non-uniform mapping methods with channel coding when mapping symbols in a transmitter.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 일실시예에 의하면, 입력된 정보 비트를 부호화하는 단계; 상기 부호화된 비트를 인터리빙 하는 단계; 및 상기 인터리빙된 비트를 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용하여 심볼을 맵핑하여 변조하는 단계를 포함하는 통신 시스템에서의 신호 처리 방법이 제공된다.According to an aspect of the present invention, there is provided a method of encoding an information bit, the method comprising: encoding an input information bit; Interleaving the encoded bits; And modulating the interleaved bits by mapping symbols using non-uniform constellation coordinates.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 일실시예에 의하면, 입력된 정보 비트를 부호화하는 부호화부; 상기 부호화된 비트를 인터리빙 하는 인터리빙부; 상기 인터리빙된 비트를 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용하여 심볼을 맵핑하여 변조하는 변조부; 및 상기 부호화부, 상기 인터리빙부 및 상기 변조부를 제어하는 제어부를 포함하는 통신 시스템에서의 신호 처리 장치가 제공된다.According to an aspect of the present invention, there is provided an information processing apparatus including: an encoding unit encoding an input information bit; An interleaving unit for interleaving the coded bits; A modulator for mapping and modulating symbols using constellation coordinates configured to non-uniformly interleave the interleaved bits; And a control unit for controlling the encoding unit, the interleaving unit, and the modulating unit.

본 발명의 일실시예에 의한 통신 시스템에서의 신호 처리 방법 및 장치는 송신단에서 심볼을 맵핑 시, 비균일(non-uniform) 맵핑 방법을 사용함으로써, 오류 정정 능력을 향상시킬 수 있다.The method and apparatus for processing a signal in a communication system according to an embodiment of the present invention can improve the error correction capability by using a non-uniform mapping method when mapping a symbol at a transmitter.

도 1은 본 발명의 일실시예와 관련된 신호 처리 장치를 포함하는 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일실시예와 관련된 신호 처리 방법과 종래의 신호 처리 방법에 의한 채널 용량을 비교한 그래프이다.
도 3은 균일 QAM의 누적분포함수 및 성상도를 나타낸다.
도 4는 본 발명의 일실시예와 관련된 비균일 QAM의 누적분포함수 및 성상도를 나타낸다.
도 5 내지 도 10은 본 발명의 일실시예와 관련된 신호 처리 방법에 의해 송신된 신호를 수신하여 수신단에서 구성한 EXIT chart를 나타낸다.
도 11은 도 5 내지 도 10의 결과를 선형 조합한 결과를 나타낸다.
도 12 내지 도 14는 본 발명의 일실시예와 관련된 신호 처리 방법과 종래의 신호 처리 방법의 성능을 비교한 결과를 나타내는 그래프이다.1 is a block diagram of a communication system including a signal processing apparatus in accordance with one embodiment of the present invention.
2 is a graph comparing channel capacities obtained by the signal processing method according to an embodiment of the present invention and the conventional signal processing method.
3 shows the cumulative distribution function and constellation diagram of the uniform QAM.
4 shows a cumulative distribution function and constellation diagram of a non-uniform QAM according to an embodiment of the present invention.
5 to 10 show an EXIT chart constructed by a receiving end receiving a signal transmitted by a signal processing method according to an embodiment of the present invention.
11 shows the result of linear combination of the results of Figs. 5 to 10. Fig.
12 to 14 are graphs showing the results of comparing the performance of a signal processing method according to an embodiment of the present invention and a conventional signal processing method.

이하, 본 발명의 일실시예와 관련된 통신 시스템에서의 신호 처리 방법 및 장치에 대해 도면을 참조하여 설명하도록 하겠다.Hereinafter, a signal processing method and apparatus in a communication system according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

본 명세서에서 사용되는 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "구성된다" 또는 "포함한다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다.As used herein, the singular forms "a", "an" and "the" include plural referents unless the context clearly dictates otherwise. In this specification, the terms "comprising ", or" comprising ", etc. should not be construed as necessarily including the various elements or steps described in the specification, Or may be further comprised of additional components or steps.

본 명세서에서 통신 시스템은 디지털 방송 통신 시스템, 이동통신 시스템 등을 포함할 수 있다.In this specification, the communication system may include a digital broadcasting communication system, a mobile communication system, and the like.

도 1은 본 발명의 일실시예와 관련된 신호 처리 장치를 포함하는 통신 시스템의 블록도이다.1 is a block diagram of a communication system including a signal processing apparatus in accordance with one embodiment of the present invention.

도시된 바와 같이, 통신 시스템은 송신단의 신호 처리 장치(100)가 무선 채널을 통해 연결되어 수신단의 신호 처리 장치(200)로 신호를 전송할 수 있다. 본 발명의 일실시예에 의한 신호 처리 장치는 송신단의 신호 처리 장치(100) 및 수신단의 신호 처리 장치(200)를 포함할 수 있다.As shown in the figure, the communication system may be connected to the signal processing apparatus 100 of the transmitting terminal through a wireless channel and may transmit a signal to the signal processing apparatus 200 of the receiving terminal. The signal processing apparatus according to an embodiment of the present invention may include a signal processing apparatus 100 of a transmitting end and a signal processing apparatus 200 of a receiving end.

송신단의 신호 처리 장치(100)는 부호화부(110), 인터리빙부(120), 변조부(130), 및 제어부(140)를 포함할 수 있다. The signal processing apparatus 100 of the transmitting end may include an encoding unit 110, an interleaving unit 120, a modulating unit 130, and a control unit 140.

정보 전송을 위해 입력 비트 스트림이 상기 부호화부(110)로 입력된다. 상기 부호화부(110)는 입력된 비트 스트림을 부호화한 후에 인터리빙(120)로 출력할 수 있다. 부호화부(110)는 정보 비트 외에 소정의 비트를 추가할 수 있다. 상기 소정의 비트를 패리티 비트(parity bit)라 할 수 있다. 상기 부호화부(110)는 결정된 부호율에 따라 패리티 비트를 입력된 정보 비트에 추가할 수 있다. 부호율이라 함은 정보 비트와 패리티 비트를 합한 총 비트에 대한 정보 비트의 비를 의미한다.An input bitstream is input to the encoding unit 110 for information transmission. The encoding unit 110 may encode the input bitstream and output the encoded bitstream to the interleaving unit 120. The encoding unit 110 may add a predetermined bit in addition to the information bits. The predetermined bit may be a parity bit. The encoding unit 110 may add a parity bit to the input information bit according to the determined coding rate. The code rate means a ratio of information bits to total bits of information bits plus parity bits.

상기 인터리빙부(120)는 입력된 비트를 비트 인터리빙을 수행할 수 있다. 인터리빙부(120)에서 출력된 비트(즉, 인터리빙된 비트)는 변조를 위해 변조부(130)로 입력된다.The interleaving unit 120 may perform bit interleaving on the input bits. The bits output from the interleaving unit 120 (i.e., the interleaved bits) are input to the modulator 130 for modulation.

상기 변조부(130)는 다양한 변조 방식에 의해 인터리빙된 비트의 변조를 수행할 수 있다. 다양한 변조 방식의 예로 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조, PSK(Phase Shift Keying) 변조 등이 있다. 상기 변조부(130)는 인터리빙된 비트를 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 활용하여 심볼을 생성할 수 있다. 상기 비균일하게 구성된 성상도 좌표는 심볼 거리가 동일하지 않다. 예를 들어, 제1심볼과 이웃하는 제2심볼의 거리와 상기 제2심볼과 이웃하는 제3심볼의 거리가 동일하지 않다.The modulator 130 may perform modulation of interleaved bits by various modulation schemes. Examples of various modulation schemes include Quadrature Amplitude Modulation (QAM) modulation and Phase Shift Keying (PSK) modulation. The modulator 130 may generate symbols using constellation coordinates configured to non-uniformly interleave the bits. The non-uniform constellation coordinates are not equal in symbol distance. For example, the distance between the first symbol and the neighboring second symbol is not equal to the distance between the second symbol and the neighboring third symbol.

상기와 같이, 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 활용하여 심볼을 맵핑하는 이유는 균일하게 구성된 성상도 좌표(심볼 거리가 동일한 경우)를 이용할 경우, 샤논 한계(Shannon Limit)에 근접하지 못하고 특히 변조 차수가 높아질수록 사논 한계와 채널 용량과의 차가 커진다. As described above, the symbols are mapped using non-uniform constellation coordinates because they are not close to the Shannon Limit when using uniformly configured constellation coordinates (when the symbol distances are the same) The greater the difference between the sannon limit and the channel capacity.

이하에서는 QAM 변조를 예로 설명하기로 한다.Hereinafter, QAM modulation will be described as an example.

이동통신 서비스 측면에서는 스마트폰의 활용이 증가하고 방송의 경우에는 고화질 서비스 요구가 증가하고 있다. 이는 고속의 데이터 전송률을 요구하게 되는 것으로 가장 쉽게 접근할 수 있는 것이 변조 차수를 높이는 방법이다. 이미 유럽의 방송 표준인 DVB 2세대의 경우에는 4096QAM 변조를 고려한다. In terms of mobile communication services, the use of smart phones is increasing, and in the case of broadcasting, the demand for high quality services is increasing. This requires a high data rate and the easiest approach is to increase the modulation order. In the case of DVB second generation, which is already a European broadcasting standard, 4096QAM modulation is considered.

균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용한 QAM 변조(Uniform QAM(UQAM) 변조)의 경우에는 그 변조 차수가 높아질수록 채널 용량과의 차가 커지므로 이를 개선하기 위하여 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용한 QAM 변조(Non-uniform QAM(NUQAM)) 방법을 활용하여 오류 정정 능력을 향상시킬 수 있다.In the case of QAM modulation (uniform QAM (UQAM) modulation) using uniform constellation constellation, the difference from the channel capacity increases as the modulation order increases. To improve this, QAM modulation using non-uniform constellation coordinates Non-uniform QAM (NUQAM) method can be used to improve error correction capability.

채널의 입력 신호가 연속적인 값을 가지는 경우 채널 용량은 수학식 1로 표현될 수 있다.If the input signal of the channel has a continuous value, the channel capacity can be expressed by Equation (1).

여기서

는 각각 연속적인 입력 신호 및 수신 신호이고, I(X_c, Y_c)는 Xc와 Yc 사이의 mutual information을 나타낸다. 이 경우 채널 용량은

의 확률밀도함수인

가 평균이 0인 정규분포를 가질 때 최대가 된다. 한편, 채널의 입력 신호가 이산 값을 가지는 경우의 채널 용량은 수학식 2로 정의될 수 있다.here

(X_c, Y_c) represent mutual information between Xc and Yc, respectively. In this case, the channel capacity is

Of the probability density function

Is the maximum when it has a normal distribution with an average of zero. On the other hand, the channel capacity when the input signal of the channel has a discrete value can be defined by Equation (2).

여기서

는 각각 이산 입력 신호 및 수신 신호이고

는

가 일어날 확률이다. 이 경우의 채널 용량은

가 균일한 분포를 가질 때 최대가 된다. 일반적인 통신 환경을 고려하면 이산 신호를 송신하게 되고 연속 신호를 수신하게 되므로 이를 가우시안 채널의 CM(coded modulation) 채널용량으로 나타내면 수학식 3과 같다.here

Are discrete input and received signals, respectively

The

Is the probability of occurrence. The channel capacity in this case is

Is maximized when it has a uniform distribution. Considering a general communication environment, since a discrete signal is transmitted and a continuous signal is received, it can be expressed by a CM (coded modulation) channel capacity of a Gaussian channel.

여기서

은 성상도에서 한 축의 좌표 수를 나타내는데 예를 들어 64QAM의 경우 I(in-phase)축과 Q(quadrature-phase)축은 각각 8개의 좌표를 갖고 있으므로

이 된다.

와

는 각각 송신한 심볼, 수신한 신호를 나타낸다.

의 밑이 2인 이유는 이진부호환경을 고려하였기 때문이다. 위의 식은 이상적인 채널 부호(channel coding)를 사용했을 경우에 채널 용량을 식으로 나타낸 것이다. 앞서 언급한 바와 같이 채널 용량을 최대화하기 위하여

로 가정할 수 있다.

에 Bayes’s theorem을 적용하고

는

의 marginalization을 이용하여 수학식 4 및 수학식 5를 구할 수 있다.here

For example, in the case of 64QAM, the in-phase (I) axis and the quadrature-phase (Q) axis have eight coordinates in the constellation

.

Wow

Represents a transmitted symbol and a received signal, respectively.

The reason for this is that the binary code environment is considered. The above equation expresses the channel capacity when the ideal channel coding is used. As mentioned earlier, in order to maximize channel capacity

.

To apply Bayes's theorem to

The

The mathematical expression 4 and the mathematical expression 5 can be obtained using the marginalization.

위의 수학식 4 및 수학식 5를 이용하여 수학식 3을 다시 표현하면 수학식 6과 같다.Equation (3) can be rewritten as Equation (6) using Equations (4) and (5).

수학식 6의 우변은 두 부분으로 나눠서 설명할 수 있는데, 첫 번째 적분에 해당되는 부분은 수학식 7을 이용하여 정리하면 수학식 8과 같이 표현할 수 있다.The right side of Equation (6) can be divided into two parts. The portion corresponding to the first integral can be expressed as Equation (8) as summarized using Equation (7).

위 식의 우변에서 첫 번째 적분에 해당되는 부분은 평균이

이고 잡음의 분산이

인 가우시안 분포이므로 이를 모든 실수 영역에 대하여 적분하면 1이 된다. 이를 이용하여 식을 다시 정리하면, 수학식 9와 같이 표현할 수 있다.On the right side of the above equation, the portion corresponding to the first integral is the average

And the variance of the noise

Gaussian distribution, so it becomes 1 when it is integrated for all real numbers. The equation can be rearranged using Equation (9).

수학식 9에서

로 치환하면

가 된다. 이를 이용하여 다시 식을 정리하면 수학식 10과 같다.In Equation (9)

Quot;

. The equation is rearranged using Equation (10).

수학식 10은

만이 변수로 되어 있음을 확인할 수 있다. 수학식 6에서 첫 번째 적분 부분은 수학식 10을 이용하여 나타낼 수 있지만 두 번째 적분 부분은 수학적인 전개가 불가능 하다. Equation (10)

It can be seen that only the variables are variables. The first integral part in equation (6) can be expressed using equation (10), but the second integral part can not be mathematically developed.

DVB 2세대와 같이 BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 구조를 갖는 시스템을 사용할 때, UQAM을 사용하는 경우와 NUQAM을 사용하는 각각의 경우의 채널 용량을 살펴보면 다음과 같다. BICM의 채널 용량은 비트 별 채널 용량을 계산한 후에 그 것의 합이 곧 전체적인 BICM 채널 용량이 된다. BICM의 비트 별 채널 용량을 구하는 과정을 유도하면 다음과 같다.

이라고 정의할 때,

는 비트를 나타내고 비트

가 1일 경우에 전송되는 성상도 좌표는

으로 표시하고 비트

가 0일 경우에 전송되는 성상도 좌표는

이다. 따라서

의 관계가 성립한다. 앞서 언급한 바와 같이 이산 입력 신호의 경우, 채널 용량을 최대화하기 위한

을 가정하고 비트 b에 대한 채널 용량을 구하면 capacity of bit b는 수학식 11로 나타낼 수 있다.In case of using a system having a BICM (Bit Interleaved Coded Modulation) structure like the DVB second generation, the channel capacities of UQAM and NUQAM are as follows. The channel capacity of the BICM is the total BICM channel capacity after calculating the channel capacity per bit. The procedure for obtaining the bit-by-bit channel capacity of the BICM is as follows.

Quot;

Represents a bit and bit

Is 1, the constellation coordinates transmitted are

And bit

Is 0, the constellation coordinates transmitted are

to be. therefore

. As mentioned earlier, in the case of discrete input signals,

And the channel capacity for bit b is obtained, the capacity of bit b can be expressed by Equation (11).

여기서

는 수신한 신호를 나타낸다.

을 이용하여 위의 식을 전개하면 수학식 12와 같다.here

Indicates a received signal.

The above equation is expanded as shown in equation (12).

가우시안 채널에서

은 수학식 13과 같이 표현할 수 있다.On the Gaussian channel

Can be expressed by Equation (13).

여기서

은 성상도의 좌표 수를 나타내고

은 잡음의 분산을 의미한다. 마찬가지로

인 경우도 비슷하게 나타낼 수 있다. 마지막으로

을 유도하면 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.here

Represents the number of coordinates of the constellation diagram

Means the variance of the noise. Likewise

, And so on. Finally

Can be expressed by Equation (14).

상기 수학식 12를 이용하면 각 변조차수 별로 BICM 채널 용량을 구할 수 있다. 상기와 같은 방식으로 각 변조 차수에 따른 채널 용량을 구하고, 구해진 채널 용량과 샤논 한계와 차를 비교하면, 변조 차수가 높아질수록 샤논 한계와 채널 용량과의 차가 커진다.Using Equation (12), the BICM channel capacity can be obtained for each modulation order. When the channel capacity according to each modulation order is found in the above manner and the obtained channel capacity and the Shannon limit are compared with each other, the difference between the Shannon limit and the channel capacity increases as the modulation order increases.

본 발명의 일실시예에서는 샤논 한계에 더욱 근접하는 성상도 좌표 도출방법으로 정규분포의 누적분포함수(cumulative distribution function: cdf)를 이용할 수 있다. 저차 변조의 경우에는 채널의 입력 신호를 이산 신호로 보고 채널 용량을 최대화할 수 있도록 변조 신호의 성상도를 균일하게 형성하는 것이 좋다.In one embodiment of the present invention, a cumulative distribution function (cdf) of a normal distribution can be used as a constellation coordinate derivation method that is closer to the Shannon limit. In the case of lower order modulation, it is preferable to form the constellation of the modulation signal uniformly so that the input signal of the channel is regarded as a discrete signal and the channel capacity can be maximized.

그러나 고차 변조의 경우에는 입력 신호를 어느 정도 연속 신호로 볼 수 있으므로 그 분포가 오히려 정규 분포를 가지도록 하는 것이 유리할 수 있다. 각 심볼이 형성될 확률이 동일하다고 가정할 때, 성상도 좌표의 누적분포함수가 정규분포의 누적분포함수와 비슷해지도록 성상도를 형성하면 고차 변조를 사용할 경우에 채널 용량을 높일 수 있다.However, in the case of higher order modulation, the input signal can be viewed as a continuous signal to some extent, so it may be advantageous to have its distribution rather than the normal distribution. Assuming that the probability of forming each symbol is the same, if the constellation is formed so that the cumulative distribution function of the constellation coordinates becomes similar to the cumulative distribution function of the normal distribution, the channel capacity can be increased when higher order modulation is used.

QAM 변조는 I축과 Q축을 각각 PAM 변조하여 선형 조합한 것과 같다. 따라서 한 축만을 가우시안 누적분포함수가 되도록 맵핑하고 이를 I/Q축 모두에 적용하여 활용할 수 있다. PAM 심볼의 생성 확률은 동일하게 두고 심볼이 맵핑되는 좌표를 조절하여 정규분포의 누적분포함수와 동일한 누적분포함수가 되도록 구성하였다. QAM modulation is the same as linear combination by PAM modulation of I axis and Q axis respectively. Therefore, only one axis can be mapped to be a Gaussian cumulative distribution function and applied to all I / Q axes. The probability that the PAM symbol is generated is the same and the coordinate at which the symbol is mapped is adjusted so that the cumulative distribution function is the same as the cumulative distribution function of the normal distribution.

상기 수학식 12를 이용하여 각 변조차수별 BICM 채널 용량을 나타내면 도 2와 같다. 도 2는 본 발명의 일실시예와 관련된 신호 처리 방법(비균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용한 심볼 맵핑 방법, NUQAM)과 종래의 신호 처리 방법(균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용한 심볼 맵핑 방법, UQAM) 에 의한 채널 용량을 비교한 그래프이다. 도 2를 통해 낮은 SNR 영역 부근에서는 NUQAM의 채널 용량이 UQAM보다 큼을 확인할 수 있다.FIG. 2 shows the BICM channel capacity for each modulation order using Equation (12). FIG. 2 is a block diagram illustrating a signal processing method (a symbol mapping method using nonuniform constellation coordinates, NUQAM) and a conventional signal processing method (a symbol mapping method using uniformly configured constellation coordinates, UQAM ) Of the channel capacity. 2, it can be seen that the channel capacity of the NUQAM is larger than that of the UQAM in the vicinity of the low SNR region.

한편, 샤논 이론에 따르면 채널의 입력 신호의 확률밀도함수(Probability density function: pdf)가 정규분포 일 때 채널 용량이 최대가 된다. 그러나 QAM 변조를 활용할 경우에는 확률밀도함수가 정규분포를 가질 수 없고 특히, 고차 변조가 될수록 더욱 정규분포와는 거리가 멀게 된다. 이를 해결하기 위하여 확률밀도함수 대신에 QAM 변조 결과의 누적분포함수가 정규분포의 누적분포함수가 되도록 심볼을 맵핑할 수 있다.On the other hand, according to Shannon's theory, the channel capacity becomes maximum when the probability density function (pdf) of the input signal of the channel is a normal distribution. However, when QAM modulation is used, the probability density function can not have a normal distribution, and the higher the degree modulation, the farther it is from the normal distribution. To solve this problem, it is possible to map a symbol so that the cumulative distribution function of the QAM modulation result is a cumulative distribution function of the normal distribution instead of the probability density function.

도 3은 균일 QAM의 누적분포함수 및 성상도를 나타내고, 도 4는 본 발명의 일실시예와 관련된 비균일 QAM의 누적분포함수 및 성상도를 나타낸다.FIG. 3 shows the cumulative distribution function and constellation diagram of the uniform QAM, and FIG. 4 shows the cumulative distribution function and constellation diagram of the nonuniform QAM related to the embodiment of the present invention.

도3과 도 4는 1024QAM을 이용한 기존의 UQAM과 NUQAM의 누적분포함수와 성상도 좌표를 나타낸다. 도 3과 도 4를 비교하면 UQAM은 정규분포의 누적분포함수와 상당히 다르지만 NUQAM의 경우에는 그 누적분포함수가 정규분포의 누적분포함수와 거의 흡사함을 확인할 수 있다. 3 and 4 show the cumulative distribution function and constellation coordinates of the conventional UQAM and NUQAM using 1024QAM. 3 and 4, it can be seen that the UQAM is significantly different from the cumulative distribution function of the normal distribution, but in the case of NUQAM, the cumulative distribution function closely resembles the cumulative distribution function of the normal distribution.

채널 용량을 샤논 한계에 근접하게 하기 위해, 변조부(130)는 QAM 변조 결과의 누적분포함수가 정규분포의 누적분포함수가 되도록 심볼을 맵핑할 수 있다.In order to bring the channel capacity close to the Shannon limit, the modulator 130 may map the symbol such that the cumulative distribution function of the QAM modulation result is a cumulative distribution function of the normal distribution.

제어부(140)는 상기 부호화부(110), 인터리빙부(120), 변조부(130)를 전반적으로 제어할 수 있다. 특히, 제어부(130)는 상기 비균일하게 구성된 성상도 좌표에 근거하여 송출 출력의 전력을 제어할 수 있다. 제어부(140)는 전력의 스케일을 제어하여 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 생성할 수 있다.The control unit 140 may control the encoding unit 110, the interleaving unit 120, and the modulation unit 130 as a whole. In particular, the control unit 130 can control the power of the output power based on the constellation coordinates configured non-uniformly. The controller 140 may control the scale of the power to generate non-uniformly constellation coordinates.

상기와 같이 변조된 신호는 무선 채널을 통해 LLR 계산부(210)로 입력될 수 있다. LLR 계산부(210)는 QAM 변조에 대한 LLR(로그-가능성 비, log-likelihood ratio)를 계산한다. 상기 계산된 결과는 디 인터리빙부(220)로 입력된다. 디 인터리빙부(20)에서는 정보 비트와 추가된 패리티 비트를 분리할 수 있다. 분리된 정보 비트는 상기 복호화부(230)로 입력된다. 복호화부(230)는 입력된 정보 비트를 복원한다.The modulated signal may be input to the LLR calculation unit 210 through a wireless channel. The LLR calculation unit 210 calculates an LLR (log-likelihood ratio) for QAM modulation. The calculated result is input to a deinterleaving unit 220. The deinterleaving unit 20 can separate the information bits and the added parity bits. The separated information bits are input to the decoding unit 230. The decoding unit 230 restores the input information bits.

비트 LLR을 이용하여 EXIT chart를 구성하면 정보 이론적인 측면에서의 분석이 가능한데 4096QAM의 경우를 나타내면 도 5에서 도 10과 같다. 여기서 EXIT chart는 정보 이론적인 양을 측정하기 위한 도구로 입력 비트와 수신단에서 수신한 신호 사이의 정보량을 측정할 수 있다. 도 5에서 도 10은 SNR에 따른 정보량을 나타낸 것으로 홀수 번째 비트에 대한 정보 전달량만을 도식화하였다. 도 5는 4096QAM의 첫 번째 비트에 대한 EXIT chart이고, 도 6는 4096QAM의 세 번째 비트에 대한 EXIT chart이고, 도 7은 4096QAM의 다섯 번째 비트에 대한 EXIT chart이고, 도 8은 4096QAM의 일곱 번째 비트에 대한 EXIT chart이고, 도 9는 4096QAM의 아홉 번째 비트에 대한 EXIT chart이고, 도 10은 4096QAM의 열한 번째 비트에 대한 EXIT chart이다.An EXIT chart using the bit LLR can be analyzed from an information theoretical perspective. The case of 4096 QAM is shown in FIG. 5 to FIG. 10. Here, the EXIT chart is a tool for measuring the information theoretical amount, and can measure the amount of information between the input bit and the signal received at the receiving end. FIG. 5 to FIG. 10 illustrate the amount of information according to the SNR, and only the information transfer amount for the odd-numbered bits is schematized. 5 is an EXIT chart for the first bit of 4096QAM, FIG. 6 is an EXIT chart for the third bit of 4096QAM, FIG. 7 is an EXIT chart for the fifth bit of 4096QAM, FIG. 9 is an EXIT chart for the ninth bit of 4096 QAM, and FIG. 10 is an EXIT chart for the eleventh bit of 4096 QAM.

심볼 맵핑의 입력으로 홀수 번째 비트를 이용하여 I축을 구성하고 짝수 번째 비트를 이용하여 Q축을 구성할 경우로, 홀수 번째 비트에 대한 정보를 분석한 이유는 QAM 변조에서 I/Q축이 서로 독립이므로 어느 한 축만을 분석하여도 전체를 해석할 수 있기 때문이다. In the case of configuring the I-axis using the odd-numbered bits and using the even-numbered bits as the input of the symbol mapping, the information on the odd-numbered bits is analyzed because the I / Q axes are independent from each other in the QAM modulation This is because it is possible to analyze the whole even if only one axis is analyzed.

도 5를 참조하면 4096QAM의 첫 번째 비트에 대한 LLR은 UQAM의 경우가 정보 전달량이 더 크나 두 번째 비트에서부터 마지막 비트로 갈수록 낮은 SNR 영역에서는 NUQAM의 정보 전달량이 더욱 커짐을 확인할 수 있다. 또한, UQAM을 사용하게 되면 각 비트별 정보 전달량의 차가 NUQAM보다 커서 고차 변조를 이용할수록 마지막 비트에 대한 정보 전달량이 작아서 통신의 신뢰도를 떨어뜨릴 수 있다. 예를 들어, 64QAM 이상(즉, 성상도 좌표의 수가 64개 이상)의 고차 변조일 때 본 발명의 일실시예와 관련된 NUQAM이 효과적이다.Referring to FIG. 5, the LLR for the first bit of the 4096QAM shows that the information transmission amount is larger in the case of UQAM, but the information transfer amount of the NUQAM is higher in the lower SNR region from the second bit to the last bit. Also, when UQAM is used, the difference in information transmission amount between each bit is larger than that of NUQAM, so that the higher the number of the higher order modulation, the smaller the information transmission amount to the last bit, which may lower the reliability of communication. For example, the NUQAM associated with an embodiment of the present invention is effective when the modulation is 64QAM or higher (i.e., the number of constellation coordinates is 64 or more).

상기 도 5 내지 도 10의 결과를 선형 조합한 결과는 도 11과 같다. 도 11에 의하면, 낮은 SNR영역에서는 NUQAM의 이득이 있고, 높은 SNR영역에서는 UQAM이 더욱 이득이 있다.The results of linear combination of the results of FIGS. 5 to 10 are shown in FIG. According to Fig. 11, there is a gain of NUQAM in a low SNR region, and UQAM is more advantageous in a high SNR region.

도 12 내지 도 14는 본 발명의 일실시예와 관련된 신호 처리 방법과 종래의 신호 처리 방법의 성능을 비교한 결과를 나타내는 그래프이다.12 to 14 are graphs showing the results of comparing the performance of a signal processing method according to an embodiment of the present invention and a conventional signal processing method.

송신단에서는 채널 부호화기의 입력으로 정보비트가 사용되고 그 결과를 비트 인터리버의 입력으로 활용한다. 비트 인터리버의 출력을 이용하여 심볼 맵핑을 한다. 도 12 내지 도 14는 UQAM과 본 발명의 일실시예와 관련된 NUQAM을 모두 적용하여 실험한 결과를 나타내는 그래프이다.In the transmitter, the information bits are used as input to the channel encoder and the result is utilized as an input to the bit interleaver. And performs symbol mapping using the output of the bit interleaver. 12 to 14 are graphs showing the results of experiments using both UQAM and NUQAM related to an embodiment of the present invention.

수신단에서는 입력 받은 신호를 이용하여 비트 LLR을 계산하고 그 결과를 비트 디 인터리빙부(220)의 입력으로 넣는다. 디 인터리빙부(220)의 결과를 복호화부(230)의 입력으로 넣어 그 출력과 정보 비트를 비교하여 전체적인 BER(Bit Error Rate) 성능을 확인하였다.At the receiving end, the bit LLR is calculated using the received signal and the result is input to the bit de-interleaving unit 220. The result of the deinterleaving unit 220 is input to the decoder 230, and the output and the information bits are compared with each other to check the overall bit error rate (BER) performance.

DVB T2에서 활용하는 BCH(외부 부호)와 LDPC(내부 부호)를 채널 부호화기로 사용하였다. 부호화된 블록 길이가 64800인 LDPC를 사용하였고 LDPC의 부호율은 각각 2/3과 5/6이다. LDPC의 부호율이 2/3일 때는 BCH 부호화기의 입력 블록길이가 43040이고 출력 블록길이는 43200이다. LDPC의 부호율이 5/6일 때는 BCH 부호화기의 입력 블록길이가 53840이고 출력 블록길이는 54000이다. 부호율에 관계없이 10비트를 수정할 수 있는 BCH 부호가 사용되었다. BCH 부호의 출력이 LDPC 부호의 입력으로 사용된다. LDPC 부호의 출력은 비트 인터리버의 입력으로 사용되는데, 비트 인터리버는 DVB T2의 표준을 참조하여 동일하게 구성하였다. 변조는 gray 맵핑된 1024-UQAM(또는 NUQAM)과 4096-UQAM(또는 NUQAM)을 활용하였다. 실험에서는 AWGN(additive white gaussian noise) 채널을 가정하였다. 도 12, 도 13, 도 14의 실험의 결과로 NUQAM의 BER 성능이 UQAM보다 좋음을 확인할 수 있다. 도 12와 도 13을 비교하면 부호율에 따른 NUQAM의 이득을 볼 수 있는데 부호율이 낮을수록 그 이득이 증가함을 확인할 수 있다. The BCH (outer code) and LDPC (inner code) used in DVB T2 are used as channel encoders. An LDPC with a coded block length of 64800 is used, and the coding rates of LDPC are 2/3 and 5/6, respectively. When the coding rate of the LDPC is 2/3, the input block length of the BCH encoder is 43040 and the output block length is 43200. When the coding rate of the LDPC is 5/6, the input block length of the BCH encoder is 53840 and the output block length is 54000. A BCH code that can modify 10 bits is used regardless of the coding rate. The output of the BCH code is used as the input of the LDPC code. The output of the LDPC code is used as the input of the bit interleaver. The bit interleaver is configured the same with reference to the DVB T2 standard. The modulation utilized gray-mapped 1024-UQAM (or NUQAM) and 4096-UQAM (or NUQAM). Experiments assume an AWGN (additive white gaussian noise) channel. As a result of the experiments of FIGS. 12, 13 and 14, it is confirmed that the BER performance of the NUQAM is better than that of the UQAM. Comparing FIG. 12 and FIG. 13, it can be seen that the gain of the NUQAM according to the coding rate can be seen. The lower the coding rate, the greater the gain is.

도 12와 도 14를 비교하면 변조차수에 따른 이득을 확인할 수 있는데 변조 차수가 높을수록 NUQAM을 통한 BER 성능 이득이 증가함을 확인할 수 있다. 예를 들어, 64QAM 이상(즉, 성상도 좌표의 수가 64개 이상)의 고차 변조일 때 본 발명의 일실시예와 관련된 NUQAM이 효과적이다.Comparing FIG. 12 and FIG. 14, the gain according to the modulation order can be confirmed. As the modulation order increases, the BER performance gain through NUQAM increases. For example, the NUQAM associated with an embodiment of the present invention is effective when the modulation is 64QAM or higher (i.e., the number of constellation coordinates is 64 or more).

전술한 바와 같이, 본 발명의 일실시예와 관련된 신호 처리 방법은 심볼을 맵핑 시, 비균일(non-uniform) 맵핑 방법을 사용함으로써, 오류 정정 능력을 향상시킬 수 있다.As described above, the signal processing method according to an embodiment of the present invention can improve error correction capability by using a non-uniform mapping method when mapping symbols.

또한, 기존의 방송/통신 시스템과 비교하면 변조 방식의 송출 출력의 전력만을 제어함으로써 그 이득이 있으므로 쉽게 적용할 수 있다는 이점이 있다. In addition, compared with the existing broadcasting / communication system, there is an advantage that it can be easily applied because there is a gain by controlling only the power of the transmission output of the modulation system.

상기와 같이 설명된 신호 처리 방법 및 장치는 상기 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.The above-described signal processing method and apparatus are not limited to the configuration and method of the embodiments described above, but the embodiments may be modified so that all or some of the embodiments are selectively combined .

100: 송신단의 신호 처리 장치
110: 부호화부
120: 인터리빙부
130: 변조부
140: 제어부
200: 수신단의 신호 처리 장치
210: LLR 계산부
220: 디 인터리빙부
230: 복호화부100: Signal processing device of the transmitting end
110:
120: Interleaving unit
130:
140:
200: signal processing device of the receiving end
210: LLR calculation unit
220: Deinterleaving unit
230:

Claims

입력된 정보 비트를 부호화하는 단계;
상기 부호화된 비트를 인터리빙 하는 단계; 및
상기 인터리빙된 비트를 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용하여 심볼을 맵핑하여 변조하는 단계를 포함하되,
상기 비균일하게 구성된 성상도 좌표는 이웃하는 심볼 간 거리가 동일하지 않으며,
상기 변조 단계는,
변조 결과에 따른 성상도 좌표의 누적분포함수가 정규분포의 누적분포함수를 따르도록 심볼을 맵핑하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서의 신호 처리 방법.Encoding the input information bits;
Interleaving the encoded bits; And
And modulating the symbols by mapping the interleaved bits using constellation coordinates configured non-uniformly,
The non-uniform constellation constellation is such that neighboring symbol distances are not the same,
Wherein the modulating step comprises:
And mapping the symbols so that the cumulative distribution function of the constellation coordinates according to the modulation result follows the cumulative distribution function of the normal distribution.

삭제delete

제 1 항에 있어서, 상기 비균일하게 구성된 성상도 좌표의 좌표 수는
적어도 64개인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서의 신호 처리 방법.2. The method according to claim 1, wherein the number of coordinates of the non-
At least 64. The method of claim 1,

제 1 항에 있어서, 상기 통신 시스템에서의 신호 처리 방법은
상기 비균일하게 구성된 성상도 좌표에 근거하여 송출 출력의 전력을 제어하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서의 신호 처리 방법.The method according to claim 1, wherein the signal processing method in the communication system
Further comprising the step of controlling the power of the transmission output based on the non-uniformly constellation constellation coordinates.

입력된 정보 비트를 부호화하는 부호화부;
상기 부호화된 비트를 인터리빙 하는 인터리빙부
상기 인터리빙된 비트를 비균일하게 구성된 성상도 좌표를 이용하여 심볼을 맵핑하여 변조하는 변조부; 및
상기 부호화부, 상기 인터리빙부 및 상기 변조부를 제어하는 제어부를 포함하되,
상기 비균일하게 구성된 성상도 좌표는
이웃하는 심볼 간 거리가 동일하지 않으며,
상기 변조부는,
변조 결과에 따른 성상도 좌표의 누적분포함수가 정규분포의 누적분포함수를 따르도록 심볼을 맵핑하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서의 신호 처리 장치.An encoding unit encoding an input information bit;
An interleaving unit for interleaving the coded bits,
A modulator for mapping and modulating symbols using constellation coordinates configured to non-uniformly interleave the interleaved bits; And
And a controller for controlling the encoding unit, the interleaving unit, and the modulating unit,
The non-uniformly constellation constellation coordinates
The distances between neighboring symbols are not the same,
Wherein the modulator comprises:
And mapping the symbols so that the cumulative distribution function of the constellation coordinates according to the modulation result follows the cumulative distribution function of the normal distribution.

삭제delete

제 6 항에 있어서, 상기 비균일하게 구성된 성상도 좌표의 좌표 수는
적어도 64개인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서의 신호 처리 장치.7. The method according to claim 6, wherein the number of coordinates of the non-
Wherein the signal processing unit is at least 64.

제 6 항에 있어서, 상기 제어부는
상기 비균일하게 구성된 성상도 좌표에 근거하여 송출 출력의 전력을 제어하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서의 신호 처리 장치.7. The apparatus of claim 6, wherein the control unit
And controls the power of the transmission output based on the non-uniformly configured constellation coordinates.