KR101470940B1 - 디지털 신호 디코딩에서 후처리 단계에서 생기는 왜곡 제한 - Google Patents

디지털 신호 디코딩에서 후처리 단계에서 생기는 왜곡 제한 Download PDF

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Abstract

본 발명은 디코더와 잡음 저감 후처리기로부터의 디지털 신호를 처리하는 것에 관한 것으로, 후처리에 의해 생기는 왜곡을 제한하여 교정된 출력 신호(SOUT)를 생성하되, 상기 교정된 출력 신호(SOUT)에 상기 후처리된 신호(SPOST)의 현재 크기 값과 상기 디코딩된 신호(S' MIC )의 대응되는 현재 크기 값 사이의 중간 값을 갖는 현재 크기, 또는 상기 후처리된 신호(SPOST)의 현재 크기를 할당하되, 상기 디코딩된 신호(S' MIC )의 현재 크기와 상기 후처리된 신호(SPOST)의 값들에 따라 할당할 수 있다.

Description

디지털 신호 디코딩에서 후처리 단계에서 생기는 왜곡 제한 {LIMITATION OF DISTORTION INTRODUCED BY A POST-PROCESSING STEP DURING DIGITAL SIGNAL DECODING}
본 발명은 신호 처리에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 통신 분야에서 음성 신호, 음악 신호, 비디오 신호 등 디지털 신호 처리에 관한 것이다.
일반적으로, 오디오 및/또는 비디오 신호를 충분한 품질로 보내는 데 필요한 비트 레이트는 통신에서 중요한 요소이다. 이 요소를 줄이고 하나 또는 같은 네트워크를 통해 가능한 통신의 수를 늘릴 수 있도록, 특히 신호를 전송하는 데 필요한 정보의 양을 줄이기(압축하기) 위한 오디오 코더(Coder)가 개발되고 있다.
어떤 코더는 특히 높은 정보 압축율을 가능하게 하는데, 이러한 코더는 일반적으로 앞선 정보 모델링과 양자화 기술을 사용한다. 이러한 코더는 신호의 모델 또는 일부 데이터만을 전송한다.
디코딩되는 신호는, 원래 신호와 일치하지는 않지만(양자화 동작에 의해 정보의 일부가 전송되지 않기 때문에), 그럼에도 적어도 지각 관점에서는 원래 신호에 매우 가깝다. 디코딩된 신호와 원래 신호 사이의 수학적 의미에서의 차이는 "양자화 잡음(Quantization Noise)"이라 불린다.
신호 압축 처리는 양자화 잡음을 최소화하도록, 특히 오디오 신호가 처리될 때 가능하면 이러한 양자화 잡음이 들리지 않도록 설계된다. 따라서, 이러한 잡음을 가리기(마스킹(masking)) 위한 목적으로 청력에 대한 심리 음향 특징을 고려한 기술이 있다. 하지만, 비트 레이트를 가능한 낮게 하기 위해서, 양자화 잡음을 완전히 가리는 것은 가끔 어려워서(완전히 가능하지 않아서), 어떤 환경에서는 신호의 이해 및/또는 품질을 떨어뜨린다.
양자화 잡음을 줄이고 품질을 향상시키기 위해 2가지 기술이 디코딩에 사용될 수 있다.
먼저, Chen과 Gersho가 기고한 다음의 논문에 기술된 적응 후필터(adaptive post-filter)를 사용하는 것이 가능한데, 특히 CELP(Code Excited Linear Prediction) 유형의 음성 디코더에 사용될 수 있다. "Adaptive postfiltering for quality enhancement of coded speech", IEEE Transactions on Speech and Audio Processing, Vol. 3, No. 1, Jan. 1995, pages 59 - 71.
이 방법은, 가장 잘 들리는 (특히 기본 주기 또는 피치(pitch)의 집중대(formant)와 고조파(harmonics) 사이) 양자화 잡음이 있는 영역의 신호를 줄임으로써 주관적인 품질을 향상시키는 필터링을 수행하는 것과 관련된다. 현재 적응 후필터는 음성 신호에 대해서는 좋은 결과를 내지만, 음악 신호와 같은 다른 유형의 신호에는 썩 좋은 결과를 내지 않는다.
다른 처리군은 가짜 잡음으로부터 유용한 신호를 구별하고 디코딩 후 양자화 잡음을 줄일 수 있는 후 처리에 적용될 수 있는, 종래의 잡음 저감 처리를 목표로 한다. 이러한 유형의 처리는 원래 신호에서 신호 획득 환경과 관련된 잡음을 줄일 수 있어서 종종 음성 신호에 사용된다. 하지만, 소리 획득 환경과 관련된 잡음과 관련하여 있는 그대로 처리할 수 없어서, 특히 음악 신호 코딩에 문제를 일으킨다. 코딩/디코딩에서, 주위의(atmospheric) 소음을 전달하고자 할 수 있기 때문에, 양자화 잡음을 줄이고자 하는 디코딩에 대한 후처리 상황에서는 잡음 저감 기술이 이러한 유형의 주위 소음에는 적용되지 않고 오직 양자화 잡음에만 적용되는 것이 바람직하다.
하지만, 이러한 여러 양자화 잡음 저감 방법은 신호의 품질을 많든 적든 훼손한다. 예를 들어, 음성 신호에 너무 적극적으로 후필터(노이즈를 줄이는)를 사용하면 양자화 잡음을 완전히 없앨 수는 있지만 음성 소리가 자연스럽지 않고 분명해지지 않는다. 이러한 여러 유형의 방법을 최적화하기 어렵고 다음 사항들을 체계적으로 절충하는 것이 적당하다.
- 양자화 잡음을 효율적으로 억압하는 것
- 특히 자연스럽거나 자연스럽지 않는 관점에서 최초 신호의 특징을 유지하는 것.
본 발명은 이러한 사정을 감안하여 상황을 개선하기 위하여 고안되었다.
이러한 목적을 위해 디코더와 잡음 저감 후처리기로부터의 디지털 신호를 처리하는 방법이 제공된다. 본 발명에 따른 상기 방법은 교정되는 출력 신호를 생성하기 위해 상기 후처리에 의해 생기는 왜곡을 제한하는데, 상기 교정되는 출력 신호를 다음 값으로 할당하는데:
- 상기 후처리된 신호의 현재 크기 값과 상기 디코딩된 신호의 대응되는 현재 크기 값 사이의 중간 값을 갖는 현재 크기, 또는
- 상기 후처리된 신호의 현재 크기로 할당하되, 상기 후처리된 신호의 현재 크기와 상기 디코딩된 신호의 대응되는 현재 크기에 따라 각각 취해지는 값들에 따라 할당될 수 있다.
상기 후처리된 신호의 현재 크기와 상기 디코딩된 신호의 대응되는 현재 크기 사이의 시간의 대응 관계를 보장하기 위해 지연 라인이 제공될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 방법은,
허용되는 크기의 간격을 정의하되, 상기 간격은 상기 디코딩된(후처리되지 않은) 신호의 현재 크기 값에 따라 결정되는 하한과 상한으로 구성되고,
상기 후처리된 신호의 대응되는 현재 크기에 대해서, 현재 크기 값을 상기 출력 신호에 다음과 같이 할당하는데:
- 상기 후처리된 신호의 현재 크기가 상기 하한 값보다 작으면 상기 하한 값으로,
- 상기 후처리된 신호의 현재 크기가 상기 상한 값보다 크면 상기 상한 값으로,
- 상기 후처리된 신호의 현재 크기가 상기 간격에 포함되면 상기 후처리된 신호의 현재 크기로 할당할 수 있다.
따라서 본 발명은, 상기 디코딩된 신호가 상기 디코딩된 신호의 후처리 동안 어떤 허용 범위를 넘어 벗어나지 않도록 한다.
일 실시예에서, 이러한 허용 범위를 양적으로 정의할 수 있도록 크기 값의 범위는 상기 디코딩된 신호의 가능한 각 크기 값에 할당되어, 상기 하한과 상한 사이의 차가 상기 범위와 같도록 상기 하한과 상한이 선택될 수 있다.
이 실시예는 상기 수신되는 신호가 스칼라 양자화 코딩에 의해 코딩되는 경우에 구현될 수 있고, 상기 디코더는 이산적인 방식으로 그 값이 서로 다른 양자화된 크기 값을 생성하고, 상기 양자화된 값들 사이의 연속적인 편차는 연속적인 양자화 계단 크기를 정의한다. 따라서:
- 상기 상한은, 상기 디코딩된 신호의 현재 크기에 할당된 양자화된 값에 상기 양자화 계단 크기의 실질적인 절반을 더함으로써 주어질 수 있고,
- 상기 하한은 상기 디코딩된 신호의 현재 크기에 할당된 양자화된 값으로부터 상기 양자화 계단 크기의 실질적인 절반을 빼줌으로써 주어질 수 있다.
스칼라 양자화 코딩의 예는 코딩된 인덱스를 생성하는 "펄스 코드 변조" 코딩이 될 수 있다. 이 경우, 상기 하한과 상한의 현재 값 각각은 상기 디코더가 수신하는 현재 코딩된 인덱스를 기초로 정해질 수 있다. 또한, 대응 테이블이 수신되는 현재 인덱스에 대해서 대응되는 양자화된 값과 대응되는 양자화 계단 크기의 절반을 주기 위해 제공될 수 있고, 이를 기초로 상기 하한과 상한의 현재 값 각각이 정해질 수 있다.
따라서, 디코딩된 신호를 후처리하면서 생기는 왜곡을 제한할 수 있게 된다.
본 발명의 특징 및 장점은 아래 상세한 설명과 첨부되는 도면을 통해 명백해진다.
도 1은 스칼라 양자화 코덱의 구조를 개략적으로 도시한 것으로, 본 발명에 따라 후처리와 후처리에 의한 왜곡을 제한하기 위한 모듈이 디코더 이후에 제공되고,
도 2는 도 1의 왜곡을 제한하는 모듈의 구조와 후처리 모듈과의 상호 관계를 개략적으로 도시한 것이고,
도 3은 본 발명에 따라 왜곡을 제한하는 과정을 개략적으로 도시한 것이고,
도 4는 본 발명에 따라 왜곡을 제한하는 모듈의 하드웨어 구조를 개략적으로 도시한 것이다.
본 발명은 스칼라 양자화 유형의 코딩/디코딩 관점에서 유리하게 작용한다. 예를 들어, PCM(Pulse Code Modulation) 유형 코딩의 경우 각 샘플은 예측(prediction) 없이 개별적으로 코딩된다. 이와 같은 코덱의 원리는 도 1을 참조로 설명된다.
ITU-T G.711 표준에서 이러한 유형의 코딩은 넓은 동적 영역에 대해서 거의 일정한 신호-잡음 비율(signal-to-noise ratio)을 얻도록 하는 로그 곡선에 의해 300 내지 3400 Hz의 주파수의 최소 밴드(band)에 전형적으로 정의되는, 8kHz로 샘플되는 신호의 압축을 수행한다.
좀더 정확히 하면, 양자화 계단 크기(quantization stepsize)는 대략 신호의 크기에 비례한다. 첫 신호 S가 코더 13에서 먼저 코딩되고 (모듈 10) 지수 I PCM 의 결과 시퀀스가 샘플마다 8비트로 표현되고(도 1의 15 참고), 이는 256 양자화 레벨(28=256)에 해당한다. 교환 전화망(switched telephone network) 11에서, 8비트는 8 kHz의 주파수로 전송되어 8x8=64 kbits/s의 비트 레이트가 된다. 디코더 14에서 네트워크 11을 통해 전송되는 신호 I' Pcm 를 수신하면 역양자기(inverse quantizer) 12의 출력으로 최종 디코딩된 신호 S' Pcm 가 얻어진다. 실제로, 역양자화가 테이블에 의해 검사되면, 아래 표 1에 나열된 256 양자화 값으로 구성되는 테이블 내의 지수(index)를 단순히 가리키는 것으로 이루어진다. 이 표는 ITU-T G.711 표준에 대해 규정되어 그대로 유럽에서 수행된다("A-law" practice로 불린다).
예를 들어 코딩될 신호 S의 원래 샘플이 -75의 크기를 갖는다. 이 크기는 이 표의 행 123(또는 레벨 123)인 간격 [-80, -65]에 놓인다. 이 정보의 코딩은 코딩된 최종 인덱스(도 1과 표 1에서 I' Pcm 로 참조되고 0x51과 같다)를 전달하는 것이다. 디코딩할 때, 역양자화 동작은 인덱스 I' Pcm =0x51를 복원하고 이를 양자화된 값 QV=-72에 매칭하는 것이다. 따라서, 디코딩은 이 값 -72를 디코딩된 신호 S' Pcm 의 해당 샘플의 크기에 할당한다. 동일한 값 QV=-72가 최초 크기가 간격 [-80, -65] 내의 값(즉, 그 간격 내의 모든 16 가능한 값들)을 갖는 모든 샘플에 디코딩 된 값으로 할당되고, 여기서 양자화 계단 크기는 16이 된다. 반면에, 최초 크기가 간격 [31744, 32767] 내(즉, 모든 1024 가능한 값들)에 있는 모든 샘플에 같은 값 QV=32256가 할당되어, 양자화 계단 크기가 1024이다.
레벨 하한 문턱값 상한 문턱값 I' Pcm 양자화된 값 (QV)
0 -32768 -31745 0x2a -32256
1 -31744 -30721 0x2b -31232
... ... ... ... ...
122 -96 -81 0x50 -88
123 -80 -65 0x51 -72
124 -64 -49 0x56 -56
125 -48 -33 0x57 -40
126 -32 -17 0x54 -24
127 -16 -1 0x55 -8
128 0 15 0xd5 8
129 16 31 0xd4 24
130 32 47 0xd7 40
131 48 63 0xd6 56
132 64 79 0xd1 72
133 80 95 0xd0 88
... ... ... ... ...
254 30720 31743 0xab 31232
255 31744 32767 0xaa 32256
이를 구현하기 위해, PCM 압축은 세그먼트 기반 선형 크기 압축(segment-based linear amplitude compression)에 의해 수행된다. ITU-T G.711 표준에서, 256 양자화된 값이 되는 8 비트는 다음과 같은 방식으로 배분된다.
- 도 1에서 참조 부호 'sgn'에 해당하는, 1 부호 비트(음수는 0; 나머지는 1)(),
- 도 1에서 참조 부호 'ID-SEG'에 해당하고 0 내지 7 사이의 세그먼트 식별자를 가리키는 3 비트(표 2와 3), 및
- 도 1에서 참조 부호 'ID-POS'에 해당하고, 현재 세그먼트에서 레벨의 위치를 지정하는 4비트.
특히 A-law에 따르는 G.711 표준에서, 양자화 계단 크기는 2 번째 세그먼트 이후에 다음 세그먼트로 넘어갈 때 2가 곱해진다(16, 32, 64,...). 이러한 코딩 방법은 표 2에서 인덱스 0과 1의 첫 2개의 세그먼트에 대해서 12비트의 양자화 정밀도(양자화 계단 크기 16으로)를 갖게 한다. 아래의 표 2에서와 같이, 세그먼트 인덱스가 커질 때마다(그때마다 양자화 계단 크기가 2배가 되기 때문에) 정밀도가 1비트씩 줄어든다.
ID-SEG 하한 문턱값 상한 문턱값 양자화 계단 크기 가장 높은 차수 비트의 위치 EMAX
0 0 255 16 <8 8
1 256 511 16 8 8
2 512 1023 32 9 16
3 1024 2047 64 10 32
4 2048 4095 128 11 64
5 4096 8191 256 12 128
6 8192 16383 512 13 256
7 16384 32767 1024 14 512
표 2는 다음과 같이 해석된다. 예를 들어, 원래 샘플의 크기가 -30000이면:
- 연관된 세그먼트 인덱스 "7"이 3 비트에 코딩되고,
- "-" 부호가 1 비트에 코딩(0으로 설정)되고,
- 나머지 4 비트(13, 12, 11, 10)가 인덱스 7인 세그먼트 내의 크기 레벨을 정의한다.
비슷하게, 원래 샘플의 크기가 +4000이면:
- 연관된 세그먼트 인덱스 "4"가 3 비트에 코딩되고,
- "+" 부호가 1 비트에 코딩(1로 설정)되고,
- 나머지 4 비트(3, 2, 1, 0)가 인덱스 4인 세그먼트 내의 크기 레벨을 정의한다.
아래 표 3은 표 2와 같지만, "μ-law"라 불리는 미국 또는 일본에서 실행되는 G.711 표준에 대해서는, 양자화 계단 크기와 원래 샘플의 크기에 대한 양자화된 값 QV와 실제 값 사이의 편차 EMAX가 다르다.
ID-SEG 하한 문턱값 상한 문턱값 양자화 계단 크기 EMAX
0 0 123 8 4
1 124 379 16 8
2 380 891 32 16
3 892 1915 64 32
4 1916 3963 128 64
5 3964 8059 256 128
6 8060 16251 512 256
7 16252 32635 1024 512
표 1의 123행을 보면, 간격 [-80, -65]의 16개 값 모두가 디코딩 되면 양자화된 값 -72를 갖는 코드 워드 0x51로 표현된다. 하지만, 역으로 디코딩된 값 -72를 얻으면 코딩된 원래 값이 간격 [-80, -65] 내에 있는 것을 알 수 있다. 따라서, 이 샘플에 대한 코딩 오차의 최대 크기는 EMAX = 8로 양자화 계단 크기의 절반에 해당한다.
다음, 디코더에서 수신한 최종 인덱스 I' Pcm 은 한편으로는 양자화된 값 QV를 결정할 수 있게 하고 다른 한편으로는 세그먼트 인덱스 ID-SEG를 결정할 수 있는데, 이를 기초로 양자화 계단 크기와 코딩 에러의 최대 크기 EMAX를 유추할 수 있다. 세그먼트 인덱스 ID-SEG는, A-law(표 2)에 따르는 G.711 코딩에서 신호의 크기의 가장 높은 차수 비트의 위치의 함수가 될 수 있다. 일반적으로, PCM 코딩의 특징은 원래 샘플과 디코딩된 샘플은 항상 하나의 동일한 양자화 간격 내에 그 크기를 갖는 것으로 가정하는데:
- 원래 샘플은 간격의 임의의 위치에 있고,
- 디코딩된 샘플은 규칙적으로 간격의 중앙에 있다.
도 1을 참고하여, 디코딩된 신호 S' Pcm 는 잡음 처리 또는 인지적 후처리 필터의 적용과 같은 후처리 필터링 16을 거친다. 결과 신호 SPOST는 본 발명에 따른 모듈 20에 의해 처리된다.
앞서 본 대로, 후처리기 16(파형을 유지하도록 일반적인 선형 위상 유형의 것일지라도)은 너무 공격적이어서 실제로 음성 신호의 고유 특징을 훼손한다. 디코더에서, 원래 신호에 대한 정보는 쓸모 있어서, 디코딩되어 후처리 필터링된 신호 SPOST와 원래 신호 S 사이의 편차를 제한하기 위해 본 발명에 따라 이용될 수 있다. 도 1에서 모듈 20은 본 발명에 따라 디코딩에서 후처리에서 만들어지는 왜곡을 제한할 수 있다.
이후에 설명할 실시예는 디코딩된 신호 S' Pcm 에 대한 후처리기 16에 의해 생기는 왜곡이 코딩 에러의 최고 크기인 EMAX보다 크지 않을 것을 요구한다. 이는 후처리된 신호가 원래 신호와 같은 양자화 간격에 남는 것을 보장한다. 코딩/디코딩 처리와 후처리에 의한 전체 왜곡은 제한되고, 특히 코딩의 최대 왜곡 EMAX에 매우 근접한다. 이 수단은 연속되는 샘플들과 전체 파형 사이의 에너지 분포가 잘 유지되도록 하는 것을 보장한다.
본 발명의 실시예가 도 2에 도시되어 있다. 코딩된 최종 인덱스 I' Pcm 을 받으면, 모듈 21은 수신되는 인덱스 I' Pcm 의 역양자화에 의해 디코딩된 샘플 S' Pcm 을 계산한다. 모듈 22는 앞서 설명한 후처리를 수행한다. 이 동작은 일반적으로 지연을 일으킨다고 가정할 수 있다. 병렬적으로, 수신된 인덱스 I' Pcm 에 또한 적용되는 지연 라인(delay line)(모듈 23)에서 시작하는 본 발명에 따른 처리가 준비된다. 특히, 이 지연은 지연된 인덱스 I' Pcm_DEL 가 후처리기 22의 출력 SPOST에 의해 전달되는 현재 샘플과 시간적으로 정렬되도록 조절된다.
이 지연 라인 23의 일 실시예는 다음과 같다. 후처리기 22가 16 샘플의 지연을 일으킨다고 가정하면, 모듈 23은 시프트 레지스터(shift register)로 16 샘플의 메모리 MEM로 구성된다. 예를 들어, 이 메모리의 인덱스 0은 가장 오래된 샘플에 해당하고, 인덱스 15는 저장된 가장 최근의 샘플에 해당한다. 새로운 인덱스가 모듈 23의 입력으로 도착하면, 다음 과정이 수행되는데:
- 가장 오래 저장된 샘플을 갖는 모듈 23의 출력은 I' Pcm_DEL = MEM(0)이 되고,
- 메모리 시프트가 MEM(i) = MEM(i+1), for i = 0,... 14와 같이 적용되고,
- 새로 도착한 샘플이 MEM(15) = I' Pcm 로 저장된다.
지연된 인덱스 I' Pcm_DEL 를 기초로, 모듈 25는 예를 들어 앞선 표 1의 데이터로 구성된 테이블 24를 참조하여 대응되는 양자화된 값 QV와 최대 코딩 에러 EMAX를 결정한다. 표 1의 데이터는 아래 표 4에 다시 표시되어 있는데, 이 데이터는 모듈 25에 의해 영향 받는 파라미터 QV와 EMAX를 결정하는 데 사용될 수 있다.
수신되는 인덱스 I' Pcm 양자화된 값 QV 최대 에러 EMAX
0x2a -32256 512
0x2b -31232 512
... ... ...
0x50 -88 8
0x51 -72 8
0x56 -56 8
0x57 -40 8
0x54 -24 8
0x55 -8 8
0xd5 8 8
0xd4 24 8
0xd7 40 8
0xd6 56 8
0xd1 72 8
0xd0 88 8
... ... ...
0xab 31232 512
0xaa 32256 512
여기서, 표 4에 의해 주어지는 정보는 표 4가 앞선 표 1로부터 유도되는 것을 보여주기 위해 양자화된 값 QV의 함수로 전개한다. 하지만, 실재로 이후 설명할 것과 같이, 수신되고 지연되는 인덱스 I' Pcm_DEL 를 입력으로 분류하고 대응하는 파라미터 QV와 EMAX를 출력으로 하는 테이블 24를 사용하는 것이 유리하다. 아래의 표 5는 표 4와 같은 데이터를 포함하지만 인덱스 I' Pcm_DEL 에 따라 정렬된다.
표 5는 각각의 파라미터 QV와 EMAX를 주어진 인덱스 I' Pcm_DEL 의 함수로 표현하고 따라서 G.711 A-law 표준에 대해서 도 2의 테이블 24의 내용을 구성할 수 있다.
수신되고 지연되는 인덱스 delayed
I' Pcm_DEL 		양자화된 값 QV 최대 에러 EMAX
0x00 -5504 128
0x01 -5248 128
... ... ...
0x7a -1008 16
0x7b -976 16
0x7c -816 16
0x7d -784 16
0x7e -880 16
0x7f -848 16
0x80 5504 128
0x81 5248 128
0x82 6016 128
0x83 5760 128
0x84 4480 128
0x85 4224 128
... ... ...
0xfe 880 16
0xff 848 16
물론, 변형예로 디코딩된(후처리 전) 신호 S' Pcm 를 지연 라인 23의 입력으로 하고 각 샘플에 정렬된 양자화된 값 QV를 기초로 대응하는 파라미터 EMAX를 유도할 수도 있다. 위의 표 4에 따른 테이블 24가 사용될 수 있다.
하지만, 이 실시예는 특히 μ-law에 따른 코딩에서 덜 유리하기 때문에, A-law에 대한 표 1과 등가물이 아래 표 6에 주어진다.
표 6에서 하나의 동일한 양자화된 값 QV=0이 다르게 수신된 인덱스 I' Pcm = 0x7f와 I' Pcm = 0xff에 할당된다. 따라서, μ-law에 따른 코딩의 경우, 모듈 25가 수신되는 인덱스(양자화된 값을 기초로 하지 않고)를 기초로 동작할 때, 원래 샘플이 놓일 수 있는 크기의 간격의 경계가 더 정교하게 정해질 수 있다.
레벨 하한 문턱값 상한 문턱값 최종 인덱스 I' Pcm 양자화된 값
QV
0 -32768 -31613 0x00 -32124
1 -31612 -30589 0x01 -31100
... ... ... ... ...
122 -44 -37 0x7a -40
123 -36 -29 0x7b -32
124 -28 -21 0x7c -24
125 -20 -13 0x7d -16
126 -12 -5 0x7e -8
127 -4 -1 0x7f 0
128 0 3 0xff 0
129 4 11 0xfe 8
130 12 19 0xfd 16
131 20 27 0xfc 24
132 28 35 0xfb 32
133 36 43 0xfa 40
... ... ... ... ...
254 30588 31611 0x81 31100
255 31612 32767 0x80 32124
도 2에 나타난 유형의 처리에서 테이블 24가 구성하는 데이터는 μ-law에 따른 코딩 관점에서 아래 표 7에 표현된다.
수신되고 지연된 인덱스
I' Pcm_DEL 		양자화된 값 QV 최대 에러 EMAX
0x00 -32124 512
0x01 -31100 512
... ... ...
0x7a -40 4
0x7b -32 4
0x7c -24 4
0x7d -16 4
0x7e -8 4
0x7f 0 2
0x80 32124 512
0x81 31100 512
0x82 30076 512
0x83 29052 512
0x84 28028 512
0x85 27004 512
... ... ...
0xfe 8 4
0xff 0 2
테이블 24(표 5 또는 7의 데이터를 포함할 수 있는)는 본 발명에 따라 도 1의 모듈 20의 메모리에 하드웨어적으로 저장될 수 있다. 하지만, 메모리 비용이 덜 드는 변형예에서, 파라미터 EMAX와 QV는 테이블 24에 의존하지 않고 수신되는 인덱스를 기초로 다음과 같이 직접 계산된다.
실제로, 세그먼트 식별자 ID-SEG는 수신되어 지연되는 인덱스 I' Pcm_DEL 내에 3개의 비트(도 1에서 비트 1, 2, 3)로 코딩된다. 따라서, 모듈 25는 식별자 ID-SEG와 파라미터 EMAX 사이의 간단한 대응 관계에 대한 함수를 기초로 세그먼트 식별자 ID-SEG와 관련된 최대 코딩 에러 EMAX를 계산할 수 있는데, 이 함수는 앞서 주어진 표 2와 3에 따라 다음을 기초로 만들어 질 수 있는데:
- 식별자 ID-SEG를 양자화 계단 크기와 관련시키는 함수, 및
- 양자화 계단 크기를 최대 코딩 에러 EMAX에 관련시키는 함수.
이후, 모듈 26은 후처리된 샘플 SPOST와 후처리되지 않고 직전에 디코딩된 샘플 S' Pcm 사이의 편차가 파라미터 EMAX의 값을 넘지 않는지 확인하고, 이 경우 후처리는 제한하기에 적합한 왜곡을 발생시킨다. 일 실시예에서, 샘플 값 SPOST는 양자화된 값 QV에 근접한 값으로 줄어들어, SPOST와 QV 사이의 편차가 인정된 문턱값 아래에 남게 된다.
따라서, 모듈 26은 다음의 것들을 기초로 동작하는데:
- 후처리되는 현재 샘플 SPOST,
- 후처리 없이 방금 전에 디코딩된 대응되는 샘플의 양자화된 값 QV, 및
- 이 양자화된 값 QV와 찾아지는 최대 코딩 에러 EMAX.
도 3은 도 2의 모듈 26의 동작을 흐름도 형태로 상세하게 설명한다. 이 모듈의 입력은 후처리된 샘플 SPOST, 대응하는 양자화된 값 QV 및 대응하는 최대 코딩 에러 EMAX이다(단계 31). 단계 32와 33에서, 현재 양자화된 값 QV 부근의 양자화 간격의 하한 LimINF와 상한 LimSUP의 제한이 결정된다. 단계 34에서, 후처리된 샘플 SPOST가 하한 LimINF보다 낮은 크기를 갖는지 확인된다. 임시 변수 Tmp가 다음과 같이 정해지는데:
- 샘플 SPOST의 크기 값으로 또는
- 샘플 SPOST의 크기가 하한 LimINF보다 작으면 인정된 하한 LimINF의 크기 값으로.
단계 35에서 상한 LimSUP에 대해서 같은 확인이 이루어진다. 결국, 출력 SOUT이 다음과 같이 주어지는데:
- 샘플 SPOST의 크기 그대로(샘플 SPOST의 크기가 LimINF와 LimSUP에 의해 제한되는 간격에 속하는 경우),
- 하한 LimINF(샘플 SPOST의 크기가 LimINF보다 작은 경우), 또는
- 상한 LimSUP(샘플 SPOST의 크기가 LimSUP보다 큰 경우).
따라서, 출력 신호 SOUT는 항상 원래 신호 S와 같은 양자화 간격 내에 남게 된다.
이 실시예에서, 출력 신호는 [S'Pcm - EMAX, S'Pcm + EMAX - 1]와 같이 제한되는 원래 신호의 양자화 간격에 엄격히 제한된다.
물론, 주어진 양자화된 값과 관련하여 출력 신호의 크기가 유지되었으면 하는 간격은 다르게 정의될 수 있다. 예를 들어 다음과 같은 경우가 가능할 수 있는데:
- [S'Pcm - EMAX, S'Pcm + EMAX] 유형의 간격으로, 대칭 또는 다른 것이 될 수 있도록 조금 확대되는 경우,
- [S'Pcm - αEMAX, S'Pcm + αEMAX] 유형의 간격으로, 간격을 더 확대하고 양자화된 값 QV 또는 그외의 것과 관련하여 더 편차를 허용할 수 있도록 α값이 1보다 클 수 있는 경우,
- 파라미터 EMAX 및/또는 파라미터 QV, 또는 그외의 것의 함수 f1과 f2에 의해 결정되는 [S'Pcm - f1, S'Pcm + f2] 유형의 간격,
- [S' - EMAX, S' + EMAX] 유형의 간격으로, PCM 디코더, 또는 그 외의 것에 의해 디코딩된 신호를 처리하는 것처럼 후처리 왜곡이 제한될 수 있도록 S'은 디코더의 출력이 될 수 있는 경우(G.711 표준의 PCM 코딩에서처럼 수신된 I' Pcm 이 없어도 단순히 신호의 크기의 가장 높은 차수 비트의 위치를 기초로 세그먼트 식별자가 결정됨),
- [S' - β|S'|, S' + β |S'|] 유형의 간격으로, S'은 임의의 디코더의 출력이고 이 간격의 한도는 신호의 크기에 비례하는 경우(예를 들어 β는 1보다 작음).
마지막 2 예에서, 후처리의 왜곡은, 적용되는 코딩/디코딩 유형에 따라, 디코딩된 신호에 대해서 제한되고 원래 신호에 대해서 반드시 그렇지는 않다.
도 3의 실시예에서, 선택적으로 단계 38이 앞서서 제공될 수 있는데(이러한 이유로 점선으로 도시됨), 이는 후처리에 의한 왜곡의 제한이 규칙적으로 적용되는 것을 막기 위함이다. 어떤 경우에는, 도 2의 처리를 못하게 하는 것이 유리할 수도 있다.
PCM 코딩/디코딩에 의해 얻어지는 신호 대 잡음 비(SNR)는 넓은 동적 범위의 신호에 대해서 실질적으로 일정하다(약 38dB 레벨로). 반면에, 낮은 신호 레벨(전형적으로 첫 번째 식별자 세그먼트 0에서)에 대해서, SNR은 낮고 크기 압축 법칙의 세그먼트의 시작에서 음수가 되기도 한다. PCM 디코더의 출력은 낮은 크기의 신호(예를 들어 음성 신호의 두 문장 사이의 침묵의 경우)에 대해서는 매우 잡음이 심하다. 또한, 단순히 후필터로 PCM 코딩/디코딩 잡음을 억압하는 것은 어려운데, 매우 낮은 SNR과 관련된다. 종종 해결책으로 디코딩되는 신호의 크기를 매우 줄임으로써 매우 낮은 크기의 신호의 후처리를 수정하는 것이 있다. 이러한 유형의 후처리의 결과 신호의 크기는 원래 신호의 크기에 비해 절대적으로 신뢰할 수 없다. 이러한 조건에서, 후처리에 의한 왜곡의 제한을 못하게 하는 것이 더 바람직하고 본 발명에 따른 단계 32 내지 35의 처리는 피하게 된다.
도 3을 참조로, 크기가 주어진 문턱값 이하인 후처리된 샘플 SPOST(문턱값 Se과 비교하여 단계 38의 출력 n)에 대해서는 단계 32 내지 35가 실행되지 않고 출력 샘플 SOUT의 크기는 후필터링된 샘플의 크기 값을 갖는다(단계 37). 이 실시예의 구현에서, 문턱값 Se는 24(물론 위에 주어진 표들 기준으로). 반면, 후필터링된 샘플의 크기가 문턱값 Se보다 크면(단계 38의 출력 y), 왜곡을 제한하기 위한 처리(앞서 설명한 단계 32 내지 35)가 적용된다. 본 발명에 따른 방법은 디코딩되고 후처리되는 신호 SPOST의 크기가 소정의 문턱값 Se보다 큰 신호에 대해서만 구현된다.
물론, 본 발명은 앞서 설명한 실시예에만 한정되지 않고 다른 변형예로 확장이 가능하다.
예를 들어, 왜곡 제한 모듈 20은 도 1에서 후처리 모듈 16의 뒤에 오는 것으로 표현된다. 변형예로, 후처리 모듈 16 내에 직접 통합될 수 있다. 또한, 이러한 변형예는 반복되는 IIR(Infinite Impulse Response) 필터를 사용하는 구조에서는 특히 유리할 수 있다. 실제로, IIR 필터를 사용하는 경우, 필터의 출력 샘플은 이 필터의 이전 출력에 의존한다. 따라서, 본 발명에 따른 모듈을 IIR 유형의 필터를 사용하는 후처리기에 결합함으로써, IIR 필터링의 결과가 본 발명에 따른 모듈에 의해 즉시 수정되는 값을 직접 고려할 수 있게 된다.
또한, 간격이 디코딩되는 값 S'(앞서 설명한 유형의 스칼라 양자화 코딩/디코딩의 경우 양자화된 값 QV가 될 수 있는) 부근에 정의되는 실시예에 대해 앞서 설명되었다. 하지만, 이 실시예는 제한하지 않는 예로 설명되었다. 변형예로, 출력 신호 SOUT의 크기를 디코딩되는 값 S'과 후처리되는 크기 값 SPOST 사이의 평균(또는 좀더 일반적으로 가중된 평균)으로 할당할 수 있고, 반면 예를 들어 후자인 SPOST가 선택된 간격에 머무르면 후처리되는 크기 값 SPOST을 직접 할당할 수 있다. 따라서, 간격의 하한 LimINF와 상한 LimSUP을 정의하거나, 또는 디코딩되는 값 S'과 후처리되는 크기 SPOST 사이 평균(선택적으로 가중됨)을 정의함으로써, 출력 신호 SOUT가 취할 수 있는 가능한 중간 값이 항상 정의된다.
좀더 일반적으로, 본 발명은 G.711 표준에 따른 코딩을 넘어 어떤 유형의 코딩/디코딩에 적용되는데, 예를 들어 앞서 설명된 실시예는 선형 위상 유형 후처리에 따르는, 디코딩 될 때 임의 개수의 레벨을 갖는 스칼라 양자화 코딩/디코딩의 경우에 적용될 수 있다.
본 발명은 디지털 신호 처리 모듈 20에 대한 것으로, 신호는 디코더 14(도 1)에서 디코딩되고 잡음 감소 후처리기 16을 거친다. 본 발명에 따른 처리 모듈 20은 후처리기에 의해 생기는 왜곡을 제한하기 위한 방법을 구현하기 위해 수단 23, 24, 25, 26 을 포함하여 구성될 수 있다. 본 발명에 따른 모듈 20은, 하드웨어적으로 도 4에서와 같이, 지연 라인 23을 구현하고 지연된 인덱스 I' Pcm_DEL 를 제공하는 관점에서 앞서 설명한 메모리 MEM뿐만 아니라,스토리지 및/또는 동작 메모리를 포함하는 메모리 블록 BM과 함께 동작하는 처리기 μP를 포함하여 구성될 수 있다. 메모리 블록 BM은 도 2의 테이블 24 또는 본 발명에 따라 지연된 인덱스 I' Pcm_DEL 를 기초로 디코딩되는 값과 해당 간격을 직접 계산하기 위한 컴퓨터 프로그램을 저장하기 위한 수단(바람직하게 읽기만 하는 메모리)을 더 포함할 수 있다. 앞서 지적한 대로, 모듈 20은 잡음 저감 후처리 모듈과 독립적으로 또는 통합하여 구현될 수 있다.
모듈 20의 저장 메모리는 본 발명에 따른 방법을 구현하기 위한 명령어로 이루어지는 컴퓨터 프로그램을 포함할 수 있는데, 이러한 명령어는 모듈 20의 처리기 μP에 의해 실행된다. 도 3은 이와 같은 컴퓨터 프로그램의 알고리즘을 표현하는 흐름도를 나타낼 수 있다.
11: 교환 전화망
12: 역양자기
13: 코더
14: 디코더
15: 인덱스
16: 후처리기
20: 왜곡 제한 모듈
21: 역양자모듈
22: 후처리 모듈
23: 지연 라인
24: 테이블 모듀
25: 계산모듈
26: 제한 모듈

Claims (11)

  1. 디코더(14)와 잡음 저감 후처리기(16)로부터의 디지털 신호를 처리하는 방법에 있어서,
    수신되는 신호(I' Pcm )를 디코딩하여 디코딩된 신호(S' Pcm )를 생성하고,
    상기 디코딩된 신호(S' Pcm )를 후처리하여 후처리된 신호(SPOST)를 생성하고, 상기 후처리에 의해 생기는 왜곡을 제한하여 교정된 출력 신호(SOUT)를 생성하되,
    상기 교정된 출력 신호(SOUT)에, 상기 후처리된 신호(SPOST)의 현재 크기 값과 상기 디코딩된 신호(S' Pcm )의 대응되는 현재 크기 값 사이의 중간 값을 갖는 현재 크기 또는 상기 후처리된 신호(SPOST)의 현재 크기를 할당하되, 상기 디코딩된 신호(S' Pcm )의 현재 크기와 상기 후처리된 신호(SPOST)의 값들에 따라 할당하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    허용되는 크기의 간격을 정의하는(32, 33) 하한(LimINF)과 상한(LimSUP)을 선택하되, 상기 하한과 상한은 상기 디코딩된 신호의 현재 크기 값(S'Pcm )에 따라 결정되고,
    상기 후처리된 신호(SPOST)의 대응되는 현재 크기에 대해서, 현재 크기 값을 상기 출력 신호(SOUT)에 다음과 같이 할당하는데,
    - 상기 후처리된 신호의 현재 크기가 상기 하한 값보다 작으면 상기 하한 값으로,
    - 상기 후처리된 신호의 현재 크기가 상기 상한 값보다 크면 상기 상한 값으로,
    - 상기 후처리된 신호의 현재 크기가 상기 간격에 포함되면 상기 후처리된 신호의 현재 크기로 할당하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    크기 값의 범위는 상기 디코딩된 신호(S'Pcm )에 할당되고, 상기 하한과 상한 사이의 차가 상기 범위와 같도록 상기 하한과 상한이 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 수신되는 신호는 스칼라 양자화 코딩에 의해 코딩되고, 상기 디코더는 이산적인 방식으로 그 값이 서로 다른 양자화된 크기 값(QV)을 생성하고, 상기 양자화된 값들 사이의 연속적인 편차는 양자화 계단 크기를 정의하고,
    - 상기 상한은, 상기 디코딩된 신호(S'Pcm )의 현재 크기에 할당된 양자화된 값(QV)에 상기 양자화 계단 크기의 절반(EMAX)을 더함으로써 주어지고,
    - 상기 하한은 상기 디코딩된 신호(S'Pcm )의 현재 크기에 할당된 양자화된 값(QV)으로부터 상기 양자화 계단 크기의 절반(EMAX)을 빼줌으로써 주어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 수신되는 신호는 코딩된 인덱스(I Pcm )를 생성하는 펄스 코드 변조 코딩에 의해 코딩되고, 상기 하한과 상한의 현재 값 각각은 상기 디코더가 수신하는 현재 코딩된 인덱스(I' Pcm_DEL )를 기초로 정해지는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    대응 테이블(24)이 수신되는 현재 인덱스(I' Pcm_DEL )에 대해서 대응되는 양자화된 값(QV)과 대응되는 양자화 계단 크기의 절반(EMAX)을 주기 위해 제공되고, 이를 기초로 상기 하한과 상한의 현재 값 각각이 정해지는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 후처리된 신호(SPOST)의 현재 크기와 상기 디코딩된 신호(S'Pcm )의 대응되는 현재 크기 사이의 시간의 대응 관계를 보장하기 위해 지연 라인(23)이 제공되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    크기가 문턱값(Se)보다 큰 디코딩되고 후처리된 신호(SPOST)에 대해서 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 디코딩되고(14) 잡음 저감 후처리(16)되는 디지털 신호를 처리하는 모듈에 있어서,
    상기 후처리에 의해 생기는 왜곡을 제한하기 위해 상기 제 1 항 내지 제 8항 중 어느 한 항에 따른 방법을 구현하기 위한 적어도 하나의 회로(23, 24, 25, 26)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 모듈.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 모듈이 잡음 저감 후처리 모듈(16)에 통합되는 것을 특징으로 하는 모듈.

  11. 삭제
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