KR101514803B1 - 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 spwm 인버터 시스템 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 관한 것이다.
이를 위한 본 발명은, 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 있어서, 상기 인버터의 브리지 암(100a,100b)에 접속 연결되되, 스위치가 포함된 외부 회로의 조건에 관계없이 ZCS(Zero Current Switch) 및 ZVS(Zero Voltage Switch) 스위칭 제어 신호에 의해 하나 이상의 보조 스위치(210,220)가 턴-온(Turn-on) 및 턴-오프(Turn-off)되는 소자를 갖는 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)와, 상기 인버터 및 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로에 직류 전원 전압의 중점 전위를 만들기 위한 대용량 전해 콘덴서(300)와, 상기 인버터에 구비된 하나 이상의 주 스위치(110,120)를 단속하기 위한 게이트 펄스 신호를 상기 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로를 통해 정현파 펄스 폭 변조(SPWM) 방식에 의한 소프트 변조가 이루어지도록 하는 단상 전압형 SPWM 인버터(100)를 포함하며,; 상기 단상 전압형 SPWM 인버터의 보조 스위치와 주 스위치를 온/오프 제어하기 위한 호스트-피씨(Host-PC,510)와 상기 호스트-피씨의 명령으로부터 IGBT 게이트 펄스를 생성하는 마이크로 컨트롤러 보드(520)와, 상기 마이크로 컨트롤러 보드로부터 +5[V], 0[V]의 게이트 신호를 받는 게이트 신호 입력 단자(541) 및 상기 게이트 신호 입력 단자에 입력된 신호를 +15[V], -10[V]의 게이트 신호가 출력되도록 하는 게이트 신호 출력 단자(542)와 +15[V] 및 +5[V]의 직류 전원을 공급받아 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 구동하기 위한 IGBT 드라이브 모듈(GPS-15104-1515, 543) 및 74 시리즈 IC광 커플러(546)를 절연하고 증폭하기 위한 포토커플러(TLP250, 544-535)를 통해 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로의 충전 전류를 제한하는 IGBT 드라이브 회로(555)와 상기 IGBT 드라이브 회로에서 연산처리된 게이트 펄스 신호를 단속하는 IGBT 게이트 단자(565)와 상기 IGBT 드라이브 회로와 IGBT 게이트 단자 사이에 위치하여 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 보호하기 위한 게이트 저항(545)이 삽입되는 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530)를 갖는 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로(500)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템을 제공한다.
따라서 본 발명은 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로의 보조 스위치 상호간에 합선을 방지시켜 주 스위치를 효율적으로 단속하여 공진 에너지 회생율이 최대화되어 인버터의 전체 효율을 증가시키고, 인버터 사용된 모든 스위칭 소자들이 소프트 스위칭 조건에서 턴-온/턴-오프 되므로 스위칭 손실을 최소화할 뿐만 아니라, 공진 에너지를 완전히 입력으로 회생시켜 모든 소자에 대한 전도 손실을 저감시킬 수 있도록 한 것에 특이한 작용 효과가 있다.
이를 위한 본 발명은, 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 있어서, 상기 인버터의 브리지 암(100a,100b)에 접속 연결되되, 스위치가 포함된 외부 회로의 조건에 관계없이 ZCS(Zero Current Switch) 및 ZVS(Zero Voltage Switch) 스위칭 제어 신호에 의해 하나 이상의 보조 스위치(210,220)가 턴-온(Turn-on) 및 턴-오프(Turn-off)되는 소자를 갖는 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)와, 상기 인버터 및 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로에 직류 전원 전압의 중점 전위를 만들기 위한 대용량 전해 콘덴서(300)와, 상기 인버터에 구비된 하나 이상의 주 스위치(110,120)를 단속하기 위한 게이트 펄스 신호를 상기 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로를 통해 정현파 펄스 폭 변조(SPWM) 방식에 의한 소프트 변조가 이루어지도록 하는 단상 전압형 SPWM 인버터(100)를 포함하며,; 상기 단상 전압형 SPWM 인버터의 보조 스위치와 주 스위치를 온/오프 제어하기 위한 호스트-피씨(Host-PC,510)와 상기 호스트-피씨의 명령으로부터 IGBT 게이트 펄스를 생성하는 마이크로 컨트롤러 보드(520)와, 상기 마이크로 컨트롤러 보드로부터 +5[V], 0[V]의 게이트 신호를 받는 게이트 신호 입력 단자(541) 및 상기 게이트 신호 입력 단자에 입력된 신호를 +15[V], -10[V]의 게이트 신호가 출력되도록 하는 게이트 신호 출력 단자(542)와 +15[V] 및 +5[V]의 직류 전원을 공급받아 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 구동하기 위한 IGBT 드라이브 모듈(GPS-15104-1515, 543) 및 74 시리즈 IC광 커플러(546)를 절연하고 증폭하기 위한 포토커플러(TLP250, 544-535)를 통해 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로의 충전 전류를 제한하는 IGBT 드라이브 회로(555)와 상기 IGBT 드라이브 회로에서 연산처리된 게이트 펄스 신호를 단속하는 IGBT 게이트 단자(565)와 상기 IGBT 드라이브 회로와 IGBT 게이트 단자 사이에 위치하여 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 보호하기 위한 게이트 저항(545)이 삽입되는 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530)를 갖는 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로(500)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템을 제공한다.
따라서 본 발명은 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로의 보조 스위치 상호간에 합선을 방지시켜 주 스위치를 효율적으로 단속하여 공진 에너지 회생율이 최대화되어 인버터의 전체 효율을 증가시키고, 인버터 사용된 모든 스위칭 소자들이 소프트 스위칭 조건에서 턴-온/턴-오프 되므로 스위칭 손실을 최소화할 뿐만 아니라, 공진 에너지를 완전히 입력으로 회생시켜 모든 소자에 대한 전도 손실을 저감시킬 수 있도록 한 것에 특이한 작용 효과가 있다.
Description
본 발명은 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 3[KW] 주택용 태양광발전설비에 이용되는 계통연계형 인버터에 소프트 제어방식을 적용하여 기존 하드 제어방식의 인버터보다 효율증가 및 전고조파 왜율(Total Harmonic Distortion: THD)과 소음을 감소시키며 스위칭 소자간에 합선을 방지하도록 한 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 관한 것이다.
최근 급속한 산업화와 생활환경 개선으로 에너지 소비량은 크게 증가하고 있으며, 전기 에너지의 활용은 매우 중요한 위치를 차지하고 있다. 태양광 발전, 연료 전지, 풍력발전 등의 신재생에너지 전원 시스템과 마이크로 가스 터빈 등의 열병합발전에너지 전원 시스템도 기존의 전력망과 함께 통합 시스템으로서 효율적으로 이용되어지고 있다.
신재생에너지 전원 시스템과 열병합발전에너지 전원 시스템을 직접 전기 에너지로 변환하는 고효율 반도체 전력 변환장치의 연구개발은, 산업을 비롯해 새로운 에너지 인터페이스, 전력계통, 전기철도, 자동차, 정보통신, 의료복지, 우주항공, 해양선박, 가전제품 등의 전기 에너지 응용 분야도 활발하게 이루어지고 있다. 특히 공동 주택과 고층빌딩, 공장 등의 그룹 단위로 전력을 생산하여 잉여 전력을 전력회사에 판매하는 소규모 계통연계 분산형 전원 시스템과 폐열로 발전해서 나오는 열에너지를 온수 시스템과 냉ㆍ난방 시스템 등에 이용하는 계통연계 열병합 발전시스템 등의 개발이 이루어지고 있다. 따라서 지구 에너지 자원의 고갈화와 지구환경 문제의 관점에서 이러한 시스템 기술은 매우 중요한 역할을 한다고 할 수 있다.
또한, 가청 주파수대 이상의 주파수에서 동작이 가능한 전력용 반도체 소자(파워 반도체 디바이스)를 가진 고주파 스위칭 전력변환장치의 개발은, 최근 MOS(Metal Oxide Semiconductor) 제어를 할 파워 디바이스로서 MOSFET(MOS Field Effect Transistor) 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), IEGT(Injection Enhanced Gate Transistor), MCT(MOS Controlled Thyristor), HiGT(High Conductivity IGBT)과 MOS계 파워 디바이스를 주체로 하여 기기의 고성능화, 저소음화, 그리고 높은 전력 밀도화에 의한 소형ㆍ경량화, 고효율화, 새로운 고성능의 내실을 위해 필수적이다. 이 외에도, GTO(Gate Turn-Off) 사이리스터의 개량형이라고도 할 수 있는 통합 게이트 정류 사이리스터(Integrated Gate Commutated Thyristor: IGCT), SI 전원 장치로 SIT(Static Induction Transistor)와 SITH 같은 파워 디바이스의 기술은 향상되어지고 있다. 또한, 반도체 전력변환 시스템의 기능면에서 마이크로프로세서 및 주변 기기의 고속화, 저렴화에 의해 제어계의 DDC(Direct Digital Control)화와 고성능화가 이루어져 산업 분야는 물론 전력 시스템 분야, 정보통신 시스템 분야, 우주항공 시스템 분야, 가전 시스템 분야에서 적용되어지고 있다. 그러나 과도 스위칭시에 발생되는 스위칭 전력 손실 및 전자 노이즈에 관한 문제점은 아직 많은 연구가 필요하다.
그리고 기존의 펄스 변조에 의한 하드 스위칭 반도체 전력변환 시스템은, 스위칭시의 전압과 전류의 중첩에 의해 발생되는 스위칭 전력 손실의 증가와 보조 스너버 회로에서의 손실이나 전자 노이즈의 증가, 냉각 장치의 대형화 및 스위칭시 서지 전압과 전류에 의한 전자파 노이즈 레벨의 증가 등의 문제점이 남아있다. 그리고 반도체 전력변환장치의 고주파화로 의해 전도 노이즈(EMI ; Electro Magnetic Interference) 및 방사성 노이즈(RFI ; Radio Frequency Interference)의 증대, 누설 전류의 증가, 서지 전압과 전류로 인한 전력반도체장치의 정격 능력의 감소, AC 모터 고정자 권선의 전기적 절연 파괴에 대한 문제점도 발생한다.
따라서 반도체 전력변환장치의 온/오프 스위칭 과도상태를 효과적으로 개선하기 위해 소프트 액티브 LC 부분 공진 스너버 회로를 스위칭 과도전환시에서만 적용 가능한 소프트 스위칭 전력변환 회로 기술이 각광받고 있다.
즉, 부분 공진 모드를 도입한 파워 반도체 디바이스의 전압 또는 전류를 제로(Zero) 상태에서 완만하게 변화시키는 것으로, 스위칭 과도전환시의 전압·전류의 중복 간섭을 최소화하고 스위칭시 전압 서지 및 전류 서지를 억제한 것이다. 부분 공진 모드에는 주로 단일 펄스 변조를 하는 DC-DC 컨버터 소프트 스위칭 방식과 달리 액티브 보조 공진 스너버 회로 토폴로지로는 공진 DC 링크 스너버 방식과 공진 AC 링크 스너버 방식, 부분 공진 정류 브리지 암 링크 스너버 방식이 있다.
따라서 본 발명은 신재생에너지 계통연계형 인버터에 부분 공진 정류 브리지 암 링크 스너버 방식을 적용한 전혀 새로운 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템을 제안한다.
본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위하여 안출한 것으로서, 특히 하나 이상의 주 스위치를 단속하기 위해 정현파 펄스 폭 변조 방식에 의한 소프트 변조가 이루어지도록 하는 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로를 갖는 단상 전압형 SPWM 인버터와 상기 단상 전압형 SPWM 인버터의 보조 스위치와 주 스위치를 온/오프 제어하기 위한 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로를 구성함으로써, 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로의 보조 스위치 상호간에 합선을 방지시켜 공진 에너지 회생율이 최대화되어 전체적인 인버터의 효율을 증가시키고, 인버터에 사용된 모든 스위칭 소자들이 소프트 스위칭 조건에서 턴-온/턴-오프 되므로 스위칭 손실을 최소화할 뿐만 아니라, 공진 에너지를 완전히 입력으로 회생시켜 모든 소자에 대한 전도 손실을 저감시킬 수 있도록 한 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 의하면, 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 있어서, 상기 인버터의 브리지 암(100a,100b)에 접속 연결되되, 스위치가 포함된 외부 회로의 조건에 관계없이 ZCS(Zero Current Switch) 및 ZVS(Zero Voltage Switch) 스위칭 제어 신호에 의해 하나 이상의 보조 스위치(210,220)가 턴-온(Turn-on) 및 턴-오프(Turn-off)되는 소자를 갖는 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)와, 상기 인버터 및 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로에 직류 전원 전압의 중점 전위를 만들기 위한 대용량 전해 콘덴서(300)와, 상기 인버터에 구비된 하나 이상의 주 스위치(110,120)를 단속하기 위한 게이트 펄스 신호를 상기 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로를 통해 정현파 펄스 폭 변조(SPWM) 방식에 의한 소프트 변조가 이루어지도록 하는 단상 전압형 SPWM 인버터(100)를 포함하며,; 상기 단상 전압형 SPWM 인버터의 보조 스위치와 주 스위치를 온/오프 제어하기 위한 호스트-피씨(Host-PC,510)와 상기 호스트-피씨의 명령으로부터 IGBT 게이트 펄스를 생성하는 마이크로 컨트롤러 보드(520)와, 상기 마이크로 컨트롤러 보드로부터 +5[V], 0[V]의 게이트 신호를 받는 게이트 신호 입력 단자(541) 및 상기 게이트 신호 입력 단자에 입력된 신호를 +15[V], -10[V]의 게이트 신호가 출력되도록 하는 게이트 신호 출력 단자(542)와 +15[V] 및 +5[V]의 직류 전원을 공급받아 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 구동하기 위한 IGBT 드라이브 모듈(GPS-15104-1515, 543) 및 74 시리즈 IC광 커플러(546)를 절연하고 증폭하기 위한 포토커플러(TLP250, 544-535)를 통해 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로의 충전 전류를 제한하는 IGBT 드라이브 회로(555)와 상기 IGBT 드라이브 회로에서 연산처리된 게이트 펄스 신호를 단속하는 IGBT 게이트 단자(565)와 상기 IGBT 드라이브 회로와 IGBT 게이트 단자 사이에 위치하여 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 보호하기 위한 게이트 저항(545)이 삽입되는 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530)를 갖는 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로(500)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템을 제공한다.
바람직하게는, 상기 게이트 저항(545)은, CM300DY-12H의 표준 게이트 저항으로 2.1Ω~21Ω 까지의 범위에서 값을 선정하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 IGBT 드라이브 회로(555)에는 2개의 IC{(74LS245, 546), (74LS365, 547)}를 구성하되, 상기 IC(74LS365, 547) 내부에는 전원 회로인 상기 IGBT 드라이브 회로의 이상 및 IGBT 소자가 소손되는 경우, 그 영향이 마이크로 컨트롤러 보드(520)에까지 도달하지 않도록 하기 위한 버퍼 회로(561)를 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기와 같은 본 발명의 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템은 하나 이상의 주 스위치를 단속하기 위한 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로를 갖는 단상 전압형 SPWM 인버터와 상기 단상 전압형 SPWM 인버터의 보조 스위치와 주 스위치를 온/오프 제어하기 위한 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로를 구성함으로써,
(1) 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로의 보조 스위치 상호간에 합선을 방지시켜 주 스위치를 효율적으로 단속하여 공진 에너지 회생율이 최대화되어 인버터의 전체 효율을 증가시킬 수 있다.
(2) SPWM 인버터에 사용된 모든 스위칭 소자들이 소프트 스위칭 조건에서 턴-온(Turn-on) 및 턴-오프(Turn-off)하여 스위칭 손실을 최소화할 수 있다.
(3) 공진 에너지를 완전히 입력으로 회생시켜 전도손실을 저감시킬 수 있는 효과가 있다.
도 1은 종래의 단상 하프 브리지 PWM 인버터 회로를 나타낸 도면
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 (a) 단상 하프 브리지 전압형 SPWM 인버터 타입 및 (b) 단상 풀 브리지 전압형 SPWM 인버터 타입에 대한 전체 회로를 나타낸 도면
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 4가지 정상 모드의 상태를 나타낸 도면
도 4의 (a)는 종래의 단상 하프 브리지 PWM 인버터에 적용된 시퀸스 스위칭 패턴 방식 동작 모드 천이도, 도 4의 (b)는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 시퀸스 스위칭 패턴 방식 동작 모드 천이도를 상기 종래기술(a)과 대비하여 나타낸 도면
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 SPWM 제어 방식에 따른 신호파와 반송파를 비교한 동작 파형을 나타낸 도면
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로를 나타낸 도면
도 7은 상기 도 6에 대한 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 보다 상세하게 나타낸 도면
도 8은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 우선 사인파 변조를 주지 않는 경우의 게이트 펄스 신호 생성 그래프를 나타낸 도면
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 IGBT 게이트 펄스 신호의 High, Low 역전 현상 타임 차트를 나타낸 도면
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 인버터 출력 단자와 전원 분할용 커패시터의 중간점 사이의 전압 파형인 인버터 출력전압 실험 결과를 나타낸 도면
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 필터 인덕터 전류 실험 결과를 나타낸 도면
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 필터 커패시터 전압 실험 결과를 나타낸 도면
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 저항부하의 전압 및 전류 실험 결과를 나타낸 도면
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 ARCS의 공진 인덕터 L1의 전류 변화를 저항부하 전압과 동시에 측정한 실험 결과를 나타낸 도면
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 ARCP의 공진 커패시터 C3의 전압 변화를 저항부하 전류와 동시에 측정한 실험 결과를 나타낸 도면
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 계통 연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템의 효율을 측정한 결과표를 나타낸 도면
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 (a) 단상 하프 브리지 전압형 SPWM 인버터 타입 및 (b) 단상 풀 브리지 전압형 SPWM 인버터 타입에 대한 전체 회로를 나타낸 도면
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 4가지 정상 모드의 상태를 나타낸 도면
도 4의 (a)는 종래의 단상 하프 브리지 PWM 인버터에 적용된 시퀸스 스위칭 패턴 방식 동작 모드 천이도, 도 4의 (b)는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 시퀸스 스위칭 패턴 방식 동작 모드 천이도를 상기 종래기술(a)과 대비하여 나타낸 도면
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 SPWM 제어 방식에 따른 신호파와 반송파를 비교한 동작 파형을 나타낸 도면
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로를 나타낸 도면
도 7은 상기 도 6에 대한 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 보다 상세하게 나타낸 도면
도 8은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 우선 사인파 변조를 주지 않는 경우의 게이트 펄스 신호 생성 그래프를 나타낸 도면
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 IGBT 게이트 펄스 신호의 High, Low 역전 현상 타임 차트를 나타낸 도면
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 인버터 출력 단자와 전원 분할용 커패시터의 중간점 사이의 전압 파형인 인버터 출력전압 실험 결과를 나타낸 도면
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 필터 인덕터 전류 실험 결과를 나타낸 도면
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 필터 커패시터 전압 실험 결과를 나타낸 도면
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 저항부하의 전압 및 전류 실험 결과를 나타낸 도면
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 ARCS의 공진 인덕터 L1의 전류 변화를 저항부하 전압과 동시에 측정한 실험 결과를 나타낸 도면
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 ARCP의 공진 커패시터 C3의 전압 변화를 저항부하 전류와 동시에 측정한 실험 결과를 나타낸 도면
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 계통 연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템의 효율을 측정한 결과표를 나타낸 도면
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세하게 설명한다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조번호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지의 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.
먼저 도 2 내지 도 5를 참조하여, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터의 기술적 해결수단은, 종래의 단상 하프 브리지 PWM 인버터(100)의 동작 기능을 개선시키기 위한 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)가 브리지 암에 접속 연결되고, 이들 회로에 직류 전원 전압의 중점 전위를 만들기 위한 대용량 전해 콘덴서(300)로 구성되어진다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 (a) 단상 하프 브리지 전압형 SPWM 인버터 타입 및 (b) 단상 풀 브리지 전압형 SPWM 인버터 타입에 대한 전체 회로를 나타낸다.
도 2의 (a)를 참조하여, 상기 단상 하프 브리지 PWM 인버터(100)는, 전술한 도면의 간단한 설명에서 보는 바와 같이 도 1에 나타낸 종래의 기술로서, 펄스 폭 변조 방식을 갖는 단상 하프 브리지 인버터이다. 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 신호를 생성하는 방법에는 공간 벡터 이론을 이용하는 방법과 각 상마다 반송파와 신호파를 비교하여 그 대소 관계에 따라 게이트 신호를 출력하는 방법이 있다. 이중에서 공간 벡터 이론을 이용하는 방법은 다상 교류를 일괄 제어 할 수 있는 특징은 있지만, 단상에서는 사용할 수 없는 단점이 있는 반면 반송파와 신호파를 비교하는 방법은 각 상 브리지 암마다 독립적으로 스위칭 게이트 신호를 생성하기 때문에 단상 교류에도 사용할 수 있다. 이러한 이유로 본 발명에서는 PWM 인버터 시스템은 신호파를 60Hz의 정현파로, 반송파는 16kHz의 톱니파를 이용하여 게이트 신호를 만들어 사용하였다. 이렇게 사인파와 톱니파를 비교한 방식은 전압 지령 신호와 톱니파의 반송파 신호와 비교하여 얻은 스위칭 신호를 이용하여 소자의 온/오프를 수행하여 그 평균치가 전압지령 신호 진폭에 비례한 고주파의 구형파 출력 전압이 얻어진다. 따라서 전압지령 신호를 정현파로 변화시키면 최대 출력전압을 얻을 수 있어 단상 및 삼상 PWM 인버터에 사용할 수 있다.
이러한 단상 하프 브리지 PWM 인버터 회로를 갖는 전력변환기의 주 스위치 동작은 하나 이상의 주 스위치(110,120) S1, S2를 포함하여 구성되며, 이들 주 스위치의 동작은 표 1과 같은 키르히호프의 전압/전류 법칙(KVL,KCL)과 같은 일반 회로망 법칙의 지배를 받는다.
다음은, 상기 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)는, 고주파수 스위칭이 가능한 소프트 스위칭 수단으로, 스위치가 포함된 외부 회로의 조건에 관계없이 스위치의 제어 신호에 의하여 턴-온(Turn-on) 및 턴-오프(Turn-off)되는 소자를 갖는 게이트 턴-오프 사이리스터(Gate Turn-off thyristor, GTO thyristor), 바이폴라 트랜지스터((Bipolar Junction Transistor, BJT), 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET), 고전력 스위칭용 반도체(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 등에 해당하는 것으로, 전술한 바와 같이 종래의 단상 하프 브리지 PWM 인버터(100)의 문제점을 개선하기 위해 상기 단상 하프 브리지 PWM 인버터(100)의 주 스위치(110,120) S1, S2를 동작시키는 게이트 펄스 신호를 PWM 방식이 아니라, 정현파 펄스 폭 변조(Sinusoidal Pulse-Width-Modulation, SPWM) 방식으로 변조가 이루어질 수 있도록 하기 위하여 보조 스위치(210,220) S3 및 S4와 공진 인덕터 L1 및 L2, 공진 커패시터 C1~C4, 4개의 보조 다이오드 D3~D6을 각각 구비한다.
여기서 도 2의 (b) 단상 풀 브리지 전압형 SPWM 인버터 타입에 대한 전체 회로에 대한 설명은 전술한 도 2의 (a) 단상 하프 브리지 전압형 SPWM 인버터 타입과 유사하며, 차이점은 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로가 복수개로 구성되어 있을 뿐이므로, 이들 회로를 구성하는 소자들에 대해서는 더 이상 설명하지 않는다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 4가지 정상 모드의 상태를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 정류(轉流)시 동작모드 천이 방법은 정류(轉流)개시 상태에 따라 다르다. 즉, 각 상의 주 스위치의 정상 모드에서 도통 상태는 상전류의 방향과 스위칭 패턴에 따라 4가지 정상 모드의 상태(State A, B, C, D)로 존재한다. 이때 정류(轉流)패턴은 D2→S1, S1→D2, D1→S2, S2→D1 으로 이루어지는 4가지가 있다는 것을 알 수 있다. 그리고 부하전류(Ix) 극성 및 주 스위치(110,120)의 도통 상태에 따라 각 회로 상태에서 보조 스위치(210,220)의 동작이 결정됨을 알 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 상기 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)의 회로 상태 패턴(혹은 각 모드별 동작 상태)을 표 2와 같이 나타내었다.
상기 표 2와 도 2 및 도 3을 참조하여, 회로 상태 패턴에 대하여 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 보조 스위치(210,220) S3, S4가 ZCS(Zero Current Switch) 턴-오프(Turn-off)된 상태에서 부하전류 Ix가 다이오드 D2에 흐르며 공진 커패시터 C4 및 C1은 직류 입력 전압 Vs에 의해 충전된다.
다음에, 보조 스위치(220) S4가 ZCS 턴-온(Turn-on)되면, 부하 전류는 공진 커패시터 C2, C1, C3에 정류(轉流)되며, 공진 커패시터 C2는 방전, 공진 커패시터 C1은 제로 전압(Zero Voltage)에서 충전된다. 동시에 공진 커패시터 C3 및 공진 인덕터 L2 및 공진 커패시터 C1, C2와 공진 인덕터 L2사이에 공진 현상에 의해 정현파의 전류가 흐른다.
또한, 보조 스위치(220) S4가 ZVS(Zero Voltage Switch) 턴-오프(Turn-off)되면, 다이오드 D4가 도통하고 공진 인덕터 L2의 전류는 다이오드 D4를 통해 공진 커패시터 C4에 정류한다. 이때 공진 인덕터 L2의 에너지는 L2-D4-C4 루프(Loop)로 공진 전류가 흘러 공진 커패시터 C4가 제로 전압(Zero Voltage)에서 충전된다.
또한, 보조 스위치(210) S3가 ZCS(Zero Current Switch) 턴-온(Turn-on)되면, 공진 초기 전류를 줄 필요가 없기 때문에 직접 부분 공진 모드에 들어 부하 전류는 공진 커패시터 C1, C2, C4에 정류(轉流)한다. 만약 이전 모드 공진 커패시터 C4의 충전 전압이 직류 입력 전압 Vs값 이하인 경우에는 공진 커패시터 C1, C2와 공진 인덕터 L1사이에서만 공진 현상이 일어나 정현파의 전류가 흐른다. 공진 전류는 L1-S3-C1 및 L1-S3-전원 E-C2 루프(Loop)에서 흐른다.
또한, 보조 스위치(210) S3가 ZVS(Zero Voltage Switch) 턴-오프(Turn-off)되면, 보조 다이오드 D3가 도통하고 공진 인덕터 L1의 전류는 보조 다이오드 D3을 통해 공진 커패시터 C3에 정류한다. 이때 공진 인덕터 L1의 에너지는 L1-D3-C3 루프(Loop)로 공진 전류가 흘러 공진 커패시터 C3는 제로 전압(Zero Voltage)에서 충전한다.
한편, 공진 커패시터 C4의 양단 전압이 직류 입력 전압 Vs값 이하가 되면, 공진 인덕터 L1과 공진 커패시터 C1, C2에 의해 부분 공진이 된다.
이때, 공진 커패시터 C4, C1은 각각 제로 전압까지 방전되면, 공진 커패시터 C2는 전원 전압까지 충전된다. 그리고 공진 인덕터 L1의 공진 전류가 거의 피크(Peak) 도달 시점에서 공진 커패시터 C4, C1은 제로 전압이 되며 다이오드 D1은 도통한다.
그리고 공진 인덕터 L1의 전류는, 상기 보조 스위치(210) S3을 통해 L1-S3-D1 루프(Loop)에서 단락되어 순환 전류가 흘려 상기 보조 스위치(210) S3을 턴-오프(Turn-off)할 때까지 환류한다.
또한, 공진 인덕터 L2의 전류는, 상기 보조 스위치(220) S4를 통해 L2-S4-D2 루프(Loop)에서 단락되어 순환 전류가 흘려 상기 보조 스위치(220) S4를 턴-오프(Turn-off)할 때까지 환류한다.
그리고 공진 커패시터 Cr 값이 클수록, 공진 전류의 피크 값(Peak value)은 증가하며, 부분 공진 동작 기능을 수행하는 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)의 도통 손실 저감 및 스위칭 전력 반도체 소자에 가해지는 피크 스트레스(Peak Stress)를 억제하기 위해 최대한 공진 커패시터 Cr의 값을 최소화하는 것이 필요하다.
이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 구성은, 도 1의 종래 단상 하프 브리지 PWM 인버터(100)의 브리지 암(100a,100b)에 특별히 고안된 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)가 추가로 연결되고, 상기 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)의 전단에는 Ca 및 Cb를 이용하여 상기 단상 하프 브리지 PWM 인버터(100)에 직류 전원 전압의 중점 전위를 만들기 위하여 대용량 전해 콘덴서(300)가 추가로 연결되어 있다. 이러한 회로 구성을 통해 주 스위치(110,120)의 S1 및 S2를 단속하는 게이트 펄스 신호를 종래와 같이 펄스 폭 변조(PWM) 방식이 아니라 정현파 펄스폭 변조(SPWM) 방식에 의한 소프트 변조가 이루어지도록 회로를 구성함으로써, 공진 에너지 회생율이 최대화되어 전체적인 인버터의 효율을 증가시키고, 모든 스위칭 소자들이 소프트 스위칭 조건에서 턴-온(Trun-on)/턴-오프(Turn-off)가 가능하여 스위칭 손실을 최소화할 뿐만 아니라, 공진 에너지를 완전히 입력으로 회생시켜 모든 소자에 대한 전도 손실을 저감시킬 수 있도록 한 것에 그 특징이 있다고 할 것이다.
한편, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터의 동작 주파수는 16[kHz]로, 출력 주파수는 60[Hz]로 설정하였다.
여기서 도 2에 도시된 본 발명의 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대하여 더욱 상세하게 설명하면 다음과 같다.
먼저, 본 발명의 실시 예에 따른 {단상 하프/풀 브리지 전압형 SPWM 인버터(도 2의 (a), (b)) 참조}에 사용되는 저역 통과 필터(130) Lf, Cf를 설계하면 다음과 같다.
저역 통과 필터를 설계하는데 있어 지표로서 우선 %임피던스를 들 수 있다. %임피던스와 필터 인덕터에서의 전압 강하분의 출력 상전압에 대한 비율은 다음과 같다.
여기서, %Z : 백분율 임피던스
Lf : 필터 인덕터
상기 출력 상전압의 실효값(
)은 100[V]로, 최대 출력전류의 실효값(
)은 30 [A]로 설정하였으며, 종래의 %임피던스(%Z)는 5[%] ~ 10[%]로 하기 때문에 본 발명에서는 중간~대용량임을 고려해 %임피던스(%Z)를 6[%]로 하였다.
이들을 상기 식 (1)에 대입하면, 필터 인덕터(Lf)는 531[μH]이며, 필터의 차단 주파수는 샘플링 주파수의 0.1배 추정하여 차단 주파수(
)는 1.6[kHz]로 하였다. 이러한 차단 주파수를 식으로 나타내면 다음과 같다.
상기 식 (2)에서 설정한 Lf=531[μH], 
=1.6[kHz]를 대입하면, Cf는 58.5[μF]를 구할 수 있다. 그러므로 본 발명에서는 상기 필터 정수 Lf와 Cf를 각각 531[μH], 58.5[μF]로 설정하였다.
또한 도 2 및 도 4를 참조하면, 도 4의 (a)는 종래의 단상 하프 브리지 PWM 인버터에 적용된 시퀸스 스위칭 패턴 방식에 대한 동작 모드 천이도를 나타내고, 도 4의 (b)는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계용 단상 전압형 SPWM 인버터에 적용된 시퀸스 스위칭 패턴 방식에 대한 동작 모드 천이도를 나타낸다.
먼저 도 4의 (a)를 참조하여, 종래 기술에서 제시된 스위칭 시퀀스에 의해 주 스위치(110,120) S1, S2를 턴-오프(Turn-off) 동작과 동시에 액티브 보조 공진 암 링크(Auxiliary Resonant Commutated Pole : ARCP)에 연결된 보조 스위치(220) S4의 턴-온(turn-on) 동작 모드 천이를 나타낸다.
다음은 도 2와 도 4의 (b)를 참조하면, 본 발명에서 제시한 스위칭 시퀸스에 의해 주 스위치(110) S1의 턴-오프(Turn-off) 동작에서의 시간 δt1A 경과 후, 액티브 보조 공진 암 링크(Auxiliary Resonant Commutated Pole : ARCP)의 보조 스위치(220) S4의 턴-온(Turn-on)할 시퀀스 경우의 동작 모드 천이의 변화를 나타낸다.
상기 회로 구성은 각 모드의 회로 방정식과 모드 전환의 흐름은 거의 변하지 않는다. 단, 스위칭 시퀀스를 변경하여 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로의 동작이 전부 생략되거나 일부 생략되기도 한다.
상기 주 스위치(110) S1이 턴-오프(Turn-off)에서 보조 스위치(220) S4의 턴-온(Turn-on)할 시간 δt1A가 t보다 큰 값으로 설계하여 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)를 작동시키지 않고 공진 캐패시터 C1, C2의 충ㆍ방전 동작을 완료하게 할 수 있다. 이와 함께 주 스위치(120) S2에 흐르고 있던 전류는 자연적으로 주 스위치(110) S1의 역방향 다이오드 D1에 흘려 방전 동작을 완료해 버리면 보조 스위치(210) S3가 턴-온(Turn-on) 신호를 인가하고 그 선택 신호를 턴-오프(Turn-off)시켜도 회로 상태는 전혀 변화하지 않는다. 즉, 주 스위치(110) S1은 이미 역방향 다이오드에 전류가 흐르고 있기 때문에 보조 스위치(210)가 턴-온(Turn-on) 신호를 인가하여도 변화하지 않는다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터에 대한 SPWM 제어 방식에 따른 신호파와 반송파를 비교한 동작 파형을 나타낸다.
일반적으로, PWM 신호를 생성하는 방법에는 공간 벡터 이론을 이용하는 방법과 각 상마다 반송파와 신호파를 비교하여 그 대소 관계에 따라 게이트 신호를 출력하는 방법이 있다. 이중에서 공간 벡터 이론을 이용하는 방법은 다상 교류를 일괄 제어할 수 있는 특징이 있지만, 단상에는 사용할 수 없다. 그러나 상기 반송파와 신호파를 비교할 경우 각 상 브리지 암마다 독립적으로 스위칭 게이트 신호를 생성 할 경우에는 단상 교류에도 사용할 수 있다.
따라서 본 발명의 실시 예에 따른 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템은 신호파를 60Hz의 정현파(혹은 사인파)로, 반송파는 16kHz의 톱니파를 이용하여 주 스위치(110,120) S1, S2를 단속하는 게이트 신호를 특별히 만들어 사용하였다는 점에서 그 특징이 있다.
이러한 상기 정현파(혹은 사인파)와 반송파(혹은 톱니파)를 비교한 방식은 전압 지령 신호와 반송파인 톱니파 신호와 비교하여 얻은 스위칭 신호를 이용하여 소자의 턴-온(Turn-on) 및 턴-오프(Turn-off)를 수행하여 그 평균치가 전압지령 신호 진폭에 비례한 고주파의 구형파 출력 전압이 얻어지도록 한다.
따라서 상기 전압지령 신호를 정현파로 변화시키면 최대 출력전압을 얻을 수 있어 단상 전압형 SPWM 인버터에 사용할 수 있게 된다.
단상인 경우에, 신호파와 반송파의 관계를 식으로 나타내면 다음과 같다.
여기서, M : 변조율(신호파의 진폭/반송파의 진폭)
t : 시간
이하, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대하여 상세하게 설명한다.
먼저, 본 발명의 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템의 기술적 해결 구성은, 전술한 도 2 내지 도 5의 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터의 기술적 구성을 모두 포함한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로(500)를 나타낸다.
상기 게이트 펄스 신호 생성 회로(500)의 구성은, 호스트-피씨(Host-PC,510)와 마이크로 컨트롤러 보드(520), 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(Gate Drive Circuit, 530)로 이루어진다.
여기서 상기 호스트-피씨(510)는 Windows XP Professional을 사용하는 노트북이고, 상기 마이크로 컨트롤러 보드(520)는 RISC CPU Board(SH7045F)를 각각 이용하여 RS-485C 크로스 케이블로 상호 연결하였다.
그리고 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530,531/532)는 후술되는 도 7에서 보는 바와 같이, 전기의 흐름을 단속하는 고속 스위칭 소자인 IGBT(Insulated Gate bipolar Transistor) 드라이브 모듈(GPS-15104-1515,543) 및 포토커플러(TLP250,544) 등을 이용하여 하나의 게이트 드라이브 회로에 대해 전체 4개의 IGBT 모듈을 각각 구동시킬 수 있다. 이때 게이트 펄스 신호 생성 프로그램은 C언어로 작성하고 컴파일 한 후 마이크로 컨트롤러 보드(520)의 RAM(미도시)에 전송한다. 상기 프로그램의 컴파일은 Cygnus GNU Pro Toolkit을 이용하여 프로그램의 RAM에 전송하고 상기 마이크로 컨트롤러 보드(520)의 동작 및 정지 등의 제어는 SH-2 Visual Monitor에서 실행된다. 또한, 상기 마이크로 컨트롤러 보드의 출력 단자에서 +5[V], 0[V]의 게이트 펄스 신호를 추출할 수 있으며, 이를 그대로 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(531,532)에 각각 입력하는 것이 가능하다.
또한 도 7을 참조하면, 상기 도 6에 대한 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530,531/532)를 보다 상세하게 나타낸 도면이다.
도 6 및 도 7에서 보는 바와 같이, 상기 마이크로 컨트롤러 보드(520)에서 발생시킨 +5[V], 0[V]의 게이트 신호는 게이트 신호 입력 단자(541)에 입력되어 게이트 신호 출력 단자(542)에서 +15[V], -10[V]의 게이트 신호가 출력되도록 구성되어 있다.
또한, +15[V] 및 +5[V]의 직류 전원을 공급하여 IGBT 드라이브 모듈 (GPS-15104-1515, 543) 및 74 시리즈 IC광 커플러(546)의 구동 전원으로 이용한다.
한편, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530, 531/532)의 전원 제어 회로 및 구동 회로의 절연은, 포토커플러(TLP250, 544)를 이용한다. 상기 TLP250은 절연 기능뿐만 아니라 증폭 기능도 갖고 있을 뿐만 아니라 간단한 회로 구성으로 드라이브 회로를 실현할 수 있기 때문에 IGBT의 게이트 드라이브 회로용으로 최적이라 할 수 있다.
그리고 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530)의 충전 전류를 제한하기 위한 IGBT 드라이브 회로(555)와 상기 IGBT 드라이브 회로에서 연산처리된 게이트 펄스 신호, 즉 주 스위치(110,120) S1, S2를 온/오프하기 위한 신호를 단속하는 IGBT 게이트 단자(565) 사이에는 게이트 저항(545)이 삽입되어 있다.
상기 게이트 저항(545) 값은 클수록 스위칭 손실이 증가하기 때문에 가능한 작게 설정하는 것이 바람직하지만 게이트 저항 값을 너무 작게 하면 스위칭 시간이 짧아 스위칭 손실은 감소하지만 스위칭 시 di/dt가 높아 서지 전압이 높아지는 문제점도 있어 적절한 저항 값을 선정해야 한다.
여기서 본 발명의 실시 예에서 사용된 게이트 저항(545)은 CM300DY-12H의 표준 게이트 저항으로 2.1Ω~21Ω 정도까지의 범위에서 값을 선정할 수 있어 본 발명의 실시 예에서는 IGBT소자의 특성을 고려하여 7.8[Ω]로 설정하였다.
한편, 본 발명의 실시 예에서는 상기 IGBT 드라이브 회로(555)에는 2개의 IC{(74LS245, 546), (74LS365, 547)}가 구성되어 있다. 상기 IC(74LS365, 547) 내부에는 버퍼 회로(561)를 구성하여 전원 회로의 이상 및 IGBT 소자가 소손되는 경우, 그 영향이 마이크로 컨트롤러 보드(520)에까지 도달하지 않도록 하고 있다.
또한, 상기 버퍼 회로(561)는, 상기 IGBT 드라이브 회로(555)의 동작여부와 밀접한 관계는 없지만, 회로 보호를 위해 설치해 두는 것이 바람직하다. 또한, 상기 IGBT 게이트 단자(565)에는 2개의 제너 다이오드(560)가 삽입되어 있다. 이들 역시 회로 보호에 사용되는 것이지만, 간혹 제너 다이오드는 노이즈의 발생원이 되어있는 경우가 많아 제어 회로 오동작의 원인이 될 수 있으므로 주의해야 한다.
본 발명에 실시 예에 따른 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530, 531/532)는, 입력 신호가 반전되어 출력되는 특성을 갖는다.
따라서 올바른 IGBT 게이트 펄스 신호를 출력하기 위해서는 입력되는 신호 H(High)를 하강시켜 L(Low)로 선택하는 것처럼 미리 반전시켜 둘 필요가 있다.
다시 말해서, IGBT를 선택하는 경우에는, 게이트 신호 입력 단자(541)에 L(Low)을 입력함으로써, 상기 포토커플러(TLP250, 544)의 3번 핀의 전위가 0이 되어 1차측 포토 다이오드(미도시)가 온(on) 된다.
이 결과, 6번 핀과 8번 핀은 연속성을 갖으며, 5번 핀과 6번 핀이 절연 상태가 되어 게이트 신호 출력 단자(542)의 G 단자에 +15[V]가 인가된다. 그리고 E 단자는 항상 0[V]이므로 VGE = +15[V]가 되어 IGBT는 온(On) 상태가 된다.
IGBT를 해제하는 경우에는, 게이트 신호 입력 단자(541)에 H(High)를 입력함으로써, 상기 포토커플러(TLP250, 544)의 3번 핀의 전위 +5[V]가 2번 핀 보다 전위가 높아지기 때문에 1차측 포토 다이오드는 오프(Off) 상태가 된다.
이 결과, 5번 핀과 6번 핀은 연속성을 갖으며, 6번 핀과 8번 핀이 절연 상태가 되어 게이트 신호 출력 단자(542)의 G 단자에 10[V]가 인가된다. 즉 VGE = -10[V]이기 때문에 IGBT는 오프(Off) 상태가 된다.
다시 도 2와 도 4 및 도 6을 참조하여, 마이크로컴퓨터의 최대 전송 단위(Maximum Transmission Unit, MTU) 기능을 사용하여 IGBT 게이트 신호를 생성하도록 한다.
즉, 회로 상단에 위치한 주 스위치(110,120) S1, S2 중에서 어느 하나를 턴-오프(Turn-off) 하고 있는 시간인 δt1A 경과 후 회로 하단에 위치한 보조 스위치(210,220) S3, S4 중에서 어느 하나를 턴-온(Turn-on)시켜 δt1B 경과 후에 다른 주 스위치 하나를 턴-온(Turn-on)하고, 시간 δt2 경과 후에는 보조 스위치 어느 하나를 해제하는 경과 시간에만 다음 조건을 충족하도록 타이머 제너럴 레지스터(Timer General Register, TGR)를 정해 주면 된다.
㉠ 시간 0 : 주 스위치S1의 오프(Off)시간
㉡ 시간 δt1A : 보조 스위치S4의 온(On)시간
㉢ 시간 δt1A + δt1B : 다른 주 스위치S2의 온(On)시간
㉣ 시간 δt1A + δt1B + δt2 : 보조 스위치S4의 오프(Off)시간
표 3은 각 PWM(SPWM) 출력 레지스터와 출력 단자의 관계를 나타낸 것으로, 1개의 PWM(SPWM) 신호를 생성하기 위하여 A와 B 또는 C와 D를 쌍으로 사용되어야 하며, 출력 단자는 A 또는 C 이다. 즉 마이크로컴퓨터 보드 1개로 생성 가능한 신호는 8개까지 되어 단상 풀 브리지 인버터의 동작까지 가능하다.
한편, 본 발명의 실시 예를 통해 12개의 신호를 필요로 하는 3상 인버터를 실현하기 위해서는, 또 하나의 SH-2 마이크로컴퓨터 보드를 설치하고 각 동기화 동작시키기 위한 외부 회로를 사용해야 할 것이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 우선 사인파 변조를 주지 않는 경우의 게이트 펄스 신호 생성 그래프를 나타낸다.
스위칭 1 샘플링주기 fs 사이에는 (1)상단에 위치한 주 스위치(110) S1이 오프(Off)이면 하단에 위치한 주 스위치(120) S2는 온(On)의 경우와, (2)하단에 위치한 주 스위치(120) S2가 오프(Off)이면 상단에 위치한 주 스위치(110) S1은 온(On)되는 경우가 모두 있으므로, 이것을 고려하여 각 TGR를 설정하면 u상(혹은 a상) 경우의 스위칭 시퀀스는 도 8과 같이 된다. 각 채널의 동작은 독립적이지만 모든 게이트 펄스 신호를 동기화하기 위해 각 채널의 타이머 카운터(Timer Counter, TCNT)는 동기 동작으로 설정하고 각 스위치의 출력 단자는 표 3과 같이 설정하면 된다. v상(혹은 b상)의 경우도 마찬가지로, 채널 3, 4를 사용하여 마찬가지로 위상을 π만큼 지연하도록 TGR을 설정하면 된다.
일반적으로, 프로그램상에서 TGR 설정 방법이 있지만 기준을 카운터 리셋시로 PWM(SPWM) 신호의 폭에 따라 카운터의 카운트를 10 진수 또는 16 진수로 제공한다. 도 8에서 회로 상단에 위치한 주 스위치 S1u이 턴-온(turn on) 신호를 주면 TGR0D 값은 δt1A + δt1B에 상응하는 카운트를 설정한다. 카운터의 카운트 업 주파수는 28.63[MHz]이므로 1카운트 이하 이거나 약 34.9[ns]가 된다. 또한 샘플링 주파수를 16[kHz]로 하면 1샘플링 주기는 1784 카운트로 되기 때문에 TGR 값은 이것을 넘지 않도록 설정한다.
도 8에서 알 수 있듯이, 기본적으로 회로 상단에 위치한 주 스위치(110) S1u 오프(Off), 보조 스위치(220) S4u 온(On), 주 스위치(120) S2u 온(On), 보조 스위치(220) S4u 오프(Off)의 타이밍을 신호파와 반송파를 비교한 결과에 따라 변화시킨다.
본 발명의 실시 예에 따른 액티브 보조 공진 암 링크(Auxliary Resonant Commutated Pole, ARCP)의 보조 스위치(220) S4u 동작 시간은 일정하기 있기 때문에 주 스위치(110) S1u 오프(Off)의 타이밍을 변화시키고, 나머지 시간은 주 스위치(110) S1u 취소를 기준으로 평행 이동하면 된다. 즉 상단에 위치한 주 스위치(110) S1u 오프(Off)를 위한 레지스터 TGR0C 값을 data_u [x]하면 다음과 같다.
㉠ data_u [x] + δt1A : S4u 온(TGR1B)
㉡ data_u [x]+ δt1A + δt1B : S2u 온(TGR0B)
㉢ data_u [x]+ δt1A + δt1B + δt2 : S4u 오프(TGR1A)
v상(혹은 b상)의 경우도 마찬가지로 S2v 오프 레지스터 TGR3A를 기준으로 하고 S3v 온, S1v 온(On), S3v 오프(Off)의 타이밍을 신호파(혹은 정현파)와 반송파(혹은 톱니파)를 비교한 결과에 따라 평행 이동시키면 된다.
또한, 사인파 변조를 위한 변수 data_u [x] 및 data_v x를 구하기 위해서는, 전술한 도 5의 (a) 및 (c)와 같이 정현파와 톱니파를 비교하여 각 샘플링 시간마다 실시한다. 그러나 상기 반송파(톱니파)는 0에서 1784까지 증가하고 재설정하는 업 카운터(fs=16kHz의 경우)를 이용해 신호파의 주파수를 60Hz로 0부터 1784까지 변화하는(fs=16kHz 변조 비율 1의 경우)사인파를 사용한다.
그리고 본 발명의 실시 예에 따른 프로그램 중에서는 변조 속도와 샘플링 주파수, 사인파 주파수를 입력하는 것만으로 이러한 식을 자동으로 생성하고 비교 계산 후 신호파 1주기 분의 배열 data_u [x]와 data_v [x]의 값이 구할 수 있다.
이러한 본 발명의 실시 예에 따른 마이크로 컴퓨터 제어 프로그램의 구성은, 먼저 상수 및 함수를 정의한 다음 핀 출력을 설정하고, 최대 전송 단위(MTU) 기능의 각종 설정 등으로 이어 while(1) 함수를 사용하여 main 함수를 무한 루프 시키도록 되어있다. 따라서 각 샘플링 주기마다 if문 등을 사용하여 값을 변화시킬 수 없으므로 컴페어 매치 타이머(Compare Match Timer, CMT)를 사용한다. 이 기능은 설정 한 주기마다 인터럽트를 발생시키고 값을 변화 시킬 수 있다.
다시 도 2를 참조하여, 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)의 동작 시간은, 회로 파라미터 설계에 의해 최대 얼마인지를 추정하고 있지만, 부하 전류의 크기 등에 따라 항상 변화한다.
또한, 정현파 펄스 폭 변조(SPWM)에 의해 게이트 펄스 신호의 폭이 변동한다. 즉, 상기 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)의 동작 시간보다 게이트 펄스 신호 폭이 짧을 경우에는 하드 스위칭으로 동작하며, 게이트 펄스 신호의 H(High), L(Low)가 역전되는 경우도 생긴다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 IGBT 게이트 펄스 신호의 High, Low 역전 현상 타임 차트를 나타낸다.
먼저, 도 9의 (a)에서 펄스가 얇은 경우의 스위칭 시퀀스에서 알 수 있듯이, 전술한 도 2의 상단에 위치한 보조 스위치(210) S3와 하단에 위치한 보조 스위치(220) S4가 동시에 온(On)이 되는 기간이 존재한다. 이 시점에서 이미 전원이 합선 되어 있기 때문에 전원 회로가 소손 될 우려가 있다. 이 경우의 상기 상단에 위치한 보조 스위치 S3 오프(Off)의 타이밍 TGR2A는 샘플링 주기보다 큰 값을 가진다. 그런데 카운터 TCNT는 그 이전의 상단 주 스위치(110) S1 오프(OFF)의 타이밍 TGR0A에서 0으로 재설정되기 때문에 결과적으로 상단의 보조 스위치 S3는 해제하지 않고 온(ON) 상태가 된다.
한편, 도 9의 (b)와 같이 같은 게이트 펄스 신호가 실제로 출력되는 경우가 있다. 즉, 상기 TGR2A 값이 TGR0A보다 작을 샘플링 주기가 될 때까지 상단의 보조스위치 S3는 온(ON) 상태가 지속적으로 된다.
이러한 문제를 해결하려면, 액티브 보조 공진 암 링크(Auxliary Resonant Commutated Pole, ARCP)의 동작 설정 시간 δt1A, δt1B, δt2를 너무 높게 설정하거나 과도하게 변조 비율을 두지 않거나 펄스가 가늘지 않도록 강제로 TGR 값을 고정하는 방법이 있다.
따라서 본 발명의 실시 예에서 사용한 프로그램은 ARCP 동작 설정시간δt1A, δt1B, δt2를 맞추어 4.5[μs]정도, 변조 비율을 0.5로 하고, 펄스가 가늘지 않도록 처리해 게이트 펄스 신호의 High, Low 역전 현상이 발생하지 않도록 하였다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 인버터 출력 단자와 전원 분할용 커패시터의 중간점 사이의 전압 파형인 인버터 출력전압 실험 결과를 나타낸다.
도 10에서 알 수 있듯이, 인버터 출력 단자와 전원 분할용 커패시터 중간점 사이의 전압은 양의 피크값과 음의 피크값이 각각 인버터의 직류 전원전압의 절반인 +100[V], -100[V]이다.
그러나 도 10의 (a)에서 보는 바와 같이, 하드 스위칭시 전압 피크값은 스위칭 서지 전압의 영향 때문에 다른 소프트 스위칭 방식에 비해 크게 +128[V], -126[V]가 된다. 또한 인버터 출력 전압의 각 펄스는 SPWM 변조에 의해 펄스폭이 시시각각 변화한다.
또한, 주 스위치가 오프(Off)에서 다른 주 스위치가 온(ON)이 될 때까지의 시간은 종래의 시퀸스 스위칭 패턴인 경우에 하드 스위칭 방식의 데드 타임은 1.5[μs]이고, 소프트 스위칭 방식의 데드타임은 2.0[μs]인데 반해, 본 발명의 실시 예에 따른 시퀸스 스위칭 패턴인 경우에는 소프트 스위칭 방식이 4.0[μs](δt1A + δt2)이기 때문에 동일한 변조 비율과 시간에서는 하드 스위칭 방식의 펄스폭이 가장 고밀도이다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 필터 인덕터 전류 실험 결과를 나타낸다.
먼저 도 11의 (a)에서 알 수 있듯이, 필터 인덕터에 흐르는 전류 파형은 인버터 출력의 PWM 파형에 따라 진동하면서 정현파로 변화하며, 각각의 파형을 비교할 때 도 11의 (b)에서 보는 바와 같이, 종래 스위칭 시퀀스에서 동작시킨 경우에 최고값 부근에서 파형이 부족한 것을 확인할 수 있다. 이것은 도 11의 (c)에서 알 수 있듯이 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 시퀀스에 비해 펄스 밀도가 높고, 좁은 펄스가 나타나기 쉽다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 필터 커패시터 전압 실험 결과를 나타낸다.
도 12에서 알 수 있듯이, 필터 커패시터에 걸리는 전압 파형은 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 시퀀스에 비해 종래 스위칭 시퀀스에서 동작시킨 경우에 최고값 부근에서 파형이 부족한 것을 확인할 수 있다.
도 13을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 저항 부하의 전압 및 전류 실험 결과를 나타낸다.
도 13에서 약간의 측정 오차는 있지만, 전압과 전류는 동위상이고, 전압의 실효값(Vrms)과 전류의 실효값 (Irms)에 부하 저항(Rload)을 곱한 것과 같은 것을 확인할 수 있다.
도 14를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 ARCP의 공진 인덕터 L1의 전류 변화를 저항부하 전압과 동시에 측정한 실험 결과를 나타낸다.
도 14에서 저항부하 전압 피크에 맞추어 공진 인덕터 L1의 전류 피크값이 변화하며, 상기 저항부하 전압이 양의 피크일 때 L1의 전류는 확대되며, 상기 저항부하 전압이 음의 피크일 때뿐만 아니라, 상기 L1의 전류가 최대값을 가지는 것을 확인할 수 있다.
그리고 상기 L1의 피크 전류가 최소화되는 부분은 저항부하 전압이 제로 크로스 점의 부분에 해당된다. 그러나 시뮬레이션에서는 항상 L1의 전류는 양수에 있었지만, 실험 결과에 의한 파형은 음수로도 되어있다. 이것은 보조 스위치의 복구 특성에 따라 역방향으로 전류가 흐르기 때문이다.
결과적으로, 종래의 스위칭 시퀀스와 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 시퀀스를 비교하면 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 시퀀스에서 ARCP를 동작시키면 공진 인덕터 L1의 전류가 전체적으로 작게 억제되어있는 것을 알 수 있다.
상기 저항부하 전압이 양의 피크인 경우에는 25.0[A]가 20.4[A]로 약 80[%]가 되고 있지만, 상기 저항부하 전압이 제로 크로스 점에서는 ARCP 동작이 억제 효과가 크고, 상기 극대값이 약 1/4이 되어 제로 크로스 점에서 종래의 스위칭 패턴 방식에서 나온 12[A]정도가 거의 제로로 억제된다. 그리고 상기 L1의 전류의 실효값은 종래의 스위칭 패턴 방식으로 할 경우 3.83[A]였으나 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 패턴 방식으로 할 경우에는 2.23[A]로 감소되어 지는 것을 알 수 있다.
도 15를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 ARCP의 공진 커패시터 C3의 전압 변화를 저항부하 전류와 동시에 측정한 실험 결과를 나타낸다.
도 15에서 상기 저항부하 전류의 피크에 맞추어 공진 커패시터 C3의 충전 전압이 변화하는 것을 알 수 있다. 상기 C3의 전압이 음(-)이 되는 부분은 보조 다이오드 D3의 복구 특성에 의한 것이며, 상기 C3의 충전 피크 전압에 대해 종래의 스위칭 패턴 방식과 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 패턴 방식을 비교하면 최대값은 종래의 스위칭 패턴 방식이 148[V]인데 반해, 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 패턴 방식은 116[V]로 약 78[%]가 감소된다.
또한, 상기 저항부하 전류가 음(-)인 반파의 영역은 종래의 스위칭 패턴 방식이 약 90[V]의 최대값을 가지는 것에 반면, 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 패턴 방식은 약 20[V]에서 일정한 값을 가진다.
한편, 전술한 도 14에 나타낸 공진 인덕터 L1의 전류를 고려하면, ARCP의 공진 동작은 거의 일어나지 않으며, 상기 공진 커패시터 C3의 충전 전압의 실효값은 종래의 스위칭 패턴 방식인 경우에 69.5[V]인데 반해, 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 패턴 방식은 46.7[V]가 되어 약 67[%]로 감소된다. 또한 상기 C3의 양단 전압은 C3 자신의 충ㆍ방전뿐만 아니라 다른 커패시터 전압 및 스위치 상태에 따라 변화하기 때문에 L1의 전류가 제로라 할지라도 C3의 전압이 항상 제로 상태가 되지는 않는다.
도 16을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 계통 연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템의 효율을 측정한 결과를 나타낸다.
도 16의 결과에서 보는 바와 같이, 종래의 스위칭 시퀸스 패턴 방식인 소프트 스위칭 방식이 하드 스위칭 방식보다 효율면에서 떨어지는 결과가 나타났는데, 그 이유로는 ARCP 회로 전체의 손실이 하드 스위칭 방식의 경우의 손실에 중첩되기 때문이다. 그리고 보조 스위치도 주 스위치와 같은 대용량의 2in1 모듈을 사용하고 있어 손실이 더 많이 발생되며 회로 구성 시 배선 길이의 증대와 접점의 증대 등 전도 손실도 무시할 수 없다. 다만, 소프트 스위칭 동작은 스위칭 시 서지 전압과 서지 전류를 억제 할 수 있으므로, 장치의 발생 소음은 상기 하드 스위칭 방식에 비해 감소 할 것으로 생각된다.
이러한 점을 고려하더라도 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 스위칭 패턴 시퀀스 방식은 효율이 우수하다고 할 수 있으며, 효율을 더 높이기 위해서는 ARCP의 불필요한 동작을 더욱 억제하여 보조 스위치에 발생되는 스위칭 손실을 줄이거나 ARCP를 구성하는 각 소자 손실이 적은 것을 사용하여 δt1A, δt1B, δt2의 값을 용량에 맞추어 최적 설계하는 등의 방법을 사용하면 가능할 것이다.
이하, 도 2 내지 도 16을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 대한 작용효과를 상세하게 설명한다.
본 발명의 실시 예에 따른 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템은, 하나 이상의 주 스위치를 단속하기 위해 정현파 펄스 폭 변조 방식에 의한 소프트 변조가 이루어지도록 하는 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로를 갖는 단상 전압형 SPWM 인버터와 상기 단상 전압형 SPWM 인버터의 보조 스위치와 주 스위치를 온/오프 제어하기 위한 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로를 구성함으로써, 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로의 보조 스위치 상호간에 합선을 방지시켜 주 스위치를 효율적으로 단속하여 공진 에너지 회생율이 최대화되어 인버터의 전체 효율을 증가시키고, 인버터 사용된 모든 스위칭 소자들이 소프트 스위칭 조건에서 턴-온/턴-오프 되므로 스위칭 손실을 최소화할 뿐만 아니라, 공진 에너지를 완전히 입력으로 회생시켜 모든 소자에 대한 전도 손실을 저감시킬 수 있도록 한 것에 특징이 있다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서 본 발명에 개시된 실시 예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
100 : 단상 하프 브리지 PWM 인버터 100a,100b : 브리지 암
110,120 : 주 스위치 130 : 저역 통과 필터
200 : 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로
210,220 : 보조 스위치 L1,L2 : 공진 인덕터
C1,C2,C3,C4 : 공진 커패시터 D3~D6 : 보조 다이오드
300 : 대용량 전해 콘덴서
500 : IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로 510 : 호스트-피씨(Host-PC)
520 : 마이크로 컨트롤러 보드
530: 한 쌍의 게이트 드라이브 회로 541 : 게이트 신호 입력 단자
542 : 게이트 신호 출력 단자
543 : IGBT 드라이브 모듈(GPS-15104-1515)
544 : 포토커플러(TLP250) 545 : 게이트 저항
546 :74 시리즈 IC광 커플러 555 : IGBT 드라이브 회로
561 : 버퍼 회로 565 : IGBT 게이트 단자
110,120 : 주 스위치 130 : 저역 통과 필터
200 : 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로
210,220 : 보조 스위치 L1,L2 : 공진 인덕터
C1,C2,C3,C4 : 공진 커패시터 D3~D6 : 보조 다이오드
300 : 대용량 전해 콘덴서
500 : IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로 510 : 호스트-피씨(Host-PC)
520 : 마이크로 컨트롤러 보드
530: 한 쌍의 게이트 드라이브 회로 541 : 게이트 신호 입력 단자
542 : 게이트 신호 출력 단자
543 : IGBT 드라이브 모듈(GPS-15104-1515)
544 : 포토커플러(TLP250) 545 : 게이트 저항
546 :74 시리즈 IC광 커플러 555 : IGBT 드라이브 회로
561 : 버퍼 회로 565 : IGBT 게이트 단자
Claims (6)
- 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템에 있어서,
상기 인버터의 브리지 암(100a,100b)에 접속 연결되되, 스위치가 포함된 외부 회로의 조건에 관계없이 ZCS(Zero Current Switch) 및 ZVS(Zero Voltage Switch) 스위칭 제어 신호에 의해 하나 이상의 보조 스위치(210,220)가 턴-온(Turn-on) 및 턴-오프(Turn-off)되는 소자를 갖는 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로(200)와, 상기 인버터 및 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로에 직류 전원 전압의 중점 전위를 만들기 위한 대용량 전해 콘덴서(300)와, 상기 인버터에 구비된 하나 이상의 주 스위치(110,120)를 단속하기 위한 게이트 펄스 신호를 상기 소프트 액티브 보조 공진 스너버 회로를 통해 정현파 펄스 폭 변조(SPWM) 방식에 의한 소프트 변조가 이루어지도록 하는 단상 전압형 SPWM 인버터(100)를 포함하며,;
상기 단상 전압형 SPWM 인버터의 보조 스위치와 주 스위치를 온/오프 제어하기 위한 호스트-피씨(Host-PC,510)와 상기 호스트-피씨의 명령으로부터 IGBT 게이트 펄스를 생성하는 마이크로 컨트롤러 보드(520)와,
상기 마이크로 컨트롤러 보드로부터 +5[V], 0[V]의 게이트 신호를 받는 게이트 신호 입력 단자(541) 및 상기 게이트 신호 입력 단자에 입력된 신호를 +15[V], -10[V]의 게이트 신호가 출력되도록 하는 게이트 신호 출력 단자(542)와 +15[V] 및 +5[V]의 직류 전원을 공급받아 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 구동하기 위한 IGBT 드라이브 모듈(GPS-15104-1515, 543) 및 74 시리즈 IC광 커플러(546)를 절연하고 증폭하기 위한 포토커플러(TLP250, 544-535)를 통해 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로의 충전 전류를 제한하는 IGBT 드라이브 회로(555)와, 상기 IGBT 드라이브 회로에서 연산처리된 게이트 펄스 신호를 단속하는 IGBT 게이트 단자(565)와 상기 IGBT 드라이브 회로와 IGBT 게이트 단자 사이에 위치하여 상기 한 쌍의 게이트 드라이브 회로를 보호하기 위한 게이트 저항(545)이 삽입되는 한 쌍의 게이트 드라이브 회로(530)를 갖는 IGBT 게이트 펄스 신호 생성 회로(500)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템.
- 삭제
- 삭제
- 제1 항에 있어서,
상기 게이트 저항(545)은, CM300DY-12H의 표준 게이트 저항으로 2.1Ω~21Ω 까지의 범위에서 값을 선정하는 것을 특징으로 하는 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템.
- 제1 항에 있어서,
상기 IGBT 드라이브 회로(555)에는 2개의 IC{(74LS245, 546), (74LS365, 547)}를 구성하되, 상기 IC(74LS365, 547) 내부에는 전원 회로인 상기 IGBT 드라이브 회로의 이상 및 IGBT 소자가 소손되는 경우, 그 영향이 마이크로 컨트롤러 보드(520)에까지 도달하지 않도록 하기 위한 버퍼 회로(561)가 구성되는 것을 특징으로 하는 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 SPWM 인버터 시스템. - 삭제
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020140085848A KR101514803B1 (ko) | 2014-07-09 | 2014-07-09 | 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 spwm 인버터 시스템 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020140085848A KR101514803B1 (ko) | 2014-07-09 | 2014-07-09 | 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 spwm 인버터 시스템 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR101514803B1 true KR101514803B1 (ko) | 2015-04-23 |
Family
ID=53054003
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020140085848A KR101514803B1 (ko) | 2014-07-09 | 2014-07-09 | 신재생에너지 계통연계 분산 전원에 사용되는 단상 전압형 spwm 인버터 시스템 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR101514803B1 (ko) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017090896A1 (ko) * | 2015-11-25 | 2017-06-01 | 한국전력공사 | 분산전원이 연계된 전력 계통의 전력 관리 장치 및 그 방법 |
| WO2020068022A3 (en) * | 2018-09-29 | 2020-05-07 | Dokuz Eylül Üni̇versi̇tesi̇ Rektörlüğü | A single phase inverter for photovoltaic panels |
| CN113629836A (zh) * | 2021-07-16 | 2021-11-09 | 国网浙江省电力有限公司湖州供电公司 | 一种电动船舶大功率充电***及方法 |
| US11201562B1 (en) | 2019-06-23 | 2021-12-14 | Purdue Research Foundation | Soft-switching voltage-edge-rate-limiting power inverter |
-
2014
- 2014-07-09 KR KR1020140085848A patent/KR101514803B1/ko active IP Right Grant
Non-Patent Citations (6)
| Title |
|---|
| IEE 2001년 논문, Electric Power Applications, IEE Proceedings. 1부. * |
| IEE 2001년 논문, Electric Power Applications, IEE Proceedings. 1부.* |
| IEEE 논문 Power Electronics Specialists Conference, 2004. PESC 04. 2004 IEEE 35th Annual (2004년) * |
| IEEE 논문 Power Electronics Specialists Conference, 2004. PESC 04. 2004 IEEE 35th Annual (2004년)* |
| TOSHIBA TLP250 datasheet(2004년). * |
| TOSHIBA TLP250 datasheet(2004년).* |
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