KR101351603B1 - System for estimating carrier frequency offset using single-carrier mimo and method therefor - Google Patents

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KR101351603B1
KR101351603B1 KR1020120092917A KR20120092917A KR101351603B1 KR 101351603 B1 KR101351603 B1 KR 101351603B1 KR 1020120092917 A KR1020120092917 A KR 1020120092917A KR 20120092917 A KR20120092917 A KR 20120092917A KR 101351603 B1 KR101351603 B1 KR 101351603B1
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김준태
오종규
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건국대학교 산학협력단
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Abstract

The present invention relates to a system for estimating a carrier frequency offset and a method thereof, more particularly, to a system for estimating a carrier frequency offset using a single carrier MIMO based PN sequence which prevents cancellation of a part of the PN sequences by rotating the phase of each transmitted PN sequence and transmitting the phase-rotated PN sequences. The system for estimating a carrier frequency offset using a single carrier MIMO-based PN sequence in the present invention includes: a phase rotation unit (100) for rotating PN sequences transmitted through each transmission antenna to make a phase difference; a PN sequence reception unit (200) for receiving the PN sequences through each reception antenna; a PN sequence fabrication unit for outputting fabricated PN sequences with a complex vector value by summing the PN sequences received through the PN sequence reception unit; a modulation removal unit (400) for removing modulation through conjugated multiplication operation of the received PN sequences and fabricated PN sequences; and an estimation unit (500) for estimating a carrier frequency offset using a plurality of correlators to the modulation-removed PN sequences through the modulation removal unit.

Description

단일 반송파 ＭＩＭＯ기반의 ＰＮ시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템 및 그 방법{System for estimating carrier Frequency offset using Single-Carrier MiMO and method therefor}System for estimating carrier frequency offset using single carrier MIMO based PNC sequence and its method {for system carrier estimating carrier frequency offset using Single-Carrier MiMO and method therefor}

본 발명은 반송파 주파수 오차 추정시스템 및 그 방법에 관한 것으로, 특히, 송신되는 각각의 PN 시퀀스들의 위상을 회전시켜 전송하여, 일부 PN 시퀀스들이 서로 상쇄되어 버리는 것을 방지하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정 시스템 및 그 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a carrier frequency error estimation system and method, and more particularly, to a single carrier MIMO based PN sequence that rotates and transmits a phase of each transmitted PN sequence, thereby preventing some PN sequences from canceling each other. The present invention relates to a carrier frequency error estimation system and a method thereof.

우선, 다중입출력(Multi-Input Multi-Output; 이하 'MIMO')에 관해 설명하면, 다음과 같다. 기존의 무선 통신 시스템은 음성 서비스 위주였으며, 열악한 무선 채널 환경을 극복하기 위해 주로 채널 코딩(channelcoding)을 이용하였다. 그러나 고품질의 멀티미디어 서비스가 요구됨에 따라, 기존의 음성 위주의 통신에서 데이터 중심의 통신으로 변화하게 되었다. 따라서, 이를 실현하기 위해서 많은 양의 데이터를 더욱 빨리 그리고 오류가 적게 보내는 기술이 요구되었다. 그러나 이동통신 환경은 다중경로, 음영효과, 전파감쇠, 간섭 등의 영향으로 인해 신호를 크게 왜곡시킨다. 특히, 다중경로에 의한 페이딩 현상은 서로 다른 경로를 거쳐 수신되는 서로 다른 크기와 위상을 갖는 신호의 합에 의해, 신호의 심각한 왜곡을 초래한다. 이같은 페이딩 현상을 극복하기 위해 MIMO 시스템이 제안되었다.First, a multi-input multi-output (hereinafter referred to as 'MIMO') will be described. The existing wireless communication system mainly used for voice service, and mainly used channel coding to overcome poor wireless channel environment. However, as high-quality multimedia services are required, it has changed from conventional voice-oriented communication to data-oriented communication. Thus, to realize this, a technique for sending a large amount of data faster and with less error was required. However, the mobile communication environment greatly distorts the signal due to the effects of multipath, shadowing, attenuation, and interference. In particular, fading due to multipath results in severe distortion of the signal due to the sum of signals having different magnitudes and phases received over different paths. MIMO system has been proposed to overcome this fading phenomenon.

MIMO 시스템은 기존의 단일 입출력(Single Input Single Output; 이하 'SISO') 시스템과 달리, 송신 측과 수신측의 안테나를 여러 개 사용한다. 여러 개의 안테나를 통해 여러 신호를 송수신하며, 이를 통해 대역폭(bandwidth)을 더 이상 확장하지 않고도 기존의 시스템보다 효율적으로 데이터를 전송할 수 있다.Unlike conventional Single Input Single Output (SISO) systems, the MIMO system uses multiple antennas on the transmitting side and the receiving side. Multiple antennas transmit and receive multiple signals, allowing data to be transmitted more efficiently than conventional systems without having to extend bandwidth.

최근 단일 반송파 기반의 주파수 축 등화(Single Carrier Frequency Domain Equalization, SC-FDE) 기법을 채용한 SISO (Single-Input Single Output) 시스템에 대해 많은 연구들이 진행되었다([1]N. Benvenuto, and S. Tomasin, "Iterative Design and Detection of a DFE in the Frequency Domain," IEEE Trans. Commun., vol. 53, no. 11, pp. 1867-1875, Nov. 2005., [2]D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems," IEEE Commun. Mag., no. 4, pp. 58??66, Apr. 2002.).Recently, many studies have been conducted on SISO (Single-Input Single Output) system employing Single Carrier Frequency Domain Equalization (SC-FDE) ([1] N. Benvenuto, and S. Tomasin, "Iterative Design and Detection of a DFE in the Frequency Domain," IEEE Trans. Commun., Vol. 53, no. 11, pp. 1867-1875, Nov. 2005., [2] D. Falconer, SL Ariyavisitakul , A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems," IEEE Commun. Mag., No. 4, pp. 58 ?? 66, Apr. 2002.).

이러한 시스템의 경우, 프레임 단위로 데이터를 전송하며, 다중경로 채널에 대한 보호구간으로 CP (Cyclic Prefix), ZP (Zero Padding), 또는 PN (Pseudo Noise) 시퀀스 등을 채용한다. 이 중 PN 시퀀스를 보호구간으로 이용할 경우, 보호 구간으로 이용할 수 있을 뿐만 아니라 채널 추정에도 이용할 수 있어 주파수 효율을 높일 수 있는 장점이 있다.In such a system, data is transmitted in units of frames, and a CP (Cyclic Prefix), a ZP (Zero Padding), or a PN (Pseudo Noise) sequence is adopted as a protection interval for a multipath channel. When the PN sequence is used as a guard interval, it can be used not only as a guard interval but also for channel estimation, thereby improving frequency efficiency.

BPSK로 변조되어 전송되는 PN 시퀀스는 약속된 심벌이기 때문에 수신기를 위한 반송파 동기에 이용될 수 있다. 단일 반송파 SISO 시스템 기반의 약속된 심벌을 이용한 ML(Maximum Likelihood)방식의 주파수 오차 추정 알고리듬들([3] M. Luise and R. Reggiannini, "Carrier frequency recovery in all-digital modems for burst-mode transmissions, " IEEE Trans. Commun., vol. 43, no. 2/3/4, pp. 1169-1178, Feb./Mar./Apr. 1995., [4] M. P. Fitz, "Planar filtered techniques for burst mode carrier synchronization," in Proc. IEEE Globecom' 91, Phoenix, AZ, Dec. 1991.)이 잘 알려져 있다.Since the PN sequence modulated to BPSK and transmitted is a promised symbol, it can be used for carrier synchronization for a receiver. Frequency Likelihood Estimation Algorithms of Maximum Likelihood (ML) using Promised Symbols Based on Single Carrier SISO System [3] M. Luise and R. Reggiannini, "Carrier frequency recovery in all-digital modems for burst-mode transmissions, "IEEE Trans. Commun., Vol. 43, no. 2/3/4, pp. 1169-1178, Feb./Mar./Apr. 1995., [4] MP Fitz," Planar filtered techniques for burst mode carrier synchronization, "in Proc. IEEE Globecom '91, Phoenix, AZ, Dec. 1991.) is well known.

종래, 국내등록특허 제1084146호, "주파수 오차 측정 방법" 외에 다수 출원된 바 있다. 종래기술에 의하면, 다수의 직교 부반송파를 사용하여 2 이상의 안테나를 통해 신호를 전송하는 시스템에 적용되는 주파수 오차 측정방법에 있어서, 2 이상의 안테나 각각에서 전송되는 0번 및 1번 전치부호 심볼을 수신하는 단계;, 상기 2 이상의 안테나를 통해 전송된 신호의 신호대 잡음비(Signal to Noise Ratio; 이하 'SNR')를 측정하는 단계; 상기 전치부호 심볼들을 샘플링하기 위해 상기 0번 전치부호 심볼을 이용하여 시간 동기를 획득하는 단계; 상기 SNR이 미리 설정된 기준치 이하인 경우, 일정한 수 이상의 전치부호 심볼을 샘플링하는 단계; 및 상기 샘플링된 전치부호 심볼 위상값들의 기대치(expectation)를 산출하는 단계를 포함하고, 상기 전치부호 심볼 위상값들의 기대치는 상기 주파수 오차인 것을 특징으로 한다.Conventionally, Korean Patent No. 1084146, "frequency error measuring method" has been filed a number of applications. According to the prior art, in a frequency error measuring method applied to a system for transmitting a signal through two or more antennas using a plurality of orthogonal subcarriers, receiving the 0 and 1 prefix symbols transmitted from each of the two or more antennas. Measuring a signal to noise ratio (SNR) of a signal transmitted through the at least two antennas; Obtaining time synchronization using the 0 prefix symbol to sample the precode symbols; Sampling the predetermined number of precode symbols if the SNR is less than or equal to a preset reference value; And calculating an expectation of the sampled precode symbol phase values, wherein the expected value of the precode symbol phase values is the frequency error.

단일 반송파 MIMO 시스템을 위해 보호구간으로 PN 시퀀스를 채용하고, 이를 이용한 MIMO 채널 추정([5] S. Ren, J. Guo, and H. Xiang, "A PN-based channel estimation algorithm in MIMO-single carrier frequency-domain equalization system," in Proc. Wireless Communications, Networking and Mobile Computing' 2007, Beijing , China, Sept. 2007.)을 하는데 있어서, 필수적으로 견고하고 정확한 심벌 및 반송파 동기를 전제로 하고 수행되므로, 심벌 및 반송파 동기부에서의 성능 열화는 채널 추정부의 성능 열화를 야기하고, 나아가서는 전체적인 수신 성능 열화를 가져온다.A PN sequence is employed as a guard interval for a single carrier MIMO system, and MIMO channel estimation using the same ([5] S. Ren, J. Guo, and H. Xiang, “A PN-based channel estimation algorithm in MIMO-single carrier frequency-domain equalization system, "in Proc. Wireless Communications, Networking and Mobile Computing '2007, Beijing, China, Sept. 2007.) And performance deterioration in the carrier synchronizer cause performance deterioration in the channel estimator, and thus overall deterioration in reception performance.

심벌 타이밍 복구의 경우, 기존의 단일 반송파 SISO시스템에서 널리 사용되는 Spectral Line Extraction기법([6] F.M. Gardner, "A BPSK/QPSK timing error detector for sampled receiver," IEEE Trans. On Comm., COM-34, pp. 423-429, May, 1986.)을 단일 반송파 MIMO시스템에 적용하여도 큰 무리가 없는 반면, 반송파 주파수 동기 복구 기법에 대해서는 많은 연구가 수행되지 않은 실정이다.In the case of symbol timing recovery, the Spectral Line Extraction technique widely used in existing single carrier SISO systems ([6] FM Gardner, "A BPSK / QPSK timing error detector for sampled receiver," IEEE Trans.On Comm., COM-34 , pp. 423-429, May, 1986.), although there is no significant problem in applying a single carrier MIMO system, many studies have not been conducted on the carrier frequency synchronization recovery technique.

단일 반송파 MIMO시스템에서는 각각의 채널 추정을 위해 서로 상관성이 없는 PN 시퀀스를 각각의 송신 안테나를 통해 전송하며, 각각의 수신 안테나를 통해 합쳐져서 수신된다. 하지만 송신되는 서로 다른 두 개의 PN 시퀀스의 위상 차이가 π일 경우, 서로 다른 두 개의 PN시퀀스가 상쇄되어 수신 PN 시퀀스는 아주 작은 벡터 값을 가지게 되므로 반송파 주파수 오차 추정에 이용하기가 어려운 문제점이 있다.In a single carrier MIMO system, PN sequences that are not correlated with each other are transmitted through respective transmit antennas for respective channel estimation, and are combined and received through respective receive antennas. However, when the phase difference between two different PN sequences to be transmitted is π, two different PN sequences are canceled and the received PN sequence has a very small vector value, which makes it difficult to use the carrier frequency error estimation.

본 발명의 목적은, 이러한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법을 제공함에 있다. 또한 송신되는 각각의 PN 시퀀스들의 위상을 회전시켜 전송하여, 일부 PN 시퀀스들이 서로 상쇄되어 버리는 것을 방지함에도 목적이 있다.
An object of the present invention is to solve this problem, and to provide a carrier frequency error estimation method using a PN sequence based on a single carrier MIMO system. In addition, the purpose of the present invention is to prevent the transmission of some PN sequences by canceling each other by rotating the phase of each transmitted PN sequence.

본 발명은 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템에 있어서, 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 시퀀스들의 위상차이가 나도록 회전시키는 위상 회전부(100); 각각의 수신 안테나를 통해 상기 PN 시퀀스들을 수신하는 PN 시퀀스 수신부(200); 상기 PN 시퀀스 수신부를 통해 수신하는 PN 시퀀스들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 시퀀스를 출력하는 PN 시퀀스 가공부(300); 상기 수신한 PN 시퀀스와 가공된 PN 시퀀스의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거하는 변조 제거부(400); 및 상기 변조 제거부를 통해 변조 제거된 PN 시퀀스에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정하는 추정부(500);를 포함하는 것을 특징으로 한다.The present invention provides a carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO based PN sequence, comprising: a phase rotating unit (100) for rotating a phase difference between PN sequences transmitted through respective transmission antennas; A PN sequence receiving unit 200 for receiving the PN sequences through respective receiving antennas; A PN sequence processing unit (300) for outputting a processed PN sequence of complex vector values formed by summing the PN sequences received through the PN sequence receiving unit; A modulation removal unit 400 for removing modulation through a conjugate multiplication operation between the received PN sequence and the processed PN sequence; And an estimator 500 estimating a carrier frequency error using a plurality of autocorrelators in the PN sequence demodulated through the modulation remover.

바람직하게 상기 위상 회전부(100)는, 제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(

Figure 112012068185746-pat00001
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00002
)가 서로 직각 위상(
Figure 112012068185746-pat00003
)을 가지도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00004
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 한다.Preferably, the phase rotation unit 100, the PN sequence received through the first transmission antenna (
Figure 112012068185746-pat00001
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00002
) Are perpendicular to each other (
Figure 112012068185746-pat00003
To have the PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00004
It is characterized by rotating the phase.

또한 바람직하게 상기 위상 회전부(100)는, 제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(

Figure 112012068185746-pat00005
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00006
)와 제3 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00007
)가 서로 120도의 위상차이가 나도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00008
) 및 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00009
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 한다.Also preferably, the phase rotation unit 100 may receive a PN sequence (received through a first transmission antenna).
Figure 112012068185746-pat00005
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00006
) And the PN sequence (via the third transmit antenna)
Figure 112012068185746-pat00007
PN sequence () so that they are 120 degrees out of phase with each other.
Figure 112012068185746-pat00008
) And PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00009
It is characterized by rotating the phase.

또한 바람직하게 상기 PN 시퀀스 가공부(300)는, 상기 위상 회전부를 통해 위상차이를 갖는 PN 시퀀스들을 합하여 가공되는 복소 벡터값의 PN 시퀀스[수학식 6]를 출력하는 것을 특징으로 한다.Also preferably, the PN sequence processing unit 300 outputs a PN sequence of a complex vector value (Equation 6) processed by adding PN sequences having a phase difference through the phase rotation unit.

[수학식 6]&Quot; (6) "

Figure 112012068185746-pat00010
Figure 112012068185746-pat00010

또한 바람직하게 상기 추정부(500)는, 상기 변조 제거부를 통해 변조 제거된 PN 시퀀스에 다수의 자기상관기[수학식7]를 이용하여 반송파 주파수 오차[수학식 8]를 추정하는 것을 특징으로 한다.Also, preferably, the estimator 500 estimates a carrier frequency error [Equation 8] by using a plurality of autocorrelators [Equation 7] to the PN sequence demodulated through the modulation removal unit.

[수학식 7][Equation 7]

Figure 112012068185746-pat00011
Figure 112012068185746-pat00011

Figure 112012068185746-pat00012
은 자기상관에 이용되는 PN 시퀀스의 지연 값.
Figure 112012068185746-pat00012
Is the delay value of the PN sequence used for autocorrelation.

[수학식 8][Equation 8]

Figure 112012068185746-pat00013
Figure 112012068185746-pat00013

Figure 112012068185746-pat00014
는 자기상관기,
Figure 112012068185746-pat00015
는 자기상관기의 개수.
Figure 112012068185746-pat00014
Autocorrelator,
Figure 112012068185746-pat00015
Is the number of autocorrelators.

한편, 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정방법에 있어서, (a) 제어부가 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 시퀀스들의 위상차이가 나도록 위상 회전부를 통해 위상을 회전시키는 단계; (b) 상기 제어부가 각각의 수신 안테나를 통해 상기 PN 시퀀스들을 PN 시퀀스 수신부를 통해 수신하는 단계; (c) 상기 제어부가 상기 수신하는 PN 시퀀스들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 시퀀스를 출력하도록 하는 단계; (d) 상기 제어부가 수신한 PN 시퀀스와 가공된 PN 시퀀스의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거하는 단계; 및 (e) 상기 제어부가 변조 제거된 PN 시퀀스에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.In the meantime, a carrier frequency error estimation method using a single carrier MIMO based PN sequence, the method comprising: (a) rotating a phase through a phase rotation unit so that a phase difference between PN sequences transmitted through each transmission antenna is obtained; (b) the control unit receiving the PN sequences through a PN sequence receiving unit through each receiving antenna; (c) causing the control unit to output a processed PN sequence of complex vector values formed by adding the received PN sequences; (d) removing modulation by a conjugate multiplication operation of the received PN sequence and the processed PN sequence; And (e) estimating a carrier frequency error using a plurality of autocorrelators in the PN sequence in which the control unit has been demodulated.

또한, 바람직하게 상기 제 (a) 단계는, 제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(

Figure 112012068185746-pat00016
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00017
)가 서로 직각 위상(
Figure 112012068185746-pat00018
)을 가지도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00019
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 한다.Also, preferably, the step (a) may include a PN sequence received through a first transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00016
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00017
) Are perpendicular to each other (
Figure 112012068185746-pat00018
To have the PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00019
It is characterized by rotating the phase.

그리고 바람직하게 상기 제 (a) 단계는, 제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(

Figure 112012068185746-pat00020
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00021
)와 제3 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00022
)가 서로 120도의 위상차이가 나도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00023
) 및 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00024
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 한다.
And preferably, the step (a) is a PN sequence received through the first transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00020
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00021
) And the PN sequence (via the third transmit antenna)
Figure 112012068185746-pat00022
PN sequence () so that they are 120 degrees out of phase with each other.
Figure 112012068185746-pat00023
) And PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00024
It is characterized by rotating the phase.

상기와 같은 본 발명에 따르면, 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법을 제공하고, 송신되는 각각의 PN 시퀀스들의 위상을 회전시켜 전송하여, 일부 PN 시퀀스들이 서로 상쇄되어 버리는 것을 방지하는 효과가 있다.
According to the present invention as described above, by providing a carrier frequency error estimation method using a PN sequence based on a single carrier MIMO system, by rotating the phase of each transmitted PN sequence, it is confirmed that some PN sequences are canceled with each other It is effective to prevent.

도 1은 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템에 관한 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 기반의 시스템에 관한 예시도.
도 3은 단일반송파 MIMO 기반을 위한 프레임 구조도.
도 4는 본 발명에 따른 반송파 주파수 오차 추정시스템의 위상 회전에 관한 예시도.
도 5는 본 발명에 따른 반송파 주파수 오차 추정시스템의 PN 시퀀스 전송 예시도.
도 6은 본 발명에 따른 반송파 주파수 오차 추정시스템의 변조 제거에 관한 예시도.
도 7은 본 발명에 따른 반송파 주파수 오차 추정시스템의 L&R 알고리듬에 관한 예시도.
도 8은 본 발명에 따른 반송파 주파수 오차 추정시스템의 모의실험 결과 그래프.
도 9는 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정방법에 관한 흐름도.1 is a block diagram of a carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO based PN sequence according to the present invention.
2 is an exemplary diagram of a single carrier MIMO based system in accordance with the present invention.
3 is a frame structure diagram for a single carrier MIMO base;
Figure 4 is an illustration of the phase rotation of the carrier frequency error estimation system according to the present invention.
5 is an exemplary PN sequence transmission of a carrier frequency error estimation system according to the present invention.
6 is an exemplary diagram of modulation cancellation of a carrier frequency error estimation system according to the present invention.
Figure 7 is an illustration of the L & R algorithm of the carrier frequency error estimation system according to the present invention.
8 is a simulation result graph of a carrier frequency error estimation system according to the present invention.
9 is a flowchart of a carrier frequency error estimation method using a single carrier MIMO based PN sequence according to the present invention;

본 발명의 구체적인 특징 및 이점들은 첨부도면에 의거한 다음의 상세한 설명으로 더욱 명백해질 것이다. 이에 앞서, 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 발명자가 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야 할 것이다. 또한, 본 발명에 관련된 공지 기능 및 그 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는, 그 구체적인 설명을 생략하였음에 유의해야 할 것이다.Specific features and advantages of the present invention will become more apparent from the following detailed description based on the accompanying drawings. Prior to this, terms and words used in the present specification and claims are to be interpreted in accordance with the technical idea of the present invention based on the principle that the inventor can properly define the concept of the term in order to explain his invention in the best way. It should be interpreted in terms of meaning and concept. It is to be noted that the detailed description of known functions and constructions related to the present invention is omitted when it is determined that the gist of the present invention may be unnecessarily blurred.

이하, 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템에 대해 첨부한 예시도면을 토대로 상세히 설명한다.Hereinafter, a carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO based PN sequence according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템은 위상 회전부(100), PN 시퀀스 수신부(200), PN 시퀀스 가공부(300), 변조 제거부(400), 추정부(500)를 포함하여 구성된다.As shown in FIG. 1, a carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO based PN sequence according to the present invention includes a phase rotation unit 100, a PN sequence receiver 200, a PN sequence processor 300, and a modulator. Reject 400, the estimator 500 is configured to include.

먼저, 도 2에 도시된 바와 같이, 단일반송파 MIMO시스템에서 송신 신호의 원활한 수신을 위해 채널 추정 & 등화 및 심벌 검출에 앞서, 견고하고 정확한 동기가 이루어져야 한다. 일반적으로 수신기의 동기부는 심벌 타이밍 동기부, 프레임검출부, 반송파 동기부로 구성되고, 특히 반송파 동기부는 주파수 동기부와 위상 동기부로 이루어진다. MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)시스템에서의 심벌 타이밍 동기부의 경우, 기존 SISO(Single-Input Single-Output)시스템에서 사용되는 Spectral Line Extraction 계열의 기법을 이용하면 큰 무리없이 동기 복구가 가능하다.First, as shown in FIG. 2, in order to smoothly receive a transmission signal in a single carrier MIMO system, robust and accurate synchronization must be performed prior to channel estimation & equalization and symbol detection. In general, the synchronization unit of the receiver includes a symbol timing synchronizer, a frame detector, and a carrier synchronizer. In particular, the carrier synchronizer includes a frequency synchronizer and a phase synchronizer. In the case of symbol timing synchronization units in a multiple-input multiple-output (MIMO) system, the synchronous recovery can be easily performed using the Spectral Line Extraction-based technique used in the existing single-input single-output (SISO) system.

도 3에 도시된 바와 같이, 단일반송파 MIMO 기반을 위한 프레임 구조는 보호구간 및 데이터 심벌구간으로 이루어지는데, PN 시퀀스 및 Chu 시퀀스의 경우, 보호구간으로의 역할뿐만 아니라 동기 복구 및 채널 추정에 이용되는 훈련열(Training Sequence)로 이용될 수 있는 장점이 있다.As shown in FIG. 3, the frame structure for the single carrier MIMO base consists of a guard interval and a data symbol interval. In the case of the PN sequence and the Chu sequence, the frame structure is used for synchronization recovery and channel estimation as well as the guard interval. There is an advantage that can be used as a training sequence.

보호구간으로 이용되는 PN시퀀스는 순환 M-Sequence이며, The PN sequence used as the guard interval is a cyclic M-Sequence,

Figure 112012068185746-pat00025
Figure 112012068185746-pat00025

다음의 Shift Register를 이용해서 생성되고, BPSK로 변조되어 전송된다.It is created using the next shift register, modulated by BPSK, and transmitted.

Figure 112012068185746-pat00026
Figure 112012068185746-pat00026

본 발명은 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템은 송신 안테나가 2개, 그리고 수신 안테나가 2개인 MIMO 시스템을 고려하였으며, 보호구간으로 PN 시퀀스를 이용하였다. In the present invention, a carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO based PN sequence considers a MIMO system having two transmit antennas and two receive antennas, and uses a PN sequence as a guard interval.

여기서, 각 송신 안테나를 통해 송신되는 각각의 PN 시퀀스는 동 위상에서 최대의 교차 상관 (Cross-Correlation) 값을, 그리고 다른 위상에서는 ??1의 교차 상관 값을 가지는 M-Sequence이며, BPSK로 변조되어 전송된다. 또한 MIMO 채널 추정을 위하여 송신 안테나 별로 각기 다른 종류 (서로간의 교차 상관 값이 ??1을 가지는) PN 시퀀스를 이용하여 전송한다.Here, each PN sequence transmitted through each transmit antenna is an M-Sequence having a maximum cross-correlation value in the same phase and a cross-correlation value of ?? 1 in another phase, and modulated by BPSK. Is sent. In addition, for the MIMO channel estimation, each transmit antenna is transmitted using a PN sequence having different types (cross correlation values of ?? 1).

우선, 위상 회전부(100)는, 첫 번째 송신 안테나를 통해 수신된 PN 시퀀스(

Figure 112012068185746-pat00027
)와 두 번째 송신 안테나를 통해 수신된 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00028
)가 서로 직각 위상(
Figure 112012068185746-pat00029
)을 가지도록 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00030
)의 위상을 회전시켜 전송하는 기능을 수행한다.First, the phase rotation unit 100 is a PN sequence received through the first transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00027
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00028
) Are perpendicular to each other (
Figure 112012068185746-pat00029
To have a PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00030
Rotate the phase of) to transmit.

여기서, 위상 회전부는 도 4에 도시된 바와 같이, 동 위상을 가지는 전송 PN 시퀀스들간의 상쇄로 인한 문제를 해결하기 위하여 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN시퀀스들의 위상을 달리한다. 이때 송신 안테나가 2개일 경우, 90도의 위상 차이가 나도록 하고, 3개일 경우, 120도의 위상차이가 나도록 한다.Here, as shown in FIG. 4, the phase rotating unit changes phases of PN sequences transmitted through respective transmission antennas in order to solve a problem caused by cancellation between transmission PN sequences having the same phase. In this case, when there are two transmitting antennas, a phase difference of 90 degrees is obtained, and when there are three transmitting antennas, a phase difference of 120 degrees is obtained.

다음으로 PN 시퀀스 수신부(200)는 서로 다른 종류의 PN 시퀀스들을 각각의 송신 안테나를 통해 전송할 때, 이상적인 심벌 타이밍 및 프레임 동기를 가정하고 AWGN 채널에서, 각각의 수신 안테나를 통해 PN 시퀀스들을 수신하는 기능을 수행한다.Next, when the PN sequence receiving unit 200 transmits different types of PN sequences through respective transmitting antennas, the PN sequence receiving unit 200 receives the PN sequences through each receiving antenna in the AWGN channel, assuming ideal symbol timing and frame synchronization. Do this.

다음으로 PN 시퀀스 가공부(300)는 상기 수신하는 PN 시퀀스들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 시퀀스를 출력하는 기능을 수행한다.Next, the PN sequence processor 300 outputs a processed PN sequence of a complex vector value formed by adding the received PN sequences.

다음으로 변조 제거부(400)는 수신한 PN 시퀀스와 가공된 PN 시퀀스의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거한다.Next, the modulation removal unit 400 removes the modulation through a conjugate multiplication operation between the received PN sequence and the processed PN sequence.

그리고 추정부(500)는 다수의 자기상관기를 이용한 ML알고리듬 계열의 L&R을 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정한다.
The estimator 500 estimates a carrier frequency error using L & R of a series of ML algorithms using a plurality of autocorrelators.

즉, 수신한 PN 시퀀스와 자체 생성한 PN 시퀀스의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거한 뒤, 다수의 자기상관기를 이용한 ML알고리듬 계열의 L&R을 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정한다.In other words, after the modulation is removed through a conjugate multiplication operation between the received PN sequence and the self-generated PN sequence, the carrier frequency error is estimated using L & R of ML algorithm series using a plurality of autocorrelators.

이에 대한 컴퓨터 모의실험을 통해, 송신 및 수신 안테나가 두 개인 2x2 MIMO 시스템에 적용하고 L&R 알고리듬을 이용하여 AWGN(Additive White Gaussian Noise)채널에서의 분산 성능을 측정한 결과, MIMO 시스템에서의 분산성능이 SISO 시스템에서의 성능과 거의 동일함을 보였다.
Through computer simulations, we applied the 2x2 MIMO system with two transmit and receive antennas and measured the dispersion performance in AWGN (Additive White Gaussian Noise) channel using L & R algorithm. It is almost identical to the performance in the SISO system.

본 발명을 보다 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, the present invention will be described in detail.

본 실시예에 따른 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템은 송신 안테나가 2개, 그리고 수신 안테나가 2개인 MIMO 시스템을 고려하였으며, 보호구간으로 PN 시퀀스를 이용하였다. 서로 다른 종류의 PN 시퀀스들을 각각의 송신 안테나를 통해 전송할 때, 이상적인 심벌 타이밍 및 프레임 동기를 가정하고 AWGN 채널에서 첫 번째 수신 안테나를 통해 수신한 i 번째 PN 시퀀스

Figure 112012068185746-pat00031
는 다음과 같이 나타낼 수 있다.The carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO based PN sequence according to the present embodiment considers a MIMO system having two transmit antennas and two receive antennas, and uses a PN sequence as a guard interval. When transmitting different types of PN sequences through each transmit antenna, the i-th PN sequence received via the first receive antenna on the AWGN channel, assuming ideal symbol timing and frame synchronization.
Figure 112012068185746-pat00031
Can be expressed as follows.

Figure 112012068185746-pat00032
Figure 112012068185746-pat00032

이 때,

Figure 112012068185746-pat00033
은 첫 번째 송신 안테나를 통해 수신된 PN 시퀀스를,
Figure 112012068185746-pat00034
는 두 번째 송신 안테나를 통해 수신된 PN 시퀀스를,
Figure 112012068185746-pat00035
는 반송파 주파수 오차를,
Figure 112012068185746-pat00036
는 샘플링 시간을,
Figure 112012068185746-pat00037
는 알 수 없는 불규칙적인 위상을,
Figure 112012068185746-pat00038
는 첫 번째 수신 안테나에서의 백색잡음,
Figure 112012068185746-pat00039
는 PN 시퀀스의 길이,
Figure 112012068185746-pat00040
는 송신된 각각의 PN 시퀀스들이 합쳐져 이루는 복소 벡터 값을 나타낸다.At this time,
Figure 112012068185746-pat00033
Is the PN sequence received via the first transmit antenna,
Figure 112012068185746-pat00034
PN sequence received through the second transmit antenna,
Figure 112012068185746-pat00035
Is the carrier frequency error,
Figure 112012068185746-pat00036
Is the sampling time,
Figure 112012068185746-pat00037
Unknown irregular phase,
Figure 112012068185746-pat00038
Is the white noise at the first receiving antenna,
Figure 112012068185746-pat00039
Is the length of the PN sequence,
Figure 112012068185746-pat00040
Denotes a complex vector value formed by combining each transmitted PN sequence.

송신되는 각각의 PN 시퀀스는 동 위상에서 최대의 교차 상관 (Cross-Correlation) 값을, 그리고 다른 위상에서는 -1의 교차 상관 값을 가지는 M-Sequence이며, BPSK로 변조되어 전송된다. Each transmitted PN sequence is an M-Sequence having a maximum cross-correlation value in the same phase and a cross-correlation value of -1 in another phase, and is modulated by BPSK and transmitted.

또한 도 5에 도시된 바와 같이, MIMO 채널 추정을 위하여 송신 안테나 별로 각기 다른 종류 (서로간의 교차 상관 값이 -1을 가지는) PN 시퀀스 각각의 송신 안테나를 통해 전송한다.
In addition, as shown in FIG. 5, for the MIMO channel estimation, each transmit antenna transmits through each transmit antenna of each PN sequence having a different cross correlation value of -1.

다음으로, 각각의 PN 시퀀스들을 동일한 위상으로 전송할 때, 이상적인 채널 환경에서 수신되는

Figure 112012068185746-pat00041
는 식(2)와 같다.Next, when transmitting each PN sequence in the same phase, it is received in an ideal channel environment.
Figure 112012068185746-pat00041
Is the same as in Eq. (2).

Figure 112012068185746-pat00042
Figure 112012068185746-pat00042

이 때,

Figure 112012068185746-pat00043
은 PN 시퀀스의 위상을 나타낸다. At this time,
Figure 112012068185746-pat00043
Represents the phase of the PN sequence.

이 중

Figure 112012068185746-pat00044
과
Figure 112012068185746-pat00045
의 위상 차이가
Figure 112012068185746-pat00046
인 경우,
Figure 112012068185746-pat00047
는 '0'에 해당하는 값을 가지게 되거나, 식(1)과 같이 주파수 오차로 인한 위상의 변화를 고려하더라도 파워가 작은 벡터 값을 가지게 된다. 이 때문에,
Figure 112012068185746-pat00048
를 이용하여 정확한 반송파 주파수 오차를 추정하기가 어렵다. 이 때문에
Figure 112012068185746-pat00049
가
Figure 112012068185746-pat00050
의 값을 가지고 연속적일 때에만 인접한
Figure 112012068185746-pat00051
의 위상차를 통해 주파수 오차를 추정할 수 있다.double
Figure 112012068185746-pat00044
and
Figure 112012068185746-pat00045
Phase difference of
Figure 112012068185746-pat00046
Quot;
Figure 112012068185746-pat00047
Has a value corresponding to '0' or has a small vector value of power even when considering a phase change due to a frequency error as shown in Equation (1). Because of this,
Figure 112012068185746-pat00048
It is difficult to estimate the exact carrier frequency error using. Because of this
Figure 112012068185746-pat00049
end
Figure 112012068185746-pat00050
Adjacent only when contiguous with
Figure 112012068185746-pat00051
The frequency difference can be estimated through the phase difference of.

도 6에 도시된 바와 같이, 수신한 PN 시퀀스 (y(k))와 수신기에서 자체 생성한 PN 시퀀스(PNTx *(k))의 공액곱셈을 수행하고, 이를 통해 수신 신호의 변조를 제거한다.As shown in FIG. 6, a multiplication of the received PN sequence (y (k)) and the PN sequence (PN Tx * (k)) generated by the receiver is performed, thereby removing modulation of the received signal. .

즉, 먼저 수신한

Figure 112012068185746-pat00052
와 자체 생성한
Figure 112012068185746-pat00053
의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거해야 하며, 다음과 같이 쓸 수 있다That is, first received
Figure 112012068185746-pat00052
And self-generated
Figure 112012068185746-pat00053
You need to remove the modulation through the conjugate multiplication of, and you can write

Figure 112012068185746-pat00054
Figure 112012068185746-pat00054

이 때,

Figure 112012068185746-pat00055
은 PN 시퀀스의 공액 복소수를 뜻하며,
Figure 112012068185746-pat00056
는 일정한 상수를 뜻한다.At this time,
Figure 112012068185746-pat00055
Is the conjugate complex number of the PN sequence,
Figure 112012068185746-pat00056
Is a constant constant.

이 후,

Figure 112012068185746-pat00057
가
Figure 112012068185746-pat00058
의 값을 가지고 연속적일 때에만 연속한
Figure 112012068185746-pat00059
와
Figure 112012068185746-pat00060
간의 위상차를 통해 반송파 주파수 오차를 추정하며 잡음항인
Figure 112012068185746-pat00061
을 무시할 경우, 반송파 주파수 오차 추정 식을 식(4)-식(5)와 같이 쓸 수 있다.after,
Figure 112012068185746-pat00057
end
Figure 112012068185746-pat00058
Continuous only when consecutive with the value of
Figure 112012068185746-pat00059
Wow
Figure 112012068185746-pat00060
Estimate the carrier frequency error through the phase difference between
Figure 112012068185746-pat00061
If ignoring, the carrier frequency error estimation equation can be written as Equation (4) -Equation (5).

Figure 112012068185746-pat00062
Figure 112012068185746-pat00062

Figure 112012068185746-pat00063
Figure 112012068185746-pat00063

이 때,

Figure 112012068185746-pat00064
는 x의 위상을 뜻하며,
Figure 112012068185746-pat00065
는 식(4)-식(5)에서 함수
Figure 112012068185746-pat00066
가 계산된 횟수를 뜻하는 계수 인자(Scaling Factor)이며, 그리고
Figure 112012068185746-pat00067
는 추정된 정규화 반송파 주파수 오차를 뜻한다.
At this time,
Figure 112012068185746-pat00064
Is the phase of x,
Figure 112012068185746-pat00065
Is a function in equation (4)-(5)
Figure 112012068185746-pat00066
Is a scaling factor for the number of times that is calculated, and
Figure 112012068185746-pat00067
Denotes the estimated normalized carrier frequency error.

앞에서 설명한 것처럼, 동일한 위상으로 PN 시퀀스들을 전송할 때의 문제점인 동위상을 가지는 전송 PN 시퀀스들간의 상쇄로 인한 문제점을 해결하기 위해서, 각각의 PN 시퀀스들의 위상을 회전시켜 전송하는 기법을 제안한다. 제안하는 기법은 다음과 같다.As described above, in order to solve the problem caused by cancellation between transmission PN sequences having in phase, which is a problem when transmitting PN sequences in the same phase, a technique of rotating and transmitting a phase of each PN sequence is proposed. The proposed technique is as follows.

송신 & 수신 안테나가 각각 2개인 2x2 MIMO 시스템의 경우,

Figure 112012068185746-pat00068
와
Figure 112012068185746-pat00069
가 서로 직각 위상(
Figure 112012068185746-pat00070
)을 가지도록
Figure 112012068185746-pat00071
의 위상을 돌려서 전송한다. 이 때, 이상적인 채널 환경에서 수신되는
Figure 112012068185746-pat00072
는 식(6)과 같다.For a 2x2 MIMO system with two transmit and receive antennas,
Figure 112012068185746-pat00068
Wow
Figure 112012068185746-pat00069
Are perpendicular to each other (
Figure 112012068185746-pat00070
To have
Figure 112012068185746-pat00071
Transmit by turning the phase of. At this time, the received channel conditions
Figure 112012068185746-pat00072
Is as shown in equation (6).

Figure 112012068185746-pat00073
Figure 112012068185746-pat00073

식(6)에서 보듯이 제안한 기법과 같이 PN 시퀀스를 회전시켜 전송할 경우, 모든 경우에 대해

Figure 112012068185746-pat00074
를 이용하여 주파수 오차를 추정할 수 있다. 연속된 모든
Figure 112012068185746-pat00075
를 이용할 수 있으므로, 도 7에 도시된 바와 같이, 기존에 알려진 ML 방식의 주파수 추정 알고리듬을 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정할 수 있다. 이 중 L&R 알고리듬을 이용하여 주파수 추정을 하기 위해선, 식(3)과 같이 수신한
Figure 112012068185746-pat00076
와 수신기에서 자체 생성한
Figure 112012068185746-pat00077
의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거해야 한다. 이후 z(i)의 자기상관함수 R(m)을 다음과 같이 쓸 수 있다.As shown in Equation (6), when the PN sequence is rotated and transmitted as in the proposed scheme,
Figure 112012068185746-pat00074
We can estimate the frequency error using. All in a row
Figure 112012068185746-pat00075
As shown in FIG. 7, the carrier frequency error may be estimated using a known ML method of frequency estimation algorithm. In order to estimate the frequency using the L & R algorithm,
Figure 112012068185746-pat00076
And self-generated by the receiver
Figure 112012068185746-pat00077
You need to remove the modulation through the conjugate multiplication of. Then, the autocorrelation function R (m) of z (i) can be written as

Figure 112012068185746-pat00078
Figure 112012068185746-pat00078

이 때, m은 자기상관에 이용되는 PN 시퀀스의 지연 값을 뜻한다.In this case, m means a delay value of the PN sequence used for autocorrelation.

L&R 알고리듬은 다수의 자기상관기 R(k)를 이용하여 식(3)에서의 잡음항인

Figure 112012068185746-pat00079
의 영향을 줄여 정확하게 반송파 주파수 오차를 추정하며, 주파수 오차는 식(8)과 같이 구할 수 있다.The L & R algorithm uses the number of autocorrelators R (k) as the noise term in equation (3).
Figure 112012068185746-pat00079
Carrier frequency error can be estimated accurately by reducing the effect of, and the frequency error can be obtained as Equation (8).

Figure 112012068185746-pat00080
Figure 112012068185746-pat00080

이 때,

Figure 112012068185746-pat00081
는 자기상관기의 개수를 뜻한다.At this time,
Figure 112012068185746-pat00081
Is the number of autocorrelators.

도 8은 제안된 전송 기법을 2x2 MIMO 시스템에 적용하였을 때와 기존 SISO시스템에서의 추정 주파수 오차의 분산 성능을 나타낸 그림이다. L&R 알고리듬을 이용하였으며, PN 시퀀스는 200개, 그리고 자기상관기 v는 최대 8개까지 이용하여 심벌 속도 대비 1%의 주파수 오차를 추정하였다. 8 is a diagram showing the dispersion performance of the estimated frequency error when the proposed transmission scheme is applied to a 2x2 MIMO system and in the existing SISO system. Using L & R algorithm, we estimated 200% PN sequences and up to 8 autocorrelators v for 1% frequency error.

수신한 PN 시퀀스와 수신기에서 자체 생성한 PN 시퀀스의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거한 뒤, 다수의 자기상관기를 이용한 ML알고리듬 계열의 L&R을 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정한다.After the modulation is eliminated through a conjugate multiplication operation between the received PN sequence and the PN sequence generated by the receiver, the carrier frequency error is estimated using L & R of ML algorithm series using a plurality of autocorrelators.

이에 대한 컴퓨터 모의실험을 통해, 송신 및 수신 안테나가 두 개인 2x2 MIMO 시스템에 적용하고 L&R 알고리듬을 이용하여 AWGN(Additive White Gaussian Noise)채널에서의 분산 성능을 측정한 결과, MIMO 시스템에서의 분산성능이 SISO 시스템에서의 성능과 거의 동일함을 보였다.Through computer simulations, we applied the 2x2 MIMO system with two transmit and receive antennas and measured the dispersion performance in AWGN (Additive White Gaussian Noise) channel using L & R algorithm. It is almost identical to the performance in the SISO system.

본 발명에서는 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정 알고리듬을 제안하였다. 제안된 직각 위상을 가지는 PN 전송기법 및 수신 PN 위상 보정기법을 적용하였을 때, AWGN 채널상에서 SISO 시스템과 거의 동일한 수준의 분산성능을 보임을 확인하였다.In the present invention, a carrier frequency error estimation algorithm using a PN sequence based on a single carrier MIMO system is proposed. When applying the proposed quadrature PN transmitter and receiver PN phase correction techniques, it is confirmed that the dispersion performance is almost the same as that of SISO system on AWGN channel.

한편, 도 9에 도시된 바와 같이, 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정방법을 살펴보면 다음과 같다.On the other hand, as shown in Figure 9, the carrier frequency error estimation method using a single carrier MIMO-based PN sequence as follows.

우선, 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템의 각 구성들을 제어하는 기능을 하는 제어부(600)는 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 시퀀스들의 위상차이가 나도록 위상 회전부를 통해 위상을 회전시킨다(S2).First, the control unit 600 which controls the respective components of the carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO based PN sequence is phased through a phase rotation unit so that the phase difference between the PN sequences transmitted through the respective transmit antennas is obtained. Rotate (S2).

다음으로 제어부는 각각의 수신 안테나를 통해 상기 PN 시퀀스들을 PN 시퀀스 수신부를 통해 수신한다(S4).Next, the control unit receives the PN sequences through the PN sequence receiving unit through each receiving antenna (S4).

다음으로 제어부는 수신하는 PN 시퀀스들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 시퀀스를 출력하도록 한다(S6).Next, the control unit outputs the processed PN sequence of the complex vector value formed by adding the received PN sequences (S6).

다음으로 제어부는 수신한 PN 시퀀스와 가공된 PN 시퀀스의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거한다(S8).Next, the controller removes the modulation through the conjugate multiplication operation of the received PN sequence and the processed PN sequence (S8).

그리고 제어부는 변조 제거된 PN 시퀀스에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정한다(S10).The controller estimates a carrier frequency error using a plurality of autocorrelators in the modulated PN sequence (S10).

또한, 바람직하게 상기 제 (S2) 단계는, 제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(

Figure 112012068185746-pat00082
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00083
)가 서로 직각 위상(
Figure 112012068185746-pat00084
)을 가지도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00085
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 한다.Also, preferably, the step (S2) may include a PN sequence (received through a first transmit antenna).
Figure 112012068185746-pat00082
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00083
) Are perpendicular to each other (
Figure 112012068185746-pat00084
To have the PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00085
It is characterized by rotating the phase.

그리고 바람직하게 상기 제 (S2) 단계는, 제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(

Figure 112012068185746-pat00086
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00087
)와 제3 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00088
)가 서로 120도의 위상차이가 나도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00089
) 및 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00090
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 한다.And preferably, the (S2) step, the PN sequence received through the first transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00086
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00087
) And the PN sequence (via the third transmit antenna)
Figure 112012068185746-pat00088
PN sequence () so that they are 120 degrees out of phase with each other.
Figure 112012068185746-pat00089
) And PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00090
It is characterized by rotating the phase.

이상으로 본 발명의 기술적 사상을 예시하기 위한 바람직한 실시 예와 관련하여 설명하고 도시하였지만, 본 발명은 이와 같이 도시되고 설명된 그대로의 구성 및 작용에만 국한되는 것이 아니며, 기술적 사상의 범주를 일탈함이 없이 본 발명에 대해 다수의 변경 및 수정이 가능함을 당업자들은 잘 이해할 수 있을 것이다. 따라서 그러한 모든 적절한 변경 및 수정과 균등 물들도 본 발명의 범위에 속하는 것으로 간주되어야 할 것이다.
While the present invention has been particularly shown and described with reference to preferred embodiments thereof, it will be understood by those skilled in the art that various changes in form and details may be made therein without departing from the spirit and scope of the invention as defined by the appended claims. It will be appreciated by those skilled in the art that numerous changes and modifications may be made without departing from the invention. Accordingly, all such suitable changes, modifications, and equivalents should be considered to be within the scope of the present invention.

100 : 위상 회전부 200 : PN 시퀀스 수신부
300 : PN 시퀀스 가공부 400 : 변조 제거부
500 : 추정부 600 : 제어부100: phase rotation unit 200: PN sequence receiving unit
300: PN sequence processing unit 400: modulation cancellation unit
500: estimator 600: controller

Claims (8)

단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템에 있어서,
각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 시퀀스들의 위상차이가 나도록 회전시키는 위상 회전부(100);
각각의 수신 안테나를 통해 상기 PN 시퀀스들을 수신하는 PN 시퀀스 수신부(200);
상기 PN 시퀀스 수신부를 통해 수신하는 PN 시퀀스들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 시퀀스를 출력하는 PN 시퀀스 가공부(300);
상기 수신한 PN 시퀀스와 가공된 PN 시퀀스의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거하는 변조 제거부(400); 및
상기 변조 제거부를 통해 변조 제거된 PN 시퀀스에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정하는 추정부(500);를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템.
In the carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO based PN sequence,
A phase rotation unit 100 rotating the phase difference of the PN sequences transmitted through each transmission antenna;
A PN sequence receiving unit 200 for receiving the PN sequences through respective receiving antennas;
A PN sequence processing unit (300) for outputting a processed PN sequence of complex vector values formed by summing the PN sequences received through the PN sequence receiving unit;
A modulation removal unit 400 for removing modulation through a conjugate multiplication operation between the received PN sequence and the processed PN sequence; And
Carrier frequency error estimation using a single carrier MIMO-based PN sequence comprising a; estimator 500 for estimating a carrier frequency error using a plurality of autocorrelators to the PN sequence demodulated by the modulation removal unit system.
제 1 항에 있어서,
상기 위상 회전부(100)는,
제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00091
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00092
)가 서로 직각 위상(
Figure 112012068185746-pat00093
)을 가지도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00094
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템.
The method of claim 1,
The phase rotation unit 100,
PN sequence received through the first transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00091
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00092
) Are perpendicular to each other (
Figure 112012068185746-pat00093
To have the PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00094
Carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO-based PN sequence, characterized in that the phase of the phase is rotated.
제 1 항에 있어서,
상기 위상 회전부(100)는,
제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00095
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00096
)와 제3 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00097
)가 서로 120도의 위상차이가 나도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00098
) 및 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00099
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템.
The method of claim 1,
The phase rotation unit 100,
PN sequence received through the first transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00095
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00096
) And the PN sequence (via the third transmit antenna)
Figure 112012068185746-pat00097
PN sequence () so that they are 120 degrees out of phase with each other.
Figure 112012068185746-pat00098
) And PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00099
Carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO-based PN sequence, characterized in that the phase of the phase is rotated.
제 1 항에 있어서,
상기 PN 시퀀스 가공부(300)는,
상기 위상 회전부를 통해 위상차이를 갖는 PN 시퀀스들을 합하여 가공되는 복소 벡터값의 PN 시퀀스[수학식 6]를 출력하는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템.
[수학식 6]
Figure 112012068185746-pat00100

The method of claim 1,
The PN sequence processing unit 300,
The carrier frequency error estimation system using a single carrier MIMO-based PN sequence, characterized in that for outputting a PN sequence of a complex vector value processed by summing the PN sequences having a phase difference through the phase rotation unit.
&Quot; (6) "
Figure 112012068185746-pat00100

 제 1 항에 있어서,
상기 추정부(500)는,
상기 변조 제거부를 통해 변조 제거된 PN 시퀀스에 다수의 자기상관기[수학식7]를 이용하여 반송파 주파수 오차[수학식 8]를 추정하는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템.
[수학식 7]
Figure 112013105594945-pat00101

m은 자기상관에 이용되는 PN 시퀀스의 지연 값, Np는 PN 시퀀스의 길이, Z(k)는 수신한
Figure 112013105594945-pat00121
와 수신기에서 자체 생성한
Figure 112013105594945-pat00122
의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거한 시퀀스(Z(k)=
Figure 112013105594945-pat00123
)
[수학식 8]
Figure 112013105594945-pat00102

R(k)는 자기상관기, v는 자기상관기의 개수, Ts는 샘플링 시간.
The method of claim 1,
The estimator 500,
Carrier frequency error using a single carrier MIMO-based PN sequence, characterized by estimating a carrier frequency error [Equation 8] using a plurality of autocorrelators [Equation 7] to the PN sequence demodulated by the modulation removal unit Estimation system.
&Quot; (7) "
Figure 112013105594945-pat00101

m is the delay value of the PN sequence used for autocorrelation, N p is the length of the PN sequence, and Z (k) is
Figure 112013105594945-pat00121
And self-generated by the receiver
Figure 112013105594945-pat00122
Modulation-free sequence with conjugate multiplication of (Z (k) =
Figure 112013105594945-pat00123
)
&Quot; (8) "
Figure 112013105594945-pat00102

R (k) is the autocorrelator, v is the number of autocorrelators, and T s is the sampling time.
단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정방법에 있어서,
(a) 제어부가 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 시퀀스들의 위상차이가 나도록 위상 회전부를 통해 위상을 회전시키는 단계;
(b) 상기 제어부가 각각의 수신 안테나를 통해 상기 PN 시퀀스들을 PN 시퀀스 수신부를 통해 수신하는 단계;
(c) 상기 제어부가 상기 수신하는 PN 시퀀스들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 시퀀스를 출력하도록 하는 단계;
(d) 상기 제어부가 수신한 PN 시퀀스와 가공된 PN 시퀀스의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거하는 단계; 및
(e) 상기 제어부가 변조 제거된 PN 시퀀스에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정방법.In the carrier frequency error estimation method using a single carrier MIMO-based PN sequence,
(a) the control unit rotating a phase through the phase rotation unit so that a phase difference between PN sequences transmitted through each transmission antenna is obtained;
(b) the control unit receiving the PN sequences through a PN sequence receiving unit through each receiving antenna;
(c) causing the control unit to output a processed PN sequence of complex vector values formed by adding the received PN sequences;
(d) removing modulation by a conjugate multiplication operation of the received PN sequence and the processed PN sequence; And
(e) estimating a carrier frequency error using a plurality of autocorrelators in the PN sequence in which the control unit has been demodulated; carrier frequency error estimation method using a single carrier MIMO based PN sequence. 제 6 항에 있어서,
상기 제 (a) 단계는, 제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00103
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00104
)가 서로 직각 위상(
Figure 112012068185746-pat00105
)을 가지도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00106
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정방법.The method according to claim 6,
In step (a), the PN sequence received through the first transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00103
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00104
) Are perpendicular to each other (
Figure 112012068185746-pat00105
To have the PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00106
Carrier frequency error estimation method using a single carrier MIMO-based PN sequence, characterized in that for rotating the phase. 제 6 항에 있어서,
상기 제 (a) 단계는, 제1 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00107
)와 제2 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00108
)와 제3 송신 안테나를 통해 수신하는 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00109
)가 서로 120도의 위상차이가 나도록 상기 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00110
) 및 PN 시퀀스(
Figure 112012068185746-pat00111
)의 위상을 회전시키는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 기반의 PN 시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정방법.The method according to claim 6,
In step (a), the PN sequence received through the first transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00107
) And the PN sequence received via the second transmit antenna (
Figure 112012068185746-pat00108
) And the PN sequence (via the third transmit antenna)
Figure 112012068185746-pat00109
PN sequence () so that they are 120 degrees out of phase with each other.
Figure 112012068185746-pat00110
) And PN sequence (
Figure 112012068185746-pat00111
Carrier frequency error estimation method using a single carrier MIMO-based PN sequence, characterized in that for rotating the phase.
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