KR101376784B1 - 공진형 컨버터 - Google Patents

Abstract

본 발명은 평균 전류 모드 제어 방식이 적용된 공진형 컨버터에 관한 것이다. 이러한 본 발명은 입력 전원(V_S)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부; 상기 스위칭부와 연결되는 LLC 공진부; 상기 LLC 공진부와 접속하는 변압기; 상기 LLC 공진부의 공진 전류를 센싱하는 전류 센싱부; 상기 변압기의 2차측 권선코일에 연결되는 전압 출력부; 상기 전압 출력부의 출력 전압을 피이드백하는 전압 궤환부; 및 상기 전류 센싱부로부터 센싱한 공진 전류와 상기 전압 궤환부가 피이드백 받은 출력 전압을 입력받고 상기 제 1 스위치(Q1)와 제 2 스위치(Q2)의 동작을 제어하는 제어신호를 출력하는 전류 궤환부를 포함하는 공진형 컨버터가 제공된다. 따라서 본 발명은 입력전압과 부하특성이 변화되는 동작조건에서도 안정적으로 동작할 수 있고, 공진 전류의 센싱에 의하여 과전류 발생시 공진형 컨버터의 회로를 보호할 수 있는 이점이 있다.

Description

공진형 컨버터{Resonant Converter}

본 발명은 공진형 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 출력 전압 신호와 공진 전류 신호를 피이드-백 (feed- back) 하여 컨버터 제어를 위한 제어신호로 제공함으로써, 기존의 전압 모드 제어방식에 의한 컨버터에 비해 응답 특성이 개선되게 하는 평균 전류 모드 제어 방식이 적용된 공진형 컨버터에 관한 것이다.

최근 사용되는 대부분의 기기의 전원장치들은 고효율과 집적화를 요구하고 있으며, 이에 손실이 적은 컨버터와 그리고 컨버터의 사이즈를 줄이기 위한 연구가 진행되고 있다.

이에 고효율 및 고전력 밀도를 쉽게 구현할 수 있다는 장점으로 인하여 가전용, 산업용 및 상업용 전자기기에 폭넓게 활용되는 전력변환장치로서 공진형 컨버터가 제안되어 사용되고 있다. 공진형 컨버터는 중간 대역 필터 특성을 이용하여 스위치가 스위칭될 때 영 전압에서 스위칭이 되도록 동작하여, 스위치의 스위칭 손실을 줄일 수 있게 한 컨버터이다.

이하에서는 종래 공진형 컨버터의 동작을 간략하게 살펴보기로 한다.

공진형 컨버터는 도면에는 미도시하고 있지만, MOSFET 스위치가 구비된 스위칭부와, 변압기의 1차측 권선을 포함하는 LLC 공진부(LLC resonant tank)와, 상기 변압기의 2차측 권선을 통해 공급되는 전압을 정류 및 출력하는 전압 출력부와, 상기 전압 출력부에서 출력되는 출력 전압을 피이드 백 시키는 전압 피이드백부, 및 피이드 백 된 출력 전압을 입력받고 상기 스위칭부의 스위칭 주파수를 변화시키도록 주파수 신호를 출력하는 전압 제어 발진기(VCO)의 구성을 포함하고 있다.

이와 같은 구성에 따른 공진형 컨버터는, 상기 전압 출력부에서 출력된 출력 전압을 피이드 백 시켜 제어신호로 활용하는 전압 모드 제어 방식이 가장 많이 사용되고 있다. 즉, 출력 전압 신호만을 피이드 백 신호로 사용하여 제한적으로 제어방식을 설계하는 방법이다. 이러한 전압 모드 제어방식은 입력전압과 부하전류의 변화가 극히 제한적인 기기에서는 안정적인 동작을 할 수 있는 이점이 있다.

그렇지만, 입력전압과 부하전류의 특성 변화가 심한 기기들에 적용할 경우에는 공진형 컨버터의 변화하는 동-특성(Dynamic characteristic)에 기인하여 그 동작 특성이 안정적이지 못하는 문제가 있었다.

즉, 최근에 개발되고 있는 각종 전기/전자 기기들은 입력전압과 부하의 특성 변화가 매우 심하게 나타나는 일련의 특성이 있다. 그런데 입력전압이나 부하전류가 변화하는 동작 조건을 고려하지 않고 종래의 전압 모드 제어방식을 활용하여 하나의 동작점을 기준으로 공진형 컨버터를 제어할 경우, 상술한 바와 같이 공진형 컨버터의 변화하는 동 특성에 기인하여 공진형 컨버터가 불안정하게 동작하거나 동특성이 저하되는 것이다. 이는 결국 공진형 컨버터가 장착된 기기의 불량문제를 가져온다. 예를 들어, 입력전압이 390 V일 때 루프 이득(loop gain)이 안정된 특성을 보이더라도 입력전압이 340 V로 변경되면 루프 이득의 위상 여유가 급속히 작아지게 되어, 공진형 컨버터가 불안정하게 동작하게 된다.

그렇기 때문에 입력전압과 부하전류의 변동을 고려하여 공진형 컨버터가 동작 조건이 변화하는 경우에도 안정적으로 동작 가능한 설계 기술이 요구된다.

따라서 본 발명의 목적은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 종래 전압 모드 제어 방식에 의한 공진형 컨버터에 비하여 입력전압과 부하특성이 변화되는 동작조건에서도 안정적으로 동작할 수 있는 공진형 컨버터 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은, 피이드 백 되는 출력 전압 신호를 추종하여 출력 제어신호를 생성함으로써, 안정된 제어신호에 의하여 공진형 컨버터를 동작할 수 있게 하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은, 공진 전류의 센싱에 의하여 과전류 발생시 이를 보호할 수 있도록 하는 것이다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따르면, 입력 전원(V_S)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부; 상기 스위칭부와 연결되는 LLC 공진부; 상기 LLC 공진부와 접속하는 변압기; 상기 LLC 공진부의 공진 전류를 센싱하는 전류 센싱부; 상기 변압기의 2차측 권선코일에 연결되는 전압 출력부; 상기 전압 출력부의 출력 전압을 피이드백하는 전압 궤환부; 및 상기 전류 센싱부로부터 센싱한 공진 전류와 상기 전압 궤환부가 피이드백 받은 출력 전압을 입력받고 상기 제 1 스위치(Q1)와 제 2 스위치(Q2)의 동작을 제어하는 제어신호를 출력하는 전류 궤환부를 포함하는 공진형 컨버터가 제공된다.

그리고, 상기 전류 센싱부가 센싱한 공진 전류는, 상기 전압 출력부에서 출력되어 상기 전압 궤환부가 피이드백 받는 출력 전압신호를 추종하게 된다.

또한, 상기 전류 궤환부의 출력 전압은

로 결정된다.

그리고, 상기 공진형 컨버터의 제어 대 출력 전달함수 G _vci (S) 는

와 같다.

여기서, F _VCO 는 전압 제어 발진기(VCO)의 이득, H _i (S)는 전류 궤환부의 전달함수, G _C (S)는 전류 궤환부의 전류 피이드백 보상기, F _V (S)는 전압 궤환부의 전압 피이드백 보상기를 나타낸다.

그리고 상기 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 는 동작 주파수의 변화와 관계없이 일정한 특성을 제공하도록

로서 근사화가 가능하다.

한편, 상기 공진형 컨버터의 전압 보상기 전달함수는

와 같고, 여기서, 극점 W _PV 는 상기 전압 궤환부의 출력단에 접속된 광 커플러의 트랜지스터에 연결된 기생 정션 커패시터 C _j 에 의해 결정된다.

그리고 공진형 컨버터의 루프 이득은 상기 제어 대 출력 전달 함수와 상기 전압 보상기 전달 함수의 곱과 같다.

이와 같은 본 발명의 공진형 컨버터에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.

먼저, 본 발명의 공진형 컨버터는 피이드 백 받은 출력 전압신호와 공진단에서 센싱한 공진 전류를 함께 공진형 컨버터의 운전을 제어하는 제어신호로 사용하며, 그 제어신호는 피이드 백 되는 출력 전압 신호를 추종하여 생성되기 때문에, 종래 전압 모드 제어 방식에 의한 공진형 컨버터에 비하여 공진형 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다.

또한, 공진단의 공진 전류를 센싱하고 있기 때문에, 과전류 발생시 발생할 수 있는 회로 소자의 파괴, 공진형 컨버터의 성능이 저하되는 현상 등을 방지할 수도 있다.

도 1에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 회로도
도 2a는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 동작 모드를 보인 도면
도 2b는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 동작영역을 보인 도면
도 3a는 본 발명의 실시 예에 따른 공진형 컨버터를 평균 전류-모드 제어방식으로 제어하기 위한 기능적인 회로 구성도
도 3b는 도 3a에 의한 실험 파형도
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 평균 전류 모드 방식으로 제어되는 공진형 컨버터의 소신호 블록 구성도
도 5a는 본 실시 예에 따른 제어 대 출력 전달함수 G _vci (S) 의 PSIM 모델을 보인 도면
도 5b는 도 5a 에 따라 동작점 A 및 B에서의 제어 대 출력 전달함수 G _vci (S) 의 크기와 위상을 나타낸 그래프
도 6a 및 도 6b는 동작점 A에서 전류 궤환 보상기의 DC 이득 K _C 를 3개의 다른 값으로 제공하였을 때 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 의 실험값과 이론값을 나타낸 도면
도 7은 본 실시 예에 따른 루프 이득의 실험값 및 이론값을 보인 도면
도 8은 본 실시 예의 공진형 컨버터의 시간 영역 시뮬레이션 모델
도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시 예에 따라서 전압제어방식에 따른 루프 이득과 전류제어방식에 따른 루프 이득을 보인 이론값과 실험값을 비교한 도면
도 10a 및 도 10b는 각각 전압 제어방식에 따른 동작점 A 및 B에서 측정한 출력 임피던스와 전류 제어방식에 따른 동작점 A 및 B에서 측정한 출력 임피던스를 보인 도면
도 11a은 전압 모드 제어방식에 따른 과도 응답 특성을 보인 파형도
도 11b는 본 실시 예에 다른 전류 모드 제어방식에 따른 과도 응답 특성을 보인 파형도

이하 본 발명에 의한 공진형 컨버터의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

본 발명의 실시 예에서는 우선 공진형 컨버터의 회로 구성을 설명하고 이후 종래의 전압 모드 제어방식이 적용된 공진형 컨버터와의 비교를 통해 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 특성을 알아보도록 할 것이다.

즉, 본 실시 예에서는 출력 전압의 피이드 백 이외에 전류 피이드 백 루프에 로우 패스 필터로서 기능을 하는 평균 전류 - 모드 제어기를 구성하고, 출력 제어신호가 피이드백 되는 출력 전압신호를 추종하여 안정된 제어신호를 제공하고, 제어신호의 리플(ripple) 신호를 감소시키는 등의 다양한 특성을 제공하고 있다. 따라서 본 실시 예는 공진형 컨버터의 전체 동작 영역에서 요구된 폐 루프 성능(Closed-loop performance)을 제공할 수 있는 것이다. 이하에서는 이들 특성을 제공하기 위한 본 실시 예에 대해 설명하기로 한다.

도 1에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 회로도가 도시되어 있다.

도 1의 공진형 컨버터(100)의 구성을 설명하면 입력 전원(V_S)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부(110)가 구성된다. 실시 예에서 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)는 MOSFET 스위치가 사용된다. 그러나 이와 동일한 동작을 할 수 있는 다른 스위치 소자가 사용될 수도 있을 것이다.

스위칭부(110)와 연결되는 LLC 공진부(LLC resonant tank)(120)가 구성된다. LLC 공진부(120)는 고조파를 포함하는 구형파 신호를 공급받아 순수한 정현파 교류신호를 공급하는 역할을 하며, 도시된 바와 같이 공진 커패시터(C_R), 기생 누설 인덕턴스(L_lk), 및 기생 자화 인덕턴스(L_m)로 이루어진다.

LLC 공진부(120)와 접속하는 변압기(Transformer)(130)가 구성된다. 변압기(130)는 1차측 권선코일과 2개의 2차측 권선코일로 구성되고, 그 권선코일의 권선비는 1:n:n이다. 따라서 변압기(130)는 1, 2차측 권선코일의 권선비에 따라 입력전압에 대해 변환된 값의 출력전압을 공급하게 된다.

LLC 공진부(120)의 공진 전류를 센싱하는 전류 센싱부(140)가 구성된다. 전류 센싱부(140)는 전류 트랜스포머와, 다이오드, 저항(R_x) 및 커패시터(C_x) 가 포함되어, 공진 전류의 포락선(envelope)을 검출한다.

2차측 권선코일에는 전압 출력부(150)가 접속된다. 전압 출력부(150)는 1차측 권선코일에 대한 권선비에 따른 유도전압을 인가받고 소정 크기의 직류전압을 출력한다. 전압 출력부(150)는 다이오드, 저항 및 커패시터로 구성된다.

전압 출력부(150)의 출력 전압을 피이드백(feedback)하는 전압 궤환부(Voltage feedback circuit)(160)가 구성된다. 전압 궤환부(160)는 출력 전압을 입력받는 증폭기 및 그 출력 전압을 후속단(즉, 전류 궤환부)으로 절연형 컨버터의 전기적 신호를 전달하기 위한 광 커플러(opto-coupler)를 포함하고 있다. 상기 광 커플러에 의하여 전압 궤환부(160)는 전류 궤환부(170)와 절연된다.

전류 센싱부(140)가 센싱한 공진 전류와 전압 궤환부(160)를 통해 피이드백 받은 출력 전압을 입력받고 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)의 온/오프 동작을 제어하도록 제어신호를 출력하는 전류 궤환부(Current feedback circuit)(170)가 구성된다. 제어 신호는 상기 출력 전압 신호를 추종하고 있어 보다 안정된 제어신호로의 출력이 가능하며, 이 경우 제어신호에 포함될 수 있는 리플(ripple) 신호를 감소시킬 수 있다.

전류 궤환부(170)의 출력 측에는 전압 제어 발진기(voltage controlled oscillator)(180)가 연결된다. 전압 제어 발진기(180)는 후단에 연결된 로직부(190)의 논리 신호에 따라 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)가 온/오프 구동하도록 변화하는 동작 주파수를 출력시키는 기능을 한다.

이와 같이 구성된 본 실시 예의 공진형 컨버터는 340 V ~ 390 V 사이의 입력 전압(V_S)을 인가받고, 1A ~ 6A 사이에서 변화된 부하 전류(I_O)를 출력하게 된다.

한편, 도 1의 회로 구성도에서 각 소자들은 후술하는 시뮬레이션 및 실험 등을 위해 다음의 값으로 제공될 것이다.

즉, V_O = 24V, C_r = 47 nF, L_lk = 160 μH, L = 1.24 mH, n = 0.14, C = 2mF, R_C = 5mΩ, n_x = 100, R_x = 50Ω, C_x = 0.1 μF, R₁ = 2.2 ㏀, R₂ = 120Ω, R₃ = 300Ω, R₄ = 620 Ω, R₅ = 2.2 ㏀,, R₆ = 5.1㏀, C₁ = 0.22 μF, C₂ = 3200 pF, C₃ = 0.9μF, C_j = 9nF 이다.

다음에는 상기와 같이 구성된 공진형 컨버터의 동작 모드와 동작 범위에 대해 도 2a 및 도 2b를 참조하여 살펴보기로 한다.

도 2a는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 동작 모드를 보인 도면이다. 실시 예에서 공진형 컨버터(100)는 동작 방식에 따라 서로 다른 두 개의 동작 모드를 제공하며, 이는 서로 다른 부하 조건에서 입/출력 전압 이득 곡선이 도시된 도 2a의 동작점 위치를 기준으로 모드 1 및 모드 2로 구분한다.

모드 1은 공진형 컨버터(100)가 f _s > f _o0 에서 동작하는 영역(R1)이다. 여기서 f _s 는 공진형 컨버터(100)의 스위칭 주파수를 나타내고, f _o0 는 상기 LLC 공진부(120)에서 단락 회로상의 공진 주파수로서

을 나타낸다.

모드 2는 공진형 컨버터(100)가 f _{o ∞} < f _s < f _o0 에서 동작하는 영역(R2)이다. f _{o ∞} 는 LLC 공진부(120)에서 개방 회로상의 공진 주파수로

을 나타낸다.

상기 모드 1 및 모드 2의 동작 영역(R1)(R2)이 표시된 도 2a를 보면, 모드 2의 영역(R2)에서 전압 이득이 감소하는 기울기를 가진다. 이는 모드 2의 영역(R2)에서 LLC 공진부(120)의 L_m이 C_R 과 L_lk에 영향을 미치기 때문이다.

그리고, 모드 1의 동작 영역(R1)은 종래 기술에 따른 공진 컨버터와 매우 유사하지만, 모드 2의 동작 영역(R2)에 대한 특성은 종래 공진 컨버터의 특성과는 다른 패턴으로 제공되는 것이 확인된다.

주어진 입출력 조건에 따라서 공진형 컨버터의 동작 영역은 전압 이득 곡선에서 정의될 수 있다. 이는 도 2b를 참조한다.

도 2b는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 동작영역을 보인 도면이다. 이는 입력과 부하 조건에 따른 동작점에 따른 동작 영역을 보인다.

도면을 참조하면 2개의 수평선(동작점 A-C, 동작점 B-D)은 입력전압 변화에 따라 표현된 것이고, 2개의 전압 이득 곡선은 부하 전류의 크기에 따라 결정된다. 그리고 동작점은 동작 영역에서 4개의 가장자리 동작 영역들에 대하여 동작점 A, B, C 및 D로 정의하기로 한다.

상기 도 2b를 도 2a에 적용하면, 동작점 A, C는 모드 2 영역(R2)에 위치하고 동작점 B,D는 모드 1 영역(R1)에 위치한다. 실시 예에 따른 공진형 컨버터에서 동작점은 통상 동작점 A와 B 사이의 영역에 위치한다. 즉 입력 전압이 340 V ~ 390 V, 부하 전류가 6A인 경우이다.

한편, 공진형 컨버터를 전압 모드 제어방식으로 제어할 경우 동작 조건에 따라 공진형 컨버터의 성능 차이가 발생하고 있다는 것은 위에서 언급한바 있다. 통상 종래 전압 모드 제어방식은 공진형 컨버터의 전원단 동특성의 최악의 조건을 기초로 하여 그 영역에서의 전원단 동-특성을 보상하기 위한 방식이고, 따라서 공진형 컨버터가 다른 동작 영역으로 이동할 경우 전원단의 동-특성이 변화하여 공진형 컨버터가 모든 동작 영역에서 최적의 성능으로 동작하지 못하고 있다.

이하에서는 전술한 전압 모드 제어방식에 따른 문제점을 극복하도록 도 1에 도시된 공진형 컨버터를 전류 모드 제어방식으로 제어하는 방안에 대해 살펴보기로 한다. 이는 도 3을 참조하기로 한다.

도 3a는 본 발명의 실시 예에 따른 공진형 컨버터를 평균 전류-모드 제어방식으로 제어하기 위한 기능적인 회로 구성도이고, 도 3b는 이의 실험 파형도이다.

먼저, 도 3a을 설명하면 LLC 공진부(120)의 공진 전류는 전류 센싱부(140)로 전달된다. 도면에서는 CSN(Current sensing network)로 표기하였다. 전류 센싱부(140)로 전달된 공진 전류는 전압 신호 V _x 로 전환되고 전류 궤환부(170)를 통해 처리된다. 도시된 바와 같이 전류 궤환부(170)는 전류 궤환 보상기로서의 오차 증폭기 및, Z_C1, Z_C2를 포함하고 있다.

이러한 전류 궤환부(170)가 다음 수학식 1의 조건을 만족하면,

상기 전달된 전압 신호 V _x 는 가능한 한 전압 궤환부(160)의 출력 전압신호 V _C 와 근접하도록 따르게 된다.

따라서, 공진 전류의 평균은 전압신호 V _C 를 따르게 된다. 결국, 이는 전류 센싱부(140)가 센싱하여 피이드백 되는 공진 전류가 피이드백 되는 출력 전압신호를 추종하게 되어 안정된 제어신호를 만들 수 있게 된다.

이를 도 3b에 도시된 파형도를 참조하게 되면, 공진 전류에 대한 전압 신호 V_x는 사인파 형태로 나타난다.

상기 전압 신호 V _x 는 전류 궤환부(170)로 전달되고, 로우 패스 필터로서 동작하는 전류 궤환부(170)에서 상기 전압 신호 V _x 는 전류 궤환 신호로서 V _S 를 출력한다. 이때, 전류 궤환 신호로서 V _S 는 로우 패스 필터에 의하여 고 대역의 리플 성분이 제거되어 출력되고 있다.

한편, 출력 전압 V _o 는 전압 궤환부(160)가

조건을 만족하면, V _O = V _ref 로 조절된다.

그리고, 전류 궤환부(170)의 출력은 다음 수학식 2와 같다.

상기 전류 궤환부(170)의 출력인 V _s (t)는 후단에 위치한 전압 제어 발진기(180)로 입력된다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 평균 전류 모드 방식으로 제어되는 공진형 컨버터의 소신호 블록 구성도이다.

도 4를 설명하면, 전류 루프 이득 T _i 는 공진 전류가 피이드백 됨에 따라 피이드백 루프를 형성하고, 반면 전압 루프 이득 T _v 는 출력 전압이 피이드백 되어 피이드백 루프를 형성하고 있다.

이 상태에서 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 는 다음 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, F _VCO 는 전압 제어 발진기(VCO)(180)의 이득을 나타내고, H _i (S)는 전류 궤환부(170)의 전달함수를 나타내고, G _C (S)는 전류 궤환부(170)의 전류 피이드백 보상기를 나타내고, F _V (S)는 전압 궤환부(160)의 전압 피이드백 보상기를 나타낸다.

그리고 상기 수학식 3은 중요 주파수 대역에서 다음 수학식 4와 같이 근사화가 가능하다.

통상 전원단의 동 특성 변화 결과는 출력 전달 함수 G _VCO (s) 의

와

에 의하여 영향을 받게 된다. 이 경우 제어 대 출력 전달 함수(control-to-output transfer function)는 동작 주파수의 변화에 따라 그 특성에 변화가 발생하게 된다.

하지만, 수학식 4에 도시된 바와 같이 평균 전류 모드 방식이 적용되면 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 는 동작 주파수 변화와 관계없이 일정한 특성을 나타냄을 알 수 있다.

따라서 상기와 같이 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 가 일정한 특성을 제공하게 되면, 공진형 컨버터(100)의 동특성이 개선되고, 아울러 공진형 컨버터(100)의 전체 동작 영역에서 향상된 성능 효과를 기대할 수 있을 것이다.

한편, 도 4에서 F _VCO , H _i (S), G _C (S) 및 F _V (S)는 아래의 수학식 5 내지 수학식 8로 표현된다.

여기서, CTR는 광 커플러의 전류 전달비(Current transfer ratio of optocoupler)를 말한다.

도 5a는 본 실시 예에 따른 제어 대 출력 전달함수 G _vci (S) 의 PSIM 모델을 보인 도면이고, 도 5b는 도 5a 에 따라 동작점 A 및 B에서의 제어 대 출력 전달함수 G _vci (S) 의 크기와 위상을 나타낸 그래프이다.

즉, 도 5a는 공진형 컨버터의 소 신호 전달함수를 획득하기 위해 사용된 시간 영역(Time-domain) 시뮬레이션 모델이고, 그 시간 영역 시뮬레이션 모델을 통해 동작점 A, B에서 얻은 값과 실험값을 비교한 것이 도 5b에 도시되고 있다.

상기 시간 영역 시뮬레이션 모델에 따른 결과를 보면, 동작점 A 및 B에서 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S)가 넓은 주파수 대역에서 이론값과 실험값이 대부분 일치하고 있음을 알 수 있다.

따라서, 따라서 전체 동작 범위에서 최적의 성능을 제공할 수 있게 설계가 가능하다.

다음에는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터에 적용된 전류 궤환 보상기 및 전압 궤환 보상기의 설계 방안에 대해 설명한다.

먼저, 전류 궤환 보상기 설계 방안이다.

전류 궤환 보상기의 설계는 전류 센싱부(140)와 전류 피이드백 보상기 식의 변수를 산정하는 방법으로 수행된다.

전류 센싱부(140)는 상술한 바와 같이 로우 패스 필터 전달 함수를 구현하도록 설계되며, R_x = 50, n_x = 100, C_x = 0.1 값을 갖는다. 그리고 전달 함수에 대한 식은 위에서 언급한 바와 같이 수학식 6이 적용된다.

전류 궤환 보상기 G _C (S)는 전류 제어를 위하여 2-극점 1-영점 회로를 가정하여 다음 수학식 9로 표시할 수 있다.

수학식 9에서 영점 W _ZC 는 저주파 대역에서 나타나는 전원단의 극점을 상쇄시키는 위치에 위치시키며, 극점 W _PC 는 스위칭 리플 노이즈를 제거하도록 위치시킨다. 아울러 DC 이득 K _C 는 높은 주파수대에 크로스오버 주파수가 위치되도록 실험적으로 산정된다. 상기 영점 W _ZC , 극점 W _PC , 및 DC 이득 K _C 에 대한 값은 실시 예에서 각각 '450r/s','144kr/s' 및 '217'로 제공된다.

여기서, DC 이득 K _C 에 대한 값이 '217'로 결정한 이유는 도 6을 참조하여 설명하기로 한다.

도 6은 동작점 A에서 전류 궤환 보상기의 DC 이득 K _C 를 3개의 다른 값으로 제공하였을 때 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 의 실험값과 이론값을 나타낸 도면이다

도면에서와 같이 DC 이득 K _C 에 대한 값을 정하기 위하여 '550', '217', 및 '100'의 3개의 값을 제공하여 실험을 수행하였다.

상기 DC 이득 K _C 는 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 의 크기 및 위상에 영향을 미치며, 따라서 전류 루프 이득 크로스오버 주파수와 시스템의 안정성 여유를 고려해야 할 것이다. 그렇기 때문에 최적의 값을 가지도록 설계되어야 하는데, 도면에서와 같이 DC 이득 K _C 값이 '550' 및 '100'일 때는 크기 변화가 심하여 공진형 컨버터의 동작이 불안정하고, 또한 충분한 위상 여유를 보장하지 못하고 있다. 이 경우 공진형 컨버터의 성능 저하는 불가피할 수 있다.

반면, DC 이득 K _C 값이 '217'인 경우에는 상기 DC 이득 K _C 값이 '550' 및 '100'일 때에 비하여 보다 안정적인 크기 및 위상 여유를 가지기 때문에, 좋은 폐루프 성능을 제공할 수 있을 것이다.

다음에는 전압 궤환 보상기 설계 방안이다.

전압 궤환 보상기에서 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 는 전술한 도 5b에 도시된 동작점 A, B에서 얻은 값과 실험값을 기본으로 하여 아래의 수학식 10과 같이 근사화하여 표시할 수 있다.

여기서, 영점 주파수 W _ESR =1/(CR _C )는 출력 필터 커패시터의 등가직렬저항(esr)과 커패시턴스에 의해 결정된다.

그리고, 극점 주파수 W _PL1 는 주로 저 주파수대역에서 나타나며, 그 위치는 2π·250 r/s 로 근사화된다.

한편, 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 에서 2-극점 1-영점 보상기가 광 커플러를 사용하여 수행된 경우, 공진형 컨버터의 전압 보상기 전달함수는 수학식 11과 같다.

여기서, 수학식 11에 기재된 하나의 극점 W _PV 는 R ₄ 와 결합한 광 커플러의 트랜지스터에 연결된 기생 정션 커패시터 C _j 에 의해 결정된다.

그리고, 영점, 극점 및 이득은 다음과 같다(여기서, W _ZV = W _pl1 , W _pv = W _esr 이다). 또한 루프 이득 선도(plot)는

이다.

영점 W _ZV 는 2×10³ 이고, 극점 W _pv 는 1×10⁵ 이다.

또한 이득 K _V 는 1.28 × 10³이다. 이득 K _V 는 충분한 위상 여유를 제공할 수 있도록 기울기를 유지할 수 있는 지점에 위치시킨다. 실험에 의해 이득 K _V 값은 정해지면 상술한 바와 같은 값에 의하여 공진형 컨버터는 안정되게 동작할 수 있다.

상술한 보상기의 변수들에 따른 루프 이득의 실험값 및 이론값은 도 7에 도시하고 있다. 도 7을 보면 루프 이득은 위상 여부를 보장하는 -20 dB / dec, -40 dB/sec의 기울기를 유지하고 있음을 알 수 있다.

이어서는 본 실시 예에 따른 평균 전류 모드 제어방식과 종래 전압 모드 제어 방식에 따른 공진형 컨버터의 루프 이득, 출력 임피던스 및 과도 응답 특성에 대한 실험 결과를 비교하였다.

이를 위해 도 8에 도시한 바와 같이 시간 영역 시뮬레이션 모델을 제시하였다.

도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시 예에 따라서 전압제어방식에 따른 루프 이득과 전류제어방식에 따른 루프 이득을 보인 이론값과 실험값을 비교한 도면이다.

도 9a의 도면을 보면, 전압 모드에서 루프 이득은 제어 대 출력 전달 함수의 변화에 의해 직접 영향을 받고 있다.

반면, 도 9b을 보면, 평균 전류 모드 제어 방식에서의 루프 이득은 크로스오버 주파수와 위상 여유 변화를 최소화하면서 요구된 루프 이득을 제공하고 있음을 알 수 있다. 여기서, 루프 이득은 2π·250 r/s에서 0-dB 라인에 걸쳐있고, 동작점 A 및 B에서 위상 여유는 각각 45°와 65°이다.

다음은 출력 임피던스 비교이다.

도 10a 및 도 10b는 각각 전압 제어방식에 따른 동작점 A 및 B에서 측정한 출력 임피던스와 전류 제어방식에 따른 동작점 A 및 B에서 측정한 출력 임피던스이다.

도 10a을 살펴보면, 출력 임피던스는 동작점 A에서 피크값 -22dB을 나타낸다.

그러나, 도 10b를 살펴보면 동작점 A 및 B에서 출력 임피던스는 거의 일정하게 나타나고 있음이 확인된다. 즉 출력 임피던스의 피크 값은 -30dB에서 제한되고 있다. 따라서 전류 제어모드가 적용되면 본 실시 예의 컨버터는 동작 조건의 변화에 무관하게 동특성이 발생함을 알 수 있다.

다음은 과도 응답 특성 비교이다.

도 11a은 전압 모드 제어방식에 따른 과도 응답 특성을 보인 파형도이고, 도 11b는 본 실시 예에 다른 전류 모드 제어방식에 따른 과도 응답 특성을 보인 파형도이다.

도 11a를 살펴보면, 340V 입력 전압에서 출력 전류가 1A-> 6A로 변화하는 과정의 과도 응답으로서, 루프 이득과 출력 임피던스가 작기 때문에 큰 오버슈트(overshoot)나 언더슈트(undershoot)를 가지는 보다 큰 응답시간으로 인하여 성능 저하가 나타나고 있다.

그렇지만, 평균 전류-모드 제어방식을 보인 도 11b을 보면 루프 이득과 출력 임피던스로부터 공진 전류와 출력 전류에서 우수한 과도 특성과 빠른 응답 특성이 나타나고 있다.

따라서 전류 제어방식을 이용하면 주어진 전체 동작 영역에서 우수한 과도 응답특성을 획득할 수 있는 것이다.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에서는 공진형 컨버터의 공진 전류를 센싱하는 구성을 추가하고, 그 공진 전류와 피이드백 받은 출력 전압을 함께 사용하여 공진형 컨버터의 운전을 위한 제어신호로 제공함으로써, 종래의 전압 모드 방식만이 적용된 공진형 컨버터에 비하여 응답 특성이 개선되고 있음을 알 수 있다.

이상과 같이 본 발명의 도시된 실시 예를 참고하여 설명하고 있으나, 이는 예시적인 것들에 불과하며, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 요지 및 범위에 벗어나지 않으면서도 다양한 변형, 변경 및 균등한 타 실시 예들이 가능하다는 것을 명백하게 알 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 청구범위의 기술적인 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

110 : 스위칭부 120 : LLC 공진부
130 : 변압기 140 : 전류 센싱부
150 : 전압 출력부 160 : 전압 궤환부
170 : 전류 궤환부 180 : VCO
190 : 로직부

Claims (7)

1. 입력 전원(V_S)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부;
   상기 스위칭부와 연결되는 LLC 공진부;
   상기 LLC 공진부와 접속하는 변압기;
   상기 LLC 공진부의 공진 전류를 센싱하는 전류 센싱부;
   상기 변압기의 2차측 권선코일에 연결되는 전압 출력부;
   상기 전압 출력부의 출력 전압을 피이드백하는 전압 궤환부; 및
   상기 전류 센싱부로부터 센싱한 공진 전류와 상기 전압 궤환부가 피이드백 받은 출력 전압을 입력받고, 전압 제어 발진기에서 출력되는 동작주파수에 따라 상기 제 1 스위치(Q1)와 제 2 스위치(Q2)의 동작을 제어하도록 상기 전압 제어 발진기로 제어신호를 출력하는 전류 궤환부를 포함하되,
   상기 동작 주파수의 변화와 관계없이 일정한 특성을 나타내는 제어 대 출력 전달함수 G_vci(S) 를 제공하는 공진형 컨버터.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 전류 센싱부가 센싱한 공진 전류는, 상기 전압 출력부에서 출력되어 상기 전압 궤환부가 피이드백 받는 출력 전압신호를 추종하는 것을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
3. 제 1 항에 있어서,
   상기 전류 궤환부의 출력 전압은 아래의 [식 1]임을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
   [식 1]
   

   

   
   
4. 제 3항에 있어서,
   상기 공진형 컨버터의 제어 대 출력 전달함수 G _vci (S) 는 아래의 [식 2]임을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
   [식 2]
   

   

   
   여기서, F _VCO 는 전압 제어 발진기(VCO)의 이득, H _i (S)는 전류 궤환부의 전달함수, G _C (S)는 전류 궤환부의 전류 피이드백 보상기, F _V (S)는 전압 궤환부의 전압 피이드백 보상기를 나타내고 있음
5. 제 4 항에 있어서,
   상기 [식 2]는 아래의 [식 3]으로 근사화가 가능함을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
   [식 3]
   

   
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 공진형 컨버터의 전압 보상기 전달함수는 아래의 [식 4]와 같고,
   극점 W _PV 는 상기 전압 궤환부의 출력단에 접속된 광 커플러의 트랜지스터에 연결된 기생 정션 커패시터 C _j 에 의해 결정됨을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
   [식 4]
   

   
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 공진형 컨버터의 루프 이득은 상기 제어 대 출력 전달 함수 G _vci (S) 와 상기 전압 보상기 전달함수의 곱으로 계산됨을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
   

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