KR101351650B1

KR101351650B1 - 독립적인 mppt 구동을 위한 dc링크 전압 비대칭 제어기법을 갖는 3레벨 태양광 인버터

Info

Publication number: KR101351650B1
Application number: KR1020120111919A
Authority: KR
Inventors: 박용순; 설승기; 임춘호; 이성훈; 이기성
Original assignee: (재) 기초전력연구원; 주식회사 엘지유플러스
Priority date: 2012-10-09
Filing date: 2012-10-09
Publication date: 2014-01-24
Also published as: US20140097687A1; US9209707B2; EP2720339A2; EP2720339A3; CN103715924B; JP2014078210A; JP5579291B2; CN103715924A; EP2720339B1

Abstract

본 발명은 3레벨 인버터, 이를 제어하기 위한 인버터 제어 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 복수 개의 발전 모듈로부터 생성된 직류 전압을 교류 전압으로 변경시키기 위한 2개의 DC 링크를 가진 3레벨 인버터는, 상기 2 개의 DC 링크 중 제1 DC 링크의 일단은 상기 복수 개의 발전 모듈 회로에서 제1 전위를 발생하는 제1 전위점과 연결되고, 상기 2 개의 DC 링크 중 제2 DC 링크의 일단은 상기 복수 개의 발전 모듈 회로에서 상기 제1 전위보다 작은 제2 전위를 발생하는 제2 전위점과 연결되며, 상기 제1 DC 링크의 타단과 상기 제2 DC 링크의 타단은 모두 상기 복수 개의 발전 모듈 회로에서 제1 전위와 제2 전위 사이의 크기인 제3 전위를 발생하는 제3 전위점과 연결되는 것을 특징으로 한다.

Description

독립적인 MPPT 구동을 위한 DC링크 전압 비대칭 제어기법을 갖는 3레벨 태양광 인버터 {Asymmetric Control of DC-link Voltages for Separate MPPT Method in Three-Level Photovoltaic inverter}

본 발명은 3레벨 태양광 인버터를 제어하기 위한 인버터 제어 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 3레벨 인버터에 구비되는 2 개의 DC 링크 전압을 개별적으로 제어하기 위해 구성된 인버터 및 그 인버터를 제어하기 위한 제어장치 및 그 제어방법에 관한 것이다.

화석 연료의 고갈로 인하여 에너지 문제가 심각해짐에 따라, 신,재생 에너지의 발전시스템 개발이 가속화되고 있고, 그 중에서 가장 두드러진 것이 태양광 발전 시스템이다.

태양광 발전 시스템은 복수 개의 태양광 모듈과 인버터 및 제어장치를 포함하여 구성된다.

복수 개의 태양광 모듈에서 생성된 직류 전압은 제어장치의 제어에 따라 인버터를 통해 교류 전압으로 변환되어 부하에 공급된다. 복수 개의 태양광 모듈을 이용하는 이유는 하나의 태양 전지로는 그 출력 전압이 너무 작기 때문이다.

즉, 태양 전지를 수십 개 또는 경우에 따라서는 수백 개를 직렬로 접속하여 하나의 모듈을 생성하여 하나의 패널에 조립한 것을 태양광 모듈 즉, PV 모듈이라고 하는데, 필요한 전압과 전력을 얻기 위해서는 이러한 PV 모듈 역시 하나로는 부족하고 여러 개를 직렬 또는 병렬로 연결하여 이용하게 되는 것이다.

이러한 PV 모듈이 출력할 수 전력은 도 1에 도시된 바와 같이 전압에 대해 비선형적이다. 따라서 제어를 통해 PV 모듈로부터 최대 전력이 공급되도록 하는 것이 중요한데, 이처럼 PV 모듈의 최대 전력점을 추종하도록 하는 제어를 MPPT(Maximum Power Point Tracking) 제어라 한다.

PV 모듈의 출력 전력은 입사되는 태양광의 세기에 따라 변동되는데, 기상 상황에 따라서 하나의 태양광 발전 시스템에 포함된 복수 개의 태양광 모듈 중 일부에 음영 상태가 발생할 수 있다. 예를 들어 복수 개의 태양광 모듈 중 일부에만 구름 또는 기타 다른 장애물의 그림자가 드리워질 수 있는 것이다.

이처럼 복수 개의 태양광 모듈 중 일부에만 음영 상태가 발생하는 것을 '부분 음영 상태'라 하는데, 부분 음영 상태가 발생한 경우에는 PV 모듈의 전압-전력 특성이 변경된다.

도 2에는 부분 음영 상태의 PV 모듈의 전압-전력 그래프가 나타나 있는데, 도 1과 비교하면 도 1은 하나의 봉우리를 형성하고 있음에 반해 도 2는 여러 개의 봉우리를 형성하고 있음을 알 수 있다.

일반적으로 이러한 부분 음영 상태는 빈번히 발생하고 있으며, 따라서 부분 음영 상태에서 최대 전력이 공급되도록 제어하는 방안이 필요한데, 종래에 제시된 방식들은 여전히 최대 전력점 추종에 만족스러운 결과를 나타내지 못하고 있는 실정이다.

본 발명은 상기한 종래의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 그 목적은 부분 음영이 발생하는 상태에서도 PV 모듈이 최대 전력을 공급할 수 있도록 하기 위한 인버터 및 그 인버터를 제어하는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 복수 개의 발전 모듈로부터 생성된 직류 전압을 교류 전압으로 변경시키기 위한 2개의 DC 링크를 가진 3레벨 인버터는, 상기 2 개의 DC 링크 중 제1 DC 링크의 일단은 상기 복수 개의 발전 모듈 회로에서 제1 전위를 발생하는 제1 전위점과 연결되고, 상기 2 개의 DC 링크 중 제2 DC 링크의 일단은 상기 복수 개의 발전 모듈 회로에서 상기 제1 전위보다 작은 제2 전위를 발생하는 제2 전위점과 연결되며, 상기 제1 DC 링크의 타단과 상기 제2 DC 링크의 타단은 모두 상기 복수 개의 발전 모듈 회로에서 제1 전위와 제2 전위 사이의 크기인 제3 전위를 발생하는 제3 전위점과 연결되는 것을 특징으로 한다.

또, 상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 2개의 DC 링크를 가진 3레벨 인버터를 제어하는 인버터 제어 장치는, 상기 DC 링크 각각에 대해 독립적으로 MPPT(Maximum Power Point Tracking) 처리를 수행하여 DC 링크 전압 지령치를 생성하는 2 개의 MPPT 수행부와; 상기 2 개의 MPPT 수행부에서 출력된 각 DC 링크 전압 지령치를 각각 입력받아 각 DC 링크 전압 지령치의 합 연산과 차 연산을 수행하는 연산부와; 상기 연산부의 합 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 각 상전압 지령치를 생성하는 상전압 지령부와; 상기 연산부의 차 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 영상분 전압 지령치를 생성하는 영상 전압 지령부와; 상기 상전압 지령부의 각 상전압 지령치에 상기 영상 전압 지령부에 의해 산출된 영상분 전압 지령치를 가산한 최종 지령치를 생성한 후, 상기 최종 지령치를 이용한 신호를 상기 3 레벨 인버터에 포함된 스위칭 소자의 각 게이트에 인가하는 게이트 구동부를 포함하여 구성된다.

또, 상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 2개의 DC 링크를 가진 3레벨 인버터를 제어하는 방법은, 상기 DC 링크 각각에 대해 독립적으로 MPPT(Maximum Power Point Tracking) 처리를 수행하여 DC 링크 전압 지령치를 각각 생성하는 단계와; 상기 생성된 각 DC 링크 전압 지령치를 입력받아 상기 각 DC 링크 전압 지령치의 합 연산과 차 연산을 수행하는 단계와; 상기 합 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 각 상전압 지령치를 생성하는 단계와; 상기 차 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 영상분 전압 지령치를 생성하는 단계와; 상기 산출된 각 상전압 지령치에 상기 산출된 영상분 전압 지령치를 가산한 최종 지령치를 생성한 후, 상기 최종 지령치를 이용한 신호를 상기 3 레벨 인버터에 포함된 스위칭 소자의 각 게이트에 인가하는 단계를 포함하여 이루어진다.

이상 설명한 바와 같이 본 발명에 따르면, 발전 모듈에 부분 음영이 발생한 경우 그 발전 모듈로부터 부하에 공급할 수 있는 전력의 크기를 종래의 방식에 비해 높일 수 있다.

도 1은 PV 모듈의 전압-전력 특성 곡선이고,
도 2는 부분 음영시의 PV 모듈의 전압-전력 특성 곡선이고,
도 3은 본 발명의 일 실시례에 따른 3레벨 인버터를 포함하는 발전 시스템의 개략 구성도이고,
도 4는 도 3의 제어부의 기능 블록도이고,
도 5는 도 4의 영상전압 지령부의 세부 구성도이고,
도 6은 3레벨 인버터의 전압 출력 상태를 전압 벡터를 이용하여 나타낸 도면이고,
도 7은 삼각파 캐리어 제어를 위한 참고 도면이고,
도 8은3레벨 인버터에 R-L 부하가 연결되었을 때, 각 벡터에 해당하는 회로 연결을 나타낸 도면이고,
도 9는 본 발명에 따른 궤환 제어 루프의 일 예이고,
도 10은 도 9의 궤환 제어 루프를 간략히 나타낸 도면이고,
도 11은 영상분 전압 지령치에 따른 삼각파 캐리어와 최종 지령치의 관계를 나타낸 도면이고,
도 12는 출력 상전류 부호에 따른 인버터 중성점 전류 변화의 몇 가지 예를 나타낸 도면이고,
도 13은 음영조건을 준 상태에서 본 발명에 따른 처리를 수행한 경우의 전류-전압 곡선, 전력-전압 특성 곡선을 나타낸 도면이고,
도 14는 도13과 똑같은 음영 조건을 준 상태에서 종래의 방식에 따른 최대 전력점을 추종 결과를 나타낸 도면이다.

이하에서는 첨부도면을 참조하여 본 발명에 대해 상세히 설명한다.

본 발명의 일 실시예에 따른 3레벨 인버터(200)를 포함하는 발전 시스템은 도 3에 도시된 바와 같다. 동 도면에 도시된 바와 같이 발전 시스템은 복수 개의 발전 모듈(300), 3레벨 인버터(200), 제어부(100)를 포함하여 구성된다.

발전 모듈(300)은 전기를 생성하는 소자들의 단위 그룹을 의미하는 것으로서, 본 실시예에서는 태양광 발전 시스템을 일 예로 하고 있으므로 발전 모듈(300)은 PV(Photovoltaic) 모듈에 해당한다. 그러나 발전 모듈(300)이 반드시 PV 모듈에 한정되는 것은 아니다.

3레벨 인버터(200)는 발전 모듈(300)로부터 발생된 전력을 부하의 각 상에 공급하는 기능을 수행하는 것으로서 본 실시예에서 3레벨 인버터(200)는 3상(a,b,c 상) 출력을 갖는 것을 일 예로 한다. 3레벨 인버터(200)는 적어도 하나의 스위칭 소자를 포함하고 있고, 2 개의 DC 링크 즉, 제1 DC 링크(210)와 제2 DC 링크(220)를 가지고 있다.

여기서 각 DC 링크는 3레벨 인버터(200)의 입력단을 형성하는데, 이러한 각 DC 링크에는 캐패시터가 구비될 수 있다.

2 개의 DC 링크 중 제1 DC 링크(210)(이하 '상위 DC 링크'라 함)의 일단은 복수 개의 발전 모듈(300) 회로에서 제1 전위를 발생하는 제1 전위점과 연결된다.

제1 전위점은 예를 들어 2 개의 PV 모듈(310,320)이 직렬로 연결되어 있다고 가정하는 경우 보다 높은 전위에 있는 PV 모듈(310)(이하 '상위 PV 모듈'이라 함)의 양극점에 해당할 수 있다.

여기서 제1 전위점과 연결된다는 것은 반드시 직접 연결되는 것뿐만 아니라 소정의 소자(예를 들어 다이오드)를 경유하여 연결되는 것도 포함한다.

제2 DC 링크(220)(이하 '하위 DC 링크'라 함)의 일단은 복수 개의 PV 모듈(310,320) 회로에서 제1 전위보다 작은 제2 전위를 발생하는 제2 전위점과 연결될 수 있다. 예를 들어 2 개의 PV 모듈(310,320)이 직렬로 연결되어 있다고 가정하는 경우 제2 전위점은 보다 낮은 전위에 있는 PV 모듈(320)(이하 '하위 PV 모듈'이라 함)의 음극점에 해당할 수 있다.

또한 제1 DC 링크의 타단과 제2 DC 링크의 타단은 모두 복수 개의 PV 모듈(310,320) 회로에서 제1 전위와 제2 전위 사이의 크기인 제3 전위를 발생하는 제3 전위점과 연결된다. 예를 들어 2 개의 PV 모듈(310,320)이 직렬로 연결되어 있다고 가정하는 경우 제3 전위점은 상위 PV 모듈(310)의 음극점과 하위 PV 모듈(320)의 양극점이 맞닿는 점에 해당할 수 있다.

즉, 상위 DC 링크(210)의 타단과 하위 DC 링크(220)의 타단은 모두 동일한 제3 전위점과 연결되는 것이다.

이하, 3레벨 인버터(200)에 있어서 상위 DC 링크(210) 및 하위 DC 링크(220)와 공통적으로 연결되는 점(도 3에서 'O'점)을 '인버터 중성점'이라 부르기로 한다.

종래에는 이처럼 인버터 중성점이 PV 모듈(300)과 연결되는 구성이 개시된 바가 없고, 이러한 연결 구성은 본 발명의 주요 특징 중 하나에 해당한다.

3레벨 인버터(200)에 포함되는 스위칭 소자의 구성은 도 3에 도시된 것으로 한정되는 것은 아니고, 다양하게 구성 가능하다.

한편, 제어부(100)는 3레벨 인버터(200)를 제어하는 기능을 수행한다.

3레벨 인버터(200)를 제어하기 위해서는 3레벨 인버터(200)에 구비된 각 스위칭 소자의 제어 단자(예를 들어 MOSFET( Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)의 게이트 단자)에 제어 신호를 인가해야 하는데, 제어부(100)는 이처럼 스위칭 소자에 제어 신호를 인가하는 기능을 수행한다.

이러한 제어를 위해 제어부(100)는 피드백 정보로써, 3레벨 인버터(200)의 입력단과 출력단 지점에서 감지되는 전류 또는/및 전압을 입력받을 수 있다. 예를 들어 제어부(100)는 3레벨 인버터(200) 입력단에 해당하는 각 DC 링크(210,220)의 단자 전압을 소정의 센서(미 도시함)를 통해 입력받을 수 있고, 3레벨 인버터(200)의 출력단에 해당하는 지점에서의 각 상전류 또는 상전압을 센서를 통해 입력받을 수 있다.

3레벨 인버터(200)의 각 위치에서의 전압 또는 전류를 센싱하는 센서와 이러한 센서를 이용하여 제어부(100)로 신호를 피드백 시키기 위한 회로의 구성은 기 공지된 기술에 불과하므로 도 3에서는 편의상 생략하였다.

제어부(100)의 세부적인 기능 블록은 도 4에 도시된 바와 같다.

동 도면에 도시된 바와 같이 제어부(100)는 2 개의 MPPT 수행부(111,112), 연산부(120), 상전압 지령부(130), 영상 전압 지령부(140), 게이트 구동부(150)를 포함하여 구성될 수 있다.

각 MPPT 수행부(111,112)는 DC 링크(210,220) 각각에 대해 독립적으로 MPPT(Maximum Power Point Tracking) 처리를 수행하여 DC 링크 전압 지령치를 생성하는 기능을 수행한다.

예를 들어 제1 MPPT 수행부(111)는 상위 DC 링크(210)의 전압과 전류를 입력받아 상위 DC 링크 전압 지령치를 생성하고, 제2 MPPT 수행부(112)는 하위 DC 링크(220)의 전압과 전류를 입력받아 하위 DC 링크 전압 지령치를 생성하는 기능을 수행한다.

이처럼 DC 링크(210,220) 각각에 대해 독립적으로 제어하는 것은 각 DC 링크(210,220) 전압을 비대칭적으로 제어하는 것을 의미한다.

MPPT 수행부(111,112)가 수행하는 MPPT 처리에는 다양한 알고리즘이 적용될 수 있는데, 예를 들어 P&O (Perturb and Observe) 방식과 IncCond (Incremental Conductance)방식에 따른 알고리즘이 적용될 수 있다. MPPT 처리를 수행하는 것 자체는 공지된 것이고 본 발명의 핵심사항이 아니므로 보다 상세한 설명은 생략한다.

연산부(120)는 2 개의 MPPT 수행부(111,112)에서 출력된 각 DC 링크 전압 지령치를 각각 입력받아 각 DC 링크 전압 지령치의 합 연산과 차 연산을 수행하는 기능을 수행한다. 더 나아가 연산부(120)는 상위 DC 링크 전압, 하위 DC 링크 전압을 수신하여 각 DC 링크 전압의 합 연산 및/또는 차 연산을 수행할 수도 있다.

상전압 지령부(130)는 연산부(120)의 합 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 각 상전압 지령치를 생성한다. 예를 들어 상전압 지령부(130)는 DC 링크 전압 지령치의 합 연산 및/또는 DC 링크 전압의 합 연산을 이용하여 각 상전압 지령치를 생성할 수 있다.

도 4에서는 도 3의 a상에 대한 상전압 지령치는 V_as ^*라 표시하였고, b상에 대한 상전압 지령치는 V_bs ^*라 표시하였으며, c상에 대한 상전압 지령치는 V_cs ^*라 표시하였다.

DC 링크 전압 지령치의 합 연산에 따라 산출된 값은 3 레벨 인버터(200)에서 DC 링크 전체에 대한 지령치에 해당하고, 이처럼 DC 링크 전체에 대한 지령치를 기초로 각 상전압 지령치를 생성하는 것은 종래의 3 레벨 인버터에 있어서 기 공지된 기술에 해당하므로 보다 상세한 설명은 생략한다.

한편, 영상 전압 지령부(140)는 연산부(120)의 차 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 영상분 전압 지령치를 생성한다. 예를 들어 영상 전압 지령부(140)는 DC 링크 전압 지령치의 차 연산 및/또는 DC 링크 전압의 차 연산을 이용하여 각 상에 공통되는 영상분 전압 지령치를 생성할 수 있다.

이때 영상 전압 지령부(140)는 피드백을 고려할 때는 DC 링크 전압의 차 연산도 함께 고려할 수 있지만 피드백을 고려하지 않을 때에는 DC 링크 전압 지령치의 차 연산만으로 각 영상분 전압 지령치를 생성할 수도 있다. 도 4에서 영상 전압 지령부(140)에서 생성하는 영상분 전압 지령치는 V_zs ^*라 표시하였다.

이때, 영상 전압 지령부(140)는 DC 링크(210,220)의 전압 차가 연산부(120)의 차 연산에 의해 산출된 값을 추종하도록 하는 영상분 전압 지령치를 생성한다.

이러한 영상 전압 지령부(140)의 세부 기능 블록은 도 5에 도시된 바와 같다. 동 도면에 도시된 바와 같이 영상 전압 지령부(140)는 비례 적분 처리부(141)와, 전압 지령 출력부(142)를 포함하여 구성될 수 있다.

여기서 비례 적분 처리부(141)는 연산부(120)의 차 연산에 의해 산출된 값에서 실제 DC 링크(210,220)의 전압차를 차감하고, 그 차감한 값에 기 설정된 게인을 이용한 비례적분을 수행하여 인버터 중성점 전류 지령치를 생성하는 기능을 수행한다.

여기서 인버터 중성점 전류는 i_np로 표시하는데 도 3에 도시된 바와 같이 인버터 중성점에서 3레벨 인버터(200) 안쪽방향으로 흐르는 전류를 의미하고, 인버터 중성점 전류 지령치는 이러한 인버터 중성점 전류에 대한 지령치를 의미하고, 이하 i_np ^*로 표시한다.

전압 지령 출력부(142)는 비례 적분 처리부(141)에서 생성된 인버터 중성점 전류 지령치를 이용하여 영상분 전압 지령치(V_zs ^*)를 생성하여 출력하는 기능을 수행한다.

특히, 전압 지령 출력부(142)는 인버터 중성점 전류(i_np)와 영상분 전압 지령치(V_zs ^*)를 각각 X,Y축으로 하는 그래프 상에서 각 운전 상태에 따른 임계점을 판단하고 그 판단된 임계점을 이용한 선형 보간 처리를 수행하여, 비례 적분 처리부(141)에서 생성된 인버터 중성점 전류 지령치(i_np ^*)에 대응하는 영상분 전압 지령치(V_zs ^*)를 생성할 수 있다.

각 운전 상태의 임계점을 판단함에 있어서 전압 지령 출력부(142)는 샘플링 주기(도 11의 T_samp), 상전류 크기, 상전압 지령치와, 각 DC 링크 전압 크기를 이용할 수 있다.

운전 상태를 판단하고 임계치를 처리하는 과정에 대한 보다 상세한 설명은 후술토록 한다.

한편, 게이트 구동부(150)는 상전압 지령부(130)의 각 상전압 지령치에 영상 전압 지령부(140)에 의해 산출된 영상분 전압 지령치를 가산한 최종 지령치를 생성하고, 그 생성한 최종 지령치를 이용한 신호를 3 레벨 인버터(200)에 포함된 스위칭 소자의 각 게이트에 인가하는 기능을 수행한다.

이때 게이트 구동부(150)는 각 DC 링크 전압에 따라 그 크기를 동적으로 변경시킨 삼각파와 상술한 최종 지령치를 이용하여 PWM(Pulse Width Modulation) 신호를 생성하고, 생성된 PWM 신호를 스위칭 소자의 각 게이트에 인가할 수 있다.

이는 각 DC 링크(210,220)의 전압을 독립적으로 제어하는데 도움을 주기 위함이다.

도 6은 3레벨 인버터(200)의 전압 출력 상태를 전압 벡터를 이용하여 나타낸 것이다.

상위 DC 링크 전압과 하위 DC 링크 전압이 동일한 경우에는, 3상의 전압 출력은 정삼각형으로 채워진 육각형 평면 내부의 꼭지점 중 하나로 표현될 수 있다. 즉, 전압 벡터의 크기에 따라 zero vector, small vector, medium vector, large vector로 분류할 수 있다.

V_dc(=V_dcH+V_dcL)가 10% 증가하고, V_dcH:V_dcL=6:4인 경우에는 전압 벡터가 도 6의 점선 벡터처럼 꼭지점을 벗어나게 된다. 'p', 'o', 'n'의 전위는 도 3에 정의된 바와 같다.

전압 평면상에서 기하학적으로 이러한 왜곡을 보상하려면 삼각함수에 기반한 복잡한 연산을 하여야 하나, 삼각파 캐리어(Carrier, 반송파) 방식의 PWM 관점에서 보면 각 DC 링크(210,220)의 비대칭 전압에 대한 보상을 간단히 이해할 수 있다.

도 7은 a상에 대한 최종 지령치 V_ao ^*가 위쪽 삼각파와 만날 때의 상황으로, 도 3의 (S2,S4)는 (ON, OFF)로 고정이고, V_ao ^*와 삼각파의 비교에 따라 (S1,S3)의 스위칭 상태가 바뀌게 된다.

이하, 도 7의 T1과 T2 시간 구간 동안 3레벨 인버터(200)의 상위/하위 DC 링크 전압이 서로 다른 것으로 가정한다.

먼저 T1구간은 도 6의 대칭적인 전압 평면을 가정하여, 측정된 V_dc의 절반을 상위/하위 삼각파의 높이로 적용한 상황이다.

원래 의도한 a상 volt-second 출력은 (A+C)의 면적에 해당하지만, 실제 상위 캐패시터 전압인 V_dcH는 V_dc/2보다 작아 C 영역만큼의 손실이 발생한다.

T2구간에서는 이러한 손실을 보상하기 위해 상위/하위 삼각파의 크기를 각각 상위/하위 DC 링크 전압에 비례하도록 조정하였다. 이 경우 최종 지령치와 삼각파가 교차하는 순간이 지연되어 결과적으로 volt-second 출력이 증가하고, (A+C)와 동일한 면적의 B를 출력할 수 있게 된다. 따라서 이렇게 삼각파 높이를 상위 삼각파는 V_dcH, 하위 삼각파는 V_dcL의 전압 크기에 비례하여 조정함으로써 전압 출력의 왜곡을 쉽게 보상할 수 있음을 알 수 있다.

이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 영상 전압 지령부(140)에 의해 실제 DC 링크(210,220)의 전압 차가 조절되는 이론적 배경에 대해 설명한다.

도 6을 참조한 설명에서 전압 벡터는 그 크기에 따라 4종류로 나뉜다고 언급하였다. 본 발명의 일 실시예에 따른 3레벨 인버터(200)에 R-L 부하(저항-코일 부하)가 연결되었을 때, 각 벡터에 해당하는 회로 연결은 도 8과 같다.

도 8(b)와 도 8(c)에서 알 수 있듯, small vector의 경우 두 가지 종류로 나뉘게 된다. 부하끼리의 연결 상태가 동일하지만, 위쪽 캐패시터(즉, 상위 DC 링크(210)에 포함된 캐패시터)에 연결될 수도 있고, 아래쪽 캐패시터(즉, 하위 DC 링크(220)에 포함된 캐패시터)에 연결될 수도 있다.

여기서 인버터 중성점 전압 제어의 힌트를 얻을 수 있는데, 전체 DC 링크 전압의 합은 일정하도록 이상적인 전압원에 연결되고 부하의 L이 작아 역률이 1에 가까운 경우를 가정한다. 그러면 도 8(b)는 부하가 소모하는 유효전력을 위쪽 캐패시터가 감당하게 되어 인버터 중성점 전위는 증가하게 된다. 반대로 도 8(c)의 경우는 아래쪽 캐패시터가 부하의 유효 전력을 감당하므로, 인버터 중성점 전위는 감소하게 된다.

즉, 도 8(b)와 도 8(c)는 부하의 연결 상태가 동일하지만, 인버터 중성점 전위에 미치는 영향이 서로 반대이다. 그런데 전압 출력에서 도 8(b)와 도 8(c)가 나타나는 비율은 상전압 지령에 더해지는 영상분 전압을 이용해 제한적으로 조절 가능하다. 따라서 영상분 전압을 이용하면 제한적인 범위 내에서 인버터 중성점의 전위의 조절이 가능하다.

위의 분석은 정성적으로 출력 파워의 측면에서 바라본 관점인데, 캐패시터의 전압 변화는 수학적으로 캐패시터에 흐르는 전류에 관계된 함수로 표현할 수 있다. 캐패시터의 등가 직렬 저항(Equivalent Series Resistance;ESR) R_dc를 가지는 상위/하위 캐패시터의 전압과 전류는 다음과 같은 관계를 가진다. 관련 변수들은 도 8에 정의된 바와 같다.

(식 1)

(식 2)

추가적으로 도 4에서 Kirchhoff's Current Law에 의해 다음의 (식 3)도 항상 성립한다.

(식 3)

(식 3)을 근거로 i_np가 미치는 영향을 분석하려면, (식 1)에서 (식 2)를 빼면 된다.

(식 4)

(식 4)에 근거하면 모든 경우의 전압 벡터에 대해 도 8(f)의 등가회로로 나타낼 수 있음을 알 수 있다. 도 8(f)를 기초로 피드백 제어 루프제어 대상을 등가 모델링 하였으므로, δV_dc를 위한 궤환 제어 루프는 도 9에 도시된 바와 같이 구성될 수 있다.

도 9에서 점선 박스 안이 앞서 설명한 영상 전압 지령부(140)에 해당한다.

일반적인 상황에서의 PI 이득을 쉽게 선정하기 위해 다음의 조건을 가정한다.

i_{np_pv}=0------------(식 5)

z_np·y_np=1-----------(식 6)

도 5에서 Z_np(i)는 i_np ^*를 입력받아 필요한 영상분 전압 지령치(V_zs ^*)를 생성하는 과정을 의미하는 것으로서, 도시하지는 않았지만 신호의 크기를 물리적으로 제한하는 일종의 리미터에 의해 i_np ^*의 크기를 일정 범위로 제한하는 과정이 더 포함될 수 있다. Z_np(i)는 앞서 설명한 전압 지령 출력부(142)에서 수행되는 과정을 의미한다.

y_np는 영상분 전압 지령치와 3상 전압 지령치, DC 링크 전압, 샘플링 주기에 의해 정해진 실제 PWM 신호 및 실제 3상 출력 전류에 의해 인버터 중성점 전류가 생성됨을 의미한다. 즉, y_np는 시스템 특성에 해당하므로 시스템에 따라 달라질 수 있다.

(식 5)와 (식 6)이 만족되었을 때, 도 9의 제어 루프는 도 10과 같이 간단히 표현될 수 있다.

도 10으로부터 전달함수를 구할 수 있는데, PI 이득이 (식 8)과 같을 때 (식 7)을 만족하면 (식 9)와 같이 표현된다.

(식 7)

(식 8)

(식 9)

즉 PI 이득을 (식 8)에 제시된 값으로 설정하면, (식 9)와 같은 특성을 얻고 ω_n을 통해 제어 대역폭을 조절할 수도 있다.

이하에서는 앞서 설명한 전압 지령 출력부(142)에서 각 운전 상태에 따른 임계점을 판단하고, 영상분 전압 지령치를 생성하는 구체적인 과정의 일 예를 설명한다.

우선, 도 11에는 영상분 전압 지령치와 최종 지령치의 관계가 도시되어 있다.

동 도면에서, V_zs는 영상분 전압 지령을 의미하고, V_max는 각 상 최종 지령 중 최대값을 갖는 지령, V_med는 각 상 최종 지령 중 중간값을 갖는 지령, V_min은 각 상 최종 지령 중 최소값을 갖는 지령을 의미한다. V_max0, V_med0, V_min0는 상전압 지령치를 의미한다.

예를 들어 도 11(a)는 V_zs가 0일때의 최종 지령치들을 나타내고 있고, 이러한 도 11(a)의 지령치들은 V_zs가 0이므로 상전압 지령치이기도 하다.

도 11(a)의 α와 β는 다음과 같이 정의된다.

(식 10)

샘플링 한 주기 동안의 평균적인 인버터 중성점 전류는 다음과 같이 표현된다.

(식 11)

T_vmax는 도 11(a)에 정의된 것처럼 V_max가 상위/하위 삼각파 사이에 머무는 시간을 의미하고, i_vmax는 a,b,c 상 중에서 V_max에 대응되는 상의 전류 크기를 의미하고, i_vmed는 a,b,c 상 중에서 V_med에 대응되는 상의 전류 크기를 의미하며, i_vmin은 a,b,c 상 중에서 V_min에 대응되는 상의 전류 크기를 의미한다.

양의 값을 가지는 영상분 전압 지령치 변화(δV_zs)가 있는 경우, T_vmax는 도 11(a)에서 비례 관계에 의해 α·δV_zs만큼 감소하게 된다.

영상분 전압 지령치가 도 11(b)와 같이 -V_dcL-V_min0일 때 인버터 중성점 전류를 I_np _{_} _b0라 하자. 영상분 전압 지령이 양의 값인 δV_zs만큼 변화하여 최종 지령치가 도 11(b)에서 도 11(c)로 변화해갈 때의 인버터 중성점 전류 I_np _{_} _bc는 다음과 같이 표현된다. 여기서 부하의 중성점이 외부와 연결 되어 있지 않았다는 전제하에 3상 전류의 합은 0으로 가정할 수 있다.

(식 12)

마찬가지로, 도 11에 표시된 각 경우들 사이의 전류 변화는 다음과 같다.

(식 13)

(식 14)

(식 15)

앞의 (식 12)~(식 15)에 따르면, 도 11의 (b)와 (c)사이, (e)와 (f) 사이에 해당하는 영상분 전압 지령치의 변화는 평균적인 인버터 중성점 전류 변화에 영향을 미치지 못한다. 인버터 중성점 전류에 변화가 있는 것은 도 11의 (c)와 (d) 사이 또는 (d)와 (e) 사이인데, 샘플링 구간에서 출력 상 전류의 크기가 거의 일정하다고 가정하면, 인버터 중성점 전류는 영상분 전압 지령에 선형적으로 비례하게 변화하는 것을 알 수 있다.

δV_zs,T_samp, α, β는 모두 양수이므로, 인버터 중성점 전류의 증가 혹은 감소 여부는 i_vmax와 i_vmin의 부호에 따라 달라지게 된다. 인버터 중성점 전류 변화 기울기는 상전류 크기에 따라 달라질 수 있지만, 예시로 |i_vmax|＞|i_vmin| 인 것으로 가정한다.

도 12에는 출력 상전류 부호에 따른 인버터 중성점 전류 변화의 몇 가지 예가 나타나 있다.

동 도면에서 X 축은 영상분 전압 지령을 의미하고, Y 축은 인버터 중성점 전류의 평균치를 의미한다. 또한 V_{zs_min0}는 도 11(b)의 -V_dcL-V_min0에 해당하고, V_{zs_max0}는 도 11(f)의 V_dcH-V_max0에 해당한다.

동 도면에는 (식 13)~(식 15)의 초기 전류값들(I_{np_c0},I_{np_d0},I_{np_e0})이 변곡점(A, B, C) 옆에 표시되어 있다. I_vmax와 I_vmin의 상대적인 절대값 차이에 따라 인버터 중성점 전류 변화의 기울기는 달라질 수 있다. 도 12의 (a)와 (b)를 참조하면 운전 상태에 따라 그래프의 형태가 달라짐을 알 수 있다.

이처럼 각 운전 상태에 따른 그래프가 특정될 수 있다면 주어진 인버터 중성점 전류 지령치에 대응되는 영상분 전압 지령치를 산출할 수 있는데, 이를 위해 선형 보간 처리 방식이 이용될 수 있다.

즉, 각 운전 상태에 따른 그래프가 특정된다면 도 12(a)와 도 12(b)와 같이 인버터 중성점 지령치(도 9의 i_np ^*)와 그래프가 만나는 점에 대응되는 영상분 전압 지령치를 산출할 수 있는 것이다.

선형 보간 방식을 이용하는 구체적인 과정을 살펴보면 다음과 같다.

영상분 전압 지령치가 정해지면 도 11의 비례 관계를 고려할 때 (식 11)에 의해 평균적인 인버터 중성점 전류 크기를 계산할 수 있다.

도 12(a)에서는 영상분 전압 지령치가 V_{zs_min0}인 A' 점과 V_{zs_max0}인 B' 점의 인버터 중성점 전류 크기를 계산한 후 A' 점과 B' 점간의 선형 보간 처리를 수행하여 해당 운전 상태의 그래프를 특정할 수 있다. 즉, 선형 보간 처리를 위한 임계점이 각각 A'점과 B'점이 되는 것이다.

이렇게 그래프가 특정되면 i_np ^*가 만나는 점에 대응되는 영상분 전압 지령치를 산출할 수 있다.

그런데 도 12(b)의 경우는 도 12(a)의 경우가 조금 차이가 있다.

도 12(b)에서는 영상분 전압 지령치가 V_{zs_min0}인 A' 점과 V_{zs_max0}인 B' 점을 임계점으로 하여 선형 보간 처리를 수행하면 동 도면의 점선에 해당하는 그래프가 도출된다. 이때는 해당 그래프와 i_np ^*가 만나는 점이 P가 아니라 P'이 된다. 이는 선형 보간 처리를 위한 임계점을 잘못 설정했기 때문이다.

따라서 운전 상태에 따라 선형 보간 처리를 위한 임계점을 제대로 판단하는 것이 중요한데, 도 12(b)의 경우에는 선형 보간 처리를 위한 임계점이 A' 및 B'가 아니라, A 및 B'가 되어야 한다.

각 운전 상태에 따른 임계점을 산출함에 있어서 상전압 지령치와, 샘플링 주기, 각 상전류 크기, 각 DC 링크 전압 크기가 이용될 수 있음은 앞서 살펴본 바와 같다.

예를 들어 도 12(b)에 있어서 V_{zs_min0}에 V_max0를 가산한 값이 0보다 작은 경우 선형 보간 처리를 위한 임계점을 A' 대신 A로 설정할 수 있는 것이다. 이때 A점에서의 영상분 전압 지령치는 -V_max0가 된다.

상술한 바와 같은 제어에 의해 3레벨 인버터(200)에 포함된 2 개의 DC 링크 전압이 개별적으로 제어됨으로써 부분 음영 발생시 부하에 종래의 방식에 비해 보다 향상된 최대 전력이 공급될 수 있다.

도 13은 한 예시로 5000W PV 모듈(300)에 부분적인 음영조건을 준 상태에서 본 발명에 따른 처리를 수행한 경우의 전류-전압 곡선, 전력-전압 특성 곡선을 나타낸 것이다.

도 13(b)를 살펴보면 본 발명에 따른 처리 결과 부하에 공급될 수 있는 전체 전력은 4258W(=2082+2176)임을 알 수 있다.

똑같은 조건 하에서 도 3의 I_{np_pv}이 흐르는 경로를 제거한 상태에서 종래의 방식에 의해 최대 전력점을 추종한 결과는 도 14에 도시되었다. 도 14를 살펴보면 종래의 방식에 따라 수행하는 경우 부하에 공급될 수 있는 최대 전력은 4115W 임을 알 수 있다.

도 13과 도 14를 비교해보면 본 발명에서 제시하는 방식에 따라 3레벨 인버터(200)를 구성하고 DC 링크(210,220)의 전압을 개별적으로 제어하는 경우 종래의 방식에 비해서 3.5% 증가된 전력을 공급할 수 있음을 알 수 있다.

한편, 본 발명은 상기한 특정 실시예에 한정되는 것이 아니라 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지로 변형 및 수정하여 실시할 수 있는 것이다. 이러한 변형 및 수정이 첨부되는 특허청구범위에 속한다면 본 발명에 포함된다는 것은 자명할 것이다.

100 : 제어부 200 : 인버터
300 : 발전 모듈 111 : 제1 MPPT 수행부
112 : 제2 MPPT 수행부 120 : 연산부
130 : 상전압 지령부 140 : 영상 전압 지령부
150 : 게이트 구동부 141 : 비례적분 처리부
142 : 전압 지령 출력부

Claims

삭제
복수 개의 발전 모듈과 연결되고 전체적으로 상기 복수 개의 발전 모듈의 3 개의 전위점과 연결되는 2개의 DC 링크를 구비하여 상기 복수 개의 발전 모듈로부터 생성된 직류 전압을 교류 전압으로 변경시키는 3레벨 인버터를 제어하는 인버터 제어 장치에 있어서,
상기 DC 링크 각각에 대해 독립적으로 MPPT(Maximum Power Point Tracking) 처리를 수행하여 DC 링크 전압 지령치를 생성하는 2 개의 MPPT 수행부와;
상기 2 개의 MPPT 수행부에서 출력된 각 DC 링크 전압 지령치를 각각 입력받아 각 DC 링크 전압 지령치의 합 연산과 차 연산을 수행하는 연산부와;
상기 연산부의 합 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 각 상전압 지령치를 생성하는 상전압 지령부와;
상기 연산부의 차 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 영상분 전압 지령치를 생성하는 영상 전압 지령부와;
상기 상전압 지령부의 각 상전압 지령치에 상기 영상 전압 지령부에 의해 산출된 영상분 전압 지령치를 가산한 최종 지령치를 생성한 후, 상기 최종 지령치를 이용한 신호를 상기 3 레벨 인버터에 포함된 스위칭 소자의 각 게이트에 인가하는 게이트 구동부를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 장치.
제2항에 있어서,
상기 영상 전압 지령부는 상기 DC 링크 단의 전압 차가 상기 연산부의 차 연산에 의해 산출된 값을 추종하도록 하는 영상분 전압 지령치를 생성하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 장치.
제2항 또는 제3항에 있어서,
상기 영상 전압 지령부는,
상기 연산부의 차 연산에 의해 산출된 값에서 감지되는 실제 DC 링크 단의 전압차를 차감하고, 그 차감한 값에 기 설정된 게인을 이용한 비례적분을 수행하여 인버터 중성점 전류 지령치를 생성하는 비례적분 처리부와;
상기 비례적분 처리부에서 생성된 인버터 중성점 전류 지령치를 이용하여 영상분 전압 지령치를 생성하여 출력하는 전압 지령 출력부를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 장치.
제4항에 있어서,
상기 전압 지령 출력부는 상기 영상분 전압 지령치와 인버터 중성점 전류를 각각 X,Y축으로 하는 그래프 상에서 각 운전 상태에 따른 임계점을 판단하고, 상기 판단된 임계점을 이용한 선형 보간 처리를 수행하여 상기 비례적분 처리부에서 생성된 인버터 중성점 전류 지령치에 대응하는 영상분 전압 지령치를 생성하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 장치.
제5항에 있어서,
상기 전압 지령 출력부는 상기 운전 상태를 판단하고 상기 임계점을 산출함에 있어서, 상기 상전압 지령치와, 샘플링 주기, 각 상전류 크기, 각 DC 링크 전압 크기를 이용하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 장치.
제2항에 있어서,
상기 게이트 구동부는 상기 각 DC 링크 전압에 따라 그 크기를 동적으로 변경시킨 삼각파와 상기 최종 지령치를 이용하여 PWM(Pulse Width Modulation) 신호를 생성하고, 생성된 PWM 신호를 상기 스위칭 소자의 각 게이트에 인가하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 장치.
복수 개의 발전 모듈과 연결되고 전체적으로 상기 복수 개의 발전 모듈의 3 개의 전위점과 연결되는 2개의 DC 링크를 구비하여 상기 복수 개의 발전 모듈로부터 생성된 직류 전압을 교류 전압으로 변경시키는 3레벨 인버터를 제어하는 방법에 있어서,
(a) 상기 DC 링크 각각에 대해 독립적으로 MPPT(Maximum Power Point Tracking) 처리를 수행하여 DC 링크 전압 지령치를 각각 생성하는 단계와;
(b) 상기 (a) 단계에서 생성된 각 DC 링크 전압 지령치를 입력받아 상기 각 DC 링크 전압 지령치의 합 연산과 차 연산을 수행하는 단계와;
(c) 상기 (b) 단계의 합 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 각 상전압 지령치를 생성하는 단계와;
(d) 상기 (b) 단계의 차 연산에 의해 산출된 값에 기초하여 영상분 전압 지령치를 생성하는 단계와;
(e) 상기 (c) 단계에서 산출된 각 상전압 지령치에 상기 (d) 단계에서 산출된 영상분 전압 지령치를 가산한 최종 지령치를 생성한 후, 상기 최종 지령치를 이용한 신호를 상기 3 레벨 인버터에 포함된 스위칭 소자의 각 게이트에 인가하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 방법.
제8항에 있어서,
상기 (d) 단계는, 상기 DC 링크 단의 전압 차가 연산부의 차 연산에 의해 산출된 값을 추종하도록 하는 영상분 전압 지령치를 생성하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 방법.
제8항 또는 제9항에 있어서,
상기 (d) 단계는,
(d1) 상기 차 연산에 의해 산출된 값에서 감지되는 실제 DC 링크 단의 전압차를 차감하고, 그 차감한 값에 기 설정된 게인을 이용한 비례적분을 수행하여 인버터 중성점 전류 지령치를 생성하는 단계와;
(d2) 상기 (d1) 단계에서 생성된 인버터 중성점 전류 지령치를 이용하여 영상분 전압 지령치를 생성하여 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 방법.
제10항에 있어서,
상기 (d2) 단계는,
인버터 중성점 전류와 상기 영상분 전압 지령치를 각각 X,Y축으로 하는 그래프 상에서 각 운전 상태에 따른 2 개의 임계점을 산출하는 단계와;
상기 산출된 2 개의 임계점을 이용한 선형 보간 처리를 수행하여 상기 (d1) 단계에서 생성된 인버터 중성점 전류 지령치에 대응하는 영상분 전압 지령치를 생성하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 방법.
제11항에 있어서,
상기 운전 상태를 판단하고 상기 2 개의 임계점을 산출함에 있어서, 상기 상전압 지령치와, 샘플링 주기, 각 상전류 크기, 각 DC 링크 전압 크기를 이용하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 방법.
제8항에 있어서,
상기 (e) 단계는,
(e1) 상기 각 DC 링크 전압에 따라 그 크기를 동적으로 변경시킨 삼각파와 상기 최종 지령치를 이용하여 PWM(Pulse Width Modulation) 신호를 생성하는 단계와;
상기 (e1) 단계에서 생성된 PWM 신호를 상기 스위칭 소자의 각 게이트에 인가하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어 방법.