KR101462297B1

KR101462297B1 - 직교주파수분할 다중입력 다중출력 무선주파수 전송시스템

Info

Publication number: KR101462297B1
Application number: KR1020097026800A
Authority: KR
Inventors: 올리버 폴 해펜든; 크리스토퍼 라이언 녹스; 조나단 하이톤 스토트
Original assignee: 브리티쉬브로드캐스팅코퍼레이션
Priority date: 2007-05-23
Filing date: 2008-05-22
Publication date: 2014-11-14
Also published as: EP2158736A1; HRP20120300T1; GB2449470A; CN101730990A; DK2158736T3; PL2477369T3; EA201200040A1; EA016296B1; ATE545249T1; WO2008142419A1; EP2158736B1; RS52238B; KR20100021623A; DK2477369T3; PL2158736T3; EA200971089A1; AU2008252671B2; ES2431029T3; AU2008252671A1; KR101529450B1

Abstract

OFDM-MIMO(직교주파수분할 다중입력 다중출력) 무선주파수 전송시스템은, 파일럿 신호 전송, 특히 산란된 파일럿의 선택된 것들의 위상이, 2개(또는 그 이상)의 MIMO 송신기 스테이지로부터의 대응하는 파일럿 신호 전송의 일부가 동일한 위상이고 그 전송의 나머지가 상대적으로 반전된 위상으로 되도록 송신기에서 선택되거나 변경되는 DVB-T(Digital Video Broadcasting - Terrestrial: 지상파 디지털 TV 방송 방식) 시스템의 형태를 취한다. 수신기에서는, 수신된 파일럿 신호(30)가 전송 채널 특성의 표시(indication)를 얻도록 추출 및 결합된다. 3가지 개량, 즉 i) 반전된 산란 파일럿과 같은 캐리어 상의 임의의 연속적인 파일럿의 위상도 반전되고, ii) 이것이 주어진 심벌은 일부 반전 심벌 및 일부 비반전 심벌을 갖는다는 것을 의미하더라도, 교번의 파일럿을 함유한 캐리어 상의 그들 산란된 파일럿이 반전된 위상이며, iii) 수신기에서 비반전 파일럿(34) 및 반전 파일럿(36)이 주파수 및 시간으로 분리되어 보간되고(38, 40), 그 후 이들이 가산 및 감산되는(42, 44) 개량이 있다.

Description

직교주파수분할 다중입력 다중출력 무선주파수 전송시스템 {OFDM-MIMO RADIO FREQUENCY TRANSMISSION SYSTEM}

본 발명은 OFDM-MIMO(Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Multiple Input, Multiple Output: 직교주파수분할 다중입력 다중출력) 무선주파수 전송방법과, 그러한 방법에 이용되는 송신기 및 수신기에 관한 것이다.

레퍼런스(reference)는, 배경으로서 하기의 문서에 의해 이루어져야 한다:

[1] ETSI Standard ETS 300 744, Digital Broadcasting Systems for Television, Sound and Data Services; framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television, 1997, the DVB-T Standard.

[2] United States Patent 5,345,599 Paulraj et al., 1994.

[3] G. Fischini and M. Gans, "On Limits of Wireless Communication in a Fading Environment when using Multiple Antennas", Wireless Personal Communications, Vol. 6, No. 3, March 1998, pages 311-335. [4] European Patent Application 1221793A which describes the basic structure of a DVB-T receiver.

[5] SDM-COFDM Technologies for Broadband Wireless Access over 100 MBIT/s, Sugiyama et al, NTT Technical Review, Vol. 2, No. 1 , January 2004.

[6] Pilot-to-Data Power Ratio for Maximizing the Capacity of MIMO-OFDM, Kim et al, IEEE Trans, on Communications, 22 November 2004.

See also references [1] to [7] of this paper which describe various OFDM-MIMO proposals, and references [8] to [20] which are concerned with aspects of pilots in OFDM and/or MIMO systems.

[7] R. Monnier, J. B. Rault, and T. de Couasnon, "Digital television broadcasting with high spectral efficiency" IBC Amsterdam, The Netherlands, pp. 380-384, 1992, which describes a digital transmission system employing dual-polarisation transmissions.

[8] Schulze and L[upsilon]ders "Theory and Applications of OFDM and CDMA", pub. John Wiley & Sons, 2005, ISBN 0470850698, see especially pages 181 to 183.

[9] International Patent Application WO01/76110 Qualcomm Inc/Wallace et al. describes obtaining CSI information in an OFDM-based MIMO system by using pilot symbols. The receiver units determine the CSI for certain disjoint sub-channels that carry pilot symbols, and report these back to the transmitter, which produces estimates for the disjoint sub-channels that do not carry pilot symbols.

이중 방향성(dual-directional) 또는 이중 편파(dual-polarisation) 전송이 적용되는 것을 허용하는 다중입력 다중출력(Multiple Input, Multiple Output: MIMO) 기술을 이용하는 지상의 디지탈 무선 텔레비전 신호를 전달(deliver)하는 방법이 제안되어 있다. 전형적인 기본 시스템에 있어서는, 첨부도면의 도 1에 나타낸 바와 같이 결합된 송신기 및 수신기와 더불어 2개의 송신 안테나 및 2개의 수신 안테나가 있다. 이러한 시스템은, 추가적인 스펙트럼을 필요로 하지 않고, 통상의 DVB-T(Digital Video Broadcasting - Terrestrial: 지상파 디지털 TV 방송 방식)의 처리량(throughput)을 2배까지 전달할 수 있다. 더 나아가, MIMO는 적어도 2개(2개 또는 그 이상)의 송신기와 2개의 수신기를 사용하는 무선 링크라고 부른다. 기본적인 가정(assumption)은, 적당한 환경에서 각 송신기로부터 각 수신기로의 RF(radio frequency: 무선주파수) 경로는, 2개의 분리된 채널로서 적어도 부분적으 로 동작하는 것과 충분히 다르다.

본 출원의 우선일 후에 공개되고 이하에서 '우리의 선출원(earlier application)'이라 불리는 우리의 지난 영국특허출원 제0603356.7호 및 유럽특허출원 제07250430.1호는, OFDM-MIMO(직교주파수분할 다중입력 다중출력) 시스템을, 파일럿 신호 전송, 특히 산란된 파일럿(scattered pilot)의 선택된 것들의 위상이, 2개(또는 그 이상)의 MIMO 송신기 스테이지로부터의 대응하는 파일럿 신호 전송의 일부가 동일한 위상이고 그 전송의 나머지가 상대적으로 반전된 위상(inverted phase)으로 되도록, 송신기에서 선택되거나 변경되는 DVB-T 시스템의 형태로 기술하고 있다. 수신기에서는, 파일럿 신호는 전송 채널 특성의 표시(indication)를 얻도록 반전 파일럿(inverted pilot) 및 비반전 파일럿(non-inverted pilot)의 가산 및 감산에 의해 추출 및 결합된다. 표준 DVB-T 전송신호에 대한 이러한 변형은, 수신기가 결과로서 생기는 2×2 행렬 채널의 지식(knowledge)을 갖는 것을 허용한다.

본 발명은, OFDM-MIMO(직교주파수분할 다중입력 다중출력) 무선주파수 전송방법과, 그러한 방법에 이용되는 송신기 및 수신기를 제공한다. 이 발명은, 우리의 선출원의 시스템의 각종 개량에 관한 것이다.

본 발명의 개량은 이하의 독립청구항으로 정의되고, 이제 레퍼런스가 이루어질 것이다. 유리한 특징은, 부수의 청구범위에 있어서 설명한다. 특히, 각종의 개량이 다른 조합에 따로 또는 함께 적용될 수 있음을 이해해야 한다.

본 발명은 첨부도면을 참조해서 예에 의해 더 상세히 설명될 것이다:

도 1은 2개의 송신기와 2개의 수신기를 가진 MIMO 시스템의 개략도이다.

도 2는 파일럿을 DVB-T 표준에 따라 이용되는 OFDM 신호로 설명하는 타이밍도이다(앞에서 말한 레퍼런스 [1]).

도 3은 이중 방향성 야기(Yagi) 안테나를 사용하는 DVB-T용의 2×2 OFDM-MIMO 시스템을 나타낸 도면이다.

도 4는 그 시스템 내의 송신기의 블록도이다.

도 5는 그 시스템 내의 수신기의 블록도이다.

도 6은 수신된 파일럿을 처리하기 위한 수신기 회로의 일부의 블록도이다.

도 7은 이 발명의 제1 개량에 따른 변형을 나타내는 도 2와 마찬가지의 타이밍도이다.

도 8은 이 발명의 제2 개량에 따른 변형을 나타내는 도 2와 마찬가지의 타이밍도이다.

도 9는 수신된 파일럿을 처리하기 위한 도 6에 나타낸 수신기의 일부에 대한 이 발명의 제3 개량에 따른 변형 형태의 블록도이다.

우리의 선출원의 발명

우리의 선출원은, 먼저 상세히 설명될 상술한 OFDM-MIMO 시스템이라 불린다.

DVB-T 표준을 이용한 무료 디지털 지상파 방송(Digital Terrestrial Television: DTT)은 현재 작동 중이고, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려져 있다. 이것은, 단일 주파수 대역(single frequency band) 내의 다수의 직교 및 근접 캐리어(orthogonal and closely-spaced carrier)를 사용하는 복수 캐리어 방식인 COFDM(coded orthogonal frequency division multiplexing: 직교 부호화 주파수 분할 다중 방식)을 이용한다. 송신해야 할 데이터는 복수의 캐리어를 통해 분배되고, 이에 의해 각 캐리어에서의 데이터 전송속도(data rate)를 크게 줄일 수 있다. 이 데이터는 일련의 심벌 주기(symbol period) 내에서 송신되고, 각 심벌 주기는 복수의 데이터 전송 캐리어의 각각에 하나의 QAM(quadrature amplitude modulation: 직교 진폭 변조) 심벌을 전달한다.

주파수 동기화 및 채널 추정(channel estimation)을 지원하기 위해서, 신호는 2가지 타입의 파일럿 신호(pilot signal)를 포함하고 있는데, 이들은 데이터를 전송하지 않는 복수의 캐리어 중에서 선택된 캐리어이다. 파일럿 또는 트레이닝 신호는 정의된 구조로 주파수 및 시간에 있어서 정렬된다. DVB-T 표준(앞에서 말한 레퍼런스 [1])에서 정의된 바와 같이, 연속적인 파일럿은 산란된 파일럿에 더하여 제공된다. 전형적으로, 연속적인 파일럿 및 산란된 파일럿에 가해지는 변조는, 캐리어 인덱스(carrier index)의 의사 랜덤 시퀀스(pseudo-random sequence)에 따라 +4/3 또는 -4/3으로 될 것이다. 이러한 캐리어는 그러한 파일럿에 대해 2개의 가능한 격자(grid)를 주는 앞에서 말한 레퍼런스 [8]과 같은 텍스트북을 포함하는 많은 공보에 잘 기술되어 있다. 또한, 이들 격자 중의 하나, 즉 대각선 격자는 첨부도면의 도 2와 같이 나타내어져 있다. 이 파일럿은 흑색 원으로 나타내어지고, 데이터 캐리어는 백색 원으로 나타내어진다.

2×2 MIMO 시스템이 도 1에 나타내어져 있다. 이 시스템에는 2개의 수신기(Rx1, Rx2)로 송신하는 2개의 송신기(Tx1, Tx2)가 있다. 전송 경로(transmission path)는, 수신기(Rx1)가 송신기(Tx1)로부터 1차 (지명) 신호 및 송신기(Tx2)로부터의 2차 (간섭) 신호만 수신하고, 수신기(Rx2)가 송신기(Tx2)로부터 1차 신호 및 송신기(Tx1)로부터의 2차 신호만 수신하도록 다이버시티(diversity) 또는 공간 다중화 기술에 따라 선택된다. 이것은, 예컨대 도 3에 나타낸 바와 같이 다른 지리학적 위치(geographical location)에 이격된 안테나를 가짐으로써, 다수의 가능한 방법으로 수행될 수 있다. 변형례는 수신기 사이트에서 다른 안테나 편파를 갖는 방향성 이중 편파 안테나가 있는 동일한 송신기 위치(싱글 마스트)로부터 방향성 직교 이중 편파(dual-polarisation) 전송을 이용하는 것이다. 채널 용량은 송신된 신호 사이에 최소 교차 결합(cross-coupling)이 있을 때 최대로 된다. 이중 편파 버전의 경우는, 채널이 용량을 최대로 하기 위해 단위 행렬(unit matrix)에 접근하면, 편파 판별력을 가능한 한 높게 할 필요가 있다. 그렇지 않으면, 채널이 부족한 용량을 나타낼 것이다. 1차 및 2차 신호로서 상기에 언급되었지만, 그 시스템은 채널 행렬이 거의 직각 행렬(orthogonal matrix)이라는 조건 하에서 비교가능한 레벨을 허용할 수 있다. 즉, 수신 안테나의 성 분(element)이 직각에 머무르고 있는 한, 채널 행렬이 단순히 직각 회전 행렬에 곱해지기 때문에, 송신기 성분에 관한 각도 오프셋(angular offset)은 용량을 줄이지 않는다. 이것은 용량을 변화하지 않은 채로 놓아둔다.

2개의 송신기(Tx1, Tx2)는 각각 필요한 신호의 절반을 송신한다. 이 데이터는 어떤 편리한 방법으로 2개의 채널 사이에서 분할된다. 각 송신기의 구조는 잘 알려져 있고, 예컨대 앞에서 말한 레퍼런스 [1] 및 [4]에서 기술된 바와 같으며, 도 4에 나타내어져 있다. 마찬가지로, 수신기는 각각 그 데이터의 절반을 수신하고, 수신기도 또한 잘 알려져 있으며, 각각 앞에서 말한 레퍼런스 [4]에서 기술한 형태를 취할 것이고, 도 5에 나타내어져 있다. 그렇지만, 수신기도 또한 '다른' 송신기로부터 2차 신호의 형태로 간섭 신호를 수신할 것이다. 도 4 및 도 5는 이하에 설명된다.

송신기와 수신기 사이의 경로가 시간에 따라 변화하지 않으면, 도 1과 연관된 복합 채널(composite channel)은 복소 계수(complex coefficient)의 2×2 행렬에 의해 묘사될 수 있고, 따라서

여기서 각 계수 h_ij는 (i = 수신기 인덱스, j = 송신기 인덱스를 갖는) 형태의 것이고,

계수 h_ij는 각 캐리어 위치에서 수신기에 의해 추론되어야 한다. 채널은 각각의 캐리어로 평면 페이딩(flat-fading)되는 것으로 가정한다. 이것은, 비교적 다수의 캐리어 및 그들의 좁은 간격(close spacing)에 의해 실제로 DVB-T에 대해 보증된다. 일단 행렬(H)이 알려지면, 다수의 기술이 채널을 '반전'시키는데 이용가능한데, 그중 가장 간단한 기술은 역행렬의 수신된 신호-플러스-노이즈(signal-plus-noise: S + N)로의 적용이다. 이것은, 예컨대 ZF(zero-forcing) 반전을 이용하여, 또는 MMSE(minimum-mean-square error) 어프로치를 이용하여 행해질 수 있다. 이들 기술은 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려져 있다.

상술한 DTT-MIMO 시스템에서는, 2입력 수신기가 전송 경로의 특성을 기술하는 2×2 복소 채널의 지식을 가진다. 정보의 이러한 타입은, 통상의 DVB-T 시스템에 있어서, 채널 추정의 복소 벡터로 요약된다. 이 벡터는 송신기에서 소개된 DVB-T 파일럿 구조의 시간 및 주파수 보간에 의해 얻어진다. 벡터의 각 성분은 특별한 캐리어 위치에서의 채널을 나타내는 복소수(h⁰ K K h¹⁷⁰⁴)이다.

2×2 MIMO 경우에는, i번째 수신기에 의해 얻어지는 채널 추정은 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2의 합에 상당한다. 수신기가 필요로 하는 것은 h_i1와 h_i2를 개별적으로 추정하는 방법이다. 우리의 선출원에 따르면, 우리는 2개의 송신기 중의 하나에서 산란된 파일럿을 모든 다른 심벌로 반전시키는 것을 제안하고 있다. 이것은, 수신기가 짝수 번호 심볼(even-numbered symbol)이라고 말하는 중에 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2의 합을 추정하고 교번의 홀수 번호 심볼(alternate odd-numbered symbol) 중에 그 차를 추정하도록 한다. 이제 우리는 이와 같이 해서 얻어지는 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2의 합과 더불어 차를 가지고 있기 때문에, 개별적인 항 h_i1와 h_i2는 간단한 산술(simple arithmetic)에 의해 추출될 수 있다. 더 일반적으로는, 파일럿 중의 선택된 것이 예측할 수 있는 방법으로 상대적으로 반전되도록 파일럿의 위상이 변화된다.

도 6은 이 결과를 수신하는데 필요한 상관관계(functionality)를 나타내고 있다. 도 6은 하드웨어로 실현되어도 좋지만, 이 도면이 플로우차트의 성질을 띠고 있는 것으로 간주될 수도 있는 경우는 더 통상적으로 소프트웨어로 실현될 것이다. 이 도면은 입력(10)에서 수신되는 파일럿의 하나로부터 얻어지는 채널 추정을 나타내고 있다. 이것은, 하나의 심볼 주기의 지연을 제공하는 버퍼(12), 및 입력(16)에서 2개의 심볼 주기와 같은 주기를 갖는 구형파(square wave) 제어신호를 수신하는 인버터(14)의 양쪽에 인가된다. 그것은 하나의 심볼 주기를 위한 것으로, 입력(16)에서의 신호는 1이고, 다른 것에 대해서는 이것은 제로(0)이다. 버퍼(12) 및 인버터(14)의 출력은 각각 가산기(18) 및 감산기(20)의 양쪽에 인가된다. 이들 중 하나는 출력(h_i1)을 제공하고, 다른 하나는 출력(h_i2)을 제공한다. 도 6이 신호의 복소수 성질을 나타내지 않고 사실상 상술한 바와 같은 행렬 반전에 의해 실현되는 아주 간단화된 버전이라는 것을 알 수 있을 것이다. 그럼에도 불구하고, 연산의 원리는 이 도면으로부터 알 수 있다.

따라서, 수신기는 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2를 구하기 위해 연속적인 채널 추 정의 쌍에 필요한 합 및 차 연산을 수행하도록 배치된다. 수신기는 분명히 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2를 구하기 위해 연속적인 채널 추정의 쌍에 필요한 합 및 차 연산을 수행하도록 변형되지 않으면 안된다. 이 처리, 및 송신된 데이터를 복구하기 위한 다음의 행렬 반전은, 통상의 DVB-T 수신기에서 구해낸 ZF(zero-forcing) 등화기와 비슷하다.

실제적인 실시에서는, 일단 2×2 수신기의 각 '절반'이 그 연관된 채널 계수 h_i1와 h_i2로 결정되면, 행렬 반전은 전술한 바와 같이 ZF(zero-forcing) 반전 또는 MMSE(minimum-mean-square error) 반전을 이용하여 일어날 수 있다. 그 이름이 제안하는 바와 같이, 후자는 합계 에러를 최소로 한다.

ZF 반전은

에 의해 주어진다. 여기서, H ^H 는 에르미트 전치(Hermitian transpose) 행렬을 나타낸다. ZF 반전은 정방 완전 계수 행렬(square full-rank matrix)을 위해 H ^-1로 저감된다.

MMSE 반전은

에 의해 주어진다. 여기서, α는 전력 잡음대 신호비(noise-to-signal ratio)이고, I는 단위 행렬(identity matrix)이다.

다른 채널 행렬이 캐리어 위치마다 존재하는데, 그 성질은 복구된 신호 벡터의 각 성분의 신호대 잡음비(signal-to-noise ratio)를 결정한다. 바람직하게는, 채널 행렬은 잡음 피킹(noise peaking)을 최소로 하기 위한 근직교(near orthogonal) 행렬이다. 설명된 시스템의 이중 방향성 및 이중 편파 버전 양쪽에 내재해 있는 행렬 구조에 의해, 이 조건이 크게 만족된다. 그 때문에, 송신된 데이터가 복구된다.

수신기 자동 주파수 제어(automatic frequency control: AFC)에 대해 그 충격에 관한 상술한 연속적인 파일럿 왜곡(pilot corruption)의 영향을 이용하는 것이 중요하다. 현재 이것이 고려되고 있다.

일부 DVB-T 심볼 중에 산란된 파일럿이 그들의 캐리어 위치에서 연속적인 파일럿과 일치하는 경우에 어려움이 발생한다. 예컨대, 캐리어 인덱스 0은 연속적인 파일럿이고, 도 2를 인용하면 이것은 시간 0, 4, 8 등에서의 산란된 파일럿과 일치한다. 이것이 파일럿 반전(pilot inversion)을 해야 하는 심볼에 일어나면, 그 반전은 우선순위를 매기고 연속적인 파일럿은 효과적으로 왜곡된다. 이것은 이하에 고려되는 수신기 AFC에 대한 변화를 필연적으로 동반한다.

DVB-T 수신기에서는, AFC는 변조된 신호 벡터에 있어서 연속적인 파일럿의 위치를 결정하고, 어떤 주파수 에러의 부호 및 진폭을 결정하는 방법으로 파일럿의 위상을 축적함으로써 작동한다.

상술한 바와 같이 산란된 파일럿을 이용하는 MIMO에 있어서, (하나 이상의 송신된 소스의 반전에 의해) 왜곡된 연속적인 파일럿이 결정되어 AFC 처리로부터 제거된다. 예컨대, 45개의 연속적인 파일럿을 갖는 DVB-T의 2K 모드를 생각해 보자. 도 2에서의 심볼 0이 어느 하나의 송신기에도 파일럿 반전을 갖지 않고, 심볼 1이 송신기의 하나에 파일럿 반전을 갖는다(기타 등등)고 가정해 보자. 짝수 번호 심볼은 결코 왜곡된 연속적인 파일럿을 갖지 않지만, 홀수 번호 심볼은 이따금씩 왜곡된 연속적인 파일럿을 갖는 셈이다.

45개의 연속적인 파일럿 중에서, 11개가 심볼 1에서 왜곡되고 다른 11개가 심볼 3에서 왜곡된다는 것이 밝혀졌다. 이로써, 주파수 획득 중에 22개의 잠재적으로 왜곡된 파일럿 전부를 무시하고 나머지 23개만을 사용하면, 비록 약간 더 열악한 AFC 신호대 잡음비를 갖기는 하지만 시스템은 전술한 바와 같이 작동할 것이다. 일단 완전한 수신기 동기화가 얻어지고, DVB-T 수퍼프레임 위치가 결정되면, 11개의 파일럿만이 심볼 1 및 3의 각각에서 무시될 필요가 있고, 충분한 이용은 심볼 1 및 2에서의 모든 연속적인 파일럿으로 만들어진다. 이것은, 23개의 연속적인 파일럿을 시종일관 사용하는 것과 비교하여 AFC 로크 루프(lock loop) 내에서 향상된 대역폭 또는 신호대 잡음비를 부여한다.

4개에서 하나의 심볼만이 완전히 왜곡되지 않고 최초에 12개의 연속적인 파일럿만을 의지할 수 있는 경우에, 마지막 점(last-mentioned point)은 이하에 설명되는 바와 같은 4×4 시스템에 있어서 특히 중요하다. 수퍼프레임 획득 후에는, 전술한 바와 같이 최대 11개를 거의 이용할 수 있다.

DVB-T의 2k-모드는 설명적인 목적으로 추정(1705개의 캐리어)되었지만, 45개의 연속적인 파일럿 대신 177개의 연속적인 파일럿의 적당한 리스트를 고려함으로 써 8k로의 확장이 수월하고, 실제로 바람직하다. 단일의 주파수 네트워크와의 호환성을 위해, 제안된 송신기 밀도 및 전력과 일치하는 보호 구간의 경우, 기본적인 DVB-T 모드는 8k로 선택되는 것이 바람직하다. 파라미터 및 결과로서 생긴 데이터의 전형적인 세트는 아래의 표 1에 나타내어져 있다.

이제, 도 4를 참조해서 송신기 구조에 대해 설명한다. 입력신호는 단자(50)로 수신되고, 착신 전송 스트림(incomming transport stream)에 로크된 회로에서 그 신호는 2개의 송신기의 각각의 변조기로 공급하기 위해 2개의 부분으로 분할된다. 이들 송신기 중 하나만을 상세히 나타낸다. 이 송신기에서는, 신호가 MPEG 멀티플렉서(mux) 및 에너지 분산회로(54)로, 그리고 거기서부터 외부 리드 솔로몬(Reed Solomon: RS) 엔코더(56)로 인가된다. 이것은, 바이트 인터리빙 회로(58), 컨볼루셔널 엔코더(convolutional encoder; 60) 및 비트 인터리빙 회로(62)를 포함하는 포워드 에러 정정회로의 제1 부분이다. 그 후, 이 신호는 비트/심볼 매퍼(64)로, 그리고 거기서부터 심볼 인터리버(66)로 인가된다. 이것은, 매퍼/프레임 적응회로(68)로 인가되는 포워드 에러 정정회로의 출력을 형성한다. 매퍼는 이 도면을 QAM 형태로 매핑(사상)한다. 이 점에서, 파일럿이 파일럿 /TPS(transmission parameter signalling) 생성회로(70)로부터의 신호에 가산되는 것이다. 매퍼/프레임 적응회로(68)의 출력은 역FFT 회로(72) 및 보호구간 삽입회로(74)로 이루어진 OFDM 부호화기(coder)로 인가된다. Sinc(x) 생성 필터(product filter)(76)에서의 적당한 필터링(filtering) 후에, 이 신호는 DAC(digital-to-analogue converter; 78)로, 그리고 최후로 RF 업컨버전 회로 또는 송신기 프론트 엔드(transmitter front end; 80)로, 그리고 최후로 송신 안테나로 인가된다. 우리의 선출원의 발명에 따르면, 파일럿 생성회로(70)는 계속되는 심볼에 관해 선택된 캐리어 상의 위상을 엇갈리게 하기 위해 상술한 바와 같이 채용된다.

대응하는 수신기가 도 5에 나타내어져 있다. 입력 안테나의 하나로부터의 신호는 단말(100)에서 수신되고, 이것이 다운 컨버트(down convert)되는 RF 프론트 엔드(102)로 인가된다. 그 후, 이 신호는 ADC(analogue-to-digital converter; 104)로, 그리고 거기서부터 채널 필터(channel filter; 106)로 인가된다. 이 채널 필터(106)의 출력은 시간 동기회로(108)로, 그 후 FFT(Fast Fourier Transform) 회로(110)의 형태로 된 OFDM 디코더로 인가된다. FFT의 출력은 자동 주파수 제어(AFC) 회로(112)로 인가된다. AFC 회로(112)의 출력은, 2개의 수신기의 다른 하나로부터 대응하는 입력을 입력(120)에서 수신하는 MIMO 채널 추정/등화회로(122)로 인가된다. 채널 추정/등화회로는 상술한 바와 같이 채용되는 것으로, 출력을 프레임 펄스 및 구성 정보(configuration information)를 제공하는 TPS 디코더(124), 그리고 회로(122)에서 얻어지는 채널 상태 표시로부터 비트 메트릭(bit metric)을 생성하는 회로(126)로 공급한다. 통상적인 방식에서는, 이것은 내부 심 볼/비트 디인터리버(128), 비터비 디코더(Viterbi decoder; 130), 전송스트림 프레임 동기화기(132), 외부 바이트 디인터리버(134), RS(리드 솔로몬) 디코더(136), 그리고 최후로 전송스트림(transport stream: TS) 출력(140)을 제공하기 위해 디스크램블러(descrambler; 138)로 인가된다. 이 발명에 따르면, MIMO 채널 추정/등화회로(122)는 송신기에서 소개된 파일럿 위상 반전을 이용하는 수신기에서 수신된 신호에 대해 분리된 채널 추정을 얻기 위해 상술한 바와 같이 채용된다.

설명되는 기본적인 2×2 시스템은, 이중 편파 및 이중 방향성 수신의 양쪽을 포함하도록 확장될 수 있다. 그 후, 이 시스템은 DVB-T의 미가공 용량(raw capacity)을 4배까지 또는 더 사실적으로 시공간 부호화(space-time coding)의 적용에 의해 주어진 강화된 강인성(robustness)을 3배까지 전달할 것이다. 패널티(penalty)는 증가된 시스템 복잡도, 및 약간 더 높은 수신기 안테나 비용이다.

이 방법은 2개의 송신기와 2개의 수신기를 갖는 2×2 MIMO 시스템에 한정되지 않고, 3×3 시스템이나 4×4 시스템과 같은 다른 시스템에 의해서도 이용될 수 있다. 채널 용량은 송신 및 수신 안테나의 수에 따라 증가한다. 다른 수의 송신기와 수신기가 있어도 좋다. 상기의 2×2 케이스는, 먼저 송신한 산란된 파일럿 시퀀스(의사 랜덤 승산기(pseudo-random multiplier)를 무시)가 2×2 하다마드 행렬(Hadamard matrix)에 의해 나타낼 수 있다는 것을 인식함으로써 일반화된다:

여기서 행 인덱스(row index)는 송신기 인덱스로 간주될 수 있고, 열 인덱 스(column index)는 시간 인덱스(time index)로 간주될 수 있다.

유사한 방법에서는, 4×4 시스템이 4×4 하다마드 행렬을 이용하여 정의될 수 있다. 이 경우, 각 수신기는 4개의 심볼로 그 4개의 특정 경로(specific path)에 관해 배운다. 적당한 행렬은,

이다. 이것은, 예컨대 열이 재배치되어도 좋기 때문에 특이한 것은 아니다.

3×3 및 많은 더 높은 N의 값에 대해서, 하다마드 행렬이 이용가능하지 않은 경우에는,

와 같은 (3×3) 변형 비하다마드(non-Hadamard)이지만 완전계수(full rank) N 행렬이 이용될 수 있다.

따라서, 우리의 선출원의 발명은 채널 추정을 강화하기 위해 DVB-T 산란된 파일럿의 선택적인 반전을 이용해서 변형된 DVB-T 시스템에 있어서 MIMO 채널을 이용하는 방법을 제공한다. 2×2 및 4×4 시스템에 대해서는, 바람직한 실현은 하다마드 행렬에 기초를 두고 있다. 3×3 및 다른 것에 대해서는, 비하다마드이지만 완전계수(full-rank) 행렬이 이용될 수 있다. 수신기에서의 AFC 처리에 대한 변화는 연속적인 파일럿의 왜곡의 충격을 최소로 하는 것이 바람직할 수 있다. 한 차례의 수퍼프레임 획득이 얻어지고 이용가능한 파일럿의 수가 실질적으로 복구되어도 좋지만, 초기 획득(initial acquisition)은 연속적인 파일럿의 축소된 세트를 이용하여 처리될 수 있다.

이 시스템은, 단일 주파수 네트워크 지상 디지탈 텔레비전 시스템에 통합되어도 좋으며, 그 자체로도 고도의 스펙트럼 효율을 특징으로 한다. 이 시스템은, 이중 방향성 전송 또는 더 단순하게 이중 편파 전송에 기초를 두어도 좋다.

제1 개량( First Improvement )

상술한 바와 같은 산란된 파일럿 반전을 이용한 MIMO의 차원에 있어서, 및 우리의 선출원에 있어서는, 반전해야 할 산란된 파일럿의 위치가 연속적인(또는 고정된) 파일럿과 일치할 때, 연속적인 파일럿이 왜곡된다. 이때, 이들 파일럿은 처리로부터 제거되는 것으로 기술되어 있다. 이것은, 수신기에서 특별한 처리를 필요로 하고, 물론 연속적인 파일럿의 효율을 떨어뜨린다. 문제는, 주어진 캐리어에 대한 위상이 이따금씩 반전되면 수신기에서의 AFC 회로가 작동하지 않는다는 점이다.

우리는, 연속적인 파일럿이 산란된 파일럿과 일치하는 심볼을 포함하는 모든 심볼에서 동일한 위상으로 항상 송신된다면 시스템을 향상시킬 수 있다는 것을 알아냈다. 이 때문에, 특별한 캐리어 상의 산란된 파일럿이 반전되어야 한다면, 그 들이 발생하는 심볼은 무엇이든지 그 캐리어 상의 임의의 연속적인 파일럿도 또한 반전되어야 한다. 수신기에서의 AFC 알고리즘은 비MIMO(non-MIMO) 또는 통상적인 동작을 위해 요구되는 것으로부터 실질적으로 변화될 필요는 없지만, 변형 없이 근본적으로 작동할 것이고, 더 좋은 결과가 얻어진다.

현재 이것은 이 개량을 위해 도 1과 유사한 다이어그램인 도 7에 나타내어져 있다. 심볼 0, 2, 4 등에 관한 캐리어가 비반전되고, 심볼 1, 3, 5 등에 관한 캐리어가 반전된다고 가정한다. 이들 심볼은 물론 시간축에 나타내어져 있다. 반전된 캐리어는 흑색 정사각형에 의해 표시되는 것으로서 도 7에 나타내어져 있고, 반면에 비반전된 캐리어는 전술한 바와 같이 흑색 원에 의해 나타내어져 있다. 이것은 캐리어 3 및 9 등이 반전된 산란된 파일럿을 전달하는 것을 의미한다. 본 발명의 이 태양(aspect)에 따르면, 연속적인 파일럿이 캐리어 3, 9, … 상에서 발생할 때마다, 이들 연속적인 파일럿도 반전된다. 즉, 도 7에 있어서 어둡게 한 위치에서 발생하는 임의의 연속적인 캐리어는 반전되고, 이들은 도면의 꼭대기에서 문자 I에 의해 나타낸 바와 같은 반전된 캐리어에 관한 것이다.

이 개량의 실시는 다음과 같이 달성된다. 우리의 선출원의 기본적인 시스템에서와 같이, 2개의 2×2 MIMO 송신기 중의 하나는 통상적인 것이고, 다른 하나는 변경(개조)된 것이다. 그렇지만, 이 변경된 송신기에서는, 파일럿 신호 생성회로(70)가 이제는 반전된 그들의 위상을 갖는 산란된 파일럿과 같은 캐리어 상에서 발생하는 어떤 퍼일럿 캐리어의 위상을 반전시키도록 채용된다. 이것은, 통상적으로 송신기 내에 설치된 소프트웨어에 대한 작은 변화에 의해 달성될 것이다. 마찬 가지로, 수신기에서는 도 5에 나타낸 바와 같은 수신기를 변경함으로써 개량이 실시된다. 수신기, 특히 AFC 블록(112)은 반전된 그들의 위상을 갖는 산란된 파일럿과 같은 캐리어 상에서 발생하는 연속적인 파일럿의 위상의 반전(reversal)을 보상하도록 채용된다. 이것은, 통상적으로 송신기 내에 설치된 소프트웨어에 대한 작은 변화에 의해 달성될 것이다. 더 일반적으로는, N×N MIMO 시스템(N＞2)에서는, 적어도 거의 송신기 중의 하나에서 그리고 수신기에서 변화가 이루어진다. 소프트웨어 변화의 상세(詳細)는 그것들이 특별한 어플리케이션에 의존할 것이기 때문에 여기서는 주어지지 않고, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 쉽게 명백하게 될 많은 다른 방법으로 달성될 수 있다.

2×2 및 다른 N-랭크 행렬을 참조로 한 상기의 논의(discussion)는, 그러니까 하다마드 행렬의 행 인덱스는 전술한 바와 같이 송신기 인덱스로 간주될 수 있지만 열 인덱스는 현재 파일럿의 2개의 서브세트(반전 파일럿 및 정상 파일럿) 중 관련된 것이 어느 것인지를 표시하는 것을 제외하고는 동등하게 적용가능하다. N×N MIMO 구성에 있어서 각 OFDM 엔코더(즉 송신기)가 인덱스 i를 갖고, 파일럿을 함유한 캐리어가 그들의 파일럿을 함유한 캐리어 인덱스, 모듈로(modulo) N으로부터 계산된 인덱스 j에 따라 N개의 서브세트로 분할되면, 산란된 파일럿은 행 번호가 i이고 열 번호가 j인 완전 계수의 N×N 행렬의 성분에 따라 반전되거나 반전되지 않는다.

제2 개량( Second Improvement )

우리의 선출원에서, 그리고 또한 도 7에 관하여 설명된 예에서는, 산란된 파일럿은 모든 다른 심볼 상에서, 다시 말해서 시간으로 반전되었다. 즉, 짝수 번호 심볼은 비반전되고 홀수 번호 심볼은 반전되었다. 이것이 도 8의 (a)에 나타내어져 있는 바, 여기서 반전된 캐리어는 흑색 정사각형으로서 나타내어져 있고, 변형 캐리어는 도면에서 알 수 있는 바와 같이 변형 행에 나타내어져 있으며, 반면에 비반전 캐리어는 전술한 바와 같이 흑색 원으로 나타내어져 있다.

각 심볼에서, 산란된 파일럿은 모두 12개의 캐리어를 발생시키고, 이들 캐리어는 하나의 심볼과 다음 심볼 사이에 3개의 캐리어씩 배치되어 있다. 이것도 또한 도 8의 (a)에서 명백히 알 수 있다. 이것은, 주어진 캐리어에서 산란된 파일럿이 모두 4개의 심볼을 발생시킨다는 것을 의미한다. 4개는 짝수이므로, 한쪽에는 산란된 반전 파일럿, 다른쪽에는 산란된 비반전 파일럿이 홀수 번호 캐리어 및 짝수 번호 캐리어 상에 각각 발생한다.

이것은 도 8의 (b)에서 나타낸 상황과 대조를 이룰 수 있다. 여기서 산란된 파일럿은 모두 9개의 캐리어를 발생시킨다고 가정하고, 반면에 이들 캐리어는 여전히 하나의 심볼과 다음 심볼 사이에 3개의 캐리어씩 배치되어 있다. 이 상황에 있어서, 임의의 주어진 캐리어 상에서 일부의 산란된 파일럿은 반전되고 나머지는 반전되지 않는다. 예컨대, 캐리어 3 상에서 심볼 1은 반전되지만 심볼 4는 반전되지 않는다.

따라서, 우리의 선출원의 시스템에서는, 파일럿이 주어진 캐리어 상에 모두 4개의 심볼을 발생시키는 경우에, 모든 다른 심볼 상에서, 다시 말해서 시간으로 수행되는 반전에 의해 그 결과가 임의의 주어진 캐리어 상에 얻어지고, 산란된 파일럿은 항상 정상이거나 항상 반전될 것이다. 그렇지만, 반복하는 패턴이 막 설명한 바와 같이 3개, 또는 DRM(Digital Radio Mondiale)에서 일어날 수도 있는 5개인 경우에, 이것은 그 케이스가 아니고, 임의의 주어진 캐리어는 반전 및 일부 반전되지 않은 일부 산란된 파일럿을 갖게 될 것이다.

이 개량에 따라, 우리는 2개의 송신기로부터의 파일럿 전송의 일부가 동일한 상대적으로 비반전된 위상에 있고 그 전송의 나머지가 상대적으로 반전된 위상에 있도록 파일럿 신호 전송의 위상, 즉 산란된 파일럿을 선택하거나 변화시키고, 상대적으로 반전된 위상을 갖는 파일럿 전송이 파일럿을 함유한 캐리어의 하나의 세트에 있고 상대적으로 비반전된 위상을 갖는 파일럿 전송이 파일럿을 함유한 캐리어의 또 다른 세트에 있도록 위상이 선택되고 변화되는 것을 제안한다. 바람직하게는, 파일럿을 함유한 캐리어의 2개의 세트가 그 파일럿을 함유한 캐리어를 따라 교번 형성(alternating formation)되고 있다.

이것이 파일럿을 함유한(도 8의 (c)에서의 열) 캐리어인 캐리어 모두가 반전 캐리어이거나 비반전 캐리어인 도 8의 (b)와 다른 도 8의 (c)에 나타내어져 있다. 그렇지만, 임의의 주어진 심볼(도 8의 (c)에서의 행)은 현재 일부는 반전 캐리어(정사각형)이고 일부는 비반전 캐리어(원)이다. 더 일반적인 경우, 이것은 적어도 일부의 심볼에 적용될 것이다.

상기의 용어(terminology)를 이용해서, 2×2 MIMO의 경우에는 i번째 수신기 에 의해 얻어지는 채널 추정은 각각 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2의 합에 상당한다. 수신기가 필요로 하는 것은 h_i1와 h_i2를 개별적으로 추정하는 방법이다. 우리의 선출원에 따르면, 우리는 2개의 송신기 중의 하나에서 산란된 파일럿을 모든 다른 심벌로 반전시키는 것을 제안하고 있다. 이것은, 수신기가 파일럿 셀(pilot cell)의 한 세트에서 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2의 합을 추정하고, 교번의 파일럿 셀에서 그 차를 추정하도록 한다. 수신기가 파일럿의 세트마다 분리된 보간처리를 수행하면, 이것은 모든 심볼 상의 모든 캐리어에 대해 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2의 합과 차의 양쪽의 추정을 수행할 것이다. 따라서, 개별적인 항 h_i1와 h_i2는 간단한 산술(simple arithmetic)에 의해 추출될 수 있다. 더 일반적으로는, 파일럿 중의 선택된 것이 예측할 수 있는 방법으로 상대적으로 반전되도록 파일럿의 위상이 변화된다.

우리는 현재, 파일럿 패턴이 직교하고 심볼의 짝수 후에 반복되면, 교번의 파일럿을 함유한 캐리어 상에서 산란된 파일럿을 반전시키는 것은 우리의 선출원에서 설명한 바와 같이 교번의 심볼 상에서 그것들을 반전시키는 것과 등가라는 것을 알아냈다. 그렇지만, 반복하는 패턴이 심볼의 홀수이면, 상기 둘은 등가가 아니다. 이것은 연속적인 파일럿에 대해 불리한 암시(adverse implication)를 발생시킬 수 있다. N×N MIMO의 더 일반적인 경우에는, 반복하는 패턴의 길이는 등가로 되어야 할 둘에 대한 N의 배수로 될 필요가 있다.

도 8의 (b)를 참조하여 상술한 것과 유사한 문제는 N×N MIMO(여기서 N＞2)에 의해 일어날 수 있고, 솔루션(solution: 해결책)은 동일, 바꿔 말하면 시간의 연속적인 심볼이라기보다 주파수의 파일럿을 함유한 연속적인 캐리어에 반복하는 패턴으로 산란된 파일럿을 반전시킨다(또는 반전시키지 않는다).

도 8의 (c)의 개량은, 인식하고 있는 바와 같이 도 7의 제1 개량과 결합하여 이용될 수 있다.

이 개량의 실시는, 도 7의 제1 개량과 근본적으로 유사한 방법, 즉 다음과 같이 달성된다. 우리의 선출원의 기본적인 시스템에서와 같이, 2개의 2×2 MIMO 송신기 중의 하나는 통상적인 것이고, 반면에 다른 하나는 변경(개조)된 것이다. 그렇지만, 이 변경된 송신기에서는, 파일럿 신호 생성회로(70)가 이제는 산란된 파일럿을 전달하는 캐리어 중의 교번의 캐리어 상에서 발생하는 산란된 파일럿의 위상을 반전시키도록 채용된다. 이것은, 통상적으로 송신기 내에 설치된 소프트웨어에 대한 작은 변화에 의해 달성될 것이다. 마찬가지로, 수신기에서는 도 5에 나타낸 바와 같은 수신기를 변경함으로써 개량이 실시된다. 채널 추정/등화회로(122)는 교번의 파일럿을 함유한 캐리어 상에서 발생하는 산란된 파일럿의 위상의 반전(reversal)을 보상하도록 채용된다. 이것은, 통상적으로 송신기 내에 설치된 소프트웨어에 대한 작은 변화에 의해 달성될 것이다. 더 일반적으로는, N×N MIMO 시스템(N＞2)에서는, 적어도 거의 송신기 중의 하나에서 그리고 수신기 회로에서 변화가 이루어진다. 소프트웨어 변화의 상세(詳細)는 그것들이 특별한 어플리케이션에 의존할 것이기 때문에 여기서는 주어지지 않고, 이 기술분야에서 통상의 지식 을 가진 자에게 쉽게 명백하게 될 많은 다른 방법으로 달성될 수 있다.

2×2 및 다른 N-랭크 행렬을 참조해서 상술한 논의(discussion)는, 그러니까 하다마드 행렬의 행 인덱스는 전술한 바와 같이 송신기 인덱스로 간주될 수 있지만 열 인덱스는 현재 파일럿의 N개의 서브세트(즉, 반복하는 패턴의 위상) 중 관련된 것이 어느 것인지를 표시하는 것을 제외하고는 동등하게 적용가능하다. N×N MIMO 구성에 있어서 각 OFDM 엔코더(즉 송신기)가 인덱스 i를 갖고, 파일럿을 함유한 캐리어가 그들의 파일럿을 함유한 캐리어 인덱스, 모듈로(modulo) N으로부터 계산된 인덱스 j에 따라 N개의 서브세트로 분할되면, 산란된 파일럿은 행 번호가 i이고 열 번호가 j인 완전 계수의 N×N 행렬의 성분에 따라 반전되거나 반전되지 않는다.

마지막으로, 도 8은 또한 (c)에서 나타낸 파일럿의 배치(arrangement)의 약간의 변형을 나타내는 다른 배치을 (d)에서 나타내고 있다. (d)에서 첫번째 2개의 파일럿을 함유한 캐리어는 정상의 것(비반전된 것)이고, 다음의 2개는 교번 형성(alternating formation)이지만 (c)에서와 같이 한번에 하나라기보다 한번에 2개씩 반전된 것이다. 이것은, h의 값의 합 및 차 양쪽에 관한 정보가 그 자신의 각 심볼로부터 얻어질 수 있기 때문에, 예컨대 단지 주파수 보간만이 이용되어야 하고 시간 보간이 이용되지 않으면 좋은 특별한 값의 것이다(이하의 제3 개량 참조). 또한, 특별한 이점을 가질 수 있는 반전의 다른 패턴도 관찰될 수 있다.

제3 개량( Third Improvement )

도 6은 h_i1와 h_i2에 대해 개별적인 추정을 얻는 한 가지 방법을 나타내고 있다. 도 6은 하드웨어로 실현되어도 좋지만, 이 도면이 플로우차트의 성질을 띠고 있는 것으로 간주될 수도 있는 경우는 더 통상적으로 소프트웨어로 실현될 것이다. 이 도면은 입력(10)에서 수신되는 현재의 심볼 상의 파일럿만을 이용하여, 즉 우리의 선출원의 시스템을 이용하여 얻어지는 채널 추정을 나타내고 있다. 상술한 바와 같이, 이들은 하나의 심볼 주기의 지연을 제공하는 버퍼(12), 및 입력(16)에서 2개의 심볼 주기와 같은 주기를 갖는 구형파(square wave) 제어신호를 수신하는 인버터(14)의 양쪽에 인가된다. 그것은 하나의 심볼 주기를 위한 것으로, 입력(16)에서의 신호는 1이고, 다른 것에 대해서는 이것은 제로(0)이다. 버퍼(12) 및 인버터(14)의 출력은 각각 가산기(18) 및 감산기(20)의 양쪽에 인가된다. 이들 중 하나는 출력(h_i1)을 제공하고, 다른 하나는 출력(h_i2)을 제공한다.

앞선 문맥은, 1심볼 버퍼(one-symbol buffer)에 의해 표시되는 "영차홀드(zero order hold)"를 제외한 일시적인 보간 없이 심볼 내의 주파수 보간에만 기초를 두고 있는 등화기(equaliser)에 대응한다. 더 일반적이고 향상된 방법이 도 9에 나타내어져 있다. 입력(30)에서 수신된 수신 파일럿은, 파일럿 분할회로(32)에 의해 통상적으로 양 송신기로부터 송신된 하나의 세트(34) 및 하나의 송신기로부터 반전된 두번째 세트(36)로 분할된다. 파일럿의 각 세트는 그 자신의 시간/주파수 보간기(38, 40)로 각각 공급되고, 그 출력은 각각 모든 심볼 상의 모든 캐리어에 대한 2개의 채널 응답의 합과 차이다. 이들 출력은 가산기(42) 및 감산 기(44) 양쪽에 각각 인가된다. 전술한 바와 같이, 이들 중 하나는 출력(h_i1)을 제공하고, 다른 하나는 출력(h_i2)을 제공한다. 여기서도, 도 6에서와 같이 h₀와 h₁로 불린다.

따라서, 수신기는 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2를 구하기 위해 채널 추정의 쌍에 필요한 합 및 차 연산을 수행하도록 배치된다. 수신기는 분명히 복소 전송 경로 h_i1와 h_i2를 구하기 위해 주파수 및 시간에서의 보간을 수행하고 채널 추정의 쌍에 필요한 합 및 차 연산을 수행하도록 변형되지 않으면 안된다. 이들 변형의 상세는, 그것들이 특별한 어플리케이션에 의존할 것이기 때문에, 여기서는 주어지지 않고, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 쉽게 명백하게 될 많은 다른 방법으로 달성될 수 있다. 송신된 데이터를 복구하기 위한 다음의 행렬 반전은, 우리의 선출원에서와 마찬가지로 통상의 DVB-T 수신기에서 구해낸 ZF(zero-forcing) 등화기와 비슷하다.

설명된 수개의 개량은 독립적으로 또는 결합하여 사용될 수 있다. 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 많은 변형이 순수하게 예시적인 주어진 특정의 예에 행해질 수 있다는 것을 인식할 것이다.

Claims

송신해야 할 디지탈 데이터 신호를 수신하기 위한 입력과;

파일럿 신호와 함께 상기 입력에서 수신된 데이터 신호의 각각의 데이터 비트를, 일련의 심볼을 전달하는 각 캐리어를 갖는 다수 캐리어(many-carrier) 신호로 각각 엔코딩하기 위한 적어도 2개의 OFDM 엔코더 및;

상기 OFDM 엔코더의 출력에 각각 접속되어 상기 OFDM 엔코더의 출력을 동일한 주파수 대역에 송신하는 대응하는 수의 무선주파수 송신기 스테이지를 구비하되,

모든 엔코더의 파일럿 신호 전송이 캐리어 중 정의된 파일럿을 함유한 캐리어 상에 위치되고, 상기 파일럿 신호가 연속적인 파일럿 및 산란된 파일럿으로 이루어지며,

2개 이상의 송신기 스테이지로부터의 대응하는 산란된 파일럿 신호 전송의 일부가 동일한 상대적으로 비반전된 위상에 있고 그 전송의 나머지가 상대적으로 반전된 위상에 있도록 산란된 파일럿 신호 전송의 위상이 선택되거나 변화되고, 적어도 하나의 송신기 스테이지로부터의 산란된 파일럿 신호 전송이 선택된 파일럿을 함유한 캐리어를 위해 반전되고 다른 파일럿을 함유한 캐리어를 위해 비반전되며,

산란된 파일럿 전송이 반전되는 파일럿을 함유한 캐리어 상에서 발생하는 연속적인 파일럿 신호 전송 자신도 반전되는 것을 특징으로 하는 OFDM-MIMO 송신기(도 7).
제1항에 있어서, 2×2 MIMO 구성으로 사용되는 송신기로,

상기 OFDM 엔코더의 하나로부터의 산란된 파일럿이 모든 다른 산란된 파일럿을 함유한 캐리어 상에서 반전되는 것을 특징으로 하는 OFDM-MIMO 송신기.
제1항에 있어서, 2×2 MIMO 구성으로 사용되는 송신기로,

각 OFDM 엔코더가 인덱스 i를 갖고, 파일럿을 함유한 캐리어가 그들의 파일럿을 함유한 캐리어 인덱스, 모듈로(modulo) N으로부터 계산된 인덱스 j에 따라 N개의 서브세트로 분할되면, 산란된 파일럿은 행 번호가 i이고 열 번호가 j인 완전 계수의 N×N 행렬의 성분에 따라 반전되거나 반전되지 않는 것을 특징으로 하는 OFDM-MIMO 송신기.
제3항에 있어서, 상기 행렬이 하다마드 행렬인 것을 특징으로 하는 OFDM-MIMO 송신기.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신기가 DVB-T 송신기인 것을 특징으로 하는 OFDM-MIMO 송신기.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 심볼의 적어도 일부에서의 전송이 주어진 심볼에서의 반전 및 비반전 파일럿 신호 전송으로 이루어진 것을 특징으로 하는 OFDM-MIMO 송신기.
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송신기에서,

송신해야 할 디지탈 데이터 신호를 수신하는 단계와;

파일럿 신호와 함께 입력에서 수신된 데이터 신호의 각각의 데이터 비트를, 일련의 심볼을 전달하는 각 캐리어를 갖는 다수 캐리어(many-carrier) 신호로 각각 엔코딩하는 단계;

적어도 2개의 다수 캐리어 신호를 대응하는 수의 무선주파수 전송신호로서 동일한 주파수 대역에 송신하는 단계;

수신기에서,

2개의 무선주파수 전송신호를 동일한 주파수 대역의 전송 채널에 수신하는 단계;

수신된 전송으로부터 데이터 비트 및 파일럿 신호 전송을 디코드하기 위해 수신된 신호의 각각을 디코드하는 단계 및;

디코더의 데이터 출력을 단일의 디지탈 출력신호로 모으는 단계를 구비하되,

상기 무선주파수 전송신호가 일련의 심볼을 각각 전달하는 다수 캐리어로 각각 이루어지고,

모든 디코더에 대한 파일럿 신호 전송이 캐리어 중 정의된 파일럿을 함유한 캐리어 상에 위치되고, 상기 파일럿 신호가 연속적인 파일럿 및 산란된 파일럿으로 이루어지며,

상기 송신기에서 2개 이상의 송신기 스테이지로부터의 대응하는 산란된 파일럿 신호 전송의 일부가 동일한 상대적으로 비반전된 위상에 있고 그 전송의 나머지가 상대적으로 반전된 위상에 있도록 산란된 파일럿 신호 전송의 위상이 선택되거나 변화되며, 적어도 하나의 송신기 스테이지로부터의 산란된 파일럿 신호 전송이 선택된 파일럿을 함유한 캐리어를 위해 반전되고 다른 파일럿을 함유한 캐리어를 위해 비반전되고, 산란된 파일럿 전송이 반전되는 파일럿을 함유한 캐리어 상에서 발생하는 연속적인 파일럿 신호 전송 자신도 반전되며,

상기 수신기에서 상기 파일럿 신호가 전송 채널 특성의 표시를 얻기 위해 상대적으로 비반전된 위상을 갖는 산란된 파일럿 신호 전송을 상대적으로 반전된 위상을 갖는 산란된 파일럿 신호 전송과 결합함으로써 추출되는 것을 특징으로 하는 OFDM-MIMO 전송 방법(도 7).
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